KR20140055977A - 매트릭스 컨버터 - Google Patents

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KR20140055977A
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다쿠야 나카
와타루 요시나가
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Abstract

교류 전원의 각상과 회전 전기기계의 각상의 사이에 마련되고, 상기 교류 전원 측으로부터 교류 전원 측으로 전류를 흘리는 하나 이상의 제 1 방향 스위칭 소자와, 상기 교류 전원측으로부터 상기 회전 전기기계측으로 전류를 흘리는 하나 이상의 제 2 방향 스위칭 소자를 각각 갖는 복수의 양방향 스위치와, 상기 복수의 양방향 스위치를 제어해서 상기 교류 전원과 상기 회전 전기기계 사이의 전력 변환 제어를 행하는 제어부를 구비하는 매트릭스 컨버터가 제공된다. 상기 제어부는 적어도 하나의 상기 양방향 스위치에서, 상기 제 1 방향 스위칭 소자와 상기 제 2 방향 스위칭 소자를 모두 턴온(turn on)시키도록 상기 전력 변환 제어를 행하는 제 1 구동 제어부와, 둘 이상의 상기 양방향 스위치의 각각에서, 상기 제 1 방향 스위칭 소자와 상기 제 2 방향 스위칭 소자중 어느 한쪽만을 턴온시켜서 상기 전력 변환 제어를 실행하는 제 2 구동 제어부를 구비한다.

Description

매트릭스 컨버터{MATRIX CONVERTER}
본 발명은 매트릭스 컨버터에 관한 것이다.
매트릭스 컨버터는 고조파 전류의 억제나 회생 전력의 유효 이용이 가능하기 때문에, 새로운 전력 변환 장치로서 주목받고 있다. 이러한 매트릭스 컨버터에는 교류 전원의 각 상과 회전 전기기계의 각 상을 접속하는 복수의 양방향 스위치를 구비하고, 이들 양방향 스위치를 제어해서 전력 변환을 실행하는 것이 있다. 또한, 매트릭스 컨버터의 다른 예로서는 복수의 양방향 스위치에 의해서 전력 변환을 실행하는 전력 변환 셀을 직렬로 복수단 접속해서 구성한 전력 변환 셀부를 상마다 마련한 직렬 다중 매트릭스 컨버터가 있다.
이러한 종류의 매트릭스 컨버터에 있어서, 교류 전원이 어떠한 이유에 의해 저전압으로 된 경우에, 전력 변환 동작을 정지시키는 기술이 알려져 있다. 예를 들면, 양방향 스위치에 의해서 교류 전원의 각 상 전압을 제어하여 회전 전기기계를 구동하고 있는 상태에서, 교류 전원이 저전압으로 된 경우에, 회전 전기기계로의 전력 공급을 정지시키는 기술이 있다(예를 들면, 특허문헌 1 참조).
일본 특허 공개 공보 제 2005-287200 호
그러나, 회전 전기기계를 부하로 하는 매트릭스 컨버터에 있어서는 교류 전원이 저전압이 된 경우에도, 전력 변환 동작을 정지시키지 않고 계속시키는 것이 바람직하다.
본 발명은 상기 사정을 감안해서 이루어진 것으로, 교류 전원이 저전압이 된 경우에도, 전력 변환 동작을 계속할 수 있는 매트릭스 컨버터를 제공한다.
본 발명의 일태양에 따른 매트릭스 컨버터는, 교류 전원의 각상과 회전 전기기계의 각상의 사이에 마련되고, 상기 회전 전기기계 측으로부터 상기 교류 전원 측으로 전류를 흘리는 하나 이상의 제 1 방향 스위칭 소자와, 상기 교류 전원측으로부터 상기 회전 전기기계측으로 전류를 흘리는 하나 이상의 제 2 방향 스위칭 소자를 각각 갖는 복수의 양방향 스위치와; 상기 복수의 양방향 스위치를 제어해서 상기 교류 전원과 상기 회전 전기기계 사이의 전력 변환 제어를 행하는 제어부를 구비하고, 상기 제어부는, 적어도 하나의 상기 양방향 스위치에서, 상기 제 1 방향 스위칭 소자와 상기 제 2 방향 스위칭 소자를 모두 턴온(turn on)시키도록 상기 전력 변환 제어를 행하는 제 1 구동 제어부와, 둘 이상의 상기 양방향 스위치의 각각에서, 상기 제 1 방향 스위칭 소자와 상기 제 2 방향 스위칭 소자중 어느 한쪽만을 턴온시켜서 상기 전력 변환 제어를 실행하는 제 2 구동 제어부를 갖는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 태양에 따른 매트릭스 컨버터는, 회전 전기기계로부터 교류 전원으로 전류를 흘리는 적어도 하나의 제 1 방향 스위칭 소자와 상기 교류 전원으로부터 상기 회전 전기기계로 전류를 흘리는 적어도 하나의 제 2 방향 스위칭 소자를 각각 갖는 복수의 양방향 스위치를 제각기 포함하는 적어도 두개의 전력 변환 셀이 직렬 접속되어 형성된 전력 변환 셀부가 상기 회전 전기기계의 각 상에 마련된 전력 변환부와; 상기 전력 변환부를 제어하여, 상기 교류 전원과 상기 회전 전기기계간에 전력 변환 제어를 행하는 제어부를 구비하고, 상기 제어부는 적어도 하나의 상기 양방향 스위치에서, 상기 제 1 방향 스위칭 소자와 상기 제 2 방향 스위칭 소자를 모두 턴온(turn on)시키도록 상기 전력 변환 제어를 행하는 제 1 구동 제어부와, 둘 이상의 상기 양방향 스위치의 각각에서, 상기 제 1 방향 스위칭 소자와 상기 제 2 방향 스위칭 소자중 어느 한쪽만을 턴온시켜서 상기 전력 변환 제어를 실행하는 제 2 구동 제어부를 갖는 것을 특징으로 한다.
상술한 구성에 의하면, 교류 전원이 저전압이 된 경우에도, 전력 변환 동작을 계속할 수 있는 매트릭스 컨버터를 제공할 수 있다.
도 1은 제 1 실시형태에 따른 매트릭스 컨버터의 구성예를 나타내는 도면,
도 2는 도 1에 나타내는 양방향 스위치의 구성예를 나타내는 도면,
도 3은 도 1에 나타내는 제 2 구동 제어부의 구체적 구성의 일예를 나타내는 도면,
도 4는 계통 무효 전류 지령과 계통 전압값간의 관계의 일예를 나타내는 도면,
도 5는 전류형 인버터 모델을 나타내는 도면,
도 6은 계통 위상과 컨버터의 스위치 구동 신호의 관계를 나타내는 도면,
도 7은 발전기 위상과 인버터의 스위치 구동 신호의 관계를 나타내는 도면,
도 8은 도 1에 나타내는 복수의 양방향 스위치의 구성예를 나타내는 도면.
도 9은 제 2 실시형태에 따른 직렬 다중 매트릭스 컨버터의 구성예를 나타내는 도면,
도 10는 도 9에 나타내는 전력 변환 셀의 구체적 구성의 일예를 나타내는 도면,
도 11는 도 9에 나타내는 제 2 구동 제어부의 구체적 구성의 일예를 나타내는 도면,
도 12은 도 11에 나타내는 계통 펄스 패턴 생성기, GeGr 스위치 구동 신호 생성기 및 GrGe 스위치 구동 신호 생성기의 구성을 나타내는 도면,
도 13은 2차 권선의 전압 위상과 컨버터의 스위치 구동 신호의 관계를 나타내는 도면,
도 14는 발전기 위상과 인버터의 스위치 구동 신호의 관계를 나타내는 도면,
도 15은 양방향 스위치의 제어 상태를 나타내는 제 1 도면,
도 16은 양방향 스위치의 제어 상태를 나타내는 제 2 도면,
도 17는 양방향 스위치의 제어 상태를 나타내는 제 3 도면,
도 18은 양방향 스위치의 제어 상태를 나타내는 제 4 도면,
도 19는 제 3 실시형태에 따른 직렬 다중 매트릭스 컨버터의 구성예를 나타내는 도면,
도 20는 도 19에 나타내는 제 2 구동 제어부의 구체적 구성의 일예를 나타내는 도면,
도 21은 도 20에 나타내는 계통 펄스 패턴 생성기, GeGr 스위치 구동 신호 생성기 및 GrGe 스위치 구동 신호 생성기의 구성을 나타내는 도면이다.
이하, 첨부 도면을 참조하여, 본원에 개시된 매트릭스 컨버터의 실시형태를 상세하게 설명한다. 본 발명은 이하에 나타내는 실시형태에 의해 한정되지 않는다.
(제 1 실시형태)
도 1은 제 1 실시형태에 따른 매트릭스 컨버터의 구성예를 나타내는 도면이다. 이하의 실시형태의 설명에서는, 교류 발전기(ACG)인 회전 전기기계의 발전 전력을 변환해서 교류 전원에 공급하는 매트릭스 컨버터를 예로 들어 설명하지만, 회전 전기기계는 교류 발전기에 한정되지 않고, 예를 들면, 교류 전동기이어도 좋다. 또한, 교류 전원으로서 전력 계통(power grid)을 예로 들어 설명하겠지만, 교류 전원은 이것에 한정되지 않는다. 또한, 회전 전기기계(3)의 일예로서, 동기 발전기를 이용한 경우의 예를 설명한다.
도 1에 나타내는 바와 같이, 제 1 실시형태에 따른 매트릭스 컨버터(1)는 3상 교류의 전력 계통(2)과 회전 전기기계(3)의 사이에 마련되고, 전력 계통(2)과 회전 전기기계(3)의 사이에서 전력 변환을 실행한다.
회전 전기기계(3)의 회전축에는 회전 전기기계(3)의 회전 위치를 검출하는 위치 검출기(4)가 마련되어 있고, 이러한 위치 검출기(4)에 의해 검출된 회전 전기기계(3)의 회전 위치 θG는 매트릭스 컨버터(1)에 입력된다.
매트릭스 컨버터(1)는 LC 필터(23)와 스위치부(22)를 구비하는 전력 변환부(10)와, 전류 검출부(24)와, 전압 검출부(25)와, 정전 검출부(26)와, 제어부(30)를 구비한다. 또한, 매트릭스 컨버터(1)는 계통측 단자 Tr, Ts, Tt 및 발전기측 단자 Tu, Tv, Tw를 구비하고, 계통측 단자 Tr, Ts, Tt에 전력 계통(2)이 접속되고, 발전기측 단자 Tu, Tv, Tw에 회전 전기기계(3)가 접속된다.
스위치부(22)는 전력 계통(2)의 R상, S상 및 T상의 각 상과 회전 전기기계(3)의 U상, V상 및 W상의 각 상을 접속하는 복수의 양방향 스위치 Sw1∼Sw9를 구비한다. 양방향 스위치 Sw1∼Sw3은 전력 계통(2)의 R상, S상, T상과 회전 전기기계(3)의 U상을 각각 접속하는 양방향 스위치이다. 양방향 스위치 Sw4∼Sw6은 전력 계통(2)의 R상, S상 및 T상과 회전 전기기계(3)의 V상을 각각 접속하는 양방향 스위치이다. 양방향 스위치 Sw7∼Sw9는 전력 계통(2)의 R상, S상 및 T상과 회전 전기기계(3)의 W상을 각각 접속하는 양방향 스위치이다.
양방향 스위치 Sw1∼Sw9는, 예를 들면, 도 2에 나타내는 바와 같은 구성을 갖는다. 도 2는 각 양방향 스위치 Sw1∼Sw9의 구성예를 나타내는 도면이다. 도 2에 나타내는 바와 같이, 각 양방향 스위치 Sw1∼Sw9는 일방향 스위칭 소자(13)와 다이오드(15)에 의한 직렬 접속체와, 일방향 스위칭 소자(14)와 다이오드(16)에 의한 직렬 접속체가 역방향으로 병렬로 접속되어 구성된다. 이하, 각각의 양방향 스위치 Sw1∼Sw9를 구성하는 복수의 일방향 스위칭 소자 중에서, 회전 전기기계(3)로부터 전력 계통(2)으로 전류를 흐르게 하는 일방향 스위칭 소자, 예컨대, 일방향 스위칭 소자(13)를 제 1 방향 스위칭 소자라고 하고, 전력 계통(2)으로부터 회전 전기기계(3)으로 전류를 흐르게 하는 일방향 스위칭 소자, 예컨대, 일방향 스위칭 소자(14)를 제 2 방향 스위칭 소자라고 칭한다.
일방향 스위칭 소자(13, 14)로는, 예를 들면, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) 등의 반도체 소자가 이용된다. 양방향 스위치 Sw1∼Sw9를 구성하는 일방향 스위칭 소자(13, 14)를 개별적으로 턴온(turn on) 및 턴오프(turn off)함으로써, 통전 방향을 제어할 수 있다. 여기서는, 양방향 스위치를 하나의 제 1 방향 스위칭 소자와 하나의 제 2 방향 스위칭 소자로 구성한 예를 설명하지만, 제 1 방향 스위칭 소자 및 제 2 방향 스위칭 소자는 각기 병렬 접속된 둘 이상의 일방향 스위칭 소자로 구성되어도 좋다.
또, 양방향 스위치 Sw1∼Sw9는 도 2에 나타내는 구성에 한정되지 않는다. 예를 들면, 양방향 스위치 Sw1∼Sw9는 일방향 스위칭 소자(13, 14)를 각각 역저지형의 스위칭 소자로 하고, 이들 스위칭 소자를 서로 역방향으로 병렬 접속한 구성이어도 좋고, 후술하는 도 8에 나타내는 구성이어도 좋다.
LC 필터(23)는 전력 계통(2)의 R상, S상 및 T상, 즉, 계통측 단자 Tr, Ts, Tr과 스위치부(22)의 사이에 마련되고, 스위치부(22)로부터 전력 계통(2)으로의 노이즈의 영향을 억제한다. 구체적으로는, LC 필터(23)는 3개의 리액터와 3개의 콘덴서에 의해서 구성되며, 스위치부(22)를 구성하는 양방향 스위치 Sw1∼Sw9의 스위칭에 기인하는 스위칭 노이즈를 제거한다. 이에 따라, 스위치부(22)에 의해 발생하는 스위칭 노이즈의 전력 계통(2)으로의 출력을 억제할 수 있다.
또, 3개의 리액터의 일단은 제각기 계통측 단자들 Tr, Ts, Tr에 접속되고, 타단은 스위치부(22)에 접속된다. 또한, 3개의 콘덴서는 리액터의 서로 다른 타단 사이에 각기 접속된다.
전류 검출부(24)는 전력 계통(2)과 전력 변환부(10)의 사이에 마련되고, 전력 계통(2)의 R상, S상, T상의 각 상과 전력 변환부(10)의 사이에 흐르는 전류의 전류값 Ir, Is, It(이하, '계통 상전류값 Ir, Is, It'로 기재함)를 검출한다. 전류 검출부(24)는, 예를 들면, 자전 변환 소자인 홀 소자를 이용해서 전류를 검출하는 전류 센서이다.
전압 검출부(25)는 전력 계통(2)과 전력 변환부(10)의 사이에 마련되고, 전력 계통(2)의 R상, S상, T상의 전압값 Vr, Vs, Vt(이하, ‘계통 상전압값 Vr, Vs, Vt’로 기재함)를 검출한다.
정전 검출부(26)는 계통 전압의 전압값 Va(이하, ‘계통 전압값 Va’로 기재함)가 전압값 V1 이하인지 아닌지를 검출한다. 정전 검출부(26)는 계통 전압값 Va가 전압값 V1 이하인 경우에는 전력 계통(2)이 정전되었다고 판정해서 하이(High) 레벨의 정전 검출 신호 Sd를 출력한다. 한편, 정전 검출부(26)는 계통 전압값 Va가 전압값 V1을 넘은 경우에는 전력 계통(2)이 정전되어 있지 않다고 판정해서 로우(Low) 레벨의 정전 검출 신호 Sd를 출력한다.
정전 검출부(26)는 계통상 전압값 Vr, Vs, Vt를 고정 좌표상의 직교하는 2축의 αβ 성분으로 변환하여, α축 방향의 계통 전압값 Vα와 β축 방향의 계통 전압값 Vβ를 구한다. 그리고, 정전 검출부(26)는 계통 전압값 Vα, Vβ의 자승합 평방근(=
Figure pat00001
)을 연산하고, 그 연산 결과를 계통 전압값 Va로 한다.
제어부(30)는 제 1 구동 제어부(31)와, 제 2 구동 제어부(32)와, 전환부(33)를 구비하여, 전압 지령에 따른 전압을 회전 전기기계(3)에 출력하기 위한 스위치 구동 신호 S1∼S18을 생성해서 전력 변환부(10)로 출력한다. 제 1 구동 제어부(31)는 소정의 토크 지령에 의거하여 전압 지령을 생성하고, 그 전압 지령에 근거해 양방향 스위치 Sw1~Sw9의 일방향 스위칭 소자들에 대한 스위치 구동 신호 Sa1~Sa18을 생성하여 스위치부(22)로 출력한다. 이리하여, 매트릭스 컨버터의 공지의 PWM 제어 방법에 의해 전압 지령에 따른 전압이 회전 전기기계(3)로 출력된다.
또, 전압 지령은 회전 전기기계(3)가 발생할 토크를 규정하는 토크 지령에 의거하여 공지의 동기 발전기의 벡터 제어칙에 의해서 생성된다. 또한, 스위치 구동 신호 Sa1∼Sa18에 의해서, 스위치부(22)는 복수의 양방향 스위치 Sw1∼Sw9를 각각 구성하는 복수의 일방향 스위칭 소자(13, 14)를 모두 온으로 하면서, PWM 제어에 의해 전압 지령과 동등한 전압을 출력하여 전력변환을 행한다. 여기서, 스위칭 소자들의 각각을 흐르는 전류의 크기나 위상은 출력 전압과 발전 전압간의 관계로 정해진다.
제 2 구동 제어부(32)는 계통상 전압값 Vr, Vs, Vt 및 계통상 전류값Ir, Is, It에 근거하여, 적어도 하나의 양방향 스위치 Sw1∼Sw9의 일방향 스위칭 소자(13, 14) 중 하나를 턴온함으로써 전력 변환제어를 행한다. 즉, 제 1 방향 스위칭 소자와 제 2 방향 스위칭 소자 중 어느 한쪽을 턴온해서 전력 변환 제어를 행한다.
이와 같이, 복수의 양방향 스위치 Sw1∼Sw9를 각각 구성하는 일방향 스위칭 소자(13, 14) 중 하나를 턴온함으로써, 제각기의 양방향 스위치 Sw1~Sw9의 통전 방향을 제어할 수 있다. 이에 따라, 전력 계통(2)의 전압이 회전 전기기계(3)의 전압보다 극단적으로 낮은 정전과 같은 경우에도, 회전 전기기계(3)와 전력 계통(2)의 사이에 대전류(large current)가 계속해서 흐르는 것을 방지함과 아울러, 전류 제어를 실행하면서 전력 변환 동작을 실행할 수 있다.
예를 들면, 제 2 구동 제어부(32)는, 전력 계통(2)측의 어느 2개의 상과 회전 전기기계(3)측의 어느 2개의 상에 전류를 흘리도록, 어느 하나의 양방향 스위치 Sw1∼Sw9의 제 1 방향 스위칭 소자, 예컨대, 일방향 스위칭 소자(13)와, 다른 하나의 양방향 스위치 Sw1~Sw9의 제 2 방향 스위칭 소자, 예컨대, 일방향 스위칭 소자(14)를 턴온한다. 이러한 제어에 의해, 전력 계통(2)의 어느 2개의 상과 및 회전 전기기계(3)의 어느 2개의 상에 전류를 흘릴 수 있다.
전환부(33)는 정전 검출부(26)로부터 출력되는 정전 검출 신호 Sd에 근거하여, 제 1 구동 제어부의 스위치 구동 신호 Sa1~Sa18와 제 2 구동 제어부의 스위치 구동 신호 Sb1~Sb18중 한쪽을 선택하여 스위치부(22)로 스위치 구동 신호 S1∼S18로서 출력한다. 구체적으로는, 전환부(33)는 정전 검출부(26)로부터 출력되는 정전 검출 신호 Sd가 로우 레벨인 경우, 제 1 구동 제어부(31)에 의해서 생성되는 스위치 구동 신호 Sa1∼Sa18을 스위치 구동 신호 S1∼S18로서 출력한다.
한편, 전환부(33)는 정전 검출부(26)로부터 출력되는 정전 검출 신호 Sd가 하이 레벨인 경우, 제 2 구동 제어부(32)에 의해서 생성되는 스위치 구동 신호 Sb1∼Sb18을 스위치 구동 신호 S1∼S18로서 출력한다.
따라서, 제어부(30)는, 전력 계통(2)이 저전압이 된 경우에, 제 2 구동 제어부(32)로부터 생성되는 스위치 구동 신호 Sb1∼Sb18에 의해, 어느 하나의 양방향 스위치 Sw1∼Sw9의 제 1 방향 스위칭 소자, 즉, 일방향 스위칭 소자(13)와, 다른 하나의 양방향 스위치 Sw1∼Sw9의 제 2 방향 스위칭 소자, 즉, 일방향 스위칭 소자(14)를 턴온하는 전력 변환 제어를 행한다. 이에 따라, 전력 계통(2)이 저전압이 된 경우에도 전력 변환 동작을 계속할 수 있다.
이하, 제 2 구동 제어부(32)의 구체적인 구성의 일예에 대해 구체적으로 설명한다. 도 3에 나타내는 바와 같이, 제 2 구동 제어부(32)는 유효 전류 보상부(41)와, 무효 전류 보상부(42)와, 펄스 패턴 생성부(43)를 구비한다.
우선, 유효 전류 보상부(41)에 대해 설명한다. 유효 전류 보상부(41)는 PQ 변환기(51)와, 로우 패스 필터(low pass filter:LPF)(52)와, 계통 유효 전류 지령기(53)와, 감산기(54)와, 계통 유효 전류 제어기(55)를 구비한다. 이러한 유효 전류 보상부(41)는 계통 유효 전류값이 계통 유효 전류 지령 IPref와 일치하도록, 계통 위상 보상값 dθRST를 생성하고, 생성한 계통 위상 보상값 dθRST를 펄스 패턴 생성부(43)에 출력한다.
PQ 변환기(51)는 계통 상전류값 Ir, Is, It를 고정 좌표상의 직교한 2축의 αβ성분으로 변환하여, α축 방향의 계통 전류값 Iα와 β축 방향의 계통 전류값 Iβ를 구한다. 또한, PQ 변환기(51)는 직교 좌표계의 αβ성분을, 전력 계통(2)의 전압 위상 θRST(이하, ‘계통 위상 θRST’으로 기재함)에 따라 회전하는 회전 좌표계의 성분으로 변환함으로써 계통 유효 전류 IP와 계통 무효 전류 IQ를 구한다.
PQ 변환기(51)는, 예를 들면, 하기 식(1)의 연산을 실행함으로써, 계통 유효 전류 IP와 계통 무효 전류 IQ를 구한다.
(식 1)
Figure pat00002
LPF(52)는 계통 유효 전류 IP로부터 고주파 성분을 제거하여 감산기(54)로 출력한다. 이것에 의해, 계통 유효 전류 IP로부터 스위칭 노이즈에 의한 영향을 제거하도록 하고 있다.
감산기(54)는 계통 유효 전류 지령기(53)로부터 출력되는 계통 유효 전류 지령 IPref에서 LPF(52)의 출력을 감산함으로써, 계통 유효 전류 지령 IPref와 계통 유효 전류 IP의 편차인 계통 유효 전류 편차를 연산하여, 계통 유효 전류 제어기(55)로 출력한다.
계통 유효 전류 제어기(55)는, 예를 들면, 비례 적분(proportional and integral:PI) 제어기로 구성되며, 계통 유효 전류 편차가 제로로 되도록 비례 적분 연산을 실행하는 것에 의해서, 계통 위상 보상값 dθRST를 생성한다. 여기서는 계통 유효 전류 지령 IPref는 제로로 설정되어 있으며, 계통 유효 전류 제어기(55)는 계통 유효 전류 IP가 제로로 되도록 계통 위상 보상값 dθRST를 생성한다.
다음으로, 무효 전류 보상부(42)에 대해 설명한다. 무효 전류 보상부(42)는 LPF(61)와, 계통 무효 전류 지령기(62)와, 감산기(63)와, 계통 무효 전류 제어기(64)를 구비한다. 이러한 무효 전류 보상부(42)는 계통 무효 전류값이 계통 무효 전류 지령 IQref와 일치하도록, 발전기 위상 보정값 dθuvw를 생성하고, 생성한 발전기 위상 보정값 dθuvw를 펄스 패턴 생성부(43)로 출력한다.
감산기(63)는 계통 무효 전류 지령기(62)로부터 출력되는 계통 무효 전류 지령 IQref에서 LPF(61)의 출력을 감산함으로써, 계통 무효 전류 지령 IQref와 계통 무효 전류 IQ의 편차인 계통 무효 전류 편차를 연산하여, 계통 무효 전류 제어기(64)로 출력한다.
계통 무효 전류 제어기(64)는, 예를 들면, PI 제어기로 구성되고, 계통 무효 전류 편차가 제로로 되도록 비례 적분 연산을 실행함으로써, 발전기 위상 보정값 dθuvw를 생성한다. 계통 무효 전류 지령 IQref는, 예를 들면, 계통 전압값 Va에 따른 값으로 할 수 있다.
도 4는 계통 무효 전류 지령 IQref와 계통 전압값 Va의 관계의 일예를 나타내는 도면이다. 도 4에 나타내는 바와 같이, 계통 무효 전류 지령기(62)는 계통 전압값 Va가 제 2 임계값인 전압값 V2를 넘고, 또한 제 1 임계값인 전압값 V1 이하인 경우에, 계통 전압값 Va가 커짐에 따라 직선적으로 값이 감소하는 계통 무효 전류 지령 IQref를 생성한다.
또한, 계통 무효 전류 지령기(62)는 계통 전압값 Va가 전압값 V2 이하인 경우에 최대값으로 되고, 전압값 V1을 넘는 경우에는 제로값으로 되는 계통 무효 전류 지령 IQref를 생성한다. 또, 계통 무효 전류 지령 IQref와 계통 전압값 Va의 관계는 도 4에 나타내는 예에 한정되지 않으며, 다른 관계이어도 좋다.
다음에, 도 3에 나타내는 펄스 패턴 생성부(43)에 대해 설명한다. 펄스 패턴 생성부(43)는 계통 상전압값 VR, VS, VT, 회전 위치 θG, 계통 위상 보상값 dθRST, 발전기 위상 보정값 dθuvw, 정전 검출 신호 Sd에 의거하여, 양방향 스위치 Sw1∼Sw9를 구동하는 스위치 구동 신호 S1∼S18을 생성한다.
펄스 패턴 생성부(43)는 계통 주파수 검출기(70)와, 유지기(71)와, 적분기(72)와, 가산기(73)와, 발전기 위상 생성기(74)와, 가산기(75)를 구비한다. 또한, 펄스 패턴 생성부(43)는 계통 펄스 패턴 생성기(76)와, 발전기 펄스 패턴 생성기(77)와, GeGr 스위치 구동 신호 생성기(78)와, GrGe 스위치 구동 신호 생성기(79)를 구비한다.
계통 주파수 검출기(70)는, 예를 들면, PLL(Phase Locked Loop)이며, 계통 상전압값 VR, VS, VT에 의거하여, 전력 계통(2)의 전압 주파수와 동기한 계통 주파수 fRST를 출력한다.
유지기(71)는 정전 검출 신호 Sd가 로우 레벨에서 하이 레벨로 변화된 타이밍에서 계통 주파수 검출기(70)로부터 출력되는 계통 주파수 fRST를 유지하고, 하이 레벨에서 로우 레벨로 변환된 타이밍에서 계통 주파수 fRST의 유지를 해제한다.
적분기(72)는 유지기(71)로부터 출력되는 계통 주파수 fRST를 적분하여, 계통 위상 θRST를 생성하며, 유효 전류 보상부(41) 및 가산기(73)에 출력한다. 가산기(73)는 계통 위상 θRST에 계통 위상 보상값 dθRST를 가산하여 계통 보정 위상 θRST’을 생성하고, 생성한 계통 보정 위상 θRST’를 계통 펄스 패턴 생성기(76)에 출력한다.
발전기 위상 생성기(74)는 회전 위치 θG에 회전 전기기계(3)의 극쌍수(the number of pole pairs)를 승산함으로써, 발전기 위상 θuvw를 생성하여 가산기(75)로 출력한다. 가산기(75)는 발전기 위상 θuvw에 발전기 위상 보정값 dθuvw를 가산해서 발전기 보정 위상 θuvw’를 생성하고, 생성한 발전기 보정 위상 θuvw’를 발전기 펄스 패턴 생성기(77)에 출력한다.
펄스 패턴 생성부(43)는 도 5에 나타내는 전류형 인버터 모델을 이용하여, 전류형 인버터 모델에 있어서 컨버터에 대한 스위치 구동 신호(이하 ‘컨버터 구동신호’라 함)와 인버터에 관한 스위치 구동 신호(이하 ‘인버터 구동 신호’라 함)를 합성해서, 복수의 양방향 스위치를 제어하는 스위치 구동 신호 Sb1∼Sb18을 생성한다.
도 5에 나타내는 전류형 인버터 모델(80)은 컨버터(81)와 인버터(82)를 구비하는 모델이다. 컨버터(81)는 전력 계통(2)의 R상, S상, T상에 풀 브리지 접속된 복수의 스위칭 소자로 구성된다. 이러한 컨버터(81)의 각 스위칭 소자는 컨버터 구동 신호 Srp, Ssp, Stp, Srn, Ssn, Stn에 의해 구동된다.
인버터(82)는 회전 전기기계(3)의 U상, V상, W상에 풀 브리지 접속된 복수의 스위칭 소자로 구성된다. 이러한 인버터(82)의 각 스위칭 소자는 인버터 구동 신호 Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn에 의해 구동된다.
계통 펄스 패턴 생성기(76)는 계통 위상 θRST에 대해 120° 통전의 전류를 흘리는 컨버터(81)의 컨버터 구동 신호 Srp∼Stn의 패턴을 갖고 있고, 계통 보정 위상 θRST’에 따라 컨버터 구동 신호 Srp∼Stn을 생성한다. 도 6은 계통 위상 θRST와 컨버터 구동 신호 Srp∼Stn의 관계를 나타내는 도면으로, 계통 위상 θRST와, 그것에 대해 90° 지연된 120° 통전의 전류를 흘리기 위한 컨버터 구동 신호Srp∼Stn과의 관계를 나타내는 것이다.
계통 보정 위상 θRST’는 계통 유효 전류 IP가 제로로 되도록 구해진 계통 위상 보상값 dθRST가 계통 위상 θRST에 가산되어 생성된다. 그 때문에, 계통 펄스 패턴 생성기(76)는 계통 보정 위상 θRST’에 의거하여, 컨버터 구동 신호 Srp∼Stn을 생성한다. 이리하여, 전력 계통(2)측으로 계통 위상보다 90° 지연되고 또한 계통 유효 전류 IP가 제로인 무효 전류를 흘릴 수 있다.
계통 펄스 패턴 생성기(76)는 전력 계통(2)측의 어느 2개의 상에 전류를 흘리는 어느 하나의 양방향 스위치의 제 1 방향 스위칭 소자와 다른 어느 하나의 양방향 스위치의 제 2 방향 스위칭 소자를 턴온시키기 위한 컨버터 구동 신호 Srp∼Stn을 생성한다. 예를 들면, 330°≤θRST<360°와 0°≤θRST<30°의 범위에 있는 경우, 컨버터 구동 신호 Stp 및 Ssn이 하이 레벨이고, 나머지는 로우 레벨이다. 이에 따라, 전력 계통(2)의 T상과 S상의 사이에 전류가 흐른다.
마찬가지로, 30°≤θRST <90°의 범위에 있는 경우, 컨버터 구동 신호 Srp, Ssn이 하이 레벨이고, R상과 S상의 사이에 전류가 흐른다. 90°≤θRST<150°의 범위에 있는 경우, 컨버터 구동 신호 Srp, Stn이 하이 레벨이고, R상과 T상의 사이에 전류가 흐른다. 150°≤θRST <210°의 범위에 있는 경우, 컨버터 구동 신호 Ssp, Stn이 하이 레벨이고, S상과 T상의 사이에 전류가 흐른다.
210°≤θRST<270°의 범위에 있는 경우, 컨버터 구동 신호 Ssp, Srn이 하이 레벨이고, S상과 R상의 사이에 전류가 흐른다. 270°≤θRST <330°의 범위에 있는 경우, 컨버터 구동 신호 Stp, Srn이 하이 레벨이며, T상과 R상의 사이에 전류가 흐른다. 이와 같이, 계통 펄스 패턴 생성기(76)는 계통 위상에 대해 90° 지연된 위상의 전류가 흐르도록 펄스 패턴을 생성한다.
발전기 펄스 패턴 생성기(77)는 발전기 보정 위상 θuvw’에 따른 인버터 구동 신호 Sup∼Swn을 생성한다. 도 7은 발전기 위상 θuvw와 인버터 구동 신호 Sup∼Swn의 관계를 나타내는 도면이다.
발전기 펄스 패턴 생성기(77)는 발전기 위상 θuvw에 대해 120° 통전의 전류를 흘리는 인버터 구동 신호 Sup∼Swn의 패턴을 갖고, 발전기 보정 위상 θuvw’에 따라 인버터 구동 신호 Sup∼Swn을 출력한다.
발전기 보정 위상 θuvw’는 편차인 계통 무효 전류 편차가 제로로 되도록 구해진 발전기 위상 보정값 dθuvw가 발전기 위상 θuvw에 가산되어 구해진다. 그 때문에, 발전기 펄스 패턴 생성기(77)는 발전기 보정 위상 θuvw’을 기준으로 함으로써, 도 7에 나타내는 바와 같이, 발전기 위상 θuvw에 대해, 90°-dθuvw 지연된 전류가 흐르도록, 즉, 발전기 위상 θuvw에 대해, 90° 지연되고 무효 전류 지령에 대해 dθuvw만큼 위상 진행시킨 전류가 흐르도록 인버터 구동 신호 Sup∼Swn을 출력한다. 이에 따라, 계통 무효 전류 지령 IQref와 동등한 크기의 무효 전류를 전력 계통(2)측에 흘릴 수 있다.
발전기 펄스 패턴 생성기(77)는 회전 전기기계(3)측의 어느 2개의 상에 전류를 흘리는 어느 하나의 양방향 스위치의 제 1 방향 스위칭 소자와 다른 어느 하나의 양방향 스위치의 제 2 방향 스위칭 소자를 턴온시키기 위한 인버터 구동 신호 Sup∼Swn을 생성한다. 예를 들면, 330°≤θuvw+dθuvw<360°및 0°≤θuvw+dθuvw<30°의 범위에 있는 경우, 인버터 구동 신호 Swp 및 Svn이 하이 레벨이며, 나머지는 로우 레벨이다. 이에 따라, 회전 전기기계(3)의 W상과 V상의 사이에 전류가 흐른다.
마찬가지로, 30°≤θuvw+dθuvw <90°의 범위에 있는 경우, 인버터 구동 신호 Sup, Svn이 하이 레벨이며, U상과 V상의 사이에 전류가 흐른다. 90°≤θuvw+dθuvw <150°의 범위에 있는 경우, 인버터 구동 신호 Sup, Swn이 하이 레벨이며, U상과 W상의 사이에 전류가 흐른다. 150°≤θuvw+dθuvw<210°의 범위에 있는 경우, 인버터 구동 신호 Svp, Swn이 하이 레벨이며, V상과 W상의 사이에 전류가 흐른다.
210°≤θuvw+dθuvw<270°의 범위에 있는 경우, 인버터 구동 신호 Svp, Sun이 하이 레벨이며, V상과 U상의 사이에 전류가 흐른다. 270°≤θuvw+dθuvw<330°의 범위에 있는 경우, 인버터 구동 신호 Swp, Sun이 하이 레벨이며, W상과 U상의 사이에 전류가 흐른다. 이와 같이, 발전기 펄스 패턴 생성기(77)는 발전기 위상 θuvw에 대해, 90°-dθuvw 지연된 전류가 흐르도록 펄스 패턴을 생성한다.
GeGr 스위치 구동 신호 생성기(78)는 컨버터 구동 신호 Srn, Ssn, Stn, 및 인버터 구동 신호 Sup, Svp, Swp에 의거하고, 하기 식(2)를 이용하여, 스위치 구동 신호 Sur, Sus, Sut, Svr, Svs, Svt, Swr, Sws, Swt를 생성한다.
(식 2)
Figure pat00003
상기 식 (2)에서, 스위치 구동 신호 Sur, Sus, Sut, Svr, Svs, Svt, Swr, Sws, Swt는, 도 8에 나타내는 바와 같이, 양방향 스위치 Sw1∼Sw9의 제 1 방향 스위칭 소자, 예컨대, 일방향 스위칭 소자(13)를 구동하는 신호이다. 도 8은 스위치부(22)의 구성예를 나타내는 도면이다. 또, 도 8에 나타내는 스위치부(22)의 구성예에서는 양방향 스위치 Sw1∼Sw9의 구성이 도 2에 나타내는 예와는 다르다. 즉, 도 8에 나타내는 양방향 스위치 Sw1∼Sw9는, 도 2에 나타내는 양방향 스위치 Sw1∼Sw9와 달리, 일방향 스위칭 소자(13, 14)의 콜렉터와, 다이오드(15, 16)의 캐소드가 공통으로 접속된 구성을 갖는다. 어느 접속 구성에 의하더라도, 도 8에 나타내는 양방향 스위치 Sw1∼Sw9의 동작은 도 2에 나타내는 양방향 스위치 Sw1∼Sw9의 동작과 다름없다.
GrGe 스위치 구동 신호 생성기(79)는 인버터 구동 신호 Sun, Svn, Swn, 및 컨버터 구동신호 Srp, Ssp, Stp에 근거하고, 하기 식(3)을 이용하여, 스위치 구동 신호 Sru, Ssu, Stu, Srv, Ssv, Stv, Srw, Ssw, Stw를 생성한다.
(식 3)
Figure pat00004
상기 식 (3)에 있어서, 스위치 구동 신호 Sru, Ssu, Stu, Srv, Ssv, Stv, Srw, Ssw, Stw는, 도 8에 나타내는 바와 같이, 양방향 스위치 Sw1∼Sw9의 제 2 방향 스위칭 소자, 예컨대, 일방향 스위칭 소자(14)를 구동하는 신호이다.
이와 같이 생성된 스위치 구동 신호 Sur, Sru, Sus, Ssu, Sut, Stu, Svr, Srv, Svs, Ssv, Svt, Stv, Swr, Srw, Sws, Ssw, Swt, Stw는 스위치 구동 신호 S1∼S18로서, 도 8에 나타내는 대응 관계로, 정전 검출 신호 Sd가 하이일 때 펄스 패턴 생성부(43)로부터 전환부(33)를 통해 스위치부(22)로 출력된다.
이에 따라, 복수의 양방향 스위치 Sw1∼Sw9를 구성하는 일방향 스위칭 소자(13, 14) 중, 전력 계통(2)측의 어느 2개의 상과 회전 전기기계(3)측의 어느 2개의 상에 전류를 흘리는 어느 하나의 양방향 스위치의 제 1 방향 스위칭 소자, 즉, 일방향 스위칭 소자(13)와, 다른 어느 하나의 양방향 스위치의 제 2 방향 스위칭 소자, 즉, 일방향 스위칭 소자(14)가 턴온된다.
또, 항상 컨버터 구동 신호 Srn, Ssn, Stn의 어느 하나와, 인버터 구동 신호 Sup, Svp, Swp의 어느 하나가 하이 레벨로 된다. 그에 따라, 복수의 양방향 스위치 Sw1∼Sw9를 구성하는 일방향 스위칭 소자(13, 14) 중, 회전 전기기계(3)측으로부터 전력 계통(2)으로 전류를 흘리는 일방향 스위칭 소자(13)의 어느 한개가 턴온된다.
또한, 항상 인버터 구동 신호 Sun, Svn, Swn의 어느 하나와, 컨버터 구동 신호 Srp, Ssp, Stp의 어느 하나가 하이 레벨로 된다. 그에 따라, 복수의 양방향 스위치 Sw1∼Sw9를 구성하는 일방향 스위칭 소자(13, 14) 중, 전력 계통(2)측으로부터 회전 전기기계(3)측으로 전류를 흘리는 일방향 스위칭 소자(14)의 어느 한개가 턴온된다.
이상과 같이, 본 실시형태에 따른 매트릭스 컨버터(1)의 제어부(30)는 제 1 구동 제어부(31)와, 제 2 구동 제어부(32)를 구비한다. 제어부(30)는 양방향 스위치 Sw1~Sw9를 선택적으로 턴온함으로써 행해지는 전력 변환 제어를 수행한다. 본 실시형태에서, 제 1 구동 제어부(31)는 제각기의 선택된 양방향 스위치 Sw1∼Sw9에서 일방향 스위칭 소자(13, 14)의 모두를 턴온해서 실행하는 전압 제어에 의해 전력 변환 제어를 실행한다. 한편, 제 2 구동 제어부(32)는 제각기의 선택된 양방향 스위치 Sw1∼Sw9에서 일방향 스위칭 소자(13, 14)의 어느 한쪽을 턴온해서 실행하는 전류 제어에 의해 전력 변환 제어를 실행한다.
그리고, 매트릭스 컨버터(1)는 전력 계통(2)의 전압이 소정값을 넘는 경우에, 제 1 구동 제어부(31)에 의해서 전력 변환 제어를 실행하고, 전력 계통(2)의 전압이 소정값 이하인 경우에, 제 2 구동 제어부(32)에 의해서 전력 변환 제어를 실행한다. 이에 따라, 매트릭스 컨버터(1)는 전력 계통(2)이 저전압이 된 경우에도, 전력 계통(2)측에 무효 전류를 흘리면서 전력 변환 동작을 계속할 수 있다.
발전 시스템에서는 전력 계통(2)이 정전 등에 의해 저전압이 된 경우에, 전력 계통(2)에 무효 전력을 공급하는 것이 요구되는 경우가 있고, 본 실시형태에 따른 매트릭스 컨버터(1)는 이러한 요구에 적절하게 대응하는 것이 가능하게 된다.
또, 전력 계통(2)의 관리자측으로부터 무효 전력의 크기를 규정하는 계통 무효 전류 지령 IQref가 송신되는 경우, 이러한 계통 무효 전류 지령 IQref를 계통 무효 전류 지령기(62)로부터 감산기(63)로 출력하도록 해도 좋다. 이와 같이 함으로써, 외부로부터 전력 계통(2)측의 무효 전류의 크기를 설정할 수 있다.
또한, 제 2 구동 제어부(32)는 전류형 인버터 모델(80)을 스위칭 모델로서 채용하고 있다. 컨버터(81)에는 계통 전압 위상으로부터 90° 지연된 전류를 흘리는 120° 통전의 스위칭 패턴이 부여되고, 인버터(82)에는 계통 무효 전류 지령 IQref에 따른 크기의 무효 전류를 흘리기 위한 위상을 가진 120° 통전의 스위칭 패턴이 부여된다. 컨버터(81)에 부여되는 스위칭 패턴과 인버터(82)에 부여되는 스위칭 패턴은 합성되어 양방향 스위치 Sw1∼Sw9를 구성하는 일방향 스위칭 소자(13, 14)에 대한 스위치 구동 신호로서 출력된다.
이러한 구성에 의해, 양방향 스위치 Sw1∼Sw9를 구성하는 일방향 스위칭 소자(13, 14)의 어느 한쪽을 구동하도록 스위치 구동 신호가 출력되기 때문에, 계통 무효 전류 지령 IQref에 따른 크기의 무효 전류를 전력 계통(2)에 용이하고 또한 정밀도 좋게 흘릴 수 있다.
또한, 상술한 제 1 실시형태에서, 계통 펄스 패턴 생성기(76)는 계통 위상에 대해 90° 앞선 위상을 갖는 전류를 흘리는 펄스 패턴을 생성하여도 좋다. 이리하여, 계통 무효 전류 지령 IQref와 동일한 크기를 갖는 무효 전류를 전력 계통(2)으로 흘릴 수 있다. 또한, 전력 계통(2)으로 90° 지연된 무효 전류를 흘릴지 90° 앞선 무효 전류를 흘릴지는, 예컨대, 외부로부터의 조작을 통해 계통 펄스 패턴 생성기(76)에 대해 설정함으로써 선택되는 구성이어도 좋다.
(제 2 실시형태)
다음으로, 제 2 실시형태에 따른 매트릭스 컨버터를 설명한다. 본 실시형태에 따른 매트릭스 컨버터는 직렬 다중 매트릭스 컨버터(1a)로서 구성되며, 전력 변환부(10a) 및 제어부(30a)가 제1실시형태와 상이하고 나머지는 동일하다. 이하 동일 또는 유사한 구성에는 동일 또한 유사한 참조부호를 붙이고 상이한 부분을 중심으로 설명한다.
직렬 다중 매트릭스 컨버터(1a)는 다중 변압기(100)와, 회전 전기기계(3)의 각 상마다 마련된 전력 변환 셀부(21u, 21v, 21w)를 구비하는 전력 변환부(10a)와, 전류 검출부(24)와, 전압 검출부(25)와, 정전 검출부(26)와, 제어부(30a)를 구비한다. 또한, 직렬 다중 매트릭스 컨버터(1a)는 계통측 단자 TR, TS, TT 및 발전기측 단자 TU, TV, TW를 구비하고, 계통측 단자 TR, TS, TT에 전력 계통(2)이 접속되고, 발전기측 단자 TU, TV, TW에 회전 전기기계(3)가 접속된다.
다중 변압기(100)는 1차 권선(11)과, 9개의 2차 권선(12a∼12i)(이하, 2차 권선(12)으로 총칭하는 경우가 있음)을 구비하고, 전력 계통(2)으로부터 1차 권선(11)에 입력되는 교류 전력을 9개의 2차 권선(12a∼12i)으로 변압해서 출력한다. 또한, 이들 9개의 2차 권선(12a∼12i)이 각각 개별의 교류 전원이며, 후술하는 전력 변환 셀(21a∼21i)에 각각 접속된다.
각 전력 변환 셀(21)은 2차 권선(12)에 접속되는 단자 T3와 단자 T1 및 T2와의 사이의 전력 변환을 실행한다. 여기서, 단자 T3는 후술하는 단자 Tr, Ts, Tt를 포함한다.
각각의 전력 변환 셀부(21u, 21v, 21w)는 직렬 접속된 3개의 전력 변환 셀(21)을 포함한다. 즉, 직렬 접속된 전력 변환 셀(21a, 21d, 21g)에 의해서 U상의 전력 변환 셀부(21u)가 구성되고, 직렬 접속된 전력 변환 셀(2lb, 21e, 21h)에 의해서 V상의 전력 변환 셀부(21v)가 구성되며, 직렬 접속된 전력 변환 셀(21c, 21f, 21i)에 의해서 W상의 전력 변환 셀부(21w)가 구성된다.
구체적으로, 전력 변환 셀부(21u)에서는, 전력 변환 셀(21a)의 단자 T2가 중성점(N)에 접속되고, 또한, 전력 변환 셀(21a)의 단자 T1과 전력 변환 셀(21d)의 단자 T2가 접속되고, 전력 변환 셀(21d)의 단자 T1과 전력 변환 셀(21g)의 단자 T2가 접속된다. 이에 따라, 전력 변환 셀(21g)의 단자 T1을 출력 단자로 한 U상의 전력 변환 셀부(21u)가 구성된다.
마찬가지로, 전력 변환 셀부(21v)에서는, 전력 변환 셀(21b)의 단자 T2가 중성점(N)에 접속되고, 또한, 전력 변환 셀(21b)의 단자 T1과 전력 변환 셀(21e)의 단자 T2가 접속되고, 전력 변환 셀(21e)의 단자 T1과 전력 변환 셀(21h)의 단자 T2가 접속된다. 이에 따라, 전력 변환 셀(21h)의 단자 T1을 출력 단자로 한 Ｖ상의 전력 변환 셀부(21v)가 구성된다.
또한, 전력 변환 셀부(21w)에서는, 전력 변환 셀(21c)의 단자 T2가 중성점(N)에 접속되고, 또한, 전력 변환 셀(21c)의 단자 T1과 전력 변환 셀(21f)의 단자 T2가 접속되고, 전력 변환 셀(21f)의 단자 T1과 전력 변환 셀(21i)의 단자 T2가 접속된다. 이에 따라, 전력 변환 셀(21i)의 단자 T1을 출력 단자로 한 Ｗ상의 전력 변환 셀부(21w)가 구성된다.
여기서, 단자 T2가 중성점(N)에 접속된 전력 변환 셀(21a~21c)을 “제 1 단 전력 변환 셀”이라고 하고, 단자 T2가 제 1 단 전력 변환 셀(21a~21c)의 단자 T1에 각기 접속된 전력 변환 셀(21d~21f)을 “제 2 단 전력 변환 셀”이라고 하고, 단자 T1이 발전기측 단자 TU, TV, TW에 각기 접속된 전력 변환 셀(21g~21i)을 “제 3 단 전력 변환 셀”이라고 칭한다.
또한, 2차 권선(12a~12c)는 제각기 제 1 단 전력 변환 셀(21a~21c)에 접속되고, 2차 권선(12d~12f)는 제각기 제 2 단 전력 변환 셀(21d~21f)에 접속되고, 2차 권선(12g~12i)는 제각기 제 3 단 전력 변환 셀(21g~21i)에 접속된다. 본 실시형태에서, 제 1 단 전력 변환 셀(21a~21c)에 접속된 2차 권선(12a~12c)의 전압을 “제 1 단 전압”이라 하고, 제 2 단 전력 변환 셀(21d~21f)에 접속된 2차 권선(12d~12f)의 전압을 “제 2 단 전압”이라 하고, 제 3 단 전력 변환 셀(21g~21i)에 접속된 2차 권선(12g~12i)의 전압을 “제 3 단 전압”이라고 칭한다.
다중 변압기(100)는 1차 권선(11)과 적어도 일부의 2차 권선(12)의 사이에 전압 위상차를 발생시키는 것이 가능한 이상 변압기(phase-shifting transformer)이다. 다중 변압기(100)에서는, 예컨대, 아래 표 1에 나타내는 바와 같이, 전력 변환 셀부(21u, 21v, 21w)에 접속되는 3개의 2차 권선(12)으로부터 출력되는 제 1 내지 제 3 단 전압의 위상이 중성점으로부터 순서대로, 예컨대, 20도씩 어긋나 있다. 아래 표 1에는 1차 권선(11)의 전압과 2차 권선(12)의 각 단 전압들간의 위상차가 나타나 있다.
위상차(°)
제 1 단 (r1, s1, t1) 0
제 2 단 (r2, s2, t2) 20
제 3 단 (r3, s3, t3) 40
구체적으로, U상에서는, 전력 변환 셀(21d)에 접속된 2차 권선(12d)의 전압 위상은 전력 변환 셀(21a)에 접속된 2차 권선(12a)과 20°의 전압 위상차를 갖고, 전력 변환 셀(21g)에 접속된 2차 권선(12g)의 전압 위상은 2차 권선(12d)과 20°의 전압 위상차를 갖는다. 마찬가지로, V상에서는, 전력 변환 셀(21e)에 접속된 2차 권선(12e)의 전압 위상은 전력 변환 셀(21b)에 접속된 2차 권선(12b)과 20°의 전압 위상차를 갖고, 전력 변환 셀(21h)에 접속된 2차 권선(12h)의 전압 위상은 2차 권선(12e)과 20°의 전압 위상차를 갖는다.
또한, W상에서는, 전력 변환 셀(21f)에 접속된 2차 권선(12f)의 전압 위상은 전력 변환 셀(21c)에 접속된 2차 권선(12c)과 20°의 전압 위상차를 갖고, 전력 변환 셀(21i)에 접속된 2차 권선(12i)의 전압 위상은 2차 권선(12f)과 20°의 전압 위상차를 갖는다. 제각기의 상에 마련된 전력 변환 셀(21a~21i)은 이후 설명에서 대표적으로 전력 변환 셀(21)로 기재될 수도 있다.
본 실시형태에서, 1차 권선(11)과 2차 권선(12a∼12c) 사이의 전압 위상차는 제로로 설정된다. 따라서, 2차 권선(12a∼12c)의 r1상, s1상 및 t1상의 전압 위상(이하, ‘제 1 전압 위상 θrst1’로 기재함)은 전력 계통(2)의 전압 위상 θRST(이하, ‘계통 위상 θRST’로 기재함)와 동일하다. 또한, 2차 권선(12d∼12f)의 r2상, s2상 및 t2상의 전압 위상(이하, ‘제 2 전압 위상 θrst2’로 기재함)은 계통 위상 θRST에 대해 20° 어긋나 있다. 또한, 2차 권선(12g∼12i)의 r3상, s3상 및 t3상의 전압 위상(이하, ‘제 2 전압 위상 θrst3’으로 기재함)은 계통 위상 θRST에 대해 40° 어긋나 있다.
이와 같은 전압 위상차를 마련하는 것에 의해서, 1차 권선(11)측으로 흐르는 고조파 전류를 저감할 수 있다. 또, 상기 표 1에 나타내는 전압 위상차는 일예이며, 다른 값의 전압 위상차라도 좋다. 또한 위상차를 마련하지 않아도 좋다. 또, 다중 변압기(100)를 이용하지 않고, 전력 변환 셀(21a∼21i)에 개별의 교류 전원을 접속할 수도 있다.
다음으로, 전력 변환 셀(21)의 구성에 대해 설명한다. 도 10은 전력 변환 셀(21)의 구체적 구성의 일예를 나타내는 도면이다. 도 10에 나타내는 바와 같이, 전력 변환 셀(21)은 스위치부(22a)와, 필터(23a)를 구비한다. 이러한 전력 변환 셀(21)은 단상 매트릭스 컨버터라고도 불린다. 또, 전력 변환 셀(21)에는, 예를 들면, 도시하지 않은 스너버(snubber) 회로가 마련된다.
도 15에 도시된 바와 같이, 스위치부(22a)는 양방향 스위치 Sw1∼Sw6을 구비한다. 이러한 양방향 스위치 Sw1∼Sw6은 각 단자 Tr, Ts, Tt와 각 단자 T1, T2의 사이에 각각 접속된다.
양방향 스위치 Sw1~Sw6은, 양방향 스위치가 6개 마련된 것을 제외하고는 제 1 실시형태에서 도 8을 참조하여 설명한 것과 동일하므로, 중복하는 설명은 생략한다.
필터(23a)는 스위치부(22a)와 단자 Tr, Ts, Tt의 사이에 마련되고, 스위치부(22a)에 의해 발생하는 고주파 성분(PWM 성분)의 전력 계통(2)으로의 영향을 억제한다. 이러한 필터(23a)는 3개의 리액터 L1r, L1s, L1t와, 3개의 콘덴서 C1rs, C1st, C1rt에 의해서 구성된다.
리액터(L1r, L1s, L1t)의 일단은 단자 Tr, Ts, Tt에 각각 접속되고, 타단은 스위치부(22a)측에 접속된다. 또한, 콘덴서(C1rs, C1ts, C1rt)의 각각은 리액터(L1r, L1s, L1t)의 서로 다른 타단 사이에 접속된다. 또, 필터(23a)는 도 10에 나타내는 구성에 한정되지 않고, 예를 들면, 리액터(L1r, L1s, L1t)를 마련하지 않는 구성이라도 좋다.
도 9로 돌아가서, 직렬 다중 매트릭스 컨버터(1a)의 구성에 관해 설명을 계속한다. 전류 검출부(24)는 전력 계통(2)과 다중 변압기(100)의 사이에 마련되고, 전력 계통(2)과 다중 변압기(100)의 사이에 흐르는 전류의 순시 전류값 IR, IS, IT(이하, ‘계통 상전류값 IR, IS, IT’로 기재함)를 검출한다. 또, 전류 검출부(24)는, 예를 들면, 자전(磁電) 변환 소자(magneto-electric transducer)인 홀 소자(Hall element)를 이용해서 전류를 검출하는 전류 센서이다.
전압 검출부(25)는 전력 계통(2)과 다중 변압기(100)의 사이에 마련되고, 전력 계통(2)의 Ｒ상, S상, T상의 각 상의 순시 전압값 VR, VS, VT(이하, ‘계통 상전압값 VR, VS, VT’로 기재함)를 검출한다.
정전 검출부(26)는 제 1 실시형태에서와 마찬가지로, 전압 검출부(25)에 의해 검출된 계통 전압의 실효전압값 Va(이하, ‘계통 전압값 Va'로 기재함)가 전압값 V1 이하인지 아닌지를 검출하여, 계통 전압값 Va가 전압값 V1 이하인 경우에는 전력 계통(2)이 정전되었다고 판정해서 하이 레벨의 정전 검출 신호 Sd를 출력한다.
대안적으로, 어느 하나의 2차 권선(12a~12i)의 전압에 근거해서 정전을 검출하여도 좋다. 예컨대, 2차측 전압값 Va1이 소정의 전압값 V11 이하인 경우에, 정전 검출부는 전력 계통(2)에 정전이 발생했다고 판정해서 하이 레벨의 정전 검출 신호 Sd를 출력하여도 좋다. 한편, 2차측 전압값 Va1이 전압값 V11을 넘는 경우, 정전 검출부는 전력 계통(2)에 정전이 발생하지 않았다고 판정해서 로우 레벨의 정전 검출 신호 Sd를 출력할 수 있다.
이 경우에, 정전 검출부는, 예를 들면, 2차 권선(12a)의 r1상, s1상 및 t1상의 전압 Vr1, Vs1, Vt1을 고정 좌표상의 직교한 2축의 αβ 성분으로 변환하여, α축 방향의 계통 전압값 Vα1과 β축 방향의 계통 전압값 Vβ1을 구한다. 그리고, 정전 검출부는 계통 전압값 Vα1, Vβ1의 자승합 평방근（＝
Figure pat00005
)을 연산하고, 연산 결과를 2차측 전압값 Va1로 한다.
제어부(30a)의 기본적인 구성 및 동작은 제 1 실시형태와 동일하며, 정전 검출시 제 2 구동 제어부(32a)가 2차 권선측의 어느 두개의 상과 회전 전기기계측의 어느 두개의 상에 전류를 흘리도록 복수의 전력 변환셀 각각의 복수의 양방향 스위치 Sw1~Sw6를 구동하기 위한 스위치 구동 신호를 생성하는 것에 차이가 있다. 구체적으로는, 도 11에 도시된 바와 같이, 펄스 패턴 생성부(43a)에 의해 스위치 구동 신호 SAu1~SAw3, SBu1~SBw3를 생성하는 것에 차이가 있으므로, 이하에서는 이것을 중심으로 설명한다.
펄스 패턴 생성부(43a)는 제 1 실시형태와 마찬가지로 도 5에 나타내는 전류형 인버터 모델을 이용하여 스위치 구동 신호를 생성한다.
도 12은 제 2 실시형태에 따른 계통 펄스 패턴 생성기(76a), GeGr 스위치 구동 신호 생성기(78a) 및 GrGe 스위치 구동 신호 생성기(79a)의 구성을 나타내는 도면이다. 도 12에 나타내는 바와 같이, 계통 펄스 패턴 생성기(76a)는 가산기(90a∼90c)와, 패턴 생성기(91a∼91c)를 구비한다.
가산기(90a∼90c)는 계통 보정 위상 θRST'에 다중 변압기(100)의 1차 권선(11)과 2차 권선(12)의 사이의 전압 위상차(예를 들면, 표 1 참조)에 따른 위상을 가산하고, 가산 결과를 각각 패턴 생성기(91a∼91c)에 출력한다. 구체적으로는, 가산기(90a)는 계통 보정 위상 θRST’에 대하여 0°의 위상을 가산하고, 가산기(90b)는 계통 보정 위상 θRST’에 대해 20°의 위상을 가산하며, 가산기(90c)는 계통 보정 위상 θRST’에 대해 40°의 위상을 가산한다.
또, 상술한 바와 같이, 1차 권선(11)과 2차 권선(12)의 사이의 전압 위상차는 표 1에 나타내는 예에 한정되지 않는다. 예를 들면, 1차 권선(11)과 2차 권선(12a∼12c)의 위상차를 10°, 1차 권선(11)과 2차 권선(12d∼12f)의 위상차를 30°, 1차 권선(11)과 2차 권선(12g∼12h)의 위상차를 50°로 해도 좋다. 이 경우, 가산기(90a)는 계통 보정 위상 θRST’에 대해 10°의 위상을 가산하고, 가산기(90b)는 계통 보정 위상 θRST’에 대해 30°의 위상을 가산하며, 가산기(90c)는 계통 보정 위상 θRST’에 대해 50°의 위상을 가산한다.
패턴 생성기(91a∼91c)는 가산기(90a∼90c)의 가산 결과에 의거하여, 각 2차 권선(12)의 전압 위상 θrst1∼θrst3에 대해 120°통전의 전류를 흘리는 컨버터(81)의 컨버터 구동 신호 Srp∼Stn의 패턴을 생성한다. 패턴 생성기(91a∼91c)는 서로 동일한 구성이다. 구체적으로는, 패턴 생성기(91a)는 가산기(90a)의 가산 결과에 의거하여, 컨버터 구동 신호 Srp1, Ssp1, Stp1, Srn1, Ssn1, Stn1(이하, ‘컨버터 구동 신호 Srp1∼Stn1’으로 기재함)을 생성한다.
또한, 패턴 생성기(91b)는 가산기(90b)의 가산 결과에 의거하여, 스위치 구동 신호 Srp2, Ssp2, Stp2, Srn2, Ssn2, Stn2(이하, ‘컨버터 구동 신호 Srp2∼Stn2’으로 기재함)를 생성한다. 또한, 패턴 생성기(91c)는 가산기(90c)의 가산 결과에 의거하여, 스위치 구동 신호 Srp3, Ssp3, Stp3, Srn3, Ssn3, Stn3(이하, ‘컨버터 구동 신호 Srp3∼Stn3’으로 기재함)을 생성한다.
도 13은 2차 권선(12a∼12c)의 r1상, s1상 및 t1상의 전압 위상 θrst1과 컨버터 구동 신호 Srp1∼Stn1의 관계를 나타내는 도면이고, 전압 위상 θrst1과 그것에 대해 90° 진행한 120° 통전의 전류를 흘리기 위한 양자의 관계를 나타내는 것이다.
계통 보정 위상 θRST’은 계통 유효 전류 IP가 제로로 되도록 구해진 계통 위상 보상값 dθRST가 계통 위상 θRST에 가산되어 생성된다. 그 때문에, 계통 펄스 패턴 생성기(76a)의 패턴 생성기(91a)는 계통 보정 위상 θRST’에 의거하여 컨버터 구동 신호 Srp1∼Stn1 등을 생성하는 것에 의해, 2차 권선(12)측으로 90° 진행하고 또한 유효 전류가 제로인 무효 전류를 흘릴 수 있다.
계통 펄스 패턴 생성기(76a)의 패턴 생성기(91a)는 r1상, s1상 및 t1상 중 어느 2개의 상에 전류를 흘리는 하나 이상의 양방향 스위치의 제 1 방향 스위칭 소자와 다른 하나 이상의 양방향 스위치의 제 2 방향 스위칭 소자를 턴온시키도록 컨버터 구동 신호 Srp1∼Stn1을 생성한다. 예를 들면, 0°≤θrst1 <30°및 330°≤θrst1 <360°의 범위에 있는 경우, 컨버터 구동 신호 Stn1, Ssp1이 하이 레벨이고, 나머지는 로우 레벨이다. 이에 따라, t1상과 s1상의 사이에 전류가 흐른다.
마찬가지로, 30°≤θrst1 <90°의 범위에 있는 경우, 컨버터 구동 신호 Srn1, Ssp1이 하이 레벨이고, r1상과 s1상의 사이에 전류가 흐른다. 90°≤θrst1 <150°의 범위에 있는 경우, 컨버터 구동 신호 Srn1, Stp1이 하이 레벨이고, r1상과 t1상의 사이에 전류가 흐른다. 150°≤θrst1<210°의 범위에 있는 경우, 컨버터 구동 신호 Ssn1, Stp1이 하이 레벨이고, s1상과 t1상의 사이에 전류가 흐른다.
210°≤θrst1 <270°의 범위에 있는 경우, 컨버터 구동 신호 Ssn1, Srp1이 하이 레벨이고, s1상과 r1상의 사이에 전류가 흐른다. 270°≤θrst1 <330°의 범위에 있는 경우, 컨버터 구동 신호 Stn1, Srp1이 하이 레벨이고, t1상과 r1상의 사이에 전류가 흐른다. 이와 같이, 계통 펄스 패턴 생성기(76a)의 패턴 생성기(91a)는 전압 위상 θrst1에 대해 90° 진행한 위상의 전류가 2차 권선(12a∼12c)에 각각 흐르도록 펄스 패턴을 생성한다.
컨버터 구동 신호 Srp2∼Stn2는 컨버터 구동 신호 Srp1∼Stn1에 대해 위상이 20° 진행한 신호이며, 전압 위상 θrst2에 대해 90° 진행한 위상의 전류를 2차 권선(12d∼12f)에 각각 흘리는 펄스 패턴이다.
또한, 컨버터 구동 신호 Srp3∼Stn3은 컨버터 구동 신호 Srp1∼Stn1에 대해 위상이 40° 진행한 신호이며, 전압 위상 θrst3에 대해 90° 진행한 위상의 전류를 2차 권선(12g∼12i)에 각각 흘리는 펄스 패턴이다.
이와 같이, 대응하는 2차 권선(12a∼12i)에 각각 90° 앞서고 또한 유효 전류가 제로인 무효 전류를 흘릴 수 있고, 이에 따라, 전력 계통(2)측에도 계통 유효 전류 IP가 제로인 무효 전류를 흘릴 수 있다.
발전기 펄스 패턴 생성기(77a)는 발전기 보정 위상 θUVW’에 따른 스위치 구동 신호 Sup∼Swn을 생성한다. 도 14는 발전기 위상 θUVW와 인버터 구동 신호 Sup∼Swn의 관계를 나타내는 도면이다.
발전기 펄스 패턴 생성기(77a)는 발전기 위상 θUVW에 대해 120° 통전의 전류를 흘리는 인버터(82)의 인버터 구동 신호 Sup∼Swn의 패턴을 갖고, 발전기 보정 위상 θUVW’에 따라 인버터 구동 신호 Sup∼Swn을 출력한다.
발전기 보정 위상 θUVW’은 편차인 계통 무효 전류 편차가 제로로 되도록 구해진 발전기 위상 보정값 dθUVW이 발전기 위상 θUVW에 가산되어 구해진다. 그 때문에, 발전기 펄스 패턴 생성기(77a)는 발전기 보정 위상 θUVW’를 기준으로 함으로써, 도 14에 나타내는 바와 같이, 발전기 위상 θUVW에 대해, 90°-dθUVW 지연된 전류가 흐르도록, 인버터 구동 신호 Sup∼Swn을 출력한다. 이에 따라, 계통 무효 전류 지령 IQref와 동등한 크기의 무효 전류를 전력 계통(2)측에 흘릴 수 있다.
발전기 펄스 패턴 생성기(77a)는 회전 전기기계(3)의 어느 2개의 상에 전류를 흘리는 하나 이상의 양방향 스위치의 제 1 방향 스위칭 소자와 다른 하나 이상의 양방향 스위치의 제 2 방향 스위칭 소자를 턴온하도록 인버터 구동 신호 Sup∼Swn을 생성한다. 예를 들면, 0°≤θUVW+dθUVW<30°및 330°≤θUVW+dθUVW<360°의 범위에 있는 경우, 인버터 구동 신호 Swp, Svn이 하이 레벨이며, 나머지는 로우 레벨이다. 이에 따라, W상과 V상의 사이에 전류가 흐른다.
마찬가지로, 30°≤θUVW+dθUVW <90°의 범위에 있는 경우, 인버터 구동 신호 Sup, Svn이 하이 레벨이고, U상과 V상의 사이에 전류가 흐른다. 90°≤θUVW+dθUVW <150°의 범위에 있는 경우, 인버터 구동 신호 Sup, Swn이 하이 레벨이고, U상과 W상의 사이에 전류가 흐른다. 150°≤θUVW+dθUVW <210°의 범위에 있는 경우, 인버터 구동 신호 Svp, Swn이 하이 레벨이고, V상과 W상의 사이에 전류가 흐른다.
210°≤θUVW+dθUVW<270°의 범위에 있는 경우, 인버터 구동 신호 Svp, Sun이 하이 레벨이고, V상과 U상의 사이에 전류가 흐른다. 270°≤θUVW+dθUVW <330°의 범위에 있는 경우, 인버터 구동 신호 Swp, Sun이 하이 레벨이고, W상과 U상의 사이에 전류가 흐른다. 이와 같이, 발전기 펄스 패턴 생성기(77a)는 발전기 위상 θUVW에 대해, 90°－dθUVW 지연된 전류가 흐르도록 펄스 패턴을 생성한다.
GeGr 스위치 구동 신호 생성기(78a)는 도 12에 나타내는 바와 같이, 신호 생성기(92a∼92c)를 구비한다. 신호 생성기(92a∼92c)는 패턴 생성기(91a∼91c)로부터 출력되는 컨버터 구동 신호 Srni, Ssni, Stni(1≤i≤3)과 발전기 펄스 패턴 생성기(77a)로부터 출력되는 인버터 구동 신호 Sup∼Swn에 의거하여, 하기 식(4)를 이용해서, 스위치 구동 신호 S1r, S1s, S1t, S2r, S2s, S2t를 생성한다. 스위치 구동 신호 S1r, S1s, S1t, S2r, S2s, S2t는 도 10에 나타내는 바와 같이, 각 양방향 스위치 Sw1∼Sw6의 제 1 방향 스위칭 소자, 예컨대, 일방향 스위칭 소자(13)를 구동하는 신호이다. 하기 식(4)에 있어서 「＊」은 「u」, 「v」 또는 「w」이다.
(식 4)
Figure pat00006
구체적으로는, 신호 생성기(92a)는 패턴 생성기(91a)로부터 출력되는 컨버터 구동 신호 Srn1, Ssn1, Stn1과 인버터 구동 신호 Sup, Sun에 의거하여, 하기 식(5)을 이용해서, U상의 스위치 구동 신호 S1r, S1s, S1t, S2r, S2s, S2t(이하, ‘SAu1’로 기재함)를 생성한다.
(식 5)
Figure pat00007
또한, 신호 생성기(92a)는 패턴 생성기(91a)로부터 출력되는 컨버터 구동 신호 Srn1, Ssn1, Stn1과 인버터 구동 신호 Svp, Svn에 의거하여, 하기 식(6)를 이용해서, V상의 스위치 구동 신호 S1r, S1s, S1t, S2r, S2s, S2t(이하, ‘SAv1’로 기재함)를 생성한다.
(식 6)
Figure pat00008
또한, 신호 생성기(92a)는 패턴 생성기(91a)로부터 출력되는 컨버터 구동 신호 Srn1, Ssn1, Stn1과 인버터 구동 신호 Swp, Swn에 의거하여, 하기 식(7)를 이용해서, W상의 스위치 구동 신호 S1r, S1s, S1t, S2r, S2s, S2t(이하, ‘SAw1’로 기재함)를 생성한다.
(식 7)
Figure pat00009
신호 생성기(92b)는 신호 생성기(92a)와 마찬가지의 구성을 갖는다. 신호 생성기(92b)는 신호 생성기(92a)와 마찬가지로, 패턴 생성기(91b)로부터 출력되는 컨버터 구동 신호 Srn2, Ssn2, Stn2와 인버터 구동 신호 Sup∼Swn에 의거하여, 상기 식 (5)∼(7)를 이용해서, U상, V상 및 W상의 각각의 스위치 구동 신호 S1r, S1s, S1t, S2r, S2s, S2t(이하, 각각 ‘SAu2’, ‘SAv2’, ‘SAw2’로 기재함)를 생성한다. 또, 상기 식 (5)∼(7)에 있어서의 「Srn1」,「Ssn1」,「Stn1」에 각각 컨버터 구동 신호 Srn2, Ssn2, Stn2의 각 값을 설정한다.
신호 생성기(92c)는 신호 생성기(92a)와 마찬가지의 구성을 가진다. 신호 생성기(92c)는 신호 생성기(92a)와 마찬가지로, 패턴 생성기(91c)로부터 출력되는 컨버터 구동 신호 Srn3, Ssn3, Stn3과 인버터 구동 신호 Sup∼Swn에 의거하여, 상기 식 (5)∼(7)를 이용해서, U상, V상 및 W상의 각각의 스위치 구동 신호 S1r, S1s, S1t, S2r, S2s, S2t(이하, 각각 SAu3, SAv3, SAw3으로 기재함)를 생성한다. 또, 상기 식 (5)∼(7)에 있어서의 「Srn1」,「Ssn1」,「Stn1」에 각각 스위치 구동 신호 Srn3, Ssn3, Stn3의 각 값을 설정한다.
GrGe 스위치 구동 신호 생성기(79a)는 도 12에 나타내는 바와 같이, 신호 생성기(93a∼93c)를 구비한다. 신호 생성기(93a∼93c)는 패턴 생성기(91a∼91c)로부터 출력되는 컨버터 구동 신호 Srpi, Sspi, Stpi(1≤i≤3)과 발전기 펄스 패턴 생성기(77a)로부터 출력되는 인버터 구동 신호 Sup∼Swn에 의거하여, 상기 식(4)를 이용해서, 스위치 구동 신호 Sr1, Ss1, St1, Sr2, Ss2, St2를 생성한다. 스위치 구동 신호 Sr1, Ss1, St1, Sr2, Ss2, St2는 도 10에 나타내는 바와 같이, 각 양방향 스위치 Sw1∼Sw6의 제 2 방향 스위칭 소자, 예컨대, 일방향 스위칭 소자(14)를 구동하는 신호이다.
구체적으로는, 신호 생성기(93a)는 패턴 생성기(91a)로부터 출력되는 스위치 구동 신호 Srp1, Ssp1, Stp1과 스위치 구동 신호 Sup, Sun에 의거하여, 하기 식(8)을 이용하여, U상의 스위치 구동 신호 Sr1, Ss1, St1, Sr2, Ss2, St2(이하, ‘SBu1’로 기재함)를 생성한다.
(식 8)
Figure pat00010
또한, 신호 생성기(93a)는 패턴 생성기(91a)로부터 출력되는 컨버터 구동 신호 Srp1, Ssp1, Stp1과 인버터 구동 신호 Svp, Svn에 의거하여, 하기 식(9)을 이용해서, V상의 스위치 구동 신호 Sr1, Ss1, St1, Sr2, Ss2, St2(이하, ‘SBv1’로 기재함)를 생성한다.
(식 9)
Figure pat00011
또한, 신호 생성기(93a)는 패턴 생성기(91a)로부터 출력되는 컨버터 구동 신호 Srp1, Ssp1, Stp1과 인버터 구동 신호 Swp, Swn에 의거하여, 하기 식(10)을 이용해서, W상의 스위치 구동 신호 Sr1, Ss1, St1, Sr2, Ss2, St2(이하, ‘SBw1’로 기재함)를 생성한다.
(식 10)
Figure pat00012
신호 생성기(93b)는 신호 생성기(93a)와 마찬가지인 구성을 갖는다. 신호 생성기(93b)는 신호 생성기(93a)와 마찬가지로, 패턴 생성기(91b)로부터 출력되는 컨버터 구동 신호 Srp2, Ssp2, Stp2와 인버터 구동 신호 Sup∼Swn에 의거하여, 상기 (8)∼(10)을 이용해서, U상, V상 및 W상의 각각의 스위치 구동 신호 Sr1, Ss1, St1, Sr2, Ss2, St2(이하, 각각 ‘SBu2’, ‘SBv2’, ‘SBw2’로 기재함)를 생성한다. 또, 상기 (8)∼(10)에 있어서의 「Srp1」, 「Ssp1」, 「Stp1」에 각각 스위치 구동 신호 Srp2, Ssp2, Stp2의 각 값을 설정한다.
신호 생성기(93c)는 신호 생성기(93a)와 마찬가지의 구성을 갖는다. 신호 생성기(93c)는 신호 생성기(93a)와 마찬가지로, 패턴 생성기(91c)로부터 출력되는 컨버터 구동 신호 Srp3, Ssp3, Stp3과 인버터 구동 신호 Sup∼Swn에 의거하여, 상기 (8)∼(10)을 이용해서, U상, V상 및 W상의 각각의 스위치 구동 신호 Sr1, Ss1, St1, Sr2, Ss2, St2(이하, 각각 ‘SBu3’, ‘SBv3’, ‘SBw3’으로 기재함)를 생성한다. 또, 상기 (8)∼(10)에 있어서의 「Srp1」, 「Ssp1」, 「Stp1」에 각각 스위치 구동 신호 Srp3, Ssp3, Stp3의 각 값을 설정한다.
이와 같이, U상, V상 및 W상의 각각에 대해 생성된 스위치 구동 신호 SAu1∼3, SAv1∼3, SAw1∼3, SBu1∼3, SBv1∼3, SBw1∼3은, 정전 검출 신호 Sd가 하이일 때, 제 2 구동 제어부(32a)의 펄스 패턴 생성부(43a)로부터 전력 변환 셀(21a~21i)의 스위치부(22a)에 출력된다.
구체적으로는, 도 9에 나타내는 바와 같이, U상의 스위치 구동 신호 SAu1∼3, SBu1∼3은 U상의 전력 변환 셀부를 구성하는 전력 변환 셀(21a, 21d, 21g)에 출력된다. 또한, V상의 스위치 구동 신호 SAv1∼3, SBv1∼3은 V상의 전력 변환 셀부를 구성하는 전력 변환 셀(21b, 21e, 21h)에 출력된다. 또한, W상의 스위치 구동 신호 SAw1∼3, SBw1∼3은 W상의 전력 변환 셀부를 구성하는 전력 변환 셀(21c, 21f, 21i)에 출력된다.
이에 따라, 각 전력 변환 셀(21a~21i)의 스위치부(22a)의 양방향 스위치 Sw1∼Sw6 중에서, 2차 권선(12)측의 r상, s상 및 t상 중 어느 2개의 상과 회전 전기기계(3)측의 어느 2개의 상에 전류를 흘리는, 하나의 양방향 스위치의 제 1 방향 스위칭 소자와 다른 하나의 양방향 스위치의 제 2 방향 스위칭 소자를 구동할 수 있다.
다음으로, 도 15∼도 18을 참조해서, 제어부(30a)에 의한 양방향 스위치 Sw1∼Sw6의 제어예에 대해 설명한다. 또, 도 15∼도 18에 있어서는 이해를 쉽게 하기 위해, 양방향 스위치 Sw1∼Sw6을 각각 하나의 기호로 나타내고 있다. 또한, 일예로서, 전력 변환 셀(21a∼21c)에 대한 제어를 설명한다.
도 15은 2차 권선(12)측의 전압이 도 13에 있어서의 타이밍 ta1에 있고, 회전 전기기계(3)측의 전압이 도 14에 있어서의 타이밍 tb1에 있는 경우에, 제어부(30a)에 의한 양방향 스위치 Sw1∼Sw6의 제어 상태를 나타내는 도면이다.
2차 권선(12)측의 전압이 도 13에 있어서의 타이밍 ta1에 있는 경우, 컨버터 구동 신호 Srn1, Ssp1이 하이 레벨이고, 회전 전기기계(3)측의 전압이 도 14에 있어서의 타이밍 tb1에 있는 경우, 인버터 구동 신호 Sup, Svn이 하이 레벨이다.
상기 식(4)로부터, U상의 전력 변환 셀(21a)에 대한 스위치 구동 신호 S1r, Ss2가 하이 레벨로 되고, V상의 전력 변환 셀(21b)에 대한 스위치 구동 신호 Ss1, S2r이 하이 레벨로 된다. 따라서, 스위치부(22a)에 흐르는 전류는 도 15와 같이 나타낼 수 있다.
또, 하이 레벨의 스위치 구동 신호 S1r은 양방향 스위치 Sw1을 구성하는 일방향 스위칭 소자(13)를 온으로 하는 신호이며, 하이 레벨의 스위치 구동 신호 Ss2는 양방향 스위치 Sw5를 구성하는 일방향 스위칭 소자(14)를 온으로 하는 신호이다. 또한, 하이 레벨의 스위치 구동 신호 Ss1은 양방향 스위치 Sw2를 구성하는 일방향 스위칭 소자(14)를 온으로 하는 신호이며, 하이 레벨의 스위치 구동 신호 S2r은 양방향 스위치 Sw4를 구성하는 일방향 스위칭 소자(13)를 온으로 하는 신호이다.
도 16은 2차 권선(12)측의 전압이 도 13에 있어서의 타이밍 ta1의 상태이며, 회전 전기기계(3)측의 전압이 도 14에 나타내는 타이밍 tb2의 상태인 경우에, 제어부(30a)에 의한 양방향 스위치 Sw1∼Sw6의 제어 상태를 나타내는 도면이다. 도 15에 나타내는 예에서는 회전 전기기계(3)측의 전압이 타이밍 tb1의 상태이지만, 도 16에 나타내는 예에서는 회전 전기기계(3)측의 전압이 타이밍 tb2의 상태인 점에서 다르다.
회전 전기기계(3)측의 전압이 도 14에 나타내는 타이밍 tb2의 상태인 경우, 인버터 구동 신호 Sup, Swn이 하이 레벨이다. 따라서, 도 14에 나타내는 타이밍 tb1에서는 인버터치 구동 신호 Svn이 하이 레벨이었지만, 도 14에 나타내는 타이밍 tb2에서는 인버터 구동 신호Swn이 하이 레벨이다.
이 경우, 상기 식(4)로부터, W상의 전력 변환 셀(21c)에 대한 스위치 구동 신호 Ss1, S2r이 하이 레벨로 되고, 스위치부(22a)에 흐르는 전류는 도 16과 같이 나타낼 수 있다.
도 17는 2차 권선(12)측의 전압이 도 13에 있어서의 타이밍 ta1의 상태이며, 회전 전기기계(3)측의 전압이 도 14에 나타내는 타이밍 tb3의 상태인 경우에, 제어부(30a)에 의한 양방향 스위치 Sw1∼Sw6의 제어 상태를 나타내는 도면이다. 도 16에 나타내는 예에서는 회전 전기기계(3)측의 전압이 타이밍 tb2의 상태이지만, 도 17에 나타내는 예에서는 회전 전기기계(3)측의 전압이 타이밍 tb3의 상태인 점에서 다르다.
회전 전기기계(3)측의 전압이 도 14에 나타내는 타이밍 tb3의 상태인 경우, 인버터 구동 신호 Svp, Swn이 하이 레벨이다. 따라서, 도 14에 나타내는 타이밍 tb2에서는 인버터 구동 신호 Sup이 하이 레벨이었지만, 도 14에 나타내는 타이밍 tb3에서는 인버터 구동 신호 Svp가 하이 레벨이다.
이 경우, 상기 식(4)로부터, V상의 전력 변환 셀(21b)에 대한 스위치 구동 신호 S1r, Ss2이 하이 레벨로 되고, 스위치부(22a)에 흐르는 전류는 도 17에 나타내는 바와 같이 나타낼 수 있다.
도 18은 2차 권선(12)의 전압이 도 13에 있어서의 타이밍 ta2의 상태이고, 회전 전기기계(3)측의 전압이 도 14에 나타내는 타이밍 tb3의 상태인 경우에, 제어부(30a)에 의한 양방향 스위치 Sw1∼Sw6의 제어 상태를 나타내는 도면이다. 도 17에 나타내는 예에서는 2차 권선(12)의 전압이 타이밍 ta1의 상태이지만, 도 18에 나타내는 예에서는 2차 권선(12)측의 전압이 타이밍 ta2의 상태인 점에서 다르다.
이 경우, 상기 식(4)로부터, V상의 전력 변환 셀(21b)에 대한 스위치 구동 신호 S1r, St2가 하이 레벨로 되고, W상의 전력 변환 셀(21c)에 대한 스위치 구동 신호 St1, S2r이 하이 레벨로 된다. 따라서, 스위치부(22a)에 흐르는 전류는 도 18와 같이 나타낼 수 있다.
또, 하이 레벨의 스위치 구동 신호 St2는 양방향 스위치 Sw6을 구성하는 일방향 스위칭 소자(14)를 온으로 하는 신호이며, 하이 레벨의 스위치 구동 신호 St1은 양방향 스위치 Sw3을 구성하는 일방향 스위칭 소자(14)를 온으로 하는 신호이다.
또한 하이 레벨의 스위치 구동 신호 S1r는 양방향 스위치 Sw1의 제 1 방향 스위칭 소자, 예컨대, 일방향 스위칭 소자(13)를 턴온하는 신호이며, 하이 레벨의 스위치 구동 신호 S2r은 양방향 스위치 Sw4의 제 1 방향 스위칭 소자, 예컨대, 일방향 스위칭 소자(13)를 턴온하는 신호이다.
따라서, 전력 변환 셀(21a~21c)에 포함된 스위치부(22a)의 양방향 스위치 Sw1~Sw6 중에서, 회전 전기기계(3)측으로부터 2차 권선(12)측으로 전류를 흘리기 위한 어느 2개의 양방향 스위치의 제 1 방향 스위칭 소자, 예컨대, 일방향 스위칭 소자(13)와, 2차 권선(12)측으로부터 회전 전기기계(3)측으로 전류를 흘리기 위한 다른 어느 2개의 양방향 스위치의 제 2 방향 스위칭 소자, 예컨대, 일방향 스위칭 소자(14)가 턴온된다. 전력 변환 셀(21d∼21f) 및 전력 변환 셀(21g∼21i)도, 각각 전력 변환 셀(21a∼21c)과 마찬가지로 제어된다.
또, 전력 변환 셀(21d∼21f)에 입력되는 전압은 2차 권선(12d∼12f)의 r2상, s2상 및 t2상의 전압이며, 스위치 구동 신호 Srp1∼Stn1보다 위상이 20° 진행한 스위치 구동 신호 Srp2∼Stn2에 의해 전력 변환 셀(21d∼21f)이 제어된다. 또한, 전력 변환 셀(21g∼21i)에 입력되는 전압은 2차 권선(12g∼12i)의 r3상, s3상 및 t3상의 전압이며, 스위치 구동 신호 Srp1∼Stn1보다도 위상이 40° 진행한 스위치 구동 신호 Srp3∼Stn3에 의해 전력 변환 셀(21g∼21i)이 제어된다.
이상과 같이, 제 2 실시형태에 따른 직렬 다중 매트릭스 컨버터(1a)의 제어부(30a)는 제 1 구동 제어부(31a)와, 제 2 구동 제어부(32a)를 구비한다. 제 1 구동 제어부(31a)는 제각기의 양방향 스위치 Sw1∼Sw6의 일방향 스위칭 소자(13, 14)를 모두 턴온해서 행하는 전압 제어에 의해 전력 변환을 행한다. 한편, 제 2 구동 제어부(32a)는 적어도 두개의 양방향 스위치 Sw1∼Sw6 각각의 제 1 방향 스위칭 소자 및 제 2 방향 스위칭 소자, 예컨대, 일방향 스위칭 소자(13, 14)중 어느 한쪽을 턴온해서 행하는 전류 제어에 의해 전력 변환을 실행한다.
그리고, 직렬 다중 매트릭스 컨버터(1a)는 전력 계통(2)의 전압이 소정값을 넘는 경우에, 제 1 구동 제어부(31a)에 의해서 전력 변환 제어를 실행하고, 전력 계통(2)의 전압이 소정값 이하인 경우에, 제 2 구동 제어부(32a)에 의해서 전력 변환 제어를 실행한다. 이에 따라, 직렬 다중 매트릭스 컨버터(1a)는 전력 계통(2)이 저전압이 된 경우에도, 전력 계통(2)측에 무효 전류를 흘리면서 전력 변환 동작을 계속할 수 있다.
발전 시스템에서는 전력 계통(2)이 정전 등에 의해 저전압이 된 경우에, 전력 계통(2)에 무효 전력을 공급하는 것이 요구되는 경우가 있고, 본 실시형태에 따른 직렬 다중 매트릭스 컨버터(1a)는 이러한 요구에 적절하게 대응하는 것이 가능하게 된다.
또, 전력 계통(2)의 관리자측으로부터 무효 전력의 크기를 규정하는 계통 무효 전류 지령 IQref가 송신되는 경우, 이러한 계통 무효 전류 지령 IQref를 계통 무효 전류 지령기(62)로부터 감산기(63)로 출력하도록 해도 좋다. 이와 같이 함으로써, 외부로부터 전력 계통(2)측의 무효 전류의 크기를 설정할 수 있다.
또한, 제 2 구동 제어부(32a)는 전류형 인버터 모델(80)을 스위칭 모델로서 채용하고 있다. 컨버터(81)에는 계통 전압 위상으로부터 90° 지연된 전류를 흘리는 120° 통전의 스위칭 패턴이 부여되고, 인버터(82)에는 계통 무효 전류 지령 IQref에 따른 크기의 무효 전류를 흘리기 위한 위상을 가진 120° 통전의 스위칭 패턴이 부여된다. 컨버터(81)에 부여되는 스위칭 패턴과 인버터(82)에 부여되는 스위칭 패턴은 합성되어 각 전력 변환 셀(21a~21i)의 양방향 스위치 Sw1∼Sw6을 구성하는 제 1 방향 스위칭 소자 및 제 2 방향 스위칭 소자, 예컨대, 일방향 스위칭 소자(13, 14)를 구동하기 위한 스위치 구동 신호 SA 및 SB로서 출력된다.
이러한 구성에 의해, 합성된 스위칭 패턴이 제각기의 전력 변환 셀(21a~21i)의 양방향 스위치 Sw1∼Sw6을 구성하는 일방향 스위칭 소자(13, 14)를 구동하기 위한 스위치 구동 신호 SA 및 SB로서 출력되므로, 계통 무효 전류 지령 IQref에 따른 크기의 무효 전류를 전력 계통(2)에 용이하고 또한 정밀도 좋게 흘릴 수 있다.
상술한 실시형태에서는, 120° 통전의 스위칭 패턴을 이용하여 전력 변환 셀(21)의 스위치부(22a)를 구동하도록 했지만, 제어 방법은 120° 통전의 스위칭 패턴에 한정되는 것은 아니다. 즉, 일방향 스위칭 소자(13, 14)를 개별적으로 제어하는 전류 제어를 실행하는 것에 의해서 전력 계통(2)측에 무효 전류를 흘리면서 전력 변환 동작을 계속하는 것이면 되고, 각종 변경이 가능하다.
또한, 상술한 실시형태에서는 회전 전기기계(3)를 동기 발전기로 해서 설명했지만, 회전 전기기계(3)를 유도 발전기로 해도 좋다. 회전 전기기계(3)를 유도 발전기로 하는 경우, 매트릭스 컨버터(1, 1a)는, 예를 들면, 이하와 같이 구성된다.
정전 발생 후에, 유도 발전기는 잔류 자속에 의한 발전 전압이 발생하고 있고, 위치 검출기(4)는 유도 발전기의 회전 속도를 산출한다. 제어부(30, 30a)는 공지의 유도기의 벡터 제어칙에 따라, 유도 발전기에 대한 토크 지령을 대략 제로로 한 후에, 이러한 토크 지령에 의거하여 슬립 주파수 지령(slip frequency command)을 생성하고, 위치 검출기(4)가 검출한 회전속도에 가산해서, 출력 주파수 지령을 생성한다.
그리고, 제어부(30, 30a)는 출력 주파수 지령을 적분하는 것에 의해 발전기 위상 θuvw를 생성하고, 생성한 발전기 위상 θuvw를 발전기 위상 보정값 dθuvw에 가산함으로써, 발전기 보정 위상 θuvw’를 생성한다. 이와 같이 함으로써, 전력 계통(2)이 저전압이 된 경우에도, 전력 계통(2)측에 무효 전류를 흘리면서 전력 변환 동작을 계속할 수 있다.
또한, 상술한 실시형태에서는 회전 전기기계(3)로서 발전기를 적용한 예를 설명했지만, 회전 전기기계(3)로서 전동기를 적용할 수도 있고, 전력 계통(2)의 전압이 저전압이 된 경우에도, 전동기의 속도 기전력에 의해서 운전을 계속할 수 있다.
즉, 전력 계통(2)의 전압이 저전압이 된 경우, 전력 계통(2)으로부터 전동기에의 전력 공급이 곤란하게 되지만, 전동기의 회전자는 감속하면서도 회전 상태에 있다. 그 때문에, 이러한 회전에 의해서 발생하는 기전력을, 예를 들면, 무효 전력으로서 전력 계통(2)에 공급함으로써 운전을 계속할 수 있다.
또한, 상술한 실시형태에서는, 유효 전류 보상부(41, 41a)의 일예로서 도 3 및 도 11에 나타내는 구성을 설명했지만, 유효 전류 보상부(41, 41a)는 테이블을 이용한 구성이라도 좋다. 즉, 유효 전류 보상부(41, 41a)에 있어서, 계통 유효 전류 IP 및 계통 무효 전류 IQ와 계통 위상 보상값 dθRST의 관계를 나타내는 이차원 테이블을 기억하는 기억부를 마련하고, 이러한 테이블로부터 계통 상전류값 IR, IS, IT에 의거하여, 계통 위상 보상값 dθRST를 출력해도 좋다. 또한, dθRST=-tan-1(IQ/IP)의 연산에 의해 계통 위상 보상값 dθRST를 구해서 출력해도 좋다.
또한, 상술한 실시형태에서는, 무효 전류 보상부(42)의 일예로서 도 11에 나타내는 구성을 설명했지만, 무효 전류 보상부(42)는 테이블을 이용한 구성이어도 좋다. 즉, 무효 전류 보상부(42)에 있어서, 계통 무효 전류 지령 IQref와 발전기 위상 보정값 dθuvw의 관계를 나타내는 테이블을 기억하는 기억부를 마련하고, 이러한 테이블로부터 계통 무효 전류 지령 IQref에 의거하여, 발전기 위상 보정값 dθuvw를 출력해도 좋다.
또한, 상술한 제 2 실시형태에서는 U상, V상 및 W상의 전력 변환 셀부의 구성을 각각 전력 변환 셀(21)을 직렬로 3단 접속한 구성으로 했지만, 전력 변환 셀(21)을 직렬로 2단 접속한 구성이나 전력 변환 셀(21)을 직렬로 4단 이상 접속한 구성이어도 좋다.
또한, 상술한 제 2 실시형태에 있어서, 제어부(30a)의 일부의 기능을 전력 변환 셀(21)에 마련하도록 해도 좋다. 예를 들면, 정전 검출부(26)로부터 출력되는 정전 검출 신호 Sd에 근거해서 제 1 구동 제어부 또는 제 2 구동 제어부로부터 스위치 구동 신호를 선택하여 스위치부(22a)로 출력하는 전환부(33a)와, 제 2 구동 제어부(32a)의 기능의 일부 또는 전부를 각 전력 변환 셀(21)마다 구비하도록 해도 좋다.
또한, 상술한 제 2 실시형태에 있어서, 계통 펄스 패턴 생성기(76a)는 각 2차 권선(12)의 전압 위상 θrst1∼θrst3에 대해 90° 지연된 120° 통전의 전류를 흘리는 스위치 구동 신호 Srp1∼3∼Stn1∼3을 생성할 수도 있다. 이에 따라, 전력 계통(2)측에 90° 지연이고 또한 계통 유효 전류 IP가 제로인 무효 전류를 흘릴 수 있다. 또, 2차 권선(12)측에 90° 지연에 의한 무효 전류를 흘릴지, 90° 진행에 의한 무효 전류를 흘릴지는, 예를 들면, 외부로부터 계통 펄스 패턴 생성기(76a)에 설정함으로써 선택할 수 있다.
(제 3 실시형태)
다음에, 제 3 실시형태에 따른 직렬 다중 매트릭스 컨버터에 대해 설명한다. 제 2 실시형태에 따른 직렬 다중 매트릭스 컨버터(1a)는 계통 위상 θRST에 계통 위상 보상값 dθRST를 가산해서 생성된 계통 보정 위상 θRST’에 의거하여, 컨버터 구동 신호 Srp1∼Stn1 등을 생성한다. 한편， 제 3 실시형태에 따른 직렬 다중 매트릭스 컨버터(1b)는 2차 권선(12)의 전압 위상 θrst1∼θrst3에 계통 위상 보상값 dθRST를 각각 가산하여 생성된 보상 위상 θrst1’∼θrst3’에 의거하여, 컨버터 구동 신호 Srp1∼Stn1 등을 생성한다.
이하, 도 19∼도 21을 참조해서 제 3 실시형태에 따른 직렬 다중 매트릭스 컨버터에 대해 구체적으로 설명한다. 도 19는 제 3 실시형태에 따른 직렬 다중 매트릭스 컨버터(1b)의 구성예를 나타내는 도면이다. 또, 상술한 제 2 실시형태와 동일한 구성요소에는 동일한 부호를 붙이고, 제 2 실시형태와 중복되는 설명에 대해서는 적절히 생략한다.
도 19에 나타내는 바와 같이, 제 3 실시형태에 따른 직렬 다중 매트릭스 컨버터(1b)는 2차 권선(12a, 12d, 12g)의 전압을 검출하는 전압 검출부(94a∼94c)를 구비한다. 구체적으로는, 전압 검출부(94a)는 2차 권선(12a)과 다중 변압기(100)의 사이에 마련되고, 2차 권선(12a)의 ｒ1상, s1상 및 t1상의 순시 전압 Vr1, Vs1, Vt1(이하, ‘2차측 전압값 Vr1, Vs1, Vt1’로 기재함)을 검출한다.
또한, 전압 검출부(94b)는 2차 권선(12d)과 다중 변압기(100)의 사이에 마련되고, 2차 권선(12d)의 r2상, s2상 및 t2상의 순시 전압 Vr2, Vs2, Vt2(이하, ‘2차측 전압값 Vr2, Vs2, Vt2’로 기재함)를 검출한다. 전압 검출부(94c)는 2차 권선(12g)과 다중 변압기(100)의 사이에 마련되고, 2차 권선(12g)의 r3상, s3상 및 t3상의 순시 전압 Vr3, Vs3, Vt3(이하, ‘2차측 전압값 Vr3, Vs3, Vt3’으로 기재함)을 검출한다.
전압 검출부(94a∼94c)에 의해 검출된 2차측 전압값 Vr1, Vs1,Vt1, Vr2, Vs2, Vt2, Vr3, Vs3, Vt3은 제어부(30b)의 제 2 구동 제어부(32b)에 입력된다.
도 20는 제 2 구동 제어부(32b)의 구체적 구성의 일예를 나타내는 도면이다. 도 20에 나타내는 바와 같이, 제 2 구동 제어부(32b)의 펄스 패턴 생성부(43b)는 2차측 위상 검출기(95a∼95c)를 구비한다. 2차측 위상 검출기(95a∼95c)는, 예를 들면, PLL과 적분기에 의해 구성된다.
2차측 위상 검출기(95a)는 PLL에 의해 2차측 전압값 Vr1, Vs1, Vt1로부터 r1상, s1상 및 t1상의 전압 주파수와 동기한 2차측 주파수를 검출하고, 이러한 2차측 주파수를 적분기에서 적분하여 전압 위상 θrst1을 생성하여 출력한다. 또한, 2차측 위상 검출기(95b)는 PLL에 의해 2차측 전압값 Vr2, Vs2, Vt2로부터 r2상, s2상 및 t2상의 전압 주파수와 동기한 2차측 주파수를 검출하고, 이러한 2차측 주파수를 적분기에서 적분하여 전압 위상 θrst2을 생성하여 출력한다.
또한, 2차측 위상 검출기(95c)는 PLL에 의해 2차측 전압값 Vr3, Vs3, Vt3으로부터 r3상, s3상 및 t3상의 전압 주파수와 동기한 2차측 주파수를 검출하고, 이러한 2차측 주파수를 적분기에서 적분하여 전압 위상 θrst3을 생성하여 출력한다.
2차측 위상 검출기(95a∼95c)로부터 출력되는 전압 위상 θrst1∼θrst3은 계통 펄스 패턴 생성기(76b)에 입력된다. 계통 펄스 패턴 생성기(76b)는 전압 위상 θrst1∼θrst3과 계통 위상 보상값 dθRST에 의거하여, 컨버터 구동 신호 Srp1∼Stn1 등을 생성한다. 또, 제 2 구동 제어부(32b)는 제 2 실시형태에 따른 제 2 구동 제어부(32a)와는 달리, 계통 보정 위상 θRST’를 생성하는 가산기(73)를 갖고 있지 않다.
도 21은 도 20에 나타내는 계통 펄스 패턴 생성기(76b), GeGr 스위치 구동 신호 생성기(78a) 및 GrGe 스위치 구동 신호 생성기(79a)의 구성을 나타내는 도면이다. 도 21에 나타내는 바와 같이, 계통 펄스 패턴 생성기(76b)는 가산기(96a∼96c)와, 패턴 생성기(91a∼91c)를 구비한다.
가산기(96a)는 전압 위상 θrst1을 계통 위상 보상값dθRST에 가산해서 보상 위상 θrst1’을 구하여, 패턴 생성기(91a)에 출력한다. 가산기(96b)는 전압 위상 θrst2를 계통 위상 보상값 dθRST에 가산해서 보상 위상 θrst2’를 구하여, 패턴 생성기(91b)에 출력한다. 가산기(96c)는 전압 위상 θrst3을 계통 위상 보상값 dθRST에 가산해서 보상 위상 θrst3’를 구하여, 패턴 생성기(91c)에 출력한다.
패턴 생성기(91a∼91c)는 제 2 실시형태의 패턴 생성기(91a∼91c)와 동일한 구성이다. 따라서, 이러한 패턴 생성기(91a∼91c)는 가산기(96a∼96c)로부터 출력되는 보상 위상 θrst1’∼θrst3’에 의거하여, 각 2차 권선(12)의 전압 위상 θrst1∼θrst3에 대해 120° 통전의 전류를 흘리는 컨버터 구동 신호 Srp1∼Stn1, Srp2∼Stn2, Srp3∼Stn3의 패턴을 생성한다.
이와 같이, 제 3 실시형태에서는 2차 권선(12)의 전압 위상 θrst1∼θrst3에 계통 위상 보상값 dθRST를 가산해서 구한 보상 위상 θrst1’∼θrst3’에 의거하여 스위치 구동 신호 Srp1∼Stn1 등의 패턴이 생성된다. 그 때문에, 예를 들면, 다중 변압기(100)의 특성에 근거한 설정을 실행할 필요없이, 제어가 가능해진다.
다른 효과나 변형예는 당업자에 의해서 용이하게 도출할 수 있다. 따라서, 여기 개시된 발명의 더욱 광범위한 태양은 이상과 같이 나타내고 설명한 특정의 상세 및 대표적인 실시형태에 한정되는 것은 아니다. 따라서, 첨부의 특허청구의 범위 및 그 균등물에 의해 정의되는 총괄적인 발명의 개념의 정신 또는 범위로부터 이탈하는 일 없이, 각종 변경이 가능하다.
1 매트릭스 컨버터 2 전력 계통(교류 전원)
3 회전 전기기계 4 위치 검출기
10 전력 변환부 22 스위치부
23 LC 필터 24 전류 검출부
25 전압 검출부 26 정전 검출부
30 제어부 31 제 1 구동 제어부
32 제 2 구동 제어부 33 스위치
Sw1~Sw9 양방향 스위치

Claims (18)

  1. 교류 전원의 각상과 회전 전기기계의 각상의 사이에 마련되고, 상기 회전 전기기계 측으로부터 상기 교류 전원 측으로 전류를 흘리는 하나 이상의 제 1 방향 스위칭 소자와, 상기 교류 전원측으로부터 상기 회전 전기기계측으로 전류를 흘리는 하나 이상의 제 2 방향 스위칭 소자를 각각 갖는 복수의 양방향 스위치와,
    상기 복수의 양방향 스위치를 제어해서 상기 교류 전원과 상기 회전 전기기계 사이의 전력 변환 제어를 행하는 제어부
    를 구비하고,
    상기 제어부는,
    적어도 하나의 상기 양방향 스위치에서, 상기 제 1 방향 스위칭 소자와 상기 제 2 방향 스위칭 소자를 모두 턴온(turn on)시켜서 상기 전력 변환 제어를 행하는 제 1 구동 제어부와,
    둘 이상의 상기 양방향 스위치의 각각에서, 상기 제 1 방향 스위칭 소자와 상기 제 2 방향 스위칭 소자중 어느 한쪽만을 턴온시켜서 상기 전력 변환 제어를 실행하는 제 2 구동 제어부를 갖는 것을 특징으로 하는
    매트릭스 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 구동 제어부는, 상기 교류 전원측의 어느 2개의 상과, 상기 회전 전기기계측의 어느 2개의 상에 전류를 흘리도록, 적어도 하나의 상기 양방향 스위치의 상기 제 1 방향 스위칭 소자와, 다른 적어도 하나의 상기 양방향 스위치의 상기 제 2 방향 스위칭 소자를 턴온해서 상기 전력 변환 제어를 행하는 것을 특징으로 하는 매트릭스 컨버터.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 2 구동 제어부는, 상기 복수의 양방향 스위치 중 하나의 양방향 스위치의 제 1 방향 스위칭 소자와, 나머지 복수의 양방향 스위치 중 하나의 양방향 스위치의 제 2 방향 스위칭 소자를 턴온하는 것을 특징으로 하는 매트릭스 컨버터.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 2 구동 제어부는, 컨버터와 인버터를 구비한 전류형 인버터 모델(current type inverter model)에서의 컨버터 구동 신호와 인버터 구동 신호를 합성해서, 상기 복수의 양방향 스위치를 제어하는 스위치 구동 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 매트릭스 컨버터.

  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 2 구동 제어부는, 상기 컨버터 구동 신호에 의해 120° 통전의 전류를 흘리고, 상기 인버터 구동 신호에 의해 120° 통전의 전류를 흘리도록 전력 변환 제어를 실행하는 것을 특징으로 하는 매트릭스 컨버터.
  6. 제 4 항 또는 제 5 항에 있어서,
    상기 제 2 구동 제어부는, 상기 인버터 스위치 구동 신호를 무효 전류 지령(reactive current command)에 따른 위상만큼 진행시켜 상기 양방향 스위치를 제어하는 것을 특징으로 하는 매트릭스 컨버터.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 제 2 구동 제어부는, 상기 교류 전원의 전압에 따른 크기의 무효 전류 지령을 생성하는 무효 전류 지령기(reactive current commander)를 구비하는 것을 특징으로 하는 매트릭스 컨버터.
  8. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 교류 전원의 전압이 기준값(reference value)을 넘는 경우에, 상기 제 1 구동 제어부에 의해 상기 전력 변환 제어를 실행하고, 상기 교류 전원의 전압이 상기 기준값 이하인 경우에, 상기 제 2 구동 제어부에 의해 상기 전력 변환 제어를 실행하는 것을 특징으로 하는 매트릭스 컨버터.
  9. 회전 전기기계로부터 교류 전원으로 전류를 흘리는 적어도 하나의 제 1 방향 스위칭 소자와 상기 교류 전원으로부터 상기 회전 전기기계로 전류를 흘리는 적어도 하나의 제 2 방향 스위칭 소자를 각각 갖는 복수의 양방향 스위치를 제각기 포함하는 적어도 두개의 전력 변환 셀이 직렬 접속되어 형성된 전력 변환 셀부가 상기 회전 전기기계의 각 상마다 마련된 전력 변환부와,
    상기 전력 변환부를 제어하여, 상기 교류 전원과 상기 회전 전기기계간에 전력 변환 제어를 행하는 제어부
    를 구비하고,
    상기 제어부는
    적어도 하나의 상기 양방향 스위치에서, 상기 제 1 방향 스위칭 소자와 상기 제 2 방향 스위칭 소자를 모두 턴온시켜서 상기 전력 변환 제어를 행하는 제 1 구동 제어부와,
    둘 이상의 상기 양방향 스위치의 각각에서, 상기 제 1 방향 스위칭 소자와 상기 제 2 방향 스위칭 소자중 어느 한쪽만을 턴온시켜서 상기 전력 변환 제어를 실행하는 제 2 구동 제어부를 갖는 것을 특징으로 하는 매트릭스 컨버터.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 교류 전원에 접속되는 1차 권선과, 상기 전력 변환 셀의 각각에 개별 교류 전원으로서 접속되는 복수의 2차 권선을 갖는 다중 변압기(multi-winding transformer)를 더 구비하고,
    상기 개별 교류 전원으로부터 상기 제각기의 전력 변환 셀부에 포함된 상기 전력 변환 셀의 각각에 공급되는 교류 전원은 서로 다른 위상을 갖는
    것을 특징으로 하는 매트릭스 컨버터.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 교류 전원의 전압이 기준값을 넘는 경우에, 상기 제 1 구동 제어부에 의해 상기 전력 변환 제어를 실행하고, 상기 교류 전원의 전압이 상기 기준값 이하인 경우에, 상기 제 2 구동 제어부에 의해 상기 전력 변환 제어를 행하는 것을 특징으로 하는 매트릭스 컨버터.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 개별 교류 전원들 중 하나의 전압이 기준값을 넘는 경우에, 상기 제 1 구동 제어부에 의해 상기 전력 변환 제어를 행하고, 상기 개별 교류 전원의 전압이 상기 기준값 이하인 경우에, 상기 제 2 구동 제어부에 의해 상기 전력 변환 제어를 행하는 것을 특징으로 하는 매트릭스 컨버터.
  13. 제 9 항 내지 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 2 구동 제어부는, 상기 교류 전원의 어느 2개의 상과 상기 회전 전기기계의 어느 2개의 상에 전류를 흘리도록, 적어도 하나의 상기 양방향 스위치의 상기 제 1 방향 스위칭 소자와 다른 적어도 하나의 상기 양방향 스위치의 상기 제 2 방향 스위칭 소자를 턴온해서 상기 전력 변환 제어를 행하는 것을 특징으로 하는 매트릭스 컨버터.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 제 2 구동 제어부는, 상기 복수의 양방향 스위치 중 하나의 양방향 스위치의 제 1 방향 스위칭 소자와, 나머지 상기 복수의 양방향 스위치 중 하나의 양방향 스위치의 제 2 방향 스위칭 소자를 턴온하는 것을 특징으로 하는 매트릭스 컨버터.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 제 2 구동 제어부는, 컨버터와 인버터를 포함하는 전류형 인버터 모델에서의 컨버터 구동 신호와 인버터 구동 신호를 합성해서, 상기 복수의 양방향 스위치를 제어하는 스위치 구동 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 매트릭스 컨버터.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 컨버터 구동 신호에 의해 120° 통전 전류를 흘리고, 상기 인버터 구동 신호에 의해 120° 통전 전류를 흘리도록 전력 변환 제어를 행하는 것을 특징으로 하는 직렬 다중 매트릭스 컨버터.
  17. 제 15 항에 있어서,
    상기 제 2 구동 제어부는, 상기 인버터 구동 신호를 무효 전류 지령에 따른 위상만큼 진행시켜 상기 복수의 양방향 스위치를 제어하는 것을 특징으로 하는 매트릭스 컨버터.

  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 제 2 구동 제어부는, 상기 교류 전원의 전압에 따른 크기의 무효 전류 지령을 생성하는 무효 전류 지령기를 구비하는 것을 특징으로 하는 매트릭스 컨버터.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101698275B1 (ko) * 2015-09-08 2017-01-19 엘에스산전 주식회사 정적 무효전력 보상 장치 및 그의 동작 방법

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103248067B (zh) * 2013-04-27 2016-03-02 京东方科技集团股份有限公司 光伏并网逆变器的低压穿越控制方法及装置
JP2015096019A (ja) * 2013-11-14 2015-05-18 株式会社安川電機 マトリクスコンバータおよび出力電圧誤差の補償方法
JP6237400B2 (ja) * 2014-03-27 2017-11-29 株式会社安川電機 発電装置、制御装置、制御方法、発電システム、電力変換装置及びシステム
US20150280595A1 (en) * 2014-04-01 2015-10-01 Hamilton Sundstrand Corporation Switch configuration for a matrix convertor
CN103956912B (zh) * 2014-05-15 2016-08-17 西安利雅得电气股份有限公司 一种直接串联三相矩阵式中高压变频器
CN107148735B (zh) * 2014-12-15 2019-05-28 日立汽车系统株式会社 电力转换装置
JP7127671B2 (ja) * 2020-08-31 2022-08-30 株式会社安川電機 電力変換装置及び電力変換方法
JP7127672B2 (ja) 2020-08-31 2022-08-30 株式会社安川電機 電力変換装置及び電力変換方法

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA2402426A1 (en) * 2000-03-08 2001-09-13 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki Pwm cycloconverter and power supply abnormality detection circuit
EP1284045A1 (en) * 2000-05-23 2003-02-19 Vestas Wind System A/S Variable speed wind turbine having a matrix converter
JP4506949B2 (ja) 2004-03-30 2010-07-21 株式会社安川電機 マトリクスコンバータ装置
JP4498827B2 (ja) * 2004-06-03 2010-07-07 トヨタ自動車株式会社 電力変換装置およびそれを備えた車両
JP4803177B2 (ja) * 2005-04-15 2011-10-26 株式会社安川電機 マトリクスコンバータ装置
WO2006118026A1 (ja) * 2005-04-27 2006-11-09 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki 電力変換装置と電力変換方法
JP2007006609A (ja) * 2005-06-23 2007-01-11 Toshiba Elevator Co Ltd 電力変換装置
JP4862475B2 (ja) * 2006-05-10 2012-01-25 株式会社明電舎 交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン生成方法
WO2009013992A1 (ja) * 2007-07-20 2009-01-29 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki マトリクスコンバータ
CN101499771B (zh) * 2008-01-28 2013-03-06 王玉富 三相电源能量反馈三相电机变频调速驱动器
CN101989832A (zh) * 2009-07-30 2011-03-23 王玉富 能量双馈三相电机变频调速驱动器
CN102035360B (zh) * 2009-09-29 2014-07-23 株式会社安川电机 Pwm循环换流器装置
JP5013283B2 (ja) * 2010-02-17 2012-08-29 株式会社安川電機 マトリクスコンバータの制御装置
JP5360125B2 (ja) * 2011-04-26 2013-12-04 株式会社安川電機 直列多重電力変換装置
KR20150036263A (ko) * 2012-07-31 2015-04-07 가부시키가이샤 야스카와덴키 매트릭스 컨버터
JP5888318B2 (ja) * 2013-12-26 2016-03-22 株式会社安川電機 マトリクスコンバータ、風力発電システム、および、マトリクスコンバータの制御方法

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101698275B1 (ko) * 2015-09-08 2017-01-19 엘에스산전 주식회사 정적 무효전력 보상 장치 및 그의 동작 방법
US9912230B2 (en) 2015-09-08 2018-03-06 Lsis Co., Ltd. Static VAR compensator apparatus and operating method thereof

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