KR20080066701A - 두 개의 직류 원을 위한 파워 인버터 그리고 파워 인버터의작동 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 하나의 공통된 기준 전위(0)를 갖는 제 1 및 제 2 직류 원으로부터 교류망으로 전기 에너지를 공급하기 위한 파워 인버터에 관한 것으로서, 이 경우 상기 파워 인버터의 출력 측은 교류망의 중성선(N_Network) 및 도선(L1_Network)에 연결되어 있으며, 이 경우 상기 제 1 직류 원은 상기 기준 전위(0)에 비해 양의 전위(1)를 갖고, 상기 제 2 직류 원은 상기 기준 전위(0)에 비해 음의 전위(2)를 가지며, 상기 두 개 직류 원의 기준 전위(0)는 중성선(N_Network)에 연결되어 있으며, 상기 파워 인버터는 제 1 스텝-다운 컨트롤러를 포함하고, 상기 제 1 스텝-다운 컨트롤러에 의해서 상기 양의 전위(1)가 교류망의 도선(L1_Network)에 접속되며, 상기 파워 인버터는 제 2 스텝-다운 컨트롤러를 포함하고, 상기 제 2 스텝-다운 컨트롤러에 의해서 상기 음의 전위(2)가 교류망의 도선(L1_Network)에 접속되어 있다. 이와 같은 어레이에 의해서는 필수적인 부품의 개수가 최소로 줄어들며, 그럼으로써 전력 손실은 최소화되고 효율은 상승하게 된다.

Description

두 개의 직류 원을 위한 파워 인버터 그리고 파워 인버터의 작동 방법 {POWER INVERTER FOR TWO DIRECT CURRENT SOURCES AND A METHOD FOR THE OPERATION THEREOF}

본 발명은 하나의 공통된 기준 전위를 갖는 제 1 및 제 2 직류 원으로부터 교류망으로 전기 에너지를 공급하기 위한 파워 인버터에 관한 것으로서, 이 경우 상기 파워 인버터의 출력 측은 교류망의 중성선(neutral conductor) 및 도선에 연결되어 있다. 또한 본 발명은 파워 인버터를 작동시키기 위한 방법과도 관련이 있다.

직류 원의 에너지를 교류망으로 공급하기 위하여, 상이한 토폴리지(topology)를 갖는 파워 인버터가 공지되어 있다. 예를 들어 광 발전 전지, 연료 전지, 배터리 등과 같은 직류 원들은 일반적으로 인출 전류에 의존하는 전압 특성 곡선을 갖는다. 예를 들어 광 발전 전지에서의 광 비율의 변동과 것과 같은 외부 영향에 의해서는, 최대 파워 포인트(Maximal Power Point; MPP)로도 언급되는 최대 인출 전력이 계속해서 변동된다. 파워 인버터의 조절은 이와 같은 유형의 다이내믹 작동 상태들을 고려해야만 한다.

추가로, 교류망 오퍼레이터에 의해서는, 연결망이 사용되는지 아니면 소위 섬 회로망(isle network)이 사용되는지와 상관없이, 파워 인버터가 사인파형의 전류를 교류망으로 공급하는 것이 요구된다.

파워 인버터를 조절하기 위한 한 가지 간단한 가능성은 특허 공보 US 6 914 418 B2호에 개시되어 있다. 상기 간행물에는, 인출 전류가 약간씩 지속적으로 변동되고, 직류 원의 측정된 전압과 곱해지는 소위 MPP-트래킹이 기술되어 있다. 이때 나타나는 인출 전력은 직전에 측정된 인출 전력과 비교된다. 그와 마찬가지로 전압도 직전에 측정된 전압과 비교된다. 인출 전력 및 전압의 변동에 상응하게, 그 다음 단계에서는 더 높은 또는 더 낮은 인출 전류가 사전에 설정된다.

그 대안으로서, 특허 공보 US 4 390 940 A1호에는, 최대 인출 전력을 갖는 광 발전 전지를 작동시킬 수 있는 파워 인버터가 개시되어 있다.

특정 사용 목적을 위해 공지된 파워 인버터 토폴로지를 선택하는 것은 다른 무엇보다도 연결된 직류 원의 전압 레벨에 의존한다. 직류 원의 전압 레벨이 그 안으로 전류가 공급되는 교류망의 피크 전압 아래에 있으면, 파워 인버터는 일반적으로 스텝-업 단 및 파워 인버터 단을 포함한다. 특허 공보 US 2004/0165408 A1호는 상기와 같은 파워 인버터를 기술하고 있으며, 이 경우 두 개의 직류 원은 하나의 공통된 기준 전위에 연결되어 있다.

하나의 스텝-업 단에서 전력 손실이 발생하면 이로써 파워 인버터의 효율이 떨어지기 때문에, 단 하나의 파워 인버터 단을 포함하는 파워 인버터들도 알려져 있다. 그 경우 연결된 직류 원의 전압은 항상 교류망의 피크 전압 위에 있어야만 한다. 그렇기 때문에 선행 기술에서는 직류 원들이 소위 스트링으로 통합됨으로 써, 스트링 출발 전압으로서는 개별 직류 원들의 전압의 수배의 전압이 나타나게 된다.

특히 광 발전 설비 또는 연료 전지와 같은 대안적인 직류 원들은 경제적인 사용을 위해서 효율이 높은 파워 인버터를 요구한다.

본 발명의 과제는, 선행 기술에 비해 개선되어 효율이 높은 파워 인버터를 제공하는 것이다.

상기 과제는 본 발명에 따라 하나의 공통된 기준 전위를 갖는 제 1 및 제 2 직류 원으로부터 교류망으로 전기 에너지를 공급하기 위한 파워 인버터에 의해서 해결되며, 이 경우 상기 파워 인버터의 출력 측은 교류망의 중성선 및 도선에 연결되어 있으며, 이 경우

- 상기 제 1 직류 원은 상기 기준 전위에 비해 양의 전위를 갖고,

- 상기 제 2 직류 원은 상기 기준 전위에 비해 음의 전위를 가지며,

- 상기 두 개 직류 원의 기준 전위는 중성선에 연결되어 있으며,

- 상기 파워 인버터는 제 1 스텝-다운 컨트롤러를 포함하고, 상기 제 1 스텝-다운 컨트롤러에 의해서 상기 양의 전위가 교류망의 도선에 접속되며,

- 상기 파워 인버터는 제 2 스텝-다운 컨트롤러를 포함하고, 상기 제 2 스텝-다운 컨트롤러에 의해서 상기 음의 전위가 교류망의 도선에 접속되어 있다.

이와 같은 어레이에 의해서는 필수적인 부품의 개수가 최소로 줄어들며, 그럼으로써 전력 손실은 공지된 파워 인버터 회로에 비해 줄어들고 효율은 최상으로 된다. 이때 직류 원들의 전압은 상기 교류망의 복원되는, 최대로 예상되는 피크 전압과 적어도 같거나 또는 상기 전압보다 더 높다.

상기와 같은 어레이의 특별한 장점은, 상기 제 1 및 제 2 직류원이 소위 광 발전 설비의 스트링으로서 형성되었다는 것이다. 이 경우 각각의 스트링에는 교류 전압망의 피크 전압 위에 있는 전압이 공급된다. 광 발전 설비들이 일반적으로는 건물의 지붕에 설치되어 있기 때문에, 중성선과 두 개 스트링의 기준 전위의 연결에 의해서는, 건물 내에서 장애를 일으키는 주전원 주파수의 전기 교번 자장이 접지에 대하여 형성되는 경우가 절대로 발생하지 않게 된다.

한 바람직한 실시예에서 제 1 스텝-다운 컨트롤러는 제 1 커패시터, 제 1 스위칭 소자, 제 1 보조 스위칭 소자에 직렬 접속된 제 1 다이오드 그리고 유도 회로를 포함하며, 입력 측은 제 1 직류 원의 양의 전위 및 기준 전위에 연결되어 있고, 출력 측은 필터 커패시터를 통해 교류망의 도선에 연결되어 있으며, 제 2 스텝-다운 컨트롤러는 제 2 커패시터, 제 2 스위칭 소자, 제 2 보조 스위칭 소자에 직렬 접속된 제 2 다이오드 그리고 유도 회로를 포함하며, 입력 측은 제 2 직류 원의 음의 전위 및 기준 전위에 연결되어 있고, 출력 측은 필터 커패시터를 통해 교류망의 도선에 연결되어 있으며, 중성선은 계속해서 상기 제 1 및 제 2 직류 원의 기준 전위에 연결되어 있다. 상기 토폴로지는 매우 간단한 방식으로 두 개의 직류 원을 하나의 교류망에 연결하기 위한 두 개의 스텝-다운 컨트롤러를 형성한다.

바람직한 경우는, 유도 회로가 제 1 유도 소자 및 제 2 유도 소자로 분할되는 경우, 제 1 스텝-다운 컨트롤러가 제 1 유도 소자를 포함하는 경우 그리고 제 2 스텝-다운 컨트롤러가 제 2 유도 소자를 포함하는 경우이다. 그럼으로써, 스위칭 소자들의 부하가 현저히 줄어든다.

제 1 직류 원의 양의 전위와 제 2 직류 원의 음의 전위가 보상 변환기를 통해 서로 연결되면 효율은 더욱 상승한다. 이와 같은 사실은 특히 교류망에 공급되는 전류가 직류 성분을 전혀 포함하지 않는 경우에 중요하다. 한 직류 원의 초과량분의 파워가 보상 변환기에 의해서 파워 경로 안으로 그리고 그와 더불어 다른 직류 원의 전위로 전달됨으로써, 두 개 직류 원의 파워 송출이 최대로 가능한 경우에 발생하는 차들이 보상될 수 있다.

또 다른 바람직한 한 가지 어레이에서는, 보상 변환기가 제 3 스위칭 소자 및 직렬 접속된 제 4 스위칭 소자를 포함하며, 상기 제 3 스위칭 소자와 제 4 스위칭 소자 사이의 연결점은 제 3 유도자 및 전류 측정 수단을 통해 기준 전위에 연결되어 있다. 그럼으로써, 적은 개수의 부품을 구비하고 효율이 높은 보상 변환기의 간단한 토폴로지가 얻어진다.

전류 측정 수단이 갈래 저항(shunt resistance)을 포함하는 경우가 유리하다. 그 경우 전류는 간단한 방식으로 측정될 수 있다. 직류 보상된 자기 변환기를 이용한 방식과 같은 다른 전류 측정 방식도 역시 가능하다.

제 3 다이오드가 제 1 스위칭 소자에 대하여 반대 방향으로 병렬 접속된 경우 그리고 제 4 다이오드가 제 2 스위칭 소자에 대하여 반대 방향으로 병렬 접속된 경우도 또한 장점이 된다. 상기 다이오드를 통하여 파워 인버터를 교류망으로부터 분리하는 경우에는 상기 유도 회로 내에 저장된 에너지가 감소할 수 있다. 또한, 상기 다이오드는 교류망 내에서 발생하는 전압 피크로부터 파워 인버터를 보호하기 위한 보호 회로의 소자들을 형성한다.

또한, 교류망 내에서 발생하는 전압 피크로부터 파워 인버터 안에 있는 소자들을 보호하기 위해서는, 제 2 스위칭 소자와 제 2 유도 소자 간 연결점이 제 1 저항 및 제 3 커패시터로 구성된 병렬 회로 그리고 제 5 다이오드를 통해 기준 전위에 연결된 경우, 그리고 제 1 스위칭 소자와 제 1 유도 소자 간 연결점이 제 2 저항 및 제 4 커패시터로 구성된 병렬 회로 그리고 제 6 다이오드를 통해 기준 전위에 연결된 경우가 장점이 된다. 그 경우 제 1 스위칭 소자 및 제 2 스위칭 소자에 대하여 반대 방향으로 병렬로 배치된 다이오드를 통해서는, 전압 피크시에 교류망으로부터 커패시터까지 전류 경로가 구성됨으로써, 상기 유도 회로에서는 단시간 동안 과전압이 강하하고, 그에 따라 스위칭 소자들은 전혀 부하를 받지 않게 된다. 다시 말해, 스위칭 소자들은 과도한 크기로 설계될 필요가 없고, 추가의 복잡한 필터도 필요치 않다.

또한, 파워 인버터가 스위칭 소자 및 보조 스위칭 소자를 구동시키기에 적합한 수단들을 구비한 제어 유닛을 포함하는 경우도 바람직하다. 그 경우에는 제어 신호가 파워 인버터 자체 내에서 발생함으로써, 파워 인버터의 통합된 구조가 가능해진다.

공급 전류가 전체 사인파의 형태로 나타나도록, 그리고 양의 사인 절반파가 제 1 스텝-다운 컨트롤러에 의해서 입력측에 인가되는 양의 전위로부터 형성되도록, 그리고 음의 사인 절반파가 제 2 스텝-다운 컨트롤러에 의해서 입력측에 인가되는 음의 전위로부터 형성되도록 두 개의 스텝-다운 컨트롤러가 교대로 구동됨으로써, 본 발명에 따른 파워 인버터는 작동된다. 그럼으로써, 에너지는 두 개의 직류 원으로부터 하나의 교류망으로 간단한 방식으로 공급된다.

이때에는 제 1 직류 원의 전압 및 인출 전류가 연속으로 측정되는 경우, 및 상기 제 1 직류 원의 인출 전류와 전압의 곱이 계속해서 상기 제 1 직류 원의 순간적으로 최대로 방출될 파워에 근사하도록 상기 제 1 스텝-다운 컨트롤러가 구동되는 경우, 그리고 제 2 직류 원의 전압 및 인출 전류가 연속으로 측정되는 경우, 및 상기 제 2 직류 원의 인출 전류와 전압의 곱이 계속해서 상기 제 2 직류 원의 순간적으로 최대로 방출될 파워에 근사하도록 상기 제 2 스텝-다운 컨트롤러가 구동되는 경우가 바람직하다. 그 경우 두 개의 직류 원들로부터는 항상 최대로 송출될 파워가 인출되고, 그로 인해 전체 효율은 최상으로 된다.

공급 전류의 직류 성분을 억제하기 위해서는, 상기 공급 전류의 직류 성분이 연속으로 측정되는 경우, 그리고 직류 성분이 양인 경우에는 제 1 스텝-다운 컨트롤러에 대하여 상대적으로 더 낮은 공급 파워가 사전에 결정되는 경우 그리고 직류 성분이 음인 경우에는 제 2 스텝-다운 컨트롤러에 대하여 상대적으로 더 낮은 공급 파워가 사전에 결정되는 경우가 바람직하다.

바람직한 실시예에서, 한 스텝-다운 컨트롤러의 공급 파워가 사전에 결정된 바대로 줄어드는 시점부터 에너지는 상기 스텝-다운 컨트롤러가 연결된 전위로부터 보상 변환기에 의해 다른 전위로 전달된다. 이 경우 제 1 스텝-다운 컨트롤러가 연결된 전위는 제 1 직류 원의 양의 단자에 상응한다. 제 2 스텝-다운 컨트롤러가 연결된 전위는 제 2 직류 원의 음의 단자에 상응한다. 그 경우에는 상기 스텝-다운 컨트롤러들의 인출 전류가 계속해서 사전에 결정될 수 있음으로써, 직류 원들로부터는 최대로 가능한 파워가 인출된다.

바람직하게 제어 유닛은, MPP-트래킹을 통해 파워 규정에 대한 적응이 이루어지기 전에, 보상 변환기에 의해 에너지를 공급받는 전위에 연결된 스텝-다운 컨트롤러에 상대적으로 더 높은 공급 파워를 사전에 결정한다.

본 발명은 첨부된 도면들을 참조하여 아래에서 예로 설명된다.

도 1은 기본 회로의 토폴로지며,

도 2는 두 개의 유도 소자를 구비한 회로의 개략도고,

도 3은 보상 변환기를 구비한 회로의 개략도며,

도 4는 전압 피크에 대하여 보호 작용하는 보호 회로 및 보상 변환기를 구비한 회로의 개략도다.

도 1에는 병렬 배치된 두 개의 스텝-다운 컨트롤러를 구비한 본 발명에 따른 파워 인버터에 대한 한 가지 회로 토폴로지가 예로 도시되어 있다. 제 1 커패시터(C1), 제 1 스위칭 소자(S1)(예컨대 트랜지스터), 제 1 다이오드(D1) 그리고 유도 회로(L)로서의 유도자로 구성된 제 1 스텝-다운 컨트롤러의 입력 측에는 양의 전위(1)로서 기능을 하는 제 1 직류 원의 양의 단자 및 기준 전위(0)로서 기능을 하는 상기 제 1 직류 원의 음의 단자가 연결되어 있다. 기준 전위(0)로서 기능을 하는 제 2 직류 원의 양의 단자 및 음의 전위(2)로서 기능을 하는 상기 제 2 직류 원의 음의 단자는 제 2 커패시터(C2), 제 1 스위칭 소자(S2), 제 2 다이오드(D2) 그리고 유도 회로(L)로서의 유도자로 구성된 제 2 스텝-다운 컨트롤러에 연결되어 있다.

회로망 단락이 전혀 발생하지 않도록 하기 위하여, 두 개의 보조 스위칭 소자(HS1 및 HS2)가 추가로 배치되어 있다. 이 경우 상기 제 1 보조 스위칭 소자(HS1)는 상기 제 1 스텝-다운 컨트롤러의 제 1 다이오드(D1)에 직렬로 배치되어 있다. 제 2 스텝-다운 컨트롤러가 동작하는 경우에는 상기 제 1 보조 스위칭 소자가 차단된다. 상기 제 2 보조 스위칭 소자(HS2)는 상기 제 2 스텝-다운 컨트롤러의 제 2 다이오드(D2)에 직렬로 배치되어 있고, 제 1 스텝-다운 컨트롤러가 동작하는 경우에는 차단된다.

유도 회로로서 두 개의 유도 소자(L1 및 L2)가 배치되어 있다는 점에서 도 2에 도시된 회로는 도 1에 도시된 회로와 상이하며, 이 경우 제 1 스텝-다운 컨트롤러는 제 1 유도 소자(L1)를 포함하고, 제 2 스텝-다운 컨트롤러는 제 2 유도 소자(L2)를 포함한다. 이와 같은 어레이는 상기 스위칭 소자(S1 및 S2)의 부하를 낮추어준다.

파워 인버터의 출력 측에는 교류망이 연결되어 있으며, 이 경우 기준 전위(0)는 계속해서 중성선(N_Network)에 연결되어 있고, 상기 유도 회로(L)의 출력부는 상기 교류망의 도선(L1_Network)에 연결되어 있다. 또한 출력 측에서 상기 중성 선(N_Network)과 도선(L1_Network) 사이에는 필터 커패시터(CF)가 배치되어 있다.

상기 스위칭 소자(S1 및 S2)에 반대 방향으로 병렬로 다이오드(D3 및 D4)가 배치되어 있으며, 상기 다이오드들은 파워 인버터를 교류망으로부터 분리할 때에 상기 유도 회로(L)의 자기화를 줄이기 위하여 전류 경로를 개방 상태로 유지한다.

두 개의 직류 원들은 예를 들어 하나의 광 발전 설비의 두 개의 스트링에 의해서 형성된다. 스트링 전압이 최대로 예상되는 교류 전압의 피크 전압(예컨대 230 V + 10 % x 1,414 = 358 V)보다 더 높은 경우에는, 파워 인버터가 에너지를 스트링으로부터 연결된 교류망에 공급하게 된다.

또한 두 개의 스트링은 동일한 크기의 패널(panel) 면으로부터 형성되어야만 하는데, 그 이유는 제 1 패널 면은 음의 회로망 절반파에서 에너지를 공급하는 제 1 스텝-다운 컨트롤러에만 전력을 공급하고, 제 2 패널 면은 음의 회로망 절반파에서 에너지를 공급하는 제 2 스텝-다운 컨트롤러에만 전력을 공급하기 때문이다. 따라서, 직류 성분이 교류망 안으로 전혀 공급되지 않도록 하기 위하여, 두 개의 패널 면으로부터는 동일한 크기의 에너지 양이 인출된다.

두 개의 커패시터(C1 및 C2)는 크기가 충분히 크게 설계되어야만 하는데, 그 이유는 두 개의 스텝-다운 컨트롤러들이 각각 상기 스텝-다운 컨트롤러에 할당된 회로망 절반파 동안에만 에너지를 교류망으로 공급하고, 그 사이에는 에너지가 전혀 방출되지 않기 때문이다. 그러나 상기 커패시터(C1 및 C2)는 에너지 방출이 없는 주기 동안에도 계속해서 직류 원에 의해서 충전되며, 이 경우에는 회로에 대하 여 결정된 전압 한계에 도달해서는 안 된다.

파워 인버터는 아래와 같이 작동된다: 출력 측에서는 교류망에 공급된 전류의 직류 성분이 측정된다. 이와 같은 측정 과정은 예를 들어 홀 변환기를 갖춘 전류 변환기에 의해서 이루어질 수 있다. 이와 같이 측정된 나머지 직류는 두 개의 스텝-다운 컨트롤러를 조절하기 위한 입력 변수를 형성한다.

스텝-다운 컨트롤러들은 하나의 전류 설정값 규정에 의해서 조절된다. 교류망 오퍼레이터가 요구하는 내용은, 교류망에 공급되는 전류가 사인파 형태, 즉 전류 고조파가 없는 사인파 형태를 가져야만 한다는 것이다. 이와 같은 요구 조건에 부응하기 위해서는, 기본-목표 전류를 형성하기 위한 두 가지 가능성들이 존재한다:

a) 전압 분배기에 의해서 공급 전압으로부터 사인 절반파가 파생되어 전류 형상에 대한 전형으로서 이용된다.

b) 메모리(예컨대 EPROM) 안에는 사인 절반파가 표로서 저장되고, 50 Hz-리듬으로 판독 출력할 때에 DA-변환기에 의해서 아날로그 신호로 변환된다. 개별 절반파의 시작을 보여주고, 상기 메모리로부터의 판독 출력 과정을 개시하기 위하여, 상기와 같은 해결책은 공급 전압으로부터 동기 펄스의 발생을 요구한다. 이와 같은 해결책은 상기 해결책 a)보다 더 복잡하지만, 표의 적응에 의해서 회로로부터 기인되는 전류 왜곡 현상에 반응하여 이와 같은 왜곡 현상을 보상할 수 있게 한다.

두 가지 경우의 결과는 사인 절반파의 순서이다. 이때 제 1 스텝-다운 컨트롤러를 위해서는 양의 사인 절반파로 이루어진 기본-목표 전류 신호가 발생하게 되 고, 제 2 스텝-다운 컨트롤러를 위해서는 음의 사인 절반파로 이루어진 기본-목표 전류 신호가 발생하게 된다. 따라서, 두 가지 기본-목표 전류 신호들의 합은 하나의 완전한 사인파 신호를 이룬다.

다음 단계에서는 두 개의 직류 원 각각을 위한 부하 값이 발생한다. 이때에는 각각의 직류 원이 최대 파워를 방출하는(Maximum Power Point, MPP) 값이 검출되어야만 한다. 하나의 광 발전 설비의 하나의 패널 면을 위해서는, 최대 파워가 회로망에 공급되는 전류의 특성 곡선은 태양 광선에 따라서 지시될 수 있다. 그 경우에는 태양 광선이 측정될 수 있고, 상응하는 전류값이 사전에 결정될 수 있다. 하지만 이 경우에는 패널 면의 부분적인 그늘짐(shading) 또는 오염과 같은 장애 요소들은 계속해서 고려되지 않는다.

그렇기 때문에, 스트링으로부터 인출된 전류 및 상응하는 스트링 전압이 계속해서 측정되고, 서로 곱해지는 소위 MPP-트래킹을 실행하는 것이 더 바람직하다. 그 경우 부하의 약간의 변동에 의해서는, 파워 상승이 편향적으로 가능한지의 여부 또는 최대값에 도달했는지의 여부가 확인될 수 있다.

MPP-트래킹의 결과로서, 스트링으로부터의 목표 전류 또는 목표 전압을 기술하는 출력 신호가 존재한다. 목표 전압이 규정된 경우에는, 스트링 전압이 사전 결정된 값으로 강하할 때까지 파워 인버터는 전류를 증가시켜야만 한다. 본 발명에 따른 경우에는, 목표 전압이 조절 규정보다 더 바람직하다. 연결된 커패시터(C1 및 C2)에 의하여 상기 목표 전압은 그다지 신속하게 변동되지 않으며, 그에 따라 조절은 전류 목표값의 경우보다 더 안정적이다.

따라서, 두 개의 직류 원 각각을 위하여 MPP-트래킹에 의해 하나의 목표 전압이 목표값으로서 사전에 결정된다. 이 경우 각각의 직류 원을 위해서는, 차동 증폭기에 의하여 커패시터(C1 또는 C2)에서의 전압이 개별 목표값과 비교된다. 이 경우에는 느리게 반응하고 조절 편차를 작게 유지하기 위하여, 조절 특성은 적분 성분(예컨대 PI-조절기)을 필요로 한다.

파워 부품을 보호할 목적으로 각 스텝-다운 컨트롤러의 파워를 제한하기 위해서는, 상기 두 개 차동 증폭기 각각의 출력 신호에 대하여 하나의 최대값을 제시하는 것이 바람직하다. 그럼으로써, 교류망 내에서 전류의 왜곡 현상 및 고조파가 발생하지 않으면서도 목표 전류는 제한될 수 있다.

각각의 스텝-다운 컨트롤러를 구동시키기 위한 목표 전류의 형성은 상기 차동 증폭기의 출력 신호를 개별 기본-목표 전류 신호와 곱함으로써 이루어진다. 이 경우 제 1 스텝-다운 컨트롤러의 차동 증폭기의 출력 신호는 양의 사인 절반파의 순서로부터 형성된 기본-목표 전류 신호와 곱해진다. 제 2 스텝-다운 컨트롤러의 차동 증폭기의 출력 신호는 음의 사인 절반파의 순서로부터 형성된 기본-목표 전류 신호와 곱해진다.

스텝-다운 컨트롤러를 소위 커런트-모드(Current-Mode)에서 구동시키는 것이 바람직하다. 이 경우 스위칭 소자들(S1 및 S2)의 스위칭 주파수는 클럭 발생기에 의해서 결정된다(예컨대 30 kHz).

개별 스위칭 과정들은 도 2에 도시된 변형예에서는 아래와 같다(이 경우에는 제일 먼저 제 1 스텝-다운 컨트롤러가 관찰된다):

스위칭 소자(S1)는 한 주기가 시작될 때에 스위칭-온 된다. 그럼으로써, 전류는 유도 소자(L1)로 흘러가고, 아래의 관계식에 따라 상승한다:

ΔI(전류 상승) =

= [U(전압) / L(인덕터 L1)] x Δt(스위칭 시간)

비교기에 의하여, 현재 유도 소자(L1)를 통해 흐르는 전류가 목표 전류값과 비교된다. 유도 전류가 목표 전류값에 도달하면, 상기 비교기는 스위칭 소자(S1)를 차단하고, 상기 유도 전류는 제 1 다이오드(D1) 및 직렬 접속된 보조 스위칭 소자(SH1)로 정류된다.

(공급 전압 펄스, 전자 장치의 외부로부터 방해 등으로 인하여) 신속하게 상승하는 초과 전류로부터 보호하기 위해서는, 전류 초과시에 즉시 스위칭 소자(S1 및 S2)를 차단하고 고정된 한계값을 갖는 전류 측정용 비교기를 사용하는 것이 바람직하다.

전류는 제 1 스위칭 소자(S1)의 드레인 라인에서 측정하는 것이 제일 좋다; 갈래 전항 또는 직류 가능한 (보상된) 전류 변환기를 이용해서. 제 1 커패시터(C1)의 한 측에 연결함으로써, 상기 측정된 전류 신호는 상대적으로 장애가 없어진다.

제 1 유도 소자(L1)의 탈자기화 단계에서 전류를 측정할 수 있는 가능성도 존재한다. 이때 가장 유리한 측정점은 제 1 보조 스위칭 소자(HS1)의 드레인 라인 안에 있다. 그 경우에 상기 전류는 제 1 스위칭 소자(S1)를 통해 흐르는 전류에 대하여 위상 변위 되었다. 결국 제 1 스위칭 소자(S1)를 통해 흐른 전류만이 측정 될 수 있다. 유도 소자(L1)가 갑작스러운 전류 변동을 방지함으로써, 결과적으로 제 1 스위칭 소자(S1)의 스위치-오프 후에 그리고 유도 전류가 제 1 모멘트에서 제 1 다이오드(D1) 및 제 1 보조 스위칭 소자(HS1)로 정류된 후에는 최종적으로 상기 제 1 스위칭 소자(S1)를 통해 흐른 전류가 계속해서 흐르게 된다. 그 다음에는 검출된 전류값에 따라, 클럭 발생기의 영향에 의해 상기 제 1 스위칭 소자(S1)의 스위칭-온 시간으로 들어갈 수밖에 없다.

제 1 스위칭 소자(S1)의 구동은 더 이상 공지된 커런트-모드에 따라서 이루어지지 않는데, 그 이유는 상승하는 유도 전류가 직접 상기 스위칭 소자(S1)의 차단을 유도하지 않고, 오히려 추후의 시점에서 검출된 전류값이 이용되기 때문이다.

커패시터(C2), 제 2 스위칭 소자(S2), 제 2 유도 소자(L2), 제 2 다이오드(D2) 그리고 제 2 보조 스위칭 소자(HS2)를 구비한 제 2 스텝-다운 컨트롤러는 상응하는 방식으로 음의 회로망 절반파 동안에 동작한다.

두 개의 직류 원을 위해서 하나의 파워 인버터가 사용되기 때문에, 작동 중에 있지 않은 스텝-다운 컨트롤러의 구동 단을 차단하는 것이 바람직하다. 이와 같은 차단은 특히 양의 회로망 절반파로부터 음의 회로망 절반파로 넘어갈 때에 중요하다. 회로망 0점 주변에서는 교류망 내에서 장애가 쉽게 발생할 수 있다(예컨대 라운드 제어 펄스, 스위칭 동작에 의해서). 두 개의 스텝-다운 컨트롤러가 작동되면, 전류는 두 개의 스텝-다운 컨트롤러 사이에서 흐르게 되고, 눈에 띄는 손실을 야기하게 된다.

전술된 바와 같이, 교류망 오퍼레이터의 공급 규정에는 '교류망으로는 직류 성분이 전혀 공급되지 않거나 또는 단지 매우 적은 직류 성분만이 공급되어야만 한다'는 내용이 규정되어 있다. 이와 같은 요구 조건들에 부응하기 위해서는 아래와 같은 내용이 바람직하다: 파워 인버터의 회로망 공급 라인 안에 있는 전류 센서(변환기 또는 갈래 저항)가 공급되는 교류를 측정한다. 가장 단순한 경우에 50 Hz-주 전원 주파수보다 훨씬 위에 있는 시간 상수를 갖는 RC-부재로 이루어진 적분기를 통해서는, 상기 회로망 내부를 흐르는 직류가 검출될 수 있다. 그 대안으로서, 각 사인 절반파의 전류는 디지털화되고, 프로세서 내에서 적분 되며, 상호 감산 될 수 있다.

직류 신호로부터는 보정 신호가 파생된다. 상기 보정 신호는 추가 신호로서 스텝-다운 컨트롤러의 전류 조절 과정 안으로 들어가고, 직류 성분을 교류망에 공급하는 바로 그 스텝-다운 컨트롤러에 대하여 파워 제한 작용을 한다. 언제나 한 스텝-다운 컨트롤러의 공급 파워를 줄이는 것만이 가능한데, 그 이유는 이미 MPP-동작점 안에서 진행하는 직류 원은 공급 전류의 불균일성을 보상하기 위해서는 더 이상 파워를 방출할 수 없기 때문이다.

그로 인해, 직류를 공급하지 않기 위하여, 더 높아질 수 있는 공급 파워를 갖는 직류 원(예컨대 효율이 더 높은 연료 전지, 크기가 더 큰 패널 면 또는 광 발전 설비에서의 상이한 피치, 상이한 파워 손실 등)으로부터 인출되는 전류는 줄어들게 된다. 그럼으로써, 더 이상 최상의 동작점에서 작동하지 않는 직류 원의 전압은 증가하게 된다. 그렇기 때문에, 동일한 최대 파워가 인출되는 두 개의 동일한 직류 원을 사용하는 것이 중요하다.

동일한 최대 파워가 인출되는 두 개의 직류 원에 대한 요구 조건이 충족될 수 없다면, 회로는 제 1 커패시터(C1)와 제 2 커패시터(C2) 사이에서 에너지를 전달하기 위한 보상 변환기(AW)로 보완된다. 그 경우 두 개의 직류 원은 최대로 가능한 파워를 공급할 수 있다. 제 1 직류 원의 파워가 초과하는 경우에는, 상기 초과량분의 절반이 제 1 커패시터(C1)로부터 상기 제 2 스텝-다운 컨트롤러의 제 2 커패시터(C2)로 전달된다. 제 2 직류 원의 파워가 초과하는 경우에는, 그에 상응하게 반대로 파워 전달이 이루어진다.

도 3은 상기 회로를 보여주며, 이 경우에는 도 2에 도시된 기본 회로에 예를 들어 아래와 같은 소자들을 구비한 유도-인버터가 부가되었다:

상기 유도-인버터는 제 3 유도자(L3)를 포함하며, 상기 제 3 유도자의 제 1 단자는 전류를 측정하기 위한 갈래 저항(RS)을 통해 중성선(N_Network)에 접속되어 있다. 상기 제 3 유도자(L3)의 제 2 단자는 제 3 스위칭 소자(S3)를 통해서는 상기 제 1 스위칭 소자(S1)의 드레인 라인에 연결되어 있고, 제 4 스위칭 소자(S4)를 통해서는 상기 제 2 스위칭 소자(S2)의 드레인 라인에 연결되어 있다. 경우에 따라서는 환류 다이오드(freewheeling diode)가 상기 인버터의 두 개의 스위칭 소자들(S3 및 S4)에 반대 방향으로 병렬로 배치되어 있다(예컨대 환류 다이오드를 구비한 MOSFET 또는 IGBT).

그 대안으로 양방향 변환기(예컨대 차단 변환기)도 보상 변환기(AW)로서 이용될 수 있다.

조절 루프를 지나치게 복잡하지 않게 만들기 위해서는, 상기 보상 변환기(AW)의 조절이 나머지 조절과 무관하게 이루어지는 것이 바람직하다.

각각의 스텝-다운 컨트롤러를 위하여, 공급 전류를 규정하는 차동 증폭기에 추가하여 별도의 차동 증폭기가 배치되는데, 이 별도의 차동 증폭기는 MPP-목표 전압과 실제 전압 간 조절 편차를 검출한다. 상기 편차가 사전에 결정될 수 있는 최대값(예컨대 MPP-목표 전압의 2 %)에 도달하면, 보상 변환기(AW)가 개시된다. 상기 보상 변환기(AW)는 초과량분의 에너지를 하나의 커패시터로부터 다른 커패시터로 옮긴다. 이 경우 차분 신호는 보상 변환기(AW)에 목표 전류 규정으로서 이용된다.

보상 변환기(AW)의 조절은 직류 조절을 저지한다. 직류 조절이 공급 전류 내에서 직류 성분을 검출하면, 이것은 제일 먼저 파워가 더 강한 직류 원으로부터의 전류 인출을 강하시킨다. 그에 따라 상기 직류 원은 전압이 상승함에 따라 MPP-동작점으로부터 멀어지게 되고, 그럼으로써 보상 변환기의 조절은 응답하고, 전류 인출을 재차 상승시킨다. 그 다음에 보상 변환기(AW)에 의하여 다른 스텝-다운 컨트롤러에 전력이 공급됨으로써, 파워 상승과 동시에 공급 전류 내에서의 직류 성분은 저하된다.

추가로 전력이 공급된 스텝-다운 컨트롤러의 전달된 파워를 상승시키기 위한 두 가지 가능성들이 존재한다. 이와 같은 과정은 제어부에 추가로 개입하지 않고 MPP-트래킹에 의해서 이루어지지만, 상대적으로 큰 시간 상수 후에 비로소 이루어지는데, 그 이유는 MPP-트래커가 일반적으로 느린 조절 다이내믹을 갖기 때문이다.

추가로 전력이 공급된 스텝-다운 컨트롤러에 공급되는 전류를 더욱 신속하게 상승시키기 위해서는, 상기 스텝-다운 컨트롤러의 목표 전류가 상기 보상 변환기(AW)의 파워에 직접 의존하도록 만드는 것이 바람직하다.

보상 변환기(AW)가 두 가지 방향으로 에너지를 전달할 수 있기 때문에, 상기 변환기의 구동은 파워 인버터의 가속 중에 또는 직류 원의 파워 방출이 심하게 변동되는 경우에는(예컨대 흐린 정도의 변동이 심한 경우의 광 발전 패널) 추가의 기준을 검사해야만 한다. 두 개의 스텝-다운 컨트롤러에 의하여 각각 다른 스텝-다운 컨트롤러로 에너지를 전달하라는 요구 사항이 발생하면, 구동 장치는 보상 변환기(AW)를 차단해야만 한다. 이 경우에는 안정적인 상태는 전혀 존재하지 않고, 하나의 스텝-다운 컨트롤러가 MPP-동작점에 도달할 때까지 두 개의 스텝-다운 컨트롤러는 공급 파워를 상승시켜야만 한다.

기술적으로부터 기인되는 차이점을 갖는 두 개의 직류 원을 구비한 설비에서, 디지털 제어 장치의 사용은 조절 다이내믹을 더욱 개선한다. 이와 같은 개선이 이루어지는 경우는 예를 들어 광 발전 설비에서 스트링에 의해 형성된 직류 원이 상대적으로 더 낮은 패널 면을 갖는 경우이다. 디지털 제어 장치는 수 시간 넘게 두 개 직류 원의 파워 차이를 검출할 수 있도록 하고, 평균값의 형성을 가능케 하는데, 상기 평균값은 설비의 다음 스위칭-온의 경우에 처음부터 상기 보상 변환기(AW)에 의해서 전달될 보상 파워에 사전에 제시된다. 이와 같은 방식을 통해, 조절 균형에 도달하는 데는 적은 시간이 필요하게 된다.

도 4에는 보상 변환기 그리고 교류망 안에서 발생하는 전압 피크를 유도하기 위한 추가의 스위칭 소자들을 구비한 기본 회로가 도시되어 있다. 전압 피크는 예를 들어 스위칭 동작들에 의해서 발생하고, 230 V/400 V-라인에서는 지나치게 낮은 킬로 볼트까지의 펄스 전압 레벨에 도달하게 된다. 파워 인버터의 전자 장치를 상기와 같은 유형의 전압 피크에 대하여 안전하게 보호하기 위해서는 일반적으로 스위칭 소자들의 크기를 과도하게 설계할 필요가 있다. 복잡한 필터는 추가로 반드시 필요하다.

본 회로에서는, 두 개의 추가 커패시터(C3 및 C4)를 갖는 추가의 전류 경로들이 제공되었다. 그에 따라, 전류가 유도 소자(L1 및 L2)를 통해 네 개의 커패시터(C1, C2, C3 및 C4)로 전달됨으로써, 회로 소자들의 전압 부하가 최대 작동 부하를 현저하게 넘을 정도까지 상승하지 않도록 보증되었다. 이때 주목해야 할 점은, 커패시터(C1, C2, C3 및 C4)를 갖는 유도 소자(L1 또는 L2)로부터 형성된 LC-부재의 시간 상수가 한 회로망 과전압 펄스의 최대로 예상되는 기간보다 더 크다는 것이다.

추가의 스위칭 소자들은 제 2 스위칭 소자(S2)와 제 2 유도 소자(L2) 간 연결점이 제 5 다이오드(D5) 그리고 제 1 저항(R1) 및 제 3 커패시터(C3)로 구성된 병렬 회로를 통해 기준 전위(0)에 연결되어 있다. 또한 상기 기준 전위(0)는 제 4 커패시터(C4) 및 제 2 저항(R2)으로 구성된 병렬 회로를 통해 그리고 또한 제 6 다이오드(D6)를 통해 제 1 스위칭 소자(S1)와 제 2 유도 소자(L1) 간 연결점에 연결되어 있다.

또한, 스텝-다운 컨트롤러의 스위칭 소자(S1 및 S2)에는 다이오드(D3 및 D4) 가 예컨대 다이오드가 통합된 MOSFET에 의해 반대 방향으로 병렬로 배치되어 있다.

교류망으로부터 양의 전압 펄스가 발생하는 경우 상기 회로 어레이에 의해서는 다음과 같은 현상이 이루어진다: 제 1 커패시터(C1)는 지나간 회로망 기간에 의해 공급 전압의 피크 값까지 충전된다. (커패시터(C1)가 높은 임피던스의 방전 저항을 갖기 때문에, 정상 동작 중에는 거의 재충전이 이루어지지 않음으로써 사인파 전류의 고조파 왜곡이 이루어진다.) 그 다음에 양의 전압 펄스에 의해서는, 제 1 유도 소자(L1) 및 상기 제 1 스위칭 소자(S1)에 반대 방향으로 병렬로 접속된 제 3 다이오드(D3)를 통해 전류가 제 1 커패시터(C1)로 흘러감으로써, 제 1 스위칭 소자(S1)와 제 1 다이오드(D1) 간 접속점에서의 전압은 제 1 커패시터(C1) + 제 3 다이오드(D3)의 다이오드 임계값의 전압으로 제한된다. 그와 동시에 전류가 제 2 유도 소자(L2)를 거쳐서, 제 5 다이오드(D5)를 거쳐서 제 3 커패시터(C3)로 흘러감으로써, 제 2 스위칭 소자(S2)와 제 2 다이오드(D2) 간 접속점에서의 전압은 제 3 커패시터(C3) + 제 5 다이오드(D5)의 다이오드 임계값의 전압으로 제한된다. 공급 전압 피크가 재차 사라지면, 두 개의 유도 소자(L1 및 L2)는 계속해서 커패시터(C1 및 C3)로 탈자기화 되고, 결국에는 무전류 상태로 된다.

교류망으로부터 발생하는 전압 펄스가 음(-)이면, 제 4 다이오드(D4) 및 제 2 커패시터(C2) 그리고 제 6 다이오드(D6) 및 제 4 커패시터(C4)를 통과하는 동일한 과정이 진행된다.

이때 주목해야 할 점은, 커패시터(C1, C2, C3 및 C4)는 이 커패시터들이 최대로 예상되는 공급 과전압 상태에서는 최대로 예상되는 기간 동안에 허용되지 않 을 정도로 높게 충전되지 않도록 설계되었다는 것이다. 과전압으로 인한 전류 소비 후에는 제 3 및 제 4 커패시터(C3 및 C4)가 각각 병렬 접속된 제 1 및 제 2 저항(R1 및 R2)을 통해 재차 방전된다.

상기와 같은 설계 방식의 중요한 장점은, 상기 보호 회로의 기능이 모니터링의 스위칭 속도 그리고 경우에 따라서는 파워 스위칭 소자들에 의존한다는 것인데, 그 이유는 유도 소자(L1 및 L2)가 전류 원과 마찬가지로 작용하고, 매우 짧은 시간(10 ns 미만) 안에 임의의 전압을 형성할 수 있기 때문이다. 또한, 자기화 감소 후에는 기생 커패시터(예컨대 코일 커패시터)에 의해 공진이 발생할 수 있고, 이로 인해 액티브 보호 회로에서는 파워 스위칭 소자들의 제어가 과도하게 요구될 수 있다. 그렇기 때문에, 본 보호 회로의 경우에는 제한 소자들로서 단지 다이오드만 제공되었다.

전술한 보호 회로 어레이의 대안으로서, 커패시터(C1, C2, C3 및 C4)에 추가의 스위칭 소자를 통해 낮은 임피던스의 방전 저항이 접속될 수 있는 어레이도 제공될 수 있다. 비교기에 의해서는 커패시터(C1, C2, C3 및 C4)에서의 전압이 모니터링 되고, 상부 한계값에 도달한 경우에는 방전 저항들이 접속된다.

추가의 한 보호 회로 변형예에서는 전압을 제한하는 배리스터가 제공되었으며, 상기 배리스터에는 다이오드를 통해 유도 소자(L1 및 L2)가 연결되어 있다. 이 경우에는 상기 배리스터의 미분 내부 저항 또는 억제기(suppressor)를 주목할 수 있는데, 상기 미분 내부 저항 또는 억제기에 의해서는 추후에 제한 전압을 눈에 띄게 상승시킬 고 전류에 도달할 수 있다.

펄스 전압 및 유도 소자(L1 및 L2) 내부의 전류에 감쇠 시간(예컨대 500 ㎲)을 제공하기 위하여, 제 1 스위칭 소자(S1) 및 제 1 스위칭 소자(S2)의 제어는, (공급 전압이 최대로 발생하는 피크 전압을 초과하는 경우; 예컨대 [240 V +10 %] x 피크 인자 = 373 V) 과전압 발생시에는 양의 방향으로뿐만 아니라 음의 방향으로도 스위칭 소자(S1 및 S2)가 정해진 시간 동안 차단 상태를 유지하도록 설정된다.

Claims (15)

1. 하나의 공통된 기준 전위(0)를 갖는 제 1 및 제 2 직류 원으로부터 교류망으로 전기 에너지를 공급하기 위한 파워 인버터로서,

   상기 파워 인버터의 출력 측이 교류망의 중성선(N_Network) 및 도선(L1_Network)에 연결되어 있는 파워 인버터에 있어서,

   - 상기 제 1 직류 원은 상기 기준 전위(0)에 비해 양의 전위(1)를 갖고,

   - 상기 제 2 직류 원은 상기 기준 전위(0)에 비해 음의 전위(2)를 가지며,

   - 상기 두 개 직류 원의 기준 전위(0)는 중성선(N_Network)에 연결되어 있으며,

   - 상기 파워 인버터는 제 1 스텝-다운 컨트롤러를 포함하고, 상기 제 1 스텝-다운 컨트롤러에 의해서 상기 양의 전위(1)가 교류망의 도선(L1_Network)에 접속되며,

   - 상기 파워 인버터는 제 2 스텝-다운 컨트롤러를 포함하고, 상기 제 2 스텝-다운 컨트롤러에 의해서 상기 음의 전위(2)가 교류망의 도선(L1_Network)에 접속되어 있는 것을 특징으로 하는, 파워 인버터.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 제 1 및 제 2 직류 원은 광 발전 설비의 소위 스트링으로서 형성된 것을 특징으로 하는, 파워 인버터.
3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

   상기 제 1 스텝-다운 컨트롤러는 제 1 커패시터(C1), 제 1 스위칭 소자(S1), 제 1 보조 스위칭 소자(SH1)에 직렬 접속된 제 1 다이오드(D1) 그리고 유도 회로(L)를 포함하며, 입력 측은 제 1 직류 원의 양의 전위(1) 및 기준 전위(0)에 연결되어 있고, 출력 측은 필터 커패시터(CF)를 통해 교류망의 도선(L1_Network)에 연결되어 있으며,

   상기 제 2 스텝-다운 컨트롤러는 제 2 커패시터(C2), 제 2 스위칭 소자(S2), 제 2 보조 스위칭 소자(SH2)에 직렬 접속된 제 2 다이오드(D2) 그리고 유도 회로(L)를 포함하며, 입력 측은 제 2 직류 원의 음의 전위(2) 및 기준 전위(0)에 연결되어 있고, 출력 측은 필터 커패시터(CF)를 통해 교류망의 도선(L1_Network)에 연결되어 있으며,

   상기 중성선(N_Network)은 계속해서 상기 제 1 및 제 2 직류 원의 기준 전위(0)에 연결되어 있는 것을 특징으로 하는, 파워 인버터.
4. 제 3 항에 있어서,

   상기 유도 회로(L)는 제 1 유도 소자(L1) 및 제 2 유도 소자(L2)로 분할되며,

   상기 제 1 스텝-다운 컨트롤러는 제 1 유도 소자(L1)를 포함하며,

   상기 제 2 스텝-다운 컨트롤러는 제 2 유도 소자(L2)를 포함하는 것을 특징 으로 하는, 파워 인버터.
5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 제 1 직류 원의 양의 전위(1) 및 상기 제 2 직류 원의 음의 전위(2)는 보상 변환기(AW)를 통해 서로 연결된 것을 특징으로 하는, 파워 인버터.
6. 제 5 항에 있어서,

   상기 보상 변환기(AW)는 제 3 스위칭 소자(S3) 및 직렬 접속된 제 4 스위칭 소자(S4)를 포함하며,

   상기 제 3 스위칭 소자(S3)와 제 4 스위칭 소자(S4) 사이의 연결점은 제 3 유도자(L3) 및 전류 측정 수단을 통해 기준 전위(0)에 연결된 것을 특징으로 하는, 파워 인버터.
7. 제 6 항에 있어서,

   상기 전류 측정 수단은 갈래 저항(RS)(shunt resistance)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 파워 인버터.
8. 제 3 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 제 1 스위칭 소자(S1)에 대하여 반대 방향으로 병렬로 제 3 다이오드(D3)가 배치되어 있으며,

   상기 제 2 스위칭 소자(S2)에 대하여 반대 방향으로 병렬로 제 4 다이오드(D3)가 배치되어 있는 것을 특징으로 하는, 파워 인버터.
9. 제 8 항에 있어서,

   제 2 스위칭 소자(S2)와 제 2 유도 소자(L2) 간 연결점은 제 1 저항(R1) 및 제 3 커패시터(C3)로 구성된 병렬 회로 그리고 제 5 다이오드(D5)를 통해 기준 전위(0)에 연결되었으며,

   제 1 스위칭 소자(S1)와 제 1 유도 소자(L1) 간 연결점은 제 2 저항(R2) 및 제 4 커패시터(C4)로 구성된 병렬 회로 그리고 제 6 다이오드(D6)를 통해 기준 전위(0)에 연결된 것을 특징으로 하는, 파워 인버터.
10. 제 1 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서,

    상기 파워 인버터는 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4) 및 보조 스위칭 소자(HS1, HS2)를 구동시키기에 적합한 수단들을 구비한 제어 유닛을 포함하는 것을 특징으로 하는, 파워 인버터.
11. 제 1 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 따른 파워 인버터를 작동시키기 위한 방법에 있어서,

    공급 전류가 전체 사인파의 형태로 나타나도록, 그리고 양의 사인 절반파가 제 1 스텝-다운 컨트롤러에 의해서 입력측에 인가되는 양의 전위(1)로부터 형성되 도록, 그리고 음의 사인 절반파가 제 2 스텝-다운 컨트롤러에 의해서 입력측에 인가되는 음의 전위(2)로부터 형성되도록 두 개의 스텝-다운 컨트롤러를 교대로 구동시키는 것을 특징으로 하는, 파워 인버터의 작동 방법.
12. 제 11 항에 있어서,

    상기 제 1 직류 원의 전압 및 인출 전류를 연속으로 측정하며,

    상기 제 1 직류 원의 인출 전류와 전압의 곱이 계속해서 상기 제 1 직류 원의 순간적으로 최대로 방출될 파워에 근사하도록 상기 제 1 스텝-다운 컨트롤러를 구동시키며,

    상기 제 2 직류 원의 전압 및 인출 전류를 연속으로 측정하며,

    상기 제 2 직류 원의 인출 전류와 전압의 곱이 계속해서 상기 제 2 직류 원의 순간적으로 최대로 방출될 파워에 근사하도록 상기 제 2 스텝-다운 컨트롤러를 구동시키는 것을 특징으로 하는, 파워 인버터의 작동 방법.
13. 제 12 항에 있어서,

    공급 전류의 직류 성분을 연속으로 측정하며,

    상기 직류 성분이 양인 경우에는 상기 제 1 스텝-다운 컨트롤러에 대하여 상대적으로 더 낮은 공급 파워를 사전에 결정하며,

    상기 직류 성분이 음인 경우에는 상기 제 2 스텝-다운 컨트롤러에 대하여 상대적으로 더 낮은 공급 파워를 사전에 결정하는 것을 특징으로 하는, 파워 인버터 의 작동 방법.
14. 제 5 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 따른 파워 인버터를 작동시키기 위한 방법에 있어서,

    한 스텝-다운 컨트롤러의 공급 파워가 사전에 결정된 바대로 줄어드는 시점부터는 에너지를 상기 스텝-다운 컨트롤러가 연결된 전위(1 또는 2)로부터 보상 변환기(AW)에 의해 다른 전위(2 또는 1)로 전달하는 것을 특징으로 하는, 파워 인버터의 작동 방법.
15. 제 14 항에 있어서,

    보상 변환기(AW)에 의해 에너지를 전달받는 전위(1 또는 2)에 연결된 스텝-다운 컨트롤러에 대해서는 더 높은 공급 파워를 사전에 결정하는 것을 특징으로 하는, 파워 인버터의 작동 방법.

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