JP2008539676A - オーバーサンプリングされた受信信号の空間周波数等化 - Google Patents

Abstract

【解決手段】周波数領域で空間周波数等化および空間等化を実行する技法を説明する。空間周波数等化は、空間次元と周波数次元との両方に渡って信号成分を組み合わせるが、空間等化は、空間に渡って信号成分を組み合わせる。受信機は、複数（Ｒ個）の受信アンテナおよび複数（Ｃ）倍のオーバーサンプリングから複数（Ｍ個）の信号コピーの入力シンボルを入手し、ここで、ＭはＲ×Ｃと等しい。空間周波数等化について、受信機は、たとえばＭＭＳＥ判断基準に基づいて、Ｍ個の信号コピーの等化器係数を導出し、その等化器係数を用いてＭ個の信号コピーの入力シンボルをフィルタリングし、Ｍ個の信号コピーのフィルタリングされたシンボルを組み合わせて、出力シンボルを入手する。複雑さを減らすために、空間周波数等化を、いくつかの周波数ビンについて使用することができ、空間等化を、他の周波数ビンについて使用することができる。
【選択図】 図２

Description

米国特許法第１１９条の下での優先権の主張
本特許出願は、本願の譲受人に譲渡され、参照によって本明細書に明示的に組み込まれている、２００５年４月２８日出願の米国仮出願第６０／６７６，５８６号、名称「ＭＥＴＨＯＤ ＡＮＤ ＡＰＰＡＲＡＴＵＳ ＦＯＲ ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ ＤＯＭＡＩＮ ＥＱＵＡＬＩＺＡＴＩＯＮ ＩＮ ＷＩＲＥＬＥＳＳ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ」の優先権を主張するものである。

本開示は、全般的には通信に関し、より具体的には、通信システム内の受信機で等化を実行する技法に関する。

通信システムでは、送信機は、通常、トラヒックデータを処理し（たとえば、符号化し、インタリーブし、シンボルマッピングし、拡散し、スクランブルし）て、チップのシーケンスを生成する。次に、送信機は、チップシーケンスを処理して、ラジオ周波数（ＲＦ）信号を生成し、通信チャネルを介してそのＲＦ信号を送信する。通信チャネルは、送信されるＲＦ信号をチャネル応答によってひずませ、さらに、雑音および他の送信機からの干渉によって信号を劣化させる。

受信機は、送信されたＲＦ信号を受信し、受信されたＲＦ信号を処理して、標本を入手する。受信機は、標本に対して等化を実行して、送信機によって送信されたチップの推定値を入手することができる。次に、受信機は、チップを処理し（たとえば、ディスクランブルし、逆拡散し、復調し、ディインタリーブし、復号し）て、復号されたデータを入手するために評価する。受信機によって実行される等化は、通常、チップ推定値の品質ならびに総合性能に対する大きい影響を有する。

したがって、この分野においては、よい性能を達成するための等化を実行する必要性がある。

周波数領域で空間周波数等化および空間等化を実行する技法を、本明細書で説明する。空間周波数等化は、空間次元と周波数次元との両方に渡って信号成分を組み合わせるが、空間等化は、空間に渡って信号成分を組み合わせる。

本発明の実施形態によれば、少なくとも１つのプロセッサとメモリとを含む装置が説明される。プロセッサは、複数の受信アンテナおよびオーバーサンプリングからの複数の信号コピー（またはスペクトルコピー）の等化器係数を導出する。プロセッサは、等化器係数を用いて複数の信号コピーの入力シンボルをフィルタリングして、出力シンボルを入手する。

もう１つの実施形態によれば、等化器係数が、複数の受信アンテナおよびオーバーサンプリングから入手された複数の信号コピーについて導出される、方法が提供される。複数の信号コピーの入力シンボルは、等化器係数を用いてフィルタリングされる。

もう１つの実施形態によれば、複数の受信アンテナおよびオーバーサンプリングからの複数の信号コピーの等化器係数を導出するための手段を含む装置が説明される。この装置は、さらに、等化器係数を用いて複数の信号コピーの入力シンボルをフィルタリングするための手段を含む。

もう１つの実施形態によれば、少なくとも１つのプロセッサとメモリとを含む装置が説明される。プロセッサは、複数（Ｒ個）の受信アンテナおよび複数（Ｃ）倍オーバーサンプリングから複数（Ｍ個）の信号コピーの入力シンボルを入手し、ＭはＲ×Ｃと等しい。プロセッサは、Ｍ個の信号コピーの等化器係数を導出し、等化器係数を用いてＭ個の信号コピーの入力シンボルをフィルタリングし、Ｍ個の信号コピーのフィルタリングされたシンボルを組み合わせて、出力シンボルを入手する。

もう１つの実施形態によれば、入力シンボルが、Ｒ個の受信アンテナおよびＣ倍オーバーサンプリングからＭ個の信号コピーについて入手される、方法が提供される。等化器係数が、Ｍ個の信号コピーについて導出される。Ｍ個の信号コピーの入力シンボルが、等化器係数を用いてフィルタリングされる。Ｍ個の信号コピーのフィルタリングされたシンボルを組み合わせて、出力シンボルを入手する。

もう１つの実施形態によれば、Ｒ個の受信アンテナおよびＣ倍オーバーサンプリングからＭ個の信号コピーの入力シンボルを入手するための手段と、Ｍ個の信号コピーの等化器係数を導出するための手段と、等化器係数を用いてＭ個の信号コピーの入力シンボルをフィルタリングするための手段と、Ｍ個の信号コピーのフィルタリングされたシンボルを組み合わせるための手段とを含む装置が説明される。

もう１つの実施形態によれば、少なくとも１つのプロセッサとメモリとを含む装置が説明される。プロセッサは、少なくとも１つの空間周波数等化器および少なくとも１つの空間等化器を実現する。各空間周波数等化器は、空間次元および周波数次元に渡って信号成分を組み合わせる。各空間等化器は、空間次元に渡って信号成分を組み合わせる。

もう１つの実施形態によれば、信号成分が、少なくとも１つの周波数ビンの第１組に関して空間次元および周波数次元に渡って組み合わされる、方法が提供される。信号成分は、少なくとも１つの周波数ビンの第２組に関して空間次元に渡って組み合わされる。

もう１つの実施形態によれば、少なくとも１つの周波数ビンの第１組に関して空間次元および周波数次元に渡って信号成分を組み合わせるための手段と、少なくとも１つの周波数ビンの第２組に関して空間次元に渡って信号成分を組み合わせるための手段とを含む装置が説明される。

本発明のさまざまな態様および実施形態を、下でさらに詳細に説明する。

単語「例示的」は、本明細書では、「例、実例、または例示として働く」を意味する。「例示的」として本明細書で説明される実施形態は、すべて、必ずしも他の実施形態より好ましいまたはそれらより有利と解釈されてはならない。

説明を明瞭にするために、下の説明の多くについて、次の命名法を使用する。時間領域スカラは、標本期間のインデックスｎを伴う小文字、たとえばｈ（ｎ）によって表される。周波数領域スカラは、周波数ビンのインデックスｋを伴う大文字、たとえばＨ（ｋ）によって表される。ベクトルは、太字の小文字、たとえばｈによって表され、行列は、太字の大文字、たとえばＨによって表される。

図１に、２つの送信機１１０ｘおよび１１０ｙと１つの受信機１５０とを有する通信システム１００を示す。送信機１１０ｘは、単一のアンテナ１１２ｘを備え、送信機１１０ｙは、複数（Ｔ個）のアンテナ１１２ａから１１２ｔを備え、受信機１５０は、複数（Ｒ個）のアンテナ１５２ａから１５２ｒを備える。単一入力複数出力（ｓｉｎｇｌｅ−ｉｎｐｕｔ ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｏｕｔｐｕｔ（ＳＩＭＯ））チャネルが、送信機１１０ｘの単一アンテナおよび受信機１５０のＲ個のアンテナによって形成される。複数入力複数出力（ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｉｎｐｕｔ ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｏｕｔｐｕｔ（ＭＩＭＯ））チャネルが、送信機１１０ｙのＴ個のアンテナおよび受信機１５０のＲ個のアンテナによって形成される。送信機１１０ｘと１１０ｙとの両方について、単一入力単一出力（ｓｉｎｇｌｅ−ｉｎｐｕｔ ｓｉｎｇｌｅ−ｏｕｔｐｕｔ（ＳＩＳＯ））チャネルが、各送信／受信アンテナ対の間に存在する。ＳＩＳＯチャネルは、時間領域チャネルインパルス応答ｈ（ｎ）または周波数領域チャネル周波数レスポンスＨ（ｋ）によって特徴付けられる。

時間領域表現は、Ｋ点高速フーリエ変換（ＦＦＴ）またはＫ点離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を用いて、周波数領域表現に変換することができ、

と表すことができ、ここで、指数の「−１」は、インデックスｎおよびｋが０ではなく１から始まることに起因する。

周波数領域表現は、Ｋ点逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）またはＫ点逆ＤＦＴ（ＩＤＦＴ）を用いて、

と表すことができ、時間領域表現に変換することができる。

図２に、単一アンテナ送信機１１０ｘから複数アンテナ受信機１５０へのデータ伝送の信号フロー２００を示す。受信機１５０は、受信ダイバーシティを利用し、この受信ダイバーシティは、複数の受信アンテナによる単一のデータの流れの受信である。図を単純にするために、図２には、受信機１５０の２つのアンテナと、各受信アンテナからの受信信号の２倍（２×）オーバーサンプリングとを有する事例が示されている。図２には、分数間隔周波数領域等化器（ｆｒａｃｔｉｏｎａｌｌｙ−ｓｐａｃｅｄ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｍａｉｎ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ、ＦＤＥ）の使用を示し、このＦＤＥは、周波数領域で等化を実行する。用語「分数間隔」は、ナイキスト標本化理論によって要求される速度より高い速度での標本化を指す。

送信機１１０ｘは、トラヒックデータを処理し、チップレートで送信チップｘ（ｎ’）を生成し、ここで、ｎ’は、チップ期間のインデックスである。送信機は、Ｋ／２個の送信チップの各ブロックにサイクリックプレフィックス（ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ）を付加することができる。サイクリックプレフィックスは、データブロックの繰り返される部分であり、システム帯域幅にわたって平坦ではない周波数レスポンスである周波数選択的フェージングによって引き起こされる符号間干渉と戦うのに使用される。実際のシステムでは、送信機は、送信チップシーケンスを受信機に送信する。信号フロー２００について、アップサンプラ２１０は、各送信チップの後に１個の０を挿入し、２倍オーバーサンプリングではチップレートの２倍であるサンプルレートで送信標本ｘ（ｎ）を生成し、ｎは、標本期間のインデックスである。

送信標本は、単一の送信アンテナからＳＩＭＯチャネルを介して２つの受信アンテナに送信される。第１の受信アンテナのＳＩＳＯチャネルは、ブロック２２０ａのｈ_１（ｎ）というチャネルインパルス応答およびアナログ加算器２２４ａを介するｎ_１（ｎ）という加法的雑音によってモデル化される。第２の受信アンテナのＳＩＳＯチャネルは、ブロック２２０ｂのｈ_２（ｎ）というチャネルインパルス応答およびアナログ加算器２２４ｂを介するｎ_２（ｎ）という加法的雑音によってモデル化される。ｒ＝１、２の各受信アンテナｒのチャネルインパルス応答ｈ_ｒ（ｎ）は、送信機のすべてのパルス成形フィルタ、伝搬チャネル、受信機のすべてのフロントエンドフィルタなどの影響を含む。

受信機１５０は、チップレートの２倍で各受信アンテナからの受信信号をディジタル化し、サンプルレートでインプット標本を入手する（図２には図示せず）。受信機は、送信機によって各データブロック内に付加されたサイクリックプレフィックスがある場合に、そのサイクリックプレフィックスを除去することができる。第１受信アンテナからの時間領域インプット標本ｒ_１（ｎ）は、周波数領域入力シンボルＲ_１（ｋ）、ただしｋ＝１，．．．，Ｋを入手するために、ユニット２３０ａによってＫ点ＦＦＴ／ＤＦＴを用いて周波数領域に変換される。２倍オーバーサンプリングは、図４Ａに示されているように、各受信機アンテナについて入手可能な信号スペクトルの２つのコピーをもたらす。受信アンテナごとのオーバーサンプリングされたスペクトル内の２つの冗長な信号コピーを、下側コピー（Ｌ）および上側コピー（Ｕ）と表す。信号コピーは、スペクトルコピーとも称する場合があり、あるいは、他の用語法によって参照される場合がある。最初のＫ／２個の入力シンボルＲ_１（ｋ）、ただしｋ＝１，．．．，Ｋ／２は、下側コピーについてＲ_１，Ｌ（ｋ）、ただしｋ＝１，．．．，Ｋ／２と表され、等化器２４０ａに供給される。最後のＫ／２個の入力シンボルＲ_１（ｋ）、ただしｋ＝Ｋ／２＋１，．．．，Ｋは、上側コピーについてＲ_１，Ｕ（ｋ）、ただしｋ＝１，．．．，Ｋ／２と表され、等化器２４２ａに供給される。

同様に、第２受信アンテナからの時間領域インプット標本ｒ_２（ｎ）は、周波数領域入力シンボルＲ_２（ｋ）、ただしｋ＝１，．．．，Ｋを入手するために、ユニット２３０ｂによってＫ点ＦＦＴ／ＤＦＴを用いて周波数領域に変換される。最初のＫ／２個の入力シンボルＲ_２（ｋ）、ただしｋ＝１，．．．，Ｋ／２は、下側コピーについてＲ_２，Ｌ（ｋ）、ただしｋ＝１，．．．，Ｋ／２と表され、等化器２４０ｂに供給される。最後のＫ／２個の入力シンボルＲ_２（ｋ）、ただしｋ＝Ｋ／２＋１，．．．，Ｋは、上側コピーについてＲ_２，Ｕ（ｋ）、ただしｋ＝１，．．．，Ｋ／２と表され、等化器２４２ｂに供給される。

等化器２４０ａは、その係数

を用いて入力シンボルＲ_１，Ｌ（ｋ）をフィルタリングし、フィルタリングされたシンボルＹ_１，Ｌ（ｋ）を供給し、ここで、「＊」は、複素共役を表す。等化器２４２ａは、その係数

を用いて入力シンボルＲ_１，Ｕ（ｋ）をフィルタリングし、フィルタリングされたシンボルＹ_１，Ｕ（ｋ）を供給する。等化器２４０ｂは、その係数

を用いて入力シンボルＲ_２，Ｌ（ｋ）をフィルタリングし、フィルタリングされたシンボルＹ_２，Ｌ（ｋ）を供給する。等化器２４２ｂは、その係数

を用いて入力シンボルＲ_２，Ｕ（ｋ）をフィルタリングし、フィルタリングされたシンボルＹ_２，Ｕ（ｋ）を供給する。アナログ加算器２４４ａは、それぞれ等化器２４０ａおよび２４０ｂからのフィルタリングされたシンボルＹ_１，Ｌ（ｋ）およびＹ_２，Ｌ（ｋ）を加算し、下側コピーの出力シンボルＹ_Ｌ（ｋ）を供給する。アナログ加算器２４４ｂは、それぞれ等化器２４２ａおよび２４２ｂからのフィルタリングされたシンボルＹ_１，Ｕ（ｋ）およびＹ_２，Ｕ（ｋ）を合計し、上側コピーの出力シンボルＹ_Ｕ（ｋ）を供給する。ユニット２５０は、出力シンボルＹ_Ｌ（ｋ）およびＹ_Ｕ（ｋ）に対してＫ点ＩＦＦＴ／ＩＤＦＴを実行し、サンプルレートでアウトプット標本ｙ（ｎ）を供給する。ダウンサンプラ２５２は、１つおきのアウトプット標本を破棄し、チップレートでアウトプット標本ｙ（ｎ’）を供給する。アウトプット標本ｙ（ｎ’）は、復号されたデータを入手するためにさらに処理される。

図３に、受信ダイバーシティに関して分数間隔ＦＤＥの周波数領域の信号フロー３００を示す。信号フロー３００は、図２の信号フロー２００と同等であり、２つの受信アンテナおよび２倍オーバーサンプリングを伴う事例にもあてはまる。

送信機１１０ｘは、トラヒックデータを処理し、送信チップｘ（ｎ’）を生成する。実際のシステムでは、送信機は、送信チップシーケンスを受信機に送信し、ＦＦＴ／ＤＦＴを全く実行しない。しかし、信号フロー３００について、ユニット３１０は、送信チップｘ（ｎ’）に対してＫ／２点ＦＦＴ／ＤＦＴを実行し、周波数領域送信シンボルＸ（ｋ）ただしｋ＝１，．．．，Ｋ／２を供給する。送信シンボルＸ（ｋ）は、単一の送信アンテナからＳＩＭＯチャネルを介して２つの受信アンテナに送信される。第１受信アンテナのＳＩＳＯチャネルは、（１）ブロック３２０ａのＨ_１，Ｌ（ｋ）という周波数レスポンスおよび下側コピーのアナログ加算器３２４ａを介するＮ_１，Ｌ（ｋ）という加法的雑音と、（２）ブロック３２２ａのＨ_１，Ｕ（ｋ）という周波数レスポンスおよび上側コピーのアナログ加算器３２６ａを介するＮ_１，Ｕ（ｋ）という加法的雑音とによってモデル化される。ユニット３２８ａは、時間領域雑音ｎ_１（ｎ）を変換し、周波数領域雑音Ｎ_１，Ｌ（ｋ）およびＮ_１，Ｕ（ｋ）を供給する。同様に、第２受信アンテナのＳＩＳＯチャネルは、（１）ブロック３２０ｂのＨ_２，Ｌ（ｋ）という周波数レスポンスおよび下側コピーのアナログ加算器３２４ｂを介するＮ_２，Ｌ（ｋ）という加法的雑音と、（２）ブロック３２２ｂのＨ_２，Ｕ（ｋ）という周波数レスポンスおよび上側コピーのアナログ加算器３２６ｂを介するＮ_２，Ｕ（ｋ）という加法的雑音とによってモデル化される。ユニット３２８ｂは、時間領域雑音ｎ_２（ｎ）を変換し、周波数領域雑音Ｎ_２，Ｌ（ｋ）およびＮ_２，Ｕ（ｋ）を供給する。図３に示されているように、送信シンボルＸ（ｋ）は、４つすべてのブロック３２０ａ、３２０ｂ、３２２ａ、および３２２ｂを介して送信される。

受信機１５０では、等化器３４０ａが、アナログ加算器３２４ａから周波数領域入力シンボルＲ_１，Ｌ（ｋ）を受け取り、係数

によってその入力シンボルをフィルタリングし、フィルタリングされたシンボルＹ_１，Ｌ（ｋ）を供給する。等化器３４２ａは、アナログ加算器３２６ａから入力シンボルＲ_１，Ｕ（ｋ）を受け取り、係数

によってその入力シンボルをフィルタリングし、フィルタリングされたシンボルＹ_１，Ｕ（ｋ）を供給する。等化器３４０ｂは、アナログ加算器３２４ｂから入力シンボルＲ_２，Ｌ（ｋ）を受け取り、係数

によってその入力シンボルをフィルタリングし、フィルタリングされたシンボルＹ_２，Ｌ（ｋ）を供給する。等化器３４２ｂは、アナログ加算器３２６ｂから入力シンボルＲ_２，Ｕ（ｋ）を受け取り、係数

によってその入力シンボルをフィルタリングし、フィルタリングされたシンボルＹ_２，Ｕ（ｋ）を供給する。

アナログ加算器３４４ａは、それぞれ等化器３４０ａおよび３４２ａからのフィルタリングされたシンボルＹ_１，Ｌ（ｋ）およびＹ_１，Ｕ（ｋ）を合計し、第１受信アンテナのフィルタリングされたシンボルＹ_１（ｋ）を供給する。アナログ加算器３４４ｂは、それぞれ等化器３４０ｂおよび３４２ｂからのフィルタリングされたシンボルＹ_２，Ｌ（ｋ）およびＹ_２，Ｕ（ｋ）を合計し、第２受信アンテナのフィルタリングされたシンボルＹ_２（ｋ）を供給する。アナログ加算器３４６は、フィルタリングされたシンボルＹ_１（ｋ）およびＹ_２（ｋ）を合計する。利得要素３４８は、１／２の利得を用いてアナログ加算器３４６のアウトプットを基準化し、出力シンボルＹ（ｋ）を供給する。ユニット３５０は、出力シンボルＹ（ｋ）に対してＫ／２点ＩＦＦＴ／ＩＤＦＴを実行し、チップレートで時間領域アウトプット標本ｙ（ｎ’）を供給する。

信号フロー２００および３００を比較すると、図２のアップサンプラ２１０によるｘ（ｎ’）の２倍アップサンプリングおよびそれに続くＫ点ＦＦＴ／ＤＦＴは、図３のユニット３１０によるｘ（ｎ’）のＫ／２点ＦＦＴ／ＤＦＴの実行ならびにオーバーサンプリングされたスペクトルの上側コピーおよび下側コピーに関するＸ（ｋ）の複製と同等である。図２の、アナログ加算器２４４ａによるＹ_１，Ｌ（ｋ）およびＹ_２，Ｌ（ｋ）の加算、アナログ加算器２４４ｂによるＹ_１，Ｕ（ｋ）およびＹ_２，Ｕ（ｋ）の加算、ユニット２５０によるＫ点ＩＦＦＴ／ＩＤＦＴの実行、ならびにデシメータ２５２による２倍のデシメーションという一連の動作は、図３の、アナログ加算器３４４ａによるＹ_１，Ｌ（ｋ）およびＹ_１，Ｕ（ｋ）の加算、アナログ加算器３４４ｂによるＹ_２，Ｌ（ｋ）およびＹ_２，Ｕ（ｋ）の加算、アナログ加算器３４６によるＹ_１（ｋ）およびＹ_２（ｋ）の加算、ユニット３４８による１／２の基準化、ならびにユニット３５０によるＫ／２点ＩＦＦＴ／ＩＤＦＴの実行と同等である。図３では、アナログ加算器３４４ａおよび３４４ｂが、スペクトル合計を実行し、アナログ加算器３４６が、空間合計を実行する。スペクトル合計および空間合計は、他の形で実行することもできる。たとえば、図３では、Ｙ_Ｌ（ｋ）（図２のアナログ加算器２４４ａのアウトプットに対応する）を入手するためにＹ_１，Ｌ（ｋ）およびＹ_２，Ｌ（ｋ）を合計することができ、Ｙ_Ｕ（ｋ）（図２のアナログ加算器２４４ｂのアウトプットに対応する）を入手するためにＹ_１，Ｕ（ｋ）およびＹ_２，Ｕ（ｋ）を合計することができ、Ｙ（ｋ）を入手するためにＹ_Ｌ（ｋ）およびＹ_Ｕ（ｋ）を合計し、１／２によって基準化することができる。

図４Ａに、２倍オーバーサンプリングを用いる２つの受信アンテナの例示的なスペクトルプロットを示す。データチップｘ（ｎ’）は、ｆ_ｃのチップレートである。対応するスペクトルは、ｆ_ｃ／２の片側帯域幅（ｓｉｎｇｌｅ−ｓｉｄｅｄ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）または同等にｆ_ｃの両側帯域幅（ｄｏｕｂｌｅ−ｓｉｄｅｄ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）と、送信機のパルス成形フィルタによって決定されるロールオフとを有する。各受信アンテナからの受信信号は、チップレートの２倍であるｆ_ｓのサンプルレートすなわちｆ_ｓ＝２ｆ_ｃでディジタル化される。受信アンテナごとに、下側コピーは、ビンインデックスｋ＝１からＫ／２に対応する、直流からｆ_ｓ／２までの周波数範囲を含み、上側コピーは、ビンインデックスｋ＝Ｋ／２＋１からＫに対応する、ｆ_ｓ／２からｆ_ｓまでの周波数範囲を含む。図を単純にするために、図４Ａには、２つの受信アンテナの類似するスペクトルプロットを示す。一般に、各受信アンテナｒのスペクトルプロットは、そのアンテナの周波数レスポンスＨ_ｒ（ｋ）によって決定される形状を有する。２つの受信アンテナのスペクトルプロットは、Ｈ_１（ｋ）がＨ_２（ｋ）と等しくない場合には異なる可能性があり、通常は、Ｈ_１（ｋ）はＨ_２（ｋ）と等しくはなく、これは、受信ダイバーシティのために利用される。

図４Ａに示されているように、受信機は、２つの受信アンテナからの２つの冗長因子（ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ ｆａｃｔｏｒ）および２倍オーバーサンプリングからのもう１つの２つの冗長因子から４つの進行コピーを入手する。図４Ａには、４つの信号コピー内の４つの冗長信号成分をどのように組み合わせなければならないかも示されている。各受信アンテナの２つの冗長信号成分は、ｆ_ｓ／２またはＫ／２個の周波数ビンだけ分離されている。

図４Ａに示されているように、空間周波数等化器を、周波数ビンｋ、ただしｋ＝１，．．．，Ｋ／２ごとに使用することができる。周波数ビンｋの空間周波数等化器は、両方の受信アンテナのビンｋおよびｋ＋Ｋ／２の冗長信号成分を組み合わせることができる。Ｋ／２個の空間周波数等化器を、Ｋ／２個の周波数ビンに使用することができる。説明をわかりやすくするために、１つの周波数ビンｋの処理を、下で説明する。同一の処理を、Ｋ／２個の周波数ビンのそれぞれについて、またはｋ＝１，．．．，Ｋ／２について実行することができる。

送信機１１０ｘから受信機１５０へのＳＩＭＯ伝送について、受信機での周波数領域入力シンボルを、

と表すことができ、ここで、
ｒ（ｋ）＝［Ｒ_１，Ｌ（ｋ） Ｒ_２，Ｌ（ｋ） Ｒ_１，Ｕ（ｋ） Ｒ_２，Ｕ（ｋ）］^Ｔは、入力シンボルの４×１ベクトルであり、
ｈ（ｋ）＝［Ｈ_１，Ｌ（ｋ） Ｈ_２，Ｌ（ｋ） Ｈ_１，Ｕ（ｋ） Ｈ_２，Ｕ（ｋ）］^Ｔは、チャネル利得の４×１ベクトルであり、
ｎ（ｋ）＝［Ｎ_１，Ｌ（ｋ） Ｎ_２，Ｌ（ｋ） Ｎ_１，Ｕ（ｋ） Ｎ_２，Ｕ（ｋ）］^Ｔは、雑音の４×１ベクトルであり、
「^Ｔ」は、転置を表す。

各受信アンテナの上側信号コピーおよび下側信号コピーは、それぞれ添字ＵおよびＬによって表され、図４Ａに示されているように、Ｋ／２個の周波数ビンだけ分離されている。

ＦＤＥからの周波数領域出力シンボルは、

と表すことができ、ここで、

は、周波数ビンｋの等化器係数の４×１行ベクトルであり、
Ｂ（ｋ）＝ｗ ^Ｈ（ｋ）・ｈ（ｋ）は、Ｘ（ｋ）の基準化であり、
Ｖ（ｋ）＝ｗ ^Ｈ（ｋ）・ｎ（ｋ）は、Ｘ（ｋ）のフィルタリングされた雑音であり、
「^Ｈ」は、共役転置を表す。

式（４）では、等化器係数ｗ ^Ｈ（ｋ）が、図３の利得要素３４８の１／２の基準化因子を含む。

等化器係数は、最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ）技法、ゼロ強制（ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ（ＺＦ））技法、最大比合成（ＭＲＣ）技法などに基づいて導出することができる。ＭＭＳＥ技法について、等化器係数は、次の条件を満足する。

ここで、Ｅ｛ ｝は、期待値演算である。式（５）は、ＦＤＥアウトプットＹ（ｋ）と送信されたシンボルＸ（ｋ）との間の２乗平均誤差を最小にする。

式（５）に対するＭＭＳＥ解は、

と表すことができ、ここで、
Ｓ（ｋ）＝Ｅ｛｜Ｘ（ｋ）｜^２｝は、送信チップｘ（ｎ’）の電力スペクトルであり、
Ｒ（ｋ）＝Ｅ｛ｎ（ｋ）・ｎ ^Ｈ（ｋ）｝は、４×４雑音共分散行列である。

行列反転の補助定理を式（６）に適用することができる。すると、等化器係数を

と表すことができる。式（７）は、各周波数ビンｋのＲ ^−１（ｋ）の４×４行列反転を有する。式（７）は、下で説明するように簡約化することができる。

オーバーサンプリングされたスペクトルの上側コピーおよび下側コピーが相関しない雑音または無視できる雑音相関を有する場合に使用できる、第１の簡約化方式では、雑音共分散行列が、次のブロック対角形式を有する。

ここで、

であり、

は、アンテナｒからのコピーｃの雑音の分散であり、

は、２つの受信アンテナの間の雑音相関であり、
ｃ∈｛Ｌ，Ｕ｝は、下側コピーおよび上側コピーのインデックスであり、
ｒ∈｛１，２｝は、２つの受信アンテナのインデックスである。

Ｒ _ｃ（ｋ）は、信号コピーｃ内の１つの周波数ビンｋの２つの受信アンテナの２×２雑音共分散行列である。式（８）の簡約化は、２つの受信アンテナの間の相関を無視できるが、下側コピーおよび上側コピーの雑音成分がスペクトル的に相関する場合にも行うことができる。この場合に、式（８）に示されたブロック対角行列を得るために、式（３）の４×１ベクトルを並べかえることができる。

式（８）に示されているようにＲ（ｋ）を定義すると、ｗ ^Ｈ（ｋ）の等化器係数を

と表すことができ、ここで、
ｈ_ｃ（ｋ）＝［Ｈ_１，ｃ（ｋ） Ｈ_２，ｃ（ｋ）］^Ｔは、コピーｃのビンｋのチャネル利得の２×１ベクトルであり、

である。

Ｄ（ｋ）の成分は、次のように展開することができる。

雑音が、空間的にもスペクトル的にも相関せず、空間的およびスペクトル的に等しい雑音分散を有する場合に使用できる第２の簡約化方式では、雑音共分散行列Ｒ（ｋ）が、次の形を有する。

ここで、

は、雑音分散であり、
ρ_Ｌ（ｋ）＝ρ_Ｕ（ｋ）＝０であり、
Ｉは、単位行列である。

式（１０）に示されているようにＲ（ｋ）を定義すると、ｗ^Ｈ（ｋ）の等化器係数を

と表すことができ、ここで、‖ｈ（ｋ）‖＝｜Ｈ_１，Ｌ（ｋ）｜^２＋｜Ｈ_２，Ｌ（ｋ）｜^２＋｜Ｈ_１，Ｕ（ｋ）｜^２＋｜Ｈ_２，Ｕ（ｋ）｜^２である。‖ｈ（ｋ）‖は、ビンｋのチャネル応答ベクトルｈ（ｋ）のノルムである。式（１１）に示されているように、雑音が空間的にもスペクトル的にも相関しない場合であっても、４つの等化器係数

は、空間的にもスペクトル的にも分離されたチャネル利得Ｈ_１，Ｌ（ｋ）、Ｈ_２，Ｌ（ｋ）、Ｈ_１，Ｕ（ｋ）、およびＨ_２，Ｕ（ｋ）によって一緒に決定される。

２つの受信アンテナの雑音成分が相関せず、その結果、式（８）でρ_Ｌ（ｋ）＝ρ_Ｕ（ｋ）＝０になる場合に使用できる第３の簡約化方式では、雑音共分散行列Ｒ（ｋ）が、次の形を有する。

式（１２）に示された雑音共分散行列について、異なる雑音分散を、異なる信号コピーについて入手することができる。等化器係数ｗ^Ｈ（ｋ）は、式（１２）に示されているように定義されるＲ（ｋ）に基づいて導出することができる。

他の簡約化も、他の条件について行うことができる。たとえば、２つの受信アンテナの間の雑音相関が、周波数不変量であり、その結果、ρ_Ｌ（ｋ）＝ρ_Ｌかつρ_Ｕ（ｋ）＝ρ_Ｕになる場合がある。さまざまな簡約化は、式（７）に示された計算における等化器係数の計算を減らすことができる。

チップレートアウトプット標本ｙ（ｎ’）のＳＮ比（ＳＮＲ）を、

と表すことができ、ここで、

は、Ｖ（ｋ）の分散であり、

は、基準化因子であり、
ＳＮＲ_ｃｈｉｐは、アウトプット標本ｙ（ｎ’）のチップＳＮＲである。

式（４）は、Ｘ（ｋ）のバイアスされたＭＭＳＥ推定値を与える。それぞれＸ（ｋ）およびｘ（ｎ’）のバイアスされていない推定値を得るために、基準化因子ＦをＹ（ｋ）またはｙ（ｎ’）のいずれかに適用することができる。データシンボルが、拡散符号（たとえば、ウォルッシュ符号またはＯＶＳＦ符号）を用いてＭ個のチップに渡って拡散される場合に、データシンボルのシンボルＳＮＲは、チップＳＮＲに拡散符号長Ｍを乗じることによって得ることができる。

上で２つの受信アンテナへのＳＩＭＯ伝送に関して説明した分数間隔ＦＤＥを、任意の個数の受信アンテナへのＳＩＭＯ伝送に拡張することができる。ＦＤＥを、複数（Ｔ個）の送信アンテナから複数（Ｒ個）の受信アンテナへのＭＩＭＯ伝送に拡張することもできる。説明をわかりやすくするために、次の説明は、２つの送信アンテナ、２つの受信アンテナ、および２倍オーバーサンプリングを用いる２×２ＭＩＭＯ伝送に関するものである。

送信機１１０ｙから受信機１５０へのＭＩＭＯ伝送について、受信機での周波数領域入力シンボルを、

と表すことができ、ここで、
ｒ（ｋ）は、入力シンボルの４×１ベクトルであり、
Ｘ_１（ｋ）およびＸ_２（ｋ）は、それぞれ送信アンテナ１および送信アンテナ２から送信されるシンボルであり、
ｈ_１（ｋ）は、送信アンテナ１のチャネル利得の４×１ベクトルであり、
ｈ_２（ｋ）は、送信アンテナ２のチャネル利得の４×１ベクトルであり、
ｎ（ｋ）は、雑音の４×１ベクトルである。

ベクトルｒ（ｋ）、ｈ_１（ｋ）、ｈ_２（ｋ）、およびｎ（ｋ）は、式（３）に示された形を有する。

等化器係数の２つのベクトル

および

を、それぞれ各周波数ビンｋの２つの送信されるシンボルＸ_１（ｋ）およびＸ_２（ｋ）を回復するために導出することができる。この等化器係数ベクトルは、ＭＭＳＥ、ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ、ＭＲＣ、またはある他の技法に基づいて導出することができる。

各送信アンテナのＭＭＳＥ等化器係数は、

と表すことができ、ここで、
ｔは、２つの送信アンテナのインデックスであり、

は、送信アンテナｔの等化器係数の１×４ベクトルであり、
Ｓ_ｔ（ｋ）＝Ｅ｛｜Ｘ_ｔ（ｋ）｜^２｝は、アンテナｔから送信されるｘ_ｔ（ｎ）の電力スペクトルであり、
Ψ_ｔ（ｋ）は、送信アンテナｔの４×４雑音および干渉共分散行列である。

２つの送信アンテナの雑音および干渉共分散行列を、

と表すことができる。式（１６）は、送信アンテナｔの雑音および干渉共分散行列Ψ_ｔ（ｋ）が、（１）両方の送信アンテナに適用可能な雑音共分散行列Ｒ（ｋ）、および（２）

である、他方の送信アンテナ

から送信されるデータの流れからの干渉を含むことを示す。流れの間の干渉は、チャネル応答ベクトル

と、他方の送信アンテナ

の電力スペクトル

とによって決定される。

上でＳＩＭＯ伝送に関して説明した簡約化は、一般に、ＭＩＭＯ伝送に適用可能ではない。これは、Ψ_ｔ（ｋ）が、他方の送信アンテナからの流れの間の干渉を含むからである。したがって、Ｒ（ｋ）が、空間的およびスペクトル的に相関しない雑音に起因して対角行列である場合であっても、流れの間の干渉は、通常は対角行列ではない。したがって、式（１５）の

を得るために、行列反転を実行することができる。

等化器係数ベクトル

および

を、それぞれ出力シンボルＹ_１（ｋ）およびＹ_２（ｋ）を得るためにインプットベクトルｒ（ｋ）に適用することができ、この出力シンボルＹ_１（ｋ）およびＹ_２（ｋ）は、それぞれ送信されたシンボルＸ_１（ｋ）およびＸ_２（ｋ）の推定値である。ＦＤＥからの周波数領域出力シンボルを

と表すことができ、ここで、
Ｙ_ｔ（ｋ）は、送信アンテナｔから送信されたＸ_ｔ（ｋ）の推定値であり、

は、Ｘ_ｔ（ｋ）の基準化因子であり、

は、Ｘ_ｔ（ｋ）のフィルタリングされた雑音および干渉である。

各送信アンテナのチップＳＮＲは、

と表すことができ、ここで、

は、Ｖ_ｔ（ｋ）の分散であり、

は、送信アンテナｔの基準化因子であり、
ＳＮＲ_{ｃｈｉｐ，ｔ}は、送信アンテナｔのチップＳＮＲである。

式（１７）は、Ｘ_ｔ（ｋ）のバイアスされたＭＭＳＥ推定値を与える。基準化因子Ｆ_ｔを、それぞれＸ_ｔ（ｋ）またはｘ_ｔ（ｎ’）のバイアスされていない推定値を得るために、Ｙ_ｔ（ｋ）またはｙ_ｔ（ｎ’）に適用することができる。データシンボルが、拡散符号を用いてＭ個のチップに渡って拡散される場合に、データシンボルのシンボルＳＮＲは、チップＳＮＲに拡散符号長Ｍを乗じることによって得ることができる。

空間周波数等化器構造を、ＳＩＭＯ伝送またはＭＩＭＯ伝送に使用することができる。空間周波数等化器は、上で説明したように、すべての受信アンテナについてビンｋおよびｋ＋Ｎ／２の冗長信号成分を組み合わせる。Ｒ＝２および２倍オーバーサンプリングの事例について、Ｒ（ｋ）またはΨ_ｔ（ｋ）の４×４行列反転を、それぞれ等化器係数ベクトルｗ^Ｈ（ｋ）または

ごとに実行することができる。

図４Ａを参照すると、ｈ_Ｌ（ｋ）＝［Ｈ_１，Ｌ（ｋ） Ｈ_２，Ｌ（ｋ）］^Ｔは、下側コピー内の通過帯域および遷移帯域について非ゼロである。同様に、ｈ_Ｕ（ｋ）＝［Ｈ_１，Ｕ（ｋ） Ｈ_２，Ｕ（ｋ）］^Ｔは、上側コピー内の通過帯域および遷移帯域について非ゼロである。ｈ_Ｌ（ｋ）またはｈ_Ｕ（ｋ）のいずれかは、通過帯域および遷移帯域の外側の周波数ビンについて、小さいか０である。したがって、いくつかの周波数ビンについて、ｋまたはｋ＋Ｋ／２のいずれかの信号成分が事実上０なので、組み合わせるべき冗長な信号成分は２つしかない（４つではなく）。

一態様で、複雑さを減らすために、空間周波数等化器および空間等化器の組合せが、Ｋ／２個の周波数ビンについて使用される。空間周波数等化器は、下側コピーのビンｋと上側コピーのビンｋ＋Ｋ／２との両方に無視できない信号成分がある周波数ビンｋのそれぞれについて使用することができる。空間等化器は、下側コピーのビンｋまたは上側コピーのビンｋ＋Ｋ／２だけに信号成分がある周波数ビンｋのそれぞれについて使用することができる。

図４Ｂに、１つの受信アンテナの２つの信号コピーのスペクトルプロットを示す。図４Ｂに示されているように、周波数ビン１≦ｋ≦Ｋ_Ａのそれぞれについて、上側コピーのビンｋ＋Ｋ／２の信号成分は、小さいか０であり、これらのビンのそれぞれについて空間等化器を使用することができる。周波数ビンＫ_Ａ＜ｋ≦Ｋ_Ｂのそれぞれについて、下側コピーのビンｋと上側コピーのビンｋ＋Ｋ／２との両方の信号成分は、無視できるものではなく、これらのビンのそれぞれについて空間周波数等化器を使用することができる。周波数ビンＫ_Ｂ＜ｋ≦Ｋ／２のそれぞれについて、下側コピーのビンｋの信号成分は、小さいか０であり、これらのビンのそれぞれについて空間等化器を使用することができる。上で説明した簡約化が適用可能ではない場合には、４×４行列反転を空間周波数等化器ごとに実行することができる。簡約化が適用可能ではない場合には、２×２行列反転を空間等化器ごとに実行することができる。空間周波数等化器と空間等化器との両方の使用は、一般に、性能を劣化させずに複雑さを減らす。

Ｔ個の送信アンテナおよびＲ個の受信アンテナを伴う一般的な事例について、各送信アンテナｔのチャネル応答ベクトルは、次のように定義することができる。

ｈ_ｔ，Ｌ（ｋ）＝［Ｈ_{ｔ，１，Ｌ}（ｋ） Ｈ_{ｔ，２，Ｌ}（ｋ） ．．． Ｈ_{ｔ，Ｒ，Ｌ}（ｋ）］^Ｔは、Ｒ×１ベクトルであり、
ｈ_ｔ，Ｕ（ｋ）＝［Ｈ_{ｔ，１，Ｕ}（ｋ） Ｈ_{ｔ，２，Ｕ}（ｋ） ．．． Ｈ_{ｔ，Ｒ，Ｕ}（ｋ）］^Ｔは、Ｒ×１ベクトルであり、

は、２Ｒ×１ベクトルである。

Ｒ個の受信アンテナの雑音ベクトルは、次のように定義することができる。

ｎ_Ｌ（ｋ）＝［Ｎ_１，Ｌ（ｋ） Ｎ_２，Ｌ（ｋ） ．．． Ｎ_Ｒ，Ｌ（ｋ）］^Ｔは、Ｒ×１ベクトルであり、
ｎ_Ｕ（ｋ）＝［Ｎ_１，Ｕ（ｋ） Ｎ_２，Ｕ（ｋ） ．．． Ｎ_Ｒ，Ｕ（ｋ）］^Ｔは、Ｒ×１ベクトルであり、

は、２Ｒ×１ベクトルである。

雑音共分散行列は、次のように定義することができる。

は、Ｒ×Ｒ行列であり、

は、Ｒ×Ｒ行列であり、
Ｒ（ｋ）＝Ｅ｛ｎ（ｋ）・ｎ^Ｈ（ｋ）｝は、２Ｒ×２Ｒ行列である。

雑音および干渉共分散行列は、次のように定義することができる。

は、Ｒ×Ｒ行列であり、

は、Ｒ×Ｒ行列であり、

は、２Ｒ×２Ｒ行列である。

周波数ビン１からＫ_Ａのそれぞれの空間等化器は、

と表すことができる。

周波数ビンＫ_Ａ＋１からＫ_Ｂのそれぞれの空間周波数等化器は、

と表すことができる。

周波数ビンＫ_Ｂ＋１からＫ／２のそれぞれの空間等化器は、

と表すことができる。

式（２０）の空間周波数等化器係数

は、２Ｒ×２Ｒ行列反転を用いて得ることができる。式（１９）または（２１）の空間等化器係数

は、Ｒ×Ｒ行列反転を用いて得ることができる。Ｒ＝２について、空間等化器係数は、２×２行列反転ではなく、閉じた形の解に基づいて導出することができる。

複雑さをさらに減らすために、共通の雑音および干渉共分散行列を、行列反転の補助定理を適用することによってＴ個すべての送信アンテナについて使用することができる。すると、式（１９）、（２０）、および（２１）の等化器係数を、

と表すことができ、ここで、

である。

一実施形態で、周波数ビンＫ_ＡおよびＫ_Ｂは、

と定義することができ、ここで、
αは、送信機のパルス成形フィルタのロールオフ因子であり、
εは、等化器選択しきい値である。

ロールオフ因子は、システムによって指定することができ、たとえば、Ｗ−ＣＤＭＡの場合にはα＝０．２２である。しきい値εは、空間周波数等化器と空間等化器のどちらを使用すべきかを決定し、０≦ε≦αと定義することができる。ε＝０の場合には、α・Ｋ／２個の周波数ビンについて空間周波数等化器が使用され、残りの（１−α）・Ｋ／２個の周波数ビンについて空間等化器が使用され、複雑さのかなりの低下を、性能の劣化なしで達成することができる。しきい値εが増加するにつれて、より多くの周波数ビンに空間等化器が使用され、複雑さがさらに減るが、性能が劣化し始める場合がある。しきい値εは、複雑さと性能との間のトレードオフに基づいて選択することができる。

図５に、空間周波数等化を実行する過程５００を示す。周波数領域入力シンボルを、複数（Ｒ個）の受信アンテナおよび複数（Ｃ）倍オーバーサンプリングまたは各受信アンテナからのＣ個の信号コピーから複数（Ｍ個）の信号コピーについて入手し、ここで、Ｍ＝Ｒ・Ｃである（ブロック５１２）。Ｍ個の信号コピーの入力シンボルは、（１）受信アンテナごとにチップレートのＣ倍で時間領域インプット標本を受け取ることと、（２）受信アンテナのＣ個の信号コピーの入力シンボルを得るために、各受信アンテナのインプット標本を周波数領域に変換することとによって、得ることができる。

たとえば、チャネル推定値および雑音推定値に基づき、ＭＭＳＥ判断基準に従って、Ｍ個の信号コピーの等化器係数を導出する（ブロック５１４）。Ｍ個の信号コピーの入力シンボルを、その等化器係数を用いてフィルタリングする（ブロック５１６）。Ｍ個の信号コピーのフィルタリングされたシンボルを、出力シンボルを得るために組み合わせる（ブロック５１８）。Ｍ個の信号コピーの周波数ビンｋ内のＭ個の信号成分を組み合わせることができ、ここで、ｋは、各信号コピー内のＫ／Ｃ個の周波数ビンのインデックスである。

あるデータの流れが、ＳＩＭＯ伝送について回復されつつある場合に、１組の等化器係数

を、信号コピーごとに導出することができる。たとえば、Ｃ＝２かつＲ＝２の場合に、４組の等化器係数

、および

を、４つの信号コピーについて導出することができる。上で説明した実施形態について、各組は、１つの信号コピー内のＫ／２個の周波数ビンに関するＫ／２個の等化器係数を含む。Ｍ個の等化器係数のベクトルｗ^Ｈ（ｋ）を、周波数ビンｋごとに、周波数ビンｋのＭ個の等化器係数を用いて形成することができる。等化器係数は、（１）各受信アンテナからのＣ個の信号コピーのスペクトル的に相関しない雑音、（２）Ｒ個の受信アンテナのスペクトル的に相関しない雑音、または（３）Ｍ個の信号コピーの空間的およびスペクトル的に相関しない雑音の仮定に基づいて導出することができる。等化器係数の計算は、上で説明したように、雑音の仮定のいずれかを用いて簡約化することができる。

複数（Ｔ個）のデータの流れが、ＭＩＭＯ伝送について回復されつつある場合に、Ｍ組の等化器係数を、データの流れごとにＭ個の信号コピーについて導出することができる。周波数ビンｋごとに、雑音および干渉共分散行列Ψ_ｔ（ｋ）を、データの流れごとに判定することができ、これを使用して、そのデータの流れの等化器係数

を導出することができる。代替案では、周波数ビンｋごとに、共通の雑音および干渉共分散行列Ψ（ｋ）を判定することができ、Ｔ個すべてのデータの流れの等化器係数を、この共通の雑音および干渉共分散行列に基づいて導出することができる。Ｍ個の信号コピーの入力シンボルを、データの流れのＭ個の信号コピーのフィルタリングされたシンボルを得るために、データの流れごとにＭ組の等化器係数を用いてフィルタリングすることができる。データの流れごとのＭ個の信号コピーのフィルタリングされたシンボルを、データの流れの出力シンボルを得るために組み合わせることができる。

実際には、Ｃが２より大きい場合であっても、ほとんどの場合にＭ個の信号成分のうちの２Ｒ個だけが無視できない信号エネルギを有するので、通常、受信機がＭ＝Ｃ・Ｒ個の信号成分のすべてを組み合わせる必要はない。他の冗長な成分のすべてが、通常、送信機フィルタおよび受信機フロントエンドフィルタの阻止帯によって抑制される。したがって、空間周波数等化器または共分散行列の実用的次元は、Ｃ＞２の場合であっても２Ｒのままになる。

図６に、空間周波数等化器および空間等化器の組合せを用いて等化を実行する過程６００を示す。空間周波数等化を、周波数ビンの第１組、たとえば図４Ｂの周波数ビンＫ_Ａ＋１からＫ_Ｂについて実行する（ブロック６１２）。空間周波数等化は、空間次元および周波数次元に渡って信号成分を組み合わせる。空間等化を、周波数ビンの第２組、たとえば図４Ｂの周波数ビン１からＫ_Ａおよび周波数ビンＫ_Ｂ＋１からＫ／２について実行する（ブロック６１４）。空間等化は、空間次元に渡って信号成分を組み合わせる。周波数ビンの第１組および第２組を、送信パルス成形フィルタの周波数レスポンス、複雑さと性能との間のトレードオフなどに基づいて選択することができる（ブロック６１６）。

図７に、図１のシステム１００における送信機１１０ｙおよび受信機１５０のブロック図を示す。ダウンリンク／順方向リンク伝送に関して、送信機１１０ｙは、基地局の一部であり、受信機１５０は、無線デバイスの一部である。アップリンク／逆方向リンク伝送に関して、送信機１１０ｙは、無線デバイスの一部であり、受信機１５０は、基地局の一部である。基地局は、通常、無線デバイスと通信する固定局であり、Ｎｏｄｅ Ｂ、アクセスポイントなどとも呼ばれる場合がある。無線デバイスは、固定式または移動式とすることができ、ユーザ機器（ＵＥ）、移動局、ユーザ端末、加入者ユニットなどとも呼ばれる場合がある。無線デバイスは、セル電話機、携帯情報端末（ＰＤＡ）、無線モデムカード、または他のデバイスもしくは装置とすることができる。

送信機１１０ｙでは、送信（ＴＸ）データプロセッサ７２０が、トラヒックデータを処理し（たとえば、符号化し、インタリーブし、シンボルマッピングし）、データシンボルをＴ個の変調器７３０ａから７３０ｔに供給する。本明細書で使用される時に、データシンボルは、データの変調シンボルであり、パイロットシンボルは、パイロットの変調シンボルであり、変調シンボルは、信号コンステレーション（たとえば、Ｍ−ＰＳＫまたはＭ−ＱＡＭの）内の１点の複素値であり、パイロットは、送信機と受信機との両方によって先験的に既知のデータである。各変調器７３０は、そのデータシンボルおよびパイロットシンボルをシステムによって指定される形で処理し、送信チップｘ_ｔ（ｎ）を関連する送信機ユニット（ＴＭＴＲ）７３６に供給する。各送信機ユニット７３６は、その送信チップを処理し（たとえば、アナログに変換し、増幅し、フィルタリングし、周波数変換し）、変調された信号を生成する。Ｔ個の送信機ユニット７３６ａから７３６ｔからのＴ個の変調された信号が、それぞれ、Ｔ個のアンテナ１１２ａから１１２ｔから送信される。

受信機１５０では、Ｒ個のアンテナ１５２ａから１５２ｒが、さまざまな信号経路を介して、送信された信号を受信し、Ｒ個の受信信号をそれぞれＲ個の受信機ユニット（ＲＣＶＲ）７５４ａから７５４ｒに供給する。各受信機ユニット７５４は、その受信信号を条件付け（たとえば、フィルタリングし、増幅し、周波数ダウンコンバートし）、条件付けされた信号をチップレートの倍数（たとえば２倍）でディジタル化し、時間領域インプット標本を関連するＦＦＴ／ＤＦＴユニット７５６に供給する。各ユニット７５６は、インプット標本を周波数領域に変換し、周波数領域入力シンボルＲ_ｒ（ｋ）を供給する。

チャネルおよび雑音推定器７５８は、ＦＦＴ／ＤＦＴユニット７５６からの周波数領域入力シンボル（図７に図示）および／または受信機ユニット７５４からの時間領域インプット標本（図７には図示せず）に基づいてチャネル応答ベクトルおよび雑音を推定することができる。チャネルおよび雑音推定は、当技術分野で既知のさまざまな形で実行することができる。周波数領域等化器（ＦＤＥ）７６０は、チャネル応答ベクトルおよび雑音推定値に基づいて等化器係数を導出し、その等化器係数を用いて入力シンボルをフィルタリングし、フィルタリングされたシンボルを空間および周波数または空間だけに渡って組み合わせ、出力シンボルをＴ個の復調器（Ｄｅｍｏｄ）７７０ａから７７０ｔに供給する。各復調器７７０は、送信機１１０が、たとえばＣＤＭＡ、ＴＤＭＡ、およびＳＣ−ＦＤＭＡに関して、変調シンボルを時間領域で送信する場合に、ＦＤＥ ７６０からの出力シンボルに対してＩＦＦＴ／ＩＤＦＴを実行することができる。次に、各復調器７７０は、その（周波数領域または時間領域の）出力シンボルを変調器７３０による処理と相補的な形で処理し、データシンボル推定値を供給する。受信（ＲＸ）データプロセッサ７８０は、データシンボル推定値を処理し（たとえば、シンボルディマッピングし、ディインタリーブし、復号し）、復号されたデータを供給する。一般に、復調器７７０およびＲＸデータプロセッサ７８０による処理は、それぞれ送信機１１０ｙの変調器７３０およびＴＸデータプロセッサ７２０による処理に対して相補的である。

コントローラ／プロセッサ７４０および７９０は、それぞれ送信機１１０ｙおよび受信機１５０のさまざまな処理ユニットの動作を指示する。メモリ７４２および７９２は、それぞれ送信機１１０ｙおよび受信機１５０のデータおよびプログラムコードを記憶する。

本明細書で説明した等化技法は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システム、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）システム、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）システム、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）システム、Ｓｉｎｇｌｅ−Ｃａｒｒｉｅｒ ＦＤＭＡ（ＳＣ−ＦＤＭＡ）システムなど、さまざまな通信システムに使用することができる。ＣＤＭＡシステムは、Ｗｉｄｅｂａｎｄ−ＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ）、ｃｄｍａ２０００などの１つまたは複数のラジオテクノロジを実施することができる。ｃｄｍａ２０００は、ＩＳ−２０００標準規格、ＩＳ−８５６標準規格、およびＩＳ−９５標準規格を含む。ＴＤＭＡシステムは、Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＧＳＭ）などのラジオテクノロジを実施することができる。これらのさまざまなラジオテクノロジおよび標準規格は、当技術分野で既知である。Ｗ−ＣＤＭＡおよびＧＳＭは、「３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ」（３ＧＰＰ）という名称のコンソーシアムからの文書に記載されている。ｃｄｍａ２０００は、「３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ ２」（３ＧＰＰ２）という名称のコンソーシアムからの文書に記載されている。３ＧＰＰ文書および３ＧＰＰ２文書は、公に入手可能である。ＯＦＤＭＡシステムは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を使用して直交周波数サブバンド上で周波数領域で変調シンボルを送信する。ＳＣ−ＦＤＭＡシステムは、直交周波数サブバンド上で時間領域で変調シンボルを送信する。

送信機１１０ｙの変調器７３０および受信機１５０の復調器７７０は、システムによって指定される処理を実行する。たとえば、変調器７２０は、ＣＤＭＡ、ＯＦＤＭ、ＳＣ−ＦＤＭＡなどまたはその組合せに関する処理を実行することができる。

当業者は、情報および信号を、さまざまな異なるテクノロジおよび技法のいずれかを使用して表すことができることを理解するであろう。たとえば、上の説明全体を通じて言及される可能性があるデータ、命令、コマンド、情報、信号、ビット、シンボル、およびチップを、電圧、電流、電磁波、磁場もしくは磁性粒子、光の場もしくは光粒子、またはこれらの任意の組合せによって表すことができる。

当業者は、さらに、本明細書で開示される実施形態に関して説明されたさまざまな例示的な論理ブロック、モジュール、回路、およびアルゴリズムステップを、電子ハードウェア、コンピュータソフトウェア、またはこの両方の組合せとして実施できることを了解するであろう。このハードウェアとソフトウェアの交換可能性を明瞭に示すために、さまざまな例示的な構成要素、ブロック、モジュール、回路、およびステップを、上でその機能性に関して全般的に説明した。そのような機能性がハードウェアまたはソフトウェアのどちらとして実施されるかは、全体的なシステムに課せられる特定の応用例および設計制約に依存する。当業者は、各特定の応用例についてさまざまな形で所望の機能性を実施することができるが、そのような実施判断が、本発明の範囲からの逸脱を引き起こすと解釈してはならない。

本明細書で開示される実施形態に関して説明されたさまざまな例示的な論理ブロック、モジュール、および回路は、本明細書で説明した機能を実行するように設計された、汎用プロセッサ、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）もしくは他のプログラマブル論理デバイス、ディスクリートゲートもしくはトランジスタロジック、ディスクリートハードウェア構成要素、またはその任意の組合せを用いて実施し、または実行することができる。汎用プロセッサは、マイクロプロセッサとすることができるが、代替案では、プロセッサを、任意の従来のプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、または状態機械とすることができる。プロセッサは、コンピューティングデバイスの組合せ、たとえば、ＤＳＰとマイクロプロセッサの組合せ、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアに関連する１つまたは複数のマイクロプロセッサ、または任意の他のそのような構成として実施することもできる。

本明細書で開示される実施形態に関して説明した方法またはアルゴリズムのステップは、ハードウェアで直接に、プロセッサによって実行されるソフトウェアモジュールで、またはこの２つの組合せで実施することができる。ソフトウェアモジュールは、ＲＡＭメモリ、フラッシュメモリ、ＲＯＭメモリ、ＥＰＲＯＭメモリ、ＥＥＰＲＯＭメモリ、レジスタ、ハードディスク、取外し可能ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、または当技術分野で既知の任意の他の形の記憶媒体に常駐することができる。例示的な記憶媒体は、プロセッサが記憶媒体から情報を読み取り、記憶媒体に情報を書き込むことができるように、プロセッサに結合される。代替案では、記憶媒体を、プロセッサに一体化することができる。プロセッサおよび記憶媒体が、１つのＡＳＩＣ内に存在することができる。このＡＳＩＣが、ユーザ端末内に存在することができる。代替案では、プロセッサおよび記憶媒体が、ユーザ端末内にディスクリート構成要素として存在することができる。

開示される実施形態の前の説明は、当業者が本発明を作るか使用することを可能にするために提供されたものである。これらの実施形態に対するさまざまな変更は、当業者にたやすく明白になり、本明細書で定義される包括的な原理は、本発明の趣旨および範囲から逸脱せずに他の実施形態に適用することができる。したがって、本発明は、本明細書に示された実施形態に限定されることが意図されているのではなく、本明細書で開示された原理および新規の特徴と一貫する最も広い範囲に従わなければならない。

通信システム内の２つの送信機および１つの受信機を示す図である。 単一アンテナ送信機から受信機への伝送を示す図である。 受信ダイバーシティに関して周波数領域等化器の信号フローを示す図である。 ２倍オーバーサンプリングを用いる２つの受信アンテナのスペクトルプロットを示す図である。 １つの受信アンテナの２つの信号コピーのスペクトルプロットを示す図である。 空間周波数等化を実行する過程を示す図である。 空間周波数等化器および空間等化器の組合せを用いて等化を実行する過程を示す図である。 複数アンテナ送信機および受信機を示すブロック図である。

Claims (40)

1. 複数の受信アンテナおよびオーバーサンプリングを介して入手された複数の信号コピーの等化器係数を導出し、前記等化器係数を用いて前記複数の信号コピーの入力シンボルをフィルタリングするように構成された少なくとも１つのプロセッサと、
   前記少なくとも１つのプロセッサに結合されたメモリと
   を含む装置。
2. 前記少なくとも１つのプロセッサは、最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ）判断基準に基づいて前記等化器係数を導出する、請求項１に記載の装置。
3. 前記少なくとも１つのプロセッサは、前記等化器係数を用いて周波数領域で前記入力シンボルをフィルタリングする、請求項１に記載の装置。
4. 前記少なくとも１つのプロセッサは、空間次元および周波数次元に渡って前記複数の信号コピーのフィルタリングされたシンボルを組み合わせる、請求項１に記載の装置。
5. 複数の受信アンテナおよびオーバーサンプリングを介して入手された複数の信号コピーの等化器係数を導出することと、
   前記等化器係数を用いて前記複数の信号コピーの入力シンボルをフィルタリングすることと
   を含む方法。
6. 前記入力シンボルの前記フィルタリングは、前記等化器係数を用いて周波数領域で前記入力シンボルをフィルタリングすることを含む、請求項５に記載の方法。
7. 前記入力シンボルの前記フィルタリングは、空間次元および周波数次元に渡って前記複数の信号コピーのフィルタリングされたシンボルを組み合わせることを含む、請求項５に記載の方法。
8. 複数の受信アンテナおよびオーバーサンプリングを介して入手された複数の信号コピーの等化器係数を導出するための手段と、
   前記等化器係数を用いて前記複数の信号コピーの入力シンボルをフィルタリングするための手段と
   を含む装置。
9. 前記入力シンボルをフィルタリングするための前記手段は、前記等化器係数を用いて周波数領域で前記入力シンボルをフィルタリングするための手段を含む、請求項８に記載の装置。
10. 前記入力シンボルをフィルタリングするための前記手段は、空間次元および周波数次元に渡って前記複数の信号コピーのフィルタリングされたシンボルを組み合わせるための手段を含む、請求項８に記載の装置。
11. 複数（Ｒ個）の受信アンテナおよび複数（Ｃ）倍オーバーサンプリングから複数（Ｍ個）の信号コピーの入力シンボルを入手し、ここで、ＭはＲ×Ｃと等しく、前記Ｍ個の信号コピーの等化器係数を導出し、前記等化器係数を用いて前記Ｍ個の信号コピーの前記入力シンボルをフィルタリングし、前記Ｍ個の信号コピーのフィルタリングされたシンボルを組み合わせるように構成された少なくとも１つのプロセッサと、
    前記少なくとも１つのプロセッサに結合されたメモリと
    を含む装置。
12. 前記少なくとも１つのプロセッサは、前記受信アンテナからのＣ個の信号コピーの入力シンボルを入手するために、各受信アンテナのチップレートのＣ倍でインプット標本を受け取り、各受信アンテナの前記インプット標本を周波数領域に変換する、請求項１１に記載の装置。
13. 前記少なくとも１つのプロセッサは、少なくとも１つのデータの流れのそれぞれについて、前記Ｍ個の信号コピーのＭ組の等化器係数を導出する、請求項１１に記載の装置。
14. Ｒは、２と等しく、Ｃは、２と等しく、前記少なくとも１つのプロセッサは、４つの信号コピーの４組の等化器係数を導出し、等化器係数の各組は、１つの受信アンテナからの１つの信号コピーに関する、請求項１１に記載の装置。
15. 前記少なくとも１つのプロセッサは、前記Ｍ個の信号コピーの周波数ビンｋ上で信号成分を組み合わせ、ｋは、周波数ビンのインデックスである、請求項１１に記載の装置。
16. 前記少なくとも１つのプロセッサは、最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ）判断基準に基づいて前記等化器係数を導出する、請求項１１に記載の装置。
17. 前記少なくとも１つのプロセッサは、各受信アンテナからのＣ個の信号コピーに関する相関しない雑音という前提に基づいて前記等化器係数を導出する、請求項１１に記載の装置。
18. 前記少なくとも１つのプロセッサは、前記Ｒ個の受信アンテナに関する相関しない雑音という前提に基づいて前記等化器係数を導出する、請求項１１に記載の装置。
19. 前記少なくとも１つのプロセッサは、前記Ｍ個の信号コピーの空間的およびスペクトル的に相関しない雑音という前提に基づいて前記等化器係数を導出する、請求項１１に記載の装置。
20. 回復される複数（Ｔ個）のデータの流れのそれぞれについて、前記少なくとも１つのプロセッサは、前記データの流れの前記Ｍ個の信号コピーの等化器係数を導出し、前記Ｍ個の信号コピーのフィルタリングされたシンボルを入手するために前記等化器係数を用いて前記Ｍ個の信号コピーの前記入力シンボルをフィルタリングし、前記データの流れの出力シンボルを入手するために前記Ｍ個の信号コピーの前記フィルタリングされたシンボルを組み合わせる、請求項１１に記載の装置。
21. 前記Ｔ個のデータの流れのそれぞれについて、前記少なくとも１つのプロセッサは、雑音および干渉共分散行列を導出し、前記雑音および干渉共分散行列に基づいて前記データの流れの前記等化器係数を導出する、請求項２０に記載の装置。
22. 複数の周波数ビンのそれぞれについて、前記少なくとも１つのプロセッサは、共通の雑音および干渉共分散行列を導出し、前記共通の雑音および干渉共分散行列に基づいて前記Ｔ個のデータの流れのそれぞれの前記等化器係数を導出する、請求項２０に記載の装置。
23. 複数（Ｒ個）の受信アンテナおよび複数（Ｃ）倍オーバーサンプリングから複数（Ｍ個）の信号コピーの入力シンボルを入手することと、ここで、ＭはＲ×Ｃと等しく、
    前記Ｍ個の信号コピーの等化器係数を導出することと、
    前記等化器係数を用いて前記Ｍ個の信号コピーの前記入力シンボルをフィルタリングすることと、
    前記Ｍ個の信号コピーのフィルタリングされたシンボルを組み合わせることと
    を含む方法。
24. 前記フィルタリングされたシンボルの前記組み合わせることは、前記Ｍ個の信号コピーの周波数ビンｋ上で信号成分を組み合わせることを含み、ｋは、周波数ビンのインデックスである、請求項２３に記載の方法。
25. 前記等化器係数の前記導出することは、各受信アンテナからのＣ個の信号コピーに関する相関しない雑音という前提に基づいて前記等化器係数を導出することを含む、請求項２３に記載の方法。
26. 前記等化器係数の前記導出することは、前記Ｍ個の信号コピーの空間的およびスペクトル的に相関しない雑音という前提に基づいて前記等化器係数を導出することを含む、請求項２３に記載の方法。
27. 前記等化器係数の前記導出することは、少なくとも１つのデータの流れのそれぞれについて、前記Ｍ個の信号コピーの前記等化器係数を導出することを含み、前記入力シンボルの前記フィルタリングは、前記データの流れの前記Ｍ個の信号コピーのフィルタリングされたシンボルを入手するためにデータの流れのそれぞれについて前記等化器係数を用いて前記Ｍ個の信号コピーの前記入力シンボルをフィルタリングすることを含み、前記フィルタリングされたシンボルの前記組み合わせることは、前記データの流れの出力シンボルを入手するためにデータの流れのそれぞれについて前記Ｍ個の信号コピーの前記フィルタリングされたシンボルを組み合わせることを含む、請求項２３に記載の方法。
28. 複数（Ｒ個）の受信アンテナおよび複数（Ｃ）倍オーバーサンプリングから複数（Ｍ個）の信号コピーの入力シンボルを入手するための手段と、ここで、ＭはＲ×Ｃと等しく、
    前記Ｍ個の信号コピーの等化器係数を導出するための手段と、
    前記等化器係数を用いて前記Ｍ個の信号コピーの前記入力シンボルをフィルタリングするための手段と、
    前記Ｍ個の信号コピーのフィルタリングされたシンボルを組み合わせるための手段と
    を含む装置。
29. 前記フィルタリングされたシンボルを組み合わせるための前記手段は、前記Ｍ個の信号コピーの周波数ビンｋ上で信号成分を組み合わせるための手段を含み、ｋは、周波数ビンのインデックスである、請求項２８に記載の装置。
30. 前記等化器係数を導出するための前記手段は、各受信アンテナからのＣ個の信号コピーに関する相関しない雑音という前提に基づいて前記等化器係数を導出するための手段を含む、請求項２８に記載の装置。
31. 前記等化器係数を導出するための前記手段は、前記Ｍ個の信号コピーに関する空間的およびスペクトル的に相関しない雑音という前提に基づいて前記等化器係数を導出するための手段を含む、請求項２８に記載の装置。
32. 前記等化器係数を導出するための前記手段は、少なくとも１つのデータの流れのそれぞれの前記Ｍ個の信号コピーの前記等化器係数を導出するための手段を含み、前記入力シンボルをフィルタリングするための前記手段は、前記データの流れの前記Ｍ個の信号コピーのフィルタリングされたシンボルを入手するためにデータの流れのそれぞれについて前記等化器係数を用いて前記Ｍ個の信号コピーの前記入力シンボルをフィルタリングするための手段を含み、前記フィルタリングされたシンボルを組み合わせるための前記手段は、前記データの流れの出力シンボルを入手するためにデータの流れのそれぞれについて前記Ｍ個の信号コピーの前記フィルタリングされたシンボルを組み合わせるための手段を含む、請求項２８に記載の装置。
33. 少なくとも１つの空間周波数等化器を実現し、各空間周波数等化器は、空間次元および周波数次元に渡って信号成分を組み合わせ、少なくとも１つの空間等化器を実現し、各空間等化器は、空間次元に渡って信号成分を組み合わせる、少なくとも１つのプロセッサと、
    前記少なくとも１つのプロセッサに結合されたメモリと
    を含む装置。
34. 前記少なくとも１つのプロセッサは、周波数ビンの第１組に関する空間周波数等化器の組を実施し、周波数ビンの第２組に関する空間等化器の組を実施する、請求項３３に記載の装置。
35. 周波数ビンの前記第１および第２の組は、送信パルス成形フィルタの周波数レスポンスに基づいて決定される、請求項３３に記載の装置。
36. 前記少なくとも１つのプロセッサは、最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ）判断基準に基づいて、前記少なくとも１つの空間周波数等化器および前記少なくとも１つの空間等化器の係数を導出する、請求項３３に記載の装置。
37. 少なくとも１つの周波数ビンの第１組に関して空間次元および周波数次元に渡って信号成分を組み合わせることと、
    少なくとも１つの周波数ビンの第２組に関して空間次元に渡って信号成分を組み合わせることと
    を含む方法。
38. 前記空間次元および周波数次元にまたがる前記信号成分の前記組み合わせることは、
    最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ）判断基準に基づいて、等化器係数を導出することと、
    前記等化器係数を用いて複数の信号コピーの入力シンボルをフィルタリングすることと
    を含む、請求項３７に記載の方法。
39. 少なくとも１つの周波数ビンの第１組に関して空間次元および周波数次元に渡って信号成分を組み合わせるための手段と、
    少なくとも１つの周波数ビンの第２組に関して空間次元に渡って信号成分を組み合わせるための手段と
    を含む装置。
40. 前記空間次元および周波数次元に渡って前記信号成分を組み合わせるための前記手段は、
    最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ）判断基準に基づいて等化器係数を導出するための手段と、
    前記等化器係数を用いて複数の信号コピーの入力シンボルをフィルタリングするための手段と
    を含む、請求項３９に記載の装置。

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