KR20120082942A - 비정상 조건 하에서의 간섭 제거 - Google Patents

비정상 조건 하에서의 간섭 제거 Download PDF

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KR20120082942A
KR20120082942A KR1020127014772A KR20127014772A KR20120082942A KR 20120082942 A KR20120082942 A KR 20120082942A KR 1020127014772 A KR1020127014772 A KR 1020127014772A KR 20127014772 A KR20127014772 A KR 20127014772A KR 20120082942 A KR20120082942 A KR 20120082942A
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팔로크 아브리샴카르
밍 옌
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퀄컴 인코포레이티드
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Abstract

무선 시스템에서의 타이밍 및 주파수 동기를 위한 방법이 제공된다. 상기 방법은 심볼의 버스트를 수신하는 단계, 상기 심볼의 버스트의 서브셋을 선택하는 단계, 복수의 타이밍 오프셋에 의해 상기 심볼의 버스트의 서브셋을 반복적으로 조정하는 단계 및 상기 타이밍 오프셋 각각에 대하여, 상기 조정된 서브셋에 대응하는 제 1 성능 메트릭을 계산하는 단계를 포함한다. 또한, 상기 방법은 상기 제 1 성능 메트릭에 기초하여 바람직한 타이밍 오프셋이 되도록 상기 복수의 타이밍 오프셋 중 하나의 타이밍 오프셋을 결정하는 단계, 복수의 주파수 오프셋에 의해 상기 심볼의 버스트의 서브셋을 반복적으로 회전시키는 단계 및 상기 주파수 오프셋 각각에 대하여, 상기 회전된 서브셋에 대응하는 제 2 성능 메트릭을 계산하는 단계, 및 상기 제 2 성능 메트릭에 기초하여 바람직한 주파수 오프셋이 되도록 상기 복수의 주파수 오프셋 중 하나의 주파수 오프셋을 결정하는 단계를 포함한다.

Description

비정상 조건 하에서의 간섭 제거{INTERFERENCE CANCELLATION UNDER NON-STATIONARY CONDITIONS}
동시 계속 특허 출원에 대한 참조
본 출원은, 여기에 참조로서 명확히 통합되고 본 출원의 양수인에게 양도되고 2008년 5월 13일 출원되고 Attorney Docket 번호 080790P1 을 갖는 발명의 명칭이 "TWO DIMENSIONAL SEARCH FOR GERAN OPTIMAL TIMING AND CARRIER RECOVERY" 인 미국 가특허출원 일련번호 제 61/052,973 호로부터 35 U.S.C. § 119 하에서 우선권의 이익을 청구한다. 또한, 본 특허출원은 여기에 참조로서 명확히 통합되고 본 출원의 양수인에게 양도되고 2008년 2월 27일 출원되고 Attorney Docket 번호 071339/071341 을 갖는 발명의 명칭이 "COHERENT SINGLE ANTENNA INTERFERENCE CANCELLATION FOR GSM/GPRS/EDGE" 인 동시 계속 출원인 미국 특허출원 제 12/038,724 호에 관한 것이다.
분야
본 발명은 일반적으로 무선 통신에 관한 것으로서, 특히, 비정상 조건 (non-stationary condition) 하에서의 간섭 제거에 관한 것이다.
GSM, GPRS, EDGE 등을 사용하는 많은 통신 시스템에서, 수신 신호를 적절하게 디코딩하는 수신기의 능력은 심볼 타이밍 및 주파수를 정확하게 추정하는 수신기의 능력에 좌우된다. 그러나, 무선 통신이 더욱 널리 퍼지게 됨에 따라, 증가하는 간섭의 양은 심볼 타이밍 및 주파수를 정확하게 추정하는 수신기의 능력에 부정적으로 영향을 미칠 수 있다.
본 기술의 일 양태에 의하면, 최적의 타이밍 및 주파수 (수신된 샘플을 회전시킴) 는 부분 공간 (subspace) 을 가능한 타이밍 및 주파수 가설로 파라미터화하고 그들을 통해 검색함으로서 무선 통신 시스템에서 공동으로 획득된다. 주파수 및 타이밍의 결합 최대 우도 (Joint Max Likelihood) 가 순차적으로 또는 병렬로 수행될 수도 있다.
본 기술의 특정 양태에 의하면, 간섭 억제 필터가 다양한 파라미터로 튜닝된 다음에, (시간 및 주파수의) 최적의 쌍이 공지된 시퀀스 (미드앰블 (midamble) 또는 의사-미드앰블, 예를 들어, 데이터 도움) 를 사용하여 예측 오차를 최소화함으로써 선택된다. 상기 알고리즘은 강한 간섭 하에서 수신된 신호 품질을 증가시키는 반면 비간섭성 추정은 상당히 저하될 수 있다.
본 기술의 일 양태에 의하면, 무선 시스템에서의 타이밍 및 주파수 동기를 위한 방법은, 심볼의 버스트 (burst) 를 수신하는 단계, 상기 심볼의 버스트의 서브셋을 선택하는 단계, 복수의 타이밍 오프셋에 의해 상기 심볼의 버스트의 서브셋을 반복적으로 조정하는 단계 및 상기 타이밍 오프셋 각각에 대하여, 상기 조정된 서브셋에 대응하는 제 1 성능 메트릭을 계산하는 단계를 포함한다. 또한, 상기 방법은 상기 제 1 성능 메트릭에 기초하여 바람직한 타이밍 오프셋이 되도록 상기 복수의 타이밍 오프셋 중 하나의 타이밍 오프셋을 결정하는 단계, 복수의 주파수 오프셋에 의해 상기 심볼의 버스트의 서브셋을 반복적으로 회전시키는 단계 및 상기 주파수 오프셋 각각에 대하여, 상기 회전된 서브셋에 대응하는 제 2 성능 메트릭을 계산하는 단계, 및 상기 제 2 성능 메트릭에 기초하여 바람직한 주파수 오프셋이 되도록 상기 복수의 주파수 오프셋 중 하나의 주파수 오프셋을 결정하는 단계를 포함한다.
본 기술의 다른 양태에 의하면, 무선 시스템에서의 타이밍 및 주파수 동기를 위한 방법은, 심볼의 버스트를 수신하는 단계, 상기 심볼의 버스트의 서브셋을 선택하는 단계, 복수의 타이밍 오프셋 및 복수의 주파수 오프셋에 의해 상기 심볼의 버스트의 서브셋을 반복적으로 조정하는 단계, 상기 타이밍 및 주파수 오프셋의 조합 각각에 대하여, 상기 조정된 서브셋에 대응하는 성능 메트릭을 계산하는 단계, 및 상기 성능 메트릭에 기초하여 바람직한 조합이 되도록 상기 타이밍 및 주파수 오프셋의 조합 중 하나를 결정하는 단계를 포함한다.
본 기술의 다른 양태에 의하면, 무선 장치는, 심볼의 버스트를 수신하도록 구성된 수신기, 및 프로세서를 포함한다. 상기 프로세서는, 상기 심볼의 버스트의 서브셋을 선택하고, 복수의 타이밍 오프셋에 의해 상기 심볼의 버스트의 서브셋을 반복적으로 조정하고, 상기 타이밍 오프셋 각각에 대하여, 상기 조정된 서브셋에 대응하는 제 1 성능 메트릭을 계산하도록 구성된다. 또한, 상기 프로세서는, 상기 제 1 성능 메트릭에 기초하여 바람직한 타이밍 오프셋이 되도록 상기 복수의 타이밍 오프셋 중 하나의 타이밍 오프셋을 결정하고, 복수의 주파수 오프셋에 의해 상기 심볼의 버스트의 서브셋을 반복적으로 회전시키고, 상기 주파수 오프셋 각각에 대하여, 상기 회전된 서브셋에 대응하는 제 2 성능 메트릭을 계산하며, 상기 제 2 성능 메트릭에 기초하여 바람직한 주파수 오프셋이 되도록 상기 복수의 주파수 오프셋 중 하나의 주파수 오프셋을 결정하도록 구성된다.
본 기술의 다른 양태에 의하면, 무선 장치는, 심볼의 버스트를 수신하도록 구성된 수신기, 및 프로세서를 포함한다. 상기 프로세서는, 상기 심볼의 버스트를 수신하고, 상기 심볼의 버스트의 서브셋을 선택하고, 복수의 타이밍 오프셋 및 복수의 주파수 오프셋에 의해 상기 심볼의 버스트의 서브셋을 반복적으로 조정하고, 상기 타이밍 및 주파수 오프셋의 조합 각각에 대하여, 상기 조정된 서브셋에 대응하는 성능 메트릭을 계산하며, 상기 성능 메트릭에 기초하여 바람직한 조합이 되도록 상기 타이밍 및 주파수 오프셋의 조합 중 하나를 결정하도록 구성된다.
본 기술의 다른 양태에 의하면, 무선 장치는, 심볼의 버스트를 수신하는 수단, 상기 심볼의 버스트의 서브셋을 선택하는 수단, 복수의 타이밍 오프셋에 의해 상기 심볼의 버스트의 서브셋을 반복적으로 조정하는 수단, 상기 타이밍 오프셋 각각에 대하여, 상기 조정된 서브셋에 대응하는 제 1 성능 메트릭을 계산하는 수단, 상기 제 1 성능 메트릭에 기초하여 바람직한 타이밍 오프셋이 되도록 상기 복수의 타이밍 오프셋 중 하나의 타이밍 오프셋을 결정하는 수단, 복수의 주파수 오프셋에 의해 상기 심볼의 버스트의 서브셋을 반복적으로 회전시키고, 상기 주파수 오프셋 각각에 대하여, 상기 회전된 서브셋에 대응하는 제 2 성능 메트릭을 계산하는 수단, 및 상기 제 2 성능 메트릭에 기초하여 바람직한 주파수 오프셋이 되도록 상기 복수의 주파수 오프셋 중 하나의 주파수 오프셋을 결정하는 수단을 포함한다.
본 기술의 다른 양태에 의하면, 무선 장치는, 심볼의 버스트를 수신하는 수단, 상기 심볼의 버스트의 서브셋을 선택하는 수단, 복수의 타이밍 오프셋 및 복수의 주파수 오프셋에 의해 상기 심볼의 버스트의 서브셋을 반복적으로 조정하는 수단, 상기 타이밍 및 주파수 오프셋의 조합 각각에 대하여, 상기 조정된 서브셋에 대응하는 성능 메트릭을 계산하는 수단, 및 상기 성능 메트릭에 기초하여 바람직한 조합이 되도록 상기 타이밍 및 주파수 오프셋의 조합 중 하나를 결정하는 수단을 포함한다.
본 기술의 다른 양태에 의하면, 무선 통신 시스템에 사용하기 위한, 컴퓨터-프로그램 제품은 일 세트의 명령을 저장한 컴퓨터 판독가능한 매체를 포함하고, 상기 일 세트의 명령은 하나 이상의 프로세서에 의해 실행가능하고, 상기 일 세트의 명령은, 심볼의 버스트를 수신하는 명령들, 상기 심볼의 버스트의 서브셋을 선택하는 명령들, 복수의 타이밍 오프셋에 의해 상기 심볼의 버스트의 서브셋을 반복적으로 조정하는 명령들, 상기 타이밍 오프셋 각각에 대하여, 상기 조정된 서브셋에 대응하는 제 1 성능 메트릭을 계산하는 명령들, 상기 제 1 성능 메트릭에 기초하여 바람직한 타이밍 오프셋이 되도록 상기 복수의 타이밍 오프셋 중 하나의 타이밍 오프셋을 결정하는 명령들, 복수의 주파수 오프셋에 의해 상기 심볼의 버스트의 서브셋을 반복적으로 회전시키고, 상기 주파수 오프셋 각각에 대하여, 상기 회전된 서브셋에 대응하는 제 2 성능 메트릭을 계산하는 명령들, 및 상기 제 2 성능 메트릭에 기초하여 바람직한 주파수 오프셋이 되도록 상기 복수의 주파수 오프셋 중 하나의 주파수 오프셋을 결정하는 명령들을 포함한다.
본 기술의 다른 양태에 의하면, 무선 통신 시스템에 사용하기 위한, 컴퓨터-프로그램 제품은 일 세트의 명령을 저장한 컴퓨터 판독가능한 매체를 포함하고, 상기 일 세트의 명령은 하나 이상의 프로세서에 의해 실행가능하고, 상기 일 세트의 명령은, 심볼의 버스트를 수신하는 명령들, 상기 심볼의 버스트의 서브셋을 선택하는 명령들, 복수의 타이밍 오프셋 및 복수의 주파수 오프셋에 의해 상기 심볼의 버스트의 서브셋을 반복적으로 조정하는 명령들, 상기 타이밍 및 주파수 오프셋의 조합 각각에 대하여, 상기 조정된 서브셋에 대응하는 성능 메트릭을 계산하는 명령들, 및 상기 성능 메트릭에 기초하여 바람직한 조합이 되도록 상기 타이밍 및 주파수 오프셋의 조합 중 하나를 결정하는 명령들을 포함한다.
본 기술의 다른 구성은 다음의 상세한 설명으로부터 당업자에게 쉽게 명백해질 것이고, 본 기술의 다양한 구성은 예시를 위해 도시되고 설명되는 것임은 물론이다. 이해하는 바와 같이, 본 기술은 다른 상이한 구성이 가능하고 그 몇몇 상세는 다양한 다른 관점에서 변형이 가능하며, 그 모두는 본 기술의 범위로부터 벗어나지 않는다. 따라서, 도면 및 상세한 설명은 사실상 제한적이 아닌 예시적인 것으로서 생각할 수 있다.
도 1 은 본 기술의 일 양태에 따른 GSM 의 예시적인 프레임 및 버스트 포맷을 예시한다.
도 2 는 본 기술의 일 양태에 따른 간섭을 억제하는 방법을 예시하는 흐름도이다.
도 3 은 본 기술의 일 양태에 따른 간섭을 억제하는 방법을 예시하는 흐름도이다.
도 4 는 본 기술의 일 양태에 따른 무선 통신 시스템에 사용하기 위한 수신기를 예시한다.
도 5 는 본 기술의 일 양태에 따라 수신기가 선택하는 제 1 미드앰블 심볼을 포함하는 심볼의 서브셋을 예시한다.
도 6 은 본 기술의 일 양태에 따른 간섭을 억제하는 방법을 예시한다.
도 7 은 본 기술의 일 양태에 따른 무선 통신 시스템에 사용하기 위한 수신기를 예시한다.
도 8 은 본 기술의 일 양태에 따른 간섭을 억제하는 방법을 예시하는 흐름도이다.
도 9 는 본 기술의 일 양태에 따른 무선 통신 시스템에 사용하기 위한 수신기를 예시한다.
도 10 은 본 기술의 일 양태에 따른 무선 통신 시스템에 사용하기 위한 수신기를 예시한다.
도 11 은 본 기술의 특정 양태가 구현될 수 있는 컴퓨터 시스템을 예시하는 블록도이다.
도 1 은 GSM 에서 예시적인 프레임 및 버스트 (burst) 포맷을 도시한다. 다운링크 전송용 타임라인은 멀티프레임으로 나뉘어진다. 사용자 특정 데이터를 전송하는데 사용된 트래픽 채널에 대하여, 예시적인 멀티프레임 (101) 과 같은 멀티프레임 각각은 TDMA 프레임 0 내지 25 로서 분류되는 26 개의 TDMA 프레임을 포함한다. 트래픽 채널은, 도 1 에서 문자 "T" 로 식별되는 바와 같이, 각각의 멀티프레임의 TDMA 프레임 0 내지 11 및 TDMA 프레임 13 내지 24 에서 전송된다. 문자 "C" 로 식별되는 제어 채널은 TDMA 프레임 12 에서 전송된다. 이웃하는 기지국에 대해 측정을 행하도록 무선 디바이스에 의해 사용되는 이상적인 TDMA 프레임 25 (문자 "I" 로 식별됨) 에는 데이터가 전송되지 않는다.
예시적인 TDMA 프레임 102 와 같은 각각의 TDMA 프레임은 타임 슬롯 0 내지 7 로서 분류되는 8 개의 타임 슬롯으로 더 분할된다. 각각의 능동적 무선 디바이스/사용자는 호의 지속기간 동안 하나의 시간 슬롯 인덱스가 할당된다. 각각의 무선 디바이스에 대한 사용자 특정 데이터는 그 무선 디바이스에 할당된 시간 슬롯 및 트래픽 채널에 사용된 TDMA 프레임에서 전송된다.
각각의 타임 슬롯의 전송은 GSM 에서 "버스트" 라고 불린다. 예시적인 버스트 (103) 와 같은 각각의 버스트는 2 개의 테일 (tail) 필드, 2 개의 데이터 필드, 트레이닝 시퀀스 (또는 미드앰블) 필드, 및 보호 구간 (GP) 을 포함한다. 각 필드의 비트의 수는 괄호 안에 나타낸다. GSM 은 트레이닝 시퀀스 필드에서 전송될 수도 있는 8 개의 상이한 트레이닝 시퀀스를 정의한다. 미드앰블 (104) 과 같은 각각의 트레이닝 시퀀스는 26 개의 비트를 포함하고 처음 5 개 비트가 반복되고 두번째 5 개 비트가 또한 반복되도록 정의된다. 또한, 각각의 트레이닝 시퀀스는 그 시퀀스의 16 비트 절단된 버전과 그 시퀀스의 상관이 (a) 제로의 타임 시프트에 대해서 16 과 같고, (b) ±1, ±2, ±3, ±4, 및 ±5 의 타임 시프트에 대해서 제로와 같고, (c) 모든 다른 타임 시프트에 대해서 제로 또는 제로가 아닌 값과 동일하도록 정의된다.
심볼의 버스트에 미드앰블을 위치 결정하는 하나의 접근법은 미드앰블 위치에 관한 가설들을 비교하여 어떤 가설들이 심볼의 버스트 내의 공지된 미드앰블 시퀀스와 가정된 위치 사이에서 가장 높은 상관 에너지를 제공하는지를 결정한다. 이러한 방법은 동일한 미드앰블 시퀀스의 다수 경로로부터의 간섭에 대하여 매우 민감하고, 이것은 그 시간-지연된 카피 (copy) 에 의해 영향을 받은 부정확한 가설의 상관 에너지를 야기시킬 수 있다.
비간섭성 주파수 및 타이밍 추정은 강한 간섭의 존재 하에서의 성능 저하로 나빠진다. 본 기술의 일 양태에 의하면, 최적의 타이밍 및 주파수를 반간섭 (semi-coherently) 추정함으로써, 간섭에 직면한 성능이 매우 개선될 수 있다.
본 기술의 일 양태에 의하면, 최적의 타이밍 및 주파수 (그에 의해 수신된 샘플이 회전함) 는 부분 공간을 가능한 가설로 파라미터화하고 그들을 통해 검색함으로써 공동으로 획득된다. 주파수 및 타이밍의 결합 최대 우도는 최적의 성능을 제공하기 위해 순차 검색으로 간이화될 수도 있다.
본 기술의 일 양태에 의하면, 간섭 억제 필터는 다양한 파라미터로 튜닝된 다음에, 공지된 시퀀스 (미드앰블 또는 의사-미드앰블, 예를 들어, 데이터 도움) 를 사용하여 예측 오차를 최소화함으로써 (시간 및 주파수의) 최적의 쌍을 선택한다. 상기 알고리즘은 강한 간섭 하에서 수신된 신호 품질을 증가시키는 반면 비간섭성 추정은 상당히 저하될 수 있다.
예를 들어, 일 세트의 시공간적 샘플이 시간 k 에서 주어진다:
Figure pat00001
여기서 s k 는 시간 k 에서 미드앰블/의사-미드앰블 신호이고, s k 는 (υ+1)×1 미드앰블/의사-미드앰블 벡터이고, x k 는 M×1 수신된 미드앰블/의사-미드앰블 벡터이며, 일 세트의 시공간적 샘플은 아래와 같이 정의될 수 있고,
Figure pat00002
여기서 X k 는 M 의 공간적 길이 및 L+1 의 시간적 길이를 갖는 시공간 샘플의 M×(L+1)×1 벡터이다. 따라서, 시공간 구조 매트릭스는 아래와 같이 구성될 수 있고,
Figure pat00003
여기서 [X] 는 M(L+1)×p-υ 매트릭스이고, p 는 미드앰블 또는 의사-미드앰블 (데이터 도움) 의 길이이다.
따라서, [X] 와
Figure pat00004
, (υ+1)×p-υ 가 주어지면, 억제 필터 WSAIC 는 채널 입력에서 심볼의 기준 시퀀스를 추정함으로써 본 발명의 일 양태에 따라 계산될 수 있다:
Figure pat00005
여기서
Figure pat00006
및
Figure pat00007
이다.
전술한 식은 아래와 같이 다시 써질 수 있고,
Figure pat00008
또는, 더욱 상세하게는 다음과 같이 다시 써질 수 있다.
Figure pat00009
시간 및 주파수의 최적의 파라미터 쌍을 추정하기 위해, 간섭 억제 필터는 순차적으로 복수의 타이밍 가설 각각으로 튜닝될 수 있고, (미드앰블 또는 데이터 도움 의사-미드앰블과 같은 임의의 공지된 시퀀스를 사용하여) 최저 예측 오차에 대응하는 가설이 선택된다. 그 다음에, 필터는 순차적으로 복수의 주파수 가설 각각으로 튜닝되어 어떤 주파수 가설이 최저 예측 오차에 대응하는지를 결정한다. 이 순차 접근법은 도 2 에서 본 발명의 일 양태에 따라 예시된다. 처음에, 상기 방법은 k (주파수 가설 수), Δ (타이밍 가설 수),
Figure pat00010
(최저 측정 오차), τ(n) (최적의 타이밍 가설 수) 및 f(n) (최적의 주파수 가설 수) 을 포함하여, 블록 201 에서 다수의 변수를 초기화함으로써 시작된다. 상기 방법은 (k 가 제로 값으로 초기화되기 때문에) 타이밍 루프 (202) 로 진행한다. 타이밍 루프에서, 일 세트의 시공간적 샘플이 타이밍 가설 수 Δ 에 대응하여 선택된다. 상기 더욱 상세히 설명한 바와 같이, 필터
Figure pat00011
에 대한 필터 웨이트가 타이밍 가설에 기초하여 계산되고, 상기 필터가 미드앰블
Figure pat00012
을 추정하기 위해 심볼에 적용된다. 추정된 미드앰블에서의 오차
Figure pat00013
가 미드앰블 S 에 대한 이미 공지된 값에 기초하여 결정된다. 오차가 평활화되어, 지금까지의 최저 계산 오차
Figure pat00014
과 비교된다.
Figure pat00015
이 처음에 ∞ 로 설정되기 때문에, 제 1 반복은 반드시
Figure pat00016
을 제 1 계산 오차값으로 재정의하는 것을 필요로 한다. 따라서, 이미 계산된 최적의 타이밍 가설 τ(n) 이 Δ 로 설정된다. 그 다음에, Δ 이 Δmax 보다 작은 한, 가설 Δ 은 1 로 나타내고, 타이밍 루프 (202) 가 반복된다. 일단 타이밍 루프 (202) 가 타이밍 가설 Δ 각각에 대한 오차를 반복적으로 계산하면, 최적의 가설 τ(n) 이 선택되고, 상기 방법은 주파수 루프 (203) 로 진행한다. 타이밍 루프 (202) 와 유사한 방식으로, 주파수 루프 (203) 는 (최적의 타이밍 지연에서) 주파수 가설 각각에 대한 미드앰블 추정 오차를 반복적으로 계산하여, 최적의 주파수 가설을 결정한다. 이와 같이, 최적의 타이밍/주파수 쌍은 순차적으로 파라미터화된 타이밍/주파수 부분 공간으로부터 결정되고, 간섭으로부터 발생한 오차를 최소화하기 위해 심볼의 처리에 사용된다.
본 발명의 일 양태에 의하면, 주파수 동기에 대한 이러한 알고리즘을 사용하는 것에 대한 하나의 결점은, 미드앰블을 통한 곡률이 본질적으로 편평하기 때문에, 트레이닝 시퀀스가 너무 짧아서 (예를 들어, 수백 ㎐ 정도의) 작은 주파수 오프셋을 신뢰성 있게 추정할 수 없을 수도 있다는 것이다. 따라서, 오차 평활화 필터에 대한 요구는, 간섭과 원하는 신호 사이의 주파수 오프셋이 버스트에서 버스트로 변화할 수 있는 필드에서 더욱 복잡한 구현을 야기한다. 따라서, 미드앰블 추정 오차 추정값을 평활화할 필요없이 버스트 대 버스트 기초로 보다 낫고 보다 많은 정확한 추정값을 획득하기 위하여, 본 발명의 일 양태에 따라, 미드앰블 추정 오차 대신에 전체 버스트에 걸쳐 신호대 잡음비가 사용될 수도 있다. 이러한 신호대 잡음비를 획득하기 위하여, 버스트가 균등하게 되고 (포스트 MLSE) 경판정 (hard decision) 을 이용하여 신호대 잡음비가 결정된다. 이러한 접근법은 도 3 에서 본 발명의 일 양태에 따라 예시된다. 도 3 을 참조하여 알 수 있는 바와 같이, 타이밍 루프는 추정이 이용된 신호대 잡음비 (Eb/N0) 의 추정을 포함한다.
예시적인 도 2 에 예시된 것과 유사한 방식으로, 도 3 에 예시된 상기 방법은 타이밍 루프 (301) 및 주파수 루프 (302) 를 포함한다. 타이밍 루프에서, 일 세트의 시공간적 샘플은 타이밍 가설 수 τ 에 대응하여 선택된다. 상기 더욱 상세히 설명한 바와 같이, 필터 Wτ 에 대한 필터 가중치는 타이밍 가설에 기초하여 계산되고, 필터는 미드앰블
Figure pat00017
을 추정하기 의해 심볼에 적용된다. 추정된 미드앰블에서의 오차
Figure pat00018
는 미드앰블 S 에 대한 이미 공지된 값에 기초하여 결정된다. 오차가 평활화되어, 지금까지의 최저 계산 오차
Figure pat00019
과 비교된다.
Figure pat00020
이 처음에 ∞ 로 설정되기 때문에, 제 1 반복은 반드시
Figure pat00021
을 제 1 계산 오차값으로 재정의하는 것을 필요로 한다. 따라서, 이미 계산된 최적의 타이밍 가설
Figure pat00022
이 τ 로 설정된다. 그 다음에, τ 가 N (파라미터화된 공간에서의 가설의 총수) 보다 작은 한, 가설 τ 는 1 로 나타내고, 타이밍 루프 (301) 가 반복된다. 일단 타이밍 루프 (301) 가 타이밍 가설 τ 각각에 대한 오차를 반복적으로 계산하면, 최적의 가설
Figure pat00023
이 선택되고, 상기 방법은 주파수 루프 (302) 로 진행한다. 주파수 루프 (302) 는 (최적의 타이밍 지연에서) 주파수 가설 각각에 대한 신호대 잡음비를 반복적으로 계산하여, 최적의 주파수 가설을 결정한다. 이와 같이, 최적의 타이밍/주파수 쌍은 파라미터화된 타이밍/주파수 부분 공간으로부터 순차적으로 결정되고, 간섭으로부터 발생한 오차를 최소화하기 위해 심볼의 처리에 사용된다.
일 양태에 의하면, 주파수 루프 (302) 에서 결정된 신호대 잡음비 Eb/N0 는 경판정에 기초한다. 이 점에 있어서는, SNR 은
Figure pat00024
과 동일할 수도 있고, 여기서
Figure pat00025
는 공지된 트레이닝 스퀀스 S 를 또한 포함하는, 전체 버스트의 균등화 후에 추정된 심볼의 토에플리츠 (Toeplitz) 매트릭스이다.
도 4 는 본 기술의 일 양태에 따른 무선 통신 시스템에 사용하기 위한 수신기를 예시한다. 수신기 (400) 는 무선 신호를 수신하도록 구성된 안테나 (410) 를 포함한다. 수신기 (400) 는 다양한 통신 시스템에서 사용될 수도 있지만, 수신기 (400) 는 특히 GSM 시스템에 관해 여기에 설명된다. 수신된 신호는 수신된 샘플을 발생시키기 위해 신호를 복조하는 프리-프로세서 (420) 에 제공된다. 프리-프로세서 (420) 는 수신된 샘플 상에서 위상 회전을 수행하는 GMSK 대 BPSK 회전자를 포함할 수도 있다. 타이밍 추정기 (430) 는 프리-프로세서 (420) 로부터 샘플을 수신하고, 심볼의 트레이닝 시퀀스 (즉, 미드앰블) 가 데이터의 버스트 내에서 시작되는 장소에 관하여 복수의 타이밍 가설을 발생시킨다. 간섭 억제기 (440) 는 타이밍 가설 각각에 대한 상이한 필터 가중치를 계산하여, 타이밍 가설 각각에 대한 심볼의 단일 안테나 간섭 제거를 반복적으로 수행하고, 미드앰블 추정기 (450) 는 상기 더욱 상세히 설명한 바와 같이, 가설 각각에 대한 미드앰블 추정 오차를 발생시킨다. 타이밍 결정 회로 (460) 는 가설 각각에 대한 미드앰블 추정 오차를 비교하고 최저 미드앰블 추정 오차를 갖는 가설을 선택한다. 타이밍 결정 회로 (460) 에 의한 가설의 선택은 미드앰블이 추정되어 시작되는 심볼의 버스트 내의 위치를 나타낸다. 주파수 추정기 (470) 는 타이밍 결정 회로 (460) 로부터 샘플을 수신하고 심볼이 전송된 주파수에 관하여 복수의 주파수 가설을 발생시킨다. 간섭 억제기 (440) 는 주파수 가설 각각에 대한 상이한 필터 가중치를 계산하여, 주파수 가설 각각에 대한 심볼의 단일 안테나 간섭 제거를 반복적으로 수행하고, 미드앰블 추정기 (450) 는 상기 더욱 상세히 설명한 바와 같이, 가설 각각에 대한 미드앰블 추정 오차를 발생시킨다. 주파수 결정 회로 (480) 는 가설 각각에 대한 미드앰블 추정 오차를 비교하고 최저 미드앰블 추정 오차를 갖는 가설을 선택한다. 주파수 결정 회로 (480) 에 의한 가설의 선택은 심볼의 버스트를 수신하는 최적의 주파수를 나타낸다. 그 다음에, 신호는 데이터 프로세서 (490) 에 제공되어, 선택된 타이밍 및 주파수 가설에 기초하여 수신된 심볼을 처리하고, 수신된 심볼에 대응하는 데이터를 출력한다.
본 발명의 일 양태에 의하면, 타이밍 추정기는 미드앰블 시퀀스의 추정된 시작점 주위의 "윈도우" 를 개방함으로써 복수의 타이밍 가설을 발생시킬 수도 있다. 미드앰블 시퀀스의 제 1 심볼의 위치는 버스트 각각의 공지된 구조에 기초하여, 주어진 버스트에 대해 추정될 수 있다. 예를 들어, 도 1 에 예시된 바와 같이, 버스트 (103) 내의 미드앰블 (104) 의 시작점은 버스트의 62 번째 비트에서 시작되고, 타이밍 추정기 (430) 는 제 1 미드앰블 심볼이 위치될 수도 있는 장소에 관한 일련의 가설을 나타내는 비트의 윈도우 (105) 를 선택한다. 예시적인 윈도우 (105) 는 도 5 에 더욱 상세히 예시된다.
도 5 를 참조하여 알 수 있는 바와 같이, 예시적인 윈도우 (105) 는 Δ=0 내지 Δ=10 로 분류된 11 개의 심볼을 포함한다. 각각의 Δ 값은 윈도우 내의 심볼의 위치를 나타낸다. 그러나, 전체 버스트 내의 심볼의 위치를 참조하면, Δ 값은 오프셋 값만큼 상쇄된다 (예를 들어, Δ=5 는 전체 버스트 내의 이 심볼의 위치를 나타내는 61 만큼 상쇄될 수도 있다). 윈도우 (105) 내의 처음 7 개의 심볼에 대하여, 타이밍 추정기 (430) 는 (GSM 의 5-탭 채널 포맷을 나타내는) 5 개의 연속적인 심볼의 시퀀스로부터 채널 추정을 발생시킨다. 예를 들어, 심볼 Δ=0 은 채널 추정
Figure pat00026
에 대응하고, 심볼 Δ=1 은 채널 추정
Figure pat00027
등에 대응한다. 그 다음에, 이들 채널 추정 각각은 그것에 대한 미드앰블 추정을 결정하기 위하여, 간섭 억제기 (440) 및 미드앰블 추정기 (450) 에 의해 처리되어 그것에 대응하는 추정된 미드앰블 심볼을 결정한다.
본 예시적인 양태에서, 윈도우 (105) 가 정확하게 11 개의 심볼로 구성하는 것으로서 예시되었지만, 본 발명의 범위가 이러한 장치에 한정되는 것은 아니다. 오히려, 당업자가 명백히 알 수 있는 바와 같이, (전체 데이터 버스트의 사이즈까지의) 임의의 윈도우 사이즈가 선택될 수도 있다. 예를 들어, 본 기술의 일 양태에 따라, 검색 윈도우의 사이즈는 예측된 최소 전파 지연의 사이즈의 2 배가 되도록 선택될 수도 있다. 다르게는, 검색 윈도우 사이즈는 당업자에게 공지된 임의의 다른 메트릭에 기초하여 파라미터화될 수도 있다.
일 양태에 의하면, 채널 추정
Figure pat00028
는 가설 각각에 대한 수신된 샘플 (가설 지연에 대응) 을 기준 샘플 (즉, 공지된 미드앰블 시퀀스) 과 상관시킴으로써 타이밍 추정기 (430) 에 의해 발생될 수도 있다. 가설 지연 Δ 에 대한 수신된 신호 y 와 미드앰블 시퀀스 s 사이의 상관 관계 Rys(Δ) 에 기초하여, 채널 추정이 다음과 같이 계산될 수도 있다:
Figure pat00029
Figure pat00030
채널 추정 각각에 대응하는 가설을 테스트하기 위해, 간섭 억제기 (440) 는 각각의 추정된 채널에서 SAIC 를 수행한다. SAIC 는, 웨이트가 가상 안테나에 인가되어 원하는 송신기의 방향으로의 빔 및 원하지 않는 간섭 공급원의 방향으로의 빔 널 (null) 을 형성할 수 있도록, 신호의 오버샘플된 분해 및/또는 실제/가상의 분해가, 분리된 샘플 시퀀스를 갖는 가상 안테나를 제공하는데 사용되는 방법이다. 일반적으로, SAIC 는 공간-시간 처리를 이용함으로써 수신기에서 하나 또는 다수의 실제 안테나로 달성될 수도 있고, 여기서 "공간" 은 동상 (同相) 및 직교 컴포넌트로 가상으로 달성될 수도 있고, "시간" 은 전후의 샘플을 사용하여 달성될 수도 있다.
예를 들어, 일 세트의 시공간 샘플은 시간 k 에서 주어진다:
Figure pat00031
여기서 s k 는 시간 k 에서 미드앰블/의사-미드앰블 신호이고, s k 는 (υ+1)×1 미드앰블/의사-미드앰블 벡터이고, x k 는 M×1 수신된 미드앰블/의사-미드앰블 벡터이며, 일 세트의 시공간적 샘플은 아래와 같이 정의될 수 있고,
Figure pat00032
여기서 X k 는 M 의 공간적 길이 및 L+1 의 시간적 길이를 갖는 시공간 샘플의 M×(L+1)×1 벡터이다. 따라서, 시공간 구조 매트릭스는 아래와 같이 구성될 수 있고,
Figure pat00033
여기서 [X] 는 M(L+1)×p-υ 매트릭스이고, p 는 미드앰블 또는 의사-미드앰블 (데이터 도움) 의 길이이다.
따라서, [X] 와
Figure pat00034
, (υ+1)×p-υ 가 주어지면, 억제 필터 WSAIC 는 채널 입력에서 심볼의 기준 시퀀스를 추정함으로써 본 발명의 일 양태에 따라 계산될 수 있다:
Figure pat00035
여기서
Figure pat00036
및
Figure pat00037
이다.
전술한 식은 아래와 같이 다시 써질 수 있고,
Figure pat00038
또는, 더욱 상세하게는 다음과 같이 다시 써질 수 있다.
Figure pat00039
간섭 억제기 (440) 의 출력은 형태
Figure pat00040
로 되고, 여기서
Figure pat00041
는 미드앰블 시퀀스의 추정을 나타낸다. 추정된 미드앰블 시퀀스와 공지된 미드앰블 시퀀스 사이의 차이는 아래와 같이 도 7 에 따라 결정되어,
Figure pat00042
시간 ti 각각에 대한 미드앰블 추정 오차 em(ti) 를 획득한다. 각각의 시간 ti 는 버스트의 시작점으로부터 오프셋 Ts 를 더한 가설 위치 Δi 와 동일하다:
Figure pat00043
일단 시간 ti 에 대한 미드앰블 추정 오차 em(ti) 가 결정되면, 타이밍 결정 블록 460 은 어떤 가설이 최저 추정 오차 em 에 대응하는지를 결정하고, 다른 가설 타이밍 값은 폐기한다.
본 발명의 일 양태에 의하면, 간섭 억제에 대한 전술한 방법은 채널 출력 빔형성을 이용하는 방법과 비교하면 다수의 이익을 갖는다. 예를 들어, 식 4 와 관련하여 알 수 있는 바와 같이, 간섭 억제 필터 가중치는 아래의 비용 함수를 최소화함으로써 계산된다.
Figure pat00044
따라서, (식 6 의) 억제 필터 가중치는 υ×M(L+1) 의 차원을 갖고, 필터링된 출력은 υ×(p-υ) 의 차원을 갖는다. 따라서, 필터 가중치의 사이즈는 안테나의 수에 따라 선형적으로 증가하고, 필터링된 출력 샘플 매트릭스의 사이즈는 안테나 (또는 가상 안테나) 의 수가 증가할 때에도 일정하게 유지된다. 간섭 억제 필터 가중치가 아래의 비용 함수를 최소화함으로써 계산되는 이것은 계산 간이성 및 채널 출력 셋업을 통한 저장 요구로 극적인 구현을 제공한다.
Figure pat00045
이것은 M×M(L+1) 의 차원을 갖는 억제 필터 가중치 및 M×(p-υ) 의 차원을 갖는 필터링된 출력을 발생시킨다 (여기서 필터 가중치의 수는 안테나의 수에 따라 기하학적으로 올라가고, 필터링된 출력 샘플 매트릭스의 사이즈는 안테나의 수에 따라 선형적으로 증가한다).
이러한 채널 출력 셋업은 비선형 이퀄라이저 (MLSE 등. 여기서 입력 스트림의 수는 M 과 동일하게 설정될 수도 있다) 를 사용하여 보다 많은 저장 및 백엔드 SIS 균등화를 더욱 수반한다 . 채널 입력 셋업에서, 백엔드 ISI 에 대한 입력 스트림의 수는 단지 υ 뿐이고, 필터 가중치의 계산에서 후진 대입 (back-substitution) 의 수는 감소된다 (채널 출력 셋업에서와 같이, 안테나의 수에 비례하지 않음). 그러나, 계산 간이성에도 불구하고, 시스템의 성능은, 보다 낫지 않다면, 적어도 채널 출력 셋업과 마찬가지이다. 이 점에 있어서는, 채널 입력 셋업은 채널 추정 오차에 대한 양호한 강건성 (robustness) 을 제공하고, 그것은 간섭이 존재할 때 GERAN 수신기의 성능을 지배하는 경향이 있다.
본 발명의 일 양태에 의하면, 데이터 프로세서 (490) 는 주파수 결정 블록 480 으로부터 신호를 수신하고 검출된 비트의 신뢰도를 나타내는 연판정을 발생시키는 소프트 출력 발생기를 포함한다. 소프트 출력 발생기는 당업자에게 주지된 바와 같이, 오노 (Ono) 알고리즘을 구현할 수도 있다. 데이터 프로세서 (490) 는 연판정을 디인터리브하고, 연판정을 디인터리브하고 디코드 데이터를 출력하는 비터비 (Viterbi) 디코더에 연판정을 통과시키는 디인터리버를 더 포함할 수도 있다.
도 6 은 본 발명의 일 양태에 따른 간섭을 억제하는 방법을 예시한다. 상기 방법은 심볼의 버스트가 수신되는 단계 601 에서 시작된다. 단계 602 에서, 심볼의 버스트의 서브셋이 선택된다. 본 발명의 일 양태에 의하면, 심볼의 버스트의 서브셋은 제 1 미드앰블 심볼을 포함한다. 단계 603 에서, 단계 602 에서 선택된 서브셋이 복수의 타이밍 오프셋에 의해 반복적으로 조정된다. 단계 604 에서, 간섭 필터에 대한 복수의 가중치가 심볼의 버스트에 기초하여, 타이밍 오프셋 각각에 대하여 계산된다. 단계 605 에서, 심볼의 버스트는 추정된 미드앰블 시퀀스를 결정하기 위해 대응하는 복수의 가중치를 갖는 간섭 억제 필터를 사용하여, 타이밍 오프셋 각각에 대하여 필터링된다. 단계 606 에서, 타이밍 오프셋 각각에 대한 추정된 미드앰블 시퀀스는 이미 공지된 미드앰블 시퀀스와 비교되어 그 타이밍 오프셋에 대한 미드앰블 추정 오차를 결정한다. 단계 607 에서, 그 미드앰블 추정 오차에 기초하여, 바람직한 타이밍 오프셋이 되도록, 복수의 타이밍 오프셋 중 하나가 결정된다. 본 발명의 일 양태에 의하면, 바람직한 미드앰블 타이밍 오프셋은 최저 미드앰블 추정 오차에 대응하는 타이밍 오프셋이다. 단계 608 에서, 심볼의 버스트의 서브셋은 복수의 주파수 오프셋에 의해 반복적으로 회전된다. 단계 609 에서, 간섭 필터에 대한 복수의 가중치가 심볼의 버스트에 기초하여, 주파수 오프셋 각각에 대하여 계산된다. 스텝 610 에서, 심볼의 버스트는 추정된 미드앰블 시퀀스를 결정하기 위해 대응하는 복수의 가중치를 갖는 간섭 억제 필터를 사용하여, 주파수 오프셋 각각에 대하여, 필터링된다. 단계 611 에서, 주파수 오프셋 각각에 대한 추정된 미드앰블 시퀀스는 그 주파수 오프셋에 대한 미드앰블 추정 오차를 결정하기 위해 이미 공지된 미드앰블 시퀀스와 비교된다. 단계 612 에서, 그 미드앰블 추정 오차에 기초하여, 바람직한 주파수 오프셋이 되도록, 복수의 주파수 오프셋 중 하나가 결정된다.
본 발명의 일 양태에 의하면, 최적의 주파수/타이밍 가설 쌍을 위치 결정하는 것에 대한 병렬 접근법은, 직렬 접근법을 통한 계산 복잡도의 대응하는 증가량을 갖고 이용될 수도 있다 (예를 들어, 5 개의 주파수 가설 및 7 개의 타이밍 가설이 존재하는 곳에서, 직렬 접근법은 예측 오차를 12 번 결정하는 단계를 수반할 수도 있는 반면, 병렬 접근법은 예측 오차를 35 번 결정하는 단계를 수반한다). 그럼에도 불구하고, 병렬 오차는 성능을 개선시키기 위해 타이밍 및 주파수의 더욱 더 정확한 추정을 제공할 수도 있다.
도 7 은 본 기술의 일 양태에 따른 무선 통신 시스템에 사용하기 위한 수신기를 예시한다. 수신기 (700) 는 무선 신호를 수신하도록 구성된 안테나 (710) 를 포함한다. 수신된 신호는 수신된 샘플을 발생시키기 위해 신호를 복조하는 프리-프로세서 (720) 에 제공된다. 프리-프로세서 (720) 는 수신된 샘플 상에서 위상 회전을 수행하는 GMSK 대 BPSK 회전자를 포함할 수도 있다. 타이밍 및 주파수 추정기 (730) 는 프리-프로세서 (720) 로부터 샘플을 수신하고, 심볼의 트레이닝 시퀀스 (즉, 미드앰블) 가 데이터의 버스트 내에서 시작되는 장소 (타이밍) 및 어떤 주파수에서 심볼이 최적으로 수신되는지 (주파수) 에 관하여 복수의 타이밍 및 주파수 가설을 발생시킨다. 간섭 억제기 (740) 는 타이밍 및 주파수 가설 쌍 각각에 대한 상이한 필터 가중치를 계산하여, 타이밍 및 주파수 가설 쌍 각각에 대한 심볼의 단일 안테나 간섭 제거를 반복적으로 수행하고, 미드앰블 추정기 (750) 는 상기 더욱 상세히 설명한 바와 같이, 가설 쌍 각각에 대한 미드앰블 추정 오차를 발생시킨다. 타이밍 및 주파수 결정 회로 (760) 는 가설 쌍 각각에 대한 미드앰블 추정 오차를 비교하고 최저 미드앰블 추정 오차를 갖는 쌍을 선택한다. 타이밍 및 주파수 결정 회로 (760) 에 의한 가설 쌍의 선택은 미드앰블이 추정되어 시작되는 심볼의 버스트 내의 위치를 나타낸다. 그 다음에, 신호는 데이터 프로세서 (770) 에 제공되어, 선택된 타이밍 및 주파수 가설에 기초하여 수신된 심볼을 처리하고, 수신된 심볼에 대응하는 데이터를 출력한다.
도 8 은 본 기술의 일 양태에 따른 간섭을 억제하는 방법을 예시한다. 상기 방법은 심볼의 버스트가 수신되는 단계 801 에서 시작된다. 단계 802 에서, 심볼의 버스트의 서브셋이 선택된다. 본 발명의 일 양태에 의하면, 심볼의 버스트의 서브셋은 제 1 미드앰블 심볼을 포함한다. 단계 803 에서, 단계 802 에서 선택된 서브셋이 복수의 타이밍 및 주파수 오프셋에 의해 반복적으로 조정된다. 단계 804 에서, 간섭 필터에 대한 복수의 가중치가 심볼의 버스트에 기초하여, 타이밍 및 주파수 오프셋 쌍 각각에 대하여 계산된다. 단계 805 에서, 심볼의 버스트는 추정된 미드앰블 시퀀스를 결정하기 위해 대응하는 복수의 가중치를 갖는 간섭 억제 필터를 사용하여, 오프셋 쌍 각각에 대하여 필터링된다. 단계 806 에서, 오프셋 쌍 각각에 대한 추정된 미드앰블 시퀀스는 이미 공지된 미드앰블 시퀀스와 비교되어 그 타이밍 오프셋에 대한 미드앰블 추정 오차를 결정한다. 단계 807 에서, 그 미드앰블 추정 오차에 기초하여, 바람직한 조합이 되도록, 복수 조합의 타이밍 및 주파수 오프셋 중 하나가 결정된다. 본 발명의 일 양태에 의하면, 바람직한 조합은 최저 미드앰블 추정 오차에 대응하는 조합이다.
도 9 는 본 기술의 일 양태에 따른 무선 통신 시스템에 사용하기 위한 수신기를 예시한다. 수신기 (900) 는 무선 신호를 수신하도록 구성된 안테나 모듈 (910) 을 포함한다. 수신기 (900) 는 다양한 통신 시스템에서 사용될 수도 있지만, 명확하게 하기 위해, 수신기 (900) 는 특히 GSM 시스템에 관해 여기에 설명된다. 수신된 신호는 수신된 샘플을 발생시키기 위해 신호를 복조하는 프리-프로세서 모듈 (920) 에 제공된다. 프리-프로세서 모듈 (920) 은 수신된 샘플 상에서 위상 회전을 수행하는 GMSK 대 BPSK 회전자를 포함할 수도 있다. 타이밍 추정기 모듈 (930) 은 프리-프로세서 모듈 (920) 로부터 샘플을 수신하고, 심볼의 트레이닝 시퀀스 (즉, 미드앰블) 가 데이터의 버스트 내에서 시작되는 장소에 관하여 복수의 타이밍 가설을 발생시킨다. 간섭 억제기 모듈 (940) 은 타이밍 가설 각각에 대한 상이한 필터 가중치를 계산하여, 타이밍 가설 각각에 대한 심볼의 단일 안테나 간섭 제거를 반복적으로 수행하고, 미드앰블 추정기 모듈 (950) 은 상기 더욱 상세히 설명한 바와 같이, 가설 각각에 대한 미드앰블 추정 오차를 발생시킨다. 타이밍 결정 모듈 (960) 은 가설 각각에 대한 미드앰블 추정 오차를 비교하고 최저 미드앰블 추정 오차를 갖는 가설을 선택한다. 타이밍 결정 회로 (960) 에 의한 가설의 선택은 미드앰블이 추정되어 시작되는 심볼의 버스트 내의 위치를 나타낸다. 주파수 추정기 모듈 (970) 은 타이밍 결정 모듈 (960) 로부터 샘플을 수신하고 심볼이 전송된 주파수에 관하여 복수의 주파수 가설을 발생시킨다. 간섭 억제기 모듈 (940) 은 주파수 가설 각각에 대한 상이한 필터 가중치를 계산하여, 주파수 가설 각각에 대한 심볼의 단일 안테나 간섭 제거를 반복적으로 수행하고, 미드앰블 추정기 모듈 (950) 은 상기 더욱 상세히 설명한 바와 같이, 가설 각각에 대한 미드앰블 추정 오차를 발생시킨다. 주파수 결정 회로 (980) 는 가설 각각에 대한 미드앰블 추정 오차를 비교하고 최저 미드앰블 추정 오차를 갖는 가설을 선택한다. 주파수 결정 회로 (980) 에 의한 가설의 선택은 심볼의 버스트를 수신하는 최적의 주파수를 나타낸다. 그 다음에, 신호는 데이터 프로세서 모듈 (990) 에 제공되어, 선택된 타이밍 및 주파수 가설에 기초하여 수신된 심볼을 처리하고, 수신된 심볼에 대응하는 데이터를 출력한다.
도 10 은 본 기술의 일 양태에 따른 무선 통신 시스템에 사용하기 위한 수신기를 예시한다. 수신기 (1000) 는 무선 신호를 수신하도록 구성된 안테나 모듈 (1010) 을 포함한다. 수신된 신호는 수신된 샘플을 발생시키기 위해 신호를 복조하는 프리-프로세서 모듈 (1020) 에 제공된다. 프리-프로세서 모듈 (1020) 은 수신된 샘플 상에서 위상 회전을 수행하는 GMSK 대 BPSK 회전자를 포함할 수도 있다. 타이밍 및 주파수 추정기 모듈 (1030) 은 프리-프로세서 모듈 (1020) 로부터 샘플을 수신하고, 심볼의 트레이닝 시퀀스 (즉, 미드앰블) 가 데이터의 버스트 내에서 시작되는 장소 (타이밍) 및 어떤 주파수에서 심볼이 최적으로 수신되는지 (주파수) 에 관하여 복수의 타이밍 및 주파수 가설을 발생시킨다. 간섭 억제기 모듈 (1040) 은 타이밍 및 주파수 가설 쌍 각각에 대한 상이한 필터 가중치를 계산하여, 타이밍 및 주파수 가설 쌍 각각에 대한 심볼의 단일 안테나 간섭 제거를 반복적으로 수행하고, 미드앰블 추정기 모듈 (1050) 은 상기 더욱 상세히 설명한 바와 같이, 가설 쌍 각각에 대한 미드앰블 추정 오차를 발생시킨다. 타이밍 및 주파수 결정 모듈 (1060) 은 가설 쌍 각각에 대한 미드앰블 추정 오차를 비교하고 최저 미드앰블 추정 오차를 갖는 쌍을 선택한다. 타이밍 및 주파수 결정 모듈 (1060) 에 의한 가설 쌍의 선택은 미드앰블이 추정되어 시작되는 심볼의 버스트 내의 위치를 나타낸다. 그 다음에, 신호는 데이터 프로세서 모듈 (1070) 에 제공되어, 선택된 타이밍 및 주파수 가설에 기초하여 수신된 심볼을 처리하고, 수신된 심볼에 대응하는 데이터를 출력한다.
도 11 은 일 양태가 구현될 수도 있는 컴퓨터 시스템 (1100) 을 예시하는 블록도이다. 컴퓨터 시스템 (1100) 은 버스 (1102) 또는 정보를 전달하는 다른 통신 메카니즘, 및 정보를 처리하기 위해 버스 (1102) 와 연결된 프로세서 (1104) 를 포함한다. 또한, 컴퓨터 시스템 (1100) 은 프로세서 (1104) 에 의해 실행되는 명령 및 정보를 저장하기 위해 버스 (1102) 에 연결된 랜덤 액세스 메모리 ("RAM") 또는 다른 동적 저장 디바이스와 같은 메모리 (1106)를 포함한다. 또한, 메모리 (1106) 는 프로세서 (1104) 에 의해 실행되는 명령의 실행 동안 일시적 변수 또는 다른 매개 정보를 저장하는데 사용될 수도 있다. 또한, 컴퓨터 시스템 (1100) 은 정보 및 명령을 저장하기 위해 버스 (1102) 에 연결된, 자기 디스크 또는 광학 디스크와 같은 데이터 저장 디바이스 (1110) 를 포함한다.
컴퓨터 시스템 (1100) 은 컴퓨터 사용자에게 정보를 표시하기 위한 음극선관 ("CRT") 또는 액정 디스플레이 ("LCD") 와 같은 디스플레이 디바이스 (예시하지 않음) 에 I/O 모듈 (1108) 을 통해 연결될 수도 있다. 예를 들어, 키보드 또는 마우스와 같은 입력 디바이스는 정보 및 커맨드 선택을 프로세서 (1104) 에 전달하는 I/O 모듈 (1108) 을 통해 컴퓨터 시스템 (1100) 에 또한 연결될 수도 있다.
일 양태에 의하면, 타이밍 및 주파수 추정은 메모리 (1106) 내에 포함된 하나 이상으 명령의 하나 이상의 시퀀스를 실행하는 프로세서 (1104) 에 응답하여 컴퓨터 시스템 (1100) 에 의해 실행된다. 이러한 명령은 데이터 저장 디바이스 (1110) 와 같은 다른 머신-판독가능한 매체로부터 메모리 (1106) 로 판독될 수도 있다. 메인 메모리 (1106) 내에 포함된 명령의 시퀀스의 실행은 프로세서 (1104) 로 하여금 여기에 설명된 프로세스 스템을 수행하게 한다. 또한, 멀티-프로세싱 장치 내의 하나 이상의 프로세서는 메모리 (1106) 내에 포함된 명령의 시퀀스를 실행하도록 채용될 수도 있다. 다른 양태에서는, 배선에 의해 접속된 회로는 다양한 양태를 구현하기 위해 소프트웨어 명령 대신에 또는 소프트웨어 명령과 협력하여 사용될 수도 있다. 따라서, 양태들은 하드웨어 회로 또는 소프트웨어의 임의의 특정 조합에 한정되지 않는다.
여기에 사용된 용어 "머신-판독가능한 매체" 는 실행을 위해 명령을 프로세서 (1104) 에 제공하는데 관여하는 임의의 매체를 나타낸다. 이러한 매체는 비휘발성 매체, 휘발성 매체, 및 전송 매체를 포함하는 많은 형태를 취할 수도 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 비휘발성 매체는 예를 들어, 데이터 저장 디바이스 (1110) 와 같은 광학 및 자기 디스크를 포함한다. 휘발성 매체는 메모리 (1106) 와 같은 동적 메모리를 포함한다. 전송 매체는 버스 (1102) 를 포함하는 와이어를 포함하여, 동축 케이블, 구리선, 및 광섬유를 포함한다. 또한, 전송 매체는 무선 주파수 및 적외선 데이터 통신 동안에 발생되는 것과 같은 음파 또는 광파의 형태를 취할 수 있다. 머신-판독가능한 매체의 일반적 형태는, 예를 들어, 플로피 디스크, 플렉시블 디스크, 하드 디스크, 자기 테이프, 임의의 다른 자기 매체, CD-ROM, DVD, 임의의 다른 광학 매체, 펀치 카드, 종이 테이프, 홀 패턴을 갖는 임의의 다른 물리적 매체, RAM, PROM, EPROM, FLASH EPROM, 임의의 다른 메모리 칩 또는 카트리지, 반송파, 또는 컴퓨터가 판독할 수 있는 다른 임의의 매체를 포함한다.
당업자는 여기에 설명된 다양한 예시적인 블록들, 모듈들, 엘러먼트들, 컴포넌트들, 방법들, 및 알고리즘들이 전자 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어, 또는 양자의 조합으로서 구현될 수도 있음을 인식할 것이다. 또한, 이들은 설명된 것과는 다르게 분할될 수도 있다. 하드웨어와 소프트웨어의 이러한 상호교환가능성을 예시하기 위해, 다양한 예시적인 블록들, 모듈들, 엘러먼트들, 컴포넌트들, 방법들, 및 알고리즘들이 그들의 기능의 관점에서 일반적으로 상술되었다. 그러한 기능이 하드웨어 또는 소프트웨어로 구현될지는 전체 시스템에 부과된 특정한 애플리케이션 및 설계 제약들에 의존한다. 당업자는 특정한 애플리케이션 각각에 대해 다양한 방식으로 설명된 기능을 구현할 수도 있다.
개시된 프로세스 내의 스텝들 또는 블록들의 특정한 순서 또는 계층은 예시적 접근법의 예시임은 물론이다. 설계 선호에 기초하여, 프로세스 내의 스텝들 또는 블록들의 특정한 순서 또는 계층은 재배열될 수도 있음은 물론이다. 수반하는 방법 청구항들은 다양한 스텝들의 엘러먼트들을 간단한 순서로 제공하고, 제공된 특정한 순서 또는 계층에 한정되는 것을 의미하지는 않는다.
이전의 설명은 당업자가 여기에 설명된 다양한 양태를 실시할 수 있게 하도록 제공된다. 이들 양태에 대한 다양한 변형은 당업자에게 쉽게 명백할 것이며, 여기에 정의된 일반적인 원리는 다른 양태에 적용할 수도 있다. 따라서, 청구항들은 여기에 나타낸 양태들로 제한하려고 의도되는 것이 아니라, 언어 청구항들과 일관된 최광의 범위를 허여하려는 것이고, 엘리먼트에 대한 단수로의 언급은 명확히 그렇게 나타내지 않는 한 "오직 하나" 를 의미하려는 것이 아니라 "하나 이상" 을 의미한다. 명확히 달리 나타내지 않는 한, 용어 "일부" 는 하나 이상의 나타낸다. 남성 (예를 들어, 그) 의 대명사는 여성 및 중성 (예를 들어, 그녀 및 그것) 또는 그 반대를 포함한다. 당업자에게 공지되거나 이후에 알게 된 본 발명을 통해 설명된 다양한 양태들의 엘리먼트들에 대한 모든 구조적 및 기능적 동가물은 여기에 참조로서 명백히 통합되고 청구항들에 의해 포함되는 것으로 의도된다. 또한, 본 발명이 청구항들에 명확히 기술되어 있는지의 여부에 관계없이 여기에 전혀 개시되지 않은 것은 공공에 제공하려는 것으로 의도된다. 엘러먼트가 어구 "수단" 을 사용하여 명확히 기술하지 않는 한, 또는 방법 청구항의 경우에서는, 엘러먼트가 어구 "단계" 를 사용하여 기술되지 않는 한, 35 U.S.C. §112 의 조항 하에서 청구항 엘러먼트가 해석되지 않는다.

Claims (73)

  1. 무선 통신 시스템의 코히런트 (coherent) 간섭 억제를 위한 방법으로서,
    심볼들의 버스트 (burst) 를 수신하는 단계;
    알려진 기준 심볼들의 세트 및 채널 입력 구성 (configuration) 에서 상기 수신된 심볼들의 버스트의 서브셋을 이용하여 상기 심볼들의 버스트에 대한 복수의 타이밍 가설들을 발생시키는 단계로서,
    상기 심볼들의 버스트에서 기준 심볼의 위치를 추정하는 단계 및 상기 추정된 위치를 중심으로 한 주변 심볼들로부터 상기 심볼들의 버스트의 상기 서브셋을 선택하는 단계를 포함하는, 상기 복수의 타이밍 가설들을 발생시키는 단계;
    각각의 타이밍 가설에 대하여:
    상기 심볼들의 버스트의 상기 서브셋의 각각의 타이밍 가설과 관련된 비용 함수를 최소화하는 단계에 기초하여 간섭 억제 필터에 대한 복수의 가중치들을 계산하는 단계;
    추정 오차를 결정하도록 상기 알려진 기준 심볼들의 알려진 세트와 기준 심볼들의 추정된 세트를 비교함으로써 각각의 타이밍 가설에 대한 상기 추정 오차를 계산하기 위하여, 상기 간섭 억제 필터를 이용하여 대응하는 상기 복수의 가중치들로 상기 심볼들의 버스트를 필터링하는 단계로서,
    상기 복수의 가중치들의 크기는 상기 심볼들의 버스트를 수신하는 안테나들의 숫자, 및 일정하게 유지되는 상기 심볼들의 버스트의 필터링의 출력 크기에 따라 선형적으로 증가하는, 상기 심볼들의 버스트를 필터링하는 단계;
    상기 결정된 추정 오차에 기초하여 선택 기준에 따라 상기 복수의 타이밍 가설들 가운데 하나를 선택하는 단계;
    상기 선택된 상기 복수의 타이밍 가설들 가운데 하나에 기초하여 상기 필터링된 심볼들의 버스트를 균등화 (equalizing) 하는 단계; 및
    상기 선택된 상기 복수의 타이밍 가설들 가운데 하나에 기초하여 상기 필터링된 심볼들의 버스트를 디코딩하는 단계를 포함하는, 무선 통신 시스템의 코히런트 간섭 억제를 위한 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 비용 함수를 최소화하는 단계는 채널 추정을 수행하는 단계를 배제하는, 무선 통신 시스템의 코히런트 간섭 억제를 위한 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 비용 함수는
    Figure pat00046
    를 계산하는 것을 포함하고,
    여기서 [X] 는 상기 심볼들의 버스트의 시공간적 샘플들의 매트릭스이고, S 는 미드앰블 (midamble) 시퀀스인, 무선 통신 시스템의 코히런트 간섭 억제를 위한 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 선택 기준은 미드앰블 추정 오차를 포함하는, 무선 통신 시스템의 코히런트 간섭 억제를 위한 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 타이밍 가설들을 발생시키는 단계는,
    상기 심볼들의 버스트에서 제 1 미드앰블 심볼의 위치를 추정하는 단계 및 상기 추정된 위치를 중심으로 한 주변 심볼들로부터 상기 심볼들의 버스트의 상기 서브셋을 선택하는 단계를 포함하는, 무선 통신 시스템의 코히런트 간섭 억제를 위한 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 각각의 타이밍 가설들에 대한 상기 복수의 가중치들은,
    Figure pat00047

    를 해석함으로써 계산되고,
    여기서
    Figure pat00048
    는 상기 심볼들의 서브셋의 추정에 대응하는 벡터이고, [X] 는 상기 심볼들의 버스트의 시공간적 샘플들의 매트릭스이고, [X]T 는 [X] 의 전치행렬인, 무선 통신 시스템의 코히런트 간섭 억제를 위한 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 간섭 억제 필터는 단일 안테나 간섭 제거 (SAIC) 필터를 포함하는, 무선 통신 시스템의 코히런트 간섭 억제를 위한 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 간섭 억제 필터는 듀얼 안테나 간섭 제거 (DAIC) 필터를 포함하는, 무선 통신 시스템의 코히런트 간섭 억제를 위한 방법.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 가중치들의 상기 크기는
    Figure pat00049
    의 차원을 갖고,
    여기서
    Figure pat00050
    는 심볼 스트림들의 숫자이고, M은 상기 수신된 심볼들의 서브셋의 공간적 길이이며, L 은 상기 수신된 심볼들의 서브셋의 시간적 길이인, 무선 통신 시스템의 코히런트 간섭 억제를 위한 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 심볼 간섭 억제 필터는 최대 우도 시퀀스 추정 (MLSE) 을 포함하는, 무선 통신 시스템의 코히런트 간섭 억제를 위한 방법.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 심볼들의 버스트의 상기 필터링의 상기 출력 크기는
    Figure pat00051
    이고,
    여기서
    Figure pat00052
    는 심볼 스트림들의 숫자이고 p 는 상기 기준 심볼들의 추정된 세트의 상기 길이인, 무선 통신 시스템의 코히런트 간섭 억제를 위한 방법.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 간섭 억제 필터는 최대 우도 시퀀스 추정 (MLSE) 을 포함하는, 무선 통신 시스템의 코히런트 간섭 억제를 위한 방법.
  13. 제 1 항에 있어서,
    상기 간섭 억제는 상기 무선 통신 시스템 내의 모바일 디바이스에서 수행되는, 무선 통신 시스템의 코히런트 간섭 억제를 위한 방법.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 간섭 억제는 상기 무선 통신 시스템의 기지국에서 수행되는, 무선 통신 시스템의 코히런트 간섭 억제를 위한 방법.
  15. 수신기로서,
    심볼들의 버스트를 수신하도록 구성된 적어도 하나의 안테나;
    알려진 기준 심볼들의 세트 및 채널 입력 구성에서 상기 수신된 심볼들의 버스트의 서브셋을 이용하여 상기 심볼들의 버스트에 대한 복수의 타이밍 가설들을 발생시키도록 구성된 타이밍 추정기로서,
    상기 복수의 타이밍 가설들을 발생시키는 것은 상기 심볼들의 버스트에서 기준 심볼의 위치를 추정하는 것 및 상기 추정된 위치를 중심으로 한 주변 심볼들로부터 상기 심볼들의 버스트의 상기 서브셋을 선택하는 것을 포함하는, 상기 타이밍 추정기;
    상기 심볼들의 버스트의 상기 서브셋의 각각의 타이밍 가설과 관련된 비용 함수를 최소화하는 것에 기초하여 간섭 억제 필터에 대한 복수의 가중치들을, 각각의 타이밍 가설에 대하여, 계산하도록 구성된 프로세서;
    추정 오차를 결정하도록 상기 알려진 기준 심볼들의 알려진 세트와 기준 심볼들의 추정된 세트를 비교함으로써 각각의 타이밍 가설에 대한 상기 추정 오차를 계산하기 위하여, 대응하는 상기 복수의 가중치들을 이용하여 상기 심볼들의 버스트를, 각각의 타이밍 가설에 대하여, 필터링하도록 구성된 간섭 억제 필터로서,
    상기 복수의 가중치들의 크기는 상기 심볼들의 버스트를 수신하는 안테나들의 숫자 및 일정하게 유지되는 상기 심볼들의 버스트의 상기 필터링의 출력 크기에 따라 선형적으로 증가하는, 상기 간섭 억제 필터;
    상기 결정된 추정 오차에 기초하여 선택 기준에 대응하는 상기 복수의 타이밍 가설들 가운데 하나를 선택하도록 더 구성된 상기 프로세서;
    상기 선택된 상기 복수의 타이밍 가설들 가운데 하나에 기초하여 상기 필터링된 심볼들의 버스트를 균등화하도록 구성된 균등기 (equalizer); 및
    상기 선택된 상기 복수의 타이밍 가설들 가운데 하나에 기초하여 상기 필터링된 심볼들의 버스트를 디코딩하도록 구성된 디코더를 포함하는, 수신기.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 비용 함수를 최소화하는 것은 채널 추정을 수행하는 것을 배제하는, 수신기.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 비용 함수는
    Figure pat00053
    를 계산하는 것을 포함하고,
    여기서 [X] 는 상기 심볼들의 버스트의 시공간적 샘플들의 매트릭스이고, S 는 미드앰블 (midamble) 시퀀스인, 수신기.
  18. 제 15 항에 있어서,
    상기 선택 기준은 미드앰블 추정 오차를 포함하는, 수신기.
  19. 제 15 항에 있어서,
    상기 복수의 타이밍 가설들을 발생시키는 것은,
    상기 심볼들의 버스트에서 제 1 미드앰블 심볼의 위치를 추정하는 것 및 상기 추정된 위치를 중심으로 한 주변 심볼들로부터 상기 심볼들의 버스트의 상기 서브셋을 선택하는 것을 포함하는, 수신기.
  20. 제 15 항에 있어서,
    상기 각각의 타이밍 가설들에 대한 상기 복수의 가중치들은,
    Figure pat00054

    를 해석함으로써 계산되고,
    여기서
    Figure pat00055
    는 상기 심볼들의 서브셋의 추정에 대응하는 벡터이고, [X] 는 상기 심볼들의 버스트의 시공간적 샘플들의 매트릭스이고, [X]T 는 [X] 의 전치행렬인, 수신기.
  21. 제 15 항에 있어서,
    상기 간섭 억제 필터는 단일 안테나 간섭 제거 (SAIC) 필터를 포함하는, 수신기.
  22. 제 15 항에 있어서,
    상기 간섭 억제 필터는 듀얼 안테나 간섭 제거 (DAIC) 필터를 포함하는, 수신기.
  23. 제 15 항에 있어서,
    상기 복수의 가중치들의 상기 크기는
    Figure pat00056
    의 차원을 갖고,
    여기서
    Figure pat00057
    는 심볼 스트림들의 숫자이고, M은 상기 수신된 심볼들의 서브셋의 공간적 길이이며, L 은 상기 수신된 심볼들의 서브셋의 시간적 길이인, 수신기.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 심볼 간섭 억제 필터는 최대 우도 시퀀스 추정 (MLSE) 을 포함하는, 수신기.
  25. 제 15 항에 있어서,
    상기 심볼들의 버스트의 상기 필터링의 상기 출력 크기는
    Figure pat00058
    이고,
    여기서
    Figure pat00059
    는 심볼 스트림들의 숫자이고 p 는 상기 기준 심볼들의 추정된 세트의 상기 길이인, 수신기.
  26. 제 25 항에 있어서,
    상기 간섭 억제 필터는 최대 우도 시퀀스 추정 (MLSE) 을 포함하는, 수신기.
  27. 제 15 항에 있어서,
    상기 수신기는 모바일 디바이스에 위치된, 수신기.
  28. 제 15 항에 있어서,
    상기 수신기는 기지국에 위치된, 수신기.
  29. 수신기로서,
    심볼들의 버스트를 수신하기 위한 수단;
    알려진 기준 심볼들의 세트 및 채널 입력 구성에서 상기 수신된 심볼들의 버스트의 서브셋을 이용하여 상기 심볼들의 버스트에 대한 복수의 타이밍 가설들을 발생시키기 위한 수단으로서,
    상기 복수의 타이밍 가설들을 발생시키는 것은 상기 심볼들의 버스트에서 기준 심볼의 위치를 추정하는 것 및 상기 추정된 위치를 중심으로 한 주변 심볼들로부터 상기 심볼들의 버스트의 상기 서브셋을 선택하는 것을 포함하는, 상기 타이밍 가설들을 발생시키기 위한 수단;
    상기 심볼들의 버스트의 상기 서브셋의 각각의 타이밍 가설과 관련된 비용 함수를 최소화하는 것에 기초하여 간섭 억제 필터에 대한 복수의 가중치들을, 각각의 타이밍 가설에 대하여, 계산하기 위한 수단;
    추정 오차를 결정하도록 상기 알려진 기준 심볼들의 알려진 세트와 기준 심볼들의 추정된 세트를 비교함으로써 각각의 타이밍 가설에 대한 상기 추정 오차를 계산하기 위하여, 대응하는 상기 복수의 가중치들을 이용하여 상기 심볼들의 버스트를, 각각의 타이밍 가설에 대하여, 필터링하도록 구성된 간섭 억제 수단으로서,
    상기 복수의 가중치들의 크기는 상기 심볼들의 버스트를 수신하는 안테나들의 숫자 및 일정하게 유지되는 상기 심볼들의 버스트의 상기 필터링의 출력 크기에 따라 선형적으로 증가하는, 상기 간섭 억제 수단;
    상기 결정된 추정 오차에 기초하여 선택 기준에 대응하는 상기 복수의 타이밍 가설들 가운데 하나를 선택하기 위한 수단;
    상기 선택된 상기 복수의 타이밍 가설들 가운데 하나에 기초하여 상기 필터링된 심볼들의 버스트를 균등화하기 위한 수단; 및
    상기 선택된 상기 복수의 타이밍 가설들 가운데 하나에 기초하여 상기 필터링된 심볼들의 버스트를 디코딩하기 위한 수단을 포함하는, 수신기.
  30. 제 29 항에 있어서,
    상기 비용 함수를 최소화하는 것은 채널 추정을 수행하는 것을 배제하는, 수신기.
  31. 제 30 항에 있어서,
    상기 비용 함수는
    Figure pat00060

    를 계산하는 것을 포함하고,
    여기서 [X] 는 상기 심볼들의 버스트의 시공간적 샘플들의 매트릭스이고, S 는 미드앰블 (midamble) 시퀀스인, 수신기.
  32. 제 29 항에 있어서,
    상기 선택 기준은 미드앰블 추정 오차를 포함하는, 수신기.
  33. 제 29 항에 있어서,
    상기 복수의 타이밍 가설들을 발생시키는 것은,
    상기 심볼들의 버스트에서 제 1 미드앰블 심볼의 위치를 추정하는 것 및 상기 추정된 위치를 중심으로 한 주변 심볼들로부터 상기 심볼들의 버스트의 상기 서브셋을 선택하는 것을 포함하는, 수신기.
  34. 제 29 항에 있어서,
    상기 각각의 타이밍 가설들에 대한 상기 복수의 가중치들은,
    Figure pat00061

    를 해석함으로써 계산되고,
    여기서
    Figure pat00062
    는 상기 심볼들의 서브셋의 추정에 대응하는 벡터이고, [X] 는 상기 심볼들의 버스트의 시공간적 샘플들의 매트릭스이고, [X]T 는 [X] 의 전치행렬인, 수신기.
  35. 제 29 항에 있어서,
    상기 간섭 억제 수단은 단일 안테나 간섭 제거 (SAIC) 필터를 포함하는, 수신기.
  36. 제 29 항에 있어서,
    상기 간섭 억제 수단은 듀얼 안테나 간섭 제거 (DAIC) 필터를 포함하는, 수신기.
  37. 제 29 항에 있어서,
    상기 복수의 가중치들의 상기 크기는
    Figure pat00063
    의 차원을 갖고,
    여기서
    Figure pat00064
    는 심볼 스트림들의 숫자이고, M은 상기 수신된 심볼들의 서브셋의 공간적 길이이며, L 은 상기 수신된 심볼들의 서브셋의 시간적 길이인, 수신기.
  38. 제 37 항에 있어서,
    상기 심볼 간섭 억제 수단은 최대 우도 시퀀스 추정 (MLSE) 을 포함하는, 수신기.
  39. 제 29 항에 있어서,
    상기 심볼들의 버스트의 상기 필터링의 상기 출력 크기는
    Figure pat00065
    이고,
    여기서
    Figure pat00066
    는 심볼 스트림들의 숫자이고 p 는 상기 기준 심볼들의 추정된 세트의 상기 길이인, 수신기.
  40. 제 39 항에 있어서,
    상기 간섭 억제 수단은 최대 우도 시퀀스 추정 (MLSE) 을 포함하는, 수신기.
  41. 제 29 항에 있어서,
    상기 수신기는 모바일 디바이스에 위치된, 수신기.
  42. 제 29 항에 있어서,
    상기 수신기는 기지국에 위치된, 수신기.
  43. 시스템으로서,
    심볼들의 버스트를 수신하도록 구성된 적어도 하나의 안테나로의 인터페이스;
    상기 인터페이스를 통해 상기 적어도 하나의 안테나와 통신하도록 구성된 프로세서를 포함하고,
    상기 프로세서는,
    알려진 기준 심볼들의 세트 및 채널 입력 구성에서 상기 수신된 심볼들의 버스트의 서브셋을 이용하여 상기 심볼들의 버스트에 대한 복수의 타이밍 가설들을 발생시키도록 구성되고;
    상기 심볼들의 버스트의 상기 서브셋의 각각의 타이밍 가설과 관련된 비용 함수를 최소화하는 것에 기초하여 간섭 억제 필터에 대한 복수의 가중치들을, 각각의 타이밍 가설에 대하여, 계산하도록 구성되고;
    상기 복수의 타이밍 가설들을 발생시키는 것은 상기 심볼들의 버스트에서 기준 심볼의 위치를 추정하는 것 및 상기 추정된 위치를 중심으로 한 주변 심볼들로부터 상기 심볼들의 버스트의 상기 서브셋을 선택하는 것을 포함하고;
    추정 오차를 결정하도록 상기 알려진 기준 심볼들의 알려진 세트와 기준 심볼들의 추정된 세트를 비교함으로써 각각의 타이밍 가설에 대한 상기 추정 오차를 계산하기 위하여, 대응하는 상기 복수의 가중치들을 이용하여 상기 심볼들의 버스트를 필터링하도록 구성되고;
    상기 복수의 가중치들의 크기는 상기 심볼들의 버스트를 수신하는 안테나들의 숫자 및 일정하게 유지되는 상기 심볼들의 버스트의 상기 필터링의 출력 크기에 따라 선형적으로 증가하고;
    상기 결정된 추정 오차에 기초하여 선택 기준에 대응하는 상기 복수의 타이밍 가설들 가운데 하나를 선택하도록 구성되고;
    상기 선택된 상기 복수의 타이밍 가설들 가운데 하나에 기초하여 상기 필터링된 심볼들의 버스트를 균등화하도록 구성되며;
    상기 선택된 상기 복수의 타이밍 가설들 가운데 하나에 기초하여 상기 필터링된 심볼들의 버스트를 디코딩하도록 구성된, 시스템.
  44. 제 43 항에 있어서,
    상기 비용 함수를 최소화하는 것은 채널 추정을 수행하는 것을 배제하는, 시스템.
  45. 제 44 항에 있어서,
    상기 비용 함수는
    Figure pat00067
    를 계산하는 것을 포함하고,
    여기서 [X] 는 상기 심볼들의 버스트의 시공간적 샘플들의 매트릭스이고, S 는 미드앰블 시퀀스인, 시스템.
  46. 제 43 항에 있어서,
    상기 선택 기준은 미드앰블 추정 오차를 포함하는, 시스템.
  47. 제 43 항에 있어서,
    상기 복수의 타이밍 가설들을 발생시키는 것은,
    상기 심볼들의 버스트에서 제 1 미드앰블 심볼의 위치를 추정하는 것 및 상기 추정된 위치를 중심으로 한 주변 심볼들로부터 상기 심볼들의 버스트의 상기 서브셋을 선택하는 것을 포함하는, 시스템.
  48. 제 43 항에 있어서,
    상기 각각의 타이밍 가설들에 대한 상기 복수의 가중치들은,
    Figure pat00068

    를 해석함으로써 계산되고,
    여기서
    Figure pat00069
    는 상기 심볼들의 서브셋의 추정에 대응하는 벡터이고, [X] 는 상기 심볼들의 버스트의 시공간적 샘플들의 매트릭스이고, [X]T 는 [X] 의 전치행렬인, 시스템.
  49. 제 43 항에 있어서,
    상기 간섭 억제 필터링 프로세스는 단일 안테나 간섭 제거 (SAIC) 필터링 프로세스를 포함하는, 시스템.
  50. 제 43 항에 있어서,
    상기 간섭 억제 필터링 프로세스는 듀얼 안테나 간섭 제거 (DAIC) 필터링 프로세스를 포함하는, 시스템.
  51. 제 43 항에 있어서,
    상기 복수의 가중치들의 상기 크기는
    Figure pat00070
    의 차원을 갖고,
    여기서
    Figure pat00071
    는 심볼 스트림들의 숫자이고, M은 상기 수신된 심볼들의 서브셋의 공간적 길이이며, L 은 상기 수신된 심볼들의 서브셋의 시간적 길이인, 시스템.
  52. 제 51 항에 있어서,
    상기 심볼 간섭 억제 필터링 프로세스는 최대 우도 시퀀스 추정 (MLSE) 프로세스를 포함하는, 시스템.
  53. 제 43 항에 있어서,
    상기 심볼들의 버스트의 상기 필터링의 상기 출력 크기는
    Figure pat00072
    이고,
    여기서
    Figure pat00073
    는 심볼 스트림들의 숫자이고 p 는 상기 기준 심볼들의 추정된 세트의 상기 길이인, 시스템.
  54. 제 53 항에 있어서,
    상기 간섭 억제 필터링 프로세스는 최대 우도 시퀀스 추정 (MLSE) 프로세스를 포함하는, 시스템.
  55. 제 43 항에 있어서,
    상기 시스템은 모바일 디바이스에 위치된, 시스템.
  56. 제 43 항에 있어서,
    상기 시스템은 기지국에 위치된, 시스템.
  57. 제 43 항에 있어서,
    상기 프로세서는 범용 프로그램가능 프로세서를 포함하는, 시스템.
  58. 제 43 항에 있어서,
    상기 프로세서는 주문형 반도체 (ASIC) 를 포함하는, 시스템.
  59. 무선 통신 시스템의 간섭을 억제하기 위한 명령들을 포함하는 컴퓨터 판독가능 매체로서,
    상기 명령들은,
    심볼들의 버스트를 수신하는 코드;
    알려진 기준 심볼들의 세트 및 채널 입력 구성에서 상기 수신된 심볼들의 버스트의 서브셋을 이용하여 상기 심볼들의 버스트에 대한 복수의 타이밍 가설들을 발생시키는 코드로서,
    상기 복수의 타이밍 가설들을 발생시키는 것은 상기 심볼들의 버스트에서 기준 심볼의 위치를 추정하는 것 및 상기 추정된 위치를 중심으로 한 주변 심볼들로부터 상기 심볼들의 버스트의 상기 서브셋을 선택하는 것을 포함하는, 상기 타이밍 가설들을 발생시키는 코드;
    각각의 타이밍 가설에 대하여:
    상기 심볼들의 버스트의 상기 서브셋의 각각의 타이밍 가설과 관련된 비용 함수를 최소화하는 것에 기초하여 간섭 억제 필터에 대한 복수의 가중치들을 계산하는 코드;
    추정 오차를 결정하도록 상기 알려진 기준 심볼들의 알려진 세트와 기준 심볼들의 추정된 세트를 비교함으로써 각각의 타이밍 가설에 대한 상기 추정 오차를 계산하기 위하여, 대응하는 상기 복수의 가중치들을 이용하여 상기 심볼들의 버스트를 필터링하는 코드로서,
    상기 복수의 가중치들의 크기는 상기 심볼들의 버스트를 수신하는 안테나들의 숫자 및 일정하게 유지되는 상기 심볼들의 버스트의 상기 필터링의 출력 크기에 따라 선형적으로 증가하는, 상기 필터링하는 코드;
    상기 결정된 추정 오차에 기초하여 선택 기준에 대응하는 상기 복수의 타이밍 가설들 가운데 하나를 선택하는 코드;
    상기 선택된 상기 복수의 타이밍 가설들 가운데 하나에 기초하여 상기 필터링된 심볼들의 버스트를 균등화하는 코드; 및
    상기 선택된 상기 복수의 타이밍 가설들 가운데 하나에 기초하여 상기 필터링된 심볼들의 버스트를 디코딩하는 코드를 포함하는, 컴퓨터 판독가능 매체.
  60. 제 59 항에 있어서,
    상기 비용 함수를 최소화하는 것은 채널 추정을 수행하는 것을 배제하는, 컴퓨터 판독가능 매체.
  61. 제 60 항에 있어서,
    상기 비용 함수는
    Figure pat00074

    를 계산하는 것을 포함하고,
    여기서 [X] 는 상기 심볼들의 버스트의 시공간적 샘플들의 매트릭스이고, S 는 미드앰블 (midamble) 시퀀스인, 컴퓨터 판독가능 매체.
  62. 제 59 항에 있어서,
    상기 선택 기준은 미드앰블 추정 오차를 포함하는, 컴퓨터 판독가능 매체.
  63. 제 59 항에 있어서,
    상기 복수의 타이밍 가설들을 발생시키는 것은,
    상기 심볼들의 버스트에서 제 1 미드앰블 심볼의 위치를 추정하는 것 및 상기 추정된 위치를 중심으로 한 주변 심볼들로부터 상기 심볼들의 버스트의 상기 서브셋을 선택하는 것을 포함하는, 컴퓨터 판독가능 매체.
  64. 제 59 항에 있어서,
    상기 각각의 타이밍 가설들에 대한 상기 복수의 가중치들은,
    Figure pat00075

    를 해석함으로써 계산되고,
    여기서
    Figure pat00076
    는 상기 심볼들의 서브셋의 추정에 대응하는 벡터이고, [X] 는 상기 심볼들의 버스트의 시공간적 샘플들의 매트릭스이고, [X]T 는 [X] 의 전치행렬인, 컴퓨터 판독가능 매체.
  65. 제 59 항에 있어서,
    상기 간섭 억제 필터는 단일 안테나 간섭 제거 (SAIC) 필터를 포함하는, 컴퓨터 판독가능 매체.
  66. 제 59 항에 있어서,
    상기 간섭 억제 필터는 듀얼 안테나 간섭 제거 (DAIC) 필터를 포함하는, 컴퓨터 판독가능 매체.
  67. 제 59 항에 있어서,
    상기 복수의 가중치들의 상기 크기는
    Figure pat00077
    의 차원을 갖고,
    여기서
    Figure pat00078
    는 심볼 스트림들의 숫자이고, M은 상기 수신된 심볼들의 서브셋의 공간적 길이이며, L 은 상기 수신된 심볼들의 서브셋의 시간적 길이인, 컴퓨터 판독가능 매체.
  68. 제 67 항에 있어서,
    상기 심볼 간섭 억제 필터는 최대 우도 시퀀스 추정 (MLSE) 을 포함하는, 컴퓨터 판독가능 매체.
  69. 제 59 항에 있어서,
    상기 심볼들의 버스트의 상기 필터링의 상기 출력 크기는
    Figure pat00079
    이고,
    여기서
    Figure pat00080
    는 심볼 스트림들의 숫자이고 p 는 상기 기준 심볼들의 추정된 세트의 상기 길이인, 컴퓨터 판독가능 매체.
  70. 제 69 항에 있어서,
    상기 간섭 억제 필터는 최대 우도 시퀀스 추정 (MLSE) 을 포함하는, 컴퓨터 판독가능 매체.
  71. 제 59 항에 있어서,
    상기 간섭 억제는 상기 무선 통신 시스템의 모바일 디바이스에서 수행되는, 컴퓨터 판독가능 매체.
  72. 제 59 항에 있어서,
    상기 간섭 억제는 상기 무선 통신 시스템의 기지국에서 수행되는, 컴퓨터 판독가능 매체.
  73. 제 59 항에 있어서,
    상기 명령들은 상기 심볼들의 버스트의 추가적인 서브셋에 대한 최적 버스트 타이밍을 획득하기 위한 기준으로써 상기 균등화의 출력을 피드백하기 위한 코드를 더 포함하는, 컴퓨터 판독가능 매체.
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Families Citing this family (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9071344B2 (en) 2005-08-22 2015-06-30 Qualcomm Incorporated Reverse link interference cancellation
US8611305B2 (en) 2005-08-22 2013-12-17 Qualcomm Incorporated Interference cancellation for wireless communications
US7933256B2 (en) * 2008-02-27 2011-04-26 Qualcomm Incorporated Coherent single antenna interference cancellation for GSM/GPRS/EDGE
US20100046660A1 (en) 2008-05-13 2010-02-25 Qualcomm Incorporated Interference cancellation under non-stationary conditions
US8995417B2 (en) * 2008-06-09 2015-03-31 Qualcomm Incorporated Increasing capacity in wireless communication
US9277487B2 (en) 2008-08-01 2016-03-01 Qualcomm Incorporated Cell detection with interference cancellation
US9237515B2 (en) * 2008-08-01 2016-01-12 Qualcomm Incorporated Successive detection and cancellation for cell pilot detection
US8503591B2 (en) * 2008-08-19 2013-08-06 Qualcomm Incorporated Enhanced geran receiver using channel input beamforming
US8509293B2 (en) * 2008-08-19 2013-08-13 Qualcomm Incorporated Semi-coherent timing propagation for GERAN multislot configurations
US20100097955A1 (en) * 2008-10-16 2010-04-22 Qualcomm Incorporated Rate determination
US8767683B2 (en) * 2009-04-17 2014-07-01 Marvell World Trade Ltd. Segmented beamforming
US9160577B2 (en) * 2009-04-30 2015-10-13 Qualcomm Incorporated Hybrid SAIC receiver
US8787509B2 (en) * 2009-06-04 2014-07-22 Qualcomm Incorporated Iterative interference cancellation receiver
US8831149B2 (en) * 2009-09-03 2014-09-09 Qualcomm Incorporated Symbol estimation methods and apparatuses
US8619928B2 (en) * 2009-09-03 2013-12-31 Qualcomm Incorporated Multi-stage interference suppression
WO2011063568A1 (en) 2009-11-27 2011-06-03 Qualcomm Incorporated Increasing capacity in wireless communications
EP2505017B1 (en) 2009-11-27 2018-10-31 Qualcomm Incorporated Increasing capacity in wireless communications
US8576743B2 (en) * 2010-12-28 2013-11-05 Qualcomm Incorporated Apparatus and methods for estimating an unknown frequency error of a tone signal
CN103918206B (zh) * 2011-11-08 2018-09-21 马维尔国际贸易有限公司 用于缓解已知干扰的方法和装置
US8811546B2 (en) * 2012-06-08 2014-08-19 Rockwell Collins, Inc. Adaptive reference symbol method and apparatus for a receiver
US9628212B2 (en) * 2013-03-14 2017-04-18 Fujitsu Limited Signal timing in device-to-device communication
US9184775B2 (en) * 2013-07-03 2015-11-10 Raytheon Company Methods and apparatus for adaptive nonlinear coincident interference cancellation
US8922401B1 (en) 2013-09-25 2014-12-30 Raytheon Company Methods and apparatus for interference canceling data conversion
WO2015113183A1 (en) * 2014-01-29 2015-08-06 Intel IP Corporation Information processing in mobile devices
US20160043824A1 (en) * 2014-08-11 2016-02-11 Qualcomm Incorporated Segmented data-aided frequency estimation in td-scdma
DK3198954T3 (da) * 2014-09-24 2020-05-04 Guangdong Oppo Mobile Telecommunications Corp Ltd Fremgangsmåde og trådløs kommunikationsindretning til estimering af frekvensforskydning for et modtaget signal
CN106487723B (zh) * 2015-08-31 2020-02-21 联芯科技有限公司 适用于单天线干扰消除技术的信道估计方法和装置
WO2022039639A1 (en) * 2020-08-18 2022-02-24 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods and arrangements for supporting estimation of latency over a communication path in a communication network

Family Cites Families (151)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US396403A (en) * 1889-01-22 jacquemier
US1569399A (en) * 1926-01-12 Gbating ob slicing machine
US969608A (en) * 1908-12-14 1910-09-06 Westinghouse Electric & Mfg Co Dynamo-electric machine.
US1411693A (en) * 1919-06-16 1922-04-04 Weber Engine Company Muffling-breather-valve attachment
US1347611A (en) * 1919-08-02 1920-07-27 Walter J Blenko Support for fire-extinguishers
US1404047A (en) * 1919-10-03 1922-01-17 Nichols Henry Wheel
US1681775A (en) * 1926-06-22 1928-08-21 Frank Z Mathieu Cooling and filling cap for radiators
US1736101A (en) * 1926-09-16 1929-11-19 Walter B Stone Storage-battery separator and retainer
US1699194A (en) * 1927-02-24 1929-01-15 Junkers Hugo Liquid-fuel pump
US1699195A (en) * 1928-03-01 1929-01-15 Clarence M Knapp Rail anchor
US1928138A (en) * 1930-02-28 1933-09-26 Cutler Hammer Inc Motor controller
US1906862A (en) * 1931-08-17 1933-05-02 Mullins Mfg Corp Wringer
US2067444A (en) * 1932-05-05 1937-01-12 Gewertz Charles M Son Electrical network
US2211531A (en) * 1938-11-04 1940-08-13 Solvay Process Co Decomposition of nitrosyl chloride
US2233033A (en) * 1939-05-01 1941-02-25 Floyd W Robison Process of treating coffee
US2319307A (en) * 1941-07-05 1943-05-18 Michael S Striker Process of preventing curling of the edges of knitted fabrics
US2280329A (en) * 1941-08-25 1942-04-21 Osgood Company Excavator
US3047124A (en) * 1960-05-05 1962-07-31 Mandell S Wexler Examining apparatus
US3872408A (en) 1974-05-03 1975-03-18 Lindsay Specialty Prod Ltd Signal directional tap
GB8910255D0 (en) 1989-05-04 1989-06-21 Stc Plc Data stream frame synchronisation
US5267249A (en) * 1991-05-09 1993-11-30 Codex Corporation Device and method for asynchronous cyclic redundancy checking for digital receivers
US6147543A (en) 1996-01-19 2000-11-14 Motorola, Inc. Method and apparatus for selecting from multiple mixers
US5933768A (en) 1997-02-28 1999-08-03 Telefonaktiebolaget L/M Ericsson Receiver apparatus, and associated method, for receiving a receive signal transmitted upon a channel susceptible to interference
FI105306B (fi) 1997-06-10 2000-07-14 Nokia Networks Oy Radiojärjestelmä
FI103618B (fi) 1997-07-04 1999-07-30 Nokia Telecommunications Oy Vastaanotetun signaalin tulkitseminen
DE19733120A1 (de) 1997-07-31 1999-02-18 Siemens Ag Verfahren und Funkstation zur Datenübertragung
US5930366A (en) * 1997-08-29 1999-07-27 Telefonaktiebolaget L M Ericsson Synchronization to a base station and code acquisition within a spread spectrum communication system
US5887035A (en) * 1997-10-31 1999-03-23 Ericsson, Inc. Method for joint equalization and detection of multiple user signals
US20030112370A1 (en) * 2001-12-18 2003-06-19 Chris Long Adaptive expanded information capacity for communications systems
GB2339120B (en) 1998-06-30 2003-03-19 Nec Technologies Channel estimation device for digital telecommunications stations
US6259730B1 (en) * 1998-11-10 2001-07-10 Lucent Technologies, Inc. Transmit diversity and reception equalization for radio links
US6590881B1 (en) * 1998-12-04 2003-07-08 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for providing wireless communication system synchronization
JP3386738B2 (ja) 1999-03-09 2003-03-17 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ フレーム同期回路及びフレームタイミング抽出方法
US6480558B1 (en) 1999-03-17 2002-11-12 Ericsson Inc. Synchronization and cell search methods and apparatus for wireless communications
JP3210915B2 (ja) 1999-06-14 2001-09-25 株式会社ワイ・アール・ピー移動通信基盤技術研究所 直接拡散受信装置
US6765894B1 (en) * 1999-07-05 2004-07-20 Matsushita Electric Industrial Co, Ltd. Communication terminal apparatus and base station apparatus
JP2001257626A (ja) 2000-03-13 2001-09-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd 通信装置および通信方法
JP3573039B2 (ja) * 1999-12-10 2004-10-06 株式会社日立製作所 無線端末位置測定方法およびそれを用いた端末装置、端末位置管理局装置
DE10083959D2 (de) * 1999-12-13 2003-01-16 Peter Kessler Biege- und Haltehilfsmittel für Rohre, Kabel und Leitungen
JP2001267987A (ja) 2000-01-14 2001-09-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd 無線基地局装置及び無線通信方法
JP4316761B2 (ja) * 2000-02-09 2009-08-19 株式会社日立コミュニケーションテクノロジー 移動通信システム及び無線基地局装置
JP3844934B2 (ja) 2000-03-03 2006-11-15 株式会社日立コミュニケーションテクノロジー 基地局装置、移動通信システム及び送信電力制御方法
EP1589456A1 (en) 2000-03-14 2005-10-26 Kabushiki Kaisha Toshiba Mri system center and mri system
EP1681775A3 (en) 2000-03-15 2008-12-03 Interdigital Technology Corporation Multi-user detection using an adaptive combination of joint detection and successive interference cancellation
US6744814B1 (en) * 2000-03-31 2004-06-01 Agere Systems Inc. Method and apparatus for reduced state sequence estimation with tap-selectable decision-feedback
SE517039C2 (sv) * 2000-05-31 2002-04-02 Bjoern Ottersten Anordning och metod för kanalinterferensdämpning
US6907092B1 (en) * 2000-07-14 2005-06-14 Comsys Communication & Signal Processing Ltd. Method of channel order selection and channel estimation in a wireless communication system
JP3522678B2 (ja) 2000-09-27 2004-04-26 松下電器産業株式会社 通信端末装置及び復調方法
CA2323164A1 (en) 2000-10-11 2002-04-11 Ramesh Mantha Method, system and apparatus for improving reception in multiple access communication systems
EP1806890B1 (en) * 2000-11-01 2010-12-15 NTT DoCoMo, Inc. Adaptive equalization apparatus and method
US6985516B1 (en) * 2000-11-27 2006-01-10 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for processing a received signal in a communications system
US6931030B1 (en) * 2000-11-30 2005-08-16 Arraycomm, Inc. Training sequence with a random delay for a radio communications system
US6750818B2 (en) * 2000-12-04 2004-06-15 Tensorcomm, Inc. Method and apparatus to compute the geolocation of a communication device using orthogonal projections
US6865394B2 (en) * 2001-01-31 2005-03-08 Hitachi, Ltd Location detection method, location detection system and location detection program
JP3714910B2 (ja) 2001-02-20 2005-11-09 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ ターボ受信方法及びその受信機
US6470047B1 (en) 2001-02-20 2002-10-22 Comsys Communications Signal Processing Ltd. Apparatus for and method of reducing interference in a communications receiver
EP1255368A1 (en) * 2001-04-30 2002-11-06 Siemens Information and Communication Networks S.p.A. Method to perform link adaptation in enhanced cellular communication systems with several modulation and coding schemes
US6628707B2 (en) * 2001-05-04 2003-09-30 Radiant Networks Plc Adaptive equalizer system for short burst modems and link hopping radio networks
JP3394530B2 (ja) * 2001-08-07 2003-04-07 松下電器産業株式会社 セルサーチ装置およびセルサーチ方法
US7031411B2 (en) 2001-09-19 2006-04-18 Telefonaktiebolaget L.M. Ericsson Methods and apparatus for canceling co-channel interference in a receiving system using spatio-temporal whitening
US7346126B2 (en) 2001-11-28 2008-03-18 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and apparatus for channel estimation using plural channels
KR100426623B1 (ko) * 2001-12-22 2004-04-13 한국전자통신연구원 인접 기지국 파일럿 신호 제거를 위한 이동통신 단말기의복조 장치 및 그 방법
US7092436B2 (en) 2002-01-25 2006-08-15 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Expectation-maximization-based channel estimation and signal detection for wireless communications systems
JP4105567B2 (ja) 2002-03-13 2008-06-25 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ Ｍｉｍｏ受信機及びその受信方法
EP1347611A1 (en) 2002-03-20 2003-09-24 Siemens Information and Communication Networks S.p.A. Data aided frequency synchronisation
US7123663B2 (en) * 2002-06-04 2006-10-17 Agence Spatiale Europeenne Coded digital modulation method for communication system
US7139340B2 (en) * 2002-06-28 2006-11-21 Hitachi, Ltd. Robust OFDM carrier recovery methods and apparatus
JP3972755B2 (ja) * 2002-07-11 2007-09-05 株式会社日立製作所 位置測定方法、およびそれに用いる端末装置およびサーバー
AU2003261194A1 (en) 2002-07-19 2004-02-09 Interdigital Technology Corporation Groupwise successive interference cancellation for block transmission with reception diversity
JP2004112094A (ja) 2002-09-13 2004-04-08 Matsushita Electric Ind Co Ltd 移動局装置及びセルサーチ制御方法
US20040116122A1 (en) * 2002-09-20 2004-06-17 Interdigital Technology Corporation Enhancing reception using intercellular interference cancellation
WO2004028022A1 (en) * 2002-09-23 2004-04-01 Tensorcomm Inc. Method and apparatus for selectively applying interference cancellation in spread spectrum systems
JP4412926B2 (ja) 2002-09-27 2010-02-10 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 適応等化装置及びそのプログラム
GB2394389B (en) 2002-10-15 2005-05-18 Toshiba Res Europ Ltd Equalisation apparatus and methods
CN100438640C (zh) * 2002-12-30 2008-11-26 Nxp股份有限公司 用于tdd无线通信下行同步跟踪的采样方法及其装置
US7783312B2 (en) * 2003-01-23 2010-08-24 Qualcomm Incorporated Data throughput improvement in IS2000 networks via effective F-SCH reduced active set pilot switching
US7627021B2 (en) 2003-01-30 2009-12-01 The Mitre Corporation Interference canceling CDMA mobile station receiver
US7187736B2 (en) * 2003-02-13 2007-03-06 Motorola Inc. Reducing interference in a GSM communication system
US7200172B2 (en) * 2003-02-27 2007-04-03 Nokia Corporation Method and apparatus for determining components of a channel impulse response for use in a SAIC equalizer
US7346103B2 (en) * 2003-03-03 2008-03-18 Interdigital Technology Corporation Multi user detection using equalization and successive interference cancellation
JP4121407B2 (ja) 2003-03-20 2008-07-23 富士通株式会社 Ｏｆｄｍシンボルを復調する受信機
US7295636B2 (en) * 2003-03-28 2007-11-13 Texas Instruments Incorporated Linear single-antenna interference cancellation receiver
US7889804B2 (en) 2003-05-30 2011-02-15 Mohammad Jaber Borran Partially coherent constellations for multiple-antenna systems
US20070063897A1 (en) * 2003-07-31 2007-03-22 Nec Corporation Terminal location specification method and system of the same
JP4247532B2 (ja) 2003-08-20 2009-04-02 国立大学法人東京工業大学 高精度タイミング再生を備えたｍｉｍｏ−ｏｆｄｍ受信方式および受信機
US6944245B2 (en) * 2003-10-17 2005-09-13 Motorola, Inc. Multi-pass interference reduction in a GSM communication system
KR20050040988A (ko) * 2003-10-29 2005-05-04 삼성전자주식회사 주파수도약 직교 주파수 분할 다중화 기반 셀룰러시스템을 위한 통신방법
US7058378B2 (en) * 2003-11-18 2006-06-06 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for automatic frequency correction of a local oscilator with an error signal derived from an angle value of the conjugate product and sum of block correlator outputs
US20050111408A1 (en) * 2003-11-25 2005-05-26 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Selective interference cancellation
US7308056B2 (en) 2004-01-14 2007-12-11 Nokia Corporation Joint channel estimator for synchronous and asynchronous interference suppression in SAIC receiver
KR100547723B1 (ko) * 2004-01-14 2006-01-31 삼성전자주식회사 이동통신시스템에서 인접 셀 경계 인식장치 및 방법
US7298806B1 (en) * 2004-01-15 2007-11-20 Hellosoft Inc. Method and system for data-aided timing offset estimation for frequency selective fading channels
US7565111B2 (en) 2004-02-26 2009-07-21 Texas Instruments Incorporated Single-antenna interference cancellation receiver in time slot communication system
BRPI0418600A (pt) * 2004-03-09 2007-05-02 Thomson Licensing receptor tipo ancinho / equalizador hìbrido para sistemas de espalhamento espectral.
US7450924B1 (en) * 2004-03-25 2008-11-11 At&T Mobility Ii Llc Interference cancellation and receive diversity for single-valued modulation receivers
EP1745621A1 (en) * 2004-03-25 2007-01-24 BenQ Mobile GmbH & Co. OHG Method and communication device for interference cancellation in a cellular tdma communication system
KR100724989B1 (ko) * 2004-04-14 2007-06-04 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 접속 방식을 사용하는 통신시스템에서 전력 제어 장치 및 방법
US20050232174A1 (en) * 2004-04-19 2005-10-20 Texas Instruments Incorporated Linear interference cancellation receiver for edge systems
US7724832B2 (en) 2004-05-27 2010-05-25 Texas Instruments Incorporated MIMO decoding
US7711377B2 (en) 2004-06-10 2010-05-04 Qualcomm Incorporated Efficient paging in a wireless communication system
US7801248B2 (en) * 2004-11-19 2010-09-21 Qualcomm Incorporated Interference suppression with virtual antennas
US7331189B2 (en) * 2004-11-24 2008-02-19 Hoshizaki Denki Kabushiki Kaisha Cooling device
US7764726B2 (en) 2004-12-01 2010-07-27 Qualomm Incorporated Systems, methods, and apparatus for jammer rejection
KR100600817B1 (ko) * 2004-12-09 2006-07-18 한국전자통신연구원 주기적 상관 관계의 특성을 이용한 타이밍 에러 검출 장치및 그 방법
US8422955B2 (en) 2004-12-23 2013-04-16 Qualcomm Incorporated Channel estimation for interference cancellation
US20060146953A1 (en) * 2004-12-30 2006-07-06 Balaji Raghothaman Method and apparatus for estimating transmit weights for multiple antennas
US7330524B2 (en) * 2004-12-30 2008-02-12 Atheros Communications, Inc. Joint synchronization and impairments estimation using known data patterns
US7508864B2 (en) 2005-02-14 2009-03-24 Intel Corporation Apparatus and method of canceling interference
US7706430B2 (en) * 2005-02-25 2010-04-27 Nokia Corporation System, apparatus, and method for adaptive weighted interference cancellation using parallel residue compensation
US7512199B2 (en) 2005-03-01 2009-03-31 Broadcom Corporation Channel estimation method operable to cancel a dominant disturber signal from a received signal
US7529297B2 (en) 2005-03-01 2009-05-05 Broadcom Corporation Equalizer training method using re-encoded bits and known training sequences
CA2598952A1 (en) * 2005-03-09 2006-09-14 Sabeus, Inc. Multivariable control system with state feedback
US7567635B2 (en) * 2005-03-10 2009-07-28 Comsys Communication & Signal Processing Ltd. Single antenna interference suppression in a wireless receiver
US8126066B2 (en) * 2005-06-09 2012-02-28 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Time and frequency channel estimation
WO2007000620A1 (en) * 2005-06-28 2007-01-04 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and device for synchronization and channel estimation in a radio receiver
WO2007029958A1 (en) 2005-09-05 2007-03-15 Electronics And Telecommunications Research Institute Apparatus for generating down link signal, and method and apparatus for cell search in cellular system
KR100767312B1 (ko) * 2005-09-05 2007-10-17 한국전자통신연구원 셀룰러 시스템의 하향 링크 신호 생성 장치와 셀 탐색 방법및 장치
US7724816B2 (en) * 2005-09-13 2010-05-25 Freescale Semiconductor, Inc. Dynamic switching between maximum likelihood sequence estimation (MLSE) and linear equalizer for single antenna interference cancellation (SAIC) in a global system for mobile communications (GSM) system
US20070071145A1 (en) 2005-09-23 2007-03-29 Yona Perets Method and apparatus to correct channel quality indicator estimation
US7929411B2 (en) * 2005-09-28 2011-04-19 Cornell Research Foundation, Inc. Methods and systems for obtaining data from networks of sources
GB2432484B (en) 2005-11-22 2007-12-27 Ipwireless Inc Cellular communication system and method for broadcast communication
US7545893B2 (en) 2005-11-28 2009-06-09 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Single antenna interference cancellation via complement subspace projection in spatial-temporal expansion of noise estimation
US8396141B2 (en) * 2005-11-29 2013-03-12 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Efficient cell selection
US7539272B2 (en) * 2005-11-30 2009-05-26 Freescale Semiconductor, Inc. Frequency error estimation and correction in a SAIC linear equalizer
US20070127608A1 (en) * 2005-12-06 2007-06-07 Jacob Scheim Blind interference mitigation in a digital receiver
US8884972B2 (en) * 2006-05-25 2014-11-11 Qualcomm Incorporated Graphics processor with arithmetic and elementary function units
US7599454B2 (en) 2006-07-24 2009-10-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for symbol alignment in diversity signal reception
US20100016682A1 (en) * 2006-12-21 2010-01-21 Koninklijke Philips Electronics N. V. Patient monitoring system and method
JP4954720B2 (ja) * 2007-01-09 2012-06-20 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 基地局及びユーザ端末並びに受信チャネル品質測定用信号の送信制御方法
US8805369B2 (en) * 2007-03-12 2014-08-12 Nokia Corporation Techniques for reporting and simultaneous transmission mechanism to improve reliability of signaling
US7852915B2 (en) * 2007-03-21 2010-12-14 Freescale Semiconductor, Inc. Adaptive equalizer for communication channels
JP2008278338A (ja) 2007-05-01 2008-11-13 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｍｉｍｏ受信装置
US7961782B2 (en) 2007-06-04 2011-06-14 Infineon Technologies Ag Interference suppression processing unit and a method of suppressing interference in wireless data communication
US7796698B2 (en) 2007-06-04 2010-09-14 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Interference suppression in a multicarrier receiver
US7907685B2 (en) * 2007-08-23 2011-03-15 Freescale Semiconductor, Inc. GMSK-receiver with interference cancellation
US7912113B2 (en) * 2007-10-05 2011-03-22 Motorola Mobility, Inc. Techniques for estimating received signal strength and carrier to interference and noise ratio in OFDM systems
US8059767B2 (en) * 2007-12-12 2011-11-15 Harris Corporation Communications device and related method that detects symbol timing
EP2071786B1 (en) 2007-12-14 2020-12-23 Vodafone Holding GmbH Method and transceiver for data communication
US7933256B2 (en) * 2008-02-27 2011-04-26 Qualcomm Incorporated Coherent single antenna interference cancellation for GSM/GPRS/EDGE
US20100046660A1 (en) 2008-05-13 2010-02-25 Qualcomm Incorporated Interference cancellation under non-stationary conditions
US9277487B2 (en) * 2008-08-01 2016-03-01 Qualcomm Incorporated Cell detection with interference cancellation
US9237515B2 (en) * 2008-08-01 2016-01-12 Qualcomm Incorporated Successive detection and cancellation for cell pilot detection
US8031762B2 (en) * 2008-08-04 2011-10-04 Redpine Signals, Inc. Stream weight estimation and compensation in SIMO/MIMO OFDM receivers
US8503591B2 (en) 2008-08-19 2013-08-06 Qualcomm Incorporated Enhanced geran receiver using channel input beamforming
US8509293B2 (en) * 2008-08-19 2013-08-13 Qualcomm Incorporated Semi-coherent timing propagation for GERAN multislot configurations
CN102123779B (zh) * 2008-08-26 2013-06-05 华为技术有限公司 用于无线通信的系统和方法
US9160577B2 (en) 2009-04-30 2015-10-13 Qualcomm Incorporated Hybrid SAIC receiver
US8787509B2 (en) 2009-06-04 2014-07-22 Qualcomm Incorporated Iterative interference cancellation receiver
US8831149B2 (en) * 2009-09-03 2014-09-09 Qualcomm Incorporated Symbol estimation methods and apparatuses
US8619928B2 (en) * 2009-09-03 2013-12-31 Qualcomm Incorporated Multi-stage interference suppression
US8396440B2 (en) * 2010-06-22 2013-03-12 Qualcomm Incorporated Signal reception method and apparatus for non-stationary channels

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