KR20090130292A - 통신 신호를 코딩하기 위한 방법 및 장치 - Google Patents

통신 신호를 코딩하기 위한 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

통신 신호를 코딩하기 위한 장치가 제공된다. 상기 장치는 통신 신호의 길이를 증가시키기 위하여, 통신 신호를 인코딩하도록 구성된 인코더, 및 통신 신호의 증가된 길이 중 적어도 일부를 이용하기 위하여, 인코딩된 통신 신호의 일부를 반복적으로 코딩하도록 구성된 반복 코더를 포함한다. 상기 장치는 반복적으로 코딩된 통신 신호를 인터리빙하도록 구성된 인터리버를 포함한다. 또한 통신 신호를 코딩하기 위한 방법이 제공된다.

Description

통신 신호를 코딩하기 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR CODING A COMMUNICATION SIGNAL}
본 특허 출원은 2007년 3월 16일자로 출원되고 본원의 양수인에게 양도되어 본 명세서에 참조에 의해 명백히 편입된 미국 가출원 제60/895,427호, "REPETITION CODING IN ULTRA WIDEBAND COMMUNICATIONS"에 대한 우선권을 주장한다.
본 발명은 일반적으로 무선 통신에 관한 것이고, 보다 상세하게는 무선 통신 신호를 인코딩하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
무선 통신의 분야에서는, 전송된 데이터의 무결성(integrity)을 확인하기 위하여, 그리고 전송 동안 일어날 수 있는 에러들을 정정하기 위하여 정교한 에러 정정 방법들이 바람직하다. 부가적으로, 대역폭이 증가함에 따라, 무선 통신과 연관된 에러 레이트(error rate)가 전형적으로 증가한다.
새로운 에러 정정 코딩을 구현할 때, 때때로 새로운 코딩이 기존의 에러 정정 코드 포맷들과 호환가능한 것이 바람직하다. 이러한 방식에서, 새로운 에러 정정 코드 포맷을 갖는 데이터는 여전히 더 오래된 구식 장치들과 호환될 수 있다. 다른 경우들에서, 그러한 역 호환성(backward compatibility)은 바람직하지 않은데, 특히, 역 호환성이 성능을 감소시킨다면 그러하다. 따라서 감소된 비용, 크기 및 전력을 유도하면서 향상된 에러 정정으로 데이터를 인코딩할 필요성이 존재한다. 부가하여, 그러한 인코딩이 기존의 에러 정정 코드 포맷들과 호환될 수 있는 것이 바람직하다.
본 개시내용의 일 양상에서, 통신 신호를 코딩하기 위한 장치가 제공된다. 상기 장치는 통신 신호의 길이를 증가시키기 위해 통신 신호를 인코딩하도록 구성된 인코더, 및 통신 신호의 증가된 길이의 적어도 일부를 이용하기 위해 상기 인코딩된 통신 신호의 일부를 반복적으로 코딩하도록 구성된 반복 코더(repetition coder)를 포함한다. 상기 장치는 상기 반복적으로 코딩된 통신 신호를 인터리빙하도록 구성된 인터리버를 더 포함한다.
본 개시내용의 추가 양상에서, 통신 신호를 코딩하기 위한 방법이 제공된다. 상기 방법은 통신 신호의 길이를 증가시키기 위해 통신 신호를 인코딩하는 단계, 및 통신 신호의 증가된 길이의 적어도 일부를 이용하기 위해 상기 인코딩된 통신 신호의 일부를 반복적으로 코딩하는 단계를 포함한다. 상기 방법은 상기 반복적으로 코딩된 통신 신호를 인터리빙하는 단계를 더 포함한다.
본 개시내용의 추가 양상에서, 통신 신호를 코딩하기 위한 장치가 제공된다. 상기 장치는 통신 신호의 길이를 증가시키기 위해 통신 신호를 인코딩하기 위한 수단, 및 통신 신호의 증가된 길이의 적어도 일부를 이용하기 위해 상기 인코딩된 통신 신호의 일부를 반복적으로 코딩하기 위한 수단을 포함한다. 상기 장치는 상기 반복적으로 코딩된 통신 신호를 인터리빙하기 위한 수단을 더 포함한다.
본 개시내용의 추가 양상에서, 통신 신호를 코딩하기 위한 프로세서가 제공된다. 상기 프로세서는 통신 신호의 길이를 증가시키기 위해 통신 신호를 인코딩하도록 구성된 인코더, 및 통신 신호의 증가된 길이의 적어도 일부를 이용하기 위해 상기 인코딩된 통신 신호의 일부를 반복적으로 코딩하도록 구성된 반복 코더를 포함한다. 상기 프로세서는 상기 반복적으로 코딩된 통신 신호를 인터리빙하도록 구성된 인터리버를 더 포함한다.
본 개시내용의 추가 양상에서, 통신 신호를 코딩하기 위한 명령들로 인코딩된 기계-판독가능 매체가 제공된다. 상기 명령들은 통신 신호의 길이를 증가시키기 위해 통신 신호를 인코딩하기 위한 코드, 및 통신 신호의 증가된 길이의 적어도 일부를 이용하기 위해 상기 인코딩된 통신 신호의 일부를 반복적으로 코딩하기 위한 코드를 포함한다. 상기 명령들은 상기 반복적으로 코딩된 통신 신호를 인터리빙하기 위한 코드를 더 포함한다.
본 기술의 다른 구성들이 이하의 상세한 설명으로부터 당업자에게 바로 자명할 것이고, 본 기술의 여러 다양한 구성들은 예시의 방법으로 도시되고 기술된다. 인지되듯이, 본 기술은 다른 상이한 구성들을 수용할 수 있고 그것의 여러 세부사항들은 여러 다른 양상들의 변형예를 수용할 수 있으며, 이러한 모든 것들은 본 기술의 범위를 벗어나지 않는다. 따라서 도면들 및 상세한 설명은 당연히 예시적인 것으로 간주되어야 하고 제한적인 것으로 간주되어서는 안 된다.
도 1은 통신 신호의 인코딩이 사용될 수 있는 무선 통신 시스템의 일 예를 도시하는 다이어그램이다.
도 2는 통신 신호에 대한 리드 솔로몬(RS) 코드 헤더 구성의 일 예를 도시하는 개념적인 블록 다이어그램이다.
도 3A 및 도 3B는 각각 반복 코딩을 갖지 않은, 그리고 반복 코딩을 가진, 통신 신호를 코딩하기 위한 장치의 기능의 비교를 예시하는 개념적인 블록 다이어그램들이다.
도 4는 컨볼루션 인코더(convolutional encoder)의 일 예를 도시하는 개념적인 블록 다이어그램이다.
도 5는 통신 신호를 코딩하기 위한 장치의 기능의 일 예를 도시하는 개념적인 블록 다이어그램이다.
도 6A 및 도 6B는 각각 반복 코딩을 갖지 않은, 그리고 반복 코딩을 가진, 통신 신호를 코딩하기 위한 장치의 기능의 또 다른 비교를 예시하는 개념적인 블록 다이어그램들이다.
도 7A 및 도 7B는 각각 반복 코딩을 갖지 않은, 그리고 반복 코딩을 가진, 통신 신호를 코딩하기 위한 장치의 기능의 또 다른 비교를 예시하는 개념적인 블록 다이어그램들이다.
도 8은 통신 신호를 코딩하기 위한 장치의 기능의 또 다른 예를 도시하는 개념적인 블록 다이어그램이다.
도 9는 통신 신호를 코딩하기 위한 장치의 기능의 또 다른 예를 도시하는 개념적인 블록 다이어그램이다.
도 10은 리드 솔로몬(RS) 코딩 대 부가적 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise; AWGN)의 반복 코딩의 성능에 대한 일 예를 도시하는 그래프이다.
도 11은 리드 솔로몬(RS) 코딩 대 CM2 및 FFI 모드에서의 반복 코딩의 성능에 대한 일 예를 도시하는 그래프이다.
도 12는 리드 솔로몬(RS) 코딩 대 CM2 및 TFI 모드에서의 반복 코딩의 성능에 대한 일 예를 도시하는 그래프이다.
도 13은 시간 도메인 확산 코딩(Time Domain Spreading coding) 대 FFI 모드에서의 반복 코딩의 성능에 대한 일 예를 도시하는 그래프이다.
도 14는 시간 도메인 확산 코딩 대 TFI 모드에서의 반복 코딩의 성능에 대한 일 예를 도시하는 그래프이다.
도 15는 통신 신호를 코딩하는 예시적인 동작을 도시하는 흐름도이다.
도 16은 통신 신호를 코딩하기 위한 장치의 기능의 일 예를 도시하는 개념적인 블록 다이어그램이다.
도 1은 통신 신호의 인코딩이 사용될 수 있는 무선 통신 시스템(100)의 일 예를 도시하는 다이어그램이다. 시스템(100)은 적어도 하나의 송신기(102) 및 수신기(106)를 포함하고, 상기 송신기 및 수신기는 둘 다 예를 들어, 이동 전화와 같은 장치들에 의해 구성될 수 있다. 비록 장치들(102 및 106)은 이동 전화들로서 도시되지만, 상기 장치들은 이에 제한되지 않아야 한다. 장치들(102 및 106)은 예 를 들어, 컴퓨터, 랩탑 컴퓨터, 전화, 또 다른 타입의 이동 전화, 개인 휴대용 정보 단말기(PDA), 오디오 플레이어, 게임 콘솔, 카메라, 캠코더, 오디오 장치, 비디오 장치, 멀티미디어 장치, 전술한 것의 임의의 컴포넌트(들)(인쇄 회로 보드(들), 집적 회로(들), 및/또는 회로 컴포넌트(들)), 또는 무선 통신을 지원할 수 있는 임의의 다른 장치를 나타낼 수 있다. 장치들(102 및 106)은 고정형 또는 이동형일 수 있고, 그것들은 디지털 장치들일 수 있다.
송신기(102)는 수신기(106)로 통신 신호(104)를 전송할 수 있다. 송신기(102)는 통신 신호(104)가 수신기(106)로 전송되기 이전에 통신 신호(104)를 인코딩할 수 있고, 수신기(106)는 인코딩된 통신 신호(104)를 디코딩할 수 있다.
이와 관련하여, 통신 시스템(100)은 초광대역(Ultra-Wideband; UWB) 시스템에 대응할 수 있고, 초광대역(UWB) 시스템은 무선 개인 영역 네트워크(Wireless Personal Area Network; WPAN)들을 위한 무선 기술이다. 통신 시스템(100)은 다수의 다른 통신 프로토콜들 중 하나를 사용할 수 있다. 예를 들어, 통신 시스템(100)은 EV-DO(Evolution-Data Optimized) 및/또는 UMB(Ultra Mobile Broadband)를 지원할 수 있다. EV-DO 및 UMB는 표준들의 CDMA2000 패밀리 중 일부로서 제 3세대 파트너십 프로젝트 2(3GPP2)에 의해 공포된 무선 인터페이스 표준들이고, 이동 가입자들에 대한 광대역 인터넷 액세스를 제공하기 위하여 코드 분할 다중 액세스(CDMA)와 같은 다중 액세스 기술들을 채택한다. 대안적으로, 통신 시스템(100)은 롱 텀 에볼루션(Long Term Evolution; LTE)을 지원할 수 있고, 여기서, 롱 텀 에볼루션(LTE)이란, 주로 광대역 CDMA(W-CDMA) 무선 인터페이스에 기초한 범용 이 동 통신 시스템(Universal Mobile Telecommunication System; UMTS) 이동 전화 표준을 개선하기 위한 3GPP2 내에서의 프로젝트이다. 통신 시스템(100)은 또한 WiMAX 포럼과 연관된 WiMAX 표준을 지원할 수 있다. 이러한 것들은 단지 예시적인 프로토콜들이고, 통신 시스템(100)은 이러한 예들에 제한되지 않는다.
통신 시스템(100)에 의해 채택되는 실제 통신 프로토콜(들)은 특정 애플리케이션 및 상기 시스템에 부과된 전체 디자인 제한들에 의존할 것이다. 본 개시내용을 통해 제시되는 여러 다양한 기술들은 이종(heterogeneous) 또는 동종(homogeneous) 통신 시스템(100)의 임의의 결합에 동일하게 적용가능하다.
다시 UWB를 참조하면, 이러한 무선 기술은 전형적으로 낮은 데이터 레이트 및 높은 데이터 레이트 모두에 대해 상이한 전송 옵션들을 제공한다. 예를 들어, WiMedia UWB는 데이터 레이트 표준이고, 53.3 Mbps부터 480 Mbps까지의 현재 로 데이터 레이트(current raw data rate)를 갖는다. 상기 표준은 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(OFDM)에 기초한다. 광범위한 배열의 소비자 전자장치들을 설치하는 것이 의도되기 때문에, 설계는 저비용 하드웨어 및 저전력 소모를 강조한다. 저전력 소모는 일반적으로 듀티 사이클링(duty cycling)을 통해 달성되며, 여기서 패킷들은 높은 데이터 레이트로 버스팅(burst)되고, 상기 장치는 패킷들 사이에서 거의 정지(shutdown)되어 전력을 절약한다.
도 2는 통신 신호를 위한 리드 솔로몬(RS) 코드 헤더 구성의 일 예를 도시하는 개념적인 블록 다이어그램이다. RS 코드는 헤더 정보의 보호를 위하여 최근에 WiMedia 표준에 부가되었다. 이와 관련하여, 비록 RS 코드 헤더가 WiMedia 물리 계층을 위하여 채택된 헤더 구성(adopted header construction)에 대응하지만, 다른 헤더 구성 포맷들이 사용될 수도 있다. 반복 코드 헤더 포맷은 이하에서 더 상세히 기술될 것이다.
일반적으로, 헤더는 나머지 데이터 패킷(예를 들어, 페이로드)을 디코딩하기 위해 전형적으로 요구되는 정보를 포함한다. 페이로드는 낮은 데이터 레이트 또는 높은 데이터 레이트로 전송될 수 있는 반면, 헤더는 채널 결함들 및 잡음에 대한 높은 보호를 보장하기 위하여 전형적으로 낮은 데이터 레이트로 전송된다.
헤더 구조(미도시)를 위한 WiMedia의 원래 설계들 중 하나는 헤더가 인터리버 크기와 호환가능하게 하기 위하여 52개의 제로 비트들을 148개의 사전-특정된(pre-specified) 데이터 비트들에 추가하기로 되어 있었다. 이와 관련하여, 도 2의 리드 솔로몬 비트들이 제로 패딩(padding)을 사용하기 위해 이용되었다. 그리하여, 수신기가 사용하지 않은 52 비트들이 존재하였다.
WiMedia에 의해 통합된 헤더 구조에 대한 또 다른 설계는 도 2에 도시된다. 이러한 설계에서, 52개의 추가된 제로 비트들이 부가적인 헤더 보호를 위하여 사용된다. 이러한 예에서, 페이로드 코딩이 개선될지라도, 헤더 코딩은 여전히 페이로드 코딩보다 더 강할 것이다.
가장 낮은 데이터 레이트(53.3 Mbps)로 동작할 때, 그리고 페이로드 길이가 짧을 때, 상당한 양의 패킷 에러들이 헤더 에러들로부터 나올 수 있다. 헤더를 강화함으로써, 패킷 에러 레이트(Packet Error Rate; PER)가 개선된 것으로 보인다. 부가하여, 더 강건한 헤더가 이웃하는 장치들 및 피코네트(piconet)들의 더 양호한 가시성을 제공하는 것으로 보인다. 매체 액세스 제어(Media Access Control; MAC)는 더 나은 스케쥴링 결정들 및 자원 할당을 할 수 있다. 이와 관련하여, 이웃 장치의 페이로드를 디코딩하는 것은 필수적인 것이 아니고, 필요한 전부는 헤더를 디코딩하는 것이다. 무슨 장치들이 주변에 있는지 그리고 그들이 무슨 종류의 자원들을 사용하고 있는지에 대한 맵(map)이 구성될 수 있다.
전술한 바와 같이, 52개의 패딩된 헤더 비트들에 대하여 WiMedia에 의해 채택된 구성은 리드 솔로몬 코드이다. 이러한 코드의 설계는 역 호환성이 있고, 그 결과 52개의 패딩 비트들을 무시하는 구식 장치들은 계속하여 정상적으로 기능할 수 있다. RS 코드는 조직 코드(systematic code)이기 때문에 이러한 조건을 만족시킬 수 있다. 즉, 정보 비트들은 있는 그대로 전송되고, 패리티 비트들은 52개의 패딩 비트들의 위치에 삽입된다. 구식 장치들은 패리티 비트들을 무시할 수 있지만 그들의 성능은 전형적으로 바뀌지 않는다. 신식 장치들은 성능을 개선하기 위하여 패리티 비트들을 사용할 수 있다.
RS 코드는 (23, 17) 조직 코드인 것으로 선택되었고, 이것은 (255, 249) 조직 코드를 단축시킴으로써 달성된다. 이러한 코드는 23개의 전송된 바이트들 중 임의의 것에서 3 바이트까지의 에러들을 정정할 수 있다. 코드의 패리티는 전형적으로 물리 계층(PHY) 헤더(5 바이트), MAC 헤더(10 바이트) 및 순환 여유 검사(Cyclic Redundancy Check; CRC)(2 바이트)에 기초하여 계산된다. CRC는 전형적으로 디코딩 동작이 성공하였음을 검사하기 위해 필요하다. 총 RS 코드의 정보는 17 바이트이다. 패리티 비트들은 6 바이트(52 비트 중 48 비트)로 이루어진다.
52 비트 중 나머지 4 비트는 컨볼루션 인코더를 위한 테일 비트(tail bit)들로서 사용되고, 이것은 이하에서 더 상세히 기술될 것이다. RS 코드, 정보 더하기(plus) 패리티의 총 개수는 23 바이트이다.
도 3A 및 도 3B는 각각 반복 코딩을 갖지 않은 그리고 반복 코딩을 가진, 통신 신호를 코딩하기 위한 장치의 기능의 비교를 도시하는 개념적인 블록 다이어그램들이다. 이러한 다이어그램들에서 점선들은 하나의 방식에서는 존재하지만 나머지 방식에서는 존재하지 않는 블록들을 나타낸다. 반복 코딩 대신에 RS 코드를 결합한 도 3A에 도시된 바와 같이, 헤더가 외부의 RS 인코더(302)에 의해 인코딩된 후에, 헤더는 레이트 1/3 내부 컨볼루션 인코더(rate 1/3 inner convolutional encoder)(304)로 전송된다. 컨볼루션 인코더(304)의 제한 길이는 전형적으로 7이다. 컨볼루션 인코더(304)에 의해 인코딩된 이후에, 헤더는 인터리버(306)에 의해 인터리빙된다.
컨볼루션 인코더(304)의 입력에서 헤더의 총 길이는 도 4에 도시된 바와 같이 전형적으로 200 비트이다. 그리하여, 컨볼루션 인코더(304)의 출력에서, 총 길이는 200 x 3 = 600개의 코딩된 비트들이다.
도 3B를 참조하면, RS 인코더(302)가 제거되고 반복 코드(308)가 부가된 경우, 대부분의 경우들에서 동일하거나 더 나은 성능이 구현될 수 있고, 더 적은 하드웨어 요구사항 및 더 적은 전력 요구사항을 갖는다. 컨볼루션 인코더(304) 이전에 52개의 패딩 비트들을 고려하는 것보다는, 이러한 비트들은 컨볼루션 인코더(304) 이후에 고려될 수 있다.
도 5는 통신 신호를 코딩하기 위한 장치의 기능에 대한 일 예를 도시한다. 이러한 다이어그램에 도시된 바와 같이, 52 비트들은 52 x 3 = 156개의 코딩된 비트들이 된다. 반면, 유용한 정보 비트들은 전형적으로 200 - 52 = 148개의 비트들이다. 컨볼루션 인코더(304) 이후에, 유용한 정보 비트들은 148 x 3 = 444개의 코딩된 비트들이 된다. 따라서 단지 148개의 유용한 정보 비트들이 444개의 코딩된 비트들을 얻기 위하여 컨볼루션 인코더(304)를 통해 전송될 수 있다. 그 다음 반복 패턴이, 갭을 매우기 위해 그리고 다음 단계(도 3B의 인터리버(306))에 의해 요구되는 600개의 코딩된 비트들을 얻기 위해 156개의 코딩된 비트들을 반복하면서 블록(308)에서 적용될 수 있다.
반복 패턴의 일 예는 컨볼루션 인코더(304)의 상부 브랜치로부터의 모든 코딩된 비트들(예를 들어, 148개의 반복된 코딩 비트들) 및 54 비트만큼 이격된 컨볼루션 인코더(304)의 하부 브랜치로부터의 8개 더 많은 비트들을 반복하도록 되어 있다. 즉, 이하의 코딩된 비트들이 반복될 수 있다: 3의 스텝들로 0 내지 441; 그리고 54의 스텝들로 2 내지 380.
이와 관련하여, 다른 반복 패턴들이 사용될 수 있다. 예를 들어, 하나의 비교적 단순한 방식은 어떤 비트들이 반복되어야 하는지를 선택하기 위해 부분적인 스텝(fractional step)을 이용할 수 있다. 이것은 도 6B를 참조하여 이하에서 더 상세히 기술될 것이다.
도 3B를 참조하면, 반복된 비트들의 총 개수는 전형적으로 156이다. 비트들을 반복하기 위한 두 가지 옵션들은 이하와 같다.
● 반복된 비트들은 600개의 코딩된 비트들을 형성하기 위하여 말단에 추가될 수 있다.
● 반복된 비트들은 원래 비트들 사이에 삽입될 수 있다.
반복된 비트들을 추가하는 제 1 옵션에 대하여, 이러한 옵션은 반복 비트들을 무시하는 구식 장치들과의 역 호환성을 유지할 수 있다. 이러한 반복 방식에 대한 수신기 디코딩 프로세서는 RS 디코딩에 비해 오히려 단순(예를 들어, 단순한 가산기 및 카운터 로직)한 것으로 보인다. 부가하여, 신식 장치들은 반복 섹션의 이점을 취할 수 있거나, MAC이 가외 성능에 대한 필요성이 없다고 결정할 때 전력을 절약하기 원한다면 반복 섹션을 무시할 수 있다. 비록 전형적으로 이러한 접근법과 연관된 버퍼링 요구조건들이 존재할지라도, 버퍼링 요구조건들은 RS 코드 접근법에도 또한 존재한다.
원래 비트들 사이에 반복된 비트들을 삽입하는 제 2 옵션에 대하여, 이러한 접근법은 하드웨어 관점에서 더 단순한 것으로 보여지고 전형적으로 버퍼링에 대한 필요성이 없다. 그러나 전형적으로 역 호환성이 상실된다. 이러한 경우에, MAC 메시지 또는 특별한 헤더 비트는 헤더 포맷의 타입(예를 들어, 구식 또는 신식 헤더 포맷)을 시그널링할 수 있다.
헤더 내에서 반복 코딩을 위한 전술한 이점들에 부가하여, 사소한 프로세싱으로 인해 부가된 대기 시간(latency)은 비교적 무시할만하다. 반면, RS 코딩에 있어서, RS 디코더는 결과적인 프로세싱으로 인하여 현저한 대기 시간을 가져올 수 있다. 대기 시간은 수신된 신호의 추가적인 버퍼링을 수반한다.
반복 코딩에 대해 수신기 측에서 고려될 하나의 이슈는 비터비 디코더(Viterbi decoder)의 입력에서의 비트 폭이다. 반복을 원상으로 되돌린(undo) 후에, 비트 폭은 1 비트만큼 증가할 수 있고 포화가 일어날 수 있다.
헤더에 부가하여, 반복 코딩은 또한 페이로드의 사용을 위해 연장될 수 있다. 예를 들어, 반복 블록은 짧은 페이로드들을 보호하기 위해, 그리고 아마도 더 낮은 데이터 레이트들을 구현하기 위해 사용될 수 있고, 그리하여 범위를 증가시킨다. 이와 관련하여, 임의의 짧은 페이로드는 자동으로 이익을 얻을 수 있다(예를 들어, 매 20 ms마다 전송된 짧은 음성 패킷들). 또한, 컨볼루션 인코더 이전의 비어 있는 패딩은 컨볼루션 인코더 이후의 반복 코드로 대체될 수 있다.
도 6A 및 도 6B는 각각 반복 코딩을 갖지 않은 그리고 반복 코딩을 가진, 통신 신호를 코딩하기 위한 장치의 기능의 또 다른 비교를 도시하는 개념적인 블록 다이어그램들이다. 도 6A는 제로 패딩 블록(602), 컨볼루션 인코더(304), 펑쳐러(puncturer)(604) 및 인터리버(606)의 사용을 도시한다. 반면, 도 6B는 컨볼루션 인코더(304), 반복 블록(608), 펑쳐러(604) 및 인터리버(606)의 사용을 도시한다.
도 6B로부터 알 수 있듯이, 반복 블록(608)은 컨볼루션 인코더(304)와 펑쳐러(604) 사이에 삽입될 수 있다. 수신기 측(미도시)에서, 반복 블록(608)은 디-펑쳐러(de-puncturer)와 비터비 디코더 사이에 삽입될 수 있다. 제로 패딩(도 6A의 엘리먼트(602) 참조)은 전형적으로 수행되지 않는다. 대신에, 제로 패딩 영역의 크기는 반복된 비트들 사이의 스텝 크기를 계산하기 위하여 반복 블록(608)에 공급 된다. 반복된 비트들은 역 호환성을 유지하기 위하여 제로 패딩을 위해 마련된 영역에 위치할 수 있다. 그러한 경우에, 부가적인 버퍼링이 필요할 수 있다.
그러나, 역 호환성이 필수적이지 않은 경우에, 헤더의 플래그는 페이로드 반복이 인에이블(enable)될 수 있음을 지시할 수 있다. 이러한 방식으로, 반복된 비트들은 원래 비트들과 믹싱될 수 있고, 어떠한 버퍼링도 요구되지 않을 것이다.
부가하여, 반복된 비트들 사이의 스텝 크기는 정수 경계를 가로지를 때까지 누적된 분수일 수 있다. 분수가 그 경계를 가로지르는 매 시점마다 하나의 비트가 반복될 수 있다. 이러한 스텝 크기는 또한 컨볼루션 인코더(304)의 브랜치 당 하나씩 3개의 분수들로 이루어질 수 있다.
반복 블록(608)은 또한 범위를 증가시키기 위하여 현재 53.3 Mbps 아래의 페이로드 데이터 레이트들을 감소시키기 위해 서빙(serve)할 수 있다. 반복의 양은 헤더에 시그널링될 수 있다. 반복 블록(608)은 정수 또는 분수의 스텝 크기를 계산할 수 있고 따라서 비트들을 반복할 수 있다. 예를 들어, 53.3 Mbps는 13.3 Mbps의 데이터 레이트를 얻기 위해 4로 나누어질 수 있고, 6 dB의 확산 이득(spreading gain)은 상기 범위를 거의 두 배로 만든다. 반복된 비트들은 코딩된 비트들 사이에 삽입될 수 있다. 부가하여, 인터리버(606)는 상이한 서브캐리어들 및 주파수 대역을에 대해 반복된 비트들을 자동으로 분배할 수 있다. 그러나 증가된 범위에서, 헤더 그 자체는 바람직하게 반복을 통해 더 낮은 데이터 레이트로 전송된다. 부가하여, 프리앰블(preamble)은 전형적으로 길이가 연장되고, 이것은 단순한 프리앰블 검출 알고리즘들의 수행을 어렵게 만든다.
전술한 바와 같이, 반복 코딩은 헤더 및/또는 페이로드 내에서 사용될 수 있다. 이러한 사용들에 부가하여, 반복 코드는 때때로 WiMedia의 주파수 도메인 확산(Frequency Domain Spreading; FDS) 및 시간 도메인 확산(Time Domain Spreading; TDS)에 대한 대체물로서 사용될 수 있다. FDS 및/또는 TDS는 확산기(spreader) 또는 확산 방법에 대응할 수 있다. 이러한 반복 코드는 그것의 더 높은 전력 소모에 대한 교환(trade)으로서 더 양호한 성능을 제공할 수 있다. 도 7A 및 도 7B는 각각 반복 코딩을 갖지 않는, 그리고 반복 코딩을 갖는, 통신 신호를 코딩하기 위한 장치의 기능의 비교를 도시하는 개념적인 블록 다이어그램들이다. 도 7A는 컨볼루션 인코더(304), 펑쳐러(702), 인터리버(704) 및 FDS/TDS 블록(706)을 포함한다. 반면, 도 7B는 컨볼루션 인코더(304), 반복 블록(708) 및 인터리버(704)를 도시한다.
특정 데이터 레이트들(예를 들어, 80 Mbps 및 200 Mbps)에 대하여, 주파수 도메인 확산(FDS) 및 시간 도메인 확산(TDS) 코딩 방법들은 선호되지 않는다. 이에 대한 적어도 2가지 이유는 이하와 같다:
● FDS 및 TDS 방법들은 전형적으로 펑쳐링 이후에 반복의 형식(form)을 적용하고, 심지어 AWGN에서조차 코딩 손실(예를 들어, 80 Mbps에 대해 약 0.25 dB, 및 200 Mbps에 대한 0.6 dB)을 야기한다.
● 이러한 방법들은 전형적으로 인터리빙 이후에 반복의 형식을 적용하고, 이것은 당연히 비-AWGN 채널들에서의 다이버시티 손실 및 부적절한 인터리빙을 야기한다. 이것은 대부분, 주파수 대역 호핑이 턴 오프될 때 일어난다(예를 들어, 53 Mbps에 대해 약 0.5 dB 손실, 대역 호핑없이 채널 모델 CM2에서 80 Mbps에 대해 1 dB 손실).
예를 들어, 한 시나리오에서, 1 dB 이상의 손실이 제시된다. 비록 FDS 및 TDS가 특정 데이터 레이트들에서 불량하게 실행되는 것으로 보이지만, 이러한 방법들(예를 들어, 도 7A의 펑쳐러(702)의 사용)은 하드웨어가 더 낮은 속도에서 실행되고 전력을 절약하도록 한다. 그리하여, 도 7B의 반복 코딩 방식은 때때로 전력과 성능을 맞바꾸도록 사용될 수 있고, 헤더는 무슨 방식이 사용되고 있는지 시그널링할 수 있다. 도 7B에 도시된 반복 코딩 방식은 개선된 반복 형식을 제공하는 것으로 보여지고, 도 7B에 도시된 방식과 연관된 손실을 회복하는 것으로 보인다.
도 7A에서, 만약 컨볼루션 인코더(304)가 200 Mbps의 비트 레이트를 갖는 입력을 수신한다면, 컨볼루션 인코더(304)는 입력 레이트의 3배가 되는 600 Mbps로 코딩된 데이터를 생성할 수 있다. 코딩된 데이터는 320 Mbps의 코딩된 비트 레이트를 생성하기 위하여 펑쳐러 블록(702)으로 전송될 수 있고, 이것은 640 Mbps의 최종 코딩된 비트 레이트를 얻기 위하여 TDS를 통해 두 번 반복될 수 있다. 이것은 예를 들어, QPSK 톤들에 맵핑될 수 있다.
도 8은 통신 신호를 코딩하기 위한 장치의 기능의 또 다른 예시를 도시하는 개념적인 블록 다이어그램이다. 도 7B 및 도 8을 모두 참조하면, 이러한 예에서 200 Mbps의 비트 레이트를 갖는 입력 데이터가 컨볼루션 인코더(304)에 적용된다. 컨볼루션 인코더(304) 이후에, 코딩된 비트 레이트는 전형적으로 3배 더 높거나 600 Mbps이다. 이러한 예에서, 펑쳐링은 컨볼루션 인코더(304) 이후에 수행되지 않는다. 오히려, 반복 블록(708)은 640 Mbps의 코딩된 비트 레이트를 얻기 위하여 600 Mbps의 일 부분을 반복할 수 있다. 예를 들어, 반복 블록(708a)은 매 15번째 코딩된 비트마다 한 번 반복할 수 있다. 그 다음 이것은 예를 들어, QPSK 톤들에 맵핑될 수 있다. 이러한 반복은 또한 TDS 및 FDS와 유사하게, 하드웨어가 더 낮은 속도로 실행되고 전력을 절약하게 하는 것으로 보인다.
도 7B 및 도 8을 참조하면, 인터리버(704) 이전의 640 Mbps의 코딩된 비트 레이트는 480 Mpbs와 같이 기존의 높은 데이터 비트 레이트들에 의해 달성된 레이트와 유사하다. 그리하여, 블록(704a)은 ― 블록(704a)은 예를 들어, 인터리버(704) 및 다른 후속적인 블록들을 포함할 수도 있음 ― 높은 데이터 레이트 모드로 설정될 수 있고, 전형적으로 어떠한 부가적인 하드웨어도 요구되지 않는다. 또한, 고속 푸리에 변환(Fast Fourier transform; FFT)은 전형적으로, 높은 데이터 레이트 모드들에서 2배 더 빨리 실행된다.
도 9는 통신 신호를 코딩하기 위한 장치의 기능에 대한 또 다른 예시를 도시하는 개념적인 블록 다이어그램이다. 도 7A 및 도 7B를 참조하여 앞서 기술된 바와 같이, 반복 코딩 방식은 때때로 전력과 성능을 맞바꾸기 위하여 펑쳐러/FDS/TDS 방식 대신에 사용될 수 있고, 헤더는 어떠한 방식이 사용되고 있는지 시그널링할 수 있다.
도 9의 예에서, 반복 코딩 방식은 브랜치(904)로서 도시되고, 펑쳐러/FDS/TDS 방식은 브랜치(902)로서 도시된다. 부가적으로, 선택기(미도시)가 브랜치들(902 및 904) 사이에서 선택하기 위하여 사용될 수 있다. 선택기는 예를 들 어, 전력과 성능 간의 트레이드오프에 기초하여 한 브랜치를 선택할 수 있다. 예를 들어, 80 Mbps와 200 Mbps와 같은 데이터 레이트들에 대하여, 선택기는 반복 코딩 브랜치(904)를 선택할 수 있다. 만약 선택기가 반복 코딩 브랜치(904)를 선택하면, 인터리버(704) 및 후속 블록들(도 8의 블록(704a) 참조)은 높은 데이터 레이트 모드를 사용할 수 있다.
선택기는 컨볼루션 인코더(304) 이전에 또는 컨볼루션 인코더(304) 내에서 구현될 수 있다. 선택기는 또한 컨볼루션 인코더(304) 이후에, 그러나 펑쳐러(702) 또는 반복 블록(708)(도 8에서는 708a) 이전에 구현될 수 있다.
요약하여, 반복 코딩은 FDS/TDS 코딩을 대신하기 위하여 헤더 내에서, 페이로드 내에서, 그리고/또는 때때로 사용될 수 있다. 반복 코딩은 개선된 에러 정정, 비용, 크기 및 전력을 제공하는 것으로 보인다. 부가하여, 그러한 인코딩은 기존의 에러 정정 코드 포맷들과 호환될 수 있다.
반복 코딩의 시뮬레이션된 성능의 더 상세한 기재가 이제 제공될 것이다. 도 10 내지 도 12는 부가적 백색 가우시안 잡음(AWGN)에서의 반복 코딩의 성능에 대한 예시를 도시하는 그래프들이다. 더욱 상세하게, 도 10은 리드 솔로몬(RS) 코딩 대 부가적 백색 가우시안 잡음(AWGN)에서의 반복 코딩의 성능에 대한 예시를 도시한다. 도 11은 리드 솔로몬(RS) 코딩 대 CM2 및 FFI 모드에서의 반복 코딩의 성능에 대한 예시를 도시한다. 도 12는 리드 솔로몬(RS) 코딩 대 CM2 및 TFI 모드에서의 반복 코딩의 성능에 대한 예시를 도시한다.
이러한 다이어그램들에서, CM2는 IEEE 802.15.3의 채널 모델 2(CM2)에 대응 하나 섀도잉(shadowing)을 갖지 않는다. 부가하여, 도 11에서, 주파수 대역 호핑은 턴 오프되고, 이것은 WiMedia 사양의 고정된 주파수 인터리빙(Fixed Frequency Interleaving; FFI)에 대응한다.
도 12에서, 주파수 대역 호핑은 턴 온되고, 이것은 시간 및 주파수 인터리빙(Time and Frequency Interleaving; TFI)에 대응한다. 반복 코딩을 사용하는 TFI 모드에서, 3개의 주파수 대역들이 커버되고, 전송 전력은 거의 3배(~4.7 dB) 증가될 수 있다. 결과들은 신호 대 잡음 비율, 즉, Eb/N0의 함수로서 헤더 에러 레이트(Header Error Rate; HER)를 제공한다.
도 10에서 도시된 바와 같이, RS 코딩은 낮은 HER에 대응하는 높은 Eb/N0에서만 반복 코드보다 성능이 뛰어난 것으로 보인다. 이것은 전형적으로 RS 코드가 유용할 때인데, 그 이유는 에러들이 매우 집중되기 때문이다. 그러나, 선호되는 관심 범위는 전형적으로 10-3보다 훨씬 더 큰 패킷 에러 레이트(Packet Error Rate; PER)에 대응하는 HER의 범위이다. 이러한 PER에서, 약 10-4의 HER이 매우 충분하다.
다시 도 10을 참조하면, HER > 10-4의 전형적으로 유용한 범위 내에서, 반복 코딩은 0.2 dB 미만만큼 RS 코딩보다 성능이 뛰어나거나 약간 성능이 떨어진다. 게다가, 반복 코드는 낮은 Eb/N0에서 더 높은 성능이 주어진 경우 섀도잉에 더 면역성이 있다. 반복 코딩은 관심 범위에서 충분한 헤더 보호를 제공하는 훨씬 더 단 순한 코드인 것으로 보인다.
FFI 모드에서의 성능(예를 들어, 도 11)은 TFI 모드(예를 들어, 도 12)에서의 성능보다 더 나은 것으로 보이는데, 그 이유는 FFI 모드에서 6개의 심볼들이 채널 추정에 전용되는 반면, TFI 모드에서는 단지 2개의 심볼들만이 주파수 대역 당 채널 추정에 전용되기 때문이다. 그러나 TFI 모드에서 UWB 장치는 3배 더 많은 전력을 전송하도록 허용되기 때문에, 이러한 성능 차이는 전형적으로 실제 시스템들에는 존재하지 않을 것이다. FFI 모드에 대한 전력 제한은 그것의 성능을 제한하는 것으로 보인다. 그리하여, 도 11 및 도 12에 도시된 2가지 모드들은 반드시 직접 비교되지 않아야 한다.
도 10 내지 도 12에서 도시된 바와 같이, 다수 경우들에서 반복 코드는 RS 코드보다 성능이 뛰어나다. 한 가지 이유는 원래 RS 코드가 반복 코드가 경쟁할 수 없는 (255, 249)이라는 것인데, 249 바이트들 중 6 바이트에서, 전형적으로 충분한 반복의 여지가 없기 때문이다. 그러나 상기 코드를 (23, 17)로 단축시킨 이후에, 반복 코드는 경쟁할 기회를 갖는다. 17 바이트 중 6 바이트에서, 전형적으로 충분한 반복을 위한 여지가 존재한다.
더욱 상세하게, 낮은 HER(예를 들어, 말하자면 10-3)에서, 비터비 디코딩 이후에, 일 패킷 내 기껏해야 하나의 에러 이벤트가 존재한다. 이러한 에러 이벤트는 1, 2, 3 또는 그 이상의 연속적인 바이트들에 걸쳐 연장되는 부정확한 비트들의 인접 세그먼트로 변환(translate)될 수 있다. 에러가 3 바이트보다 작거나 3 바이 트와 같을 때, RS 코드는 전형적으로 에러를 정정할 수 있다. 그러나, 에러가 4 이상의 바이트들이라면, RS 코드는 전형적으로 실패한다.
비터비 디코더 이후에, 바이트들로의 에러 이벤트 길이는 상당히 패킷의 길이에 독립적이다. 오히려, 에러 이벤트 길이는 전형적으로 10-3의 HER을 달성하기 위하여 단지 동작(operating) Eb/N0에만 의존한다. 그리하여, 패킷의 크기(23 바이트 또는 255 바이트)의 크기와 무관하게 목적하는 동작 Eb/N0에서, 전형적으로 대략 3 바이트 정도의 길이를 가진 단일 에러 이벤트만이 존재할 것이다. RS 코드는 패킷 길이가 23 바이트이든 255 바이트이든 이하와 같은 고정된 이득을 제공한다.
RS 코드 이득 ≒ 1.3 dB (식 1)
이와 관련하여, 255 바이트들의 패킷은 단축되지 않은 RS 코드에 대응하는 반면, 23 바이트들의 패킷은 매우 단축된 버전에 대응한다.
반면, 반복 코딩의 이득은 전형적으로 패킷 크기에 의존한다. n 바이트들에 의해 헤더 정보 길이를 나타내고 m = 6 바이트들에 의해 반복 길이를 나타내며 반복 비트들이 적절히 분배될 수 있다면, 반복 이득이 이하와 같을 수 있다:
반복 이득= 10log10(1 + m/(n - m)) dB (식 2)
반복 이득은 동작 Eb/N0에 독립적이다. n = 255 바이트들에 대하여, 상기 이득은 단지 0.1 dB이고, 반복된 비트들을 적절히 분배하는 것은 전형적으로 어렵다. n = 23 바이트에 대하여, 이득은 1.3 dB이고, 반복 비트들은 컨볼루션 인코더(304) 이후에 평활하게 분배될 수 있다. 그리하여, WiMedia UWB에서의 반복은 RS 코드에 유사한 이득들을 제공하는 것으로 보인다.
도 11을 참조하여, 부가적 백색 가우시안 잡음(AWGN)에 대하여, 에러들은 종종 3 바이트들 미만에서 잘 집중되는 경향이 있다. 비터비 디코더는 에러 이벤트로부터 재빨리 복구된다. IEEE 802.15.3의 채널 모델 2(CM2)와 같은 채널의 존재 시, 에러들은 보다 많은 바이트들에 걸쳐 연장되는 경향이 있고, 비터비 디코더는 새로운 입력 메트릭(metric)들이 약할 수 있기 때문이 에러 이벤트로부터 복구되는데 더 어려운 시간을 갖는다. 그리하여, RS 코드는 채널의 존재 시 눈에 띄게 더 악화되어 실행되고, 주파수 대역 호핑은 턴 오프된다.
최악의 성능에 대한 이유는 다이버시티 이득에 관련될 수 있다. 반복 디코더가 비터비 디코더 이전에 동작하고 다이버시티의 모든 이점을 취하는 반면, RS 디코더는 비터비 디코더 이후에 동작하고 다이버시티 이득을 거의 갖지 않는다. 사실, WiMedia의 현재 헤더 인코딩은 차선의 주파수 및 시간 도메인 확산을 이용하는 것으로 보이고, 그것은 FFI 모드에서 다이버시티가 부족한 것으로 보이며, 이러한 사항은 이하에서 더 상세히 기술될 것이다. 반복 코드는 다이버시티 손실을 복구하는 것으로 보인다. 도 12에 도시된 바와 같이 TFI 모드에서, WiMedia 인코딩 은 충분한 다이버시티를 제공하는 것으로 보이고, 그리하여 반복 및 RS 코드들 모두는 AWGN에서와 같이 거동한다.
도 13 및 도 14는 반복 코딩의 성능의 추가 예들을 제공한다. 도 13은 FFI 모드에서 시간 도메인 확산 코딩 대 반복 코딩의 성능의 예를 도시하고, 도 14는 TFI 모드에서 시간 도메인 확산 코딩 대 반복 코딩의 성능의 예를 도시한다. 더욱 상세하게, 도 13은 FFI 모드로 부가적 백색 가우시안 잡음(AWGN)에서, 그리고 섀도잉이 없는 IEEE 802.15.3의 채널 모델 2(CM2)에서, 200 Mbps에 대한 페이로드 시뮬레이션 결과들을 보여준다. 도 14는 TFI 모드로 동일한 것을 보여준다. 결과들은 신호 대 잡음 비율, Eb/N0의 함수로서 패킷 에러 레이트(PER)를 제공한다.
도 13 및 도 14에서 알 수 있는 바와 같이, AWGN에서, 반복 코드는 TDS에 대하여 약 0.6 dB의 코딩 이득을 제공하는 것으로 보인다. 부가하여, CM2에서, 반복 코드는 FFI 모드에서 0.6 dB의 다이버시티 이득 및 TFI 모드에서 0.3 dB의 다이버시티 이득을 갖는다. 그리하여, 총 이득은 FFI 모드에서 1.2 dB이고 TFI 모드에서 0.9 dB이다. 확산에도 불구하고, TDS 방식은 FFI 모드에서 소정의 다이버시티를 결여한 것으로 보인다.
따라서, WiMedia UWB에서 리드 솔로몬 코드 대신에 반복 코드 수행을 사용함으로써, 더 나은 성능을 가진 더 단순한 구현이 실현될 수 있다. 제안된 반복 방식의 인코더/디코더 복잡성은 리드 솔로몬의 복잡성이 비해 거의 무시할만하다.
부가하여, 반복 코드 방식은 TDS 및 FDS와 같은 확산과 비교했을 때, 짧은 페이로드들의 시스템 성능을 개선하고 53.3 Mbps보다 더 낮은 데이터 레이트들을 달성하며 보다 최적의 방식으로 기존의 데이터 레이트들을 전송하기 위해 사용될 수 있다.
도 15는 통신 신호를 코딩하는 예시적인 동작을 도시하는 흐름도이다. 단계(1502)에서, 통신 신호는 통신 신호의 길이를 증가시키기 위해 인코딩된다. 단계(1504)에서, 인코딩된 통신신호의 일부는 통신 신호의 증가된 길이 중 적어도 일부를 이용하기 위하여 반복적으로 코딩된다. 단계(1506)에서, 반복적으로 코딩된 통신 신호가 인터리빙된다.
도 16은 통신 신호를 코딩하기 위한 장치의 기능에 대한 일 예를 도시하는 개념적인 블록 다이어그램이다. 장치(1602)는 통신 신호의 길이를 증가시키기 위하여 통신 신호를 인코딩하기 위한 모듈(1604)을 포함한다. 장치(1602)는 통신 신호의 증가된 길이 중 적어도 일부를 이용하기 위하여 인코딩된 통신 신호의 일부를 반복적으로 코딩하기 위한 모듈(1606)을 더 포함한다. 부가하여, 장치(1602)는 반복적으로 코딩된 통신 신호를 인터리빙하기 위한 모듈(1608)을 포함한다.
당업자는 본 명세서에 기술된 여러 다양한 예시적인 블록들, 모듈들, 엘리먼트들, 컴포넌트들, 방법들 및 알고리즘들이 전자 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어 또는 이들의 결합으로서 구현될 수 있음을 이해할 것이다. 예를 들어, 컨볼루션 인코더, 반복 블록 및 인터리버 각각은 전자 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어 또는 이들의 결합으로서 구현될 수 있다. 하드웨어와 소프트웨어의 상호교환성을 예시하기 위하여, 여러 다양한 예시적인 블록들, 모듈들, 엘리먼트들, 컴포넌트들, 방법들 및 알고리즘들은 일반적으로 그들의 기능 관점에서 앞서 기술되었다. 그러한 기능이 하드웨어로서 구현될지 소프트웨어로서 구현될지 여부는 전체 시스템에 부과된 특정 애플리케이션 및 설계 제한들에 따른다. 당업자들은 각각의 특정 애플리케이션에 대하여 다양한 방식들로 전술한 기능을 구현할 수 있다. 여러 다양한 컴포넌트들 및 블록들은 모두 본 기술의 범위를 벗어나지 않으면서 다르게 배열될 수 있다(예를 들어, 다른 순서로 배열되거나, 다른 방식으로 구획화될 수 있다).
특정 통신 프로토콜들 및 포맷들의 예들은 본 기술을 예시하기 위해 제공되었다. 그러나, 본 기술은 이러한 예들에 제한되지 않고 다른 통신 프로토콜들 및 포맷들에 적용된다.
개시된 프로세스들에서의 단계들의 특정 순서 또는 계층은 예시적인 접근법들의 예시로 이해된다. 설계 선호사항들에 기초하여, 프로세스들에서의 단계들의 특정 순서 또는 계층은 재배열될 수 있음이 이해된다. 소정 단계들은 동시에 수행될 수 있다. 첨부된 방법 청구항들은 샘플 순서의 여러 단계들의 엘리먼트들을 제시하고, 제시된 특정 순서 또는 계층에 제한됨을 의미하는 것은 아니다.
이전의 설명은 당업자가 본 명세서에 기술된 여러 다양한 양상들을 실시할 수 있게 하기 위하여 제공된다. 이러한 양상들은 여러 변형예들은 당업자들에게 매우 명백하고, 본 명세서에 정의된 기반 원리들은 다른 양상들에 적용될 수 있다. 그리하여, 청구범위는 본 명세서에서 보여준 양상들에 제한되는 것으로 의도되지 않고, 청구항들의 기재와 일치하는 전체 범위가 허용되어야 하고, 단수의 엘리먼트에 대한 참조는 "하나 그리고 단지 하나"라고 명시적으로 언급되지 않는다면 "하나 그리고 단지 하나"를 의미하는 것으로 의도되기보다는 오히려 "하나 또는 그 이상"을 의미하는 것으로 의도된다. 달리 명시적으로 언급되지 않는다면, 용어 "소정"은 하나 또는 그 이상을 언급한다. 남성에 관한 대명사(예를 들어, 그의)는 여성 및 중성(예를 들어, 그녀의 그리고 그것의)을 포함하고 그 역도 마찬가지다. 통상의 당업자들에게 알려지거나 이후에 알려질, 본 개시내용을 통해 기술된 여러 다양한 양상들의 엘리먼트들에 대한 모든 구조적인 그리고 기능적인 균등물들은 본 명세서에 참조에 의해 명백히 편입되고 청구항들에 의해 포함되는 것으로 의도된다. 더욱이, 그러한 개시내용이 청구항들에 명시적으로 언급되는지 여부와 무관하게 본 명세서에 개시된 어느 것도 공중에 헌납되는 것을 의도하지 않는다. 엘리먼트가 명시적으로 "~을 위한 수단" 구를 사용하여 서술되거나 방법 항의 경우 "~을 위한 단계" 구를 사용하여 서술되지 않는다면, 어떠한 청구항 엘리먼트도 35 U.S.C. §112, 6번째 문단의 규정들 하에서 해석되지 않는다.

Claims (70)

  1. 통신 신호를 코딩하기 위한 장치로서,
    상기 통신 신호의 길이를 증가시키기 위하여, 상기 통신 신호를 인코딩하도록 구성된 인코더;
    상기 통신 신호의 증가된 길이 중 적어도 일부를 이용하기 위하여, 상기 인코딩된 통신 신호의 일부를 반복적으로 코딩하도록 구성된 반복 코더; 및
    상기 반복적으로 코딩된 통신 신호를 인터리빙하도록 구성된 인터리버;
    를 포함하는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 반복 코더는 상기 인코딩된 통신 신호에 반복된 비트들을 추가하도록 구성되고, 상기 추가된 반복된 비트들은 외부 장치에 의해 사용되는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 반복 코더는 상기 인코딩된 통신 신호에 반복된 비트들을 추가하도록 구성되고, 상기 추가된 반복된 비트들은 외부 장치에 의해 무시되는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 반복 코더는 반복 코딩과 연관된 버퍼링의 양을 감소시키기 위하여, 상기 인코딩된 통신 신호의 원래 비트들 사이에 반복된 비트들을 삽입하도록 구성된,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 반복 코더는 어떤 비트들이 반복되어야 하는지를 선택하기 위하여 부분적인 스텝(fractional step)을 사용하도록 구성되고, 상기 부분적인 스텝은 반복된 비트들 간의 스텝 크기와 연관되고, 상기 스텝 크기는 정수 경계를 가로지를 때까지 누적된 분수인,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 통신 신호는 헤더 및 페이로드를 포함하는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 반복 코더는 상기 인코딩된 통신 신호의 상기 헤더를 반복적으로 코딩하도록 구성되는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 반복 코더는 상기 인코딩된 통신 신호의 상기 페이로드를 반복적으로 코딩하도록 구성되는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 장치는 상기 인코더 바로 이전에 리드 솔로몬(RS) 코더를 포함하지 않는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 반복 코더에 의한 반복의 양은 MAC 메시지를 통해 시그널링되는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 반복 코더에 의한 반복의 양은 헤더에서 시그널링되는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 장치는 이동 전화인,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  13. 제1항에 있어서,
    상기 반복 코더 및 상기 인터리버를 포함하는, 상기 통신 신호를 프로세싱하기 위한 제 1 브랜치;
    상기 인코더에 결합되어 상기 인코딩된 통신 신호를 펑쳐링하도록 구성된 펑쳐러(puncturer), 상기 펑쳐링된 통신 신호를 인터리빙하도록 구성된 제 2 인터리버 및 상기 인터리빙된 통신 신호를 확산시키도록 구성된 확산기(spreader)를 포함하는, 상기 통신 신호를 프로세싱하기 위한 제 2 브랜치; 및
    상기 제 1 브랜치와 상기 제 2 브랜치 사이에서 선택하기 위한 선택기;
    를 더 포함하는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  14. 제1항에 있어서,
    상기 인터리버는 상기 반복적으로 코딩된 통신 신호를 인터리빙하기 위하여 높은 데이터 레이트 모드를 사용하도록 구성된,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  15. 통신 신호를 코딩하기 위한 방법으로서,
    상기 통신 신호의 길이를 증가시키기 위하여, 상기 통신 신호를 인코딩하는 단계;
    상기 통신 신호의 증가된 길이 중 적어도 일부를 이용하기 위하여, 상기 인코딩된 통신 신호의 일부를 반복적으로 코딩하는 단계; 및
    상기 반복적으로 코딩된 통신 신호를 인터리빙하는 단계;
    를 포함하는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 반복적으로 코딩하는 단계는 상기 인코딩된 통신 신호에 반복된 비트들을 추가하는 단계를 포함하고, 상기 추가된 반복된 비트들은 외부 장치에 의해 사용되는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 방법.
  17. 제15항에 있어서,
    상기 반복적으로 코딩하는 단계는 상기 인코딩된 통신 신호에 반복된 비트들을 추가하는 단계를 포함하고, 상기 추가된 반복된 비트들은 외부 장치에 의해 무시되는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 방법.
  18. 제15항에 있어서,
    상기 반복적으로 코딩하는 단계는 반복 코딩과 연관된 버퍼링의 양을 감소시키기 위하여, 상기 인코딩된 통신 신호의 원래 비트들 사이에 반복된 비트들을 삽입하는 단계를 포함하는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 방법.
  19. 제15항에 있어서,
    상기 반복적으로 코딩하는 단계는 어떤 비트들이 반복되어야 하는지를 선택하기 위하여 부분적인 스텝을 사용하는 단계를 포함하고, 상기 부분적인 스텝은 반복된 비트들 간의 스텝 크기와 연관되고, 상기 스텝 크기는 정수 경계를 가로지를 때까지 누적된 분수인,
    통신 신호를 코딩하기 위한 방법.
  20. 제15항에 있어서,
    상기 통신 신호는 헤더 및 페이로드를 포함하는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 방법.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 반복적으로 코딩하는 단계는 상기 인코딩된 통신 신호의 상기 헤더를 반복적으로 코딩하는 단계를 포함하는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 방법.
  22. 제20항에 있어서,
    상기 반복적으로 코딩하는 단계는 상기 인코딩된 통신 신호의 상기 페이로드를 반복적으로 코딩하는 단계를 포함하는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 방법.
  23. 제15항에 있어서,
    상기 방법은 상기 인코딩 단계 바로 이전에 리드 솔로몬(RS) 코딩을 수행하지 않는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 방법.
  24. 제15항에 있어서,
    상기 반복적으로 코딩하는 단계에 의해 수행된 반복의 양은 MAC 메시지를 통해 시그널링되는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 방법.
  25. 제15항에 있어서,
    상기 반복적으로 코딩하는 단계에 의해 수행된 반복의 양은 헤더에서 시그널 링되는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 방법.
  26. 제15항에 있어서,
    상기 방법은 이동 전화에 의해 수행되는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 방법.
  27. 제15항에 있어서,
    상기 방법은 제 1 브랜치 및 제 2 브랜치 중 하나를 선택하는 단계를 더 포함하고,
    상기 제 1 브랜치가 선택되는 경우, 상기 반복적으로 코딩하는 단계 및 상기 인터리빙 단계가 수행되고,
    상기 제 2 브랜치가 선택되는 경우, 상기 반복적으로 코딩하는 단계 및 상기 인터리빙 단계는 이하의 단계들:
    상기 인코딩된 통신 신호를 펑쳐링하는 단계;
    상기 펑쳐링된 통신 신호를 인터리빙하는 단계; 및
    상기 인터리빙된 통신 신호를 확산시키는 단계;
    로 대체되는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 방법.
  28. 제15항에 있어서,
    상기 인터리빙 단계는 상기 반복적으로 코딩된 통신 신호를 인터리빙하기 위하여 높은 데이터 레이트 모드를 사용하는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 방법.
  29. 통신 신호를 코딩하기 위한 장치로서,
    상기 통신 신호의 길이를 증가시키기 위하여, 상기 통신 신호를 인코딩하기 위한 수단;
    상기 통신 신호의 증가된 길이 중 적어도 일부를 이용하기 위하여, 상기 인코딩된 통신 신호의 일부를 반복적으로 코딩하기 위한 수단; 및
    상기 반복적으로 코딩된 통신 신호를 인터리빙하기 위한 수단;
    를 포함하는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  30. 제29항에 있어서,
    상기 반복적으로 코딩하기 위한 수단은 상기 인코딩된 통신 신호에 반복된 비트들을 추가하도록 구성되고, 상기 추가된 반복된 비트들은 외부 장치에 의해 사용되는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  31. 제29항에 있어서,
    상기 반복적으로 코딩하기 위한 수단은 상기 인코딩된 통신 신호에 반복된 비트들을 추가하도록 구성되고, 상기 추가된 반복된 비트들은 외부 장치에 의해 무시되는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  32. 제29항에 있어서,
    상기 반복적으로 코딩하기 위한 수단은 반복 코딩과 연관된 버퍼링의 양을 감소시키기 위하여, 상기 인코딩된 통신 신호의 원래 비트들 사이에 반복된 비트들을 삽입하도록 구성된,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  33. 제29항에 있어서,
    상기 반복적으로 코딩하기 위한 수단은 어떤 비트들이 반복되어야 하는지를 선택하기 위하여 부분적인 스텝을 사용하도록 구성되고, 상기 부분적인 스텝은 반복된 비트들 간의 스텝 크기와 연관되고, 상기 스텝 크기는 정수 경계를 가로지를 때까지 누적된 분수인,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  34. 제29항에 있어서,
    상기 통신 신호는 헤더 및 페이로드를 포함하는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  35. 제34항에 있어서,
    상기 반복적으로 코딩하기 위한 수단은 상기 인코딩된 통신 신호의 상기 헤더를 반복적으로 코딩하도록 구성되는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  36. 제34항에 있어서,
    상기 반복적으로 코딩하기 위한 수단은 상기 인코딩된 통신 신호의 상기 페이로드를 반복적으로 코딩하도록 구성되는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  37. 제29항에 있어서,
    상기 장치는 상기 인코딩하기 위한 수단 바로 이전에 리드 솔로몬(RS) 코더를 포함하지 않는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  38. 제29항에 있어서,
    상기 반복적으로 코딩하기 위한 수단에 의한 반복의 양은 MAC 메시지를 통해 시그널링되는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  39. 제29항에 있어서,
    상기 반복적으로 코딩하기 위한 수단에 의한 반복의 양은 헤더에서 시그널링되는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  40. 제29항에 있어서,
    상기 장치는 이동 전화인,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  41. 제29항에 있어서,
    상기 반복적으로 코딩하기 위한 수단 및 상기 반복적으로 코딩된 통신 신호를 인터리빙하기 위한 수단을 포함하는, 상기 통신 신호를 프로세싱하기 위한 제 1 브랜치;
    상기 인코딩된 통신 신호를 펑쳐링하기 위한 수단, 상기 펑쳐링된 통신 신호를 인터리빙하기 위한 수단 및 상기 인터리빙된 통신 신호를 확산시키기 위한 수단을 포함하는, 상기 통신 신호를 프로세싱하기 위한 제 2 브랜치; 및
    상기 제 1 브랜치와 상기 제 2 브랜치 사이에서 선택하기 위한 수단;
    을 더 포함하는,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  42. 제29항에 있어서,
    상기 인터리빙 하기 위한 수단은 상기 반복적으로 코딩된 통신 신호를 인터리빙하기 위하여 높은 데이터 레이트 모드를 사용하도록 구성된,
    통신 신호를 코딩하기 위한 장치.
  43. 통신 신호를 코딩하기 위한 프로세서로서,
    상기 통신 신호의 길이를 증가시키기 위하여, 상기 통신 신호를 인코딩하도록 구성된 인코더;
    상기 통신 신호의 증가된 길이 중 적어도 일부를 이용하기 위하여, 상기 인코딩된 통신 신호의 일부를 반복적으로 코딩하도록 구성된 반복 코더; 및
    상기 반복적으로 코딩된 통신 신호를 인터리빙하도록 구성된 인터리버;
    를 포함하는,
    프로세서.
  44. 제43항에 있어서,
    상기 반복 코더는 상기 인코딩된 통신 신호에 반복된 비트들을 추가하도록 구성되고, 상기 추가된 반복된 비트들은 외부 장치에 의해 사용되는,
    프로세서.
  45. 제43항에 있어서,
    상기 반복 코더는 상기 인코딩된 통신 신호에 반복된 비트들을 추가하도록 구성되고, 상기 추가된 반복된 비트들은 외부 장치에 의해 무시되는,
    프로세서.
  46. 제43항에 있어서,
    상기 반복 코더는 반복 코딩과 연관된 버퍼링의 양을 감소시키기 위하여, 상기 인코딩된 통신 신호의 원래 비트들 사이에 반복된 비트들을 삽입하도록 구성된,
    프로세서.
  47. 제43항에 있어서,
    상기 반복 코더는 어떤 비트들이 반복되어야 하는지를 선택하기 위하여 부분적인 스텝을 사용하도록 구성되고, 상기 부분적인 스텝은 반복된 비트들 간의 스텝 크기와 연관되고, 상기 스텝 크기는 정수 경계를 가로지를 때까지 누적된 분수인,
    프로세서.
  48. 제43항에 있어서,
    상기 통신 신호는 헤더 및 페이로드를 포함하는,
    프로세서.
  49. 제48항에 있어서,
    상기 반복 코더는 상기 인코딩된 통신 신호의 상기 헤더를 반복적으로 코딩하도록 구성되는,
    프로세서.
  50. 제48항에 있어서,
    상기 반복 코더는 상기 인코딩된 통신 신호의 상기 페이로드를 반복적으로 코딩하도록 구성되는,
    프로세서.
  51. 제43항에 있어서,
    상기 프로세서는 상기 인코더 바로 이전에 리드 솔로몬(RS) 코더를 포함하지 않는,
    프로세서.
  52. 제43항에 있어서,
    상기 반복 코더에 의한 반복의 양은 MAC 메시지를 통해 시그널링되는,
    프로세서.
  53. 제43항에 있어서,
    상기 반복 코더에 의한 반복의 양은 헤더에서 시그널링되는,
    프로세서.
  54. 제43항에 있어서,
    상기 프로세서는 이동 전화에 포함되는,
    프로세서.
  55. 제43항에 있어서,
    상기 반복 코더 및 상기 인터리버를 포함하는, 상기 통신 신호를 프로세싱하기 위한 제 1 브랜치;
    상기 인코더에 결합되어 상기 인코딩된 통신 신호를 펑쳐링하도록 구성된 펑쳐러, 상기 펑쳐링된 통신 신호를 인터리빙하도록 구성된 제 2 인터리버 및 상기 인터리빙된 통신 신호를 확산시키도록 구성된 확산기를 포함하는, 상기 통신 신호를 프로세싱하기 위한 제 2 브랜치; 및
    상기 제 1 브랜치와 상기 제 2 브랜치 사이에서 선택하기 위한 선택기;
    를 더 포함하는,
    프로세서.
  56. 제43항에 있어서,
    상기 인터리버는 상기 반복적으로 코딩된 통신 신호를 인터리빙하기 위하여 높은 데이터 레이트 모드를 사용하도록 구성된,
    프로세서.
  57. 통신 신호를 코딩하기 위한 명령들로 인코딩된 기계-판독가능 매체로서,
    상기 명령들은,
    상기 통신 신호의 길이를 증가시키기 위하여, 상기 통신 신호를 인코딩;
    상기 통신 신호의 증가된 길이 중 적어도 일부를 이용하기 위하여, 상기 인코딩된 통신 신호의 일부를 반복적으로 코딩; 및
    상기 반복적으로 코딩된 통신 신호를 인터리빙;
    하기 위한 코드를 포함하는,
    기계-판독가능 매체.
  58. 제57항에 있어서,
    상기 반복적으로 코딩하기 위한 코드는 상기 인코딩된 통신 신호에 반복된 비트들을 추가하기 위한 코드를 포함하고, 상기 추가된 반복된 비트들은 외부 장치에 의해 사용되는,
    기계-판독가능 매체.
  59. 제57항에 있어서,
    상기 반복적으로 코딩하기 위한 코드는 상기 인코딩된 통신 신호에 반복된 비트들을 추가하기 위한 코드를 포함하고, 상기 추가된 반복된 비트들은 외부 장치에 의해 무시되는,
    기계-판독가능 매체.
  60. 제57항에 있어서,
    상기 반복적으로 코딩하기 위한 코드는 반복 코딩과 연관된 버퍼링의 양을 감소시키기 위하여, 상기 인코딩된 통신 신호의 원래 비트들 사이에 반복된 비트들을 삽입하기 위한 코드를 포함하는,
    기계-판독가능 매체.
  61. 제57항에 있어서,
    상기 반복적으로 코딩하기 위한 코드는 어떤 비트들이 반복되어야 하는지를 선택하기 위하여 부분적인 스텝을 사용하기 위한 코드를 포함하고, 상기 부분적인 스텝은 반복된 비트들 간의 스텝 크기와 연관되고, 상기 스텝 크기는 정수 경계를 가로지를 때까지 누적된 분수인,
    기계-판독가능 매체.
  62. 제57항에 있어서,
    상기 통신 신호는 헤더 및 페이로드를 포함하는,
    기계-판독가능 매체.
  63. 제62항에 있어서,
    상기 반복적으로 코딩하기 위한 코드는 상기 인코딩된 통신 신호의 상기 헤더를 반복적으로 코딩하기 위한 코드를 포함하는,
    기계-판독가능 매체.
  64. 제62항에 있어서,
    상기 반복적으로 코딩하기 위한 코드는 상기 인코딩된 통신 신호의 상기 페이로드를 반복적으로 코딩하기 위한 코드를 포함하는,
    기계-판독가능 매체.
  65. 제57항에 있어서,
    상기 코드는 상기 인코딩 바로 이전에 리드 솔로몬(RS) 코딩을 수행하기 위한 코드를 포함하지 않는,
    기계-판독가능 매체.
  66. 제57항에 있어서,
    상기 반복적 코딩에 의해 수행된 반복의 양은 MAC 메시지를 통해 시그널링되는,
    기계-판독가능 매체.
  67. 제57항에 있어서,
    상기 반복적 코딩에 의해 수행된 반복의 양은 헤더에서 시그널링되는,
    기계-판독가능 매체.
  68. 제57항에 있어서,
    상기 명령들은 이동 전화에서 실행가능한,
    기계-판독가능 매체.
  69. 제57항에 있어서,
    상기 명령들은,
    제 1 브랜치 및 제 2 브랜치 중 하나를 선택하기 위한 코드를 더 포함하고,
    상기 제 1 브랜치는 상기 반복적으로 코딩 및 상기 인터리빙을 하기 위한 코드를 포함하고,
    상기 제 2 브랜치는,
    상기 인코딩된 통신 신호를 펑쳐링;
    상기 펑쳐링된 통신 신호를 인터리빙; 및
    상기 인터리빙된 통신 신호를 확산;
    하기 위한 코드를 포함하는,
    기계-판독가능 매체.
  70. 제57항에 있어서,
    상기 인터리빙은 상기 반복적으로 코딩된 통신 신호를 인터리빙하기 위하여 높은 데이터 레이트 모드를 사용하는,
    기계-판독가능 매체.
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