JP2009510986A - ２つの直流電流源に対するインバータおよびインバータの駆動方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、共通の基準電位（０）を有する第１の直流電流源および第２の直流電流源からの電気エネルギを節約しながら後方に接続された交流電流源へ変換するインバータに関する。本発明によれば、正の電位（１）を有する第１の直流電流源および負の電位（２）を有する第２の直流電流源の共通の基準電位は中性導体（Ｎ_Ｎｅｔｚ）へ接続されており、インバータは正の電位を交流電流源の導体（Ｌ１_Ｎｅｔｚ）へ接続する第１のダウンコンバータと負の電位（２）を交流電流源の導体（Ｌ１_Ｎｅｔｚ）へ接続する第２のダウンコンバータとを含む。本発明のインバータにより必要な素子の数ひいては損失電力は最小限まで低減され、効率が高められる。

Description

本発明は、共通の基準電位を有する第１の直流電流源および第２の直流電流源からの電気エネルギを変換して交流電流源の導体および中性導体へ供給するために、第１の直流電流源は基準電位に対する正の電位を有し、第２の直流電流源は基準電位に対する負の電位を有し、２つの直流電流源の共通の基準電位は中性導体へ接続されており、インバータは正の電位を交流電流源の導体へ接続する第１のダウンコンバータと負の電位を交流電流源の導体へ接続する第２のダウンコンバータとを含むインバータに関する。さらに本発明はこうしたインバータの駆動方法に関する。

直流電流源から交流電流源への給電に対して種々のトポロジを有するインバータが知られている。例えば光起電性装置のセル、燃料電池、バッテリなどの直流電流源は、ふつう、取り出される電流（導出電流）に関連する電圧特性曲線を有する。外部の影響、例えば光起電性セルの場合は可変の光特性によって、取り出される電流の最大出力、いわゆるマックスパワーポイントＭＰＰは変化する。インバータを制御する際にはこの種のダイナミックな動作状態を考慮しなければならない。

付加的に交流電源のドライバ回路によって、合同網であるかいわゆる孤立網であるかに関係なく、インバータは正弦波状の電流を交流電流源へ供給するように駆動される。

インバータを制御する簡単な手段が米国特許第６９１４４１８号明細書に挙げられている。これはいわゆるＭＰＰトラッキング装置と称されるものであって、ここでは連続的に取り出される電流がわずかに変更され、直流電流源の測定電圧と乗算される。このようにして得られた電力は直前に測定された電力と比較される。また得られた電圧も直前に測定された電圧と比較される。取り出される電力および電圧の変化分に応じて、次のステップで相応に増大された電流または相応に低減された電流が設定される。

これに代えて、米国特許第４３９０９４０号明細書には、光起電性セルを最大出力で駆動することのできるインバータが記載されている。

公知のインバータのトポロジは、特定の適用事例に対して、接続された直流電流源の電圧レベルに基づいて選択される。直流電流源の電圧レベルが給電すべき交流電流源のピーク電圧を下回る場合には、インバータはふつうアップコンバータ段とインバータ段とを有する。米国出願第２００４／０１６５４０８号明細書には、２つの直流電流源が共通の基準電位に接続されたインバータが記載されている。

アップコンバータ段は無損失ではなくインバータ段の効率を低下させるので、インバータ段のみを有するインバータも知られている。その場合、接続された直流電流源の電圧はつねに交流電流源のピーク電圧を上回らなくてはならない。従来技術によれば、直流電流源はいわゆるストリングとしてまとめられ、ストリングの出力電圧は個々の直流電流源の電圧の複数倍となる。

とりわけ、光起電性セルまたは燃料電池などの代替的な直流電流源は、有利なコストで利用するには、インバータの高い効率を必要とする。

したがって、本発明の課題は、従来技術に比べて効率の良いインバータを提供することである。

この課題は、共通の基準電位を有する第１の直流電流源および第２の直流電流源からの電気エネルギを変換して交流電流源の導体および中性導体へ供給するインバータにおいて、第１の直流電流源は基準電位に対する正の電位を有し、第２の直流電流源は基準電位に対する負の電位を有し、２つの直流電流源の共通の基準電位は中性導体へ接続されており、インバータは正の電位を交流電流源の導体へ接続する第１のダウンコンバータと負の電位を交流電流源の導体へ接続する第２のダウンコンバータとを含むインバータの駆動方法において、一方のダウンコンバータの供給電力の低減が設定されてから、当該のダウンコンバータの接続されているほうの電位のエネルギを補償変換器により他方の電位へ伝送し、補償変換器からエネルギの伝送される電位に接続されているほうのダウンコンバータに対して高い供給電力を設定する構成により、解決される。

第１のダウンコンバータの接続されているほうの電位は第１の直流電流源の正の端子に相当する。第２のダウンコンバータの接続されているほうの電位は第２の直流電流源の負の端子に相当する。ダウンコンバータで取り出される電流は、直流電流源から最大出力が取り出されるように設定される。

有利には、２つのダウンコンバータを交互に駆動して完全な正弦波の形状の供給電流を生じさせる。この駆動は、第１のダウンコンバータにより入力側に印加される正の電位から正の正弦半波が形成され、第２のダウンコンバータにより入力側に印加される負の電位から負の正弦半波が形成されるように行われる。これにより２つの直流電流源からのエネルギを１つの交流電流源へ給電することができる。

また有利には、第１の直流電流源の電圧およびそこから取り出される電流が連続的に測定され、第１のダウンコンバータの駆動により第１の直流電流源の電圧と電流との積が連続的に第１の直流電流源の瞬時最大出力へ近似され、また、第２の直流電流源の電圧およびそこから取り出される電流が連続的に測定され、第２のダウンコンバータの駆動により第２の直流電流源の電圧と電流との積が連続的に第２の直流電流源の瞬時最大出力へ近似される。このようにすれば２つの直流電流源からつねに最大出力が取り出され、全体の効率が最適化される。

供給電流に直流成分が発生することを阻止するために、供給電流の直流成分が連続的に測定され、正の直流成分が存在するときには第１のダウンコンバータに対して低い供給電力が設定され、負の直流成分が存在するときには第２のダウンコンバータに対して低い供給電力が設定される。

本発明はさらに、共通の基準電位を有する第１の直流電流源および第２の直流電流源からの電気エネルギを変換して交流電流源の導体および中性導体へ供給するために、第１の直流電流源は基準電位に対する正の電位を有し、第２の直流電流源は基準電位に対する負の電位を有し、２つの直流電流源の共通の基準電位は中性導体へ接続されており、インバータは正の電位を交流電流源の導体へ接続する第１のダウンコンバータと負の電位を交流電流源の導体へ接続する第２のダウンコンバータとを含むインバータに関する。ここで、第１の直流電流源の正の電位と第２の直流電流源の負の電位とが補償変換器を介して相互に接続されている。このことは、交流電流源へ供給される電流が直流電流を有してはならないケースにおいて特に重要である。２つの直流電流源の最大出力の差は、補償変換器を介して一方の直流電流源の電力の過剰分を他方の直流電流源へ伝送することによって補償される。

さらに、本発明のインバータは、各ダウンコンバータおよび補償変換器を制御する適切な手段を備えた制御ユニットを有しており、該制御ユニットは請求項１から４までのいずれか１項記載のインバータの駆動方法の各ステップを実行するように構成されている。制御信号はインバータそのものにおいて形成されるので、インバータを集積することも可能である。制御ユニットは補償変換器からエネルギの伝送される電位に接続されているほうのダウンコンバータに対して高い供給電力を設定する。

本発明のインバータにより必要な素子の数ひいては損失電力は最小限まで低減され、公知のインバータに比べて効率が最適化される。ここで、直流電流源の電圧は交流電流源で予測される最大ピーク電圧と少なくとも同程度かそれ以上となる。

有利には、第１の直流電流源および第２の直流電流源は光起電性装置のいわゆるストリングとして構成されている。この場合、各ストリングは交流電流源のピーク電圧を上回る電圧を送出する。光起電性装置のセルは通常は建物の屋根に取り付けられるので、建物のなかに、アースに対して電源周波数を有する交流電界が発生して障害を起こさないよう、２つのストリングの基準電位は中性導体へ接続される。

本発明の有利な実施形態によれば、第１のダウンコンバータは第１のコンデンサ、第１のスイッチング素子、第１の補助スイッチング素子およびこれに直列に接続された第１のダイオードならびにチョーク回路を含み、入力側で第１の直流電流源の正の電位および基準電位に、出力側でフィルタコンデンサを介して交流電流源の導体へ接続されており、第２のダウンコンバータは第２のコンデンサ、第２のスイッチング素子、第２の補助スイッチング素子およびこれに直列に接続された第２のダイオードならびにチョーク回路を含み、入力側で第２の直流電流源の負の電位および基準電位に、出力側でフィルタコンデンサを介して交流電流源の導体へ接続されており、中性導体は第１の直流電流源および第２の直流電流源の共通の基準電位へ接続されている。こうしたトポロジにより２つの直流電流源を１つの交流電流源へ接続する２つのダウンコンバータが特に簡単に形成される。

有利には、チョーク回路は第１のチョーク素子と第２のチョーク素子とに分割されており、第１のダウンコンバータは第１のチョーク素子を含み、第２のダウンコンバータは第２のチョーク素子を含む。このようにすればスイッチング素子の負荷が著しく低減される。

また有利には、補償変換器は第３のスイッチング素子およびこれに直列に接続された第４のスイッチング素子を含み、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とのあいだの接続点は第３のチョーク素子および電流測定手段を介して基準電位へ接続されている。これにより、僅かな数の素子を備えた補償変換器の簡単なトポロジが実現され、高い効率が達成される。

ここで、電流測定手段がシャント抵抗を有すると有利である。このようにすると電流を簡単に測定できる。ただし、直流電流を補償する磁気変換器などの他のタイプの電流測定手段を用いることも可能である。

さらに有利には、第１のスイッチング素子に反平行に第３のダイオードが配置され、第２のスイッチング素子に反平行に第４のダイオードが配置される。これらのダイオードを介して、インバータを交流電流源から分離する際にチョーク回路に蓄積されたエネルギを低減することができる。また、各ダイオードは交流電流源における電圧ピークに対するインバータの保護回路の保護素子を形成する。

交流電流源における電圧ピークに対してインバータの素子を保護するために、第２のスイッチング素子と第２のチョーク素子とのあいだの接続点は第５のダイオードならびに第１の抵抗および第３のコンデンサから成る並列回路を介して基準電位に接続され、第１のスイッチング素子と第１のチョーク素子とのあいだの接続点は第６のダイオードならびに第２の抵抗および第４のコンデンサから成る並列回路を介して基準電位に接続される。第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子に反平行に接続された各ダイオードにより、交流電流源からの電圧ピークが生じた場合にも、コンデンサへ通じる電流路が形成される。これにより、短時間の過電圧はチョーク回路で低減され、スイッチング素子は負荷されない。したがってスイッチング素子を大きめに設計する必要はなく、煩雑な付加的なフィルタも必要ない。

以下に添付した図を参照しながら本発明の実施例を詳細に説明する。図１には基本回路の回路図が示されている。図２には２つのチョーク素子を有する回路の回路図が示されている。図３には補償変換器を有する回路の回路図が示されている。図４には補償変換器と電圧ピークに対する保護回路を有する回路の回路図が示されている。

図１には本発明の並列に配置された２つのダウンコンバータを備えたインバータの実施例の回路図が示されている。第１のコンデンサＣ１，第１のスイッチング素子Ｓ１（例えばトランジスタ），第１のダイオードＤ１およびチョーク回路Ｌとしてのチョークから成る第１のダウンコンバータの入力側には、第１の直流電流源の正の端子すなわち正の電位１と負の端子すなわち基準電位０とが接続されている。第２の直流電流源の正の端子すなわち基準電位０と負の端子すなわち負の電位２とは第２のダウンコンバータに接続されている。第２のダウンコンバータは第２のコンデンサＣ２，第２のスイッチング素子Ｓ２（例えばトランジスタ），第２のダイオードＤ２およびチョーク回路Ｌとしてのチョークから成る。

電源の短絡が発生しないように、さらに２つの補助スイッチング素子ＳＨ１，ＳＨ２が配置されている。ここで、第１のダウンコンバータの第１の補助スイッチング素子ＳＨ１は第１のダイオードＤ１に直列に配置されている。第１の補助スイッチング素子ＳＨ１は第２のダウンコンバータが動作するときには遮断される。第２のダウンコンバータの第２の補助スイッチング素子ＳＨ２は第２のダイオードＤ２に直列に配置されており、第１のダウンコンバータが動作するとき遮断される。

図２に示されている回路では、図１に示されている回路と異なって、チョーク回路Ｌとして２つのチョーク素子Ｌ１，Ｌ２が配置されている。ここで第１のダウンコンバータは第１のチョーク素子Ｌ１を含み、第２のダウンコンバータは第２のチョーク素子Ｌ２を含む。この装置ではスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の負荷を小さくすることができる。

出力側ではインバータは交流電流源に接続されている。ここで基準電位０は一貫して中性導体Ｎ_Ｎｅｔｚに接続されており、チョーク回路Ｌの出力側は交流電流源の導体Ｌ_{１Ｎｅｔｚ}に接続されている。出力側では中性導体Ｎ_Ｎｅｔｚと導体Ｌ_{１Ｎｅｔｚ}とのあいだにフィルタコンデンサＣＦが配置されている。

第１のスイッチング素子Ｓ１に対して反平行に第３のダイオードＤ３が、第２のスイッチング素子Ｓ２に対して反平行に第４のダイオードＤ４が配置されている。これらのダイオードはインバータを交流電流源から分離する際にチョーク回路Ｌの磁化エネルギを戻すため、電流路を開放したまま維持する。

２つの直流電流源は例えば光起電性装置の２つのストリングにより形成される。インバータは、ストリングの電圧が交流電圧で予測される最大ピーク値（例えば２３０Ｖ×１０％×１．４１４＝３５８Ｖ）より高い場合には、ストリングからのエネルギを接続された交流電流源へ供給する。

また、ストリングは同じ大きさのパネル面から成り、ここで第１のパネル面は正の電源半波によってエネルギが供給される場合に第１のダウンコンバータのみに給電し、第２のパネル面は負の電源半波によってエネルギが供給される場合に第２のダウンコンバータのみに給電する。直流成分が交流電流源へ供給されないようにするために、２つのパネル面は同じ大きさのエネルギを引き受ける。

２つのコンデンサＣ１，Ｃ２は充分な大きさを有するように設計されている。なぜなら各ダウンコンバータは対応する電源半波のあいだだけエネルギを交流電流源へ供給し、そのあいだエネルギの出力は行われないからである。コンデンサＣ１，Ｃ２はエネルギの出力が行われない期間にも直流電流源から充電を受けるが、スイッチングに対して定められた電圧限界値に達してはならない。

インバータは次のように駆動される。すなわち、まず、交流電流源へ供給される電流の直流成分が測定される。これは例えばホールセンサを備えた電流変換器により行われる。このようにして得られた残留直流電流は２つのダウンコンバータの制御のための入力量として用いられる。

ダウンコンバータは電流目標値設定部によって閉ループ制御される。交流電流源のドライバ回路により、交流電流源へ供給される電流は正弦波状、つまり電流の高調波のない状態でなければならない。これを達成するために、基本電流目標値を形成する２つの手段が存在する。すなわち、ａ）分圧器により電源電圧から正弦半波を導出してこれを電流形状の模範として用いること、および、ｂ）メモリ（例えばＥＰＲＯＭ）に正弦半波をテーブルとして格納し、５０Ｈｚの周期で読み出してＤＡ変換器によりアナログ信号へ変換すること、である。後者の手段では、各半波の開始を表示するためかつメモリからの読み出し過程を開始するために、電源電圧から同期パルスを形成する必要がある。この手段はａ）の手段よりも複雑であるが、テーブルを回路に起因する電流歪みに応じて適合化することにより、この電流歪みを補償することができる。２つのケースのいずれにおいても正弦半波の列が生じる。ここで、第１のダウンコンバータに対して正の正弦半波から成る基本電流目標値の信号が形成され、第２のダウンコンバータに対して負の正弦半波から成る基本電流目標値の信号が形成される。２つの基本電流目標値の信号を加算することにより完全な正弦波信号が得られる。

次のステップでは２つの直流電流源のそれぞれに対する負荷値が形成される。各直流電流源が最大出力を送出するとき、すなわち各直流電流源がマキシマムパワーポイントＭＰＰで動作するとき、各負荷値が求められる。光起電性装置のパネル面に対しては、電流特性曲線は太陽光の照射に基づいて出力され、最大出力が電源へ供給される。この場合、太陽光の照射が測定され、相応の電流値が設定される。ただし、パネル面の部分的な影または汚れなどの障害係数は考慮されないままである。

したがって、いわゆるＭＰＰトラッキング装置は、連続的にストリングから取り出される電流および相応のストリング電圧を測定し、これらを相互に乗算する。負荷のわずかな変化により、出力が上昇する傾向にあるか否か、または出力が最大値に達したか否かが検出される。

ＭＰＰトラッキング装置の出力として、一方のストリングからの目標電流または目標電圧を記述する出力信号が生じる。目標電圧を設定する際に、インバータはストリング電圧が設定値へ低下するまでのあいだ電流を高めなければならない。本発明の実施例では、目標電圧は制御設定値として用いられる。接続されているコンデンサＣ１，Ｃ２により目標電圧はさほど迅速には変化せず、これにより電圧値の閉ループ制御は電流値の閉ループ制御よりも安定に行われる。

２つの直流電流源のそれぞれに対して、ＭＰＰトラッキング装置により、目標電圧が目標値として設定される。ここで、各直流電流源に対して差動増幅器によりコンデンサＣ１，Ｃ２のいずれかでの電圧が目標値と比較される。制御特性は、緩慢な応答を行うために、また制御偏差を小さく保つために、積分成分、例えばＰＩ制御回路を要する。

各ダウンコンバータの出力を制限して出力段の構成素子を保護するために、有利には、各差動増幅器の出力信号に対して最大値を設定する。これにより目標電流は制限され、交流電流における電流歪みおよび高調波は発生しない。

各ダウンコンバータを駆動するための目標電流は、差動増幅器の出力信号とそれぞれの基本電流目標値の信号とを乗算することにより形成される。ここで、第１のダウンコンバータの差動増幅器の出力信号は正の正弦半波の導出値から形成された基本電流目標値の信号と乗算される。第２のダウンコンバータの差動増幅器の出力信号は負の正弦半波の導出値から形成された基本電流目標値の信号と乗算される。

有利には、ダウンコンバータはいわゆるカレントモードで駆動される。ここで、クロック発生器によりスイッチング素子Ｓ１，Ｓ１のスイッチング周波数、例えば３０ｋＨｚが定められる。

個々のスイッチング過程は図２に示されている変形例にしたがう。ここではまず第１のダウンコンバータから考察する。第１のスイッチング素子Ｓ１は期間の開始時にスイッチオンされる。これによりチョーク素子Ｌ１に電流が流れ、電流上昇分ΔＩ＝［電圧Ｕ／インダクタンスＬ１］×スイッチオン時間Ａｔの式にしたがって電流が増大する。

比較器により、第１のチョーク素子Ｌ１を通って流れる電流と電流目標値とが比較される。チョーク電流が電流目標値に達すると、比較器は第１のスイッチング素子Ｓ１を遮断する。これによりチョーク電流は第１のダイオードＤ１およびこれに直列に接続された補助スイッチング素子ＳＨ１で整流される。

電源電圧のインパルスや電子回路の外部障害などに起因して迅速に上昇する過電流を防止するため、電流測定を行う比較器に対して固定の限界値を設け、電流が設定値を上回ったときにはただちにスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を遮断するようにすることができる。

電流は第１のスイッチング素子Ｓ１のドレイン区間でシャント抵抗または直流電流補償型の電流センサにより最良に測定される。第１のコンデンサＣ１へ通じる一方の端子により、測定された電流信号には障害はほとんどない。

また、第１のチョーク素子Ｌ１の磁化エネルギの戻し期間の電流を測定する手段も存在する。有利な測定点は第１の補助スイッチング素子ＳＨ１のドレイン区間に存在する。当該の電流は第１のスイッチング素子Ｓ１を通る電流に対して位相ずれしている。最終的には第１のスイッチング素子Ｓ１を通って流れる電流が測定される。チョーク素子Ｌ１は急激な電流変化を阻止するので、第１のスイッチング素子Ｓ１が遮断され、チョーク電流が第１のダイオードＤ１および第１の補助スイッチング素子ＳＨ１で整流された後も、きわめて短い時間だけ第１のスイッチング素子Ｓ１を通って電流がさらに流れる。検出された電流値に基づいて、第１のスイッチング素子Ｓ１のスイッチオン時間に介入がなされ、クロック発生器の制御が行われる。

第１のスイッチング素子Ｓ１の駆動はもはや周知のカレントモードでは行われない。なぜなら上昇するチョーク電流によって直接に第１のスイッチング素子Ｓ１の遮断が行われるのでなく、後の時点で検出される電流値を利用して遮断が行われるからである。

第２のコンデンサＣ２，第２のスイッチング素子Ｓ２，第２のチョーク素子Ｌ２，第２のダイオードＤ２および第２の補助スイッチング素子ＳＨ２を備えた第２のダウンコンバータは、負の電源半波のあいだ、相応に動作する。

本発明の装置は２つの直流電流源に対するインバータであるので、駆動モードにないダウンコンバータの駆動段は阻止しておくと有意義である。このことは特に正の電源半波から負の電源半波への移行の際に重要となる。電源のゼロ点の周囲では、ラウンド制御インパルス、切り換え処理などによって交流電流源に障害が起こりやすい。このときに２つのダウンコンバータが作動されていると、２つのダウンコンバータのあいだに電流が流れ、著しい損失が発生してしまう。

前述したように、交流電流源のドライバ回路による供給プロトコルにおいては、電流の直流成分がなるべく交流電流源に供給されないように制御される。この要求を満足するために、次のような手段が採用される。まず、インバータの電源給電線路の電流センサ（変換器またはシャント抵抗）が供給される交流電流を測定する。簡単なケースでは、５０Ｈｚの電源周波数をはるかに上回る時定数を有するＲＣ素子から成る積分器を介して、電源へ流れ込む直流電流が検出される。これに代えて、各正弦半波の電流をディジタル化し、プロセッサにおいて積分して、相互に減算してもよい。

直流電流信号から補正信号が導出される。この補正信号は付加的な信号としてダウンコンバータによる電流制御において用いられ、交流電流源へ直流成分を供給してしまっているダウンコンバータの出力を制限する。つねに一方のダウンコンバータの供給電力のみが低減される。これは、ＭＰＰ動作点で動作している直流電流源は供給電流の不均一性を補償するためにそれ以上の電力を送出できないからである。

より高い電力を供給している直流電流源（例えばより効率の高い燃料電池セル、タイルごとにそれぞれパネル面積、電力損失または屋根に対する傾きの異なる大型の光起電性装置のセルなど）から取り出される電流が低減され、直流電流は供給されない。このようにすることにより、当該の直流電流源の電圧は増大し、もはや最適な動作点では動作しない。したがって、等しい最大出力を有する同一の２つの直流電流源を使用することが重要である。

等しい最大出力を有する２つの直流電流源を用いるという要求が満足されない場合、本発明の回路には第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２とのあいだのエネルギ伝送のために補償変換器ＡＷが補充される。このようにすると２つの直流電流源は最大電力を送出することができる。第１の直流電流源の出力に余剰があるときには、当該の余剰の１／２が第１のコンデンサＣ１から第２のダウンコンバータの第２のコンデンサＣ２へ伝送される。同様に第２の直流電流源の出力に余剰があるときには当該の余剰の１／２が第２のコンデンサＣ２から第１のダウンコンバータの第１のコンデンサＣ１へ伝送される。

図３には図２に示されている基本回路に次のような素子を加えたチョークインバータが示されている。チョークインバータは第３のチョーク素子Ｌ３を含む。この第３のチョーク素子Ｌ３の第１の端子は電流を測定するためにシャント抵抗ＲＳを介して中性導体Ｎ_Ｎｅｔｚへ接続されている。第３のチョーク素子Ｌ３の第２の端子は第３のスイッチング素子Ｓ３を介して第１のスイッチング素子Ｓ１のドレイン区間へ接続されており、さらに第４のスイッチング素子Ｓ４を介して第２のスイッチング素子Ｓ２のドレイン区間へ接続されている。場合によっては、インバータの２つのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４に対して反平行にフリーホイールダイオード、例えばフリーホイールダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴが配置される。

これに代えて、補償変換器ＡＷとして双方向の変換器、例えば阻止変換器を用いてもよい。

有利には、補償変換器ＡＷの制御は残りの部分の制御には依存せずに動作するので、閉ループは複雑化しない。

ダウンコンバータごとに、供給電流を定義する差動増幅器に加えて、ＭＰＰ目標電圧と実際電圧との制御偏差を求める個別の差動増幅器が配置される。制御偏差が設定可能な最大値、例えばＭＰＰ目標電圧の２％に達すると、補償変換器ＡＷが開始される。補償変換器ＡＷはエネルギの余剰分を一方のコンデンサから他方のコンデンサへ移し替える。差信号は目標電流設定値として補償変換器ＡＷへ供給される。

補償変換器ＡＷの制御は前述した直流電流の制御に対抗する。直流電流の制御部が供給電流において直流成分を検出した場合、まず強い出力を送出しているほうの直流電流源から取り出される電流が低減される。こうして高い電圧を有するほうの直流電流源がＭＰＰ動作点から遠ざかり、これに応じて補償変換器の制御が要求され、電流の取り出しが再び増大される。補償変換器ＡＷにより他方のダウンコンバータが給電を行い、出力が等しくなれば供給電流における直流成分が低下する。

付加的に給電を行うダウンコンバータの伝送する出力を増大する手段には２つのものがある。制御部への付加的な介入なしに、ＭＰＰトラッキング装置による制御が大きな時定数の後に行われる。なぜならＭＰＰトラッキング装置は一般に緩慢な制御ダイナミクスを有するからである。

付加的に給電を行うダウンコンバータの供給電流を迅速に増大させるには、当該のダウンコンバータの目標電流を直接に補償変換器ＡＷの出力に基づいて形成すると有利である。

補償変換器ＡＷは２つの方向でエネルギを伝送できるので、インバータが高速で回転しているときまたは直流電流源の出力が強く変動するとき（例えば雲の動きがきわめてはやいときの光起電性装置のパネル）には別の基準を適用してその駆動を検査すべきである。双方のダウンコンバータからそれぞれ他方のダウンコンバータへエネルギを伝送せよとの要求が生じた場合、制御部は補償変換器ＡＷを阻止しなければならない。この場合、安定したステータスは生じず、２つのダウンコンバータの給電電力はＭＰＰ動作点に達するまで高められなければならない。

２つの直流電流源について製造技術に起因する構造差を有する装置が用いられる場合、ディジタル制御部を使用して制御ダイナミクスを改善することができる。これは例えば光起電性装置において１つのストリングによって形成される直流電流源が小さなパネル面積しか有さないケースに当てはまる。ディジタル制御部により２つの直流電流源の出力差が数時間にわたって検出され、平均値が形成される。この平均値により、装置の次のスイッチオンの際にただちに補償変換器ＡＷから伝送すべき補償出力が設定される。制御の均等な重みづけはこの手段により短時間で達成される。

図４には補償変換器および交流電流源で発生する電圧ピークを逃がすための付加的な回路素子を備えた回路の基本図が示されている。電圧ピークは例えば切り換え処理によってトリガされるが、そのパルス電圧のレベルは２３０Ｖ／４００Ｖ線において数キロボルトにまで達する。インバータの電子回路をこうした電圧ピークから保護するには、ふつう回路素子を大きめに設計することが要求される。また、煩雑なフィルタも必要となる。

本発明の回路には２つの付加的なコンデンサＣ３，Ｃ４を有する付加的な電流路が設けられる。電流がチョーク素子Ｌ１，Ｌ２を介して４つのコンデンサＣ１〜Ｃ４へ導通されることにより、回路素子への電圧負荷が動作モードに応じた最大負荷をほとんど上回らないことが保証される。ここで注意しなければならないのは、チョーク素子Ｌ１，Ｌ２およびコンデンサＣ１〜Ｃ４から成るＬＣ回路の時定数が電源の過電圧のインパルスに予測される最大時定数よりも大きいことである。

付加的な回路素子は、第２のスイッチング素子Ｓ２と第２のチョーク素子Ｌ２とのあいだの接続点が第５のダイオードＤ５、ならびに第１の抵抗Ｒ１と第３のコンデンサＣ３とから成る並列回路を介して、基準電位０に接続されるように配置される。また、基準電位０は、第４のコンデンサＣ４と第２の抵抗Ｒ２とから成る並列回路、ならびに第６のダイオードを介して、第１のスイッチング素子Ｓ１と第１のチョーク素子Ｌ１とのあいだの接続点へ接続される。

このとき、ダウンコンバータのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に対して反平行にダイオードＤ３，Ｄ４、例えばダイオードを組み込んだ複数のＭＯＳＦＥＴを設けることが必要となる。

交流電流源から正の電圧のインパルスが生じる場合には、回路装置は次のように動作する。このとき第１のコンデンサＣ１は先行する電源期間を通して電源電圧のピーク値まで充電されている。第１のコンデンサＣ１は高オーム性の放電抵抗を有するので、通常動作モードではほとんど事後充電は生じず、正弦波電流の高調波歪みも生じない。正の電圧のインパルスにより、第１のチョーク素子Ｌ１と第１のスイッチング素子Ｓ１に対して反平行に配置された第３のダイオードＤ３とを介して、電流が第１のコンデンサＣ１へ流れる。このため、第１のスイッチング素子Ｓ１と第１のダイオードＤ１とのあいだの接続点の電圧は第１のコンデンサＣ１の電圧に第３のダイオードＤ３のダイオード閾値を加えた値までに制限される。同時に、第２のチョーク素子Ｌ２および第５のダイオードＤ５を介して第３のコンデンサＣ３へ電流が流れる。これにより、第２のスイッチング素子Ｓ２と第２のダイオードＤ２とのあいだの接続点の電圧は第３のコンデンサＣ３の電圧に第５のダイオードＤ５のダイオード閾値を加えた値までに制限される。電源の電圧ピークが減衰すると、２つのチョーク素子Ｌ１，Ｌ２の磁化エネルギは戻され、最終的にはコンデンサＣ１，Ｃ３へ電流が流れなくなる。

交流電流源から負の電圧のインパルスが生じる場合には、第４のダイオードＤ４および第２のコンデンサを介した特性と第６のダイオードＤ６および第４のダイオードＣ４を介した特性とが等しくなるように制御される。

コンデンサＣ１〜Ｃ４は電源で予測される最大過電圧が予測される最大期間続いたとしても許容不能な高さまで充電されないように選定される。過電圧による電流が収容された後、第３のコンデンサＣ３および第４のコンデンサＣ４は並列接続された第１の抵抗Ｒ１および第２の抵抗Ｒ２を介して再び放電される。

こうした設計の重要な利点は保護回路の機能が監視部および場合によりパワースイッチング素子のスイッチング速度に依存しないということである。これはチョーク素子Ｌ１，Ｌ２が電流源と同様にふるまい、きわめて短時間、例えば数１０ｎｓで任意の電圧を増大させることができるからである。さらに、磁化エネルギを戻した後、寄生容量、例えばコイル容量により発振が生じ、これにより保護回路がアクティブとなっているときにパワースイッチング素子の制御に過負荷がかかることがある。したがって本発明の保護回路には制限素子としてダイオードのみが設けられる。

上述した保護回路の構成に代えて、コンデンサＣ１〜Ｃ４に付加的なスイッチング素子を介して低オーム性の放電抵抗を接続する構成を採用することもできる。このようにすると比較器によりコンデンサＣ１〜Ｃ４にかかる電圧が監視され、当該の電圧が上方限界値に達したとき放電抵抗がオンとなる。

保護回路の別の構成として、電圧を制限するバリスタを設け、ダイオードを介してこれにチョーク素子Ｌ１，Ｌ２を接続してもよい。この場合、バリスタまたはサプレッサダイオードの内部差分抵抗に注意すべきである。これにより制限電圧を著しく上昇させる高電流が発生するおそれがあるからである。

第１のスイッチング素子Ｓ１および第２のスイッチング素子Ｓ２は、過電圧の発生時、すなわち、電源電圧が予測される最大のピーク電圧、例えば［２４０Ｖ＋１０％］×ピーク係数＝３７３Ｖを上回ったときに、正負の両方向でスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が定められた時間だけ遮断されるように制御される。これによりパルス電圧およびチョーク素子Ｌ１，Ｌ２の内の電流を減衰させる時間、例えば５００ｎｓを得ることができる。

基本回路の回路図である。 ２つのチョーク素子を有する回路の回路図である。 補償変換器を有する回路の回路図である。 補償変換器と電圧ピークに対する保護回路を有する回路の回路図である。

Claims (15)

1. 共通の基準電位（０）を有する第１の直流電流源および第２の直流電流源からの電気エネルギを変換して交流電流源の導体（Ｌ_{１Ｎｅｔｚ}）および中性導体（Ｎ_Ｎｅｔｚ）へ供給するインバータにおいて、
   第１の直流電流源は基準電位（０）に対する正の電位（１）を有し、第２の直流電流源は基準電位（０）に対する負の電位（２）を有し、２つの直流電流源の共通の基準電位（０）は中性導体（Ｎ_Ｎｅｔｚ）へ接続されており、
   インバータは正の電位を交流電流源の導体（Ｌ１_Ｎｅｔｚ）へ接続する第１のダウンコンバータと負の電位（２）を交流電流源の導体（Ｌ１_Ｎｅｔｚ）へ接続する第２のダウンコンバータとを含む
   ことを特徴とするインバータ。
2. 第１の直流電流源および第２の直流電流源は光起電性装置のいわゆるストリングとして構成されている、請求項１記載のインバータ。
3. 第１のダウンコンバータは第１のコンデンサ（Ｃ１）、第１のスイッチング素子（Ｓ１）、第１の補助スイッチング素子（ＳＨ１）およびこれに直列に接続された第１のダイオード（Ｄ１）ならびにチョーク回路（Ｌ）を含み、入力側で第１の直流電流源の正の電位（１）および基準電位（０）に、出力側でフィルタコンデンサ（ＣＦ）を介して交流電流源の導体（Ｌ１_Ｎｅｔｚ）へ接続されており、第２のダウンコンバータは第２のコンデンサ（Ｃ２）、第２のスイッチング素子（Ｓ２）、第２の補助スイッチング素子（ＳＨ２）およびこれに直列に接続された第２のダイオード（Ｄ２）ならびにチョーク回路（Ｌ）を含み、入力側で第２の直流電流源の負の電位（２）および基準電位（０）に、出力側でフィルタコンデンサ（ＣＦ）を介して交流電流源の導体（Ｌ１_Ｎｅｔｚ）へ接続されており、中性導体（Ｎ_Ｎｅｔｚ）は第１の直流電流源および第２の直流電流源の共通の基準電位（０）へ接続されている、請求項１または２記載のインバータ。
4. チョーク回路（Ｌ）は第１のチョーク素子（Ｌ１）と第２のチョーク素子（Ｌ２）とに分割されており、第１のダウンコンバータは第１のチョーク素子（Ｌ１）を含み、第２のダウンコンバータは第２のチョーク素子（Ｌ２）を含む、請求項３記載のインバータ。
5. 第１の直流電流源の正の電位（１）と第２の直流電流源の負の電位（２）とが補償変換器（ＡＷ）を介して相互に接続されている、請求項１から４までのいずれか１項記載のインバータ。
6. 補償変換器（ＡＷ）は第３のスイッチング素子（Ｓ３）およびこれに直列に接続された第４のスイッチング素子（Ｓ４）を含み、第３のスイッチング素子（Ｓ３）と第４のスイッチング素子（Ｓ４）とのあいだの接続点は第３のチョーク素子（Ｌ３）および電流測定手段を介して基準電位（０）へ接続されている、請求項５記載のインバータ。
7. 電流測定手段はシャント抵抗（ＲＳ）を含む、請求項６記載のインバータ。
8. 第１のスイッチング素子（Ｓ１）に反平行に第３のダイオード（Ｄ３）が配置されており、第２のスイッチング素子（Ｓ２）に反平行に第４のダイオード（Ｄ４）が配置されている、請求項３から７までのいずれか１項記載のインバータ。
9. 第２のスイッチング素子（Ｓ２）と第２のチョーク素子（Ｌ２）とのあいだの接続点は第５のダイオード（Ｄ５）ならびに第１の抵抗（Ｒ１）および第３のコンデンサ（Ｃ３）から成る並列回路を介して基準電位（０）に接続されており、第１のスイッチング素子（Ｓ１）と第１のチョーク素子（Ｌ１）とのあいだの接続点は第６のダイオード（６）ならびに第２の抵抗（Ｒ２）および第４のコンデンサ（Ｃ４）から成る並列回路を介して基準電位（０）に接続されている、請求項８記載のインバータ。
10. インバータはスイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ４）および補助スイッチング素子（ＳＨ１，ＳＨ２）を制御する適切な制御手段を備えた制御ユニットを含む、請求項１から９までのいずれか１項記載のインバータ。
11. 請求項１から１０までのいずれか１項記載のインバータの駆動方法において、
    ２つのダウンコンバータを交互に駆動して完全な正弦波の形状の供給電流を生じさせ、ここで第１のダウンコンバータにより入力側に印加される正の電位（１）から正の正弦半波を形成し、第２のダウンコンバータにより入力側に印加される負の電位（２）から負の正弦半波を形成する
    ことを特徴とするインバータの駆動方法。
12. 第１の直流電流源の電圧およびそこから取り出される電流を連続的に測定し、第１のダウンコンバータを駆動して第１の直流電流源の電圧と電流との積を連続的に第１の直流電流源の瞬時最大出力へ近似させ、第２の直流電流源の電圧およびそこから取り出される電流を連続的に測定し、第２のダウンコンバータを駆動して第２の直流電流源の電圧と電流との積を連続的に第２の直流電流源の瞬時最大出力へ近似させる、請求項１１記載の方法。
13. 供給電流の直流成分を連続的に測定し、正の直流成分が存在するときには第１のダウンコンバータに対して低い供給電力を設定し、負の直流成分が存在するときには第２のダウンコンバータに対して低い供給電力を設定する、請求項１２記載の方法。
14. 一方のダウンコンバータの供給電力の低減が設定されてから、当該のダウンコンバータの接続されているほうの電位のエネルギを補償変換器（ＡＷ）により他方の電位へ伝送する、請求項５から１０までのいずれか１項記載の方法。
15. 補償変換器（ＡＷ）からエネルギの伝送される電位に接続されているほうのダウンコンバータに対して高い供給電力を設定する、請求項１４記載の方法。

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