EP1929617A2 - Wechselrichter für zwei gleichstromquellen und verfahren zum betrieb des wechselrichters - Google Patents

Wechselrichter für zwei gleichstromquellen und verfahren zum betrieb des wechselrichters

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Publication number
EP1929617A2
EP1929617A2 EP06764169A EP06764169A EP1929617A2 EP 1929617 A2 EP1929617 A2 EP 1929617A2 EP 06764169 A EP06764169 A EP 06764169A EP 06764169 A EP06764169 A EP 06764169A EP 1929617 A2 EP1929617 A2 EP 1929617A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
potential
switching element
current
network
power
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP06764169A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Harald Schweigert
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG Oesterreich
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG Oesterreich filed Critical Siemens AG Oesterreich
Publication of EP1929617A2 publication Critical patent/EP1929617A2/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the invention relates to an inverter for feeding electrical energy from a first and a second DC power source having a common reference potential in an AC network, the inverter being connected on the output side to a conductor and a neutral conductor of the AC mains. Furthermore, the invention relates to a method for operating the inverter.
  • DC power sources such as photovoltaic cells, fuel cells, batteries, etc.
  • DC power sources such as photovoltaic cells, fuel cells, batteries, etc.
  • MPP maximum power point
  • AC grid operators demand that inverters feed a sinusoidal current into an AC grid, whether it be a grid or a stand-alone grid.
  • US Pat. No. 4,390,940 A1 specifies an inverter with which photovoltaic cells can be operated with a maximum removal power.
  • the inverter typically includes a boost converter stage and an inverter stage.
  • Photovoltaic systems or fuel cells require a high efficiency of the inverter for their economic use.
  • the object of the invention is therefore to provide a comparison with the prior art improved inverter with high efficiency.
  • this object is achieved with a
  • Inverter for feeding electrical energy from a first and a second DC power source with a common reference potential in an AC network, the inverter being connected on the output side to a conductor and a neutral conductor of the AC network, and wherein
  • the first DC power source has a positive potential with respect to the reference potential
  • the second DC power source has a negative potential with respect to the reference potential, the reference potential of the two DC power sources is connected to the neutral conductor,
  • the inverter comprises a first buck converter with which the positive potential is connected to the conductor of the AC mains, -
  • the inverter comprises a second buck converter with which the negative potential is connected to the conductor of the AC mains.
  • the voltages of the DC sources are at least equal to or higher than the recurring maximum expected peak voltage of the AC network.
  • first and the second DC power source are designed as so-called strings of a photovoltaic system.
  • Each string delivers a voltage above the peak voltage of the AC voltage network. Since photovoltaic systems are usually mounted on roofs of buildings, the connection of the reference potential of the two strings causes with the Neutral conductor, that in the building there is no disturbing electrical power frequency alternating field with earth.
  • the first step-down converter comprises a first capacitor, a first switching element, a first diode connected in series with a first diode and a choke circuit and the input side with the positive potential and the reference potential of the first DC power source and the output side via a filter capacitor
  • the second step-down converter comprises a second capacitor, a second switching element, a second diode connected in series with a second diode and the choke circuit and the input side with the negative potential and the reference potential of the second DC power source and the output side via the filter capacitor is connected to the conductor of the AC mains and that the neutral is continuously connected to the reference potential of the first and the second DC power source.
  • This topology forms in a particularly simple manner, the two buck converter for the connection of two DC power sources to an AC network.
  • the throttle circuit is divided into a first throttle element and a second throttle element, when the first step-down divider comprises the first throttle element and when the second step-down divider comprises the second throttle element. This significantly reduces the load on the switching elements.
  • a further increase in the efficiency is achieved when the positive potential of the first DC power source and the negative potential of the second DC power source are connected to each other via a balance converter. This is especially important when the AC power fed current must not have a direct current component. Differences in the maximum possible power output of the two DC power sources can then be compensated for by transferring the excess power of a DC power source to the power path and thus to the potential of the other DC power source by means of a balance transformer.
  • An advantageous arrangement further provides that the compensation converter comprises a third switching element and a fourth switching element connected in series, and that a
  • Connection point between the third switching element and the fourth switching element via a third throttle and a means for measuring current is connected to the reference potential. This gives a simple topology of the balance converter with few components and high efficiency.
  • the means for measuring the current comprises a shunt resistor.
  • the current can then be measured easily.
  • Other ways of measuring current such as by means of a DC-compensated magnetic transducer, are also possible.
  • a third diode is arranged and when antiparallel to the second switching element, a fourth diode is arranged.
  • the energy stored in the choke circuit can then be dissipated via these diodes.
  • these diodes form elements of a protection circuit to protect the Weselrichters against voltage spikes in the AC network.
  • connection point between the second switching element and the second throttle element via a fifth diode and a parallel circuit of a first resistor and a third capacitor to the reference potential is connected and when a connection point between the first switching element and the first throttle element via a sixth diode and a parallel circuit of a second resistor and a fourth capacitor is connected to the reference potential.
  • the antiparallel to the first and second switching element arranged diodes are then constructed at voltage peaks from the AC mains current paths to the capacitors, whereby the short-term overvoltages drop across the choke circuit and thus do not burden the switching elements.
  • the switching elements must therefore not be oversized and there are no additional complex filters necessary.
  • Control unit comprising suitable means for controlling the switching elements and auxiliary switching elements.
  • the control signals are then generated in the inverter itself, whereby an integrated design of the inverter is possible.
  • Operates the inverter according to the invention by the two buck converters are driven alternately in such a way that a feed current in the form of whole sine waves results and that the positive half sine waves are trained by means of the first buck converter from the input side applied positive potential and that the negative half sine waves by means of second buck converter be formed from the input side negative potential.
  • the energy from two DC sources is fed into an AC network in a simple manner.
  • DC source of the momentarily maximum output power of the second DC power source is approximated.
  • the two DC sources are then always taken the maximum output power and thus optimizes the overall efficiency.
  • the DC component of the feed current is measured continuously and if the lower set divider a lower feed-in power is given at positive DC component and if the negative feed DC share a lower feed-in power is given to the second buck converter.
  • an advantageous embodiment provides that, as of a predetermined reduction in the feed-in power of a buck converter, energy is transferred from the potential to which this buck converter is connected to the other potential by means of a compensation converter.
  • the potential at which the first buck converter is connected corresponds to the positive connection of the first DC source.
  • the potential at which the second buck converter is connected corresponds to the negative terminal of the second DC power source.
  • control unit gives the step-down divider, which is connected to the potential to which the compensating transformer transfers energy, a higher one Feed-in performance, even before an adjustment of the performance specifications takes place via MPP tracking.
  • FIG. 1 Topology of a basic circuit Fig. 2 circuit with two throttle elements Fig. 3 circuit with compensating converter
  • FIG. 1 shows an exemplary circuit topology for an inverter according to the invention with two buck converters arranged in parallel.
  • the first step-down converter consisting of a first capacitor Cl, a first switching element Sl (eg transistor), a first diode Dl and a choke as a choke circuit L is the input side, the first DC power source with its positive terminal as positive potential 1 and its negative terminal as a reference potential 0 connected.
  • the second DC power source is connected with its positive terminal as reference potential 0 and with its negative terminal as a negative potential 2 to the second buck converter, which consists of a second capacitor C2, a second switching element S2, a second diode D2 and the throttle as a throttle circuit L.
  • the first auxiliary switching element HSL is arranged in series with the first diode D1 of the first step-down converter. It is off when the second buck converter is working.
  • the second auxiliary switching element HS2 is arranged in series with the second diode D2 of the second buck converter and is turned off when the first buck converter is operating.
  • the circuit shown in Figure 2 differs from that shown in Figure 1 only in that are arranged as a choke circuit, two throttle elements Ll and L2, wherein the first buck converter the first
  • Throttle element Ll and the second step-down divider comprises the second throttle element L2. This arrangement causes a lower load on the switching elements Sl and S2.
  • the inverter On the output side, the inverter is connected to an AC network, wherein the reference potential 0 is continuously connected to the neutral conductor N network and the output of the choke circuit L to a conductor Ll network of the AC mains .
  • a filter capacitor CF is additionally arranged between the neutral conductor N network and the conductor Ll network .
  • the two DC sources are formed for example by two strings of a photovoltaic system.
  • both strings are made of the same size panel surfaces, since the first panel surface only the first
  • Downsampler supplied which feeds in the positive half-wave energy and the second panel area only supplies the second buck converter, which feeds energy in the negative half-wave.
  • the same amount of energy is taken from both panel surfaces.
  • the two capacitors C 1 and C 2 must be dimensioned sufficiently large since each of the two step-down dividers feeds energy into the alternating current network only during the half-cycles assigned to it and no energy is emitted therebetween.
  • the capacitors C1 and C2 continue to be charged by the DC power sources during periods of lack of power output, and the voltage limits set for the circuit must not be reached.
  • the inverter is operated as follows:
  • the DC component of the current supplied to the AC mains is measured. This can be done for example by means of a current transformer with Hall converter.
  • the residual DC current thus measured forms an input variable for the regulation of the two buck converter.
  • the step-down dividers are regulated with a current setpoint specification.
  • AC grid operators are required to have the current supplied to the AC grid sinusoidal, i. without power harmonics, must be.
  • a sine half-wave is derived from the mains voltage and used as a model for the current form.
  • a memory for example EPROM
  • a sine half-cycle is stored as a table and converted into a analog signal by a DA converter during read-out in the 50 Hz rhythm.
  • This solution requires the generation of a synchronizing pulse from the mains voltage to indicate the beginning of the respective half-wave and to start the read-out process from the memory.
  • a load value is generated for each of the two DC sources.
  • the value is to be determined at which each DC power source outputs the maximum power (Maximum Power Point, MPP).
  • MPP Maximum Power Point
  • MPP tracking in which the current drawn from a string and the corresponding string voltage are continuously measured and multiplied together. By slight variation of the load, it can then be determined whether an increase in output tends to be possible or the maximum has already been reached.
  • MPP tracking there is an output signal that either describes the setpoint current from a string or the setpoint voltage. If the setpoint voltage is specified, the inverter must increase the current until the string voltage drops to the specified value. In the case of the invention, a setpoint voltage is more appropriate as a regulation input. Due to the connected capacitors Cl and C2, this does not change so quickly and the control becomes more stable than with current setpoints. For each of the two DC sources, MPP tracking therefore specifies a setpoint voltage as the setpoint. In this case, the voltage across the capacitor C1 or C2 is compared with the respective setpoint value for each DC power source by means of a differential amplifier.
  • the control characteristic requires an integral component (for example PI controller) in order to act slowly and to keep the control deviations low.
  • an integral component for example PI controller
  • each buck converter To limit the power of each buck converter to protect the power components, it is expedient to provide a maximum value for the output signal of each of the two differential amplifiers. Thereby, the target current can be limited without generating current distortions and harmonics in the AC line current.
  • the set current formation for controlling each buck converter is effected by multiplication of the output signals of the differential amplifier with the respective basic nominal current signal.
  • Step-down converter is multiplied by the basic setpoint current signal, which is formed from the sequence of positive half sine waves.
  • the output signal of the differential amplifier of the second buck converter is multiplied by the basic nominal current signal, which is formed from the sequence of negative sine half-waves.
  • the switching frequency of the switching elements Sl and S2 is determined by a clock generator (for example 3OkHz).
  • the current is best to measure in the drain line of the first switching element Sl; by shunt resistor or DC capable (compensated) current transformer. Due to the one-sided connection to the first capacitor Cl, the measured current signal is relatively trouble-free.
  • Drain line of the first auxiliary switching element HSl Drain line of the first auxiliary switching element HSl. This current is then phase-shifted with respect to the current through the first switching element Sl. It can also be measured only the last flowed through the first switching element Sl current.
  • the throttle element Ll prevents abrupt current changes, so that after switching off the first switching element Sl and the commutation of the inductor current to the first diode Dl and the first auxiliary switching element HSL at the first moment nor the last flowed through the first switching element Sl current continues to flow. Depending on the detected current value must then be intervened in the turn-on of the first switching element Sl by influencing the clock generator.
  • the control of the first switching element Sl then no longer takes place according to the known current mode, since the increasing inductor current does not directly lead to switching off of the switching element Sl, but a detected at a later time current value is used.
  • the second step-down divider comprising the capacitor C2, the second switching element S2, the second choke element L2, the second diode D2 and the second auxiliary switching element HS2 operate in the corresponding manner during the negative line half-cycles.
  • a current sensor in the inverter's line feed line measures the AC current that is being fed.
  • an integrator which consists in the simplest case of an RC element with a time constant well above the 50Hz mains frequency, a direct current flowing into the network can be detected.
  • the stream of each sine half-wave may be digitized, integrated into a processor and subtracted from each other.
  • a correction signal is derived from the DC signal.
  • This correction signal intervenes as an additional signal in the current control of the buck converter and acts for the Tiefsetzsteiler power-limiting, which feeds the DC component in the AC mains. It is always possible to reduce the feed-in power of a buck converter, since a DC power source already running in the MPP operating point is used to compensate for
  • FIG. 3 shows this circuit, whereby a choke inverter with the following elements is added by way of example to the basic circuit shown in FIG.
  • the inductor inverter comprises a third inductor L3, which is connected to a first terminal via a shunt resistor RS for current measurement to the neutral conductor N network .
  • the second terminal of the third choke L3 is connected via a third switching element S3 to the drain line of the first switching element Sl and via a fourth switching element S4 to the drain line of the second switching element S2.
  • Antiparallel to the two switching elements S3 and S4 of the inverter freewheeling diodes are optionally arranged (eg MOSFETs or IGBTs with freewheeling diodes).
  • a bidirectional transducer e.g., flyback converter
  • AW equalizing transformer
  • a separate differential amplifier is arranged in addition to the differential amplifier, which defines the feed-in current
  • Direct current control DC component in the feed this initially causes a reduction in the current drain from the more powerful DC power source. This causes the DC source to move away from the MPP operating point as the voltage increases, causing the compensating converter to respond and boost current.
  • the other buck converter is then supplied, whereby the DC component in the feed current drops while the power increases at the same time.
  • the compensating transducer AW can transmit energy in both directions, its activation must check during the startup of the inverter or in the case of strongly fluctuating power outputs of the DC sources (eg photovoltaic panels in the case of very variable cloud cover) another criterion. If the request for energy transfer from both buck-boosters comes to the other, the control must block the compensation transformer AW. In this case, there is no stable state and both buck converters must first increase the feed-in power until one has reached the MPP operating point. For systems with technical differences in the two DC sources, the use of a digital controller leads to a further improvement of the control dynamics. This is the case, for example, if a direct current source formed by a string has smaller panel areas in a photovoltaic system.
  • the digital control then enables a detection of the power difference of the two DC power sources over several hours and the formation of an average value, which dictates the equalization power to be transmitted from the equalizing converter AW when the system is switched on again from the beginning. Reaching the control equilibrium takes less time in this way.
  • FIG. 4 shows a basic circuit with a compensating converter and additional circuit elements for deriving voltage peaks occurring in the AC network. Voltage peaks are triggered, for example, by switching operations and reach pulse voltage levels of up to a few kilovolts on a 230V / 400V line. In order to protect the electronics of an inverter against such voltage spikes, over-dimensioning of the circuit elements is usually required. In addition, elaborate filters are necessary.
  • additional current paths are provided with two additional capacitors C3 and C4. This ensures that the voltage loading of the circuit elements does not increase significantly above the maximum operational load by passing the current through the inductors Ll and L2 into the four capacitors Cl, C2, C3 and C4. It is important to ensure that the time constants of the LC elements formed from the throttle elements Ll and L2 with the capacitors Cl, C2, C3, C4 are greater than the maximum expected duration of a network overvoltage pulse.
  • the additional circuit elements are arranged so that a connection point between the second switching element S2 and the second throttle element L2 via a fifth diode D5 and a parallel circuit of a first resistor Rl and a third capacitor C3 is connected to the reference potential 0. Furthermore, the reference potential is 0 via a parallel connection of a fourth capacitor C4 and a second resistor R2 and further via a sixth diode D6 with a connection point between the first
  • the anti-parallel divider D3 and D4 are arranged to the switching elements Sl and S2, e.g. through MOSFETs with integrated diodes.
  • the first capacitor C1 is charged to the peak value of the mains voltage by the preceding mains period. (Since the capacitor Cl has a high-resistance discharge resistance, there is almost no recharging during normal operation and thus harmonic distortion of the sinusoidal current.)
  • a positive voltage pulse current then flows through the first inductor Ll and the third diode D3 arranged antiparallel to the first switching element Sl first capacitor Cl, whereby the voltage at the Verschaltungs Vietnamese between the first switching element Sl and the first diode Dl is limited to the voltage of the first capacitor Cl plus the diode threshold of the third diode D3.
  • a current flows through the second throttle element L2, via the fifth diode D5 in the third capacitor C3, whereby the voltage at the connection point between the second switching element S2 and the second diode D2 to the voltage of the third capacitor C3 plus
  • Diode threshold of the fifth diode D5 is limited. If the mains voltage peak fades again, the signals are demagnetized both throttle elements Ll and L2 continue in the capacitors Cl and C3 and are finally de-energized.
  • the capacitors C1, C2, C3 and C4 are dimensioned such that they are not charged to an unacceptably high level for the maximum expected line overvoltage with a maximum expected duration.
  • the third and fourth capacitors C3 and C4 discharge again via the first and second resistors R1 and R2 connected in parallel.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
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  • Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft einen Wechselrichter zum Einspeisen elektrischer Energie aus einer ersten und einer zweiten Gleichstromquelle mit einem gemeinsamen Bezugspotenzial (0) in ein Wechselstromnetz, wobei der Wechselrichter ausgangseitig mit einem Leiter (L1<SUB>Netz</SUB>) und einem Nullleiter (N<SUB>Netz</SUB>) des Wechselstromnetzes verbunden ist und wobei die erste Gleichstromquelle ein positives Potenzial (1) gegenüber dem Bezugspotenzial (0) aufweist, die zweite Gleichstromquelle ein negatives Potenzial (2) gegenüber dem Bezugspotenzial (0) aufweist, das Bezugspotenzial (0) der beiden Gleichstromquellen mit dem Nullleiter (N<SUB>Netz</SUB>) verbunden ist, der Wechselrichter einen ersten Tiefsetzsteller umfasst, mit dem das positive Potenzial (1) an den Leiter (L1<SUB>Netz</SUB>) des Wechselstromnetzes angeschaltet ist und der Wechselrichter einen zweiten Tiefsetzsteller umfasst, mit dem das negative Potenzial (2) an den Leiter (L1<SUB>Netz</SUB>) des Wechselstromnetzes angeschaltet ist. Diese Anordnung reduziert die notwendigen Bauelemente auf ein Minimum, wodurch die Verlustleistung minimiert und der Wirkungsgrad angehoben wird.

Description

Wechselrichter für zwei Gleichstromquellen und Verfahren zum Betrieb des Wechselrichters
Beschreibung
Die Erfindung betrifft einen Wechselrichter zum Einspeisen elektrischer Energie aus einer ersten und einer zweiten Gleichstromquelle mit einem gemeinsamen Bezugspotenzial in ein Wechselstromnetz, wobei der Wechselrichter ausgangseitig mit einem Leiter und einem Nullleiter des Wechselstromnetzes verbunden ist. Des Weiteren betrifft die Erfindung ein Verfahren zum Betrieb des Wechselrichters .
Um die Energie von Gleichstromquellen in ein Wechselstromnetz einzuspeisen sind Wechselrichter mit unterschiedlichen Topologien bekannt. Gleichstromquellen wie beispielsweise Photovoltaikzellen, Brennstoffzellen, Batterien etc. weisen in der Regel vom Entnahmestrom abhängige Spannungskennlinien auf. Durch äußere Einflüsse, beispielsweise sich verändernde Lichtverhältnisse bei Photovoltaikzellen, ändert sich zudem laufend die maximale Entnahmeleistung, auch Maximal Power Point (MPP) genannt. Die Regelung eines Wechselrichters muss derartige dynamische Betriebszustände berücksichtigen.
Zusätzlich wird von Wechselstromnetzbetreibern gefordert, dass Wechselrichter einen sinusförmigen Strom in ein Wechselstromnetz einspeisen, unabhängig davon, ob es sich um ein Verbundnetz oder ein so genanntes Inselnetz handelt.
Eine einfache Möglichkeit zur Regelung eines Wechselrichters ist in der Patentschrift US 6 914 418 B2 angegeben. Es ist ein so genanntes MPP-Tracking beschrieben, bei dem laufend der Entnahmestrom geringfügig geändert und mit der gemessenen Spannung der Gleichstromquelle multipliziert wird. Die sich so ergebende Entnahmeleistung wird mit der unmittelbar davor gemessen verglichen. Ebenso wird die Spannung mit der unmittelbar davor gemessenen verglichen. Entsprechend der Änderungen von Entnahmeleistung und Spannung wird im nächsten Schritt ein höherer oder niedrigerer Entnahmestrom vorgegeben.
Alternativ dazu ist in der Patentschrift US 4 390 940 Al ein Wechselrichter angegeben, mit dem Photovoltaikzellen mit einer maximalen Entnahmeleistung betrieben werden können.
Die Auswahl einer bekannten Wechselrichtertopologie für einen bestimmten Einsatzfall hängt unter anderem vom
Spannungsniveau der angeschlossenen Gleichstromquellen ab. Liegt das Spannungsniveau der Gleichstromquellen unterhalb der Scheitelspannung des Wechselstromnetzes, in das eingespeist wird, umfasst der Wechselrichter in der Regel eine Hochsetzerstufe und eine Wechselrichterstufe. Die
Patentschrift US 2004/0165408 Al beschreibt einen solchen Wechselrichter, wobei hier zwei Gleichstromquellen mit einem gemeinsamen Bezugspotenzial verbunden sind.
Da eine Hochsetzerstufe nicht verlustfrei ist und somit den Wirkungsgrad des Wechselrichters herabsetzt, kennt man deshalb auch Wechselrichter, die nur eine Weselrichterstufe umfassen. Dann muss die Spannung der angeschlossenen Gleichstromquellen immer über der Scheitelspannung des Wechselstromnetzes liegen. Nach dem Stand der Technik werden Gleichstromquellen deshalb zu so genannten Strings zusammengefasst, wodurch sich als Stringausgangsspannungen Vielfache der Spannungen der einzelnen Gleichstromquellen ergeben.
Vor allem alternative Gleichstromquellen wie
Photovoltaikanlagen oder Brennstoffzellen erfordern für ihren wirtschaftlichen Einsatz einen hohen Wirkungsgrad des Wechselrichters . Aufgabe der Erfindung ist es daher, einen gegenüber dem Stand der Technik verbesserten Wechselrichter mit hohem Wirkungsgrad anzugeben.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe gelöst mit einem
Wechselrichter zum Einspeisen elektrischer Energie aus einer ersten und einer zweiten Gleichstromquelle mit einem gemeinsamen Bezugspotenzial in ein Wechselstromnetz, wobei der Wechselrichter ausgangseitig mit einem Leiter und einem Nullleiter des Wechselstromnetzes verbunden ist und wobei
- die erste Gleichstromquelle ein positives Potenzial gegenüber dem Bezugspotenzial aufweist,
- die zweite Gleichstromquelle ein negatives Potenzial gegenüber dem Bezugspotenzial aufweist, - das Bezugspotenzial der beiden Gleichstromquellen mit dem Nullleiter verbunden ist,
- der Wechselrichter einen ersten Tiefsetzsteiler umfasst, mit dem das positive Potenzial an den Leiter des Wechselstromnetzes angeschaltet ist, — der Wechselrichter einen zweiten Tiefsetzsteiler umfasst, mit dem das negative Potenzial an den Leiter des Wechselstromnetzes angeschaltet ist.
Diese Anordnung reduziert die notwendigen Bauelemente auf ein Minimum, wodurch die Verlustleistung gegenüber bekannten Wechselrichterschaltungen reduziert und der Wirkungsgrad optimiert wird. Dabei sind die Spannungen der Gleichstromquellen mindestens gleich oder höher als die wiederkehrende maximal zu erwartende Scheitelspannung des Wechselstromnetzes .
Von Vorteil ist diese Anordnung vor allem, wenn die erste und die zweite Gleichstromquelle als so genannte Strings einer Photovoltaikanlage ausgebildet sind. Dabei liefert jeder String eine Spannung oberhalb der Scheitelspannung des Wechselspannungsnetzes. Da Photovoltaikanlagen in der Regel auf Dächern von Gebäuden angebracht sind, bewirkt die Verbindung des Bezugspotenzials der beiden Strings mit dem Nullleiter, dass im Gebäude kein eventuell störendes elektrisches netzfrequentes Wechselfeld gegenüber Erde besteht .
Eine vorteilhafte Ausführung sieht vor, dass der erste Tiefsetzsteiler einen ersten Kondensator, ein erstes Schaltelement, eine mit einem ersten Hilfsschaltelement in Reihe geschaltete erste Diode und eine Drosselschaltung umfasst und eingangsseitig mit dem positiven Potenzial und dem Bezugspotenzial der ersten Gleichstromquelle und ausgangsseitig über einen Filterkondensator an den Leiter des Wechselstromnetzes angeschlossen ist und dass der zweite Tiefsetzsteiler einen zweiten Kondensator, ein zweites Schaltelement, eine mit einem zweiten Hilfsschaltelement in Reihe geschaltete zweite Diode und die Drosselschaltung umfasst und eingangsseitig mit dem negativen Potenzial und dem Bezugspotenzial der zweiten Gleichstromquelle und ausgangsseitig über den Filterkondensator an den Leiter des Wechselstromnetzes angeschlossen ist und dass der Nullleiter durchgängig mit dem Bezugspotenzial der ersten und der zweiten Gleichstromquelle verbunden ist. Diese Topologie bildet in besonders einfacher Weise die beiden Tiefsetzsteiler zur Anbindung von zwei Gleichstromquellen an ein Wechselstromnetz.
Vorteilhaft ist dabei, wenn die Drosselschaltung in ein erstes Drosselelement und ein zweites Drosselelement aufgeteilt ist, wenn der erste Tiefsetzsteiler das erste Drosselelement umfasst und wenn der zweite Tiefsetzsteiler das zweite Drosselelement umfasst. Damit wird die Belastung der Schaltelemente deutlich reduziert.
Eine weitere Erhöhung des Wirkungsgrads erreicht man, wenn das positive Potenzial der ersten Gleichstromquelle und das negativen Potenzial der zweiten Gleichstromquelle über einen Ausgleichswandler miteinander verbunden sind. Das ist vor allem dann wichtig, wenn der ins Wechselstromnetz eingespeiste Strom keinen Gleichstromanteil aufweisen darf. Unterschiede bei der maximal möglichen Leistungsabgabe der beiden Gleichstromquellen können dann ausgeglichen werden, indem die überschüssige Leistung einer Gleichstromquelle mittels Ausgleichswandler in den Leistungspfad und somit auf das Potenzial der anderen Gleichstromquelle übertragen wird.
Eine vorteilhafte Anordnung sieht des Weiteren vor, dass der Ausgleichswandler ein drittes Schaltelement und ein in Reihe geschaltetes viertes Schaltelement umfasst, und dass ein
Verbindungspunkt zwischen dem dritten Schaltelement und dem vierten Schaltelement über eine dritte Drossel und ein Mittel zur Strommessung mit dem Bezugspotenzial verbunden ist. Damit erhält man eine einfache Topologie des Ausgleichswandlers mit wenigen Bauelementen und hohem Wirkungsgrad.
Dabei ist es günstig, wenn das Mittel zur Strommessung einen Shuntwiderstand umfasst. Der Strom ist dann auf einfache Weise messbar. Andere Arten der Strommessung wie mittels eines gleichstromkompensierten magnetischen Wandlers sind ebenso möglich.
Von Vorteil ist es außerdem, wenn antiparallel zum ersten Schaltelement eine dritte Diode angeordnet ist und wenn antiparallel zum zweiten Schaltelement eine vierte Diode angeordnet ist. Über diese Dioden kann sich dann bei Trennung des Wechselrichters vom Wechselstromnetz die in der Drosselschaltung gespeicherte Energie abbauen. Zudem bilden diese Dioden Elemente einer Schutzschaltung zum Schutz des Weselrichters vor Spannungsspitzen im Wechselstromnetz.
Zum Schutz der Bauelemente im Wechselrichter vor Spannungsspitzen im Wechselstromnetz ist es des Weiteren von Vorteil, wenn ein Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Schaltelement und dem zweiten Drosselelement über eine fünfte Diode und eine Parallelschaltung aus einem ersten Widerstand und einem dritten Kondensator mit dem Bezugspotenzial verbunden ist und wenn ein Verbindungspunkt zwischen dem ersten Schaltelement und dem ersten Drosselelement über eine sechste Diode und eine Parallelschaltung aus einem zweiten Widerstand und einem vierten Kondensator mit dem Bezugspotenzial verbunden ist. Über diese und die antiparallel zum ersten und zweiten Schaltelement angeordneten Dioden werden dann bei Spannungsspitzen aus dem Wechselstromnetz Strompfade zu den Kondensatoren aufgebaut, wodurch die kurzzeitigen Überspannungen an der Drosselschaltung abfallen und somit nicht die Schaltelemente belasten. Die Schaltelemente müssen also nicht überdimensioniert werden und es sind keine zusätzlichen aufwändigen Filter notwendig.
Von Vorteil ist es zudem, wenn der Wechselrichter eine
Steuerungseinheit mit geeigneten Mitteln zur Ansteuerung der Schaltelemente und Hilfsschaltelemente umfasst. Die Steuersignale werden dann im Wechselrichter selbst generiert, wodurch eine integrierte Bauweise des Wechselrichters möglich ist.
Betrieben wird der erfindungsgemäße Wechselrichter, indem die beiden Tiefsetzsteiler in der Weise alternierend angesteuert werden, dass sich ein Einspeisestrom in Form ganzer Sinuswellen ergibt und dass die positiven Sinushalbwellen mittels erstem Tiefsetzsteiler aus dem eingangsseitig anliegenden positiven Potenzial bebildet werden und dass die negativen Sinushalbwellen mittels zweitem Tiefsetzsteiler aus dem eingangsseitig anliegenden negativen Potenzial gebildet werden. Damit wird in einfacher Weise die Energie aus zwei Gleichstromquellen in ein Wechselstromnetz eingespeist.
Dabei ist es vorteilhaft, wenn laufend die Spannung und der Entnahmestrom der ersten Gleichstromquelle gemessen wird und wenn der erste Tiefsetzsteiler in der Weise angesteuert wird, dass laufend das Produkt aus Entnahmestrom und Spannung der ersten Gleichstromquelle der momentan maximal abzugebenden Leistung der ersten Gleichstromquelle angenähert wird und wenn laufend die Spannung und der Entnahmeström der zweiten Gleichstromquelle gemessen wird dass der zweite Tiefsetzsteiler in der Weise angesteuert wird, dass laufend das Produkt aus Entnahmestrom und Spannung der zweiten
Gleichstromquelle der momentan maximal abzugebenden Leistung der zweiten Gleichstromquelle angenähert wird. Den beiden Gleichstromquellen wird dann immer die maximal abzugebende Leistung entnommen und somit der Gesamtwirkungsgrad optimiert.
Um einen Gleichstromanteil des Einspeisestromes zu verhindern, ist es von Vorteil, wenn laufend der Gleichstromanteil des Einspeisestroms gemessen wird und wenn bei positivem Gleichstromanteil dem ersten Tiefsetzsteiler eine geringere Einspeiseleistung vorgegeben wird und wenn bei negativem Gleichstromanteil dem zweiten Tiefsetzsteiler eine geringere Einspeiseleistung vorgegeben wird.
Dabei sieht eine vorteilhafte Ausführungsform vor, dass ab einer vorgegebenen Verringerung der Einspeiseleistung eines Tiefsetzstellers Energie von dem Potenzial, an dem dieser Tiefsetzsteiler angeschlossen ist, mittels Ausgleichswandler auf das andere Potenzial übertragen wird. Das Potenzial, an dem der erste Tiefsetzsteiler angeschlossen ist, entspricht dabei dem positiven Anschluss der ersten Gleichstromquelle. Das Potenzial, an dem der zweite Tiefsetzsteiler angeschlossen ist, entspricht dem negativen Anschluss der zweiten Gleichstromquelle. Die Entnahmeströme der Tiefsetzsteiler können dann weiterhin so vorgegeben werden, dass den Gleichstromquellen die maximal mögliche Leistung entnommen wird.
Vorteilhafterweise gibt die Steuerungseinheit dem Tiefsetzsteiler, der an dem Potenzial angeschlossen ist, auf das der Ausgleichswandler Energie überträgt, eine höhere Einspeiseleistung vor, noch bevor über ein MPP-Tracking eine Anpassung der Leistungsvorgaben erfolgt.
Die Erfindung wird nachfolgend in beispielhafter Weise unter Bezugnahme auf die beigefügten Figuren erläutert. Es zeigen in schematischer Darstellung:
Fig. 1 Topologie einer Grundschaltung Fig. 2 Schaltung mit zwei Drosselelementen Fig. 3 Schaltung mit Ausgleichswandler
Fig. 4 Schaltung mit Ausgleichswandler und Schutzschaltung gegen Spannungsspitzen
In Figur 1 ist eine beispielhafte Schaltungstopologie für einen erfindungsgemäßen Wechselrichter mit zwei parallel angeordneten Tiefsetzstellern dargestellt. An den ersten Tiefsetzsteiler, bestehend aus einem ersten Kondensator Cl, einem ersten Schaltelement Sl (z.B. Transistor), einer ersten Diode Dl und einer Drossel als Drosselschaltung L ist eingangsseitig die erste Gleichstromquelle mit ihrem positiven Anschluss als positives Potenzial 1 und ihrem negativen Anschluss als Bezugspotenzial 0 angeschlossen. Die zweite Gleichstromquelle ist mit ihrem positiven Anschluss als Bezugspotenzial 0 und mit ihrem negativen Anschluss als negatives Potenzial 2 an den zweiten Tiefsetzsteiler angeschlossen, der aus einem zweiten Kondensator C2, einem zweiten Schaltelement S2, einer zweiten Diode D2 und der Drossel als Drosselschaltung L besteht.
Damit kein Netzkurzschluss entsteht, sind zwei weitere
Hilfsschaltelemente HSl und HS2 angeordnet. Dabei ist das erste Hilfsschaltelement HSl in Reihe mit der ersten Diode Dl des ersten Tiefsetzstellers angeordnet. Es ist abgeschaltet, wenn der zweite Tiefsetzsteiler arbeitet. Das zweite Hilfsschaltelement HS2 ist in Reihe mit der zweiten Diode D2 des zweiten Tiefsetzstellers angeordnet und ist abgeschaltet, wenn der erste Tiefsetzsteiler arbeitet. Die in Figur 2 dargestellte Schaltung unterscheidet sich von der in Figur 1 dargestellten nur dadurch, dass als Drosselschaltung zwei Drosselelemente Ll und L2 angeordnet sind, wobei der ersten Tiefsetzsteiler das erste
Drosselelement Ll und der zweite Tiefsetzsteiler das zweite Drosselelement L2 umfasst. Diese Anordnung bewirkt eine geringere Belastung der Schaltelemente Sl und S2.
Ausgangsseitig ist der Wechselrichter an ein Wechselstromnetz angeschlossen, wobei das Bezugspotenzial 0 durchgängig mit dem Nullleiter NNetz und der Ausgang der Drosselschaltung L mit einem Leiter LlNetz des Wechselstromnetzes verbunden ist. Ausgangsseitig ist zudem zwischen Nullleiter NNetz und Leiter LlNetz ein Filterkondensator CF angeordnet.
Zu den Schaltelementen Sl und S2 sind antiparallele Dioden D3 und D4 angeordnet, die bei einer Trennung des Wechselrichters vom Wechselstromnetz einen Strompfad zum Abmagnetisieren der Drosselschaltung L offen halten.
Die beiden Gleichstromquellen werden beispielsweise durch zwei Strings einer Photovoltaikanlage gebildet. Der Wechselrichter speist dann Energie aus den Strings in das angeschlossenes Wechselstromnetz, wenn die Stringspannung höher als der Scheitelwert der maximal zu erwartenden Wechselspannung ist (z.B. 230V + 10% x 1,414 = 358V).
Zudem sollen beide Strings aus gleich großen Paneelflächen bestehen, da die erste Paneelfläche nur den ersten
Tiefsetzsteiler versorgt, der bei der positiven Netzhalbwelle Energie einspeist und die zweite Paneelfläche nur den zweiten Tiefsetzsteiler versorgt, der bei der negativen Netzhalbwelle Energie einspeist. Um keinen Gleichstromanteil ins Wechselstromnetz einzuspeisen, werden demnach beiden Paneelflächen gleich große Energiemengen entnommen. Die beiden Kondensatoren Cl und C2 müssen ausreichend groß dimensioniert sein, da jeder der beiden Tiefsetzsteiler nur während der ihm zugeordneten Netzhalbwellen Energie ins Wechselstromnetz einspeist und dazwischen keine Energie abgegeben wird. Die Kondensatoren Cl und C2 werden aber auch in den Perioden fehlender Energieabgabe weiterhin von den Gleichstromquellen geladen, wobei die für die Schaltung festgelegten Spannungsgrenzen nicht erreicht werden dürfen.
Der Wechselrichter wird wie folgt betrieben:
Ausgangsseitig wird der Gleichstromanteil des ins Wechselstromnetz gespeisten Stroms gemessen. Das kann beispielsweise mittels eines Stromwandlers mit Hallwandler erfolgen. Der so gemessene Restgleichstrom bildet eine Eingangsgröße für die Regelung der beiden Tiefsetzsteiler .
Die Tiefsetzsteiler werden mit einer Stromsollwertvorgabe geregelt. Von Wechselstromnetzbetreibern wird gefordert, dass der ins Wechselstromnetz gespeiste Strom sinusförmig, d.h. ohne Stromoberwellen, sein muss. Um dies zu erreichen, gibt es zwei Möglichkeiten zur Grund-Sollstrombildung: a) Mittels eines Spannungsteilers wird aus der Netzspannung eine Sinushalbwelle abgeleitet und als Vorbild für die Stromform herangezogen. b) In einem Speicher (z.B. EPROM) wird eine Sinushalbwelle als Tabelle abgespeichert und beim Auslesen im 50Hz- Rhythmus von einem DA-Wandler in ein Analogsignal umgewandelt. Diese Lösung erfordert die Generierung eines Synchronimpulses aus der Netzspannung, um den Beginn der jeweiligen Halbwelle anzuzeigen und den Auslesevorgang aus dem Speicher zu starten. Diese ist zwar aufwändiger als Lösung a) , erlaubt aber, mit einer Anpassung der Tabelle auf schaltungsbedingte Verzerrungen des Stroms zu reagieren und diese zu kompensieren. Das Ergebnis ist in beiden Fällen eine Abfolge von
Sinushalbwellen. Dabei wird für den ersten Tiefsetzsteiler ein Grund-Sollstromsignal generiert, das aus positiven Sinushalbwellen besteht und für den zweiten Tiefsetzsteiler eines, das aus negativen Sinushalbwellen besteht. Eine Addition der beiden Grund-Sollstromsignale ergibt somit ein vollständiges Sinuswellensignal.
In einem nächsten Schritt wird ein Belastungswert für jede der beiden Gleichstromquellen generiert. Dabei soll jeweils der Wert ermittelt werden, bei dem jede Gleichstromquelle die maximale Leistung abgibt (Maximum Power Point, MPP) . Für eine Paneelfläche einer Photovoltaikanlage lässt sich eine Kennlinie für den Strom in Abhängigkeit von der Sonneneinstrahlung angeben, bei dem ein Maximum an Leistung ins Netz eingespeist wird. Die Sonneneinstrahlung kann dann gemessen und der entsprechende Stromwert vorgegeben werden. Allerdings bleiben dabei Störfaktoren wie partielle Beschattung oder Beschmutzung von Paneelflächen unberücksichtigt .
Es ist deshalb zweckmäßiger, das so genannte MPP-Tracking durchzuführen, bei dem laufend der aus einem String entnommenen Strom und die entsprechende Stringspannung gemessen und miteinander multipliziert werden. Durch geringfügige Variation der Belastung ist dann feststellbar, ob tendenziell eine Leistungssteigerung möglich oder das Maximum bereits erreicht ist.
Als Resultat des MPP-Trackings liegt ein Ausgangssignal vor, das entweder den Sollstrom aus einem String oder die Sollspannung beschreibt. Bei einer Vorgabe der Sollspannung muss der Wechselrichter den Strom so lange erhöhen, bis die Stringspannung auf den vorgegebenen Wert absinkt. Im erfindungsgemäßen Fall ist eine Sollspannung als Regelungsvorgabe zweckmäßiger. Durch die angeschlossenen Kondensatoren Cl und C2 ändert sich diese nicht so rasch und die Regelung wird dadurch stabiler als bei Stromsollwerten. Für jede der beiden Gleichstromquellen wird mittels MPP- Tracking demnach eine Sollspannung als Sollwert vorgegeben. Dabei wird für jede Gleichstromquelle mittels eines Differenzverstärkers die Spannung am Kondensator Cl bzw. C2 mit dem jeweiligen Sollwert verglichen. Die
Regelungscharakteristik benötigt dabei einen Integralanteil (z.B. PI-Regler) , um langsam zu agieren und die Regelabweichungen gering zu halten.
Zur Begrenzung der Leistung jedes Tiefsetzstellers zum Schutz der Leistungsbauteile ist es zweckmäßig, für das Ausgangssignal jedes der beiden Differenzverstärker einen Maximalwert vorzusehen. Dadurch kann der Sollstrom begrenzt werden, ohne Stromverzerrungen und Oberwellen im Wechselnetzstrom zu erzeugen.
Die Sollstrombildung zur Ansteuerung jedes Tiefsetzstellers erfolgt durch Multiplikation der Ausgangssignale der Differenzverstärker mit dem jeweiligen Grund-Sollstromsignal. Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers des ersten
Tiefsetzstellers wird dabei mit dem Grund-Sollstromsignal multipliziert, das aus der Abfolge positiver Sinushalbwellen gebildet ist. Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers des zweiten Tiefsetzstellers wird mit dem Grund-Sollstromsignal multipliziert, das aus der Abfolge negativer Sinushalbwellen gebildet ist.
Es ist zweckmäßig, die Tiefsetzsteiler im so genannten Current-Mode anzusteuern. Dabei wird von einem Taktgenerator die Schaltfrequenz der Schaltelemente Sl und S2 bestimmt (z.B. 3OkHz) .
Die einzelnen Schaltvorgänge sind dann für die in Figur 2 dargestellte Variante folgende (dabei wird zunächst der erste Tiefsetzsteiler betrachtet) : Das Schaltelement Sl wird am Beginn einer Periode eingeschaltet. Dadurch fließt Strom in das Drosselelement Ll und steigt nach der Beziehung:
Δl (Stromanstieg) =
= [U (Spannung) / L (Induktivität Ll)] x Δt (Einschaltzeit)
Mittels eines Komparators wird der aktuell durch das Drosselelement Ll fließende Strom mit dem Sollstromwert verglichen. Erreicht der Drosselstrom den Sollstromwert, schaltet der Komparator das Schaltelement Sl ab und der Drosselstrom kommutiert auf die erste Diode Dl und das in Reihe geschaltete Hilfsschaltelement SHl.
Zum Schutz vor schnell ansteigenden Überströmen (infolge von Netzspannungsimpulsen, Störungen der Elektronik von außen, etc.) ist es zweckmäßig, einen Komparator zum Strommessen mit einem fixen Grenzwert einzusetzen, der bei Stromüberschreitungen sofort die Schaltelemente Sl und S2 abschaltet.
Der Strom ist dabei am besten in der Drainleitung des ersten Schaltelements Sl zu messen; mittels Shuntwiderstand oder gleichstromfähigem (kompensiertem) Stromwandler. Durch den einseitigen Anschluss an den ersten Kondensator Cl ist das gemessene Stromsignal relativ störungsfrei.
Es besteht auch die Möglichkeit, den Strom in der Entmagnetisierungsphase des ersten Drosselelements Ll zu messen. Dabei ist der günstigste Messpunkt in der
Drainleitung des ersten Hilfsschaltelements HSl. Dieser Strom ist dann phasenversetzt gegenüber dem Strom durch das erste Schaltelement Sl. Es kann auch nur der zuletzt durch das erste Schaltelement Sl geflossene Strom gemessen werden. Das Drosselelement Ll verhindert abrupte Stromänderungen, so dass nach dem Ausschalten des ersten Schaltelements Sl und dem Kommutieren des Drosselstromes auf die erste Diode Dl und das erste Hilfsschaltelement HSl im ersten Moment noch der zuletzt durch das erste Schaltelement Sl geflossene Strom weiter fließt. Abhängig vom detektierten Stromwert muss dann in die Einschaltzeit des ersten Schaltelements Sl durch eine Beeinflussung des Taktgenerators eingegriffen werden.
Die Ansteuerung des ersten Schaltelements Sl erfolgt dann nicht mehr nach dem bekannten Current-Mode, da der steigende Drosselstrom nicht direkt zum Abschalten des Schaltelements Sl führt, sondern ein zu einem späteren Zeitpunkt detektierter Stromwert herangezogen wird.
Der zweite Tiefsetzsteiler mit dem Kondensator C2, dem zweiten Schaltelement S2, dem zweiten Drosselelement L2, der zweiten Diode D2 und dem zweiten Hilfsschaltelement HS2 arbeiten in der entsprechenden Weise während der negativen Netzhalbwellen .
Da es sich um einen Wechselrichter für zwei Gleichstromquellen handelt, ist es sinnvoll, die Ansteuerstufe des nicht in Betrieb befindlichen Tiefsetzstellers zu sperren. Dies ist besonders beim Übergang von positiver zu negativer Netzhalbwelle wichtig. Es kann um den Netznullpunkt leicht zu Störungen im Wechselstromnetz kommen (z.B. durch Rundsteuerimpulse, Schalthandlungen). Wären dann beide Tiefsetzsteiler aktiviert, würde Strom zwischen den beiden Tiefsetzstellern fließen und zu deutlichen Verlusten führen.
Wie oben bereits erläutert ist in Einspeisevorschriften von Wechselstromnetzbetreibern geregelt, dass kein oder nur ein sehr geringer Gleichstromanteil in das Wechselstromnetz eingespeist werden darf. Um diesen Anforderungen zu entsprechen, ist Folgendes zweckmäßig: Ein Stromsensor (Wandler oder Shuntwiderstand) in der Netzeinspeiseleitung des Wechselrichters misst den Wechselstrom, der eingespeist wird. Über einen Integrator, der im einfachsten Fall aus einem RC-Glied mit einer Zeitkonstante deutlich über der 50Hz-Netzfrequenz besteht, kann ein ins Netz fließender Gleichstrom detektiert werden. Alternativ dazu kann der Strom jeder Sinushalbwelle digitalisiert, in einem Prozessor integriert und von einander subtrahiert werden.
Aus dem Gleichstromsignal wird ein Korrektursignal abgeleitet. Dieses Korrektursignal greift als zusätzliches Signal in die Stromregelung der Tiefsetzsteiler ein und wirkt für jenen Tiefsetzsteiler leistungsbegrenzend, der den Gleichstromanteil in das Wechselstromnetz speist. Es ist immer nur eine Reduktion der Einspeiseleistung eines Tiefsetzstellers möglich, da eine bereits im MPP-Arbeitspunkt laufende Gleichstromquelle zur Kompensation von
Ungleichheiten der Einspeiseströme nicht mehr Leistung abgeben kann .
Es wird somit die Stromentnahme aus jener Gleichstromquelle mit der höheren möglichen Einspeiseleistung (z.B. Brennstoffzelle mit höherem Wirkungsgrad, größere Paneelfläche oder unterschiedliche Dachneigung bei Photovoltaikanlagen, unterschiedliche Leitungsverluste etc.) reduziert, um keinen Gleichstrom einzuspeisen. Dadurch steigt die Spannung dieser Gleichstromquelle, die somit nicht mehr im optimalen Arbeitspunkt läuft. Deshalb ist es wichtig, dass zwei identische Gleichstromquellen mit gleicher maximaler Leistungsabgabe zum Einsatz kommen.
Lässt sich die Forderung nach zwei Gleichstromquellen mit gleicher maximaler Leistungsabgabe nicht erfüllen, wird die Schaltung um einen Ausgleichswandler AW zur
Energieübertragung zwischen erstem und zweitem Kondensator Cl und C2 ergänzt. Beide Gleichstromquellen können dann die maximal mögliche Leistung liefern. Bei einem
Leistungsüberschuss der ersten Gleichstromquelle wird dann die Hälfte dieses Überschusses vom ersten Kondensator Cl auf den zweiten Kondensator C2 des zweiten Tiefsetzstellers übertragen. Bei einem Leistungsüberschuss der zweiten Gleichstromquelle erfolgt die Übertragung entsprechend umgekehrt .
Figur 3 zeigt diese Schaltung, wobei zu der in Figur 2 dargestellten Grundschaltung beispielhaft ein Drossel- Inverter mit folgenden Elementen hinzugefügt ist:
Der Drossel-Inverter umfasst eine dritte Drossel L3, die mit einem ersten Anschluss über einen Shuntwiderstand RS zur Strommessung an den Nullleiter NNetz angeschaltet ist. Der zweite Anschluss der dritten Drossel L3 ist über ein drittes Schaltelement S3 mit der Drainleitung des ersten Schaltelements Sl und über ein viertes Schaltelement S4 mit der Drainleitung des zweiten Schaltelements S2 verbunden. Antiparallel zu den beiden Schaltelementen S3 und S4 des Inverters sind ggf. Freilaufdioden angeordnet (z.B. MOSFETs oder IGBTs mit Freilaufdioden) .
Alternativ dazu kann auch ein bidirektionaler Wandler (z.B. Sperrwandler) als Ausgleichswandler AW dienen.
Es ist zweckmäßig, dass die Regelung des Ausgleichswandlers AW unabhängig von der restlichen Regelung arbeitet, um die Regelschleifen nicht zu komplex zu machen.
Für jeden Tiefsetzsteiler wird zusätzlich zum Differenzverstärker, der den Einspeisestrom definiert, ein getrennter Differenzverstärker angeordnet, der die
Regelabweichung zwischen der MPP-Sollspannung und der Istspannung ermittelt. Erreicht diese Differenz einen vorgebbaren Maximalwert (z.B. 2% der MPP-Sollspannung), wird der Ausgleichswandler AW gestartet. Der Ausgleichswandler AW setzt dann die überschüssige Energie von einem Kondensator zum anderen Kondensator um. Das Differenzsignal dient dem Ausgleichswandler AW dabei als Sollstromvorgabe. Die Regelung des Ausgleichswandlers AW wirkt der Gleichstromregelung entgegen. Detektiert die
Gleichstromregelung einen Gleichstromanteil im Einspeisstrom, bewirkt dies zunächst eine Absenkung der Stromentnahme aus der leistungsstärkeren Gleichstromquelle. Damit entfernt sich die Gleichstromquelle mit steigender Spannung vom MPP- Arbeitpunkt, wodurch die Regelung des Ausgleichswandlers anspricht und die Stromentnahme wieder anhebt. Mittels Ausgleichswandler AW wird dann der andere Tiefsetzsteiler versorgt, wodurch bei gleichzeitiger Leistungssteigerung der Gleichstromanteil im Einspeisestrom absinkt.
Es gibt dabei zwei Möglichkeiten, die Steigerung der übertragenen Leistung des zusätzlich versorgten
Tiefsetzstellers herbeizuführen. Ohne zusätzliche Eingriffe in die Steuerung geschieht dies mittels MPP-Trackings, allerdings erst nach einer relativ großen Zeitkonstante, da ein MPP-Tracker in der Regel eine langsame Regeldynamik aufweist.
Um eine schnellere Erhöhung des Einspeisestromes des zusätzlich versorgten Tiefsetzstellers zu bewirken, ist es zweckmäßig, den Sollstrom des Tiefsetzstellers direkt von der Leistung des Ausgleichswandlers AW abhängig zu machen.
Da der Ausgleichswandler AW in beide Richtungen Energie übertragen kann, muss dessen Ansteuerung beim Hochlauf des Wechselrichters oder bei stark schwankenden Leistungsabgaben der Gleichstromquellen (z.B. Photovoltaikpaneele bei sehr wechselhafter Bewölkung) ein weiteres Kriterium prüfen. Sollte von beiden Tiefsetzstellern die Anforderung zur Energieübertragung auf den jeweils anderen kommen, muss die Ansteuerung den Ausgleichswandler AW sperren. In diesem Fall liegt kein stabiler Zustand vor und beide Tiefsetzsteiler müssen erst die Einspeiseleistung erhöhen, bis einer den MPP- Arbeitspunkt erreicht hat. Für Anlagen mit technisch bedingten Unterschieden der beiden Gleichstromquellen führt der Einsatz einer digitalen Steuerung zu einer weiteren Verbesserung der Regeldynamik. Das ist z.B. der Fall, wenn bei einer Photovoltaikanlage eine durch einen String gebildete Gleichstromquelle geringere Paneelflächen aufweist. Die digitale Steuerung ermöglicht dann eine Erfassung der Leistungsdifferenz der beiden Gleichstromquellen über mehrere Stunden hinweg und die Bildung eines Mittelwertes, der beim nächsten Einschalten der Anlage gleich von Beginn an die vom Ausgleichswandler AW zu übertragenen Ausgleichsleistung vorgibt. Das Erreichen des Regelgleichgewichts nimmt auf diese Weise weniger Zeit in Anspruch .
In Figur 4. ist eine Grundschaltung mit einem Ausgleichswandler und zusätzlichen Schaltungselementen zur Ableitung von im Wechselstromnetz auftretenden Spannungsspitzen dargestellt. Spannungsspitzen werden beispielsweise durch Schalthandlungen ausgelöst und erreichen Impulsspannungshöhen bis zu wenigen Kilovolt auf einer 230V/400V-Leitung. Um die Elektronik eines Wechselrichters gegen derartige Spannungsspitzen abzusichern, ist in der Regel eine Überdimensionierung der Schaltungselemente erforderlich. Zusätzlich sind aufwändige Filter notwendig.
Bei der vorliegenden Schaltung sind zusätzliche Strompfade mit zwei zusätzlichen Kondensatoren C3 und C4 vorgesehen. Damit wird sichergestellt, dass die Spannungsbelastung der Schaltungselemente nicht wesentlich über die maximale betriebsmäßige Belastung ansteigt, indem der Strom durch die Drosselelemente Ll und L2 in die vier Kondensatoren Cl, C2, C3 und C4 geleitet wird. Dabei ist darauf zu achten, dass die Zeitkonstanten der aus den Drosselelementen Ll bzw. L2 mit den Kondensatoren Cl, C2, C3, C4 gebildeten LC-Gliedern größer sind als die maximal zu erwartende Zeitdauer eines Netzüberspannungsimpulses . Die zusätzlichen Schaltungselemente sind dabei so angeordnet, dass ein Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Schaltelement S2 und dem zweiten Drosselelement L2 über eine fünfte Diode D5 und eine Parallelschaltung aus einem ersten Widerstand Rl und einem dritten Kondensator C3 mit dem Bezugspotenzial 0 verbunden ist. Des Weiteren ist das Bezugspotenzial 0 über eine Parallelschaltung aus einem vierten Kondensator C4 und einem zweiten Widerstand R2 und weiter über eine sechste Diode D6 mit einem Verbindungspunkt zwischen dem ersten
Schaltelement Sl und dem ersten Drosselelement Ll verbunden.
Zudem ist es notwendig, dass zu den Schaltelemente Sl und S2 der Tiefsetzsteiler antiparallele Dioden D3 und D4 angeordnet sind, z.B. durch MOSFETs mit integrierten Dioden.
Bei einem positiven Spannungsimpuls aus dem Wechselstromnetz geschieht durch diese Schaltungsanordnung folgendes: Der erste Kondensator Cl ist durch die vorangegangene Netzperiode auf den Spitzenwert der Netzspannung aufgeladen. (Da der Kondensator Cl einen hochohmigen Entladungswiderstand aufweist, kommt es im Normalbetrieb zu nahezu keiner Nachladung und somit Oberwellenverzerrung des Sinusstrom.) Durch einen positiven Spannungsimpuls fließt dann über das ersten Drosselelement Ll und die antiparallel zum ersten Schaltelement Sl angeordnete dritte Diode D3 Strom in den ersten Kondensator Cl, wodurch die Spannung am Verschaltungspunkt zwischen dem ersten Schaltelement Sl und der ersten Diode Dl auf die Spannung des ersten Kondensators Cl plus der Diodenschwelle der dritten Diode D3 begrenzt wird. Gleichzeitig fließt ein Strom über das zweite Drosselelement L2, über die fünfte Diode D5 in den dritten Kondensator C3, wodurch die Spannung am Verschaltungspunkt zwischen dem zweiten Schaltelement S2 und der zweiten Diode D2 auf die Spannung des dritten Kondensators C3 plus der
Diodenschwelle der fünften Diode D5 begrenzt wird. Klingt die Netzspannungsspitze wieder ab, entmagnetisieren sich die beiden Drosselelemente Ll und L2 weiterhin in die Kondensatoren Cl und C3 und werden schließlich stromlos.
Ist der Spannungsimpuls aus dem Wechselstromnetz negativ, läuft der gleiche Vorgang über die vierte Diode D4 und den zweiten Kondensator C2 sowie die sechste Diode D6 und den vierten Kondensator C4 ab.
Dabei ist darauf zu achten, dass die Kondensatoren Cl, C2, C3 und C4 so bemessen sind, dass sie bei der maximal zu erwartenden Netzüberspannung mit einer maximal zu erwartenden Dauer nicht unzulässig hoch aufgeladen werden. Nach der Stromaufnahme infolge der Überspannungen entladen sich der dritte und der vierte Kondensator C3 und C4 über den jeweils parallel geschalteten ersten und zweiten Widerstand Rl und R2 wieder.
Der wesentliche Vorteil dieses Designs liegt darin, dass die Funktion dieser Schutzschaltung nicht von der Schaltgeschwindigkeit einer Überwachung und ggf. von
Leistungsschaltelementen abhängt, da sich die Drosselelemente Ll und L2 wie Stromquellen verhalten und in sehr kurzer Zeit (wenige 10ns) beliebige Spannungen aufbauen können. Weiters kann es nach dem Abmagnetisieren zu Oszillationen durch parasitäre Kapazitäten (z.B. Wicklungskapazitäten) kommen, wodurch die Steuerung von Leistungsschaltelementen bei einer aktiven Schutzschaltung überfordert werden kann. Bei der vorliegenden Schutzschaltung sind deshalb als Begrenzungselemente nur Dioden vorgesehen.
Alternativ zu der oben beschriebenen Anordnung einer Schutzschaltung kann auch eine Anordnung vorgesehen werden, bei der den Kondensatoren Cl, C2, C3 und C4 über zusätzliche Schaltelemente niederohmige Entladungswiderstände zugeschaltet werden können. Mittels Komparatoren werden dann die Spannungen an den Kondensatoren Cl, C2, C3 und C4 überwacht und bei Erreichung oberer Grenzwerte die Entladungswiderstände zugeschaltet .
Bei einer weitern Schutzschaltungsvariante sind spannungsbegrenzende Varistoren vorgesehen, mit denen die Drosselelemente Ll und L2 über Dioden verbunden sind. Dabei ist der differenzielle Innenwiderstand der Varisotren oder Suppressordioden zu beachten, wodurch hohe Ströme zustande kommen können, die dann die Begrenzungsspannung deutlich anheben würden.
Die Steuerung des ersten Schaltelements Sl und des zweiten Schaltelements S2 ist so einzustellen, dass beim Auftreten einer Überspannung (wenn die Netzspannung die maximal vorkommende Scheitelspannung übersteigt; z.B. [240V + 10%] x Scheitelfaktor = 373V) sowohl in positiver als auch in negativer Richtung die Schaltelemente Sl und S2 für eine festgelegte Zeit abgeschaltet bleiben, um den ImpulsSpannungen und den Strömen in den Drosselelementen Ll und L2 Zeit zum Abklingen zu geben (z.B. 500μs) .

Claims

Patentansprüche
1. Wechselrichter zum Einspeisen elektrischer Energie aus einer ersten und einer zweiten Gleichstromquelle mit einem gemeinsamen Bezugspotenzial (0) in ein Wechselstromnetz, wobei der Wechselrichter ausgangseitig mit einem Leiter (LlNetz) und einem Nullleiter (NNetz) des Wechselstromnetzes verbunden ist dadurch gekennzeichnet, dass — die erste Gleichstromquelle ein positives Potenzial (1) gegenüber dem Bezugspotenzial (0) aufweist,
— die zweite Gleichstromquelle ein negatives Potenzial (2) gegenüber dem Bezugspotenzial (0) aufweist,
— das Bezugspotenzial (0) der beiden Gleichstromquellen mit dem Nullleiter (NNetz) verbunden ist,
— der Wechselrichter einen ersten Tiefsetzsteiler umfasst, mit dem das positive Potenzial (1) an den Leiter (LlNetz) des Wechselstromnetzes angeschaltet ist,
— der Wechselrichter einen zweiten Tiefsetzsteiler umfasst, mit dem das negative Potenzial (2) an den
Leiter (LlNetz) des Wechselstromnetzes angeschaltet ist.
2. Wechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die erste und die zweite Gleichstromquelle als so genannte Strings einer Photovoltaikanlage ausgebildet sind.
3. Wechselrichter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Tiefsetzsteiler einen ersten Kondensator (Cl) , ein erstes Schaltelement (Sl) , eine mit einem ersten Hilfsschaltelement (SHl) in Reihe geschaltete erste Diode (Dl) und eine Drosselschaltung (L) umfasst und eingangsseitig mit dem positiven Potenzial (1) und dem Bezugspotenzial (0) der ersten Gleichstromquelle und ausgangsseitig über einen Filterkondensator (CF) an den
Leiter (LlNetz) des Wechselstromnetzes angeschlossen ist und dass der zweite Tiefsetzsteiler einen zweiten Kondensator (C2), ein zweites Schaltelement (S2), eine mit einem zweiten Hilfsschaltelement (HS2) in Reihe geschaltete zweite Diode (D2) und die Drosselschaltung (L) umfasst und eingangsseitig mit dem negativen Potenzial (2) und dem Bezugspotenzial (0) der zweiten Gleichstromquelle und ausgangsseitig über den Filterkondensator (CF) an den Leiter (LlNetz) des Wechselstromnetzes angeschlossen ist und dass der Nullleiter (N Netz) durchgängig mit dem Bezugspotenzial (0) der ersten und der zweiten Gleichstromquelle verbunden ist.
4. Wechselrichter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Drosselschaltung (L) in ein erstes Drosselelement (Ll) und ein zweites Drosselelement (L2) aufgeteilt ist, dass der erste Tiefsetzsteiler das erste Drosselelement (Ll) umfasst und dass der zweite
Tiefsetzsteiler das zweite Drosselelement (L2) umfasst.
5. Wechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass das positive Potenzial (1) der ersten Gleichstromquelle und das negativen Potenzial (2) der zweiten Gleichstromquelle über einen Ausgleichswandler (AW) miteinander verbunden sind.
6. Wechselrichter nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgleichswandler (AW) ein drittes Schaltelement (S3) und ein in Reihe geschaltetes viertes Schaltelement (S4) umfasst, und dass ein Verbindungspunkt zwischen dem dritten Schaltelement (S3) und dem vierten Schaltelement (S4) über eine dritte Drossel (L3) und ein Mittel zur Strommessung mit dem Bezugspotenzial (0) verbunden ist.
7. Wechselrichter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass das Mittel zur Strommessung einen Shuntwiderstand (RS) umfasst.
8. Wechselrichter nach einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass antiparallel zum ersten Schaltelement
(Sl) eine dritte Diode (D3) angeordnet ist und dass antiparallel zum zweiten Schaltelement (S2) eine vierte Diode (D4) angeordnet ist.
9. Wechselrichter nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass ein Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Schaltelement (S2) und dem zweiten Drosselelement (L2) über eine fünfte Diode (D5) und eine Parallelschaltung aus einem ersten Widerstand (Rl) und einem dritten Kondensator (C3) mit dem Bezugspotenzial (0) verbunden ist und dass ein Verbindungspunkt zwischen dem ersten Schaltelement (Sl) und dem ersten Drosselelement (Ll) über eine sechste Diode (D6) und eine Parallelschaltung aus einem zweiten Widerstand (R2) und einem vierten Kondensator (C4) mit dem Bezugspotenzial (0) verbunden ist.
10. Wechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselrichter eine
Steuerungseinheit mit geeigneten Mitteln zur Ansteuerung der Schaltelemente (Sl, S2, S3, S4) und Hilfsschaltelemente (HSl, HS2) umfasst.
11. Verfahren zum Betrieb eines Wechselrichters nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Tiefsetzsteiler in der Weise alternierend angesteuert werden, dass sich ein Einspeisestrom in Form ganzer Sinuswellen ergibt und dass die positiven Sinushalbwellen mittels erstem Tiefsetzsteiler aus dem eingangsseitig anliegenden positiven Potenzial (1) bebildet werden und dass die negativen Sinushalbwellen mittels zweitem Tiefsetzsteiler aus dem eingangsseitig anliegenden negativen Potenzial (2) gebildet werden.
12. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass laufend die Spannung und der Entnahmestrom der ersten Gleichstromquelle gemessen wird und dass der erste Tiefsetzsteiler in der Weise angesteuert wird, dass laufend das Produkt aus Entnahmestrom und Spannung der ersten Gleichstromquelle der momentan maximal abzugebenden Leistung der ersten Gleichstromquelle angenähert wird und dass laufend die Spannung und der Entnahmestrom der zweiten Gleichstromquelle gemessen wird dass der zweite Tiefsetzsteiler in der Weise angesteuert wird, dass laufend das Produkt aus Entnahmestrom und Spannung der zweiten Gleichstromquelle der momentan maximal abzugebenden Leistung der zweiten Gleichstromquelle angenähert wird.
13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass laufend der Gleichstromanteil des Einspeisestroms gemessen wird und dass bei positivem Gleichstromanteil dem ersten Tiefsetzsteiler eine geringere Einspeiseleistung vorgegeben wird und dass bei negativem Gleichstromanteil dem zweiten Tiefsetzsteiler eine geringere Einspeiseleistung vorgegeben wird.
14. Verfahren zum Betrieb eines Wechselrichters nach einem der Ansprüche 5 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass ab einer vorgegebenen Verringerung der Einspeiseleistung eines Tiefsetzstellers Energie von dem Potenzial (1 bzw. 2), an dem dieser Tiefsetzsteiler angeschlossen ist, mittels
Ausgleichswandler (AW) auf das andere Potenzial (2 bzw. 1) übertragen wird.
15. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass dem Tiefsetzsteiler, der an dem Potenzial (1 bzw. 2) angeschlossen ist, auf das der Ausgleichswandler (AW) Energie überträgt, eine höhere Einspeiseleistung vorgegeben wird.
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