KR20120051099A - 스위칭 전원용 제어 회로 - Google Patents

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알란 로이 밀러
아일리아 바이스트라이어크
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엠케이에스 인스트루먼츠, 인코포레이티드
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Abstract

스위칭 전원(115)의 제어 회로(200)는 스위칭 전원의 과전류 상태에 반응하여 그 동작점이 안정 상태가 되게 한다. 제어 회로는 스위칭 전원의 부하(102) 전류의 방향과 크기 둘 다를 감지한 다음에, 이 감지된 정보를 이용하여 스위칭 전원의 활성 파워 스위치(104a-104d)를 제어한다. 과전류 상태에서, 감지된 정보가 지연되거나 대량 필터되는 경우, 또는 제어 회로로부터의 스위치 신호가 스위치에 도달하는 것이 지연되는 경우에도, 스위치를 제어하여 부하 전류를 활성적으로 제로가 되게 한다. 스위치 전원의 최종 동작은 이상 부하 상태에 더욱 내성이 있으며 순간 단락 회로나 아크의 존재시 유지된다. 스위칭 전원 하드웨어를 또한 더욱 보호할 수 있다.

Description

스위칭 전원용 제어 회로{CONTROL CIRCUIT FOR SWITCHING POWER SUPPLY}
본 발명은 스위칭 전원을 제어하기 위한 방법 및 시스템에 관한 것이다.
스위칭 전원은 예를 들어, 푸시-풀 컨버터, 하프-브리지 컨버터, 펄스폭 변조 풀-브리지 컨버터, 또는 위상 변조 풀 브리지 컨버터 등의 종래의 회로 토폴로지를 이용하여 구현될 수 있다. 이들 컨버터 회로 각각에서, 부하 전류가 너무 많이 흐르는 경우, 제어 회로는 부하 전류를 제한하도록 컨버터 회로의 하나 이상의 스위치의 상태를 변경하는 것으로 응답하게 된다. 종래의 제어 회로는 부하 전류의 크기만을 감지하고, 너무 많은 것으로 판정되는 경우, 활성 전류 구동 펄스를 종료하거나 컨버터 회로를 함께 차단시킨다.
그러나, 이들 종래의 제어 회로에서는 전류를 감소시키기 위한 부하 전압의 부족으로 인해 펄스 종류 이후에도 고전류 상태가 지속될 수 있으며, 이는 회로 소자는 과열되게 된다. 이것은 점화 이후 플라즈마의 저 임피던스로 인해 플라즈마 형성 상태에서 동일하게 발생한다. 또는 부하의 과전류 상태를 감지한 다음에 컨버터 회로의 스위치의 상태를 변경할 때의 지연이 너무 길 수 있다. 따라서, 많은 컨버터 회로에서, 스위치의 상태는 너무 늦게 변경될 수 있다 (즉, 스위칭 사이클의 다음 반대 극성 부분 동안). 이것은 부하 전류의 정정을 빠르게 하기 보다는 느리게 할 수 있다. 특히, 부하 전류는 제로가 되지 못하고 대신에 몇 스위칭 주기 동안 단일 극성을 계속 갖는다. 이는 파워 전환 프로세스를 중단시키거나 컨버터 회로의 소자를 파괴할 수 있다. 더구나, 최종 부하 전류 파형은 다수의 트랜지스터를 가지고 있어, 스위칭 소자에서의 과도한 방사를 초래할 수 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 스위칭 전원을 제어하기 위한 시스템 및 방법을 제공하는 것이다. 본 발명의 다른 목적은 전원이 정상적인 동작 상태로 빠르게 돌아가도록 제어하기 위한 시스템 및 방법을 제공하는 것이다.
본 발명은 스위칭 전원의 제어 회로에 관한 것이다. 스위칭 전원의 부하 전류의 크기를 감지하는 것에 부가하여, 본 발명의 제어 회로는 부하 전류의 방향을 감지한다. 과전류 상태가 부하에서 발생한다고 판정되면, 제어 회로는 감지된 정보를 이용하여 전원의 스위치의 상태를 부하 전류가 제로가 되도록 세트한다. 다음에 제어 회로는 부하 전류가 제어 회로에 의해 실제로 제로 또는 안정된 동작 값이 되었다고 감지될 때 까지 전원의 스위치의 상태를 유지한다. 이 때, 제어 회로는 전원의 스위치를 정상적인 시퀀스로 다시 구동하기 시작한다.
스위칭 전원에 대한 종래의 제어 회로와 비교하여, 본 발명의 제어 회로는 과전류 상태를 감지할 때의 지연 뿐만 아니라, 전원의 스위치의 상태를 변경할 때의 지연에 대해 더 큰 허용 오차를 갖는다. 예를 들어, 스위칭 기간의 대부분에 대한 지연이 허용된다. 이런 지연이 더 큰 순간 전류 오차를 가져오지만, 그래도 본 발명의 제어 회로는 스위칭 전원에 대해 안정된 동작 상태를 회복하도록 응답한다.
스위칭 주파수가 클수록, 감지 회로는 더 느려지고, 임의의 스위칭 주파수에서 더 느린 스위치 구동 회로가 본 발명의 제어 회로 및 이것이 제어하는 스위칭 전원과 관련하여 이용될 수 있다. 따라서, 저비용의 양호한 성능을 성취할 수 있다.
본 발명은 일 형태에서, 스위칭 전원을 제어하기 위한 시스템에 특성이 있다. 이 시스템은 전원 및 상기 전원에 전기적으로 연결되어 상기 전원으로부터 전기 부하에의 전류 경로를 변경하는 복수의 스위치를 포함한다. 시스템은 또한 상기 부하 전류 크기가 양 및 음의 방향 중 적어도 하나에서의 세트 포인트를 초과했는지의 여부에 기초하여, 상기 전류 경로를 변경하고 부하 전류 크기를 원하는 크기가 되게 하도록 상기 복수의 스위치 중 적어도 하나의 상태를 변경하는 제어 회로를 포함한다.
몇 실시예에서, 복수의 스위치 중 상기 적어도 하나의 상태는 상기 부하 전류 크기가 적어도 하나의 동작 기준을 만족할 때 까지 유지된다. 몇 실시예에서, 복수의 스위치 중 상기 적어도 하나의 상태는 상기 부하 전류 크기가 실질적으로 0일 때 까지 유지된다. 몇 실시예에서, 복수의 스위치 중 상기 적어도 하나의 상태는 상기 부하 전류 크기가 미리 정해진 동작 값 이하일 때 까지 유지된다.
시스템은 또한 부하 전류를 감지하는 센서를 포함한다. 몇 실시예에서, 제어 회로는 집적 회로, 프로세서 요소에서의 프로그램, 프로그래머블 로직 요소, 및 이산 로직과 제어 요소의 세트로 이루어진 그룹에서 선택된 방식으로 구현된다. 몇 실시예에서, 전원은 DC 전원 또는 AC 전원이다. 몇 실시예에서, 스위칭 전원은 DC 전압 또는 AC 전압을 출력한다.
몇 실시예에서, 시스템은 네 개의 스위치를 가지며, 스위치 중 두 개의 스위치의 상태가 전류 경로를 변경하도록 변경된다. 몇 실시예에서, 복수의 스위치는 푸시풀 컨버터, 하프 브리지 컨버터 및 풀 브리지 컨버터로 이루어지는 그룹에서 선택된 스위칭 토폴로지로 구성된다. 상기 시스템은 역방향 전류 흐름으로부터 스위치를 보호하기 위해 상기 복수의 스위치에 대해 배치되는 역극성 다이오드를 포함한다.
몇 실시예에서, 전기 부하는 일차 권선 및 이차 권선 (예를 들어, 토로이덜 플라즈마)에 결합되는 자기 코어를 포함한다. 몇 실시예에서, 양 및 음의 방향 중 적어도 하나에서의 세트 포인트를 초과하는 상기 부하 전류 크기의 부재시, 상기 스위치는 펄스폭 변조, 위상 변조, 또는 펄스 주파수 변조로 제어된다.
본 발명의 다른 형태에서, 스위칭 전원을 제어하기 위한 시스템은 양과 음의 방향 사이에서 교대하는 부하 전류를 공급하는 전원을 포함한다. 시스템은 또한 상기 부하 전류 크기가 상기 양과 음의 방향 중 적어도 하나에서의 세트 포인트를 초과했는지의 여부에 기초하여 상기 전원으로부터 전기 부하로의 전류 흐름 경로를 변경하고 전류 크기를 원하는 값이 되게 하는 제어 회로를 포함한다.
본 발명은 일 형태에서, 스위칭 전원을 제어하기 위한 방법에 관한 것이다. 이 방법은 방향과 음의 방향 사이에서 교번하는 부하 전류의 방향과 크기를 결정하는 단계를 포함한다. 이 방법은 또한 상기 부하 전류 크기가 상기 양과 음의 방향 중 적어도 하나에서의 세트 포인트를 초과했는지를 판정하는 단계를 포함하고, 또한 상기 부하 전류 크기가 상기 양과 음의 방향 중 상기 적어도 하나에서의 세트 포인트를 초과했을 때 상기 부하 전류를 반대 방향이 되도록 하는 단계를 포함한다.
스위칭 전원을 제어하기 위한 방법은 부하 전류를 상기 반대 방향이 되도록 하기 위해 스위칭 전원의 하나 이상의 스위치의 상태를 변경하는 단계를 포함한다. 몇 실시예에서, 부하 전류 크기가 실질적으로 0이 될 때 까지 상기 하나 이상의 스위치의 상태가 유지된다. 특정 실시예에서, 하나 이상의 스위치의 상태는 상기 부하 전류 크기가 미리 정해진 동작 값 이하가 될 때 까지 유지된다. 특정 실시예에서, 부하 전류의 크기와 방향 중 적어도 하나는 전기적 측정으로 결정된다. 부하 전류의 크기와 방향 중 적어도 하나는 유추될 수 있다. 부하 전류의 크기와 방향 중 적어도 하나는 모델, 시뮬레이션 또는 측정 중 적어도 하나의 이용으로 추론될 수 있다. 특정 실시예에서, 이 방법은 또한 파워를 전기 부하에 공급하는 단계를 포함한다. 전기 부하는 일차 권선 및 이차 권선 (예를 드러, 토로이덜 플라즈마)에 연결된 자기 코어를 포함할 수 있다.
다른 형태에서, 본 발명은 전원을 포함하는 스위칭 전원을 제어하기 위한 시스템의 특성을 갖는다. 이 시스템은 또한 부하 전류 크기가 양과 음의 방향 중 적어도 하나의 세트 포인트를 초과했는지의 여부에 기초하여 상기 전원 공급 수단으로부터 전기 부하로의 전류 흐름 경로를 변경하고 전류 크기를 원하는 값이 되게 하기 위한 수단을 포함한다.
다른 형태에서, 본 발명은 스위칭 전원용 제어 회로에 관한 것이다. 스위칭 전원은 양의 방향과 음의 방향 사이에서 교번하는 부하 전류를 갖는다. 제어 회로는 부하 전류의 크기와 방향을 감지하고, 부하 전류가 양의 방향과 음의 방향 중 적어도 하나에서의 세트 한계치를 초과할 때 상태를 설정한다. 부하 전류가 양과 음의 방향 중 하나의 세트 한계치를 초과할 때, 제어 회로는 스위칭 전원의 하나 이상의 스위치의 상태를 변경하여 부하 전류가 반대 방향이 되게 한다. 제어 회로는 부하 전류가 제로가 되거나 안정된 동작 값이 된 것을 감지할 때 까지 변경된 스위치의 상태를 유지한다.
본 발명의 이 형태의 여러 실시예는 다음 특성을 포함한다. 일 실시예에서, 스위칭 전원은 DC-AC 컨버터이다. 선택적으로, DC 출력을 생성하고 DC-DC 컨버터를 실현하기 위해서, DC-AC 컨버터의 출력은 정류기 및 예를 들어, 필터를 통과한다. 다른 실시예에서, 스위칭 전원은 AC-AC 컨버터이다. 스위칭 전원은 푸시풀 컨버터, 하프 브리지 컨버터, 또는 풀 브리지 컨버터의 스위치 토폴로지를 가질 수 있다. 다른 실시예에서, 스위칭 전원은 펄스폭 변조 컨버터이다. 다르게, 스위칭 전원은 위상 변조 컨버터이다.
또 다른 실시예에서, 스위칭 전원에서의 스위치는 역극성 다이오드를 포함한다. 대안적으로, 스위치는 역방향 전류 흐름에 대해 활성 제어된다. 스위치는 금속 산화물 반도체 전계 트랜지스터, 바이폴라 트랜지스터, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터, 실리콘 제어 정류기, 또는 그 외 게이트 제어 스위치 장치일 수 있다.
일 실시예에서, 제어 회로는 부하 전류 크기 및/또는 방향을 직접 측정한다. 다른 실시예에서, 부하 전류 크기 및/또는 방향은 모델, 실시간 시뮬레이션으로부터의 제어 회로에 의해, 또는 부하 전류 이외의 감지된 변수를 이용하여 유추될 수 있다. 제어 회로는 스위칭 전원의 주요 제어 기구의 일부로 구현될 수 있다. 다르게, 제어 회로는 스위칭 전원의 주요 제어 기구와는 별개인 보호 기구로 구현된다. 제어 회로는 집적 회로로, 이산 로직 및 제어 요소의 세트로, 프로그래머블 로직 요소로, 또는 프로세서 요소의 프로그램으로 구현될 수 있다. 더구나, 제어 회로는 토로이덜 플라즈마원 및 그 외 유형의 플라즈마 부하를 포함하는 각종 장치 의 제어에 적용될 수 있다.
본 발명의 상기 및 그 외 목적, 특성 및 장점 뿐만 아니라, 본 발명 자체는 반드시 축약될 필요가 없는 첨부한 도면과 함께 읽으면 다음의 설명으로부터 더욱 잘 이해될 것이다.
도 1은 예시의 스위칭 전원의 회로도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 스위칭 전원의 제어 회로와 함께 예시의 스위칭 전원의 회로도이다.
도 1은 예시의 스위칭 전원을 도시한다. 더욱 특히, 도 1은 풀 브리지 컨버터 회로(100)를 도시한다. 여기에서 설명되는 바와 같이, 풀 브리지 컨버터 회로(100)는 고주파수 응용에 일반적인 위상 변조 풀 브리지 컨버터 회로(100)이다. 위상 변조 풀 브리지 컨버터 회로(100)는 부하 전류(102)가 제어될 수 있으며, 과전류 상태의 경우 본 발명에 따른 제어 회로(200) (도 2 참조)에 의해 신속하게 정정될 수 있는 예시의 스위치 전원이다. 그러나, 제어 회로(200)는 적당히 정정되는 것으로 예를 들어, 푸시 풀 컨버터, 하프 브리지 컨버터, 또는 펄스폭 변조 풀 브리지 컨버터 등의 다른 컨버터 회로의 부하 전류를 제어 및/또는 정정하는 데에 또한 이용될 수 있다는 것이 이해되어야 한다.
도 1에서 나타낸 바와 같이, 풀 브리지 컨버터 회로(100)는 제1, 제2, 제3 및 제4 스위치(104a, 104b, 104c, 및 104d, 일반적으로 104)를 포함한다. 풀 브리지 컨버터 회로(100)는 또한 전원(106) (예를 들어, DC 전원) 및 부하(108)를 포함한다. 이 실시예에서, 부하 전류(102)는 제4 스위치(104d)로부터 부하(108)를 통해 제1 스위치(104a)로 흐를 때 양의 값이 되고, 제2 스위치(104b)로부터 부하(108)를 통해 제3 스위치(104c)로 흐를 때 음의 값이 된다고 생각된다. 스위치(104)는 예를 들어, 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터, 바이폴라 트랜지스터, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터, 실리콘 제어 정류기, 또는 그 외 게이트 제어 스위치 장치일 수 있다. 일 실시예에서, 스위치(104)는 병렬 다이오드를 갖는다. 다른 실시예에서, 스위치(104)는 역방향 전류 흐름으로 활성 제어된다.
정상 동작시 (즉, 과전류 상태가 아닐 때), 부하 전류(102)가 음의 값이면, 제2 및 제3 스위치(104b, 104c)는 개방이고 제1 및 제4 스위치(104a, 104d)는 밀폐로, 원하는 레벨에 이를 때까지 부하 전류(102)가 양의 값이 되게 한다. 제4 스위치(104d)는 개방이고 제3 스위치(104c)는 밀폐이면, 부하(108) 양단에 제로 볼트가 인가되어 부하 전류(102)는 서서히 감소한다. 다음 반 주기에서, 제1 스위치(104a)는 개방되고 제2 스위치(104b)는 밀폐되어 부하(108) 양단에 음의 값을 인가하고 부하 전류(102)가 음의 값이 되게 한다. 부하 전류(102)가 원하는 음의 렙레에 이르면, 제3 스위치(104c)는 개방되고 제4 스위치(104d)는 밀폐되어, 부하(108) 양단에 제로 볼트를 인가한다. 다음 반 주기의 시작시, 제2 스위치(104b)는 개방되고 제1 스위치(104a)는 밀폐되어, 부하 전류(102)가 양의 값이 되게 하고 스위치 시퀀스를 다시 한번 시작한다.
종래의 제어 회로에서는, 예를 들어, 밀폐된 제1 및 제4 스위치(104a, 104d)에 의해 초래된 양의 과전류 상태의 감지가 제2 및 제3 스위치(104b, 104c)가 밀폐될 때 까지 지연되거나 연장되는 경우 문제가 발생한다. 종래의 제어 회로는 부하 전류(102)의 크기만을 측정하고 그 방향은 측정하지 않기 때문에, 이런 경우 제3 스위치(104c)를 개방하고 제4 스위치(104d)를 밀폐하는 것으로 작용하게 된다. 따라서, 제로 볼트가 부하(108) 양단에 인가되어, 부하 전류(102)가 활성적 및 급속도로 제로가 되지 않고 서서히 제로로 감소되게 한다. 다음 반주기가 시작되면, 제2 스위치(104b)는 개방되고 제1 스위치(104a)는 밀폐된다. 부하 전류(120)가 이 반주기의 시작으로 제로가 되지 않으면, 제4 스위치(104d)가 밀폐되어, 부하 전류(102)는 더 커지고, 이는 이상 상태를 더 악화시킨다. 과전류 상태는 스스로 정정되지 않기 때문에, 이상 부하 전류(102)가 지속되고, 다수의 동작 주기 동안 계속 증가할 수 있으며, 이는 예를들어, 풀 브리지 컨버터 회로(100)의 셧다운이나 그 스위치(104)의 손상을 초래한다.
저속 또는 진성 다이오드가 스위치(104)의 일부로 이용되면, 상승된 부하 전류(102)는 스위치(104)의 변이를 초래하고 스위칭 장치의 이상을 초래할 수 있다. 더구나, 스위치(104)는 주기 동안 한번 이상 상태를 변경하도록 명령받아, 스위치(104)의 분산 증가를 초래한다.
도 2는 도 1의 풀 브리지 컨버터 회로 토폴로지를 구현하는 솔리드 스위칭 전원(115)의 일 실시예를 도시한다. 도 2에서 나타낸 바와 같이, 본 발명에 따른 제어 회로(200)는 스위칭 전원(115)의 스위치(104)를 제어하는 데에 이용된다.
일 실시예에서, 도시된 바와 같이, 스위칭 전원(115)은 변압기의 일차 권선(120)을 구동하는 데에 이용된다. 스위치(104)의 출력은 일차 권선(120)과 자기 코어(122)에 의해 이차 권선(124)에 연결된다. 이차 권선(124)은 예를 들어, 미국 특허 번호 6,150,628 및 미국 특허 번호 6,552,296에 기재된 토로이덜 플라즈마일 수 있으며, 이의 전체 설명이 참조로 여기에서 결부되고 있다. 몇 실시예에서, 소량의 인덕턴스 (예를 들어, 작은 양의 인덕턴스를 갖는 인덕터를 포함하는 것에 의함)는 부하(108)와 직렬로 전원(115)에 추가되어 예를 들어, 플라즈마 점화시 전원(115)에서의 전류 상승을 제한한다.
일 실시예에서, 예를 들어, 스위칭 전원(115)과 스위칭 전원(115)의 제어 회로(100)는 미국 특허 번호 6,150,628 및 미국 특허 번호 6,552,296에 기재된 토로이덜 저 전계 플라즈마원에 이용된다. 예시로, 스위칭 전원(115) 및 스위칭 전원(115)의 제어 회로(200)는 MA, 윌밍턴 소재의 MKS 인스트루먼트사에 의해 제조된 ASTRON® 원격 플라즈마원에서 구현된다.
더욱 일반적으로, 다른 실시예에서는, 스위칭 전원(115)이 다른 부하를 구동하며, 제어 회로(200)와 함께 토로이덜 저전계 플라즈마원 이외의 응용 분야에 이용된다.
도 2를 다시 참조하면, 스위칭 전원(115)은 라인 전원(130)에 결합된 필터(126) 및 정류기 회로(128)를 포함한다. 필터(126) 및 정류기 회로(128)의 출력(132)은 DC 전압을 생성한다. 스위칭 전원(115)은 또한 제1, 제2, 제3 및 제4 스위치(104a, 104b, 104c, 104d)를 각각 구동하는 제1, 제2, 제3, 및 제4 스위치 드라이버(134a, 134b, 134c, 134d)를 포함한다.
일 실시예에서, 제어 회로(200)는 부하 전류(102)를 감지하기 위한 센서(202), 부하 전류 방향에 대한 제1 디지털 출력(206)을 생성하는 고속 방향 비교기(204), 부하 전류 크기에 대한 제2 디지털 출력(210)을 생성하는 제2 고속 비교기(208), 보호 구현을 위한 프로그래머블 로직 장치(212) 및 제1, 제2, 제3, 제4 스위치(104a, 104b, 104c, 104d) 각각에 대해 제1, 제2, 제3, 제4 초기 디지털 구동 신호(216a, 216b, 216c, 216d)를 제공하는 회로(214)를 포함한다. 초기 구동 신호(216)를 제공하는 회로(214)는 예를 들어, 전압 제어 모드에서 동작되는 UCC3895 위상 제어 집적 회로 (TX, 달라스 소재의 텍사스 인스트루먼트)일 수 있다.
일반적으로, 다른 실시예에서, 전체 제어 회로(200)는 집적 회로로, 이산 로직 및 제어 소자의 세트로, 프로그래머블 로직 소자로, 또는 프로세서 소자의 프로그램으로 구현된다.
일 실시예에서, 고속 방향 비교기(204)는 감지된 부하 전류(102)를 분석하여 부하 전류 방향에 대한 제1 디지털 출력(206)을 생성한다. 다르게, 다른 실시예에서는 부하 전류(102)의 방향을 직접 결정하기 위해 고속 방향 비교기(204)를 이용하기 보다는, 부하 전류(102)의 방향이 모델, 즉 회로 상태의 실시간 시뮬레이션으로부터, 또는 부하 전류(102) 이외의 변수를 감지하는 것으로 유추되거나 재형성될 수 있다.
일 실시예에서, 부하 전류 크기에 대한 제2 디지털 출력(210)을 생성하기 위해서, 부하 전류(102) 신호는 제2 고속 비교기(208)에 의해 기준 신호로 정류되어 이와 비교된다. 제2 디지털 출력(210)은 부하(108)의 과전류 상태의 존재나 부재를 나타낸다. 다른 실시예에서, 과전류 크기에 대한 제2 디지털 출력(210)은 모델, 즉 회로 상태의 실시간 시뮬레이션으로부터, 또는 부하 전류(102) 이외의 변수를 감지하는 것으로 유추되거나 재형성된다.
제1 및 제2 디지털 출력(206, 210) 및 회로(214)에 의해 형성되는 제4 초기 디지털 구동 신호(216a, 216b, 216c, 216d)는 프로그래머블 로직 장치(212)에 의해 처리된다. 일 실시예에서, 프로그래머블 로직 장치(212)는 제1, 제2, 제3, 제4 스위치(104a, 104b, 104c, 104d) 각각에 대한 제1, 제2, 제3, 제4 실제 구동 신호(226a, 226b, 226c, 226d)를 생성하도록 네 개의 세트-리세트 플립 플롭을 이용하는 디지털 필터이다. 프로그래머블 로직 장치(212)의 일 실시예에 대한 예시의 프로그램 코드는 실시예 이후와 청구범위 이전의 부록에서 나타나 있다. 이 예시는 프로그래머블 로직 장치 (PLD) 모델 XC9536-7VD44I의 코드이다. 이 나타낸 소스 코드는 Verilog 스크립트로 기록되어 있다. 이 PLD는 위상 변조 풀 브리지 제어기 칩과 게이트 드라이버 사이에 위치된다. PLD의 입력은 제어기로부터의 네 게이트 드라이브 신호, 전류 방향 신호, 및 과전류 신호이다. 출력은 파워 브리지 게이트 드라이버에의 처리된 게이트 드라이버 신호이다.
일 실시예에서, 제1 및 제2 스위치(104a, 104b) 각각에 대한 제1 및 제2 초기 구동 신호(216a, 216b)는 프로그래머블 로직 장치(212)을 통과하며 프로그래머블 로직 장치(212)에 의해 변형되지 않는다 (즉, 제1 및 제2 초기 디지털 구동 신호(216a, 216b)는 제1 및 제2 실제 구동 신호(226a, 226b) 각각에 등가임).
프로그래머블 로직 장치(212)의 세트-리세트 플립 플롭 중 하나는 양의 과전류 상태의 이벤트를 저장하고; 부하 전류(102)의 크기가 양의 방향으로 세트 포인트 한계치 (예를 들어, 조작자에 의해 시스템의 동작 동안 전원(130) 또는 전기 부하(108)를 보호하도록 선택되는 전류 크기 한계치)를 초과할 때 세트되고 부하 전류(102)의 극성이 역전될 때 리세트된다. 세트-리세트 플립 플롭 중 다른 것은 음의 과전류 상태의 이벤트를 저장하고; 부하 전류(102)가 음의 방향으로 세트 포인트 한계치를 초과할 때 세트되고 부하 전류(102)의 극성이 역전될 때 리세트된다. 다른 두 플립플롭은 제3 및 제4 스위치(104c, 104d)의 상태를 저장한다. 양의 과전류 상태가 발생하거나, 부하 전류(102)가 한계치 이하이고 인입하는 제3 초기 디지털 구동 신호(216c)가 제3 스위치(104c)를 밀폐할 것을 지시하면 제3 스위치(104c)는 밀폐 상태로 제4 스위치는 개방 상태로 세트된다. 음의 과전류 상태가 발생하거나, 부하 전류(102)가 한계치 이하이고 인입하는 제4 초기 디지털 구동 신호(216d)가 제4 스위치(104d)를 밀폐할 것을 지시하는 경우 제3 스위치(104c)는 개방 상태로 제4 스위치(104d)는 밀폐 상태로 세트된다. 이 알고리즘은 부하 전류(102)가 한계치 (예를 들어, 양의 방향 한계치와 음의 방향 한계치 사이) 내에 있는 경우, 제3 및 제4 초기 디지털 구동 신호(216c, 216d) 각각에 이어 제3 및 제4 실제 구동 신호(226c, 226d)가 이어지게 하고, 부하 전류(102)가 한계치 밖에 있는 경우 최적으로 반응하게 한다.
뿐만 아니라, 상기 알고리즘은 신호 경로 지연을 견뎌낸다. 동작시, 예를 들어, 양의 과전류 상태가 센서(202)에 의해 감지되면, 제어 회로(200)는 제4 스위치(104d)를 개방하고 제3 스위치(104c)를 밀폐하는 것으로 반응하여, 부하 전류(102)가 음의 방향이 되게 한다. 제어 회로(200)는 감지된 부하 전류(102)가 음의 값이 될 때 까지 제3 및 제4 스위치(104c, 104d)의 상태를 유지한다. 제1 및 제2 스위치(104a, 104b)는 회로(214)에 의해 지시되는 바와 같이 계속 개방 및 밀폐 상태이고, 이들의 상태는 프로그래머블 로직 장치(212)에 의해 변형되지 않는다. 이런 식으로, 전원(130)으로부터 전기 부하(108)로의 전류 경로는 본 발명의 실시예에 따라서 변경된다. 부하 전류(102)가 동작 기준(예를 들어, 부하 전류는 음의 값)을 만족한다고 감지되면, 모든 스위치(104)의 정상 동작이 재개된다.
유사하게, 예를 들어, 음의 과전류 상태가 센서(202)에 의해 감지되면, 제어 회로(200)는 제3 스위치(104c)를 개방하고 제4 스위치(104d)를 밀폐하는 것으로 반응하여, 부하 전류(102)가 양의 방향이 되게 한다. 제어 회로(200)는 감지된 부하 전류(102)가 양의 값이 될 때 까지 이런 제3 및 제4 스위치(104c, 104d)의 상태를 유지한다. 제1 및 제2 스위치(104a, 104b)는 회로(214)에 의해 지시되는 바와 같이 계속 개방 및 밀폐되고; 이 상태는 프로그래머블 로직 장치(212)에 의해 변형되지 않는다. 일단 부하 전류(102)가 양의 값으로 감지되면, 모든 스위치(104)의 정상 동작은 재개된다.
다른 실시예에서, 예를 들어, 과전류 상태가 부하 전류(102)의 양 극성에 대해 지속적으로 발생하면, 제어 회로(200)는 부하 전류(102)를 반주기 마다 반대 극성 레벨이 되게 한다. 몇 실시예에서, 제3 및 제4 스위치의 상태는 전류 크기가 다른 동작 기준을 만족할 때 까지 유지된다 (예를 들어, 부하 전류 크기는 실질적으로 제로와 동일하거나 부하 전류 크기는 미리 정해진 동작 값 이하가 된다).
따라서, 제어 회로(200)는 부하 전류(102)의 크기만이 아니라, 그 방향도 감지하기 때문에, 제어 회로(200)는 과전류 상태의 존재시, 부하 전류(102)를 신속하고 효율적으로 제로가 되게 하여, 이상 상태를 제거할 수 있다. 더구나, 부하 전류(102)의 감지시의 지연 및/또는 반주기 종료 이후 제3 및 제4 스위치(104c, 104d)의 활성화시의 지연이 제어 회로(200)가 과전류 상태를 제거하지 못하게 하지 않는다.
부가하여, 출원인은 여기 개시된 발명과 청구 요지의 영역 내로 생각되는 상술된 실시예에 개시된 시스템, 방법, 장치 및 그 응용 간에 존재하는 실시 가능한 실시예를 말하는 것임에 유의해야 한다.
여기 개시된 것의 변형, 수정 및 그 외 구현들은 청구된 본 발명의 정신과 영역에서 벗어나지 않고 당업자에게는 명백할 것이다. 따라서, 본 발명은 상술한 설명에 의해 제한되는 것이 아니고 다음 청구범위의 정신과 영역에 의해서만 제한되는 것이다.

Claims (25)

  1. 스위칭 전원을 제어하기 위한 장치로서,
    전원;
    상기 전원으로부터 플라즈마 부하로의 전류 경로를 변경하기 위해 상기 전원에 전기적으로 연결되는 복수의 스위치; 및
    상기 플라즈마 부하를 통과하는 플라즈마 부하 전류의 방향이 양 또는 음인지 여부를 결정하고 상기 복수의 스위치 중 적어도 하나의 스위치의 상태를 변경함으로써 세트 포인트를 초과한 상기 플라즈마 부하 전류의 크기가 더 커지는 것을 방지하는 제어회로
    를 포함하는, 스위칭 전원을 제어하기 위한 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 스위치 중 상기 적어도 하나의 스위치의 상태는 상기 플라즈마 부하 전류의 크기가 적어도 하나의 동작 기준을 만족할 때까지 유지되는,
    스위칭 전원을 제어하기 위한 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 스위치 중 상기 적어도 하나의 스위치의 상태는 상기 플라즈마 부하 전류의 크기가 실질적으로 0일 때까지 유지되는,
    스위칭 전원을 제어하기 위한 장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 스위치 중 상기 적어도 하나의 스위치의 상태는 상기 플라즈마 부하 전류의 크기가 미리 정해진 동작 값 미만일 때까지 유지되는,
    스위칭 전원을 제어하기 위한 장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 스위치는 네 개의 스위치이고, 상기 전류 경로를 변경하기 위해 상기 스위치 중 두 개의 스위치의 상태가 변경되는,
    스위칭 전원을 제어하기 위한 장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 플라즈마 부하 전류를 감지하는 센서를 포함하는,
    스위칭 전원을 제어하기 위한 장치.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어 회로는 집적 회로, 프로세서 요소에서의 프로그램, 프로그래머블 로직 요소, 및 이산 로직과 제어 요소의 세트로 이루어진 그룹에서 선택되는 방식으로 구현되는,
    스위칭 전원을 제어하기 위한 장치.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 전원은 DC 전원과 AC 전원으로 이루어진 그룹에서 선택되는,
    스위칭 전원을 제어하기 위한 장치.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위칭 전원은 DC 전압과 AC 전압으로 이루어진 그룹에서 선택되는 전압을 상기 플라즈마 부하에 출력하는,
    스위칭 전원을 제어하기 위한 장치.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 스위치는 푸시풀 컨버터, 하프 브리지 컨버터 및 풀 브리지 컨버터로 이루어지는 그룹에서 선택된 스위칭 토폴로지로 구성되는,
    스위칭 전원을 제어하기 위한 장치.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 스위치를 역방향 전류 흐름으로부터 보호하기 위해 상기 스위치에 대해 배치되는 역극성 다이오드를 포함하는,
    스위칭 전원을 제어하기 위한 장치.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 플라즈마 부하는 일차 권선, 및 이차 권선에 결합되는 자기 코어를 포함하는,
    스위칭 전원을 제어하기 위한 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 이차 권선은 토로이덜 플라즈마인,
    스위칭 전원을 제어하기 위한 장치.
  14. 제 1 항에 있어서,
    양 및 음의 방향 중 적어도 하나에서의 세트 포인트를 초과하는 상기 플라즈마 부하 전류의 크기의 부재시, 상기 스위치는 펄스폭 변조, 위상 변조, 또는 펄스 주파수 변조에 의해 제어되는,
    스위칭 전원을 제어하기 위한 장치.
  15. 스위칭 전원을 제어하기 위한 방법으로서,
    플라즈마 부하 전류의 크기 및 방향을 결정하는 단계 ― 상기 플라즈마 부하 전류는 양의 방향 및 음의 방향 사이에서 교번함 ― ;
    상기 플라즈마 부하 전류의 방향이 양 또는 음인지 여부를 결정하는 단계; 및
    플라즈마 부하를 통과하는 상기 플라즈마 부하 전류의 방향이 양 또는 음인지 여부를 결정하고, 상기 방향에 기초하여 복수의 스위치 중 적어도 하나의 스위치의 상태를 변경함으로써, 세트 포인트를 초과한 상기 플라즈마 부하 전류의 크기가 더 커지는 것을 방지하는 단계
    를 포함하는, 스위칭 전원을 제어하기 위한 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 플라즈마 부하 전류를 반대 방향으로 드라이빙하기 위해 스위칭 전원의 하나 이상의 스위치의 상태를 변경하는 단계를 포함하는,
    스위칭 전원을 제어하기 위한 방법.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 스위치의 상태는 상기 플라즈마 부하 전류의 크기가 실질적으로 0이 될 때까지 유지되는,
    스위칭 전원을 제어하기 위한 방법.
  18. 제 16 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 스위치의 상태는 상기 플라즈마 부하 전류의 크기가 미리 정해진 동작 값 미만이 될 때까지 유지되는,
    스위칭 전원을 제어하기 위한 방법.
  19. 제 15 항에 있어서,
    상기 플라즈마 부하 전류의 크기 및 방향 중 적어도 하나는 전기적 측정으로 결정되는,
    스위칭 전원을 제어하기 위한 방법.
  20. 제 15 항에 있어서,
    상기 플라즈마 부하 전류의 크기 및 방향 중 적어도 하나는 유추되는,
    스위칭 전원을 제어하기 위한 방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 플라즈마 부하 전류의 크기 및 방향 중 적어도 하나는 모델, 시뮬레이션 또는 측정 중 적어도 하나를 이용하여 유추되는,
    스위칭 전원을 제어하기 위한 방법.
  22. 제 15 항에 있어서,
    플라즈마 부하에 전원을 인가하는 단계를 포함하는,
    스위칭 전원을 제어하기 위한 방법.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 플라즈마 부하는 일차 권선, 및 이차 권선에 연결된 자기 코어를 포함하는,
    스위칭 전원을 제어하기 위한 방법.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 이차 권선은 토로이덜 플라즈마인,
    스위칭 전원을 제어하기 위한 방법.
  25. 스위칭 전원을 제어하기 위한 장치로서,
    전압을 공급하기 위한 수단;
    상기 전압을 공급하기 위한 수단으로부터 플라즈마 부하로의 전류 경로를 변경하기 위한 수단; 및
    상기 플라즈마 부하를 통과하는 플라즈마 부하 전류의 방향이 양 또는 음인지 여부를 결정하고 변경함으로써 세트 포인트를 초과한 상기 플라즈마 부하 전류의 크기가 더 커지는 것을 방지하기 위한 수단
    을 포함하는, 스위칭 전원을 제어하기 위한 장치.
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