KR20080005296A

KR20080005296A - 오버샘플링되어 수신된 신호들에 대한 공간-주파수 등화방법 및 장치

Info

Publication number: KR20080005296A
Application number: KR1020077027732A
Authority: KR
Inventors: 병-훈 김
Original assignee: 콸콤 인코포레이티드
Priority date: 2005-04-28
Filing date: 2006-04-26
Publication date: 2008-01-10
Also published as: EP1875695A1; JP2008539676A; WO2006116617A1; KR100970291B1; JP2012213169A; US8102907B2; US20080219341A1; CN101204053A; JP5166246B2

Abstract

주파수 도메인에서 공간-주파수 등화 및 공간 등화를 수행하기 위한 기법들이 설명된다. 공간-주파수 등화는 공간 및 주파수 범위들 모두를 통해 신호 컴포넌트들을 결합하며, 공간 등화는 공간을 통해 신호 컴포넌트들을 결합한다. 수신기는 다수(R)의 수신 안테나들 및 다수(C)배의 오버샘플링으로부터 다수(M)의 신호 복사본들에 대한 입력 심볼들을 획득하며, 여기서 M은 R과 C의 곱과 같다. 공간-주파수 등화에서, 수신기는, 예를 들어, MMSE 기준에 기반하여 M개의 신호 복사본들에 대한 등화 계수들을 획득하고, 등화 계수들을 이용하여 M개의 신호 복사본들에 대한 입력 심볼들을 필터링하고, 출력 심볼들을 획득하기 위해 M개의 신호 복사본들에 대한 필터링된 심볼들을 결합한다. 공간-주파수 등화는 몇몇 주파수 빈들에 대하여 이용될 수 있으며 공간 등화는 복잡도를 줄이기 위해 다른 주파수 빈들에 대하여 이용될 수 있다.

Description

오버샘플링되어 수신된 신호들에 대한 공간-주파수 등화 방법 및 장치{SPACE-FREQUENCY EQUALIZATION FOR OVERSAMPLED RECEIVED SIGNALS}

본 발명은 일반적으로 통신에 관한 것이며, 더욱 상세하게는, 통신 시스템의 수신기에서 등화를 수행하기 위한 기법들에 관한 것이다.

본 출원은 출원번호가 60/676,586이고, 출원일이 2005년 4월 28일이고, 발명의 명칭이 "METHOD AND APPARATUS FOR FREQUENCY DOMAIN EQUALIZATION IN WIRELESS COMMUNICATIONS"이며, 본 출원의 양수인에 의해 양수되고 여기에 참조로서 통합된 특허 가출원에 대한 우선권을 주장한다.

통신 시스템에서, 전송기는 일반적으로 칩들의 시퀀스를 생성하기 위해 트래픽 데이터를 처리(예를 들어, 인코딩, 인터리빙, 심볼 매핑, 확산 및 스크램블링)한다. 그 다음에 전송기는 무선 주파수(RF) 신호들을 생성하기 위해 칩 시퀀스를 처리하고 통신 채널을 통해 RF 신호를 전송한다. 통신 채널은 채널 응답을 통해 전송된 RF 신호를 왜곡시키며 추가적으로 다른 전송기들로부터의 잡음 및 간섭을 통해 신호 품질을 떨어뜨린다.

수신기는 전송된 RF 신호를 수신하고 샘플들을 획득하기 위해 수신된 RF 신호를 처리한다. 수신기는 전송기에 의해 전송된 칩들의 추정치들을 획득하기 위해 샘플들에 대하여 등화(equalization)를 수행할 수 있다. 그 다음에 수신기는 디코딩된 데이터를 획득하기 위해 칩 추정치들을 처리(예를 들어, 디스크램블링, 역확산, 복조, 디인터리빙 및 디코딩)한다. 수신기에 의해 수행되는 등화는 일반적으로 칩 추정치들의 품질뿐만 아니라 전체 성능에 큰 영향을 준다.

그러므로 양호한 성능을 달성하기 위한 방식으로 등화를 수행하기 위한 기법들이 기술적으로 요구되고 있다.

주파수 도메인에서 공간-주파수 등화 및 공간 등화를 수행하기 위한 기법들이 여기에서 설명된다. 공간-주파수 등화는 공간 및 주파수 범위들 모두를 통해 신호 컴포넌트들을 결합하며, 공간 등화는 공간을 통해 신호 컴포넌트들을 결합한다.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 적어도 하나의 프로세서와 메모리를 포함하는 장치가 설명된다. 상기 프로세서(들)은 다수의 수신 안테나들 및 오버샘플링으로부터 다수의 신호 복사본들(또는 스펙트럼 복사본들)에 대한 등화기 계수들을 획득한다. 그 다음에 상기 프로세서(들)은 출력 심볼들을 획득하기 위해 등화기 계수들을 이용하여 다수의 신호 복사본들에 대한 입력 심볼들을 필터링한다.

다른 실시예에 따르면, 등화기 계수들이 다수의 수신 안테나들 및 오버샘플링으로부터 다수의 신호 복사본들에 대하여 획득되는 방법이 제공된다. 다수의 신호 복사본들에 대한 입력 심볼들은 등화기 계수들을 이용하여 필터링된다.

또다른 실시예에 따르면, 다수의 수신 안테나들 및 오버샘플링으로부터 다수의 신호 복사본들에 대한 등화기 계수들을 획득하기 위한 수단을 포함하는 장치가 설명된다. 상기 장치는 등화기 계수들을 이용하여 다수의 신호 복사본들에 대한 입력 심볼들을 필터링하기 위한 수단을 더 포함한다.

또다른 실시예에 따르면, 적어도 하나의 프로세서 및 메모리를 포함하는 장치가 설명된다. 프로세서(들)은 다수(R)의 수신 안테나들 및 다수(C)배의 오버샘플링으로부터 다수(M)의 신호 복사본들에 대한 입력 심볼들을 획득하며, 여기서 M은 R과 C의 곱과 같다. 프로세서(들)은 M개의 신호 복사본들에 대한 등화 계수들을 획득하고, 등화 계수들을 이용하여 M개의 신호 복사본들에 대한 입력 심볼들을 필터링하고, 출력 심볼들을 획득하기 위해 M개의 신호 복사본들에 대한 필터링된 심볼들을 결합한다.

또다른 실시예에서, 입력 심볼들이 R개의 수신 안테나들 및 C배의 오버샘플링으로부터 M개의 신호 복사본들에 대하여 획득되는 방법이 제공된다. 등화기 계수들은 M개의 신호 복사본들에 대하여 획득된다. M개의 신호 복사본들에 대한 입력 심볼들은 등화기 계수들을 이용하여 필터링된다. M개의 신호 복사본들에 대한 필터링된 심볼들은 출력 심볼들을 획득하기 위해 결합된다.

또다른 실시예에서, R개의 수신 안테나들 및 C배의 오버샘플링으로부터 M개의 신호 복사본들에 대한 입력 심볼들을 획득하기 위한 수단, M개의 신호 복사본들에 대한 등화기 계수들을 획득하기 위한 수단, 등화기 계수들을 이용하여 M개의 신호 복사본들에 대한 입력 심볼들을 필터링하기 위한 수단 및 M개의 신호 복사본들에 대한 필터링된 심볼들을 결합하기 위한 수단을 포함하는 장치가 설명된다.

또다른 실시예에 따르면, 적어도 하나의 프로세서 및 메모리를 포함하는 장치가 설명된다. 프로세서(들)은 적어도 하나의 공간-주파수 등화기 및 적어도 하나의 공간 등화기를 구현한다. 각각의 공간-주파수 등화기는 공간 및 주파수 범위들에 걸쳐 신호 컴포넌트들을 결합한다. 각각의 공간 등화기는 공간 범위에 걸쳐 신호 컴포넌트들을 결합한다.

또다른 실시예에 따르면, 신호 컴포넌트들이 적어도 하나의 주파수 빈(bin)의 제 1 세트에 대하여 공간 및 주파수 범위들에 걸쳐 결합되는 방법이 제공된다. 신호 컴포넌트들은 적어도 하나의 주파수 빈에 대한 제 2 세트에 대하여 공간 범위에 걸쳐 결합된다.

또다른 실시예에 따르면, 적어도 하나의 주파수 빈의 제 1 세트에 대하여 공간 및 주파수 범위들에 걸쳐 신호 컴포넌트들을 결합하기 위한 수단 및 적어도 하나의 주파수 빈에 대한 제 2 세트에 대하여 공간 범위에 걸쳐 신호 컴포넌트들을 결합하기 위한 수단을 포함하는 장치가 설명된다.

본 발명의 다양한 양상들 및 실시예들은 아래에서 보다 상세하게 설명된다.

도 1은 통신 시스템에 있는 두 개의 전송기들 및 수신기를 나타낸다.

도 2는 싱글(single)-안테나 전송기로부터 수신기로의 전송을 나타낸다.

도 3은 수신 다이버시티를 위한 주파수 도메인 등화기에 대한 신호 플로우를 나타낸다.

도 4A는 2x 오버샘플링을 가지는 두 개의 수신 안테나들에 대한 스펙트럼 플 롯을 나타낸다.

도 4B는 하나의 수신 안테나를 위한 두 개의 신호 복사본들에 대한 스펙트럼 플롯을 나타낸다.

도 5는 공간-주파수 등화를 수행하기 위한 프로세스를 나타낸다.

도 6은 공간-주파수 등화기들 및 공간 등화기들의 결합을 통해 등화를 수행하기 위한 프로세스를 나타낸다.

도 7은 멀티-안테나 전송기 및 수신기의 블록 다이어그램을 나타낸다.

"예시적인(exemplary)"이라는 단어는 여기서 "예시, 실례 또는 예해로서 제공되는" 것을 의미하도록 사용된다. "예시적인"으로 여기에서 설명되는 실시예 또는 설계는 반드시 다른 실시예들 또는 설계들보다 우선적이거나 또는 바람직한 것으로 해석되지 않는다.

명확화를 위해, 다음의 용어는 아래의 설명 중 많은 부분에 대하여 사용된다. 시간-도메인 스칼라들은 예컨대 샘플 주기에 대하여 인덱스 n을 가지는 h(n)과 같이 소문자 텍스트에 의해 표시된다. 주파수-도메인 스칼라들은 예컨대 주파수 빈에 대하여 인덱스 k를 가지는 H(k)와 같이 대문자 텍스트에 의해 표시된다. 벡터들은 예컨대 h 와 같이 굵은 글씨체의 소문자 텍스트에 의해 표시되고, 행렬들은 예컨대 H 와 같이 굵은 글씨체의 대문자 텍스트에 의해 표시된다.

도 1은 두 개의 전송기들(110x 및 110y) 및 수신기(150)를 포함하는 통신 시스템(100)을 나타낸다. 전송기(110x)는 싱글 안테나(112x)를 가지고, 전송 기(110y)는 다수(T)의 안테나들(112a 내지 112t)을 가지며, 수신기(150)는 다수(R)의 안테나들(152a 내지 152r)을 가진다. 단일-입력 다중-출력(SIMO) 채널은 전송기(110x)의 싱글 안테나 및 수신기(150)의 R개의 안테나들에 의해 형성된다. 다중-입력 다중-출력(MIMO) 채널은 전송기(110y)의 T개의 안테나들 및 수신기(150)의 R개의 안테나들에 의해 형성된다. 전송기들 110x 및 110y 모두에 대하여, 단일-입력 단일-출력(SISO) 채널은 각각의 전송/수신 안테나 쌍 사이에 존재한다. SISO 채널은 시간-도메인 채널 임펄스 응답 h(n) 또는 주파수-도메인 채널 주파수 응답 H(k)에 의해 특성화될 수 있다.

시간-도메인 표현은 K-포인트 고속 푸리에 변환(FFT) 또는 K-포인트 이산 푸리에 변환(DFT)을 통해 주파수-도메인 표현으로 변환될 수 있으며, 이는 다음과 같이 표현될 수 있다:

여기서, 지수에 있는 "-1"은 0 대신에 1로 시작하는 인덱스들 n 및 k에 기인한 것이다.

주파수-도메인 표현은 K-포인트 역 FFT(IFFT) 또는 K-포인트 역 DFT(IDFT)를 통해 시간-도메인 표현으로 변환될 수 있으며, 이는 다음과 같이 표현될 수 있다:

도 2는 싱글-안테나 전송기(110x)로부터 멀티-안테나 수신기(150)로의 데이터 전송을 위한 신호 플로우(200)를 나타낸다. 수신기(150)는 다수의 수신 안테나들을 통한 단일 데이터 스트림의 수신인 수신 다이버시티를 이용한다. 단순화를 위해, 도 2는 수신기(150)에 두 개의 안테나들이 있고 각각의 수신 안테나로부터 수신된 신호의 두배(2x) 오버샘플링을 수행하는 경우를 나타낸다. 도 2는 부분-간격(fractionally-spaced) 주파수 도메인 등화기(FDE)의 사용을 도시하며, 이러한 FDE는 주파수 도메인에서 등화를 수행한다. "부분-간격"이라는 용어는 나이키스트(Nyquist) 샘플링 이론에 의해 요구되는 레이트보다 더 높은 레이트로 샘플링하는 것을 지칭한다.

전송기(110x)는 트래픽 데이터를 처리하고 칩 레이트로 전송 칩들 x(n')을 생성하며, 여기서 n'은 칩 주기에 대한 인덱스이다. 전송기는 K/2개의 전송 칩들의 각각의 블록에 대하여 싸이클릭 프리픽스를 추가할 수 있다. 싸이클릭 프리픽스는 데이터 블록의 반복되는 부분이며, 시스템 대역폭에 걸쳐 평평하지 않은 주파수 응답인, 주파수 선택성 페이딩에 의해 야기되는 인터심볼(intersymbol) 간섭을 줄이기 위해 사용된다. 실제 시스템에서, 전송기는 전송 칩 시퀀스를 수신기로 전송한다. 신호 플로우(200)에서, 업샘플러(210)는 각각의 전송 칩 뒤에 제로(0)를 삽입하고, 2x 오버샘플링에 대한 칩 레이트보다 두 배인, 샘플 레이트로 전송 샘플들 x(n)을 생성하며, 여기서 n은 샘플 주기에 대한 인덱스이다.

전송 샘플들은 싱글 전송 안테나로부터 SIMO 채널을 경유하여 두 개의 수신 안테나들로 전송된다. 제 1 수신 안테나에 대한 SISO 채널은 블록(220a)의 채널 임펄스 응답 h₁(n) 및 합산기(224a)를 통한 부가적인 잡음 n₁(n)에 의해 모델링된다. 제 2 수신 안테나에 대한 SISO 채널은 블록(220b)의 채널 임펄스 응답 h₂(n) 및 합산기(224b)를 통한 부가적인 잡음 n₂(n)에 의해 모델링된다. 각각의 수신 안테나 r(여기서, r=1,2)에 대한 채널 임펄스 응답 h_r(n)은 전송기에서의 임의의 펄스 형성 필터, 전파 채널, 수신기에서의 임의의 프론트-엔드 필터 등의 효과들을 포함한다.

수신기(150)는 상기 칩 레이트의 두 배로 각각의 수신 안테나로부터 수신된 신호들을 디지털화하고 상기 샘플 레이트에서 입력 샘플들을 획득한다(도 2에는 미도시). 수신기는 전송기에 의해 각각의 데이터 블록에 추가된 싸이클릭 프리픽스를 제거할 수 있다. 제 1 수신 안테나로부터의 시간-도메인 입력 샘플들 r₁(n)은 주파수-도메인 입력 심볼들 R₁(k)(여기서, k=1,...,K)를 획득하기 위해 유니트(230a)에 의해 K-포인트 FFT/DFT를 통해 주파수 도메인으로 변환된다. 도 4A에 도시된 바와 같이, 2x 오버샘플링은 각각의 수신기 안테나에 대하여 이용가능한 신호 스펙트럼의 두 개의 복사본들을 출력한다. 각각의 수신 안테나를 위한 오버샘플링된 스펙트럼에 있는 두 개의 리던던트한 신호 복사본들은 하위 복사본(L) 및 상위 복사본(U)으로 표시된다. 또한 신호 복사본은 스펙트럼 복사본 또는 몇몇 다른 용어로서 호칭될 수 있다. 첫번째 K/2개의 입력 심볼들 R₁(k)(여기서, k=1,...,K/2)는 하위 복사본에 대하여 심볼들 R₁ _,L(k)(여기서, k=1,...,K/2)로서 표 시되며 등화기(240a)로 제공된다. 마지막 K/2개의 입력 심볼들 R₁(k)(여기서, k=K/2+1,...,K)는 상위 복사본에 대하여 심볼들 R₁ _,U(k)(여기서, k=1,...,K/2)로서 표시되며 등화기(242a)로 제공된다.

유사하게, 제 2 수신 안테나로부터의 시간-도메인 입력 샘플들 r₂(n)은 주파수-도메인 입력 심볼들 R₂(k)(여기서, k=1,...,K)를 획득하기 위해 유니트(230b)에 의해 K-포인트 FFT/DFT를 통해 주파수 도메인으로 변환된다. 첫번째 K/2개의 입력 심볼들 R₂(k)(여기서, k=1,...,K/2)는 하위 복사본에 대하여 심볼들 R₂ _,L(k)(여기서, k=1,...,K/2)로서 표시되며 등화기(240b)로 제공된다. 마지막 K/2개의 입력 심볼들 R₂(k)(여기서, k=K/2+1,...,K)는 상위 복사본에 대하여 심볼들 R₂ _,U(k)(여기서, k=1,...,K/2)로서 표시되며 등화기(242b)로 제공된다.

등화기(240a)는 자신의 입력 심볼들 R₁ _,L(k)를 자신의 계수들

를 이용하여 필터링하고 필터링된 심볼들 Y₁ _,L(k)를 제공하며, 여기서 "*"는 켤레 복소수(complex conjugate)를 표시한다. 등화기(242a)는 자신의 입력 심볼들 R₁ _,U(k)를 자신의 계수들

를 이용하여 필터링하고 필터링된 심볼들 Y₁ _,U(k)를 제공한다. 등화기(240b)는 자신의 입력 심볼들 R₂ _,L(k)를 자신의 계수들

를 이용하여 필터링하고 필터링된 심볼들 Y₂ _,L(k)를 제공한다. 등화기(242b)는 자신의 입력 심볼 들 R_2,U(k)를 자신의 계수들

를 이용하여 필터링하고 필터링된 심볼들 Y₂ _,U(k)를 제공한다. 합산기(244a)는 등화기들(240a 및 240b)로부터의 필터링된 심볼들(Y₁ _,L(k) 및 Y₂ _,L(k)) 각각을 합산하고 하위 복사본에 대한 출력 심볼들 Y_L(k)를 제공한다. 합산기(244b)는 등화기들(242a 및 242b)로부터의 필터링된 심볼들(Y₁ _,U(k) 및 Y₂ _,U(k)) 각각을 합산하고 상위 복사본에 대한 출력 심볼들 Y_U(k)를 제공한다. 유니트(250)는 출력 심볼들 Y_L(k) 및 Y_U(k)에 대한 K-포인트 IFFT/IDFT를 수행하고 샘플 레이트로 출력 샘플들 y(n)을 제공한다. 다운샘플러(252)는 매 두 개의 출력 샘플 중 하나씩(every other output sample)을 버리고 칩 레이트로 출력 샘플들 y(n')을 제공한다. 출력 샘플들 y(n')은 디코딩된 데이터를 획득하기 위해 추가적으로 처리된다.

도 3은 수신 다이버시티를 위한 부분-간격 FDE에 대한 주파수-도메인 신호 플로우(300)를 나타낸다. 신호 플로우(300)는 도 2의 신호 플로우(200)와 등가적이며 또한 두 개의 수신 안테나들과 2x 오버샘플링을 가지는 경우에 대한 것이다.

전송기(110x)는 트래픽 데이터를 처리하고 전송 칩들 x(n')을 생성한다. 실제 시스템에서, 전송기는 수신기로 전송 칩 시퀀스를 전송하며 임의의 FFT/DFT를 수행하지 않는다. 그러나, 신호 플로우(300)에서, 유니트(310)는 전송 칩들 x(n')에 대하여 K/2-포인트 FFT/DFT를 수행하고 주파수-도메인 전송 심볼들 X(k)(여기서, k=1,...,K/2)를 제공한다. 전송 심볼들 X(k)는 싱글 전송 안테나로부터 SIMO 채널을 경유하여 두 개의 수신 안테나들로 전송된다. 제 1 수신 안테나에 대한 SISO 채널은 (1) 하위 복사본에 대하여 합산기(324a)를 통해 블록(320a)에 있는 주파수 응답 H₁ _,L(k) 및 부가적인 잡음 N₁ _,L(k)에 의하여 그리고 (2) 상위 복사본에 대하여 합산기(326a)를 통해 블록(322a)에 있는 주파수 응답 H₁ _,U(k) 및 부가적인 잡음 N₁ _,U(k)에 의하여 모델링된다. 유니트(328a)는 시간-도메인 잡음 n₁(k)를 변환하여 주파수-도메인 잡음 N₁ _,L(k) 및 N₁ _,U(k)를 제공한다. 유사하게, 제 2 수신 안테나에 대한 SISO 채널은 (1) 하위 복사본에 대하여 합산기(324b)를 통해 블록(320b)에 있는 주파수 응답 H₂ _,L(k) 및 부가적인 잡음 N₂ _,L(k)에 의하여 그리고 (2) 상위 복사본에 대하여 합산기(326b)를 통해 블록(322b)에 있는 주파수 응답 H₂ _,U(k) 및 부가적인 잡음 N₂ _,U(k)에 의하여 모델링된다. 유니트(328b)는 시간-도메인 잡음 n₂(k)를 변환하여 주파수-도메인 잡음 N₂ _,L(k) 및 N₂ _,U(k)를 제공한다. 도 3에 도시된 바와 같이, 전송 심볼들 X(k)는 모두 네 개의 블록들(320a, 320b, 322a 및 322b)을 통해 전송된다.

수신기(150)에서, 등화기(340a)는 합산기(324a)로부터 주파수-도메인 입력 심볼들 R₁ _,L(k)를 수신하고, 입력 심볼들을 자신의 계수들

를 이용하여 필터링하고, 필터링된 심볼들 Y₁ _,L(k)를 제공한다. 등화기(342a)는 합산기(326a)로부터 입력 심볼들 R₁ _,U(k)를 수신하고, 입력 심볼들을 자신의 계수들

를 이용하여 필터링하고, 필터링된 심볼들 Y₁ _,U(k)를 제공한다. 등화기(340b)는 합산기(324b)로부터 입력 심볼들 R₂ _,L(k)를 수신하고, 입력 심볼들을 자신의 계수들

를 이용하여 필터링하고, 필터링된 심볼들 Y₂ _,L(k)를 제공한다. 등화기(342b)는 합산기(326b)로부터 입력 심볼들 R₂ _,U(k)를 수신하고, 입력 심볼들을 자신의 계수들

를 이용하여 필터링하고, 필터링된 심볼들 Y₂ _,U(k)를 제공한다.

합산기(344a)는 등화기들(340a 및 342a)로부터의 필터링된 심볼들(Y₁ _,L(k) 및 Y_1,U(k)) 각각을 합산하여, 제 1 수신 안테나에 대한 필터링된 심볼들 Y₁(k)를 제공한다. 합산기(344b)는 등화기들(340b 및 342b)로부터의 필터링된 심볼들(Y₂ _,L(k) 및 Y_2,U(k)) 각각을 합산하여, 제 2 수신 안테나에 대한 필터링된 심볼들 Y₂(k)를 제공한다. 합산기(346)는 필터링된 심볼들 Y₁(k) 및 Y₂(k)를 합산한다. 이득 엘리먼트(348)는 1/2의 이득으로 합산기(346)의 출력을 스케일링하고 출력 심볼들 Y(k)를 제공한다. 유니트(350)는 출력 심볼들 Y(k)에 대한 K/2-포인트 IFFT/IDFT를 수행하고 칩 레이트로 시간-도메인 출력 샘플들 y(n')을 제공한다.

신호 플로우들 200 및 300을 비교하면, K-포인트 FFT/DFT 이전의 도 2에 있는 업샘플러(210)에 의한 x(n')의 2x 업샘플링은 도 3에 있는 유니트(310)에 의한 x(n')에 대한 K/2-포인트 FFT/DFT의 수행 및 오버샘플링된 스펙트럼의 하위 및 상위 복사본들을 위한 X(k)의 복사와 등가적이다. 도 2에서 합산기(244a)에 의해 Y_1,L(k) 및 Y₂ _,L(k)를 합산하고, 합산기(244b)에 의해 Y₁ _,U(k) 및 Y₂ _,U(k)를 합산하고, 유니트(250)에 의해 K-포인트 IFFT/IDFT를 수행하며, 데시메이터(252)에 의해 인자 2에 의한 데시메이션을 수행하는 일련의 동작들은 도 3에서 합산기(344a)에 의해 Y_1,L(k) 및 Y₁ _,U(k)를 합산하고, 합산기(344b)에 의해 Y₂ _,L(k) 및 Y₂ _,U(k)를 합산하고, 합산기(346)에 의해 Y₁(k) 및 Y₂(k)를 합산하고, 유니트(348)를 통해 1/2로 스케일링하며, 유니트(350)에 의해 K/2-포인트 IFFT/IDFT를 수행하는 동작들과 등가적이다. 도 3에서, 합산기들(344a 및 344b)은 스펙트럼 합산들을 수행하고 합산기(346)는 공간 합산을 수행한다. 스펙트럼 및 공간 합산들은 또한 다른 방식들로 수행될 수 있다. 예를 들어, 도 3에서, Y₁ _,L(k) 및 Y₂ _,L(k)가 (도 2에서 합산기(244a)의 출력에 대응하는) Y_L(k)를 획득하기 위해 합산될 수 있고, Y₁ _,U(k) 및 Y₂ _,U(k)가 (도 2에서 합산기(244b)의 출력에 대응하는) Y_U(k)를 획득하기 위해 합산될 수 있으며, Y_L(k) 및 Y_U(k)가 Y(k)를 획득하기 위해 합산되고 1/2로 스케일링될 수 있다.

도 4A는 2x 오버샘플링을 가지는 두 개의 수신 안테나들에 대한 예시적인 스펙트럼 플롯들을 나타낸다. 데이터 칩들 x(n')은 칩 레이트 f_c를 가진다. 대응하 는 스펙트럼은 f_c/2의 단측파(single-sided) 대역폭 또는 등가적으로 f_c의 양측파(double-sided) 대역폭과, 전송기의 펄스 형성 필터에 의해 결정되는 롤-오프(roll-off)를 가진다. 각각의 수신 안테나로부터 수신된 신호는 f_s의 샘플 레이트로 디지털화되며, f_s는 칩 레이트의 두 배, 즉 f_s=2f_c이다. 각각의 수신 안테나에 대하여, 하위 복사본은, 빈(bin) 인덱스들 k=1 내지 K/2에 대응하는, DC부터 f_c/2의 주파수 범위를 커버하며, 상위 복사본은, 빈 인덱스들 k=K/2+1 내지 K에 대응하는, f_c/2부터 f_c의 주파수 범위를 커버한다. 단순화를 위해, 도 4A는 두 개의 수신 안테나들에 대하여 유사한 스펙트럼 플롯들을 도시한다. 일반적으로, 각각의 수신 안테나 r에 대한 스펙트럼 플롯은 각각의 수신 안테나에 대한 주파수 응답 H_r(k)에 의해 결정된 형태를 가진다. 두 개의 수신 안테나들에 대한 스펙트럼 플롯들은 H₁(k)가 H₂(k)와 동일하지 않으면 상이할 수 있으며, 이는 일반적인 경우이고 수신 다이버시티를 위해 이용된다.

도 4A에 도시된 바와 같이, 수신기는 두 개의 수신 안테나들로부터의 2의 리던던시 인자와 2x 오버샘플링으로부터의 다른 2의 리던던시 인자로부터 네 개의 신호 복사본들을 획득한다. 도 4A는 또한 네 개의 신호 복사본들에 있는 네 개의 리던던트한 신호 컴포넌트들이 어떻게 결합되어야 하는지를 도시한다. 각각의 수신 안테나들에 대한 두 개의 리던던트한 신호 컴포넌트들은 f_s/2의 거리 또는 K/2개의 주파수 빈들만큼 분리되어 있다.

도 4A에서 도시된 바와 같이, 공간-주파수 등화기는 각각의 주파수 빈 k(여기서, k=1,...K/2)에 대하여 사용될 수 있다. 주파수 빈 k에 대한 공간-주파수 등화기는 수신 안테나들 모두에 대하여 빈들 k 및 k+K/2의 리던던트 신호 컴포넌트들을 결합할 수 있다. K/2개의 공간-주파수 등화기들은 K/2개의 주파수 빈들을 위해 사용될 수 있다. 명확화를 위해, 하나의 주파수 빈 k에 대한 프로세싱이 아래에서 설명된다. 동일한 프로세싱이 K/2개의 주파수 빈들 각각 또는 k=1,...,K/2에 대하여 수행될 수 있다.

전송기(110x)로부터 수신기(150)로의 SIMO 전송에서, 수신기에서의 주파수-도메인 입력 심볼들은 다음과 같이 표현될 수 있다:

r (k)= h (k)ㆍX(k)+ n (k)

여기서, r (k)=[R₁ _,L(k) R₂ _,L(k) R₁ _,U(k) R₂ _,U(k)]^T는 입력 심볼들의 4×1 벡터이고, h (k)=[H₁ _,L(k) H₂ _,L(k) H₁ _,U(k) H₂ _,U(k)]^T는 채널 이득들의 4×1 벡터이고, n (k)=[N_1,L(k) N₂ _,L(k) N₁ _,U(k) N₂ _,U(k)]^T는 잡음의 4×1 벡터이며, "^T"는 전치(transpose)를 표시한다.

각각의 수신 안테나에 대한 상위 및 하위 신호 복사본들은 각각 첨자들 U 및 L에 의해 표시되며, 도 4A에 도시된 바와 같이 K/2개의 주파수 빈들만큼 떨어져 있다.

FDE로부터의 주파수-도메인 출력 심볼들은 다음과 같이 표현될 수 있다:

Y(k)= w ^H(k)ㆍ r (k)

= w ^H(k)ㆍ h (k)ㆍX(k)+ w ^H(k)ㆍ n (k)

=B(k)ㆍX(k)+V(k)

여기서, w ^H(k)=

는 주파수 빈 k에 대한 등화기 계수들의 4×1 행(row) 벡터이고, B(k)= w ^H(k)ㆍ h (k)는 X(k)에 대한 스케일링이고, V(k)= w ^H(k)ㆍ n (k)는 X(k)에 대한 필터링된 잡음이며, "^H"는 켤레 전치를 표시한다.

수학식 4에서, 등화기 계수들 w ^H(k)는 도 3의 이득 엘리먼트(348)에 대한 1/2의 스케일링 인자를 포함한다.

등화기 계수들은 최소 평균 제곱 에러(MMSE) 기법, 제로-포싱(ZF: zero-forcing) 기법, 최소 비율 결합(MRC: maximal ratio combining) 기법 등에 기반하여 획득될 수 있다. MMSE 기법에서, 등화기 계수들은 다음의 조건을 만족한다:

여기서, E{}는 기대값(expectation) 연산이다. 수학식 5는 FDE 출력 Y(k) 및 전송된 심볼들 X(k) 사이의 평균 제곱 에러를 최소화한다.

수학식 5에 대한 MMSE 해법은 다음과 같이 표현될 수 있다:

w ^H(k)=S(k)ㆍ h ^H(k)ㆍ[S(k)ㆍ h (k)ㆍ h ^H(k)+ R (k)]^-1

여기서, S(k)=E{|X(k)|²}는 전송 칩들 x(n')의 전력 스펙트럼이고, R (k)=E{ n (k)ㆍ n ^H(k)}는 4×4 잡음 공분산 행렬이다.

행렬 역변환 정리는 수학식 6에 적용될 수 있다. 그 후에 등화기 계수들은 다음과 같이 표현될 수 있다:

수학식 7은 각각의 주파수 빈 k를 위한 R ^-1(k)에 대한 4×4 행렬 역변환을 포함한다. 수학식 7은 아래에서 설명되는 바와 같이 단순화될 수 있다.

오버샘플링된 스펙트럼의 하위 및 상위 복사본들이 상관되지 않은 잡음 또는 무시할 수 있는 잡음 상관을 가지는 경우에 이용될 수 있는, 제 1 단순화 방식에서, 잡음 공분산 행렬은 다음의 블록 대각선 형태를 가진다:

여기서,

이고,

는 안테나 r로부터의 복사본 c에 대한 잡음의 분산이고,

는 두 개의 수신 안테나들 간의 잡음 상관이고, c∈{L,U}는 하위 및 상위 복사본들에 대한 인덱스이며, r∈{1,2}은 두 개의 수신 안테나들에 대한 인덱스이다.

R _c(k)는 신호 복사본 c에 있는 하나의 주파수 빈 k에 대한 두 개의 수신 안테나들에 대한 2×2 잡음 공분산 행렬이다. 수학식 8의 단순화는 또한 두 개의 수신 안테나들 간의 상관이 무시될 수 있으나 하위 및 상위 복사본들에 있는 잡음 컴포넌트들이 스펙트럼 상관되는 경우에 이루어질 수 있다. 이러한 경우에, 수학식 3에 대한 4×1 벡터들은 수학식 8에 도시된 블록 대각선 행렬을 획득하기 위해 재배치될 수 있다.

수학식 8에 도시된 바와 같이 정의된 R (k)를 사용하여, w ^H(k)에 있는 등화기 계수들은 다음과 같이 표현될 수 있다:

(여기서, r=1,2 및 c=L,U)

여기서, h _c(k)=[H_1,c(k) H₂ _,c(k)]^T는 복사본 c의 빈 k에 대한 채널 이득들의 2 ×1 벡터이고,

이고,

이다.

D(k)의 컴포넌트들은 다음과 같이 확장될 수 있다:

잡음이 공간 및 스펙트럼적으로 상관되지 않고 공간 및 스펙트럼적으로 동일한 잡음 분산을 가지는 경우에 이용될 수 있는, 제 2 단순화 방식에서, 잡음 공분산 행렬 R (k)는 다음의 형태를 가진다:

R (k)=σ²(k)ㆍ I

여기서, σ² _1,L(k)=σ² _2,L(k)=σ² _1,U(k)=σ² _2,U(k)는 잡음 분산이고, ρ_L(k)=ρ_U(k)=0이고, I 는 단위 행렬이다.

수학식 10에서 도시된 바와 같이 정의된 R (k)를 사용하여, w ^H(k)에 있는 등화기 계수들은 다음과 같이 표현될 수 있다:

(여기서, r=1,2 및 c=L,U)

여기서, ∥ h (k)∥=|H_1,L(k)|²+|H₂ _,L(k)|²+|H_1,U(k)|²+|H₂ _,U(k)|²이다. ∥ h (k)∥는 빈 k에 대한 채널 응답 벡터 h (k)의 노름(norm)이다. 수학식 11에 도시된 바와 같이, 잡음이 공간 및 스펙트럼적으로 상관되지 않더라도, 네 개의 등화기 계수들

,

및

는 네 개의 공간 및 스펙트럼적으로 분리된 채널 이득들 H_1,L(k), H₂ _,L(k), H_1,U(k) 및 H₂ _,U(k)에 의해 함께 결정된다.

두 개의 수신 안테나들에 대한 잡음 컴포넌트들이 상관되지 않고 그 결과 수학식 8에서 ρ_L(k)=ρ_U(k)=0이 되는 경우에 이용될 수 있는, 제 3 단순화 방식에서, 잡음 공분산 행렬 R (k)는 다음의 형태를 가진다:

수학식 12에서 도시된 잡음 공분산 행렬에서, 상이한 잡음 분산들이 상이한 신호 복사본들에 대하여 획득될 수 있다. 등화기 계수들 w ^H(k)는 수학식 12에서 도시된 바와 같이 정의된 R (k)에 기반하여 획득될 수 있다.

다른 단순화들이 또한 다른 조건들에 대하여 이루어질 수 있다. 예를 들어, 두 개의 수신 안테나들 간의 잡음 상관이 주파수 불변일 수 있으며, 그 결과 ρ_L(k)=ρ_L 및 ρ_U(k)=ρ_U이 된다. 다양한 단순화들은 수학식 7에 도시된 계산에서 등화기 계수들을 위한 계산을 줄일 수 있다.

칩-레이트 출력 샘플들 y(n')에 대한 신호-대-잡음비(SNR)는 다음과 같이 표현될 수 있다:

여기서, σ² _V(k)=E{|V(k)|²}= w ^H(k)ㆍ R (k)ㆍ w (k)는 V(k)의 분산이고,

는 스케일링 인자이고, SNR_chip은 출력 샘플들 y(n')에 대한 칩 SNR이다.

수학식 4는 X(k)의 바이어스된(biased) MMSE 추정치들을 제공한다. 스케일링 인자 F는 X(k) 또는 x(n')의 언바이어스된(unbiased) 추정치들을 획득하기 위해 각각 Y(k) 또는 y(n')으로 적용될 수 있다. 데이터 심볼이 확산 코드(예를 들어, 월시 코드 또는 OVSF 코드)를 통해 M 칩들에 걸쳐 확산되면, 데이터 심볼들에 대한 심볼 SNR은 칩 SNR과 확산 코드 길이 M을 곱함으로써 획득될 수 있다.

두 개의 수신 안테나들로의 SIMO 전송에 대하여 위에서 설명된 부분-간격 FDE는 임의의 개수의 수신 안테나들로의 SIMO 전송으로 확장될 수 있다. FDE는 또한 다수(T)의 전송 안테나들로부터 다수(R)의 수신 안테나들로의 MIMO 전송으로 확장될 수 있다. 명확화를 위해, 다음의 설명은 두 개의 전송 안테나들, 두 개의 수신 안테나들 및 2x 오버샘플링을 가지는 2×2 MIMO 전송에 대하여 이루어진다.

전송기(110y)로부터 수신기(150)로의 MIMO 전송에서, 수신기에서의 주파수-도메인 입력 심볼들은 다음과 같이 표현될 수 있다:

r (k)= h ₁(k)ㆍ X ₁(k)+ h ₂(k)ㆍ X ₂(k)+ n (k)

여기서, r (k)는 입력 심볼들의 4×1 벡터이고, X₁(k) 및 X₂(k)는 각각 전송 안테나들 1 및 2로부터 전송된 심볼들이고, h ₁(k)는 전송 안테나 1에 대한 채널 이득들의 4×1 벡터이고, h ₂(k)는 전송 안테나 2에 대한 채널 이득들의 4×1 벡터이고, n (k)는 잡음의 4×1 벡터이다.

벡터들 r (k), h ₁(k), h ₂(k) 및 n (k)는 수학식 3에 도시된 형태를 가진다.

등화기 계수들의 두 개의 벡터들 w ₁ ^H(k) 및 w ₂ ^H(k)는 각각의 주파수 빈 k에 대하여 두 개의 전송된 심볼들 X₁(k) 및 X₂(k)를 복원하기 위해 획득될 수 있다. 등화기 계수 벡터들은 MMSE, 제로-포싱, MRC 또는 몇몇 다른 기법에 기반하여 획득될 수 있다.

각각의 전송 안테나에 대한 MMSE 등화기 계수들은 다음과 같이 표현될 수 있다:

(여기서, t=1,2)

여기서, t는 두 개의 전송 안테나들에 대한 인덱스이고, w ^H _t(k)는 전송 안테나 t에 대한 등화기 계수들의 1×4 벡터이고, S_t(k)=E{|X_t(k)|²}는 안테나 t로부터 전송된 x_t(k)의 전력 스펙트럼이며, Ψ _t(k)는 전송 안테나 t에 대한 4×4 잡음 및 간섭 공분산 행렬이다.

두 개의 전송 안테나들에 대한 잡음 및 간섭 공분산 행렬들은 다음과 같이 표현될 수 있다:

Ψ ₁(k)=S₂(k)ㆍ h ₂(k)ㆍ h ^H ₂(k)+ R (k) 및

Ψ ₂(k)=S₁(k)ㆍ h ₁(k)ㆍ h ^H ₁(k)+ R (k)

수학식 16은 전송 안테나 t에 대한 잡음 및 간섭 공분산 행렬 Ψ _t(k)가 (1) 전송 안테나들 모두에 대하여 적용가능한 잡음 공분산 행렬 R (k) 및 (2)

인, 다른 전송 안테나

로부터 전송된 데이터 스트림으로부터의 간섭을 포함한다는 것을 나타낸다. 인터-스트림 간섭은 다른 전송 안테나

에 대한 채널 응답 벡터

및 전력 스펙트럼

에 의해 결정된다.

SIMO 전송에 대하여 위에서 설명된 단순화들은 일반적으로 MIMO 전송에 대하여 적용가능하지 않다. 그 이유는 Ψ _t(k)가 다른 전송 안테나로부터의 인터-스트림 간섭을 포함하기 때문이다. 그리하여, R (k)가 공간 및 스펙트럼적으로 상관되지 않은 잡음에 기인한 대각 행렬이라도, 인터-스트림 간섭은 일반적으로 대각 행렬이 아니다. 그리하여, 수학식 15에 대한 Ψ _t ^- ¹(k)를 획득하기 위해 행렬 역변환이 수행될 수 있다.

등화기 계수 벡터들 w ₁ ^H(k) 및 w ₂ ^H(k)는 각각 전송된 심볼들 X₁(k) 및 X₂(k)의 추정치들인, 출력 심볼들 Y₁(k) 및 Y₂(k)를 획득하기 위해 입력 벡터 r (k)로 적용될 수 있다. FDE로부터의 주파수-도메인 출력 심볼들은 다음과 같이 표현될 수 있다:

Y_t(k)= w _t ^H(k)ㆍ r (k)=B_t(k)+X_t(k)+V_t(k) (여기서, t=1,2)

여기서, Y_t(k)는 전송 안테나 t로부터 전송된 X_t(k)의 추정치이고, B_t(k)= w _t ^H(k)ㆍ h _t(k)는 X_t(k)의 스케일링 인자이며, V_t(k)=

는 X_t(k)에 대한 필터링된 잡음 및 간섭이다.

각각의 전송 안테나에 대한 칩 SNR은 다음과 같이 표현될 수 있다:

여기서, σ² _V,t(k)=E{|V_t(k)|²}= w _t ^H(k)ㆍΨ _t(k)ㆍ w _t(k)는 V_t(k)의 분산이고,

는 전송 안테나 t에 대한 스케일링 인자이며, SNR_chip _,t은 전송 안테나 t에 대한 칩 SNR이다.

수학식 17은 X_t(k)의 바이어스된 MMSE 추정치들을 제공한다. 스케일링 인자 F_t는 각각 X_t(k) 또는 x_t(n')의 언바이어스된 추정치들을 획득하기 위해 Y_t(k) 또는 y_t(n')에 적용될 수 있다. 데이터 심볼이 확산 코드를 통해 M 칩들에 걸쳐 확산되면, 데이터 심볼에 대한 심볼 SNR은 칩 SNR을 확산 코드 길이 M과 곱함으로써 획득될 수 있다.

공간-주파수 등화기 구조는 SIMO 전송 또는 MIMO 전송을 위해 사용될 수 있다. 공간-주파수 등화기는 위에서 설명된 바와 같이 모든 수신 안테나들에 대한 빈들 k 및 k+N/2의 리던던트 신호 컴포넌트들을 결합한다. R=2이고 2x 오버샘플링을 가지는 경우에, R (k) 또는 Ψ _t(k)에 대한 4×4 행렬 역변환은 각각의 등화기 계 수 벡터 w ^H(k) 또는 w _t ^H(k)dp 대하여 수행될 수 있다.

도 4A와 관련하여, h _L(k)=[H_1,L(k) H₂ _,L(k)]^T는 하위 복사본에 있는 통과 밴드 및 트랜지션 밴드에 대하여 넌-제로(non-zero)이다. 유사하게, h _U(k)=[H_1,U(k) H_2,U(k)]^T는 상위 복사본에 있는 통과 밴드 및 트랜지션 밴드에 대하여 넌-제로이다. h _L(k) 또는 h _U(k)는 통과 밴드 및 트랜지션 밴드의 외부에 있는 주파수 빈들에 대하여 작거나 또는 제로이다. 그리하여, 몇몇 주파수 빈들에 대하여, k 또는 k+K/2에서의 신호 컴포넌트들이 실제적으로 제로이기 때문에, 결합하기 위해 (네 개 대신에) 오직 두 개의 리던던트 신호 컴포넌트들이 존재한다.

일 양상에서, 공간-주파수 등화기들 및 공간 등화기들의 결합은 복잡도를 줄이기 위해 K/2개의 주파수 빈들에 대하여 사용된다. 공간-주파수 등화기는 하위 복사본에 있는 빈 k 및 상위 복사본에 있는 빈 k+K/2 모두에 무시할 수 없는 신호 컴포넌트들이 존재하는 각각의 주파수 빈 k에 대하여 사용될 수 있다. 공간 등화기는 오직 하위 복사본에 있는 빈 k 또는 상위 복사본에 있는 빈 k+K/2에 신호 컴포넌트들이 존재하는 각각의 주파수 빈 k에 대하여 사용될 수 있다.

도 4B는 하나의 수신 안테나에 대한 두 개의 신호 복사본들의 스펙트럼 플롯을 나타낸다. 도 4B에 도시된 바와 같이, 1≤k≤K_A인 주파수 빈들 각각에 대하여, 상위 복사본에 있는 빈 k+K/2의 신호 컴포넌트는 작거나 제로이고, 공간 등화기는 이러한 빈들 각각에 대하여 사용될 수 있다. K_A≤k≤K_B인 주파수 빈들 각각에 대하여, 하위 복사본에 있는 빈 k와 상위 복사본에 있는 빈 k+K/2 모두의 신호 컴포넌트들은 무시할 수 없으며, 공간-주파수 등화기는 이러한 빈들 각각에 대하여 사용될 수 있다. K_B≤k≤K/2인 주파수 빈들 각각에 대하여, 하위 복사본에 있는 빈 k의 신호 컴포넌트는 작거나 제로이고, 공간 등화기는 이러한 빈들 각각에 대하여 사용될 수 있다. 위에서 설명된 단순화들이 적용가능하지 않으면, 4×4 행렬 역변환이 각각의 공간-주파수 등화기에 대하여 수행될 수 있다. 상기 단순화들이 적용가능하지 않으면, 2×2 행렬 역변환이 각각의 공간 등화기에 대하여 수행될 수 있다. 공간-주파수 등화기들 및 공간 등화기들 모두를 사용하는 것은 일반적으로 성능 저하없이 복잡도를 줄여준다.

T개의 전송 안테나들 및 R개의 수신 안테나들을 가지는 일반적인 경우에서, 각각의 전송 안테나 t에 대한 채널 응답 벡터들은 다음과 같이 정의될 수 있다:

h _t,L(k)=[H_t,1,L(k) H_t,2,L(k) ... H_t,R,L(k)]^T는 R×1 벡터이고, h _t,U(k)=[H_t,1,U(k) H_t,2,U(k) ... H_t,R,U(k)]^T는 R×1 벡터이며, h _t(k)=[ h ^T _t _,L(k) h ^T _t _,U(k)]^T는 2R×1 벡터이다.

R개의 전송 안테나들에 대한 잡음 벡터들은 다음과 같이 정의될 수 있다:

n _L(k)=[N₁ _,L(k) N₂ _,L(k) ... N_R _,L(k)]^T는 R×1 벡터이고, n _U(k)=[N₁ _,U(k) N_2,U(k) ... N_R _,U(k)]^T는 R×1 벡터이며, n (k)=[ n ^T _L(k) n ^T _U(k)]^T는 2R×1 벡터이다.

잡음 공분산 행렬들은 다음과 같이 정의될 수 있다:

R _L(k)=E{ n _L(k)ㆍ n ^H _L(k)}는 R×R 벡터이고, R _U(k)=E{ n _U(k)ㆍ n ^H _U(k)}는 R×R 벡터이며, R (k)=E{ n (k)ㆍ n ^H(k)}는 2R×2R 벡터이다.

잡음 및 간섭 공분산 행렬들은 다음과 같이 정의될 수 있다:

는 R×R 벡터이고,

는 R×R 벡터이며,

는 2R×2R 벡터이다.

주파수 빈들 1 내지 K_A 각각에 대한 공간 등화기는 다음과 같이 표현될 수 있다:

주파수들 빈들 K_A+1 내지 K_B 각각에 대한 공간-주파수 등화기는 다음과 같이 표현될 수 있다:

주파수 빈들 K_B+1 내지 K/2 각각에 대한 공간 등화기는 다음과 같이 표현될 수 있다:

수학식 20의 공간-주파수 등화기 계수들 w ^H _sf _,t(k)는 2R×2R 행렬 역변환을 통해 획득될 수 있다. 수학식 19 또는 21의 공간 등화기 계수들 w ^H _sp _,t(k)는 R×R 행렬 역변환을 통해 획득될 수 있다. R=2에 대하여, 공간 등화기 계수들은 2×2 행렬 역변환 대신에 폐형식 해법(closed form solution)에 기반하여 획득될 수 있다.

추가적으로 복잡도를 줄이기 위해, 공통 잡음 및 간섭 공분산 행렬은 행렬 역변환 정리를 적용함으로써 모든 T개의 전송 안테나들에 대하여 사용될 수 있다. 수학식 19, 20 및 21에 있는 등화기 계수들은 다음과 같이 표현될 수 있다:

(1≤k≤K_A에 대하여)

(K_A≤k≤K_B에 대하여)

(K_B≤k≤K/2에 대하여)

여기서,

이고,

이며,

이다.

일 실시예에서, 주파수 빈들 K_A 및 K_B는 다음과 같이 정의될 수 있다:

K_A=(1-α+ε)ㆍK/4

K_B=(1+α-ε)ㆍK/4

여기서, α는 전송기에서의 펄스 형성 필터에 대한 롤-오프 인자이며, ε는 등화기 선택 임계치이다.

롤-오프 인자는 시스템에 의해 특정, 예를 들어, W-CDMA에 대하여 α=0. 22일 수 있다. 임계치 ε는 공간-주파수 등화 또는 공간 등화 중 어떤 것을 사용할지를 결정하며 0≤ε≤α로 정의될 수 있다. ε=0이면, 공간-주파수 등화기들은 αㆍK/2개의 주파수 빈들에 대하여 사용되고, 공간 등화기들은 나머지 (1-α)ㆍK/2개의 주파수 빈들에 대하여 사용되며, 복잡도에 대한 상당한 감소가 성능 저하없이 달성될 수 있다. 임계치 ε가 증가하면, 공간 등화기들은 더 많은 주파수 빈들에 대하여 사용되고, 복잡도는 추가적으로 줄어들게 되지만, 성능은 저하되기 시작할 수 있다. 임계치 ε는 복잡도 및 성능 사이의 트레이드오프(tradeoff)에 기반하여 선택될 수 있다.

도 5는 공간-주파수 등화를 수행하기 위한 프로세스(500)를 도시한다. 주파수-도메인 입력 심볼들은 다수(R)의 수신 안테나들 및 다수(C)배의 오버샘플링으로부터의 다수(M)의 신호 복사본들에 대하여 또는 각각의 수신 안테나로부터의 C개의 신호 복사본들에 대하여 획득될 수 있으며, 여기서 M=RㆍC이다(블록 512). M개의 신호 복사본들에 대한 입력 심볼들은 각각의 수신 안테나에 대한 C개의 신호 복사본들을 위한 입력 심볼들을 획득하기 위해 (1) 각각의 수신 안테나에 대하여 C배의 칩 레이트로 시간-도메인 입력 샘플들을 수신함으로써 그리고 (2) 각각의 수신 안테나에 대한 입력 샘플들을 주파수 도메인으로 변환함으로써 획득될 수 있다.

M개의 신호 복사본들에 대한 등화기 계수들은, 예를 들어, 채널 및 잡음 추정치들에 기반하고 MMSE 기준에 따라 획득된다(블록 514). M개의 신호 복사본들에 대한 입력 심볼들은 등화기 계수들을 이용하여 필터링된다(블록 516). M개의 신호 복사본들에 대한 필터링된 심볼들은 출력 심볼들을 획득하기 위해 결합된다(블록 518). M개의 신호 복사본들에 대한 주파수 빈 k에 있는 M개의 신호 컴포넌트들은 결합될 수 있으며, 여기서 k는 각각의 신호 복사본에 있는 K/C개의 주파수 빈들에 대한 인덱스이다.

하나의 데이터 스트림이 SIMO 전송을 위해 복원되면, 등화기 계수들의 하나 의 세트

는 각각의 신호 복사본에 대하여 획득될 수 있다. 예를 들어, C=2 및 R=2이면, 등화기 계수들의 네 개의 세트들

,

및

는 네 개의 신호 복사본들에 대하여 획득될 수 있다. 위에서 설명된 실시예들에서, 각각의 세트는 하나의 신호 복사본에 있는 K/2개의 주파수 빈들에 대한 K/2개의 등화기 계수들을 포함한다. M개의 등화기 계수들의 벡터 w ^H(k)는 주파수 빈 k에 대한 M개의 등화기 계수들을 이용하여 각각의 주파수 빈 k에 대하여 형성될 수 있다. 등화기 계수들은 (1) 각각의 수신 안테나로부터의 C개의 신호 복사본들에 대한 스펙트럼적으로 상관되지 않은 잡음, (2) R개의 수신 안테나들에 대한 공간적으로 상관되지 않은 잡음 또는 (3) M개의 신호 복사본들에 대한 공간 및 스펙트럼적으로 상관되지 않은 잡음에 대한 가정에 기반하여 획득될 수 있다. 등화기 계수들을 위한 계산은 위에서 설명된 바와 같이 임의의 잡음 가정들을 통해 단순화될 수 있다.

다수(T)의 데이터 스트림들이 MIMO 전송을 위해 복원되고 있다면, 등화기 계수들의 M개의 세트들은 각각의 데이터 스트림에 대한 M개의 신호 복사본들에 대하여 획득될 수 있다. 각각의 주파수 빈 k에 대하여, 잡음 및 간섭 공분산 행렬 Ψ _t(k)는 각각의 데이터 스트림에 대하여 결정될 수 있고 각각의 데이터 스트림에 대한 등화기 계수들 w _t ^H(k)를 획득하기 위해 사용될 수 있다. 대안적으로, 각각의 주파수 빈 k에 대하여, 공통 잡음 및 간섭 공분산 행렬 Ψ(k)이 결정될 수 있으며, 모든 T개의 데이터 스트림들에 대한 등화기 계수들은 이러한 공통 잡음 및 간섭 공 분산 행렬에 기반하여 획득될 수 있다. M개의 신호 복사본들에 대한 입력 심볼들은 각각의 데이터 스트림에 대한 M개의 신호 복사본들에 대한 필터링된 심볼들을 획득하기 위해 각각의 데이터 스트림에 대한 등화기 계수들의 M개의 세트들을 이용하여 필터링될 수 있다. 각각의 데이터 스트림에 대한 M개의 신호 복사본들에 대한 필터링된 심볼들은 각각의 데이터 스트림에 대한 출력 심볼들을 획득하기 위해 결합될 수 있다.

실제적으로, C가 2보다 크면, 대부분의 경우에 M=CㆍR개의 신호 컴포넌트들 중에서 오직 2R개의 컴포넌트들만이 무시할 수 없는 신호 에너지를 가지기 때문에, 수신기는 일반적으로 모든 M개의 신호 컴포넌트들을 결합할 필요가 없다. 모든 다른 리던던트 컴포넌트들은 전송기 필터들 및 수신기 프론트-엔드 필터들의 스톱-밴드에 의해 억제된다. 그러므로, 공간-주파수 등화기 또는 공분산 행렬의 실제적인 범위는 C>2일 때라도 2R개를 유지한다.

도 6은 공간-주파수 등화기들 및 공간 등화기들의 결합을 통해 등화를 수행하기 위한 프로세스(600)를 나타낸다. 공간-주파수 등화는 주파수 빈들의 제 1 세트, 예를 들어, 도 4B에 있는 주파수 빈들 K_A+1 내지 K_B에 대하여 수행된다(블록 612). 공간-주파수 등화는 공간 및 주파수 범위들에 걸쳐서 신호 컴포넌트들을 결합한다. 공간 등화는 주파수 빈들의 제 2 세트, 예를 들어, 도 4B에 있는 주파수 빈들 1 내지 K_A 및 주파수 빈들 K_B+1 내지 K/2에 대하여 수행된다(블록 614). 공간 등화는 공간 범위에 걸쳐서 신호 컴포넌트들을 결합한다. 주파수 빈들의 제 1 및 제 2 세트들은 전송 펄스 형성 필터의 주파수 응답, 복잡도 및 성능 사이의 트레이드오프 등에 기반하여 선택될 수 있다(블록 616).

도 7은 도 1의 시스템(100)에 있는 전송기(110y) 및 수신기(150)의 블록 다이어그램을 나타낸다. 다운링크/순방향 링크 전송에서, 전송기(110y)는 기지국의 일부이며, 수신기(150)는 무선 장치의 일부이다. 업링크/역방향 링크 전송에서, 전송기(110y)는 무선 장치의 일부이며, 수신기(150)는 기지국의 일부이다. 기지국은 일반적으로 무선 장치와 통신하는 고정된 스테이션이며 또한 노드 B, 액세스 포인트 등으로 호칭될 수 있다. 무선 장치는 고정형 또는 이동형일 수 있으며, 또한 사용자 장치(UE), 모바일 스테이션, 사용자 터미널, 가입자 유니트 등으로 호칭될 수 있다. 무선 장치는 셀룰러 폰, 개인 정보 단말기(PDA), 무선 모뎀 카드 또는 몇몇 다른 디바이스 또는 장치일 수 있다.

전송기(110y)에서, 전송(TX) 데이터 프로세서(720)는 트래픽 데이터를 처리(예를 들어, 인코딩, 인터리빙 및 심볼 매핑)하고 데이터 심볼들을 T개의 변조기들(730a 내지 730t)로 제공한다. 여기에서 사용되는 바와 같이, 데이터 심볼은 데이터에 대한 변조 심볼이고, 파일롯 심볼은 파일롯에 대한 변조 심볼이고, 변조 심볼은 (예를 들어, M-PSK 또는 M-QAM에 대한) 신호 배열에 있는 하나의 포인트에 대한 복소값이며, 파일롯은 전송기 및 수신기 모두에 의해 선험적으로(priori) 알려져 있는 데이터이다. 각각의 변조기(730)는 시스템에 의해 특정된 방식으로 자신의 데이터 심볼들 및 파일롯 심볼들을 처리하고 전송 칩들 x_t(n)을 관련된 전송기 유니트(TMTR)(736)로 제공한다. 각각의 전송기 유니트(736)는 자신의 전송 칩들을 처리(예를 들어, 아날로그로 변환, 증폭, 필터링 및 주파수 업컨버팅)하고 변조된 신호를 생성한다. T개의 전송기 유니트들(736a 내지 736t)로부터의 T개의 변조된 신호들은 각각 T개의 안테나들(112a 내지 112t)로부터 전송된다.

수신기(150)에서, R개의 안테나들(152a 내지 152r)은 다양한 신호 경로들을 통해 전송된 신호들을 수신하고 R개의 수신된 신호들을 각각 R개의 수신기 유니트들(RCVR)(754a 내지 754r)로 제공한다. 각각의 수신기 유니트(754)는 자신의 수신된 신호를 조절(예를 들어, 필터링, 증폭 및 주파수 다운컨버팅)하고, 칩 레이트의 다수배(예를 들어, 2배)로 조절된 신호를 디지털화하며, 시간-도메인 입력 샘플들을 관련된 FFT/DFT 유니트(756)로 제공한다. 각각의 유니트(756)는 입력 샘플들을 주파수 도메인으로 변환하고 주파수-도메인 입력 심볼들 R_r(k)를 제공한다.

채널 및 잡음 추정기(758)는 (도 7에 도시된 바와 같이) FFT/DFT 유니트(756)로부터의 주파수-도메인 입력 심볼들 및/또는 (도 7에 도시되지 않은) 수신기 유니트들(754)로부터의 시간-도메인 입력 샘플들에 기반하여 채널 응답 벡터들 및 잡음을 추정할 수 있다. 채널 및 잡음 추정은 기술적으로 공지된 다양한 방식들로 수행될 수 있다. 주파수 도메인 등화기(FDE)(760)는 채널 응답 벡터들 및 잡음 추정치들에 기반하여 등화기 계수들을 획득하고, 등화기 계수들을 이용하여 입력 심볼들을 필터링하고, 공간 및 주파수 또는 공간에 걸쳐 필터링된 심볼들을 결합하며, 출력 심볼들을 T개의 복조기들(Demod)(770a 내지 770t)로 제공한다. 전송 기(110)가 예컨대 CDMA, TDMA 및 SC-FDMA에 대하여 시간 도메인에서 변조된 심볼들을 전송한다면, 각각의 복조기(770)는 FDE(760)로부터의 출력 심볼들에 대하여 IFFT/IDFT를 수행할 수 있다. 그 다음에 각각의 복조기(770)는 변조기(730)에 의한 프로세싱과 상보적인 방식으로 자신의 (주파수 또는 시간 도메인) 출력 심볼들을 처리하고 데이터 심볼 추정치들을 제공한다. 수신(RX) 데이터 프로세서(780)는 데이터 심볼 추정치들을 처리(예를 들어, 심볼 디매핑, 디인터리빙 및 디코딩)하고 디코딩된 데이터를 제공한다. 일반적으로, 복조기들(770) 및 RX 데이터 프로세서(780)에 의한 프로세싱은 각각 전송기(110y)에서의 변조기들(730) 및 TX 데이터 프로세서(720)에 의한 프로세싱과 상보적이다.

제어기들/프로세서들(740 및 790)은 각각 전송기(110y) 및 수신기(150)에서의 다양한 프로세싱 유니트들의 동작을 지시한다. 메모리들(742 및 792)은 각각 전송기(110y) 및 수신기(150)에 대한 데이터 및 프로그램 코드들을 저장한다.

여기에 설명된 등화 기법들은 코드 분할 다중 접속(CDMA) 시스템들, 시분할 다중 접속(TDMA) 시스템들, 주파수 분할 다중 접속(FDMA) 시스템들, 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA) 시스템들, 싱글-캐리어 FDMA(SC-FDMA) 시스템들 등과 같은 다양한 통신 시스템들에 대하여 시용될 수 있다. CDMA 시스템은 광대역-CDMA(W-CDMA), cdma2000 등과 같은 하나 이상의 무선 기술들을 구현할 수 있다. cdma2000은 IS-2000, IS-856 및 IS-95 표준들을 커버한다. TDMA 시스템은 모바일 통신을 위한 글로벌 시스템(GSM)과 같은 무선 기술을 구현할 수 있다. 이러한 다양한 무선 기술들 및 표준들은 기술적으로 공지되어 있다. W-CDMA 및 GSM은 "제3세대 파 트너쉽 프로젝트"(3GPP)로 명명된 컨소시엄으로부터의 문서들에 설명되어 있다. cdma2000은 "제3세대 파트너쉽 프로젝트 2"(3GPP2)로 명명된 컨소시엄으로부터의 문서들에 설명되어 있다. 3GPP 및 3GPP2 문서들은 공중이 이용가능하다. OFDMA 시스템은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)를 이용하여 직교 주파수 서브밴드들을 통해 주파수 도메인의 변조 심볼들을 전송한다. SC-FDMA 시스템은 직교 주파수 서브밴드들을 통해 시간 도메인에서 변조 심볼들을 전송한다.

전송기(110y)의 변조기들(730)과 수신기(150)의 복조기들(770)은 시스템에 의해 특정되는 프로세싱을 수행한다. 예를 들어, 변조기들(720)은 CDMA, OFDM, SC-FDMA 등 또는 이들의 결합에 대한 프로세싱을 수행할 수 있다.

본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 정보 및 신호들이 임의의 다양하고 상이한 기술들 및 기법들을 이용하여 표현될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 예를 들어, 위의 설명을 통해 참조될 수 있는 데이터, 지시들, 명령들, 정보, 신호들, 비트들, 심볼들 및 칩들은 전압들, 전류들, 전자기파들, 자기장 또는 자기 입자들, 광학장 또는 광학 입자들, 또는 이들의 임의의 결합에 의해 표현될 수 있다.

본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 여기에 제시된 실시예들과 관련하여 설명된 다양한 예시적인 논리 블록들, 모듈들, 회로들 및 알고리즘 단계들이 전자적 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어 또는 이들 모두의 결합으로서 구현될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 이러한 하드웨어 및 소프트웨어의 상호변경가능성을 명확하게 설명하기 위해, 다양한 예시적인 컴포넌트들, 블록들, 모듈 들, 회로들 및 단계들이 이들의 기능성과 관련하여 일반적으로 위에서 설명되었다. 이러한 기능성이 하드웨어 또는 소프트웨어로서 구현되는지 여부는 특정한 애플리케이션 및 전체 시스템에 대하여 부과된 설계 제약들에 따라 좌우된다. 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 각각의 특정한 애플리케이션에 대하여 다양한 방식들로 설명된 기능성을 구현할 수 있으나, 이러한 구현 결정들이 본 발명의 범위를 벗어나는 것으로 해석되어서는 안된다.

여기에 제시된 실시예들과 관련하여 설명된 다양한 예시적인 논리 블록들, 모듈들 및 회로들은 여기에 설명된 기능들을 수행하도록 설계된 범용 프로세서, 디지털 신호 처리기(DSP), 애플리케이션 특정 집적 회로(ASIC), 필드 프로그래밍가능한 게이트 어레이(FPGAs) 또는 다른 프로그래밍가능한 논리 장치, 이산 게이트 또는 트랜지스터 로직, 이산 하드웨어 컴포넌트들, 또는 이들의 임의의 결합을 통해 구현되거나 또는 수행될 수 있다. 범용 프로세서는 마이크로프로세서일 수 있으며, 대안적으로 상기 프로세서는 임의의 기존의 프로세서, 제어기, 마이크로컨트롤러 또는 상태 머신일 수 있다. 프로세서는 또한 컴퓨팅 장치들의 결합, 예를 들어, DSP 및 마이크로프로세서의 결합, 복수의 마이크로프로세서들, DSP 코어와 연관된 하나 이상의 마이크로프로세서들, 또는 임의의 다른 이러한 구성에 의해 구현될 수 있다.

여기에 제시된 실시예들과 관련하여 설명된 방법 또는 알고리즘의 단계들은 하드웨어로 직접 구현되거나, 프로세서에 의해 실행되는 소프트웨어 모듈로 구현되거나, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 소프트웨어 모듈은 RAM 메모리, 플래시 메모리, ROM 메모리, EPROM 메모리, EEPROM 메모리, 레지스터들, 하드 디스크, 이동식 디스크, CD-ROM, 또는 기술적으로 공지된 임의의 다른 형태의 저장 매체에 상주할 수 있다. 예시적인 저장 매체는 프로세서와 연결되며, 그 결과 프로세서는 저장 매체로부터 정보를 판독하고 저장 매체로 정보를 기록할 수 있다. 대안적으로, 저장 매체는 프로세서로 통합될 수 있다. 프로세서 및 저장 매체는 ASIC 내에 포함될 수 있다. ASIC은 사용자 터미널 내에 포함될 수 있다. 대안적으로, 프로세서 및 저장 매체는 사용자 터미널 내에 개별적인 컴포넌트들로서 포함될 수 있다.

제시된 실시예들에 대한 설명은 임의의 본 발명의 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명을 이용하거나 또는 실시할 수 있도록 제공된다. 이러한 실시예들에 대한 다양한 변형들은 본 발명의 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명백할 것이며, 여기에 정의된 일반적인 원리들은 본 발명의 범위를 벗어남이 없이 다른 실시예들에 적용될 수 있다. 그리하여, 본 발명은 여기에 제시된 실시예들로 한정되는 것이 아니라, 여기에 제시된 원리들 및 신규한 특징들과 일관되는 최광의의 범위에서 해석되어야 할 것이다.

Claims

다수의 수신 안테나들 및 오버샘플링을 통해 획득된 다수의 신호 복사본들에 대한 등화기 계수들을 획득하고, 상기 등화기 계수들을 이용하여 상기 다수의 신호 복사본들에 대한 입력 심볼들을 필터링하도록 구성된 적어도 하나의 프로세서; 및

상기 적어도 하나의 프로세서와 연결된 메모리를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 적어도 하나의 프로세서는 최소 평균 제곱 에러(MMSE) 기준에 기반하여 등화기 계수들을 획득하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 등화기 계수들을 이용하여 주파수 도메인에서 상기 입력 심볼들을 필터링하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 적어도 하나의 프로세서는 공간 및 주파수 범위들에 걸쳐 상기 다수의 신호 복사본들에 대한 필터링된 심볼들을 결합하는 것을 특징으로 하는 장치.
다수의 수신 안테나들 및 오버샘플링을 통해 획득된 다수의 신호 복사본들에 대한 등화기 계수들을 획득하는 단계; 및

상기 등화기 계수들을 이용하여 상기 다수의 신호 복사본들에 대한 입력 심볼들을 필터링하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 5 항에 있어서,

상기 입력 심볼들을 필터링하는 단계는 상기 등화기 계수들을 이용하여 주파수 도메인에서 상기 입력 심볼들을 필터링하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 5 항에 있어서,

상기 입력 심볼들을 필터링하는 단계는 공간 및 주파수 범위들에 걸쳐 상기 다수의 신호 복사본들에 대한 필터링된 심볼들을 결합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
다수의 수신 안테나들 및 오버샘플링을 통해 획득된 다수의 신호 복사본들에 대한 등화기 계수들을 획득하기 위한 수단; 및

상기 등화기 계수들을 이용하여 상기 다수의 신호 복사본들에 대한 입력 심볼들을 필터링하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 8 항에 있어서,

상기 입력 심볼들을 필터링하기 위한 수단은 상기 등화기 계수들을 이용하여 주파수 도메인에서 상기 입력 심볼들을 필터링하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 8 항에 있어서,

상기 입력 심볼들을 필터링하기 위한 수단은 공간 및 주파수 범위들에 걸쳐 상기 다수의 신호 복사본들에 대한 필터링된 심볼들을 결합하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
다수(R)의 수신 안테나들 및 다수(C)배의 오버샘플링으로부터 다수(M)의 신호 복사본들에 대한 입력 심볼들을 획득하고 - M은 R과 C의 곱과 같음 -, 상기 M개의 신호 복사본들에 대한 등화기 계수들을 획득하고, 상기 등화기 계수들을 이용하여 상기 M개의 신호 복사본들에 대한 상기 입력 심볼들을 필터링하고, 상기 M개의 신호 복사본들에 대한 필터링된 심볼들을 결합하도록 구성된 적어도 하나의 프로세서; 및

상기 적어도 하나의 프로세서와 연결된 메모리를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 11 항에 있어서,

상기 적어도 하나의 프로세서는 각각의 수신 안테나에 대하여 C배의 칩 레이트로 입력 샘플들을 수신하고 각각의 수신 안테나로부터의 C개의 신호 복사본들에 대한 입력 심볼들을 획득하기 위해 각각의 수신 안테나에 대한 상기 입력 샘플들을 주파수 도메인으로 변환하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 11 항에 있어서,

상기 적어도 하나의 프로세서는 적어도 하나의 데이터 스트림 각각에 대한 상기 M개의 신호 복사본들에 대한 등화기 계수들의 M개의 세트들을 획득하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 11 항에 있어서,

R은 2이고 C는 2이며, 상기 적어도 하나의 프로세서는 네 개의 신호 복사본들에 대하여 등화기 계수들의 네 개의 세트들을 획득하며, 등화기 계수들의 각각의 세트는 하나의 수신 안테나로부터의 하나의 신호 복사본을 위한 것임을 특징으로 하는 장치.
제 11 항에 있어서,

상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 M개의 신호 복사본들에 대하여 주파수 빈 k의 신호 컴포넌트들을 결합하며, k는 주파수 빈에 대한 인덱스인 것을 특징으로 하는 장치.
제 11 항에 있어서,

상기 적어도 하나의 프로세서는 최소 평균 제곱 에러(MMSE) 기준에 기반하여 등화기 계수들을 획득하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 11 항에 있어서,

상기 적어도 하나의 프로세서는 각각의 수신 안테나로부터의 C개의 신호 복사본들에 대한 상관되지 않는 잡음 가정에 기반하여 등화기 계수들을 획득하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 11 항에 있어서,

상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 R개의 수신 안테나들에 대한 상관되지 않는 잡음 가정에 기반하여 등화기 계수들을 획득하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 11 항에 있어서,

상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 M개의 신호 복사본들에 대한 공간 및 스펙트럼적으로 상관되지 않는 잡음 가정에 기반하여 등화기 계수들을 획득하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 11 항에 있어서,

복원될 다수(T)의 데이터 스트림들 각각에 대하여, 상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 데이터 스트림에 대한 상기 M개의 신호 복사본들에 대한 등화기 계수들을 획득하고, 상기 M개의 신호 복사본들에 대한 필터링된 심볼들을 획득하기 위해 상기 등화기 계수들을 이용하여 상기 M개의 신호 복사본들에 대한 상기 입력 심볼들을 필터링하고, 상기 데이터 스트림에 대한 출력 심볼들을 획득하기 위해 상기 M개의 신호 복사본들에 대한 상기 필터링된 심볼들을 결합하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 20 항에 있어서,

상기 T개의 데이터 스트림들 각각에 대하여, 상기 적어도 하나의 프로세서는 잡음 및 간섭 공분산 행렬들을 획득하고 상기 잡음 및 간섭 공분산 행렬들에 기반하여 상기 데이터 스트림에 대한 등화기 계수들을 획득하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 20 항에 있어서,

다수의 주파수 빈들 각각에 대하여, 상기 적어도 하나의 프로세서는 공통 잡음 및 간섭 공분산 행렬을 획득하고 상기 공통 잡음 및 간섭 공분산 행렬에 기반하여 상기 T개의 데이터 스트림들 각각에 대한 등화기 계수들을 획득하는 것을 특징으로 하는 장치.
다수(R)의 수신 안테나들 및 다수(C)배의 오버샘플링으로부터 다수(M)의 신호 복사본들에 대한 입력 심볼들을 획득하는 단계 - M은 R과 C의 곱과 같음 -;

상기 M개의 신호 복사본들에 대한 등화기 계수들을 획득하는 단계;

상기 등화기 계수들을 이용하여 상기 M개의 신호 복사본들에 대한 상기 입력 심볼들을 필터링하는 단계; 및

상기 M개의 신호 복사본들에 대한 필터링된 심볼들을 결합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 23 항에 있어서,

상기 필터링된 심볼들을 결합하는 단계는 상기 M개의 신호 복사본들에 대한 주파수 빈 k의 신호 컴포넌트들을 결합하는 단계를 포함하며, k는 주파수 빈에 대한 인덱스인 것을 특징으로 하는 방법.
제 23 항에 있어서,

상기 등화기 계수들을 획득하는 단계는 각각의 수신 안테나로부터의 C개의 신호 복사본들에 대한 상관되지 않는 잡음 가정에 기반하여 상기 등화기 계수들을 획득하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 23 항에 있어서,

상기 등화기 계수들을 획득하는 단계는 상기 M개의 신호 복사본들에 대한 공 간 및 스펙트럼적으로 상관되지 않는 잡음 가정에 기반하여 상기 등화기 계수들을 획득하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 23 항에 있어서,

상기 등화기 계수들을 획득하는 단계는 적어도 하나의 데이터 스트림 각각에 대한 상기 M개의 신호 복사본들에 대한 상기 등화기 계수들을 획득하는 단계를 포함하며, 상기 입력 심볼들을 필터링하는 단계는 각각의 데이터 스트림에 대한 상기 M개의 신호 복사본들에 대한 필터링된 심볼들을 획득하기 위해 각각의 데이터 스트림에 대하여 상기 등화기 계수들을 이용하여 상기 M개의 신호 복사본들에 대한 상기 입력 심볼들을 필터링하는 단계를 포함하며, 상기 필터링된 심볼들을 결합하는 단계는 각각의 데이터 스트림에 대한 출력 심볼들을 획득하기 위해 각각의 데이터 스트림에 대하여 상기 M개의 신호 복사본들에 대한 상기 필터링된 심볼들을 결합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
다수(R)의 수신 안테나들 및 다수(C)배의 오버샘플링으로부터 다수(M)의 신호 복사본들에 대한 입력 심볼들을 획득하기 위한 수단 - M은 R과 C의 곱과 같음 -;

상기 M개의 신호 복사본들에 대한 등화기 계수들을 획득하기 위한 수단;

상기 등화기 계수들을 이용하여 상기 M개의 신호 복사본들에 대한 상기 입력 심볼들을 필터링하기 위한 수단; 및

상기 M개의 신호 복사본들에 대한 필터링된 심볼들을 결합하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 28 항에 있어서,

상기 필터링된 심볼들을 결합하기 위한 수단은 상기 M개의 신호 복사본들에 대한 주파수 빈 k의 신호 컴포넌트들을 결합하기 위한 수단을 포함하며, k는 주파수 빈에 대한 인덱스인 것을 특징으로 하는 장치.
제 28 항에 있어서,

상기 등화기 계수들을 획득하기 위한 수단은 각각의 수신 안테나로부터의 C개의 신호 복사본들에 대한 상관되지 않는 잡음 가정에 기반하여 상기 등화기 계수들을 획득하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 28 항에 있어서,

상기 등화기 계수들을 획득하기 위한 수단은 상기 M개의 신호 복사본들에 대한 공간 및 스펙트럼적으로 상관되지 않는 잡음 가정에 기반하여 상기 등화기 계수들을 획득하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 장치.
제 28 항에 있어서,

상기 등화기 계수들을 획득하기 위한 수단은 적어도 하나의 데이터 스트림 각각에 대한 상기 M개의 신호 복사본들에 대한 상기 등화기 계수들을 획득하기 위한 수단을 포함하며, 상기 입력 심볼들을 필터링하기 위한 수단은 각각의 데이터 스트림에 대한 상기 M개의 신호 복사본들에 대한 필터링된 심볼들을 획득하기 위해 각각의 데이터 스트림에 대하여 상기 등화기 계수들을 이용하여 상기 M개의 신호 복사본들에 대한 상기 입력 심볼들을 필터링하기 위한 수단을 포함하며, 상기 필터링된 심볼들을 결합하기 위한 수단은 각각의 데이터 스트림에 대한 출력 심볼들을 획득하기 위해 각각의 데이터 스트림에 대하여 상기 M개의 신호 복사본들에 대한 상기 필터링된 심볼들을 결합하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
적어도 하나의 공간-주파수 등화기를 구현하고 적어도 하나의 공간 등화기를 구현하도록 구성된 적어도 하나의 프로세서; 및

상기 적어도 하나의 프로세서와 연결된 메모리를 포함하며,

각각의 공간-주파수 등화기는 공간 및 주파수 범위들에 걸쳐 신호 컴포넌트들을 결합하고, 각각의 공간 등화기는 공간 범위에 걸쳐 신호 컴포넌트들을 결합하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 33 항에 있어서,

상기 적어도 하나의 프로세서는 주파수 빈들의 제 1 세트에 대한 공간-주파수 등화기들의 세트를 구현하고 주파수 빈들의 제 2 세트에 대한 공간 등화기들의 세트를 구현하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 33 항에 있어서,

주파수 빈들의 제 1 및 제 2 세트들은 전송 펄스 형성 필터의 주파수 응답에 기반하여 결정되는 것을 특징으로 하는 장치.
제 33 항에 있어서,

상기 적어도 하나의 프로세서는 최소 평균 제곱 에러(MMSE) 기준에 기반하여 상기 적어도 하나의 공간-주파수 등화기 및 상기 적어도 하나의 공간 등화기에 대한 계수들을 획득하는 것을 특징으로 하는 장치.
적어도 하나의 주파수 빈의 제 1 세트에 대하여 공간 및 주파수 범위들에 걸쳐 신호 컴포넌트들을 결합하는 단계; 및

적어도 하나의 주파수 빈의 제 2 세트에 대하여 공간 범위에 걸쳐 신호 컴포넌트들을 결합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 37 항에 있어서,

상기 공간 및 주파수 범위들에 걸쳐 신호 컴포넌트들을 결합하는 단계는,

최소 평균 제곱 에러(MMSE) 기준에 기반하여 등화기 계수들을 획득하는 단계; 및

상기 등화기 계수들을 이용하여 다수의 신호 복사본들에 대한 입력 심볼들을 필터링하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
적어도 하나의 주파수 빈의 제 1 세트에 대하여 공간 및 주파수 범위들에 걸쳐 신호 컴포넌트들을 결합하기 위한 수단; 및

적어도 하나의 주파수 빈의 제 2 세트에 대하여 공간 범위에 걸쳐 신호 컴포넌트들을 결합하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 39 항에 있어서,

상기 공간 및 주파수 범위들에 걸쳐 신호 컴포넌트들을 결합하기 위한 수단은,

최소 평균 제곱 에러(MMSE) 기준에 기반하여 등화기 계수들을 획득하기 위한 수단; 및

상기 등화기 계수들을 이용하여 다수의 신호 복사본들에 대한 입력 심볼들을 필터링하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.