CN101515917B - 基于双向中继的多用户无线通信系统 - Google Patents

Abstract

本发明揭示了一种基于双向中继的多用户无线通信系统及方法，该通信系统包括四个多天线收发机(既是发射机也是接收机)和一个多天线双向中继，每个收发机都由一个正交频分复用(OFDM)调制器、一个OFDM解调器、一个存储器和一个自干扰消除器组成，双向中继由一个OFDM调制器、一个OFDM解调器和一个波束形成器组成，该中继为半双工放大转发中继。该通信方法使一个完整的通信过程在两个时隙内完成，在第一时隙，四个收发机同时向中继发送信号，采用正交频分多址接入(OFDMA)作为多址接入方式；在第二时隙，中继采用正交频分复用/空分复用多址(OFDM/SDMA)作为多址接入方式将处理后的接收信号广播至四个收发机。本发明融合了两种多址方式，使用两种方法分别设计了适合不同中继天线数要求的中继波束形成矩阵，能有效地利用空间分集消除收发机间干扰，与现有的中继通信技术相比实现了更高的系统和速率。

Description

基于双向中继的多用户无线通信系统

技术领域

本发明涉及一种应用于多用户无线通信系统，尤其涉及一种基于双向中继的多用户无线通信方法，属于无线通信领域。 

背景技术

研究表明，基于中继的无线通信网络结构可以有效地降低路径损耗所造成的功率资源的浪费，提高频谱利用率，并可利用自组织ad hoc网的多跳连通思想提高网络的抗毁性能，所以基于中继的网络结构以及协作多路技术得到了广泛研究和关注，并在新一代移动通信、无线局域网和宽带无线网络等标准的制定时都考虑了如何引入中继协作处理的问题。通过利用网络编码，双向中继协议可获得比单向中继协议更高的频谱效率。 

基于双向中继的多用户通信系统可应用在未来无线ad hoc网络中；也可应用在基站集中管理控制下的用户 

中继 

用户直接进行数据交换的传输模式中，具有时延小、高效灵活和降低基站处理复杂度的优势。还可应用在应急无线通信中，当某些基站损毁时，可部署多个多跳中继相互连通来恢复网络。目前还没有关于这种通信系统的具体传输方式的研究。关于中继的转发协议的研究表明，解码转发(DF)中继处理复杂度较高，实用性较差；放大转发(AF)中继由于具有处理复杂度低和处理速度快的优势，被广泛采用。 

在无线通信系统中的发射端和接收端使用多根天线可以极大地提高频谱效率。在双向中继系统中使用多天线技术同样可带来系统和速率的提升。在基于中继的多用户通信系统中，一个关键的问题是如何消除多用户干扰以及如何在中继端区分多用户的信息。由于OFDMA技术能有效削弱多径衰落的影响并能显著提升数据传输速率，已被3GPP LTE作为主要的传输方式之一，所以采用OFDMA的方式实现多个数据流的同时传输不仅能消除多用户间干扰还能提高和速率。但OFDMA寻址的多用户系统存在频谱利用率较低的缺点，SDMA技术利用空间信道的差异共享同一时频资源，能在有限频带内提高系统的频谱效率。目前，关于双向中继处理矩阵的设计方法包括奇异值分解、迫零接收和发送和最小均方误差接收和发送等，但是还没有用于多用户通信的设计方法。 

综上所述，现有技术对解决多用户干扰以及提高频谱利用率仍然存在一定的缺陷，为最大化系统和速率，如何在多用户双向中继系统中选择一种多址策略以及如何根据双向中继的多址信道和广播信道设计一种性能较好的中继波束形成矩阵具有重要意义。 

发明内容

技术问题：针对现有技术的缺点，本发明提供了一种能显著提高系统和速率，设计复杂度较低的基于双向中继的多用户无线通信系统及方法。 

技术方案：本发明的实施例所述的通信系统结构包括四个多天线收发机(既是发射机也是接收机)和一个多天线双向中继，每个收发机都由一个OFDM调制器、一个OFDM 解调器、一个存储器和一个自干扰消除器组成，双向中继由一个OFDM调制器、一个OFDM解调器和一个波束形成器组成，该中继为半双工放大转发中继。两个收发机(a₁，a₂)借助一个双向中继(r)与另外两个收发机(b₁，b₂)交换信息，收发机a_k和b_k(k＝1或2)是一对想要相互通信的收发机对。该多用户通信系统采用OFDMA的方式作为多址接入方式，该系统的全频带被划分为N个子载波，N(N为自然数)个子载波被分为两个子集(子信道)，每个子信道由N/2个子载波随机组成。子载波 

被分配给收发机a₁和b₁，子载波 

被分配给收发机a₂和b₂。 

本发明的实施例公开了一种基于双向中继的多用户无线通信方法，一个完整的通信过程在两个时隙内完成，在第一时隙，四个收发机同时向中继发送信号，采用OFDMA作为多址接入方式；在第二时隙，中继采用OFDM/SDMA作为多址接入方式将处理后的接收信号广播至四个收发机。该方法的具体步骤如下： 

步骤1：中继在每个子载波上估计各收发机至中继的信道响应； 

步骤2：各收发机同时往中继发送信息，每个收发机的具体发送过程为：收发机端的数据符号首先经过串并变换器变成多路数据流，以实现多天线的输出，每路信号都经过一次信号映射，变换成子载波数量的数据流，再经过反傅立叶变换然后加上循环前缀最终发送出去。整个处理过程可视为在OFDM调制器中完成。为便于揭示发送原理，图1中所示信号流为经过信号映射的每个子载波上的频域信号，所以图1中所示OFDM调制器并非完整的OFDM调制器。收发机a_k发送的频域信号为x_ak，收发机b_k发送的频域信号为x_bk(k＝1，2)，x_a1和x_b1在子载波 上传输，x_a2和x_b2在子载波 

上传输。一个子载波最多只服务一个收发机，所以该通信系统的多址传输过程为OFDMA方式。 

步骤3：中继接收来自四个收发机的信号，将接收信号进行与步骤2相反的处理，这一处理过程可视为在OFDM解调器中完成，图1中所示中继上的四个OFDM解调过程实际上是在一个OFDM解调器中完成。经过OFDM解调器输出的N个子载波上频域数据符号共有2N个，每个子载波上有两个符号，分别来自两个配对的收发机。 

步骤4：中继将同一子载波上的两个符号相加，合并后的信号共有N个，分别在N个子载波上，则在子载波n上来自第k(k＝1或2)对收发机的合并后的信号为： 

r_1，n＝H_1，nx_a1，n+G_1，nx_b1，n+n_r1，n $n=1,\·\·\·,\frac{N}{2}$

r_2，n＝H_2，nx_a2，n+G_2，nx_b2，n+n_r2，n $n=\frac{N}{2}+1,\·\·\·,N$

其中，n_rk，n为每个子载波上的加性白高斯噪声，H_k，n为在子载波n上收发机a_k至中继的信道响应矩阵，G_k，n为在子载波n上收发机b_k至中继的信道响应矩阵； 

步骤5：由信道互易性原理，中继根据步骤1估计出的信道响应H_k，n和G_k，n可获知其反向链路的信道响应H_k，n ^BC和G_k，n ^BC； 

步骤6：中继使用OFDM/SDMA方式广播信号；中继根据中继端天线数目的不同来选择相应的中继波束形成矩阵的设计准则，如果中继端天线数目不满足  $N_r>\underset{k}{\max }\left\{\mathrm{rank}\left(M_{k,n}\right)\right\}(k=\mathrm{1,2}),$ 则选用信漏噪比准则；如果中继端天线数目满足  $N_r>\underset{k}{\max }\left\{\mathrm{rank}\left(M_{k,n}\right)\right\}(k=\mathrm{1,2}),$ 则选用块对角化迫零准则；其中，M_k，n定义为： 

$M_{k,n}={\left[\begin{array}{cccccccccc}{\left(H_{1,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^T& (G_{1,n}^{\mathrm{BC}}{)}^T& \·\·\·& {\left(H_{k-1,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^T& {\left(G_{k-1,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^T& {\left(H_{k+1,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^T& {\left(G_{k+1,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^T& \·\·\·& {\left(H_{K,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^T& {\left(G_{K,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^T\end{array}\right]}^T$

①信漏噪比(SLNR)准则： 

目标是在每个子载波上优化中继波束形成矩阵{T_k，n}_k＝1 ^K其中K＝2，使得一对收发机的期望接收信号的功率与该信号对其他收发机对造成的干扰、泄漏和噪声的功率之和的比值最大化； 

因此，如何设计使SLNR最大的T_k，n就是求解以下优化问题： 

$T_{k,n}=\arg \underset{T_{k,n}}{\max }{\mathrm{SLNR}}_{k,n}=\frac{\mathrm{tr}\left(T_{k,n}^H{R}_{k,n}{T}_{k,n}{Q}_{k,n}\right)}{\mathrm{tr}\left(T_{k,n}^H{S}_{k,n}{T}_{k,n}{Q}_{k,n}\right)},k=\mathrm{1,2}$

其中， $R_{k,n}={\left(H_{k,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^H{H}_{k,n}^{\mathrm{BC}}+{\left(G_{k,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^H{G}_{k,n}^{\mathrm{BC}}{,S}_{k,n}=\underset{i=1,i\≠k}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}({\left(H_{i,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^H{H}_{i,n}^{\mathrm{BC}}+{\left(G_{i,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^H{G}_{i,n}^{\mathrm{BC}})+\frac{2(N_a+N_b)}{{\mathrm{NP}}_r}{I}_{N_r},$

N_a为节点a的天线数，N_b为节点b的天线数，N_m为节点a和节点b天线数的最小值，P_a为收发机a₁和a₂的总发送功率，P_b为收发机b₁和b₂的总发送功率。 $t_{k,n}=\max \mathrm{eigenvector}\left(B_{k,n}^{-1}{A}_{k,n}\right),$ 其中， $t_{k,n}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\mathrm{vec}\left(T_{k,n}\right),$ $B_{k,n}=Q_{k,n}^T\⊗S_{k,n},$ $A_{k,n}=Q_{k,n}^T\⊗R_{k,n}.$ 于是可得基于SLNR准则的最优的中继波束形成矩阵为T_k，n＝pvec(t_k，n)。 

②块对角化迫零(BDZF)准则： 

目标是使用BDZF法优化中继波束形成矩阵{T_k，n}_k＝1 ^K其中K＝2；BDZF法的原理是，将所有非目标收发机的信号放置在目标收发机信道的零空间上发送，从而消除多收发机干扰； 

为满足迫零限制就要使M_k，nT_k，n＝0，为保证T_k，n有非零解，M_k，n应行满秩，即N_r＞rank(M_k，n)。所以仅当 $N_r>\underset{k}{\max }\left\{\mathrm{rank}\left(M_{k,n}\right)\right\},(k=1,\·\·\·,K)$ 时，才能使用BDZF，当用户数较少时发送天线数较容易满足要求，所以对于本发明的两收发机对系统而言，BDZF是比较实用的。M_k，n的奇异值分解(SVD)为 $M_{k,n}=U_{k,n}{\mathrm{\Σ}}_{k,n}{\left[\begin{array}{cc}{V}_{k,n}^{\left(1\right)}& V_{k,n}^{\left(0\right)}\end{array}\right]}^H,$ 其中U_k，n是左奇异矩阵，∑_k，n是对角阵，V_k，n ⁽⁰⁾是对应于零奇异值的右奇异矩阵，并构成了M_k，n的零空间。引入置换矩阵P_k，n，P_k，n为Q_k，n的左奇异矩阵的厄米特阵，使 $T_{k,n}=V_{k,n}^{\left(0\right)}{P}_{k,n},$ 这就是基于块对角化迫零准则的中继波束形成矩阵。 

步骤7：中继在每个子载波上通过选择恰当的波束形成矩阵T_1，n和T_2，n将两路信号发往两个不同的方向，为满足中继发送功率的限制需在发送信号上乘以功率归一化因子β_n，在子载波n上，中继的发送信号为： 

$t_n={\mathrm{\β}}_n{T}_{1,n}{r}_{1,n}+{\mathrm{\β}}_n{T}_{2,n}{r}_{2,\tilde{n}}\mathrm{for\; n}=1,\·\·\·,\frac{N}{2},\tilde{n}=\frac{N}{2}+1,\·\·\·,N$

其中， ${\mathrm{\β}}_n=\sqrt{P_r/(N\·\mathrm{tr}\left(T_{1,n}^H{T}_{1,n}{Q}_{1,n}\right)+N\·\mathrm{tr}\left(T_{2,n}^H{T}_{2,n}{Q}_{2,n}\right))},$ P_r为中继的发送功率，为充分利用剩余的 

个子载波，t_n也在第 个子载波上发送，每个合成信号同时在两个子载波上传输； 

步骤8：中继将最优波束形成矩阵T_k，n的信息和已估计出的所有信道信息反馈给四个收发机，用于自干扰消除。 

步骤9：中继将 $t_n(n=1,\·\·\·,\frac{N}{2})$ 经由步骤2所述的OFDM调制器发送出去。图1中所示中继上的两个OFDM调制过程实际上是在一个OFDM调制器中完成。 

步骤10：每个收发机的接收信号都经过一个步骤3所述OFDM解调器处理后，再经过自干扰消除器运用已存储的自信息进行自干扰消除，由于收发机已获取了用于自干扰消除的所有信息，包括信道信息和波束形成矩阵信息，所以自干扰消除是可行的。最终每个收发机都能恢复出所需有用信息。 

其中，所有变量的下标n都表示第n个子载波，所有变量的下标k都表示第k对收发机，∑(·)-求和运算，max{·}-最大化算子，(·)^H-矩阵或向量的共轭转置，(·)^T-矩阵或向量的转置，(·)^-1-矩阵求逆， 

-Kronecker积，vec(·)-矩阵拉直，pvec(·)-向量反拉直，eigenvector(x)-矩阵x的特征向量，rank(·)-求秩运算， 

-求期望值，tr(·)-求矩阵的迹， 

-N_r维的单位阵。 

收发机对数可以是一对、两对、甚至多对；当只有一对收发机时，系统采用OFDM方式传输信息；当有两对收发机时，采用本发明所述的OFDM/SDMA的多址接入方式发送；当有多对收发机时，首先将收发机两对一组进行分组，组内采用OFDM/SDMA的方式进行信息交换，组间采用OFDMA的多址方式消除组间干扰。 

有益效果：本发明提出了一种基于双向中继的多用户无线通信方法。整个传输过程在两个时隙内完成。首先，中继在每个子载波上估计各收发机至中继的信道响应；其次，各收发机的数据符号经过OFDM调制器后同时发往中继；再次，中继端的接收符号经过OFDM解调器，中继将每个子载波上的频域符号两两相加，再经过所设计的中继波束形成矩阵的处理后，中继在每个子载波上通过选择恰当的波束形成矩阵将两路信号发往两个不同的方向，中继将最优波束形成矩阵的信息和已估计出的所有信道信息反馈给四个收发机，用于自干扰消除； 

然后，各收发机将接收信号经过OFDM解调器处理；最后，各收发机利用已存储的自信 息和已获取信道信息进行自干扰消除，最终获得所需有用信息。本发明与传统的基于三时隙或四时隙的传输方式相比明显减小了传输时间，从而提高了传输效率。与现有的基于中继的多址策略相比，本发明将OFDMA和SDMA两种多址策略融合在双向中继的两个时隙的传输过程中，充分利用了这两种策略的优势，提高了频谱利用率；与现有的中继端的波束形成策略相比，本发明中的AF中继以相对较小的复杂度，通过利用每个子载波上的与两个收发机间的信道信息设计了基于信漏噪比和块对角化迫零准则的波束形成矩阵，充分利用了空间分集，进一步提高了系统和速率。 

附图说明

图1是本发明的通信系统组成结构示意图，图中x_ak，n为收发机a_k在子载波n上发送的数据符号，x_bk，n为收发机b_k在子载波n上发送的数据符号，n_rk，n为中继在子载波n上的接收白高斯噪声，H_k，n为收发机a_k至中继的在子载波n上的信道响应，G_k，n为收发机b_k至中继的在子载波n上的信道响应，T_k，n为子载波n上的波束形成矩阵。 

图2是本发明的通信方法的流程图。 

图3～图6是在不同中继天线数情况下，系统平均和速率随信噪比变化的仿真曲线，信噪比为发送功率与噪声方差的比值。其中图3～图5，中继端天线数目N_r≤rank(M_k，n)，采用信漏噪比(SLNR)策略设计波束形成矩阵；图6，中继端天线数目 $N_r>\underset{k}{\max }\left\{\mathrm{rank}\left(M_{k,n}\right)\right\},(k=\mathrm{1,2}),$ 采用块对角化迫零(BDZF)策略设计波束形成矩阵。图3，N_r＝2，N_a＝N_b＝2；图4，N_r＝3，N_a＝N_b＝2；图5，N_r＝2，N_a＝N_b＝3；图6，N_r＝6，N_a＝N_b＝3。 

具体实施方式

如图1所示，通信系统结构包括四个多天线收发机(既是发射机也是接收机)和一个多天线双向中继，每个收发机都由一个正交频分复用(OFDM)调制器、一个OFDM解调器、一个存储器和一个自干扰消除器组成，双向中继由一个OFDM调制器、一个OFDM解调器和一个波束形成器组成，该中继为半双工放大转发中继。两个收发机(a₁，a₂)借助一个双向中继(r)与另外两个收发机(b₁，b₂)交换信息，收发机a_k和b_k(k＝1或2)是一对想要相互通信的收发机对。该多用户通信系统采用OFDMA的方式作为多址接入方式，该系统的全频带被划分为N个子载波，N(N为自然数)个子载波被分为两个子集(子信道)，每个子信道由N/2个子载波随机组成。子载波1，…，N/2被分配给收发机a₁和b₁，子载波N/2+1，…，N被分配给收发机a₂和b₂。 

本发明的实施例公开了一种基于双向中继的多用户无线通信方法，一个完整的通信过程在两个时隙内完成，在第一时隙，四个收发机同时向中继发送信号，采用OFDMA作为多 

址接入方式；在第二时隙，中继采用OFDM/SDMA作为多址接入方式将处理后的接收信号广播至四个收发机。该方法的具体步骤如下： 

步骤1：中继在每个子载波上估计各收发机至中继的信道响应； 

步骤2：各收发机同时往中继发送信息，每个收发机的具体发送过程为：收发机端的数据符号首先经过串并变换器变成多路数据流，以实现多天线的输出，每路信号都经过一次信号映射，变换成子载波数量的数据流，再经过反傅立叶变换然后加上循环前缀最终发送出去。整个处理过程可视为在OFDM调制器中完成。为便于揭示发送原理，图1中所示信号流为经过信号映射的每个子载波上的频域信号，所以图1中所示OFDM调制器并非完整的OFDM调制器。收发机a_k发送的频域信号为x_ak，收发机b_k发送的频域信号为x_bk(k＝1，2)，x_a1和x_b1在子载波 

上传输，x_a2和x_b2在子载波 

上传输。一个子载波最多只服务一个收发机，所以该通信系统的多址传输过程为OFDMA方式。 

步骤3：中继接收来自四个收发机的信号，将接收信号进行与步骤2相反的处理，这一处理过程可视为在OFDM解调器中完成，图1中所示中继上的四个OFDM解调过程实际上是在一个OFDM解调器中完成。经过OFDM解调器输出的N个子载波上频域数据符号共有2N个，每个子载波上有两个符号，分别来自两个配对的收发机。 

步骤4：中继将同一子载波上的两个符号相加，合并后的信号共有N个，分别在N个子载波上，则在子载波n上来自第k(k＝1或2)对收发机的合并后的信号为： 

r_1，n＝H_1，nx_a1，n+G_1，nx_b1，n+n_r1，n $n=1,\·\·\·,\frac{N}{2}$

r_2，n＝H_2，nx_a2，n+G_2，nx_b2，n+n_r2，n $n=\frac{N}{2}+1,\·\·\·,N$

其中，n_rk，n为每个子载波上的加性白高斯噪声，H_k，n为在子载波n上收发机a_k至中继的信道响应矩阵，G_k，n为在子载波n上收发机b_k至中继的信道响应矩阵； 

步骤5：由信道互易性原理，中继根据步骤1估计出的信道响应H_k，n和G_k，n可获知其反向链路的信道响应H_k，n ^BC和G_k，n ^BC； 

步骤6：中继使用OFDM/SDMA方式广播信号；中继根据中继端天线数目的不同来选择相应的中继波束形成矩阵的设计准则，如果中继端天线数目不满足  $N_r>\underset{k}{\max }\left\{\mathrm{rank}\left(M_{k,n}\right)\right\}(k=\mathrm{1,2}),$ 则选用信漏噪比准则；如果中继端天线数目满足  $N_r>\underset{k}{\max }\left\{\mathrm{rank}\left(M_{k,n}\right)\right\}(k=\mathrm{1,2}),$ 则选用块对角化迫零准则；其中，M_k，n定义为： 

$M_{k,n}={\left[\begin{array}{cccccccccc}{\left(H_{1,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^T& (G_{1,n}^{\mathrm{BC}}{)}^T& \·\·\·& {\left(H_{k-1,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^T& {\left(G_{k-1,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^T& {\left(H_{k+1,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^T& {\left(G_{k+1,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^T& \·\·\·& {\left(H_{K,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^T& {\left(G_{K,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^T\end{array}\right]}^T$

①信漏噪比(SLNR)准则： 

目标是在每个子载波上优化中继波束形成矩阵{T_k，n}_k＝1 ^K其中K＝2，使得一对收发机的期 望接收信号的功率与该信号对其他收发机对造成的干扰、泄漏和噪声的功率之和的比值最大化； 

因此，如何设计使SLNR最大的T_k，n就是求解以下优化问题： 

$T_{k,n}=\arg \underset{T_{k,n}}{\max }{\mathrm{SLNR}}_{k,n}=\frac{\mathrm{tr}\left(T_{k,n}^H{R}_{k,n}{T}_{k,n}{Q}_{k,n}\right)}{\mathrm{tr}\left(T_{k,n}^H{S}_{k,n}{T}_{k,n}{Q}_{k,n}\right)},k=\mathrm{1,2}$

其中， $R_{k,n}={\left(H_{k,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^H{H}_{k,n}^{\mathrm{BC}}+{\left(G_{k,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^H{G}_{k,n}^{\mathrm{BC}}{,S}_{k,n}=\underset{i=1,i\≠k}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}({\left(H_{i,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^H{H}_{i,n}^{\mathrm{BC}}+{\left(G_{i,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^H{G}_{i,n}^{\mathrm{BC}})+\frac{2(N_a+N_b)}{{\mathrm{NP}}_r}{I}_{N_r},$

N_a为节点a的天线数，N_b为节点b的天线数，N_m为节点a和节点b天线数的最小值，P_a为收发机a₁和a₂的总发送功率，P_b为收发机b₁和b₂的总发送功率。 $t_{k,n}=\max \mathrm{eigenvector}\left(B_{k,n}^{-1}{A}_{k,n}\right),$ 其中， $t_{k,n}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\mathrm{vec}\left(T_{k,n}\right),$ $B_{k,n}=Q_{k,n}^T{\⊗S}_{k,n},$ $A_{k,n}=Q_{k,n}^T\⊗R_{k,n}.$ 于是可得基于SLNR准则的最优的中继波束形成矩阵为T_k，n＝pvec(t_k，n)。 

②块对角化迫零(BDZF)准则： 

目标是使用BDZF法优化中继波束形成矩阵{T_k，n}_k＝1 ^K其中K＝2；BDZF法的原理是，将所有非目标收发机的信号放置在目标收发机信道的零空间上发送，从而消除多收发机干扰；为满足迫零限制就要使M_k，nT_k，n＝0，为保证T_k，n有非零解，M_k，n应行满秩，即N_r＞rank(M_k，n)。所以仅当 $N_r>\underset{k}{\max }\left\{\mathrm{rank}\left(M_{k,n}\right)\right\}$ (k＝1，…，K)时，才能使用BDZF，当用户数较少时发送天线数较容易满足要求，所以对于本发明的两收发机对系统而言，BDZF是比较实用的。M_k，n的奇异值分解(SVD)为 $M_{k,n}=U_{k,n}{\mathrm{\Σ}}_{k,n}{\left[\begin{array}{cc}{V}_{k,n}^{\left(1\right)}& V_{k,n}^{\left(0\right)}\end{array}\right]}^H,$ 其中U_k，n是左奇异矩阵，∑_k，n是对角阵，V_k，n ⁽⁰⁾是对应于零奇异值的右奇异矩阵，并构成了M_k，n的零空间。引入置换矩阵P_k，n，P_k，n为Q_k，n的左奇异矩阵的厄米特阵，使 $T_{k,n}=V_{k,n}^{\left(0\right)}{P}_{k,n},$ 这就是基于块对角化迫零准则的中继波束形成矩阵。 

步骤7：中继在每个子载波上通过选择恰当的波束形成矩阵T_1，n和T_2，n将两路信号发往两个不同的方向，为满足中继发送功率的限制需在发送信号上乘以功率归一化因子β_n，在子载波n上，中继的发送信号为： 

$t_n={\mathrm{\β}}_n{T}_{1,n}{r}_{1,n}+{\mathrm{\β}}_n{T}_{2,n}{r}_{2,\tilde{n}}\mathrm{for\; n}=1,\·\·\·,\frac{N}{2},\tilde{n}=\frac{N}{2}+1,\·\·\·,N$

其中， ${\mathrm{\β}}_n=\sqrt{P_r/(N\·\mathrm{tr}\left(T_{1,n}^H{T}_{1,n}{Q}_{1,n}\right)+N\·\mathrm{tr}\left(T_{2,n}^H{T}_{2,n}{Q}_{2,n}\right))},$ P_r为中继的发送功率，为充分利用剩余的 

个子载波，t_n也在第 

个子载波上发送，每个合成信号同时在两个子载波上传输； 

步骤8：中继将最优波束形成矩阵T_k，n的信息和已估计出的所有信道信息反馈给四个收发机，用于自干扰消除。 

步骤9：中继将 $t_n(n=1,\·\·\·,\frac{N}{2})$ 经由步骤2所述的OFDM调制器发送出去。图1中所示中继上的两个OFDM调制过程实际上是在一个OFDM调制器中完成。 

步骤10：每个收发机的接收信号都经过一个步骤3所述OFDM解调器处理后，再经过自干扰消除器运用已存储的自信息进行自干扰消除，由于收发机已获取了用于自干扰消除的所有信息，包括信道信息和波束形成矩阵信息，所以自干扰消除是可行的。最终每个收发机都能恢复出所需有用信息。 

其中，所有变量的下标n都表示第n个子载波，所有变量的下标k都表示第k对收发机，∑(·)-求和运算，max{·}-最大化算子，(·)^H-矩阵或向量的共轭转置，(·)^T-矩阵或向量的转置，(·)-1-矩阵求逆， 

-Kronecker积，vec(·)-矩阵拉直，pvec(·)-向量反拉直，eigenvector(x)-矩阵x的特征向量，rank(·)-求秩运算， 

-求期望值，tr(·)-求矩阵的迹， 

-N_r维的单位阵。 

图3～图6给出了在不同的收发机和中继端天线配置的情况下，在信噪比0～30dB的范围内，系统平均和速率的仿真曲线。由仿真可见，在所有的实施例中本发明的和速率性能都明显优于现有的OFDMA双向中继方案、三时隙双向中继方案和四时隙单向中继方案，并且本发明的中继方案的和速率随着收发机以及中继天线数目的增多而增加，当中继端天线数目较多时，本发明采用BDZF方案可在高信噪比获得非常明显的性能优势。 

Claims (1)

1.一种基于双向中继的多用户无线通信系统，其特征在于，该通信系统包括四个多天线收发机和一个多天线双向中继，每个收发机都由一个OFDM调制器、一个OFDM解调器、一个存储器和一个自干扰消除器组成；双向中继由一个OFDM调制器、一个OFDM解调器和一个波束形成器组成；该中继为半双工放大转发中继，两个收发机a₁，a₂借助一个双向中继r与另外两个收发机b₁，b₂交换信息，收发机a_k和b_k是一对想要相互通信的收发机对，该多用户通信系统采用正交频分多址接入OFDMA的方式作为多址接入方式，该系统的全频带被划分为N个子载波，N个子载波被分为两个子集即子信道，每个子信道由N/2个子载波随机组成，子载波

被分配给收发机a₁和b₁，子载波

被分配给收发机a₂和b₂，其中：k＝1或2，N为自然数；

一个完整的通信过程在两个时隙内完成，在第一时隙，四个收发机同时向中继发送信号，采用OFDMA作为多址接入方式；在第二时隙，中继采用正交频分复用/空分复用多址OFDM/SDMA作为多址接入方式将处理后的接收信号广播至四个收发机，具体步骤如下：

步骤1：中继在每个子载波上估计各收发机至中继的信道响应；

步骤2：各收发机同时往中继发送信息，每个收发机的具体发送过程为：收发机端的数据符号首先经过串并变换器变成多路数据流，以实现多天线的输出，每路信号都经过一次信号映射，变换成子载波数量的数据流，再经过反傅立叶变换然后加上循环前缀最终发送出去；整个处理过程可视为在OFDM调制器中完成，收发机a_k发送的频域信号为x_ak，收发机b_k发送的频域信号为x_bk，x_a1和x_b1在子载波

上传输，x_a2和x_b2在子载波

上传输；一个子载波最多只服务一个收发机，该通信系统的多址传输过程为OFDMA方式；

步骤3：中继接收来自四个收发机的信号，将接收信号进行与步骤2相反的处理，这一处理过程可视为在OFDM解调器中完成，经过OFDM解调器输出的N个子载波上频域数据符号共有2N个，每个子载波上有两个符号，分别来自两个配对的收发机；

步骤4：中继将同一子载波上的两个符号相加，合并后的信号共有N个，分别在N个子载波上，则在子载波n上来自第k对收发机的合并后的信号为：k＝1或2

r_1，n＝H_1，nx_a1，n+G_1，nx_b1，n+n_r1，n $n=1,...,\frac{N}{2}$

r_2，n＝H_2，nx_a2，n+G_2，nx_b2，n+n_r2，n $n=\frac{N}{2}+1,...,N$

其中，n_rk，n为每个子载波上的加性白高斯噪声，H_k，n为在子载波n上收发机a_k至中继的信道响应矩阵，G_k，n为在子载波n上收发机b_k至中继的信道响应矩阵；

步骤5：由信道互易性原理，中继根据步骤1估计出的信道响应H_k，n和G_k，n可获知其反向链路的信道响应和

步骤6：中继使用OFDM/SDMA方式广播信号；中继根据中继端天线数目的不同来选择相应的中继波束形成矩阵的设计准则，如果中继端天线数目不满足

则选用信漏噪比准则；如果中继端天线数目满足

则选用块对角化迫零准则；其中，M_k，n定义为：

$M_{k,n}\text{=}{\left[\begin{array}{cccccccccc}{\left(H_{1,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^T& {\left(G_{1,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^T& ...& {\left(H_{k-1,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^T& {\left(G_{k-1,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^T& {\left(H_{k+1,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^T& {\left(G_{k+1,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^T& ...& {\left(H_{K,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^T& {\left(G_{K,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^T\end{array}\right]}^T$

①信漏噪比(SLNR)准则：

目标是在每个子载波上优化中继波束形成矩阵其中K＝2，使得一对收发机的期望接收信号的功率与该信号对其他收发机对造成的干扰、泄漏和噪声的功率之和的比值最大化；

因此，如何设计使SLNR最大的T_k，n就是求解以下优化问题：

$\begin{array}{cc}{T}_{k,n}=\arg \underset{T_{k,n}}{\max }{\mathrm{SLNR}}_{k,n}=\frac{\mathrm{tr}\left(T_{k,n}^H{R}_{k,n}{T}_{k,n}{Q}_{k,n}\right)}{\mathrm{tr}\left(T_{k,n}^H{S}_{k,n}{T}_{k,n}{Q}_{k,n}\right)}& k=\mathrm{1,2}\end{array}$

其中， $R_{k,n}={\left(H_{k,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^H{H}_{k,n}^{\mathrm{BC}}+{\left(G_{k,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^H{G}_{k,n}^{\mathrm{BC}},$ $S_{k,n}=\underset{i=1,i\≠k}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}({\left(H_{i,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^H{H}_{i,n}^{\mathrm{BC}}+{\left(G_{i,n}^{\mathrm{BC}}\right)}^H{G}_{i,n}^{\mathrm{BC}})+\frac{2(N_a+N_b)}{{\mathrm{NP}}_r}{I}_{N_r},$ $Q_{k,n}=E\left\{r_{k,n}{r}_{k,n}^H\right\}\≤\frac{P_a}{N_{m}N}{H}_{k,n}{H}_{k,n}^H+\frac{P_b}{N_{m}N}{G}_{k,n}{G}_{k,n}^H+\frac{1}{N}{I}_{N_r},$ N_a为节点a的天线数，N_b为节点b的天线数，N_m为节点a和节点b天线数的最小值，P_a为收发机a₁和a₂的总发送功率，P_b为收发机b₁和b₂的总发送功率； $t_{k,n}=\max \mathrm{eigenvector}\left(B_{k,n}^{-1}{A}_{k,n}\right),$ 其中，

于是可得基于SLNR准则的最优的中继波束形成矩阵为T_k，n＝pvec(t_k，n)；

②块对角化迫零(BDZF)准则：

目标是使用BDZF法优化中继波束形成矩阵

其中K＝2；BDZF法的原理是，将所有非目标收发机的信号放置在目标收发机信道的零空间上发送，从而消除多收发机干扰；为满足迫零限制就要使M_k，nT_k，n＝0，为保证T_k，n有非零解，M_k，n应行满秩，即N_r＞rank(M_k，n)，所以仅当

时，才能使用BDZF，当用户数较少时发送天线数较容易满足要求，所以对于本发明的两收发机对系统而言，BDZF是比较实用的，M_k，n的奇异值分解(SVD)为

其中U_k，n是左奇异矩阵，∑_k，n是对角阵，

是对应于零奇异值的右奇异矩阵，并构成了M_k，n的零空间；引入置换矩阵P_k，n，P_k，n为Q_k，n的左奇异矩阵的厄米特阵，使

这就是基于块对角化迫零准则的中继波束形成矩阵，

步骤7：中继在每个子载波上通过选择恰当的波束形成矩阵T_1，n和T_2，n将两路信号发往两个不同的方向，为满足中继发送功率的限制需在发送信号上乘以功率归一化因子β_n，在子载波n上，中继的发送信号为：

$t_n={\mathrm{\β}}_n{T}_{1,n}{r}_{1,n}+{\mathrm{\β}}_n{T}_{2,n}{r}_{2,\tilde{n}}$ $n=1,...,\frac{N}{2},$ $\tilde{n}=\frac{N}{2}+1,...,N$

其中， ${\mathrm{\β}}_n=\sqrt{P_r/(N\·\mathrm{tr}\left(T_{1,n}^H{T}_{1,n}{Q}_{1,n}\right)+N\·\mathrm{tr}\left(T_{2,n}^H{T}_{2,n}{Q}_{2,n}\right))},$ P_r为中继的发送功率，为充分利用剩余的

个子载波，t_n也在第

个子载波上发送，每个合成信号同时在两个子载波上传输；

步骤8：中继将最优波束形成矩阵T_k，n的信息和已估计出的所有信道信息反馈给四个收发机，用于自干扰消除；

步骤9：中继将

经由步骤2所述的OFDM调制器发送出去；

步骤10：每个收发机的接收信号都经过一个步骤3所述OFDM解调器处理后，再经过自干扰消除器运用已存储的自信息进行自干扰消除，由于收发机已获取了用于自干扰消除的所有信息，包括信道信息和波束形成矩阵信息，最终每个收发机都能恢复出所需有用信息；

其中，所有变量的下标n都表示第n个子载波，所有变量的下标k都表示第k对收发机，∑(·)-求和运算，max{·}-最大化算子，(·)^H-矩阵或向量的共轭转置，(·)^T-矩阵或向量的转置，(·)^-1-矩阵求逆，

积，vec(·)-矩阵拉直，pvec(·)-向量反拉直，eigenvector(X)-矩阵X的特征向量，rank(·)-求秩运算，E{·}-求期望值，tr(·)-求矩阵的迹，维的单位阵。

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