CN101204053A - 对过取样接收信号的空频均衡 - Google Patents

Abstract

本发明描述用于在频域中执行空频均衡和空间均衡的技术。空频均衡在空间和频率维度两者上对信号分量进行组合，而空间均衡在空间上对信号分量进行组合。接收器针对来自多(R)个接收天线和多(C)倍过取样的多(M)个信号副本获得输入符号，其中M等于R乘以C。对于空频均衡来说，所述接收器(例如)基于MMSE标准针对所述M个信号副本导出均衡器系数，用所述均衡器系数对所述M个信号副本的所述输入符号进行滤波，且将所述M个信号副本的所述经滤波的符号进行组合，以获得输出符号。空频均衡可用于某些频段，且空间均衡可用于其它频段，以减小复杂性。

Description

对过取样接收信号的空频均衡

在35U.S.C.§119下主张优先权

本专利申请案主张2005年4月28日申请的题为“METHOD AND APPARATUS FORFREQUENCY DOMAIN EQUALIZATION IN WIRELESS COMMUNICATIONS”的第60/676,586号临时申请案的优先权，所述临时申请案转让给本文的受让人，并特意以引用的方式并入本文中。

技术领域

本发明大体上涉及通信，且更具体地说，涉及用于在通信系统中的接收器处执行均衡的技术。

背景技术

在通信系统中，发射器通常处理(例如编码、交错、符号映射、扩频和扰频)业务数据以产生码片序列。接着，发射器处理所述码片序列以产生射频(RF)信号，并经由通信信道来发射所述RF信号。所述通信信道以信道响应使所发射的RF信号失真，并进一步以噪声和来自其它发射器的干扰使信号降级。

接收器接收所发射的RF信号，并处理所接收到的RF信号以获得样本。接收器可对样本执行均衡以获得对由发射器发送的码片的估计。接着，接收器处理(例如解扰频、解扩频、解调、解交错和解码)所述码片估计，以获得经解码的数据。由接收器执行的均衡通常对码片估计的质量以及整体性能具有较大影响。

因此，此项技术中需要以实现良好性能的方式执行均衡的技术。

发明内容

本文描述用于在频域中执行空频均衡和空间均衡的技术。空频均衡对空间和频率维度两者上的信号分量进行组合，而空间均衡对空间上的信号分量进行组合。

根据本发明的实施例，描述一种设备，其包含至少一个处理器和一个存储器。所述处理器针对来自多个接收天线和过取样的多个信号副本(或频谱副本)导出均衡器系数。接着，所述处理器用所述均衡器系数来对所述多个信号副本的输入符号进行滤波，以获得输出符号。

根据另一实施例，提供一种方法，其中针对来自多个接收天线和过取样的多个信号副本导出均衡器系数。用所述均衡器系数对多个信号副本的输入符号进行滤波。

根据又一实施例，描述一种设备，其包含用于针对来自多个接收天线和过取样的多个信号副本导出均衡器系数的装置。所述设备进一步包含用于用所述均衡器系数对所述多个信号副本的输入符号进行滤波的装置。

根据又一实施例，描述一种设备，其包含至少一个处理器和一个存储器。所述处理器针对来自多(R)个接收天线和多(C)倍过取样的多(M)个信号副本获得输入符号，其中M等于R乘以C。处理器针对M个信号副本导出均衡器系数，用所述均衡器系数对M个信号副本的输入符号进行滤波，且将M个信号副本的经滤波的符号进行组合以获得输出符号。

根据又一实施例，提供一种方法，其中针对来自R个接收天线和C倍过取样的M个信号副本获得输入符号。针对M个信号副本导出均衡器系数。用所述均衡器系数对所述M个信号副本的输入符号进行滤波。将所述M个信号副本的经滤波的符号进行组合以获得输出符号。

根据又一实施例，描述一种设备，其包含用于针对来自R个接收天线和C倍过取样的M个信号副本获得输入符号的装置，用于针对所述M个信号副本导出均衡器系数的装置，用于用所述均衡器系数对所述M个信号副本的输入符号进行滤波的装置，以及用于将所述M个信号副本的经滤波的符号进行组合的装置。

根据又一实施例，描述一种设备，其包含至少一个处理器和一个存储器。所述处理器实施至少一个空频均衡器和至少一个空间均衡器。每个空频均衡器对空间和频率维度上的信号分量进行组合。每个空间均衡器对空间维度上的信号分量进行组合。

根据又一实施例，提供一种方法，其中对第一组至少一个频段的空间和频率维度上的信号分量进行组合。对第二组至少一个频段的空间维度上的信号分量进行组合。

根据又一实施例，描述一种设备，其包含用于对第一组至少一个频段的空间和频率维度上的信号分量进行组合的装置，以及用于对第二组至少一个频段的空间维度上的信号分量进行组合的装置。

下文进一步详细描述本发明的各个方面和实施例。

附图说明

图1展示一通信系统中的两个发射器和一个接收器。

图2展示从单天线发射器到接收器的传输。

图3展示接收分集的频域均衡器的信号流程。

图4A展示具有2x过取样的两个接收天线的频谱曲线。

图4B展示一个接收天线的两个信号副本的频谱曲线。

图5展示执行空频均衡的过程。

图6展示用空频均衡器与空间均衡器的组合执行均衡的过程。

图7展示多天线发射器和接收器的框图。

具体实施方式

本文使用词“示范性”来表示“用作实例、例子或说明”。本文描述为“示范性”的任一实施例不一定被解释为比其它实施例优选或有利。

为了清楚起见，针对下文描述内容的大部分，使用以下名称。时域标量由具有针对样本周期的指标n的小写字母表示，例如h(n)。频域标量由具有针对频段的指标k的大写字母表示，例如H(k)。向量由粗体小写字母表示，例如h，且矩阵由粗体大写字母表示，例如H。

图1展示具有两个发射器110x和110y以及一接收器150的通信系统100。发射器110x配备有单个天线112x，发射器110y配备有多(T)个天线112a到112t，且接收器150配备有多(R)个天线152a到152r。发射器110x处的单个天线和接收器150处的R个天线形成单输入多输出(SIMO)信道。发射器110y处的T个天线和接收器150处的R个天线形成多输入多输出(MIMO)信道。对于发射器110x和110y来说，单输入单输出(SISO)信道存在于每个发射/接收天线对之间。SISO信道可由时域信道脉冲响应h(n)或频域信道频率响应H(k)来表征。

可用K点快速傅立叶变换(FFT)或K点离散傅立叶变换(DFT)来将时域表示转换成频域表示，其可表达为：

$H\left(k\right)=\underset{n=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}h\left(n\right)\·e^{-j2\mathrm{\π}(k-1)(n-1)/K},$ 等式(1)

其中指数中的“-1”是由于指标n和k开始于1而不是0。

可用K点逆FFT(IFFT)或K点逆DFT(IDFT)将频域表示转换成时域表示，其可表达为：

$h\left(n\right)=\frac{1}{K}\·\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}H\left(k\right){\·e}^{j2\mathrm{\π}(k-1)(n-1)/K},$ 等式(2)

图2展示从单天线发射器110x到多天线接收器150的数据传输的信号流程200。接收器150利用接收分集，其为用多个接收天线对信号数据流进行的接收。为简单起见，图2展示接收器150处具有两个天线且对从每个接收天线接收到的信号进行两倍(2x)过取样的情况。图2展示使用分数间隔的频域均衡器(FDE)，其在频域中执行均衡。术语“分数间隔的”指代以比奈奎斯特取样定理所需的速率高的速率进行取样。

发射器110x处理业务数据并以码片速率产生发射码片x(n′)，其中n′是码片周期的指标。发射器可向每一块K/2个发射码片附加循环前缀。循环前缀是数据块的重复部分，且用于防止由频率选择性衰落导致的符号间干扰，频率选择性衰落是在系统带宽上不平坦的频率响应。在实际系统中，发射器将发射码片序列发送到接收器。对于信号流程200来说，上取样器210在每个发射码片后插入零，并以取样速率产生发射样本x(n)，所述取样速率是2x过取样的码片速率的两倍，其中n是样本周期的指标。

发射样本从单个发射天线且经由SIMO信道发送到两个接收天线。第一接收天线的SISO信道经由加法器224a由区块220a中的信道脉冲响应h₁(n)和附加噪声n₁(n)建模。第二接收天线的SISO信道经由加法器224b由区块220b中的信道脉冲响应h₂(n)和附加噪声n₂(n)建模。每个接收天线r(其中r＝1，2)的信道脉冲响应h_r(n)包含发射器处的任一脉冲成形滤波器、传播信道、接收器处的任一前端滤波器等等的效应。

接收器150以码片速率两倍的速率使从每个接收天线接收到的信号数字化，并以取样速率(图2中未图示)获得输入样本。接收器可去除由发射器附加在每个数据块中的循环前缀(如果有的话)。通过单元230a用K点FFT/DFT将来自第一接收天线的时域输入样本r₁(n)变换到频域，以获得频域输入符号R₁(k)，其中k＝1，...，K。2x过取样导致信号频谱的两个副本可用于每个接收器天线，如图4A中所示。每个接收天线的过取样频谱中的两个冗余信号副本表示为下副本(L)和上副本(U)。信号副本还可被称为频谱副本或某一其它术语。第一K/2个输入符号R₁(k)(其中k＝1，...，K/2)表示为下副本的符号R_1，L(k)(其中k＝1，...，K/2)，且被提供到均衡器240a。最后K/2个输入符号R₁(k)(其中k＝K/2+1，...，K)表示为上副本的符号R_1，U(k)(其中k＝1，...，K/2)，且被提供到均衡器242a。

类似地，通过单元230b用K点FFT/DFT将来自第二接收天线的时域输入样本r₂(n)变换到频域，以获得频域输入符号R₂(k)，其中k＝1，...，K。第一K/2个输入符号R₂(k)(其中k＝1，...，K/2)表示为下副本的符号R_2，L(k)(其中k＝1，...，K/2)，且被提供到均衡器240b。最后K/2个输入符号R₂(k)(其中k＝K/2+1，...，K)表示为上副本的符号R_2，U(k)(其中k＝1，...，K/2)，且被提供到均衡器242b。

均衡器240a用其系数W_1，L ^*(k)对其输入符号R_1，L(k)进行滤波，并提供经滤波的符号Y_1，L(k)，其中“*”表示复共轭。均衡器242a用其系数W_1，U ^*(k)对其输入符号R_1，U(k)进行滤波，并提供经滤波的符号Y_1，U(k)。均衡器240b用其系数W_2，L ^*(k)对其输入符号R_2，L(k)进行滤波，并提供经滤波的符号Y_2，L(k)。均衡器242b用其系数W_2，U ^*(k)对其输入符号R_2，U(k)进行滤波，并提供经滤波的符号Y_2，U(k)。加法器244a将分别来自均衡器240a和240b的经滤波的符号Y_1，L(k)和Y_2，L(k)进行相加，并提供下副本的输出符号Y_L(k)。加法器244b将分别来自均衡器242a和242b的经滤波的符号Y_1，U(k)和Y_2，U(k)进行相加，并提供上副本的输出符号Y_U(k)。单元250对输出符号Y_L(k)和Y_U(k)执行K点IFFT/IDFT，并以取样速率提供输出样本y(n)。下取样器252每隔一个输出样本丢弃一次，并以码片速率提供输出符号y(n′)。对输出样本y(n′)进一步进行处理以获得经解码的数据。

图3展示接收分集的分数间隔的FDE的频域信号流程300。信号流程300与图2中的信号流程200等效，且还针对具有两个接收天线和2x过取样的情况。

发射器110x处理业务数据，并产生发射码片x(n′)。在实际系统中，发射器将发射码片序列发送到接收器，且不执行任何FFT/DFT。然而，对于信号流程300来说，单元310对发射码片x(n′)执行K/2点FFT/DFT，并提供频域发射符号X(k)，其中k＝1，...，K/2。发射符号X(k)从单个发射天线且经由SIMO信道发送到两个接收天线。第一接收天线的SISO信道由(1)针对下副本，经由加法器324a的区块320a中的频率响应H_1，L(k)和附加噪声N_1，L(k)和(2)针对上副本，经由加法器326a的区块322a中的频率响应H_1，U(k)和附加噪声N_1，U(k)来建模。单元328a变换时域噪声n₁(n)，并提供频域噪声N_1，L(k)和N_1，U(k)。类似地，第二接收天线的SISO信道由(1)针对下副本，经由加法器324b的区块320b中的频率响应H_2，L(k)和附加噪声N_2，L(k)和(2)针对上副本，经由加法器326b的区块322b中的频率响应H_2，U(k)和附加噪声N_2，U(k)来建模。单元328b变换时域噪声n₂(n)，并提供频域噪声N_2，L(k)和N_2，U(k)。如图3中所示，经由所有四个区块320a，320b，322a和322b发送发射符号X(k)。

在接收器150处，均衡器340a从加法器324a接收频域输入符号R_1，L(k)，用其系数W_1，L ^*(k)对输入符号进行滤波，并提供经滤波的符号Y_1，L(k)。均衡器342a从加法器326a接收输入符号R_1，U(k)，用其系数W_1，U ^*(k)对输入符号进行滤波，并提供经滤波的符号Y_1，U(k)。均衡器340b从加法器324b接收输入符号R_2，L(k)，用其系数W_2，L ^*(k)对输入符号进行滤波，并提供经滤波的符号Y_2，L(k)。均衡器342b从加法器326b接收输入符号R_2，U(k)，用其系数W_3，U ^*(k)对输入符号进行滤波，并提供经滤波的符号Y_2，U(k)。

加法器344a将分别来自均衡器340a和342a的经滤波的符号Y_1，L(k)和Y_1，U(k)进行相加，并提供用于第一接收天线的经滤波的符号Y₁(k)。加法器344b对分别来自均衡器340b和342b的经滤波的符号Y_2，L(k)和Y_2，U(k)进行相加，并提供用于第二接收天线的经滤波的符号Y₂(k)。加法器346对经滤波的符号Y₁(k)和Y₂(k)进行相加。增益元件348用增益1/2对加法器346的输出进行缩小，并提供输出符号Y(k)。单元350对输出符号Y(k)执行K/2点IFFT/IDFT，并以码片速率提供时域输出样本y(n′)。

在将信号流程200与300进行比较的过程中，由图2中的上取样器210对x(n′)进行2x上取样并随后进行K点FFT/DFT，等效于由图3中的单元310对x(n′)执行K/2点FFT/DFT，且复制用于过取样频谱的下和上副本的X(k)。图2中，由加法器244a对Y_1，L(k)与Y_2，L(k)进行相加，由加法器244b对Y_1，U(k)与Y_2，U(k)进行相加，由单元250执行K点IFFT/IDFT，和由抽取器252抽取因数2的操作系列等效于图3中由加法器344a对Y_1，L(k)与Y_1，U(k)进行相加，由加法器344b对Y_2，L(k)与Y_2，U(k)进行相加，由加法器346对Y₁(k)和Y₂(k)进行相加，用单元348缩小1/2，和由单元350执行K/2点IFFT/IDFT。在图3中，加法器344a和344b执行频谱求和，且加法器346执行空间求和。还可以其它方式来执行频谱和空间求和。举例来说，在图3中，可对Y_1，L(k)与Y_2，L(k)进行相加，以获得Y_L(k)(其对应于图2中的加法器244a的输出)，可对Y_1，U(k)与Y_2，U(k)进行相加，以获得Y_U(k)(其对应于图2中的加法器244b的输出)，且Y_L(k)与Y_U(k)可相加，并缩小1/2以获得Y(k)。

图4A展示具有2x过取样的两个接收天线的示范性频谱曲线。数据码片x(n′)具有码片速率f_c。对应频谱具有单侧带宽f_c/2，或等效地，双侧带宽f_c，以及由发射器处的脉冲成形滤波器确定的跌落。以取样速率f_s对从每个接收天线接收到的信号进行数字化，取样速率f_s是码片速率的两倍，或f_s＝2f_c。对于每个接收天线来说，下副本覆盖DC到f_s/2的频率范围，其对应于频段指标k＝1到K/2。且上副本覆盖f_s/2到f_s的频率范围，其对应于频段指标k＝K/2+1到K。为简单起见，图4A展示两个接收天线的类似频谱曲线。一般来说，每个接收天线r的频谱曲线具有由所述天线的频率响应H_r(k)确定的形状。如果H₁(k)不等于H₂(k)，那么两个接收天线的频谱曲线可能不同，情况通常是如此，且用于接收分集。

如图4A中所示，接收器根据来自两个接收天线的冗余因数2和来自2x过取样的另一冗余因数2获得四个信号副本。图4A还展示应如何对所述四个信号副本中的四个冗余信号分量进行组合。每个接收天线的两个冗余信号分量通过距离f_s/2或K/2个频段而分离。

如图4A中所示，可针对每个频段k(其中k＝1，...，K/2)使用空频均衡器。用于频段k的空频均衡器可对两个接收天线的频段k和k+K/2上的冗余信号分量进行组合。可针对K/2个频段使用K/2个空频均衡器。为了清楚起见，下文描述针对一个频段k的处理。可针对K/2个频段(或其中k＝1，...，K/2)中的每一者执行同一处理。

对于从发射器110x到接收器150的SIMO传输来说，接收器处的频域输入符号可表达为：

r(k)＝h(k)·X(k)+n(k)，                                   等式(3)

其中r(k)＝[R_1,L(k)R_2,L(k)R_1,U(k)R_2,U(k)]^T是输入符号的4×1向量，

h(k)=[H_1,L(k)H_2,L(k)H_1,U(k)H_2，U(k)]^T是信道增益的4×1向量，

n(k)＝[N_1，L(k)N_2,L(k)N_1,U(k)N_2，U(k)]^T是噪声的4×1向量，以及

“T”表示转置。

每个接收天线的上和下信号副本分别由下标U和L表示，且通过K/2个频段而分离，如图4A中所示。

来自FDE的频域输出符号可表达为：

Y(k)＝w ^H(k)·r(k)，

    ＝w ^H(k)·h(k)·X(k)+w ^H(k)·n(k)，

    ＝B(k)·X(k)+V(k)，                             等式(4)

其中w ^H(k)＝[W_1，L ^*(k)/2 W_2，L ^*(k)/2W_1，U ^*(k)/2 W_2，U ^*(K)/2]是频段K的均衡器系数的4×1行向量，

B(k)＝w ^H(k)·h(k)是对X(k)的缩放，

V(k)＝w ^H(k)·n(k)是用于X(k)的经滤波的噪声，以及

“H”表示共轭转置。

在等式(4)中，均衡器系数w ^H(k)包含用于图3中的增益元件348的缩放因数1/2。

可基于最小均方误差(MMSE)技术、迫零(ZF)技术、最大比合并(MRC)技术等来导出均衡器系数。对于MMSE技术来说，均衡器系数满足以下条件：

$\underset{{\underset{\‾}{w}}^H\left(k\right)}{\min }E\left\{{|{\underset{\‾}{w}}^H\left(k\right)\·r\left(k\right)-X\left(k\right)|}^2\right\},$ 等式(5)

其中E{}是期望运算。等式(5)使FDE输出Y(k)与所发射的符号X(k)之间的均方误差最小。

对等式(5)的MMSE解可表达为：

w ^H(k)＝S(k)·h ^H(k)·[S(k)·h(k)·h ^H(k)+R(k)]^-1，                等式(6)

其中S(k)＝E{|X(k)|²}是发射码片x(n′)的功率谱，且R(k)＝E{n(k)·n ^H(k)}是4×4噪声协方差矩阵。

可将矩阵求逆引理应用于等式(6)。接着，均衡器系数可表达为：

${\underset{\‾}{w}}^H\left(k\right)=\frac{S\left(k\right)}{1+S\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{R}}^{-1}\left(k\right)\·\underset{\‾}{h}\left(k\right)}\·{\underset{\‾}{h}}^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{R}}^{-1}\left(k\right).$ 等式(7)

等式(7)针对每个频段k具有针对R ^-1(k)的4×4矩阵求逆。可如下文所述来简化等式(7)。

在第一简化方案(其可在过取样频谱的下和上副本具有不相关的噪声或可忽略的噪声相关性时使用)中，噪声协方差矩阵具有以下块对角形式：

$\underset{\‾}{R}\left(k\right)=\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{R}}_L\left(k\right)& 0\\ 0& {\underset{\‾}{R}}_U\left(k\right)\end{array}\right],$ 等式(8)

其中 ${\underset{\‾}{R}}_c=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\σ}}_{1,c}^2\left(k\right)& {\mathrm{\σ}}_{1,c}\left(k\right)\·{\mathrm{\σ}}_{2,c}\left(k\right)\·{\mathrm{\ρ}}_c\left(k\right)\\ {\mathrm{\σ}}_{1,c}\left(k\right){\·\mathrm{\σ}}_{2,c}\left(k\right){\·\mathrm{\ρ}}_c^{*}\left(k\right)& {\mathrm{\σ}}_{2,c}^2\left(k\right)\end{array}\right];$

${\mathrm{\σ}}_{r,c}^2\left(k\right)=E\left\{{\left|N_{r,c}\left(k\right)\right|}^2\right\}$ 是来自天线r的副本c的噪声的方差，

${\mathrm{\ρ}}_c\left(k\right)=\frac{E\{N_{1,c}\left(k\right)\·N_{2,c}^{*}\left(k\right)\}}{{\mathrm{\σ}}_{1,c}\left(k\right)\·{\mathrm{\σ}}_{2,c}\left(k\right)}$ 是两个接收天线之间的噪声相关性，

c∈{L，U}是下和上副本的指标，以及

r∈{1，2}是两个接收天线的指标。

R _c(k)是针对信号副本c中的一个频段k的两个接收天线的2×2噪声协方差矩阵。如果两个接收天线之间的相关性可忽略，但下和上副本中的噪声分量在频谱上相关，那么也可作出等式(8)中的简化。在此情况下，可对等式(3)的4×1向量进行重新排序，以获得等式(8)中所示的块对角矩阵。

在R(k)如等式(8)中所示那样被界定的情况下，w ^H(k)中的均衡器系数可表达为：

$\frac{W_{r,c}^{*}\left(k\right)}{2}=\frac{S\left(k\right)\·{[{\underset{\‾}{h}}_c^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{R}}_c^{-1}\left(k\right)]}_r}{D\left(k\right)},$ 其中r＝1，2且c＝L，U，               等式(9)

其中h _c(k)＝[H_1，c(k)H_2，c(k)]^T是针对副本c的频段k的信道增益的2×1向量，以及

${[{\underset{\‾}{h}}_c^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{R}}_c^{-1}\left(k\right)]}_1=\frac{H_{1,c}^{*}\left(k\right)\·{\mathrm{\σ}}_{2,c}^2\left(k\right)-H_{2,c}^{*}\left(k\right)\·{\mathrm{\ρ}}_c^{*}\left(k\right)\·{\mathrm{\σ}}_{1,c}\left(k\right)\·{\mathrm{\σ}}_{2,c}\left(k\right)}{{\mathrm{\σ}}_{1,c}^2\left(k\right)\·{\mathrm{\σ}}_{2,c}^2\left(k\right)\·(1-{\left|{\mathrm{\ρ}}_c\left(k\right)\right|}^2)},$

${[{\underset{\‾}{h}}_c^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{R}}_c^{-1}\left(k\right)]}_2=\frac{H_{2,c}^{*}\left(k\right)\·{\mathrm{\σ}}_{1,c}^2\left(k\right)-H_{1,c}^{*}\left(k\right)\·{\mathrm{\ρ}}_c^{*}\left(k\right)\·{\mathrm{\σ}}_{1,c}\left(k\right)\·{\mathrm{\σ}}_{2,c}\left(k\right)}{{\mathrm{\σ}}_{1,c}^2\left(k\right)\·{\mathrm{\σ}}_{2,c}^2\left(k\right)\·(1-{\left|{\mathrm{\ρ}}_c\left(k\right)\right|}^2)},$ 以及

$D\left(k\right)=1+S\left(k\right)\·[{\underset{\‾}{h}}_L^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{R}}_L^{-1}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_L\left(k\right)+{\underset{\‾}{h}}_U^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{R}}_U^{-1}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_U\left(k\right)].$

D(k)的分量可如下扩展：

${\underset{\‾}{h}}_c^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{R}}_c^{-1}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_c\left(k\right)=\frac{{\left|H_{1,c}\left(k\right)\right|}^2{\mathrm{\σ}}_{2,c}^2\left(k\right)+{\left|H_{2,c}\left(k\right)\right|}^2{\mathrm{\σ}}_{1,c}^2\left(k\right)-2\mathrm{Re}\left\{H_{1,c}^{*}\left(k\right)H_{2,c}\left(k\right){\mathrm{\ρ}}_c\left(k\right)\right\}\·{\mathrm{\σ}}_{1,c}\left(k\right){\mathrm{\σ}}_{2,c}\left(k\right)}{{\mathrm{\σ}}_{1,c}^2\left(k\right)\·{\mathrm{\σ}}_{2,c}^2\left(k\right)\·(1-{\left|{\mathrm{\ρ}}_c\left(k\right)\right|}^2)}.$

在第二简化方案(其可在噪声在空间和频谱上不相关且具有空间和频谱上相等的噪声方差时使用)中，噪声协方差矩阵R(k)具有以下形式：

R(k)＝σ²(k)·I，                                          等式(10)

其中 ${\mathrm{\σ}}_{1,L}^2\left(k\right)={\mathrm{\σ}}_{2,L}^2\left(k\right)={\mathrm{\σ}}_{1,U}^2\left(k\right)={\mathrm{\σ}}_{2,U}^2\left(k\right)={\mathrm{\σ}}^2\left(k\right)$ 是噪声方差，

ρ_L(k)＝ρ_U(k)＝0，以及

I是单位矩阵。

在R(k)如等式(10)中所示那样界定的情况下，w ^H(k)中的均衡器系数可表达为：

$\frac{W_{r,c}^{*}\left(k\right)}{2}=\frac{S\left(k\right)\·H_{r,c}^{*}\left(k\right)}{S\left(k\right)\·\left|\right|\underset{\‾}{h}\left(k\right)\left|\right|+{\mathrm{\σ}}^2\left(k\right)},$ 其中r＝1，2且c＝L，U，                    等式(11)

其中‖h(k)‖＝|H_1，L(k)|²+|H_2，L(k)|²+|H_1，U(k)|²+|H_2，U(k)|²о‖h(k)‖是针对频段k的信道响应向量h(k)的范数。如等式(11)中所示，尽管噪声在空间和频谱上不相关，但四个均衡器系数W_1，L ^*(k)/2、W_2，L ^*(k)/2、W_1，U ^*(k)/2和W_2，U ^*(k)/2由四个空间和频谱上分离的信道增益H_1，L(k)、H_2，L(k)、H_1，U(k)和H_2，U(k)来共同地确定。

在第三简化方案(其可在两个接收天线的噪声分量不相关，使得等式(8)中ρ_L(k)＝ρ_U(k)＝0时使用)，噪声协方差矩阵R(k)具有以下形式：

$\underset{\‾}{R}\left(k\right)=\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{\σ}}_{1,L}^2\left(k\right)& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\σ}}_{2,L}^2\left(k\right)& 0& 0\\ 0& 0& {\mathrm{\σ}}_{1,U}^2\left(k\right)& 0\\ 0& 0& 0& {\mathrm{\σ}}_{2,U}^2\left(k\right)\end{array}\right].$ 等式(12)

对于等式(12)中所示的噪声协方差矩阵来说，可针对不同信号副本获得不同的噪声方差。可基于如等式(12)中所示那样界定的R(k)来导出均衡器系数w ^H(k)。

还可针对其它条件作出其它简化。举例来说，两个接收天线之间的噪声相关可以是频率不变量，使得ρ_L(k)＝ρ_L且ρ_U(k)＝ρ_U。各种简化可在等式(7)中所示的计算上减少对均衡器系数的计算。

码片速率输出样本y(n′)的信噪比(SNR)可表达为：

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{chip}}=\frac{\underset{k=1}{\overset{K/2}{\mathrm{\Σ}}}S\left(k\right)}{\underset{k=1}{\overset{K/2}{\mathrm{\Σ}}}\{{|F\·B\left(k\right)-1|}^2\·S\left(k\right)+{\left|F\right|}^2\·{\mathrm{\σ}}_V^2\left(k\right)\}},$ 等式(13)

其中 ${\mathrm{\σ}}_V^2\left(k\right)=E\left\{{\left|V\left(k\right)\right|}^2\right\}={\underset{\‾}{w}}^H\left(k\right)\·\underset{\‾}{R}\·\left(k\right)\·\underset{\‾}{w}\left(k\right)$ 是V(k)的方差，

$F={[\frac{1}{K/2}\·\underset{k=1}{\overset{K/2}{\mathrm{\Σ}}}B\left(k\right)]}^{-1}$ 是缩放因数，以及

SNR_chip是输出样本y(n′)的码片SNR。

等式(4)提供X(k)的有偏的MMSE估计。可将缩放因数F分别应用于Y(k)或y(n′)，以获得X(k)或x(n′)的无偏估计。如果数据符号以扩频码(例如Walsh代码或OVSF代码)越过M个码片而扩频，那么可通过将码片SNR与扩频码长度M相乘来获得所述数据符号的符号SNR。

上文针对到达两个接收天线的SIMO传输描述的分数间隔的FDE可延伸到到达任一数目的接收天线的SIMO传输。所述FDE还可延伸到从多(T)个发射天线到多(R)个接收天线的MIMO传输。为了清楚起见，以下描述内容是针对具有两个发射天线、两个接收天线和2x过取样的2×2MIMO传输。

对于从发射器110y到接收器150的MIMO传输来说，接收器处的频域输入符号可表达为：

r(k)＝h ₁(k)·X₁(k)+h ₂(k)·X2(k)+n(k)，                        等式(14)

其中r(k)是输入符号的4×1向量，

X₁(k)和X₂(k)分别是从发射天线1和2发送的符号，

h ₁(k)是发射天线1的信道增益的4×1向量，

h ₂(k)是发射天线2的信道增益的4×1向量，以及

n(k)是噪声的4×1向量。

向量r(k)、h ₁(k)、h ₂(k)和n(k)具有等式(3)中所示的形式。

针对每个频段k，可导出均衡器系数的两个向量w ₁ ^H(k)和w ₂ ^H(k)，以分别恢复两个所发射的符号X₁(k)和X₂(k)。可基于MMSE、迫零、MRC或某一其它技术来导出均衡器系数向量。

每个发射天线的MMSE均衡器系数可表达为：

${\underset{\‾}{w}}_t^H\left(k\right)=\frac{S_t\left(k\right)}{1+S_t\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_t^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{\mathrm{\Ψ}}}_t^{-1}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_t\left(k\right)}{\·\underset{\‾}{h}}_t^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{\mathrm{\Ψ}}}_t^{-1}\left(k\right)$ 其中t＝1，2，        等式(15)

其中t是两个发射天线的指标，

w _t ^H(k)是发射天线t的均衡器系数的1×4向量，

S_t(k)＝E{|X_t(k)|²}是从天线t发送的x_t(n)的功率谱，以及

Ψ ₁ ^H(k)是发射天线t的4×4噪声与干扰协方差矩阵。

两个发射天线的噪声与干扰协方差矩阵可表达为：

${\underset{\‾}{\mathrm{\Ψ}}}_1\left(k\right)=S_2\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_2\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_2^H\left(k\right)+\underset{\‾}{R}\left(k\right),$ 以及

${\underset{\‾}{\mathrm{\Ψ}}}_2\left(k\right)=S_1\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_1\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_1^H\left(k\right)+\underset{\‾}{R}\left(k\right),$ 等式(16)

等式(16)指示发射天线t的噪声与干扰协方差矩阵Ψ _t(k)包含(1)噪声协方差矩阵R(k)，其可应用于两个发射天线，和(2)来自从另一发射天线

发送的数据流的干扰，其为

。流间干扰由另一发射天线

的信道响应向量

和功率谱

确定。

上文针对SIMO传输所描述的简化通常不可应用于MIMO传输。这是因为Ψ _t(k)包含来自另一发射天线的流间干扰。因此，即使R(k)是由于空间上和频谱上不相关的噪声而导致的对角矩阵，但流间干扰通常不是对角矩阵。因此，可执行矩阵求逆以获得等式(15)的Ψ _t ^-1(k)。

可分别将均衡器系数向量w ₁ ^H(k)和w₂ ^H(k)应用于输入向量r(k)，以获得输出符号Y₁(k)和Y₂(k)，其分别是所发射的符号X₁(k)和X₂(k)的估计。来自FDE的频域输出符号可表达为：

$Y_t\left(k\right)={\underset{\‾}{w}}_t^H\left(k\right)\·\underset{\‾}{r}\left(k\right)=B_t\left(k\right)\·X_t\left(k\right)+V_t\left(k\right)$ 其中t＝1，2，                      等式(17)

其中Y_t(k)是从发射天线t发送的X_t(k)的估计，

$B_t\left(k\right)={\underset{\‾}{w}}_t^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_t\left(k\right)$ 是用于X_t(k)的缩放因数，以及

$V_t\left(k\right)={\underset{\‾}{w}}_t^H\left(k\right)\·[{\underset{\‾}{h}}_{\stackrel{\‾}{t}}\left(k\right)\·X_{\stackrel{\‾}{t}}\left(k\right)+\underset{\‾}{n}\left(k\right)]$ 是用于X_t(k)的经滤波的噪声与干扰。

每个发射天线的码片SNR可表达为：

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{chip},t}=\frac{\underset{k=1}{\overset{K/2}{\mathrm{\Σ}}}{S}_t\left(k\right)}{\underset{k=1}{\overset{K/2}{\mathrm{\Σ}}}\{{|F_t\·B_t\left(k\right)-1|}^2\·S_t\left(k\right)+{\left|F_t\right|}^2\·{\mathrm{\σ}}_{V,t}^2\left(k\right)\}}$ 等式(18)

其中 ${\mathrm{\σ}}_{V,t}^2\left(k\right)=E\left\{{\left|V_t\left(k\right)\right|}^2\right\}={\underset{\‾}{w}}_t^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{\mathrm{\Ψ}}}_t\left(k\right){\·\underset{\‾}{w}}_t\left(k\right)$ 是V_t(k)的方差，

$F_t=[\frac{1}{K/2}\·\underset{k=1}{\overset{K/2}{\mathrm{\Σ}}}{B}_t\left(k\right)]$ 是发射天线t的缩放因数，以及

SNR_chip，t是发射天线t的码片SNR。

等式(17)提供X_t(k)的有偏的MMSE估计。可将缩放因数F_t分别应用于Y_t(k)或y_t(n′)，以获得X_t(k)或x_t(n′)的无偏估计。如果数据符号以扩频码越过M个码片而扩频，那么可通过将码片SNR与扩频码长度M相乘来获得数据符号的符号SNR。

可将空频均衡器结构用于SIMO传输或MIMO传输。如上文所述，空频均衡器对所有接收天线的频段k和k+N/2上的冗余信号分量进行组合。对于具有R＝2和2x过取样的情况来说，可分别针对每个均衡器系数向量w ^H(k)或w _t ^H(k)执行R(k)或Ψ _t(k)的4×4矩阵求逆。

参看图4A，h _L(k)＝[H_1，L(k)H_2，L(k)]^T对于下副本中的通频带和过渡频带为非零值。类似地，h _U(k)＝[H_1，U(k)H_2，U(k)]^T对于上副本中的通频带和过渡频带为非零值。h _L(k)或h _U(k)针对通频带和过渡频带外部的频段较小或为零。因此，对于一些频段来说，只有两个(而不是四个)冗余信号分量供组合，因为k或k+K/2处的信号分量实际上为零。

一方面，将空频均衡器与空间均衡器的组合用于K/2个频段，以便减小复杂性。可将空频均衡器用于每个频段k，其中下副本中的频段k和上副本中的频段k+K/2两者上存在不可忽略的信号分量。可将空间均衡器用于每个频段k，其中仅下副本中的频段k或上副本中的频段k+K/2上存在信号分量。

图4B展示一个接收天线的两个信号副本的频谱曲线。如图4B中所示，对于频段1≤k≤K_A中的每一者来说，上副本中的频段k+K/2上的信号分量较小或为零，且可将空间均衡器用于这些频段中的每一者。对于频段K_A＜k≤K_B中的每一者来说，下副本中的频段k和上副本中的频段k+K/2两者上的信号分量是不可忽略的，且可将空频均衡器用于这些频段中的每一者。对于频段K_B＜k≤K/2中的每一者来说，下副本中的频段k上的信号分量较小或为零，且可将空间均衡器用于这些频段中的每一者。如果上文所述的简化不适用，那么可针对每个空频均衡器执行4×4矩阵求逆。如果所述简化不适用，那么可针对每个空间均衡器执行2×2矩阵求逆。使用空频均衡器和空间均衡器两者通常减小复杂性而无性能降级。

对于具有T个发射天线和R个接收天线的一般情况来说，每个发射天线t的信道响应向量可如下界定：

h _t，L(k)＝[H_t，1，L(k)H_t，2，L(k)...H_t，R，L(k)]^T是R×1向量，

h _t，U(k)＝[H_t，1，U(k)H_t，2，U(k)...H_t，R，U(k)]^T是R×1向量，以及

${\underset{\‾}{h}}_t\left(k\right)={\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{h}}_{t,L}^T\left(k\right)& {\underset{\‾}{h}}_{t,U}^T\left(k\right)\end{array}\right]}^T$ 是2R×1向量。

R个接收天线的噪声向量可如下界定：

n _L(k)＝[N_1，L(k)N_2，L(k)...N_R，L(k)]^T是R×1向量，

n _U(k)＝[N_1，U(k)N_2，U(k)...N_R，U(k)]^T是R×1向量，以及

$\underset{\‾}{n}\left(k\right)={\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{n}}_L^T\left(k\right)& {\underset{\‾}{n}}_U^T\left(k\right)\end{array}\right]}^T$ 是2R×1向量。

噪声协方差矩阵可如下界定：

${\underset{\‾}{R}}_L\left(k\right)=E\left\{{\underset{\‾}{n}}_L\left(k\right){\·\underset{\‾}{n}}_L^H\left(k\right)\right\}$ 是R×R矩阵，

${\underset{\‾}{R}}_U\left(k\right)=E\left\{{\underset{\‾}{n}}_U\left(k\right){\·\underset{\‾}{n}}_U^H\left(k\right)\right\}$ 是R×R矩阵，以及

R(k)＝E{n(k)·n ^H(k)}是2R×2R矩阵。

噪声与干扰协方差矩阵可如下界定：

${\underset{\‾}{\mathrm{\Ψ}}}_{t,L}\left(k\right)=\underset{i=1,i\≠t}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{S}_t\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_{i,L}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_{i,L}^H\left(k\right)+{\underset{\‾}{R}}_L\left(k\right)$ 是R×R矩阵，

${\underset{\‾}{\mathrm{\Ψ}}}_{t,U}\left(k\right)=\underset{i=1,i\≠t}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{S}_t\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_{i,U}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_{i,U}^H\left(k\right)+{\underset{\‾}{R}}_U\left(k\right)$ 是R×R矩阵，以及

${\underset{\‾}{\mathrm{\Ψ}}}_t\left(k\right)=\underset{i=1,i\≠t}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{S}_i\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_i\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_i^H\left(k\right)+\underset{\‾}{R}\left(k\right)$ 是2R×2R矩阵。

用于频段1到K_A中的每一者的空间均衡器可表达为：

${\underset{\‾}{w}}_{\mathrm{sp},t}^H\left(k\right)=\frac{S_t\left(k\right)}{1+S_t\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_{t,L}^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{\mathrm{\Ψ}}}_{t,L}^{-1}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_{t,L}\left(k\right)}\·{\underset{\‾}{h}}_{t,L}^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{\mathrm{\Ψ}}}_{t,L}^{-1}\left(k\right).$ 等式(19)

用于频段K_A+1到K_B中的每一者的空频均衡器可表达为：

${\underset{\‾}{w}}_{\mathrm{sf},t}^H\left(k\right)=\frac{S_t\left(k\right)}{1+S_t\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_t^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{\mathrm{\Ψ}}}_t^{-1}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_t\left(k\right)}\·{\underset{\‾}{h}}_t^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{\mathrm{\Ψ}}}_t^{-1}\left(k\right).$ 等式(20)

用于频段K_B+1到K/2中的每一者的空间均衡器可表达为：

${\underset{\‾}{w}}_{\mathrm{sp},t}^H\left(k\right)=\frac{S_t\left(k\right)}{1+S_t\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_{t,U}^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{\mathrm{\Ψ}}}_{t,U}^{-1}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_{t,U}\left(k\right)}\·{\underset{\‾}{h}}_{t,U}^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{\mathrm{\Ψ}}}_{t,U}^{-1}\left(k\right).$ 等式(21)

可用2R×2R矩阵求逆来获得等式(20)中的空频均衡器系数w _sf，t ^H(k)。可用R×R矩阵求逆来获得等式(19)或等式(21)中的空间均衡器系数w _sp，t ^H(k)。对于R＝2来说，可基于闭合形式解而不是2×2矩阵求逆导出空间均衡器系数。

为了进一步减小复杂性，可通过应用矩阵求逆引理来将共用噪声与干扰协方差矩阵用于所有T个发射天线。等式(19)、(20)和(21)中的均衡器系数接着可表达为：

${\underset{\‾}{w}}_{\mathrm{sp},t}^H\left(k\right)=S_t\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_{t,L}^H\left(k\right)\·{\mathrm{\Ψ}}_L^{-1}\left(k\right),$ 其中1≤k≤K_A，                  等式(22)

${\underset{\‾}{w}}_{\mathrm{sf},t}^H\left(k\right)=S_t\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_t^H\left(k\right)\·{\mathrm{\Ψ}}^{-1}\left(k\right),$ 其中K_A＜k≤K_B，以及         等式(23)

${\underset{\‾}{w}}_{\mathrm{sp},t}^H\left(k\right)=S_t\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_{t,U}^H\left(k\right)\·{\mathrm{\Ψ}}_U^{-1}\left(k\right),$ 其中K_B＜k≤K/2，                等式(24)

${\underset{\‾}{\mathrm{\Ψ}}}_L\left(k\right)=\underset{i=1}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{S}_i\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_{i,L}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_{i,L}^H\left(k\right)+{\underset{\‾}{R}}_L\left(k\right),$

${\underset{\‾}{\mathrm{\Ψ}}}_U\left(k\right)=\underset{i=1}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{S}_i\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_{i,U}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_{i,U}^H\left(k\right)+{\underset{\‾}{R}}_U\left(k\right),$ 以及

其中 $\underset{\‾}{\mathrm{\Ψ}}\left(k\right)=\underset{i=1}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{S}_i\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_i\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_i^H\left(k\right)+\underset{\‾}{R}\left(k\right).$

在实施例中，频段K_A和K_B可界定为：

K_A＝(1-α+ε)·K/4，以及                                等式(25)

K_B＝(1+α-ε)·K/4，                                    等式(26)

其中α是发射器处的脉冲成形滤波器的跌落因数，且ε是均衡器选择阈值。

跌落因数可由系统指定，例如针对W-CDMA，α＝0.22。阈值ε确定使用空频均衡还是空间均衡，且可界定为0≤ε≤α。在ε＝0的情况下，针对α·K/2个频段使用空频均衡器，针对剩余的(1-α)·K/2个频段使用空间均衡器，且可在无性能降级的情况下显著减小复杂性。随着阈值ε增加，针对更多的频段使用空间均衡器，复杂性进一步减小，但性能可能开始降级。可基于复杂性与性能之间的折衷来选择阈值ε。

图5展示用于执行空频均衡的过程500。针对来自多(R)个接收天线和多(C)倍过取样的多(M)个信号副本或来自每个接收天线的C个信号副本(其中M＝R·C)，获得频域输入符号(框512)。可通过(1)针对每个接收天线，以C倍码片速率接收时域输入样本和(2)将每个接收天线的输入样本变换到频域以获得接收天线的C个信号副本的输入符号，来获得M个信号副本的输入符号。

(例如)基于信道与噪声估计且根据MMSE标准，导出针对M个信号副本的均衡器系数(框514)。用所述均衡器系数对M个信号副本的输入符号进行滤波(框516)。对M个信号副本的经滤波的符号进行组合，以获得输出符号(框518)。M个信号副本的频段k中的M个信号分量可组合，其中k是每个信号副本中的K/C个频段的指标。

如果针对SIMO传输正恢复一个数据流，那么可针对每个信号副本导出一组均衡器系数W_r，c ^*(k)。举例来说，如果C＝2且R＝2，那么可针对四个信号副本导出四组均衡器系数W_1，L ^*(k)、W_1，U ^*(k)、W_2，L ^*(k)和W_2，U ^*(k)。对于上文所述的实施例来说，每一组包含针对一个信号副本中的K/2个频段的K/2个均衡器系数。可用针对频段k的M个均衡器系数为每个频段k形成一M个均衡器系数的向量w ^H(k)。可基于(1)来自每个接收天线的C个信号副本的频谱上不相关的噪声，(2)R个接收天线的空间上不相关的噪声，或(3)M个信号副本的空间和频谱上不相关的噪声的假设来导出均衡器系数。可用噪声假设(如上文所述)中的任何一者来简化均衡器系数的计算。

如果针对MIMO传输正恢复多(T)个数据流，那么可针对每个数据流的M个信号副本导出M组均衡器系数。对于每个频段k来说，可针对每一数据流确定噪声与干扰协方差矩阵Ψ _t(k)，且用其导出所述数据流的均衡器系数w _t ^H(k)。或者，对于每个频段k来说，可确定共用噪声与干扰协方差矩阵Ψ(k)，且可基于此共用噪声与干扰协方差矩阵导出所有T个数据流的均衡器系数。可用每个数据流的M组均衡器系数对M个信号副本的输入符号进行滤波，以获得数据流的M个信号副本的经滤波的符号。可对每个数据流的M个信号副本的经滤波的符号进行组合以获得数据流的输出符号。

实际上，即使在C大于2时，接收器也通常不必组合所有的M＝C·R个信号分量，因为在大多数情况下，M个信号分量中仅2R个信号分量具有不可忽略的信号能量。所有的其它冗余分量通常由发射器滤波器和接收器前端滤波器的阻带抑制。因此，即使在C＞2时，空频均衡器或协方差矩阵的实际维数也保持2R。

图6展示用于用空频均衡器和空间均衡器的组合来执行均衡的过程600。针对第一组频段(例如图4B中的频段K_A+1到K_B)执行空频均衡(框612)。空频均衡在空间和频率维度上对信号分量进行组合。针对第二组频段(例如图4B中的频段1到K_A和频段K_B+1到K/2)执行空间均衡(框614)。空间均衡在空间维度上对信号分量进行组合。可基于发射脉冲成形滤波器的频率响应、复杂性与性能之间的折衷等来选择第一和第二组频段(方框616)。

图7展示图1中的系统100中的发射器110y和接收器150的框图。对于下行链路/前向链路传输来说，发射器110y是基站的一部分，且接收器150是无线装置的一部分。对于上行链路/反向链路传输来说，发射器110y是无线装置的一部分，且接收器150是基站的一部分。基站通常是与无线装置通信的固定站，且还可被称为节点B、接入点等。无线装置可以是固定的或移动的，且还可被称为用户设备(UE)、移动站、用户终端、订户单元等。无线装置可以是蜂窝式电话、个人数字助理(PDA)、无线调制解调卡或某种其它装置或设备。

在发射器110y处，发射(TX)数据处理器720处理(例如编码、交错和符号映射)业务数据，并将数据符号提供到T个调制器730a到730t。如本文所使用，数据符号是数据的调制符号，导频符号是导频的调制符号，调制符号是信号群集(例如针对M-PSK或M-QAM)中的点的复值，且导频是由发射器和接收器两者先验已知的数据。每个调制器730以由所述系统指定的方式对其数据符号和导频符号进行处理，并将发射码片x_t(n)提供到相关联的发射器单元(TMTR)736。每个发射器单元736处理(例如转换成模拟、放大、滤波和升频转换)其发射码片，并产生经调制的信号。来自T个发射器单元736a到736t的T个经调制的信号分别从T个天线112a到112t发射。

在接收器150处，R个天线152a到152r经由各种信号路径接收所发射的信号，并将R个接收到的信号分别提供到R个接收器单元(RCVR)754a到754r。每个接收器单元754调节(例如滤波、放大和降频转换)其接收到的信号，并以多倍(例如两倍)的码片速率使经调节的信号数字化，并将时域输入样本提供到相关联的FFT/DFT单元756。每个单元756将输入样本变换到频域，并提供频域输入符号R_r(k)。

信道与噪声估计器758可基于来自FFT/DFT单元756(如图7中所示)的频域输入符号和/或来自接收器单元754(图7中未展示)的时域输入样本，估计信道响应向量和噪声。可以此项技术中已知的各种方式来执行信道与噪声估计。频域均衡器(FDE)760基于信道响应向量和噪声估计导出均衡器系数，用均衡器系数对输入符号进行滤波，在空间和频率上或仅在空间上对经滤波的符号进行组合，并将输出符号提供到T个解调器(Demod)770a到770t。如果发射器110在时域中发送调制符号(例如针对CDMA、TDMA和SC-FDMA)，那么每个解调器770可对来自FDE 760的输出符号执行IFFT/IDFT。每个解调器770接着以与由调制器730进行的处理互补的方式处理其(频域或时域)输出符号，并提供数据符号估计。接收(RX)数据处理器780处理(例如符号解映射、解交错和解码)所述数据符号估计，并提供经解码的数据。一般来说，由解调器770和RX数据处理器780进行的处理分别与由发射器110y处的调制器730和TX数据处理器720进行的处理互补。

控制器/处理器740和790分别指导发射器110y和接收器150处的各个处理单元的操作。存储器742和792分别存储用于发射器110y和接收器150的数据和程序代码。

本文所述的均衡技术可用于各种通信系统，例如码分多址(CDMA)系统、时分多址(TDMA)系统、频分多址(FDMA)系统、正交频分多址(OFDMA)系统、单载波FDMA(SC-FDMA)系统等。CDMA系统可实施一种或一种以上无线电技术，例如宽带-CDMA(W-CDMA)、cdma2000等。cdma2000涵盖IS-2000、IS-856和IS-95标准。TDMA系统可实施例如全球移动通信系统(GSM)的无线电技术。这些各种无线电技术和标准是此项技术中已知的。在来自名为“第3代合作伙伴计划”(3GPP)的协会的文献中描述W-CDMA和GSM。在来自名为“第3代合作伙伴计划2”(3GPP2)的协会的文献中描述cdma2000。3GPP和3GPP2文献是公开可用的。OFDMA系统使用正交频分多路复用(OFDM)，在正交频率次能带上在频域中发射调制符号。SC-FDMA系统在正交频率次能带上在时域中发射调制符号。

发射器110y处的调制器730和接收器150处的解调器770如系统所指定的那样执行处理。举例来说，调制器720可针对CDMA、OFDM、SC-FDMA等或其组合而执行处理。

所属领域的技术人员将了解，可使用多种不同技艺和技术中的任一者来表示信息和信号。举例来说，贯穿上述描述内容中可能参考的数据、指令、命令、信息、信号、位、符号和码片可由电压、电流、电磁波、磁场或微粒、光场或微粒或其任一组合来表示。

所属领域的技术人员将进一步了解，结合本文所揭示的实施例而描述的各种说明性逻辑块、模块、电路和算法步骤可实施为电子硬件、计算机软件或两者的组合。为了清楚地说明硬件与软件的这种可互换性，上文已经大体上根据其功能性描述了各种说明性组件、区块、模块、电路和步骤。将此类功能性实施为硬件还是软件取决于强加于整个系统上的特定的应用和设计限制。所属领域的技术人员针对每个特定应用，可以各种不同的方式来实施所描述的功能性，但此类实施决策不应被解释为导致与本发明的范围偏离。

结合本文所揭示的实施例而描述的各种说明性逻辑块、模块和电路可用以下装置来实施或执行：通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑装置、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件或其经设计以执行本文所述的功能的任一组合。通用处理器可以是微处理器，但在替代方案中，处理器可以是任一常规处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器还可实施为计算装置的组合，例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器、结合DSP核心的一个或一个以上微处理器或任何其它此类配置。

结合本文所揭示的实施例而描述的方法或算法的步骤可直接在硬件中实施，在由处理器执行的软件模块中实施，或在上述两者的组合中实施。软件模块可驻存在RAM存储器、快闪存储器、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移除盘、CD-ROM或此项技术中已知的任一其它形式的存储媒体中。示范性存储媒体耦合到处理器，使得处理器可从存储媒体读取信息，和将信息写入到存储媒体。在替代方案中，存储媒体可以与处理器成一体式。处理器和存储媒体可驻留在ASIC中。ASIC可驻留在用户终端中。在替代方案中，处理器和存储媒体可作为离散组件驻留在用户终端中。

提供所揭示实施例的前面的描述内容，以使所属领域的技术人员能够制作或使用本发明。所属领域的技术人员将容易明了对这些实施例的各种修改，且在不脱离本发明的精神或范围的情况下，本文所界定的一般原理可应用于其它实施例。因此，不希望本发明局限于本文所展示的实施例，而是希望本发明符合与本文所揭示的原理和新颖特征一致的最宽范围。

Claims (40)

1.一种设备，其包括：

至少一个处理器，其经配置以针对经由多个接收天线和过取样获得的多个信号副本导出均衡器系数，且用所述均衡器系数对所述多个信号副本的输入符号进行滤波；以及

存储器，其耦合到所述至少一个处理器。

2.根据权利要求1所述的设备，其中所述至少一个处理器基于最小均方误差(MMSE)标准导出所述均衡器系数。

3.根据权利要求1所述的设备，其中所述至少一个处理器用所述均衡器系数在频域中对所述输入符号进行滤波。

4.根据权利要求1所述的设备，其中所述至少一个处理器在空间和频率维度上对所述多个信号副本的经滤波的符号进行组合。

5.一种方法，其包括：

针对经由多个接收天线和过取样获得的多个信号副本导出均衡器系数；以及

用所述均衡器系数对所述多个信号副本的输入符号进行滤波。

6.根据权利要求5所述的方法，其中所述对所述输入符号进行滤波包括用所述均衡器系数在频域中对所述输入符号进行滤波。

7.根据权利要求5所述的方法，其中所述对所述输入符号进行滤波包括在空间和频率维度上对所述多个信号副本的经滤波的符号进行组合。

8.一种设备，其包括：

用于针对经由多个接收天线和过取样获得的多个信号副本导出均衡器系数的装置；以及

用于用所述均衡器系数对所述多个信号副本的输入符号进行滤波的装置。

9.根据权利要求8所述的设备，其中所述用于对所述输入符号进行滤波的装置包括用于用所述均衡器系数在频域中对所述输入符号进行滤波的装置。

10.根据权利要求8所述的设备，其中所述用于对所述输入符号进行滤波的装置包括用于在空间和频率维度上对所述多个信号副本的经滤波的符号进行组合的装置。

11.一种设备，其包括：

至少一个处理器，其经配置以：针对来自多(R)个接收天线和多(C)倍过取样的多(M)个信号副本获得输入符号，其中M等于R乘以C；针对所述M个信号副本导出均衡器系数；用所述均衡器系数对所述M个信号副本的所述输入符号进行滤波；并对所述M个信号副本的经滤波的符号进行组合；以及

存储器，其耦合到所述至少一个处理器。

12.根据权利要求11所述的设备，其中所述至少一个处理器针对每个接收天线以C倍码片速率接收输入样本，并将每个接收天线的所述输入样本变换到频域，以获得针对来自所述接收天线的C个信号副本的输入符号。

13.根据权利要求11所述的设备，其中所述至少一个处理器针对至少一个数据流中的每一者的所述M个信号副本导出M组均衡器系数。

14.根据权利要求11所述的设备，其中R等于2且C等于2，且其中所述至少一个处理器针对四个信号副本导出四组均衡器系数，每一组均衡器系数针对来自一个接收天线的一个信号副本。

15.根据权利要求11所述的设备，其中所述至少一个处理器对所述M个信号副本的频段k上的信号分量进行组合，其中k是频段的指标。

16.根据权利要求11所述的设备，其中所述至少一个处理器基于最小均方误差(MMSE)标准导出所述均衡器系数。

17.根据权利要求11所述的设备，其中所述至少一个处理器基于来自每个接收天线的C个信号副本的不相关噪声的假设导出所述均衡器系数。

18.根据权利要求11所述的设备，其中所述至少一个处理器基于所述R个接收天线的不相关噪声的假设导出所述均衡器系数。

19.根据权利要求11所述的设备，其中所述至少一个处理器基于所述M个信号副本的空间和频谱上不相关的噪声的假设导出所述均衡器系数。

20.根据权利要求11所述的设备，其中对于待恢复的多(T)个数据流中的每一者，所述至少一个处理器针对所述数据流的所述M个信号副本导出均衡器系数，用所述均衡器系数对所述M个信号副本的所述输入符号进行滤波以获得所述M个信号副本的经滤波的符号，并对所述M个信号副本的所述经滤波的符号进行组合以获得所述数据流的输出符号。

21.根据权利要求20所述的设备，其中对于所述T个数据流中的每一者，所述至少一个处理器导出噪声与干扰协方差矩阵，并基于所述噪声与干扰协方差矩阵导出所述数据流的所述均衡器系数。

22.根据权利要求20所述的设备，其中对于多个频段中的每一者，所述至少一个处理器导出共用噪声与干扰协方差矩阵，并基于所述共用噪声与干扰协方差矩阵导出所述T个数据流中的每一者的所述均衡器系数。

23.一种方法，其包括：

针对来自多(R)个接收天线和多(C)倍过取样的多(M)个信号副本获得输入符号，其中M等于R乘以C；

针对所述M个信号副本导出均衡器系数；

用所述均衡器系数对所述M个信号副本的所述输入符号进行滤波；以及

对所述M个信号副本的经滤波的符号进行组合。

24.根据权利要求23所述的方法，其中所述对所述经滤波的符号进行组合包括对所述M个信号副本的频段k上的信号分量进行组合，其中k是频段的指标。

25.根据权利要求23所述的方法，其中所述导出所述均衡器系数包括基于来自每个接收天线的C个信号副本的不相关噪声的假设导出所述均衡器系数。

26.根据权利要求23所述的方法，其中所述导出所述均衡器系数包括基于所述M个信号副本的空间和频谱上不相关的噪声的假设导出所述均衡器系数。

27.根据权利要求23所述的方法，其中所述导出所述均衡器系数包括针对至少一个数据流中的每一者的所述M个信号副本导出所述均衡器系数，其中所述对所述输入符号进行滤波包括用每个数据流的所述均衡器系数对所述M个信号副本的所述输入符号进行滤波以获得所述数据流的所述M个信号副本的经滤波的符号，且其中所述对所述经滤波的符号进行组合包括对每个数据流的所述M个信号副本的所述经滤波的符号进行组合以获得所述数据流的输出符号。

28.一种设备，其包括：

用于针对来自多(R)个接收天线和多(C)倍过取样的多(M)个信号副本获得输入符号的装置，其中M等于R乘以C；

用于针对所述M个信号副本导出均衡器系数的装置；

用于用所述均衡器系数对所述M个信号副本的所述输入符号进行滤波的装置；以及

用于对所述M个信号副本的经滤波的符号进行组合的装置。

29.根据权利要求28所述的设备，其中所述用于对所述经滤波的符号进行组合的装置包括用于对所述M个信号副本的频段k上的信号分量进行组合的装置，其中k是频段的指标。

30.根据权利要求28所述的设备，其中所述用于导出所述均衡器系数的装置包括用于基于来自每个接收天线的C个信号副本的不相关噪声的假设导出所述均衡器系数的装置。

31.根据权利要求28所述的设备，其中所述用于导出所述均衡器系数的装置包括用于基于所述M个信号副本的空间和频谱上不相关的噪声的假设导出所述均衡器系数的装置。

32.根据权利要求28所述的设备，其中所述用于导出所述均衡器系数的装置包括用于针对至少一个数据流中的每一者的所述M个信号副本导出所述均衡器系数的装置，其中所述用于对所述输入符号进行滤波的装置包括用于用每个数据流的所述均衡器系数对所述M个信号副本的所述输入符号进行滤波以获得所述数据流的所述M个信号副本的经滤波的符号的装置，且其中所述用于对所述经滤波的符号进行组合的装置包括用于对每个数据流的所述M个信号副本的所述经滤波的符号进行组合以获得所述数据流的输出符号的装置。

33.一种设备，其包括：

至少一个处理器，其经配置以实施至少一个空频均衡器，每个空频均衡器在空间和频率维度上对信号分量进行组合，且实施至少一个空间均衡器，每个空间均衡器在空间维度上对信号分量进行组合；以及

存储器，其耦合到所述至少一个处理器。

34.根据权利要求33所述的设备，其中所述至少一个处理器针对第一组频段实施一组空频均衡器，且针对第二组频段实施一组空间均衡器。

35.根据权利要求33所述的设备，其中基于发射脉冲成形滤波器的频率响应来确定所述第一和第二组频段。

36.根据权利要求33所述的设备，其中所述至少一个处理器基于最小均方误差(MMSE)标准导出所述至少一个空频均衡器和所述至少一个空间均衡器的系数。

37.一种方法，其包括：

针对第一组至少一个频段在空间和频率维度上对信号分量进行组合；以及

针对第二组至少一个频段在空间维度上对信号分量进行组合。

38.根据权利要求37所述的方法，其中所述在所述空间和频率维度上对所述信号分量进行组合包括：

基于最小均方误差(MMSE)标准导出均衡器系数，以及

用所述均衡器系数对多个信号副本的输入符号进行滤波。

39.一种设备，其包括：

用于针对第一组至少一个频段在空间和频率维度上对信号分量进行组合的装置；以及

用于针对第二组至少一个频段在空间维度上对信号分量进行组合的装置。

40.根据权利要求39所述的设备，其中所述用于在所述空间和频率维度上对所述信号分量进行组合的装置包括

用于基于最小均方误差(MMSE)标准导出均衡器系数的装置，以及

用于用所述均衡器系数对多个信号副本的输入符号进行滤波的装置。

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