WO2016064046A1 - 주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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WO2016064046A1
WO2016064046A1 PCT/KR2015/002515 KR2015002515W WO2016064046A1 WO 2016064046 A1 WO2016064046 A1 WO 2016064046A1 KR 2015002515 W KR2015002515 W KR 2015002515W WO 2016064046 A1 WO2016064046 A1 WO 2016064046A1
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WO
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self
signal
interference
clause
frequency
Prior art date
Application number
PCT/KR2015/002515
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English (en)
French (fr)
Inventor
김진민
정재훈
한진백
이은종
최국헌
노광석
이상림
Original Assignee
엘지전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes

Definitions

  • the present invention relates to wireless communications, and more particularly, to a method and apparatus for eliminating nonlinearity of a self-interference signal in a frequency domain.
  • Full duplex radio (FDR) black means a full duplex communication (full duplex communication) scheme means a communication scheme that simultaneously supports transmission and reception using the same resources in one terminal. In this case, the same resource means the same time and the same frequency.
  • FDR communication Black or full duplex communication is called bidirectional communication.
  • Intra-device self-interference means that a signal transmitted from a transmitting antenna is received by a receiving antenna in one base station and serves as interference. Since the signal transmitted from the transmitting antenna is transmitted with a large power and the distance between the transmitting antenna and the receiving antenna is short, the transmitted signal is received by the receiving antenna with little attenuation, so that the received signal is received at a much higher power than the desired signal.
  • UE to UE inter-link interference there is a UE to UE inter-link interference. In a network supporting FDR, UE to UE inter-link interference increases.
  • BS to BS inter-link interference increases in a network situation supporting FDR.
  • Black between base stations means that signals transmitted between heterogeneous base stations (Pico, femto, relay) in HetNet situations are received by receiving antennas from other base stations and act as interference.
  • Intra-device self-interference (hereinafter, referred to as self-interference) is an effect of interference that occurs only in FDR.
  • self-interference is an effect of interference that occurs only in FDR.
  • the first problem to be solved in order to operate FDR is elimination of magnetic interference.
  • methods for efficiently eliminating I magnetic interference have not been discussed in detail in the FDR situation.
  • the technical problem to be achieved in the present invention is to provide a method for removing the nonlinearity of the self-interference signal in the frequency domain.
  • Another object of the present invention is to provide an apparatus for removing the nonlinearity of the I self-interference signal in the frequency domain.
  • a method for removing the nonlinearity of the self-interference signal in the frequency domain comprising: receiving a reference signal from the baseband transmitter; Performing a visual imaging using a self-interference channel function on the reference signal; And transmitting the signal to which the speech is applied.
  • the self-interference channel function may be determined using a received signal subjected to baseband conversion after the reference signal and the reference signal are radiated through a transmission antenna and then subjected to a baseband conversion.
  • the performing of the presentation may further include supplying an inverse term of the self-interference channel function to the reference signal.
  • the performing of the presentation may include: The method may further include multiplying (") of the interference channel function (// (")).
  • the performing of the presentation may further include determining a phase value such that the derivative value for the phase value of the magnetic interference channel with respect to the frequency has a predetermined constant value. Determining a phase value such that the derivative value for the phase value of the magnetic interference channel with respect to the frequency has a predetermined constant value is determined as in Equation 1 below to remove the nonlinearity of the self-interference signal in the frequency domain. How to:
  • the frequency corresponds to the frequency of the subcarrier
  • the performing of the presentation may determine a phase value to be presented for each subcarrier.
  • the performing of the presentation may be performed before performing an Inverse Fast Fourier Transform (IFFT) operation.
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transform
  • the method may further include supplying, by the subcarriers, a phase value calculated by a Crinker class of a precoding matrix and a phase value to be presented for each subcarrier.
  • the device for removing the nonlinearity of the self-interference signal in the frequency domain receives a reference signal from a baseband transmitter and uses a self-interference channel function as the reference signal.
  • a presentation configured to transmit a signal to which the presentation is applied.
  • the self-interference channel function may be determined by using the received signal having the baseband conversion after receiving the reference signal and the reference signal by the receiving antenna after the reference signal is radiated through the transmission antenna.
  • the presenter performs a presenter * by multiplying the reference signal by an inverse function of the self-interference channel function.
  • the presenter performs the presenting by supplying the reference signal to the reference signal by applying ( ") 9 of the self-interference channel function (H «)). Determine the phase value to have a fixed constant value.
  • the nonlinearity of the self-interference signal in the frequency domain determines the phase value such that the derivative value of the phase value of the magnetic interference channel with respect to the frequency has a predetermined constant value according to Equation 1 below. To remove it:
  • the frequency corresponds to a frequency of a subcarrier
  • the present phase can determine a phase value to be displayed for each subcarrier.
  • the apparatus may further include an IFFT unit for performing an inverse fast fourier transform (IFFT) operation after performing the presentation.
  • IFFT inverse fast fourier transform
  • the presenter is a precoding matrix and the The phase value calculated by the Clinker class of the phase value to be displayed for each subcarrier is multiplied for each subcarrier.
  • communication performance may be improved by removing nonlinear factors of the self-interference signal in the frequency domain.
  • FIG. 1 shows a conceptual diagram of a terminal and a base station supporting FDR.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the base station 105 and the terminal 110 in the wireless communication system 100.
  • 3 is an exemplary diagram illustrating a conceptual diagram of self interference.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a signal distortion phenomenon due to a quantum coding error
  • FIG. 5 is a diagram illustrating signal recovery in a situation where a quantization error is small.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a case in which an interference signal has a power smaller than a desired signal, and then the desired signal is restored after removing the interference signal.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining a technique for canceling magnetic interference.
  • FIG. 7 is an exemplary diagram for explaining an antenna IC technique using a distance between antennas.
  • FIG. 8 is an exemplary diagram for explaining an antenna IC technique using a phase shifter.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating interference cancellation performance according to a bandwidth and a center frequency of a signal.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a system in which two interference cancellation (IC) techniques are combined.
  • FIG. 11 is a block diagram for removing magnetic interference in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) use environment.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an example I of an analog cancellation technique.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating S parameter characteristics of an antenna with respect to frequency.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating antenna characteristics versus frequency. 15 shows residual interference (residual magnetic interference signal after performing antenna cancellation) when antenna removal is performed using a rat race coupler, and the size (left drawing in FIG. 15). ) And phase (right drawing in FIG. 15).
  • 16 is a block diagram illustrating a self-interference cancellation proposed in the present invention.
  • the terminal listens to a mobile or fixed user terminal device such as a user equipment (UE), a mobile station (MS), an advanced mobile station (AMS), and the like.
  • a mobile or fixed user terminal device such as a user equipment (UE), a mobile station (MS), an advanced mobile station (AMS), and the like.
  • the base station listens to any node of the network side that communicates with the terminal, such as a Node B, an eNode B, a Base Station, and an AP.
  • the contents of the present invention can be applied to various other communication systems.
  • a user equipment may receive information from a base station through downlink, and the terminal may also transmit information through uplink.
  • the information transmitted or received by the terminal includes data and various control information, and various physical channels exist according to the type and purpose of the information transmitted or received by the terminal.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • CDMA may be implemented with a radio technology such as Universal Terrestrial Radio Access (UTRA) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented with wireless technologies such as Global System for Mobile communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • OFDMA may be implemented in a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, Evolved UTRA (E-UTRA).
  • UTRA is part of the Universal Mobile Telecommunications System (UMTS).
  • 3rd Generation Partnership Project (3GPP) long term evolution (LTE) is an Evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA
  • LTE-Advanced is the 3GPP LTE
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the base station 105 and the terminal 110 in the wireless communication system 100.
  • the wireless communication system 100 may include one or more base stations and / or one. It may include more than one terminal.
  • the base station 10S includes a transmit (Tx) data processor 115, a symbol modulator 120, a transmitter 125, a transmit / receive antenna 130, a processor 180, and a memory 185. And a receiver 190, a symbol demodulator 195, and a receive data processor 197.
  • the terminal 110 transmits (Tx) data processor 165, symbol modulator 170, transmitter 175, transmit / receive antenna 135, processor 155, memory 160, receiver 140, and symbol. Demodulator 155 and receive data processor 150.
  • the transmit and receive antennas 130 and 135 are shown as one at the base station 105 and the terminal 110, respectively, the base station 105 and the terminal 110 are provided with a plurality of transmit and receive antennas.
  • the base station 105 and the terminal 110 according to the present invention support a multiple input multiple output (MIMO) system.
  • the base station 105 according to the present invention may support both a single user-MIMO (SU-MIMO) and a multi user-MIMO (MU-MIMO) scheme.
  • SU-MIMO single user-MIMO
  • MU-MIMO multi user-MIMO
  • the transmit data processor 115 receives the traffic data, formats the received traffic data, codes it, interleaves and modulates (or symbol maps) the coded traffic data, and modulates symbols. ("Data symbols").
  • the symbol modulator 120 stores these data symbols and pilot symbols. Receive and pass away to provide a stream of symbols.
  • the symbol modulator 120 multiplexes the data and pilot symbols and sends it to the transmitter 125.
  • each transmission symbol may be a data symbol, a pilot symbol, or a signal value of zero.
  • pilot symbol stones may be transmitted continuously.
  • the pilot symbols may be frequency division multiplexed (FDM), orthogonal frequency division multiplexed (OFDM), time division multiplexed (TDM), or code division multiplexed (CDM) symbols.
  • Transmitter 125 receives the stream of symbols and converts it into one or more analog signals, and further adjusts (eg, amplifies, filters, and frequency upconverts) these analog signals. In this case, a downlink signal suitable for transmission through the wireless channel is generated, and then the transmitting antenna B0 transmits the generated downlink signal to the terminal.
  • the receiving antenna 135 receives the downlink signal from the base station and provides the received signal to the receiver 140.
  • Receiver 140 adjusts the received signal (eg, filtering, amplifying, and frequency downconverting), and digitizes the adjusted signal to obtain saules.
  • the symbol demodulator 145 demodulates the received pilot symbols and provides them to the processor 155 for channel estimation.
  • the symbol demodulator 14S also receives a frequency response estimate for the downlink from the processor 15S and performs data demodulation on the received data symbols to obtain data (which are estimates of the transmitted data symbols). Obtain a symbol estimate and provide the data symbol estimates to a receive (Rx) data processor 150. Receive data processor 150 demodulates (ie, symbol de-maps), deinterleaves, and decodes the data symbol estimates to recover the transmitted traffic data.
  • symbol demodulator 145 and receive data processor 150 are complementary to the processing by symbol modulator 120 and transmit data processor 115 at base station 105, respectively.
  • the terminal 110 is on the uplink, and the transmit data processor 165 stores the traffic data to provide data symbols.
  • the symbol modulator 170 may receive and multiplex data symbols, perform modulation, and provide a stream of symbols to the transmitter 175.
  • Transmitter 175 receives and stores a stream of symbols to generate an uplink signal.
  • the transmit antenna 135 transmits the generated uplink signal to the base station 105.
  • an uplink signal is received from the terminal 110 through the reception antenna 130, and the receiver 190 stores the received uplink signal to obtain saules.
  • the symbol demodulator 195 is then The samples are processed to provide received pilot symbols and data symbol estimates for the uplink.
  • the received data processor 197 stores the data symbol estimates and recovers the traffic data transmitted from the terminal 110.
  • Processors 155 and 180 of each of terminal 110 and base station 105 instruct (eg, control, coordinate, manage, etc.) operation at terminal 110 and base station 105, respectively.
  • Respective processors 155 and 180 may be connected with memory units 160 and 185 that store program codes and data.
  • Memory 160, 185 is coupled to processor 180 to store operating system, applications, and general files.
  • the processors 155 and 180 may also be called as controllers, microcontrollers, microprocessors, microcomputers, or the like. Meanwhile, the processors 15S and 180 may be implemented by hardware or firmware, software, or a combination thereof.
  • ASICs appliancecatk
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic
  • devices field programmable gate arrays (FPGAs), and the like, may be included in the processors 155 and 180.
  • firmware or software when implementing embodiments of the present invention using firmware or software, the firmware or software may be configured to include a module, a procedure, or a function for performing the functions or operations of the present invention.
  • Firmware or software configured to perform the above may be provided in the processors 155 and 180 or stored in the memory 160 and 185 to be driven by the processors 155 and 180.
  • Layers of the radio interface protocol between the terminal and the base station between the wireless communication system are based on the first three layers (L1), the second based on the lower three layers of the open system interconnection (OSI) model well known in the communication system.
  • the Eolli layer belongs to the first layer and provides an information transmission service through a physical channel.
  • RRQRadio Resource Control belongs to the third layer and provides control radio resources between the UE and the network.
  • the terminal and the base station may exchange RRC messages through the wireless communication network and the RRC layer.
  • the processor 1S5 of the terminal and the processor 180 of the base station exclude signals and data except for a function of receiving or transmitting a signal and a storage function of the terminal 110 and the base station 105, respectively. Perform the processing operation, but for the convenience of description the processor 155, 180 is not specifically mentioned below. Do not. Although not specifically mentioned by the processors 155 and 180, it may be said that a series of operations, such as a function of receiving or transmitting a signal and not storing the data, is performed.
  • 3 is an exemplary diagram illustrating a conceptual diagram of self interference.
  • a signal transmitted from one terminal is received as it is by a receiving antenna of the same terminal and acts as interference.
  • This interference is different from other interferences.
  • the first is that the signal acting as interference can be regarded as a perfectly known signal, and the second is that the power of the signal acting as interference is much higher than the desired signal. to be. This is a factor that cannot be completely eliminated at the receiver even if the signal acting as interference is perfectly known.
  • the receiver uses an analog to digital converter (ADC) to convert the received signal into a digital signal.
  • ADC analog to digital converter
  • the ADC measures the power of the received signal, adjusts the power level of the received signal, and then quantizes it to convert it into a digital signal.
  • the interference signal is received at a much higher power than the desired signal, the signal characteristics of the desired signal are buried in the quantization level 1 at the time of quantization and thus cannot be restored.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a signal distortion phenomenon due to quantization error
  • FIG. 5 is a diagram illustrating signal recovery in a situation in which quantization error is small.
  • quantization is assumed to be 4 bits. If quantization is performed in a situation where the interference signal has a much larger power than the desired signal, even if the interference signal is removed, the desired signal is distorted much.
  • FIG. 5 illustrates an example in which an interference signal has a smaller power than a desired signal, and then the desired signal is restored after the interference signal is removed. In such a situation, a technique for removing magnetic interference can be classified into a total of four methods according to the location of the cancellation technique.
  • FIG. 6 is a diagram for describing a technique for canceling magnetic interference.
  • four methods may be classified into a faceband IC technique, an ADC IC technique, an analog IC technique, and an antenna IC technique according to a location where a technique for removing magnetic interference is performed.
  • FIG. 7 is an exemplary diagram for describing an antenna IC technique using a distance between antennas.
  • the antenna IC technique is the simplest technique that can be implemented among all the IC techniques and can be implemented as shown in FIG. That is, one terminal performs interference cancellation using three antennas, of which two antennas are used as a transmitting antenna and one antenna is used as a receiving antenna. Two transmissions The antenna is installed at a distance of about wavelength / 2 based on the receiving antenna. This is for the signal transmitted from each transmitting antenna to receive a signal whose phase is inverted from the receiving antenna position. Therefore, among the signals received by the receiving antenna, the interference signal is received as 0.
  • the black may remove the interference signal by using a phase shifter as shown in FIG. 8 without using the distance between the antennas as shown in FIG.
  • FIG. 8 is an exemplary diagram for explaining an antenna IC technique using a phase shifter.
  • the left figure shows a technique of eliminating magnetic interference using two receiving antennas and the right figure shows a technique of removing interference using two transmitting antennas.
  • This antenna interference cancellation technique is affected by the bandwidth and center frequency of the transmitting signal. The smaller the bandwidth of the transmitted signal, the higher the center frequency, the higher the interference cancellation performance.
  • FIG. 9 shows interference cancellation performance according to a bandwidth and a center frequency of a signal. As shown in Fig. 9, the smaller the bandwidth of the transmission signal, the higher the center frequency, the higher the interference cancellation performance.
  • the ADC IC technique helps to easily eliminate interference by maximizing the performance of the ADC, which is the biggest problem that can not eliminate interference even if the interference signal is a known signal.
  • This has the disadvantage that it is impossible to apply due to the limitation of the quantization bit of the ADC in the actual implementation, but there is a point that the required magnetic interference cancellation performance may be reduced according to the trend that the ADC performance is improved.
  • the analog IC technique is to remove interference before the ADC, and to remove magnetic interference using an analog signal. This can be done in the Radio Frequency (RF) region and black in the IF region.
  • RF Radio Frequency
  • the simplest method is to subtract the analog signal transmitted from the signal received by the receiving antenna by phase and time delay.
  • the analogy of the analog IC is that, unlike the antenna IC technique, only one antenna for transmission and reception is required. However, because it uses an analog signal, additional distortion may occur due to implementation complexity and circuit characteristics, and thus, interference cancellation performance may vary significantly.
  • the technique includes all interference cancellation techniques performed in the base band region.
  • the simplest technique is to subtract the transmitted digital signal from the received digital signal.
  • beamforming black precoding may be performed.
  • These techniques can also be classified as digital ICs if done in the base band.
  • digital ICs can be quantized so that a digitally modulated signal can recover information about a desired signal, in order to perform a digital IC, one or more of the above techniques may be used to remove interference.
  • Signal Error The disadvantage is that the magnitude of the signal power difference between the desired signals must fall within the ADC range.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a system in which respective interference cancellation (IC) techniques are combined.
  • IC interference cancellation
  • the system shown in FIG. 10 represents a system to which the above techniques are applied simultaneously, and the overall interference cancellation performance is improved as the interference cancellation techniques of the respective regions are merged.
  • the proposed technique of the present invention proposes a frame structure and a series of procedures that can remove magnetic interference and improve the premise cell throughput through the antenna ic technique, which is the simplest implementation among the above techniques.
  • the cell throughput can be improved even if the technique proposed by the present invention is applied.
  • analog cancellation is performed by using a signal after the power amplifier (PA) stage of the transmitter stage, before the LNA of the receiver stage.
  • PA power amplifier
  • FIG. 11 is a block diagram for removing magnetic interference in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) use environment.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transform
  • the general analog cancellation technique reflects the channel characteristics between the transmitting antenna and the receiving antenna (the time delay and magnitude / phase modulation ⁇ between the actual RF signal being output from the transmitting antenna and received by the receiving antenna).
  • an attenuator and a delay element are used.
  • the adjustment of analog signals using only these attenuator delays can only reflect a linear effect. This is because the characteristics of the antenna and the channel I characteristics are assumed to be linear.
  • An analog cancellation technique such as Io ⁇ may be represented as shown in FIG.
  • the receiver subtracts it before LNA.
  • a band pass filter of the transmitting end and the receiving end may be designed without using for a system purpose.
  • a plurality of fixed delay and variable attenuators may be used to generate the same signal as the magnetic interference signal.
  • the channel characteristics between the transmitting antenna and the receiving antenna (the time delay and the magnitude / phase modulation) from the transmitting antenna to the receiving antenna are received.
  • the adjustment of analog signals using only these attenuator delay elements can only reflect linear effects. This is because the characteristics of the antenna and the characteristics of the channel are assumed to be linear.
  • the frequency characteristic of the antenna is defined by the S parameter.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an example of an analog cancellation technique.
  • Analog cancellation can be described generally as shown in FIG. That is, the analog canceling unit is the same as the magnetic interference signal by using a variable delay and a variable attenuator for branching the signal output from the transmitting end to reflect the time and attenuation effect until the signal transmitted from the transmitting antenna is received by the receiving antenna. After it is made, the receiver senses it before the LNA (Low Noise Amplifier) unit.
  • the general antenna cancellation technique uses the antenna's sound characteristics (distance, radiation pattern, phase reversal, etc.) and various techniques exist, but all of them use one or more transmit / receive antennas and a special antenna to support FDR Rather, it is the same as using an antenna used in a general wireless communication system.
  • the frequency characteristic of a typical antenna is defined by the S parameter.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating S parameter characteristics of an antenna with respect to frequency.
  • the signal is radiated in a region where the size of Sl l is small. That is, when the antenna having a wideband characteristic is designed, it has a small S11 value in a wide area as shown in FIG. 13, and an antenna having a narrowband characteristic has a very sharp S parameter characteristic.
  • the antenna gain characteristics can be seen as shown in FIG.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating antenna characteristics versus frequency.
  • the narrowband wireless communication system since the narrowband wireless communication system transmits in a narrow frequency region, it may be determined that the antenna gain is linear with respect to the frequency, but when transmitting over a wide band, the antenna gain is curved and is applied to each frequency. Nonlinear characteristics can be considered as they have nonlinear gains. In addition, the nonlinear characteristics of the antenna gain may be deepened according to the antenna configuration or the antenna configuration.
  • This nonlinear characteristic of the output power versus frequency can be caused not only by the characteristics of the antenna, but also by the analog devices (filters, PA, local oscillator, etc.) used in the transmitter, and especially used in analog rejection. Can be deepened by the technique.
  • the attenuators and delays used to perform analog rejection can also have nonlinear characteristics in output power versus frequency.
  • the non-linear characteristics of the output power to the frequency may have a non-linear characteristics in the phase change of the output signal.
  • FIG. 15 shows the magnitude of residual interference (remaining magnetic interference signal after performing antenna cancellation) when antenna removal is performed by using a rat race coupler (left figure in FIG. 15). And phase (shown right in FIG. 15).
  • the solid line and the dotted line show the magnitude and phase of residual interference after antenna cancellation when the distance between the transmitting antenna and the receiving antenna is ⁇ / 6 and ⁇ / 3, respectively.
  • the thick dashed line in phase shows the linear phase change with respect to frequency with 1.6 ns delay.
  • the method proposed in the present invention is a method for improving self-interference performance and reducing implementation complexity by reducing the implementation burden of an analog device and digitizing it.
  • a preamble black reference signal is transmitted to estimate a black nonlinear characteristic to estimate a self-interference channel. Since the transmitting preamble black reference signal is a signal used for estimating a channel between a transmitting antenna and a receiving antenna in a device, it may be a general data signal unlike the conventional one. The reason is that the preamble black can be used as a reference signal because the signal acting as the self-interference is a signal generated in one device and is a known signal even if it is a data signal.
  • FIG. 16 is a block diagram illustrating self-interference cancellation proposed in the present invention.
  • the analog signal which undergoes RF conversion after passing through the DAC is defined as; c (0.
  • the corresponding X (0 is radiated by an antenna
  • the signal can be directly received by the receiving antenna or received by the receiving antenna through an antenna cancellation technique, where the signal can be defined as 0 and expressed as O) if the baseband conversion is performed after passing through the ADC.
  • n denotes a subcarrier index
  • t denotes a time sample.
  • the distortion generated after the ADC / DAC pass or the distortion that may occur during the RF / baseband conversion may be omitted. However, even if distortion occurs, all the proposed techniques can be applied.
  • a transmission signal is divided into a received signal or a de-convolution process is performed to estimate a self-interference channel.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • the technique proposed in the present invention feeds back the inverse function of the self-interfering channel H ") obtained through the high-precision to the transmitter to pre-distort the transmitted signal, and thereby the residual interference received after the antenna removal is performed.
  • H self-interfering channel
  • PAPR Peak to average power ratio
  • the derivative value for the phase value of the self-interfering channel with respect to the frequency for each subcarrier has a random I constant value as a predefined ⁇ O value.
  • the phase value used for pre-compensation can be applied.
  • the technique proposed in the present disclosure is a precoding technique for MIMO transmission and may be used in parallel.
  • a common precoding technique is to rush a precoding matrix for each antenna.
  • a different phase is added or subtracted for each antenna.
  • the proposed technique may be performed in conjunction with a precoding matrix that is rapidly applied to each antenna since different phase values are added or subtracted for each subcarrier. That is, if the precoding scheme of the MIMO technique is a phase shift in space, there is a difference that the scheme proposed by the present invention is a precoding scheme for removing nonlinear characteristics in the frequency domain.
  • the number of transmitting antennas of the terminal is two and the number of receiving antennas is zero), and the number of subcarriers If four, the precoding matrix
  • the subcarrier precoding matrix transmitted by antenna 1 is given by 1 and the subcarrier precoding matrix transmitted by antenna 2 is c e '. ° "e ' , D e can be represented.
  • phase value to be applied to each subcarrier can be represented as a precoding matrix ® precompensation phase for MIMO transmission.
  • 2 means Kronecker product.
  • Embodiments described above are the components and features of the present invention are combined in a predetermined form. Each component or feature is to be considered optional unless stated otherwise. Each component or feature may be implemented in a form that is not combined with other components or features. It is also possible to combine some of the components and / or features to form an embodiment of the invention. The order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment, or may be associated with corresponding components or features of another embodiment. It is obvious that the claims may be combined to form an embodiment by combining claims that do not have an explicit citation relationship in the claims or as new claims by post-application correction.

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Abstract

본 발명에 따른 주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 장치는 기저대역 송신단으로부터 기준신호를 수신하고, 상기 기준신호에 자기간섭 채널 함수를 이용하여 선보상을 수행하며, 상기 선보상이 적용된 신호를 송신하도록 구성된 선보상기를 포함한다. 상기 자기간섭 채널 함수는 상기 기준신호와 상기 기준신호가 송신안테나를 통해 방사된 후 수신 안테나로 수신되어 기저대역 변환을 거친 수신신호를 이용하여 결정될 수 있다.

Description

【명세서】
【발명의 명청】
주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 방법 및 이를 위한 장지 【기술분야】
[001] 본 발명은 무선통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는 주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.
【배경기술】
[002] Full duplex radio(FDR) 흑은 Full duplex communication (전이중 통신) 방식은 하나의 단말에서 같은 자원을 이용하여 송수신을 동시에 지원하는 통신 방식을 의미한다. 이때 같은 자원이란 같은 시간, 같은 주파수를 의미한다. FDR 통신 흑은 전이중 통신은 양방향 통신이라고 불린다.
[003] 도 1은 FDR을 지원하는 단말과 기지국의 개념도를 나타낸다. 도 1을 참조하면, FDR을 지원하는 네트워크 상황에서는 3종류의 간섭이 존재하게 된다. 첫 번째로 Intra-device self- interference 이다. Intra-device self- interference는 하나의 기지국에서 흑은 단말에서 송신 안테나에서 송신하는 신호가 수신 안테나로 수신되어 간섭으로 작용하는 것을 의미한다. 송신 안테나로부터 송신되는 신호 큰 파워로 송신되며 송신 안테나와 수신 안테나 간의 거리가 짧기 때문에 송신되는 신호는 감쇄가 거의 없이 수신 안테나로 수신되므로 원하는 신호 (desired signal)보다 매우 큰 파워로 수신되게 된다. 두 번째로, UE to UE inter-link interference가 있다. FDR를 지원하는 네트워크에서는 UE to UE inter-link interference가 증가하게 된다. 단말이 송신한 상향링크 신호가 인접하게 위지한 단말에게 수신되어 간섭으로 작용하는 것을 의미한다. 세 번째로, BS to BS inter-link interference 가 있다. 마찬가지로, FDR 지원하는 네트워크 상황에서는 BS to BS inter-link interference가 증가한다. 기지국간 흑은 HetNet 상황에서의 이종 기지국간 (Pico, femto, relay) 송신하는 신호가 다른 기지국으ᅵ 수신 안테나로 수신되어 간섭으로 작용하는 것을 의미한다.
[004] 이와 같은 3가지 간섭 중에서 Intra-device self-interference (이하, 자기 간섭 (Self- interference)이라고 함)는 FDR에서만 발생하는 간섭의 영향이다. FDR을 운영하기 위해 가장 먼저 해결해야 할 문제점이 바로 자기 간섭의 제거이다. 그러나， 아직까지 FDR 상황에서으 I 자기 간섭을 효율적으로 제거하기 위한 방법들이 구제적으로 논의된 바가 없었다.
【발명의 상세한 설명】 【기술적 과제】
[005] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제는 주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 방법을 제공하는 데 있다.
[006] 본 발명에서 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 주파수 영역에서으 I 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 장치를 제공하는 데 있다.
[007] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【기술적 해결방법】
[008] 상기의 기술적 과제를 달성하기 위한, 주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 방법에 있어서, 기저대역 송신부로부터 기준신호를 수신하는 단계; 및 상기 기준신호에 자기간섭 재널 함수를 이용하여 선보상을 수행하는 단계; 및 상기 선보상이 적용된 신호를 송신하는 단계를 포함할 수 있다. 상기 자기간섭 재널 함수는 상기 기준신호와 상기 기준신호가 송신안테나를 통해 방사된 후 수신 안테나로 수신되어 기저대역 변환을 거진 수신신호를 이용하여 결정될 수 있다. 상기 자기간섭 재널 함수 ( HX«) )는 상기 기준신호 ( x(") )과 상기 수신 신호 («)을 이용하여 Η!^ή = y(ni / x!j†i 또는 H{n) = y{n) x χ ηί' °로 결정되며, 여기서 은 ；O)으 I 공액 복소수 (complex conjugate)를 의미한다.
[009] 상기 선보상을 수행하는 단계는, 상기 기준신호에 상기 자기간섭 채널 함수의 역항수를 급하는 단계를 더 포함할 수 있다, 상기 선보상을 수행하는 단계는, 상기 기준신호에 상기 자기간섭 재널 함수 ( //(") )의 (") 를 곱하는 단계를 더 포함할 수 있다. 상기 선보상을 수행하는 단계는, 주파수 대비 자기 간섭재널의 위상 값에 대한 미분 값이 사전에 정한 상수 값을 갖도록 하는 위상값을 결정하는 단계를 더 포함할 수 있다. 상기 주파수 대비 자기 간섭채널의 위상 값에 대한 미분 값이 사전에 정한 상수 값을 갖도록 하는 위상값을 결정하는 단계는 다음 수학식 1과 같이 결정하는, 주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 방법:
[010] [수학식 1] dp ase{H(n)) = α , 여기서 ^는 사전에 정한 상수값이며, f는 부반송파 주파수이다.
[011] 상기 주파수는 부반송파의 주파수에 해당하며, 상기 선보상을 수행하는 단계는 부반송파 별로 선보상할 위상값을 결정할 수 있다. 상기 선보상을 수행하는 단계는 IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) 연산을 수행하기 이전에 수행될 수 있다.
[012] 상기 방법은, 프리코딩 행렬과 상기 부반송파 별로의 선보상할 위상값의 크리네커 급으로 산출된 위상값을 상기 부반송파 별로 급하는 단계를 더 포함할 수 있다.
[013] 상기의 다론 기술적 과제를 달성하기 위한, 주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 장지는, 기저대역 송신부로부터 기준신호를 수신하고, 상기 기준신호에 자기간섭 채널 함수를 이용하여 선보상을 수행하며, 상기 선보상이 적용된 신호를 송신하도록 구성된 선보상기를 포함할 수 있다. 상기 선보상기는 상기 자기간섭 재널 함수를 상기 기준신호오ᅡ 상기 기준신호가 송신안테나를 통해 방사된 후 수신 안테나로 수신되어 기저대역 변환을 거진 수신신호를 이용하여 결정할 수 있다. 상기 자기간섭 재널 함수 는 상기 기준신호 과 상기 수신 신호 («) 을 이용하여 H n) = yWi I 또는 /( 7) = y(/7) x x( ?)' 으로 결정되며, 여기서 은 의 공액 복소수 (complex conjugate)를 의미한다. 상기 선보상기는 상기 기준신호에 상기 자기간섭 채널 함수의 역함수를 곱하여 선보상 * 수행한다. 상기 선보상기는 상기 기준신호에 상기 자기간섭 채널 함수 ( H «) )의 (") 9 를 급하여 선보상을 수행한다. 상기 선보상기는 주파수 대비 자기 간섭재널의 위상 값에 대한 미분 값이 사전에 정한 상수 값을 갖도록 하는 위상값을 결정한다.
[014] 상기 선보상기는 다음 수학식 1에 따라 상기 주파수 대비 자기 간섭채널의 위상 값에 대한 미분 값이 사전에 정한 상수 값을 갖도록 하는 위상값올 결정하는, 주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 방법:
[수학식 1]
dp ase(H(n)) = " , 여기서 ^는 사전에 정한 상수값이며, f는 부반송파 주파수이다.
[015] 상기 주파수는 부반송파의 주파수에 해당하며, 상기 선보상기는 부반송파 별로 선보상할 위상값을 결정할 수 있다. 상기 장치는, 상기 선보상을 수행한 후에 IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) 연산을 수행하는 IFFT 부를 더 포함할 수 있다. 상기 선보상기는 프리코딩 행렬과 상기 부반송파 별로의 선보상할 위상값의 크리네커 급으로 산출된 위상값을 상기 부반송파 별로 곱한다. 【유리한 효고 U
[016] 본 발명의 실시예에 따라, 주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형적 요인들을 제거하여 통신 성능을 향상시킬 수 있다.
[017] 본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설명】
[018] 본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명고ᅣ 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
[019] 도 1은 FDR을 지원하는 단말과 기지국의 개념도를 나타낸다.
[020] 도 2는 무선통신 시스템 (100)에서의 기지국 (105) 및 단말 (110)의 구성을 도시한 블록도이다.
[021] 도 3은 자기 간섭 (self interference)에 대한 개념도를 나타낸 예시도이다.
[022] 도 4는 양자호ᅡ 오류로 인한 신호 왜곡 현상을 도시한 도면이고, 도 5는 양자화 오류가 작은 상황에서의 신호 복원을 도시한 도면이다.
[023] 도 5는 간섭 신호가 원하는 신호보다 작은 파워를 갖는 경우에 대한 예시로 간섭신호를 제거한 후에는 원하는 신호가 복원됨을 보여주는 도면이다.
[024] 도 6은 자기 간섭을 제거하기 위한 기법을 설명하기 위한 도면이다.
[025] 도 7은 안테나 간의 거리를 이용한 안테나 IC 기법을 설명하기 위한 예시적 도면이다.
[026] 도 8은 위상 쉬프터를 이용한 안테나 IC 기법을 설명하기 위한 예시적 도면이다.
[027] 도 9는 신호의 대역폭과 중심주파수에 따른 간섭제거 성능을 나타내고 있는 도면이다.
[028] 도 10은 2 간섭 제거 (interference cancellation, IC) 기법들이 결합된 시스템을 예시한 도면이다.
[029] 도 11은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 사용환경에서의 자기 간섭을 제거하기 위한 블록도를 나타낸 도면이다.
[030] 도 12는 아날로그 제거 기법으 I 일 예를 나타낸 도면이다.
[031] 도 13은 주파수에 대한 안테나의 S 파라미터 특성을 도시한 도면이다.
[032] 도 14는 주파수 대비 안테나 특성을 도시한 도면이다. [033] 도 15는 Rat race coupler를 활용하여 안테나 제거를 수행하였을 경우의 잔여 간섭 (residual interference (안테나 제거 (antenna cancellation)을 수행한 후의 남은 자기 간섭 신호)으 | 크기와 (도 15에서 왼쪽 도면)와 위상 (도 15에서 오른쪽 도면)을 도시하고 있다.
[034] 도 16에서는 본 발명에서 제안하는 자기간섭 제거를 블록도를 도시한 도면이다.
【발명의 실시를 위한 죄선의 형태】
[035] 이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면고 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구제적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구제적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 예를 들어, 이하의 상세한 설명은 이동통신 시스템이 3GPP LTE, LTE-A 시스템인 경우를 가정하여 구제적으로 설명하나, 3GPP LTE, LTE- A의 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동통신 시스템에도 적용 가능하다.
[036] 몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장지는 생략되거나, 각 구조 및 장지의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전제에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
[037】 아울러, 이하의 설명에 있어서 단말은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), AMS(Advanced Mobile Station) 등 이동 또는 고정형의 사용자단 기기를 통청하는 것을 가정한다. 또한, 기지국은 Node B, eNode B, Base Station, AP(Access Point) 등 단말과 통신하는 네트워크 단의 임의의 노드를 통청하는 것을 가정한다. 본 명세서에서는 IEEE 802.16 시스템에 근거하여 설명하지만, 본 발명의 내용들은 각종 다른 통신 시스템에도 적용가능하다.
[038] 이동 통신 시스템에서 단말 (User Equipment)은 기지국으로부터 하향링크 (Downlink)를 통해 정보를 수신할 수 있으며, 단말은 또한 상향링크 (Uplink)를 통해 정보를 전송할 수 있다. 단말이 전송 또는 수신하는 정보로는 데이터 및 다양한 제어 정보가 있으며, 단말이 전송 또는 수신하는 정보의 종류 용도에 따라 다양한 물리 재널이 존재한다.
[039] 이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced 데이터 Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)으 | 일부로서 하향링크에서 OFDMA를 재용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 재용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE으 | 진화된 버전이다.
[04이 또한, 이하의 설명에서 사용되는 특정 (特定) 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
[041] 도 2는 무선통신 시스템 (100)에서의 기지국 (105) 및 단말 (110)의 구성을 도시한 블록도이다.
[042] 무선 통신 시스템 (100)을 간락화하여 나타내기 위해 하나의 기지국 (105)과 하나의 단말 (110KD2D 단말을 포함)을 도시하였지만, 무선 통신 시스템 (100)은 하나 이상의 기지국 및 /또는 하나 이상의 단말을 포함할 수 있다.
[043] 도 2를 참조하면, 기지국 (10S)은 송신 (Tx) 데이터 프로세서 (115), 심볼 변조기 (120), 송신기 (125), 송수신 안테나 (130), 프로세서 (180), 메모리 (185), 수신기 (190), 심볼 복조기 (195), 수신 데이터 프로세서 (197)를 포함할 수 있다. 그리고, 단말 (110)은 송신 (Tx) 데이터 프로세서 (165), 심볼 변조기 (170), 송신기 (175), 송수신 안테나 (135), 프로세서 (155), 메모리 (160), 수신기 (140), 심볼 복조기 (155), 수신 데이터 프로세서 (150)를 포함할 수 있다. 송수신 안테나 (130, 135)가 각각 기지국 (105) 및 단말 (110)에서 하나로 도시되어 있지만, 기지국 (105) 및 단말 (110)은 복수 개의 송수신 안테나를 구비하고 있다. 따라서, 본 발명에 따른 기지국 (105) 및 단말 (110)은 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템을 지원한다. 또한, 본 발명에 따른 기지국 (105)은 SU-MIMO(Single User- MIMO) MU-MIMO(Multi User-MIMO) 방식 모두를 지원할 수 있다.
[044] 하향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서 (115)는 트래픽 데이터를 수신하고, 수신한 트래픽 데이터를 포맷하여, 코딩하고, 코딩된 트래픽 데이터를 인터리빙하고 변조하여 (또는 심볼 매핑하여), 변조 심볼들 ("데이터 심볼들")을 제공한다. 심볼 변조기 (120)는 이 데이터 심볼들과 파일럿 심볼들을 수신 및 저리하여, 심볼들의 스트림을 제공한다.
[045] 심볼 변조기 (120)는, 데이터 및 파일럿 심볼들을 다중화하여 이를 송신기 (125)로 전송한다. 이때, 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼, 파일럿 심볼, 또는 제로의 신호 값일 수도 있다. 각각의 심볼 주기에서, 파일럿 심볼돌이 연속적으로 송신될 수도 있다. 파일럿 심볼들은 주파수 분할 다중화 (FDM), 직교 주파수 분할 다중화 (OFDM), 시분할 다중화 (TDM), 또는 코드 분할 다중화 (CDM) 심볼일 수 있다.
[046] 송신기 (125)는 심볼들의 스트림을 수신하여 이를 하나 이상의 아날로그 신호들로 변환하고, 또한, 이 아날로그 신호들을 추가적으로 조절하여 (예를 들어, 증폭, 필터링, 및 주파수 업 컨버팅 (upconverting) 하여, 무선 재널을 통한 송신에 적합한 하향링크 신호를 발생시킨다. 그러면, 송신 안테나 (B0)는 발생된 하향링크 신호를 단말로 전송한다.
[047] 단말 (110)으 I 구성에서, 수신 안테나 (135)는 기지국으로부터의 하향링크 신호를 수신하여 수신된 신호를 수신기 (140)로 제공한다. 수신기 (140)는 수신된 신호를 조정하고 (예를 들어, 필터링, 증폭, 및 주파수 다운컨버팅 (downconverting)), 조정된 신호를 디지털화하여 생플들을 획득한다. 심볼 복조기 (145)는 수신된 파일럿 심볼들을 복조하여 재널 추정을 위해 이를 프로세서 (155)로 제공한다.
[048] 또한, 심볼 복조기 (14S)는 프로세서 (15S)로부터 하향링크에 대한 주파수 응답 추정치를 수신하고, 수신된 데이터 심볼들에 대해 데이터 복조를 수행하여, (송신된 데이터 심볼들의 추정치들인) 데이터 심볼 추정지를 획득하고, 데이터 심볼 추정지들을 수신 (Rx) 데이터 프로세서 (150)로 제공한다. 수신 데이터 프로세서 (150)는 데이터 심볼 추정지들을 복조 (즉, 심볼 디 -매핑 (demapping))하고, 디인터리빙 (deinterleaving)하고, 디코딩하여, 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
[049] 심볼 복조기 (145) 및 수신 데이터 프로세서 (150)에 의한 처리는 각각 기지국 (105)에서의 심볼 변조기 (120) 및 송신 데이터 프로세서 (115)에 의한 처리에 대해 상보적이다.
[05이 단말 (110)은 상향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서 (165)는 트래픽 데이터를 저리하여, 데이터 심볼들을 제공한다. 심볼 변조기 (170)는 데이터 심볼들을 수신하여 다중화하고, 변조를 수행하여, 심볼들의 스트림을 송신기 (175)로 제공할 수 있다. 송신기 (175)는 심볼들의 스트림을 수신 및 저리하여, 상향링크 신호를 발생시킨다. 그리고 송신 안테나 (135)는 발생된 상향링크 신호를 기지국 (105)으로 전송한다.
[051] 기지국 (105)에서, 단말 (110)로부터 상향링크 신호가 수신 안테나 (130)를 통해 수신되고, 수신기 (190)는 수신한 상향링크 신호를 저리되어 생플들을 획득한다. 이어서, 심볼 복조기 (195)는 이 생플들을 처리하여, 상향링크에 대해 수신된 파일럿 심볼들 및 데이터 심볼 추정지를 제공한다. 수신 데이터 프로세서 (197)는 데이터 심볼 추정지를 저리하여, 단말 (110)로부터 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
[052] 단말 (110) 및 기지국 (105) 각각의 프로세서 (155, 180)는 각각 단말 (110) 및 기지국 (105)에서의 동작을 지시 (예를 들어, 제어, 조정, 관리 등)한다. 각각의 프로세서들 (155, 180)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리 유닛 (160, 185)들과 연결될 수 있다. 메모리 (160, 185)는 프로세서 (180)에 연결되어 오퍼레이팅 시스템, 어플리케이션, 및 일반 파일 (general files)들을 저장한다.
[053] 프로세서 (155, 180)는 컨트를러 (controller), 마이크로 컨트를러 (microcontroller), 마이크로 프로세서 (microprocessor), 마이크로 컴퓨터 (microcomputer) 등으로도 호청될 수 있다. 한편, 프로세서 (15S, 180)는 하드웨어 (hardware) 또는 펌웨어 (firmware), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명의 실시예를 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(applicatk)n specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays) 등이 프로세서 (155, 180)에 구비될 수 있다.
[054] 한편, 펌웨어나 소프트웨어를 이용하여 본 발명의 실시예들을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등을 포함하도록 펌웨어나 소프트웨어가 구성될 수 있으며, 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌웨어 또는 소프트웨어는 프로세서 (155, 180) 내에 구비되거나 메모리 (160, 185)에 저장되어 프로세서 (155, 180)에 의해 구동될 수 있다.
[055] 단말과 기지국이 무선 통신 시스템 (네트워크) 사이의 무선 인터패이스 프로토콜의 레이어들은 통신 시스템에서 잘 알려진 OSI(open system interconnection) 모델의 하위 3개 레이어를 기초로 제 1 레이어 (L1), 제 2 레이어 (L2), 및 제 3 레이어 (L3)로 분류될 수 있다. 을리 레이어는 상기 제 1 레이어에 속하며, 물리 재널을 통해 정보 전송 서비스를 제공한다. RRQRadio Resource Control) 레이어는 상기 제 3 레이어에 속하며 UE와 네트워크 사이의 제어 무선 자원들을 제공한다. 단말, 기지국은 무선 통신 네트워크와 RRC 레이어를 통해 RRC 메시지들을 교환할 수 있다.
[056] 본 명세서에서 단말의 프로세서 (1S5)와 기지국의 프로세서 (180)는 각각 단말 (110) 및 기지국 (105)이 신호를 수신하거나 송신하는 기능 및 저장 기능 등을 제외하고, 신호 및 데이터를 처리하는 동작을 수행하지만, 설명의 편의를 위하여 이하에서 특별히 프로세서 (155, 180)를 언급하지 않는다. 특별히 프로세서 (155, 180)의 언급이 없더라도 신호를 수신하거나 송신하는 기능 및 저장 기능이 아닌 데이터 저리 등의 일련의 동작들을 수행한다고 할 수 있다.
[057] 도 3은 자기 간섭 (self interference)에 대한 개념도를 나타낸 예시도이다.
[058] 도 3에 도시한 바와 같이， 한 단말에서 송신하는 신호가 같은 단말의 수신 안테나로 그대로 수신되어 간섭으로 작용한다. 이러한 간섭은 다른 간섭고ᅡ 달리 특이사항이 있다ᅳ 첫 번째는 간섭으로 작용하는 신호가 완벽하게 알고 있는 신호로 간주될 수 있으며 두 번째로는 간섭으로 작용하는 신호의 파워가 원하는 신호보다 굉장히 높다는 점이다. 이러한 점은 간섭으로 작용하는 신호를 완벽하게 알고 있다고 하더라도 수신단에서 완벽하게 제거할 수 없는 요인으로 작용한다. 수신단에서는 수신된 신호를 디지털 신호로 바꾸기 위하여 Analog to digital converter (ADC)를 이용한다. 일반적으로 ADC는 수신된 신호의 파워를 측정하여 이에 대해 수신신호의 파워 레벨을 조정하고 이후 이를 양자화 하여 디지털 신호로 바꾸게 된다. 그러나 간섭신호가 원하는 신호에 비하여 매우 큰 파워로 수신 되기 때문에 양자화 시에 원하는 신호의 신호 특성이 양자화 레1 에 모두 묻혀서 복원할 수 없는 상황에 빠지게 된다.
[059] 도 4는 양자화 오류로 인한 신호 왜곡 현상을 도시한 도면이고, 도 5는 양자화 오류가 작은 상황에서의 신호 복원을 도시한 도면이다.
[060] 도 4에서 예를 들어, 양자화를 4 비트로 가정한다. 간섭 신호가 원하는 신호보다 매우 큰 파워를 가진 상황에서 양자화가 수행될 경우, 간섭 신호를 제거 하더라도 원하는 신호가 많이 왜곡되어있음을 보여준다. 이에 반하여 도 5는 간섭 신호가 원하는 신호보다 작은 파워를 갖는 경우에 대한 예시로 간섭신호를 제거한 후에는 원하는 신호가 복원됨을 보여준다. 이와 같은 상황에서 자기 간섭을 제거하기 위한 기법은 제거기법이 이루어지는 위치에 따라 총 4가지 방법으로 구분할 수 있다.
[061] 도 6은 자기 간섭을 제거하기 위한 기법을 설명하기 위한 도면이다.
[062] 도 6을 참조하면, 자기 간섭을 제거하기 위한 기법이 이루어지는 위치에 따라, 뻬이스밴드 IC 기법, ADC IC 기법, 아날로그 IC 기법 및 안테나 IC 기법으로 4가지 방법으로 구분할 수 있다.
[063] 도 7은 안테나 간의 거리를 이용한 안테나 IC 기법을 설명하기 위한 예시적 도면이다.
[064】 안테나 IC 기법은 모든 IC기법 중 가장 간단하게 구현 가능한 기법으로 도 7과 같이 구현하여 수행할 수 있다. 즉, 하나의 단말이 3개의 안테나를 이용하여 간섭제거를 시행하며 이중 두 개의 안테나를 송신 안테나로 사용하고 한 개의 안테나를 수신 안테나로 사용한다. 두 개의 송신 안테나는 수신 안테나를 기준으로 약 파장 /2의 거리만큼 자이를 두고 설치한다. 이는 각 송신 안테나부터 송신되는 신호는 수신 안테나 입장에서 위상이 반전되어있는 신호가 수신되도록 하기 위함이다. 따라서 죄종적으로 수신 안테나로 수신되는 신호 중 간섭신호는 0으로 수령하게 된다. 흑은 2번째 송신안테나의 위상을 반전시키기 위하여 도 7처럼 안테나 간의 거리를 이용하지 않고 도 8과 같이 우ᅵ상 시프터 (phase shifter)를 이용하여 간섭신호를 제거 할 수 있다.
[065】 도 8은 위상 쉬프터를 이용한 안테나 IC 기법을 설명하기 위한 예시적 도면이다.
[066] 도 8에서 왼쪽 그림은 수신 안테나 두 개를 이용하여 자기 간섭을 제거하는 기법이며 오른쪽 그림은 송신 안테나 두 개를 이용하여 간섭을 제거하는 기법이다. 이러한 안테나 간섭 제거 기법은 송신하는 신호의 대역폭고ᅡ 중심 주파수에 영향을 받는다. 송신 신호의 대역폭이 작을수록 중심 주파수가 높을수록 간섭 제거 성능은 높아지게 된다.
[067] 다음 도 9는 신호의 대역폭과 중심주파수에 따른 간섭제거 성능을 나타내고 있다. 도 9에 도시한 바와 같이， 송신 신호의 대역폭이 작을수록 중심 주파수가 높을수록 간섭 제거 성능은 높아지게 된다.
[068] 다음으로, ADC IC 기법에 대해 설명한다. ADC IC 기법은 간섭신호가 알고 있는 신호라고 하더라도 간섭을 제거할 수 없는 가장 큰 문제점인 ADC의 성능을 극대화하여 간섭을 쉽게 제거 할 수 있도록 도움을 주는 기술이다. 그러나 이는 실제 구현상에 ADC의 양자화 비트 제한으로 인하여 적용이 불가능 하다는 단점이 있으나 ADC성능이 점자 향상되고 있는 추세에 따라 요구되는 자기 간섭 제거 성능이 작아질 수 있는 사항이 있다.
[069] 다음으로, 아날로그 IC 기법에 대해 설명한다. 아날로그 IC 기법은 ADC이전에 간섭을 제거하는 기법으로 아날로그 신호를 이용하여 자기 간섭울 제거한다. 이는 Radio Frequency (RF)영역에서 이루어 질 수 있으며 흑은 IF 영역에서 수행될 수 있다. 제거하는 방법으로는 가장 간단하게 송신되는 아날로그 신호를 위상과 시간지연을 시켜 수신 안테나로 수신되는 신호에서 차감하는 방식으로 이루어진다. 이러한 아날로그 IC의 장정은 안테나의 수가 안테나 IC기법고ᅡ 달리 송신용, 수신용 안테나가 각각 1개만 필요하다는 것이다. 그러나 아날로그 신호를 이용하여 처리하기 때문에 구현 복잡도와 회로특성으로 인하여 추가적인 왜곡이 발생할 수도 있으며 이로 인하여 간섭제거 성능이 크게 달라질 수 있다는 단점이 있다.
[07이 다음으로, 디지털 IC 기법에 대해 설명한다. 디지털 IC 기법은 ADC 이후에 간섭을 제거하는 기법으로 베이스 뺀드 (base band) 영역에서 이루어지는 모든 간섭제거 기법들을 포함한다. 가장 간단한 기법으로 송신되는 디지털 신호를 수신된 디지털 신호에서 차감하는 방법으로 구현 가능하다. 흑은 다중 안테나를 이응하여 송신하는 단말 흑은 기지국의 경우는 송신 신호가 수신 안테나로 수신되지 않게끔 하기 위하여 넴포밍 (beamforming) 흑은 프리코딩 (preceding)을 수행할 수 있으며 이러한 기법들이 베이스 뺀드 (base band)에서 이루어 질 경우 이러한 기법들 또한 디지털 IC로 분류 할 수 있다. 그러나 디지털 IC는 디지털로 변조된 신호가 원하는 신호에 대한 정보를 복원 할 수 있을 정도로 양자화가 이루어져가 가능하기 때문에 디지털 IC를 수행하기 위해서는 상기의 기법들 중 하나 이상의 기법으로 간섭을 제거하고 난 후 간섭 신호오ᅡ 원하는 신호간의 신호 파워의 크기 차가 ADC 범위 (range)안에 들어오ᅡ야 하는 단점이 있다.
[071] 도 10은 각 간섭 제거 (interference cancellation, IC) 기법들이 결합된 시스템을 예시한 도면이다.
[072] 도 10에 도시한 시스템은 상기의 기법들이 동시에 적용된 시스템을 나타내며 전제 간섭 제거 성능은 각 영역들의 간섭제거 기법들이 합쳐징에 따라 향상되게 된다. 본 발명에서 제안하는 기법은 상기 기법들 중에서 가장 구현이 간단한 안테나 ic기법을 통하여 자기 간섭을 제거 할 수 있고 전제 셀 쓰루풋 (cell throughput)을 향상 시길 수 있는 프레임 구조 및 일련의 프로시저들을 제안한다. 그러나 안테나 IC기법뿐만 아니라 아날로그, ADC, 디지털 IC기법이 모두 적용된 상황에서도 본 발명에서 제안하는 기법을 적용하더라도 셀 쓰루풋을 향상 시길 수 있다.
[073】 일반적인 아날로그 제거 (Analog cancellation)은 송신 단의 PA(Power amplifier)단 이후의 신호를 이용하여 수신 단의 LNA전에서 자감하는 방식을 통해 이루어졌다. 그 이유는 실제 안테나로 수신되는 신호는 송신 부의 죄후 단에서 추출해야 그 영향을 효율적으로 반영할 수 있기 때문이다.
[074] 도 11은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 사용환경에서의 자기 간섭을 제거하기 위한 블록도를 나타낸 도면이다.
【075】 도 11에 도시한 블록도에서 > 목적에 맞는 기능 블록이 추가되거나 삭제될 수도 있다, 또한 디지털 제거 블록 (digital cancellation block)의 위지는 IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) 부 이후 단이 될 수도 있지만 DAC부 전과 ADC부 통과후의 디지렬 신호를 바로 이용하여 수행하거나 IFFT부 통과 후 및 FFT부 통과 전의 신호를 이용하여 수행될 수도 있다. 또한 송신 안테나와 수신 안테나를 분리하여 자기 간섭 신호를 제거하는 개념도이지만, 하나의 안테나를 이용하여 FDR을 가능하게 할 경우 안테나의 구성은 바뀔 수 있다. [076] 한편, 일반적인 아날로그 제거 (analog cancellation) 기법은 송신 안테나와 수신 안테나간의 채널특성 (실제 RF신호가 송신 안테나로부터 출력되어 수신 안테나로 수신되기까지의 시간지연 및 크기 /위상변호ᅡ) 을 반영하기 위하여 감쇠기 (attenuator)와 지연기 (delay 소자)를 이용한다. 그러나 이러한 감쇠기오ᅡ 지연기만을 이용하여 아날로그 신호를 조정하는 것은 선형적인 영향만 반영할 수 있다. 이는 안테나의 특성고ᅡ 채널으 I 특성이 선형적 (linear)이라고 가정하기 때문이다. 이오 ^ 같은 아날로그 제거 기법은 도 12처럼 표현 될 수 있다. 즉 송신 단으로부터 출력되는 신호를 분기하여 송신 안테나로부터 송신한 신호가 수신안테나로 수신되기까지 걸리는 시간 및 감쇄영향을 반영하기 위한 가변 지연기 및 가변 감쇠기 (variable attenuator)를 이용하여 자기 간섭신호와 동일하게 만든 후, 수신 단에서 LNA 이전에 차감한다. 이때， 송신 단 및 수신 단의 대역통과 필터 (band pass filter)는 시스템 목적상 이유로 인하여 사용하지 않고 설계될 수 있다. 또한 다수개으ᅵ 고정된 지연기 및 가변 감쇠기를 이용하여 자기 간섭신호와 동일한 신호를 생성할 수 있다.
[077] 종래으ᅵ 아날로그 제거 (analog cancellation) 기법은 송신 안테나와 수신 안테나간의 채널특성 (실제 RF신호가 송신 안테나로부터 출력되어 수신 안테나로 수신되기까지으 I 시간지연 및 크기 /위상변호ᅡ)을 반영하기 위하여 감쇠기오ᅡ 지연기를 이용한다. 그러나 이러한 감쇠기오ᅣ 지연 소자만을 이용하여 아날로그 신호를 조정하는 것은 선형적인 (linear) 영향만 반영할 수 있다. 이는 안테나의 특성고ᅡ 재널의 특성이 선형적이다고 가정하기 때문이다. 한편， 안테나의 주파수 특성은 S 파라미터로 정의된다.
[078] 도 12는 아날로그 제거 기법으 I 일 예를 나타낸 도면이다.
[079] 아날로그 제거 (Analog cancellation)은 일반적으로 도 12처럼 설명할 수 있다. 즉, 아날로그 제거부는 송신 단으로부터 출력되는 신호를 분기하여 송신 안테나로부터 송신한 신호가 수신안테나로 수신되기까지 걸리는 시간 및 감쇄 영향을 반영하기 위한 가변 지연기 및 가변 감쇠기를 이용하여 자기 간섭 신호와 동일하게 만든 후, 수신 단에서 LNA (Low Noise Amplifier)부 이전에 자감한다. 일반적인 안테나 제거 (antenna cancellation) 기법은 안테나의 울리적인 특성 (거리, 방사패턴, 위상반전 등)을 이용하며 다양한 기법이 존재하나, 모두 1개 이상의 송수신 안테나를 사용하며 FDR을 지원하기 위한 특수안테나가 아닌, 일반적인 무선통신시스템에서 사용하는 안테나를 사용한다는 것이 동일하다. 일반적인 안테나의 주파수 특성은 S 파라미터로 정의된다.
[080] 도 13은 주파수에 대한 안테나의 S 파라미터 특성을 도시한 도면이다. [081] 도 13에서， Sl l의 크기가 작은 영역에서 신호의 방사가 이루어진다. 즉， 광대역 특성을 갖는 안테나를 설계하면 도 13에서오ᅡ 같이 넓은 영역에서 작은 S11값을 가지게 되고, 협대역 특성을 갖는 안테나의 경우에는 매우 샤프 (sharp)한 S 파라미터 특성을 갖게 된다. 실제 물리적으로 안테나를 설계하면 도 13과 같은 주파수 대비 안테나 이득 특성을 볼 수 있다.
[082] 도 14는 주파수 대비 안테나 특성을 도시한 도면이다.
[083] 도 14에서 도시한 바와 같이, 협대역 무선통신 시스템은 좁은 주파수 영역에서 송신하기 때문에 주파수 대비 안테나 이득이 선형적이라고 판단할 수 있지만 광대역으로 전송할 경우 안테나 이득은 곡선형태를 이루며 각 주파수에 비선형적인 이득을 갖게 되므로 비선형 특성이 고려 될 수 있다. 또한 안테나 이득에 관한 비선형 특성은 안테나가 방향성을 가지고 있거나 안테나 구성방법에 따라 심화될 수 있다.
[084】 이러한 주파수 대비 출력파워의 비선형적인 특성은 안테나의 특성에만 기인할 뿐만 아니라， 송신부에서 사용되는 아날로그 소자들 (필터， PA, local oscillator등)으로 인하여 발생될 수 있으며， 특히 아날로그 제거에서 사용되는 기법에 의하여 심화될 수 있다. 예를 들면, 아날로그 제거를 수행하기 위해 사용되는 감쇠기와 지연기들도 주파수 대비 출력파워가 비선형적인 특성을 가질 수 있기 때문이다. 한편, 주파수 대비 출력파워의 비선형적인 특성뿐만 아니라 출력신호의 위상변화에도 비선형적인 특성을 가질 수 있다.
[085] 도 15는 Rat race coupler를 활용하여 안테나 제거를 수행하였을 경우의 잔여 간섭 (residual interference (안테나 제거 (antenna cancellation)을 수행한 후의 남은 자기 간섭 신호)의 크기와 (도 15에서 왼쪽 도면)와 위상 (도 15에서 오른쪽 도면)을 도시하고 있다.
[086] 도 15에서 실선과 점선은 각각 송신안테나와 수신안테나간의 거리가 λ/6, λ/3일 경우의 안테나 제거 (antenna cancellation)후 잔여 간섭으ᅵ 크기와 위상을 보여주고, 도 15의 오른쪽 그림에서 위상에서의 굵은 점선은 1.6ns 지연을 가지는 선형적인 주파수 대비 위상 변화 량을 보여준다.
[087] 상기에서 볼 수 있듯이, 안테나 특성 및 소자들의 비선형적인 특성고 t 안테나 제거 (antenna cancellation)에서 사용되는 기법에 의하여 주파수 대비 비선형적인 크기 및 위상을 갖는 잔여 간섭이 생성될 수 있으나, 이를 아날로그 제거 시에 반영하여 제거하기는 매우 어럽다. 그 이유는 앞서 설명한 바와 같이, 아날로그 제거 시에는 감쇠기오ᅡ 지연기가 사용되나, 이는 선형적인 특성을 갖는 소자로써 해당소자들의 단순조합으로는 자기 간섭 (self-interference)을 제거하기 위한 기준신호 (reference signal)를 비선형적으로 생성하기 어럽기 때문이다.
[088】 본 발명에서 제안하고자 하는 방법은 아날로그 소자의 구현부담을 줄이고 이를 디지털화 함으로써 자기간섭 성능을 향상시키고 구현복잡도를 감소시키는 방법이다. 본 발명에서는 자기간섭 채널을 추정하기 위해 흑은 비선형적인 특성을 추정하기 위해 프리앰블 (preamble) 흑은 기준신호 (reference signal)를 송신함을 가정한다. 송신하는 프리앰블 흑은 기준신호는 한 기기 내의 송신안테나와 수신안테나 사이의 재널을 추정하기 위해 사용되는 신호이므로 기존과는 다르게 일반적인 데이터 신호일 수 있다. 그 이유는 자기간섭으로 작용하는 신호는 한 기기 내에서 생성된 신호이며 데이터 신호일지라도 알고 있는 신호이므로 프리앰블 흑은 기준신호로 활용될 수 있기 때문이다.
[089] 도 16에서는 본 발명에서 제안하는 자기간섭 제거를 블록도를 도시한 도면이다.
[090] 한 기기 내의 기저대역 (baseband) 송신 부에서 송신한 기준신호를 이라고 할 경우, DAC 통과 후 RF 변환을 거진 아날로그 신호를 ;c(0라고 정의한다. 해당 X(0는 안테나로 방사되어 바로 수신안테나로 수신되거나 안테나 제거 기법을 거져 수신안테나로 수신된다. 이때으ᅵ 신호를 : 0라고 정의하고 이를 ADC 통과 후 기저대역 (baseband) 변환을 거지게 되면 O)으로 표현될 수 있다 · 이때, 이때, n은 부반송파 인덱스 (subcarrier index)를 의미하고 t는 시간 생플 (time sample)을 의미한다. 본 발명에서는 ADC/DAC 통과 후 발생하는 왜곡이나 RF/baseband 변환 시 발생할 수 있는 왜곡에 대해서는 생락하여 기술하나, 왜곡이 발생할 경우라도 제안기법이 모두 적용될 수 있다.
[091] 동일 기기 내에서는 자기간섭 재널을 추정하기 위하여 수신한 신호에 송신신호를 나누거나 de-convolution과정을 수행한다. OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) system을 가정할 경우, 간단히 주파수 영역에서 M 7) = _ ( ?)/ x(^과정을 수행하여 획득할 수 있으며, 자도프-츄 시퀀스 (zadoff- chu sequence)로 구성된 기준신호일 경우에는 λ/(Α7) = y( 7) χ Ύ( 7)*과정을 수행하여 획득할 수 있다. 여기서 Χ( )'은 으ᅵ 공액 복소수 (complex conjugate)를 의미한다.
[092] 본 발명에서 제안하는 기법은 상기 고ᅡ정을 통하여 획득한 자기간섭 재널 H ")의 역함수를 송신부에 피드백하여 송신하는 신호에 사전왜곡을 주고 이를 통하여 안테나 제거 수행 후 수신되는 잔여 간섭을 선형적으로 만드는 것이다. 즉， 을 IFFT이전에 각 부반송파 (subcarrier)에 곱하여 θ7)-1 χ χ(")이 송신된다. 이를 도식호 하면 도 16과 같이 표현할 수 있다. 도 16에 도시한 바와 같이, 선보상기 (precompensator)에서는 송신단에서 수신된 신호 JC(«)고 t 수신단으로부터 피드백 받은 신호 ") 를 이용하여 / (")ᅳ1 x x(") 을 출력한다. 여기서 HX") 은 H(n) = y(n) / x(r i 이거나 H{n) = y< fi x x n)' ^ 수 있다.
[093] 한편， 이 constant envelop 특성이 아니라면 특정 부반송파에 파워가 높아지게 되고 이로 인하여 Peak to average power ratio (PAPR)이 나빠지게 될 수 있다. 따라서 본 발명에서는 PAPR을 고려하여 는
Figure imgf000017_0001
송신 신호 (x(«) )에 급하는 연산을 수행한다.
[094] 본 발명에서 제안하는 방법을 구현하기 위해서는 상기와 같이 해당 값의 연산을 통하여 수행할 수 있으나, 반복 (iteration) 기법을 통하여도 구현이 가능하다. 예를 들면， 선보상기는 Sphase{H{n)) = a와 같이 주파수 대비 자기 간섭채널의 위상 값에 대한 미분 값이 " 와 같이 임의의 상수 값을 갖도록 선보상 (pre-compensation)에 사용되는 위상 값을 결^하여 적용할 수 있다. 즉, 부반송파 별로 주파수 f가 다르므로 부반송파 별로 주파수 대비 자기 간섭채널의 위상 값에 대한 미분 값이 미리정의된 α오ᅡ 같이 임의으 I 상수 값을 갖도록 선보상 (pre-compensation)에 사용되는 위상 값을 적용할 수 있다.
[095] 또한， 본 발영에서 제안하는 기법은 MIMO 전송을 위한 프리코딩 기법고 ^ 병행하여 人ᅡ용될 수 있다. 일반적인 프리코딩 기법은 안테나 별로 프리코딩 행렬 (preceding matrix)를 급하여 이루어지며 PAPR을 고려하여 유니터리 코드북 (unitary codebook)을 사용할 경우 각 안테나 별로 다른 위상이 더해지거나 차감되는 방식으로 수행된다. 그러나, 본 발명에서 제안하는 기법은 주파수 영역에서의 비선형적인 특성을 극복하기 위하여 부반송파 별로 다른 위상 값이 더해지거나 차감되므로 각 안테나에 급해지는 프리코딩 행렬과 연계하여 수행될 수 있다. 즉, MIMO기법의 프리코딩 방식은 공간에서의 위상 변환이라면, 본 발명에서 제안하는 기법은 주파수 영역에서 비선형적인 특성을 제거하기 위한 프리코딩 방식이라는 차이점이 있다.
[096] 예를 들면, 단말의 송신 안테나 수가 2개이고 수신 안테나 수가 1개이 0), 부반송파의 수가 4개 일 경우， 프리코딩 행렬이
e 주어지고 본 발명에서 제안된 기법이 부반송파 별 j 와 같이 산출되었을 경우 단말이 1번 안테나에서 송신하는 부반송파 별 프리코딩 행렬은 1 주어지고 2번 안테나에서 송신하는 부반송파 별 프리코딩 행렬은 c e '° " e ' ,D e 나타낼 수 있다.
[097] 이를 일반화 하면 각 부반송파에 급해질 위상 값은 MIMO 전송을 위한 프리코딩 행렬 ® 선보상 위상 (precompensation phase)으로 나타낼 수 있다. 여기서, ②는 크로네커 급 (Kronecker product) 를 의미한다.
[098] 이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징고ᅣ 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교제될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
[099] 본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구제화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

Claims

【청구의 범우ᅵ】
【청구항 1]
주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 방법에 있어서,
기저대역 송신부로부터 기준신호를 수신하는 단계; 및
상기 기준신호에 자기간섭 재널 함수를 이용하여 선보상을 수행하는 단계; 및
상기 선보상이 적용된 신호를 송신하는 단계를 포항하는, 주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 방법.
【청구항 2]
제 1항에 있어서,
상기 자기간섭 재널 함수는 상기 기준신호와 상기 기준신호가 송신안테나를 통해 방사된 후 수신 안테나로 수신되어 기저대역 변환을 거친 수신신호를 이용하여 결정되는, 주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 방법.
【청구항 3】
제 1항에 있어서,
상기 자기간섭 재널 함수 는 상기 기준신호 과 상기 수신 신호 ： ")을 이용하여 Hiji) = y{r ) / x(n) 또는 H{r i = y(n x r i °로— 결정되며, 여기서 ； 은 x(")의 공액 복소수 (complex conjugate)를 의미하는, 주파수 영역에서으 I 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 방법.
【청구항 4】
제 1항에 있어서,
상기 선보상을 수행하는 단계는, 상기 기준신호에 상기 자기간섭 재널 항수의 역함수를 곱하는 단계를 더 포함하는, 주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 방법.
【청구항 5]
제 1항에 있어서,
상기 선보상을 수행하는 단계는, 상기 기준신호에 상기 자기간섭 채널 항수 ( Η ή )의 ( ) 를 곱하는 단계를 더 포함하는, 주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 방법.
【청구항 6】
제 1항에 있어서,
상기 선보상을 수행하는 단계는, 주파수 대비 자기 간섭재널의 위상 값에 대한 미분 값이 사전에 정한 상수 값을 갖도록 하는 위상값을 결정하는 단계를 더 포함하는, 주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 방법.
【청구항 7】
제 6항에 있어서,
상기 주파수 대비 자기 간섭채널의 위상 값에 대한 미분 값이 사전에 정한 상수 값을 갖도록 하는 위상값을 결정하는 단계는 다음 수학식 1과 같이 결정하는, 주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 방법:
[수학식 1]
dphaseiHin)) = α ， 여기서 "는 사전에 정한 상수값이며, f는 부반송파 주파수이다.
【청구항 8]
제 6항에 있어서,
상기 주파수는 부반송파의 주파수에 해당하며， 상기 선보상을 수행하는 단계는 부반송파 별로 선보상할 위상값을 결정하는, 주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 방법.
【청구항 9】
제 1항에 있어서,
상기 선보상을 수행하는 단계는 IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) 연산을 수행하기 이전에 수행되는, 주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 방법.
【청구항 10】
제 8항에 있어서,
프리코딩 행렬고ᅡ 상기 부반송파 별로의 선보상할 위상값의 크리네커 급으로 산출된 위상값을 상기 부반^파 별로 급하는 단계를 더 포함하는， 주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 방법.
【청구항 11】
주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 장치에 있어서,
기저대역 송신부로부터 기준신호를 수신하고,
상기 기준신호에 자기간섭 재널 함수를 이용하여 선보상을 수행하며,
상기 선보상이 적용된 신호를 송신하도록 구성된 선보상기를 포함하는, 장지.
【청구항 12】
제 11항에 있어서,
상기 선보상기는 상기 자기간섭 재널 함수를 상기 기준신호와 상기 기준신호가 송신안테나를 통해 방사된 후 수신 안테나로 수신되어 기저대역 변환을 거진 수신신호를 이용하여 결정하는, 장지.
【청구항 13】
제 11항에 있어서,
상기 자기간섭 채널 함수 ( (") )는 상기 기준신호 ( c(") )과 상기 수신 신호 «)을 이용하여 H n] = n) I X메 또는 Mn) = y( ) χ ( 7)*으로 결정되며, 여기서 (n)'은 x(«)의 공액 복소수 (complex conjugate)를 의미하는, 장지.
【청구항 14]
제 11항에 있어서,
상기 선보상기는 상기 기준신호에 상기 자기간섭 재널 함수의 역함수를 급하여 선보상을 수행하는, 장지..
【청구항 15]
제 11항에 있어서, 상기 선보상기는 상기 기준신호에 상기 자기간섭 재널 함수 ( («) )의
Figure imgf000021_0001
선보상을 수행하는, 장지.
【청구항 16】
제 11항에 있어서,
상기 선보상기는 주파수 대비 자기 간섭재널의 위상 값에 대한 미분 값이 사전에 정한 상수 값을 갖도록 하는 위상값을 결정하는, 장지.
【청구항 17]
제 16항에 있어서,
상기 선보상기는 다음 수학식 1에 따라 상기 주파수 대비 자기 간섭채널의 위상 값에 대한 미분 값이 사전에 정한 상수 값을 갖도록 하는 위상값을 결정하는, 주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 방법:
[수학식 1] dphase{H{n)) = α , 여기서 α는 사전에 정한 상수값이며, f는 부반송파 주파수이다.
01
【청구항 18]
제 16항에 있어서,
상기 주파수는 부반송파의 주파수에 해당하며， 상기 선보상기는 부반송파 별로 선보상할 위상값을 결정하는, 주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 방법.
【청구항 19]
제 11항에 있어서,
상기 선보상을 수행한 후에 IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) 연산을 수행하는 IFFT부를 더 포함하는, 장치.
【청구항 20]
제 18항에 있어서,
상기 선보상기는 프리코딩 행렬고ᅡ 상기 부반송파 별로의 선보상할 위상값의 크리네커 급으로 산출된 위상값을 상기 부반송파 별로 급하는, 장지.
PCT/KR2015/002515 2014-10-20 2015-03-16 주파수 영역에서의 자기간섭 신호의 비선형성을 제거하기 위한 방법 및 이를 위한 장치 WO2016064046A1 (ko)

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