KR20080022190A - 무선 통신에서 송신 다이버시티를 위한 가중치들을발생시키는 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신에서 송신 다이버시티를 위한 가중치들을발생시키는 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

송신 다이버시트에 대한 양호한 성능을 제공할 수 있는 가중치들을 발생시키는 기술들이 설명된다. 수신기는 다수의 송신 안테나들로부터 하나 이상의 수신 안테나로 전송되는 데이터 송신을 위한 심볼들을 획득한다. 수신기는 또한 상기 송신 안테나들과 상기 수신 안테나(들) 사이의 통신 채널에 대한 채널 추정치를 도출한다. 수신기는, 선형 등화기 또는 결정 피드백 등화기일 수도 있는, 등화기를 이용하여 상기 심볼들에 대한 등화를 수행한다. 수신기는 상기 채널 추정치들 및 상기 등화기에 기초해서, 및 예를 들면, 상기 등화기에 적용될 수 있고 상기 등화기에 의해서 달성 가능한 신호 대 잡음 비 (SNR) 을 나타내는 목적 함수를 사용해서 상기 송신 안테나들에 대한 가중치들을 도출한다. 상이한 등화기들 (예를 들면, 선형 등화기 및 결정 피드백 등화기) 이 상이한 목적 함수들에 관계될 수도 있다.
Figure P1020087000942
등화기, 수신기, 송신 다이버시티, 신호 대 잡음 비 (SNR)

Description

무선 통신에서 송신 다이버시티를 위한 가중치들을 발생시키는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR GENERATING WEIGHTS FOR TRANSMIT DIVERSITY IN WIRELESS COMMUNICATION}
Ⅰ. 35 U.S.C §119 에 따른 우선권 주장
본 특허 출원은, 발명의 명칭이 "METHOD AND APPARATUS FOR TRANSMIT DIVERSITY WEIGHT GENERATION IN WIRELESS COMMUNICATIONS" 으로 2005년 6월 13일자로 출원되어 본 발명의 양수인에게 양도되어 있으며, 본 명세서에서 참조로서 명백하게 포함되는 가출원 제 60/690,409 호를 우선권 주장한다.
배경 기술
Ⅰ. 기술 분야
본 발명은 일반적으로 통신에 관한 것이며, 보다 상세하게는 무선 통신 시스템에서 송신 다이버시티를 위한 가중치들을 발생시키는 기술에 관한 것이다.
Ⅱ. 배경 기술
무선 통신 시스템에서, 송신기는 무선 주파수 (RF) 캐리어 신호를 데이터로 변조하고 무선 채널에 대한 송신에 더욱 적합한 RF 변조된 신호를 발생시킨다. 송신기는 그후 무선 채널을 통하여 RF 변조된 신호를 수신기에 송신한다. 송신된 신호는 많은 전파 경로들을 통하여 수신기에 도달할 수도 있다. 전파 경로들의 특성은 페이딩, 다중 경로, 간섭 및 기타 등등과 같은 다양한 인자들 때문에 시간에 따라 변할 수도 있다. 따라서, 송신된 신호는 상이한 채널 상태들을 경험할 수도 있고 시간에 따라 상이한 진폭들 및 위상들을 가지고 수신될 수도 있다.
송신 다이버시티는 해로운 경로 영향에 대해서 다이버시티를 제공하고 신뢰성을 개선하기 위해서 사용될 수도 있다. 송신 다이버시티는 데이터 송신을 위한 다수의 송신 안테나들을 이용할 수도 있다. 각각의 송신 안테나와 수신 안테나 사이에 전파 채널이 형성된다. 상이한 송신 안테나들에 대한 전파 채널들이 어느 정도 선형적으로 독립이면, 송신 안테나의 수가 증가함에 따라 다이버시티는 증가하고 데이터 송신을 정확하게 수신할 가능성이 향상된다.
송신 다이버시티를 이용하여, 데이터는 다수의 송신 안테나로부터 수신 안테나로 송신된 다수의 RF 변조된 신호들 상에서 중복적으로 전송된다. RF 변조된 신호들은 통상적으로 상이한 채널 상태들을 경험하고 상이한 복합 채널 이득과 연관될 수도 있다. 따라서, 이러한 신호들은 상이한 진폭들 및 위상들을 가지고 수신 안테나에 도달하고 보강적으로 또는 상쇄적으로 부가될 수도 있다. 제어 루프는 이러한 신호들이 수신기에서 보강적으로 부가되도록 송신기에서 RF 변조된 신호들에 인가하기 위한 적절한 가중치들을 결정하기 위해서 유지될 수도 있다. 과제는 양호한 성능이 달성될 수 있도록 가중치들을 발생시키는 방법이다.
따라서 송신 다이버시티를 위한 가중치들을 발생시키는 기술이 당 기술 분야에서 필요하다.
요약
본 발명의 일 실시형태에 따라서, 하나 이상의 프로세서 및 메모리를 포함하 는 장치가 설명된다. 프로세서(들) 은 다수의 송신 안테나들과 하나 이상의 수신 안테나 사이의 통신 채널에 대한 채널 추정치를 획득한다. 프로세서(들) 은 그 채널 추정치 및 다수의 송신 안테나들로부터 그 수신 안테나(들) 로의 데이터 송신을 위해서 사용된 등화기에 기초해서 다수의 송신 안테나들에 대한 다수의 가중치들을 도출한다.
또 다른 실시형태에 따라서, 다수의 송신 안테나들과 하나 이상의 수신 안테나 사이의 통신 채널에 대한 채널 추정치가 획득되는 방법이 제공된다. 다수의 송신 안테나들에 대한 다수의 가중치들이 그 채널 추정치 및 다수의 송신 안테나들로부터 수신 안테나(들) 로의 데이터 송신을 위해서 사용된 등화기에 기초해서 도출된다.
또 다른 실시형태에 따라서, 다수의 송신 안테나들과 하나 이상의 수신 안테나 사이의 통신 채널에 대한 채널 추정치를 획득하는 수단, 및 그 채널 추정치와 다수의 송신 안테나들로부터 수신 안테나(들)로의 데이터 송신을 위해서 사용된 등화기에 기초해서 다수의 송신 안테나에 대한 다수의 가중치들을 도출하는 수단을 포함하는 장치가 설명된다.
또 다른 실시형태에 따라서, 하나 이상의 프로세서와 메모리를 포함하는 장치가 설명된다. 프로세서(들)는 다수의 송신 안테나들로부터 하나 이상의 수신 안테나로 전송되는 데이터 송신을 위한 심볼들을 획득하고, 주파수 도메인에서의 심볼들을 프로세싱하고, 다수의 송신 안테나들을 위한 다수의 가중치들을 도출한다.
또 다른 실시형태에 따라서, 다수의 송신 안테나들로부터 하나 이상의 수신 안테나로 전송되는 데이터 송신을 위해서 심볼들이 획득되는 방법이 제공된다. 심볼들은 주파수 도메인에서 프로세싱된다. 다수의 가중치들이 다수의 송신 안테나들을 위해서 도출된다.
또 다른 실시형태에 따라서, 다수의 송신 안테나들로부터 하나 이상의 수신 안테나로 전송되는 데이터 송신을 위한 심볼들을 획득하는 수단, 주파수 도메인에서 심볼들을 프로세싱하는 수단, 및 다수의 송신 안테나를 위한 다수의 가중치들을 도출하는 수단을 포함하는 장치가 설명된다.
도면의 간단한 설명
도 1 은 송신기 및 수신기의 블록도를 도시한다.
도 2 는 송신기에서 수신기로의 송신을 위한 신호 흐름을 도시한다.
도 3 은 2 배 오버샘플링을 지닌 R 개의 수신 안테나들을 위한 스펙트럼 플롯을 도시한다.
도 4 는 공간적으로 세분화된 선형 등화기에 대한 신호 흐름을 도시한다.
도 5 는 공간적으로 세분화된 결정 피드백 등화기에 대한 신호 흐름을 도시한다.
도 6 은 송신 다이버시티를 위한 가중치들을 발생시키는 프로세스를 도시한다.
상세한 설명
여기에서 "예시적인" 이라는 용어는 "예, 예시, 또는 예증으로서 제공되는" 의 의미로 사용된다. "예시적인" 것으로서 여기에서 설명되는 임의의 실시형태는 다른 실시형태에 비하여 반드시 바람직하거나 유리한 것으로서 해석할 필요는 없다.
명확성을 위해서, 다음의 명칭이 이하의 설명의 많은 부분에서 사용된다. 시간-도메인 스칼라들은 샘플 기간에 대해서 인덱스 n 을 지닌 소문자, 예를 들면, h(n) 으로 표시된다. 주파수-도메인 스칼라들은 주파수 빈에 대해서 인덱스 k 를 지닌 대문자, 예를 들면, H(k) 로 표시된다. 벡터들은 굵은 소문자, 예를 들면, h 로 부여되고, 매트릭스들은 굵은 대문자, 예를 들면, H 로 표시된다.
도 1 은 통신 시스템 (100) 에서 송신기 (110) 및 수신기 (150) 의 블록도를 도시한다. 도 1 에 도시된 실시형태에서, 송신기 (110) 는 다수의 (T 개의) 안테나들 (134a 내지 134t) 을 포함하고, 수신기 (150) 는 하나 이상의 (R 개의) 안테나들 (152a 내지 152r) 을 포함하며, 여기에서, T≥2 및 R≥1 이다. 다운링크/포워드 링크 송신에 대해서, 송신기 (110) 는 기지국의 일부분이며, 수신기 (150) 는 무선 디바이스의 일부분이다. 업링크/리버스 링크 송신에 대해서, 송신기 (110) 는 무선 디바이스의 일부분이며, 수신기 (150) 는 기지국의 일부분이다. 기지국은 통상적으로 무선 디바이스들과 통신하는 고정된 지국이며 노드 B, 엑세스 지점, 기타 등등으로 또한 불릴 수도 있다. 무선 디바이스는 고정적일 수도 이동형일 수도 있으며 사용자 장치 (UE), 이동국, 사용자 단말기, 가입자 유닛, 및 기타 등등으로 또한 불릴 수도 있다. 무선 디바이스는 휴대 전화, PDA (Personal Digital Assistant), 무선 모뎀 카드, 또는 몇몇 다른 디바이스 또 는 장치일 수도 있다.
송신기 (110) 에서, 송신 (TX) 데이터 프로세서 (120) 는 트래픽 데이터를 프로세싱하고 칩 레이트에서 송신 칩을 제공한다. 프로세서 (120) 에 의한 프로세싱은 시스템에 의존적이며, 인코딩, 인터리빙, 심볼 맵핑, 확산 (spreading), 스크램블링, 및 기타 등등을 포함할 수도 있다. T 개의 멀티플라이어들 (130a 내지 130t) 는 각각 가중치 (a1 내지 aT) 로 송신 칩들을 수신하고 스케일링한다. T 개의 송신 유닛들 (TMTR들) (132a 내지 132t) 은 각각 멀티플라이어들 (130a 내지 130t) 로부터 스케일링된 송신 칩들을 수신하고 컨디셔닝 (예를 들면, 아날로그로 변환, 증폭, 필터링, 및 주파수 샹향 변환) 한다. 송신기 유닛들 (132a 내지 132t) 은 각각 T 개의 안테나들 (134a 내지 134t) 을 통하여 송신되는 T 개의 RF 변조된 신호들을 발생시킨다.
수신기 (150) 에서, R 개의 안테나들 (152a 내지 152r) 은 다양한 전파 경로들을 통하여 송신된 신호들을 수신하고 R 개의 수신된 신호들을 각각 R 개의 수신기 유닛들 (RCVR) (154a 내지 154r) 을 통하여 제공한다. 각각의 수신기 유닛 (154) 은 그 수신된 신호를 컨디셔닝 (예를 들면, 필터링, 증폭, 및 주파수 하향 변환) 하고, 그 컨디셔닝된 신호를 칩 레이트와 같거나 또는 더 높은 샘플 레이트에서 디지털화하고, 시간-도메인 입력 샘플들을 제공한다.
도 1 은 수신기 (150) 가 주파수 도메인에서 등화 (equalization) 를 수행하는 실시형태를 도시한다. 본 실시형태에서, R 개의 고속 푸리에 변환/이산 푸 리에 변환 (FFT/DFT) 유닛들 (160a 내지 160r) 은 각각 R 개의 수신기 유닛들 (154a 내지 154r) 로부터 입력 샘플들을 수신한다. 각각의 유닛 (160) 은 그 입력 샘플들을 주파수 도메인으로 변환하고, 트래픽 데이터에 대한 주파수-도메인 입력 심볼들을 등화기 (170) 에 제공하고, 파일럿에 대한 입력 심볼들을 채널 및 잡음 추정기 (162) 에 제공한다. 추정기 (162) 는 데이터 및/또는 파일럿에 대한 입력 심볼들에 기초해서 채널 응답 및 잡음을 추정한다. 등화기 (170) 는 이하 설명될 채널 및 잡음 추정치들에 기초해서 등화기 계수들을 도출하고, 등화기 계수들을 이용하여 R 개의 모든 수신 안테나들로부터의 입력 심볼들을 필터링하고, 공간 및/또는 주파수에 걸쳐서 필터링된 심볼들을 결합하고, 역FFT/역DFT (IFFT/IDFT) 유닛 (172) 에 출력 심볼들을 제공한다. 유닛 (172) 은 출력 샘플들을 시간 도메인으로 변환하고 출력 샘플들을 제공한다. 수신 (RX) 데이터 프로세서 (180) 는 TX 데이터 프로세서 (120) 에 의한 프로세싱에 상보적인 방법으로 출력 샘플들을 프로세싱하고 디코딩된 데이터를 제공한다.
일반적으로, 수신기 (150) 는 (1) 피드백 없이 시간 또는 주파수 도메인에서 등화를 수행하는 선형 등화기 및 (2) 피드백을 이용하여 시간 및/또는 주파수 도메인에서 등화를 수행하는 결정 피드백 등화기 (DFE) 와 같은 다양한 구조의 등화기들을 사용해서 등화를 수행할 수도 있다. 상이한 등화기 구조들은 상이한 SNR 들을 달성할 수도 있다. 주어진 등화기 구조 (예를 들면, 선형 등화기 또는 결정 피드백 등화기) 가, 이하 설명되듯이, 등화기가 실행되는 방법에 의존하는 상이한 SNR 들을 달성할 수도 있다. 주파수 도메인에서 동작하는 선형 등화기 및 결 정 피드백 등화기가 이하 설명된다.
제어기들/프로세서들 (140 및 190) 은 각각 송신기 (110) 및 수신기 (150) 에서 다양한 프로세싱 유닛들의 동작을 지시한다. 메모리들 (142 및 192) 은 각각 송신기 (110) 및 수신기 (150) 에 대한 데이터 및 프로그램 코드들을 저장한다. 가중치 발생기 (164) 는, 이하 설명되듯이, 수신기에서 사용되는 등화기 및, 채널 및 잡음 추정치에 기초해서 T 개의 송신 안테나에 대한 가중치 (a1 내지 aT) 를 발생시킨다. 도 1 에 도시되지 않았지만, 송신 안테나 가중치들 (a1 내지 aT) 은 송신기 (110) 에 다시 송신될 수도 있고 안테나들 (132a 내지 134t) 을 통한 송신 이전에 멀티플라이어들 (130a 내지 130t) 에 의해서 송신 칩들에 적용될 수 있다.
송신기 (110) 에서의 T 개의 안테나들과 수신기 (150) 에서의 R 개의 안테나들 사이의 통신 채널은, 각각의 송신/수신 안테나 쌍에 대해서 한 개의 단일-입력 단일-출력 (SISO : Single-Input Single-Output) 채널이 되는, T·R 개의 단일-입력 단일-출력 (SISO) 채널들로 구성된다. 각각의 SISO 채널은 시간-도메인 채널 임펄스 응답 h(n) 또는 주파수-도메인 채널 주파수 응답 H(k) 중 하나로 특징지어질 수도 있다.
시간-도메인 표현은 K-포인트 FFT 또는 K-포인트 DFT 을 이용하여 주파수-도메인 표현으로 변환될 수도 있으며, 이는 다음과 같이 표현될 수도 있다:
Figure 112008002574112-PCT00001
식 (1)
여기에서, 지수에서의 "-1" 은 0 대신 1 로 시작하는 인덱스 n 및 k 로 인한 것이다.
주파수-도메인 표현은 K-포인트 IFFT 또는 K-포인트 IDFT 를 이용하여 시간-도메인 표현으로 변환될 수 있으며, 다음과 같이 표현될 수도 있다:
Figure 112008002574112-PCT00002
식 (2)
도 2 는 송신기 (110) 에서 수신기 (150) 로의 데이터 송신에 대한 신호 흐름 (200) 을 도시한다. 도 2 는 각각의 수신 안테나로부터 수신된 신호의 2 배의 (2×) 오버샘플링을 가진 실시형태를 도시한다. 도 2 는 또한 주파수 도메인에서 등화를 수행하는 공간적으로-세분화된 (fractionally-spaced) 선형 등화기의 사용을 또한 도시한다. 용어 "공간적으로-세분화된" 은 나이퀴스트 샘플링 이론에 의해서 요구되는 레이트보다 더 높은 레이트에서의 샘플링을 말한다.
송신기는 트래픽 데이터를 프로세싱하고 칩 레이트에서 송신 칩들 x(n) 을 발생시킨다. 송신기는 K/2 송신 칩들의 각각의 블록에 사이클릭 프리픽스 (cyclic prefix) 를 부가한다. 사이클릭 프리픽스는 데이터 블록의 반복되는 부분이고, 시스템 대역폭을 통하여 균일하지 않은 주파수 응답인, 주파수 선택성 페이딩에 의해서 초래되는 심볼간 간섭 (ISI : intersymbol interference) 에 대항하기 위해서 사용된다. 실제 시스템에서, 송신기는 송신 칩 시퀀스를 수신기에 전송한다. 신호 흐름 (200) 에 대해서, 업샘플러 (228) 는 각각의 송신 칩 후에 제로를 삽입하고, 2×오버샘플링을 위해서 칩 레이트의 두배인, 샘플 레이트로 송신 샘플들을 제공한다. T 개의 멀티플라이어들 (230a 내지 230t) 은 각각 가중치 (a1 내지 aT) 를 가진 송신 샘플들을 스케일링하고, T 개의 송신 안테나들에 대해서, 각각, 스케일링된 송신 샘플들 x1(n) 내지 xT(n) 을 제공한다.
스케일링된 송신 샘플들은 T 개의 송신 안테나들로부터 및 통신 채널을 통하여 R 개의 수신 안테나들에 전송된다. 통신 채널은 블록들 (240aa 내지 240tr) 로 모델링된 T·R 개의 SISO 채널들로 구성된다. 송신 안테나 t 와 수신 안테나 r 사이의 SISO 채널이, 송신기에서의 펄스 성형 필터, 전파 채널, 수신기에서의 전단 필터 (front-end filter) 및 기타 등등의 영향을 포함하는, ht ,r(n) 의 채널 임펄스 응답에 의해서 모델링된다. 제 1 수신 안테나에 대해서, 합산기 (242a) 는 블록들 (240aa 내지 240ta) 의 출력들을 합산하고, 합산기 (244a) 는 합산기 (242a) 의 출력을 n1(n) 의 부가적 잡음으로 합산한다. 다른 수신 안테나들이 존재한다면, 그 다른 수신 안테나들의 각각의 SISO 채널들이 제 1 수신 안테나와 유사한 방법으로 잡음과 결합되고 부가될 수 있다.
수신기 (150) 는 칩 레이트의 두배에서 각각의 수신 안테나로부터 수신된 신호를 디지털화하고 샘플 레이트에서 입력 샘플들을 획득한다 (도 2 에서 미도시). 수신기는 송신기에 의해서 각각의 데이터 블럭에서 첨부된, 사이클릭 프리픽스가 존재하면, 그 사이클릭 프리픽스를 제거할 수도 있다. 제 1 수신 안테나로 부터의 시간-도메인 입력 샘플들 (r1(n)) 은 유닛 (260a) 에 의해서 K-포인트 FFT/DFT 로 주파수 도메인으로 변환되어, k = 1,…,K 에 대해서, 주파수-도메인 입력 심볼들 R1(k) 을 획득한다. 2×오버샘플링은 이하의 도 3 에 도시된 바와 같이, 각각의 수신 안테나에 대해서 사용가능한 신호 스펙트럼의 두개의 카피 (copy)를 초래한다. 각각의 수신 안테나에 대해서 오버샘플링된 두개의 중복된 신호 카피들은 하위 카피 (L) 및 상위 카피 (U) 로 불린다. 신호 카피는 또한 몇몇 다른 용어에 의해서 또는 스펙트럼 카피로 불릴 수도 있다. k = 1,…,K/2 에 대해서, 처음의 K/2 개의 입력 심볼들 R1(k) 는 하위 카피에 대한 것이며, k = 1,…,K/2 에 대해서, R1 ,L(k) 로 표시되며, 등화기 (270a) 로 제공된다. k = K/2+1,…,K 에 대해서, 마지막의 K/2 개의 입력 심볼들은 상위 카피에 대한 것이며, k = 1,…,K/2 에 대해서, R1 ,U(k) 로 표시되며, 등화기 (272a) 에 제공된다. 다른 수신 안테나들이 존재하면, 다른 수신 안테나들에 대한 입력 샘플들은 제 1 수신 안테나들에 대한 입력 샘플들과 유사한 방식으로 프로세싱된다.
등화기들 (270 및 272) 의 각각은 그 계수들
Figure 112008002574112-PCT00003
로 그 입력 심볼들 Rr,c(k) 를 필터링하며, 필터링된 심볼들 Yr ,c(k) 을 제공하며, 여기에서 r = 1,…,R 은 수신 안테나에 대한 인덱스이며, c∈{L,U} 는 신호 카피에 대한 인덱스이다. 합산기 (274a) 는, 각각 등화기들 (270a 내지 270r) 로부터의 필터링된 심볼들 (Y1 ,L(k) 내지 YR ,L(k)) 을 합산하고, 하위 카피에 대한 출력 심볼들 YL(k) 을 제공한다. 합산기 (274b) 는, 각각, 등화기 (272a 내지 272r) 로부터의 필터링된 심볼들 (Y1 ,U(k) 내지 YR ,U(k)) 을 합산하고, 상위 카피에 대한 출력 심볼들 YU(k) 을 제공한다. 유닛 (276) 은 출력 심볼들 YL(k) 및 YU(k) 에 대한 K-포인트 IFFT/IDFT 을 수행하고 샘플 레이트에서 출력 샘플을 제공한다. 다운샘플러 (278) 는 하나 건너서 하나씩 출력 샘플을 폐기하며 칩 레이트에서 출력 샘플들 y(n) 을 제공한다.
도 3 은 2×오버샘플링을 가진 R 개의 수신 안테나들에 대한 예시적 스펙트럼 플롯들을 도시한다. 송신 칩들 x(n) 은 fc 의 칩 레이트에서이다. 대응하는 스펙트럼은 송신기에서 펄스 성형 필터에 의해서 결정된 롤-오프 (roll-off) 및 fc/2 의 대역폭을 가진다. 각각의 수신 안테나로부터 수신된 신호는, 칩 레이트의 두배, 즉, fs = 2fc 인, fs의 샘플 레이트에서 디지털화된다. 각각의 수신 안테나에 대해서, 하위 카피는, 빈 (bin) 인덱스 k = 1 에서 K/2 에 대응하는, DC 에서 fs/2 의 주파수 범위를 커버하고, 상위 카피는 빈 인덱스 k = K/2+1 에서 K 에 대응하는, fs/2 에서 fs 로의 주파수 범위를 커버한다. 단순함을 위해서, 도 3 은 R 개의 수신 안테나들에 대한 유사한 스펙트럼 플롯들을 도시한다. 일반적으로, 각각의 수신 안테나 r 에 대한 스펙트럼 플롯은 그 안테나에 대한 주파수 응답 Hr(k) 에 의해서 결정되는 형상을 가진다.
도 3 에 도시된 바와 같이, 수신기는 R 개의 수신 안테나들로부터 R 의 리던던시 (redundancy) 인자 및 2×오버샘플링으로부터 2 의 리던던시 인자를 획득한다. 도 3 은 또한 2R 개의 신호 카피들에서의 리던던트 (redundant) 신호 성분들이 어떻게 결합되는 지를 보여준다. 각각의 수신 안테나들에 대한 두개의 중복 신호 성분들은 fs/2 또는 K/2 주파수 빈들의 간격으로 분리된다.
공간-주파수 등화기는 k = 1,…,K/2 에 대해서, 각각의 주파수 빈 k 에 대해서 사용될 수도 있다. 주파수 빈 k 에 대한 공간-주파수 등화기는 모든 R 개의 수신 안테나들에 대해서 빈들 k 및 k+K/2 상의 중복 신호 성분들을 결합할 수도 있다. 명확성을 위해서, 하나의 주파수 빈 k 에 대한 프로세싱이 이하 설명된다. 동일한 프로세싱이 K/2 개의 주파수 빈의 각각, 즉, k=1,…,K/2 에 대해서 수행될 수도 있다.
도 4 는 공간적으로 세분화된 선형 등화기에 대한 주파수-도메인 신호 흐름 (400) 을 도시한다. 신호 흐름 (400) 은 도 2 에서의 신호 흐름 (200) 에 균등하며 2×오버샘플링을 가진 경우를 위한 것이다.
송신기는 트래픽 데이터를 프로세싱하고 칩 레이트에서 송신 칩들 x(n) 을 발생시킨다. 실제 시스템에서, 송신기는 수신기에 송신 칩 시퀀스를 전송하고 어떠한 FFT/DFT 도 수행하지 않는다. 하지만, 신호 흐름 (400) 에 대해서, 유닛 (428) 은 송신 칩에 K/2 포인트 FFT/DFT 를 수행하고, k = 1,…,K/2 에 대해서, 주파수-도메인 송신 심볼들 X(k) 을 제공한다. T 개의 멀티플라이어들 (430a 내지 430t) 은 각각 가중치 (a1 내지 aT) 로 송신 심볼들 X(k) 을 스케일링하고, T 개의 송신 안테나들에 대해서, 각각, 스케일링된 송신 심볼들 (X1(k) 내지 XT(k)) 을 제공한다.
스케일링된 송신 심볼들 (X1(k) 내지 XT(k)) 은 T 개의 송신 안테나로부터 및 통신 채널을 통하여 R 개의 수신 안테나들로 전송된다. 송신 안테나 t 와 수신 안테나 r 사이의 SISO 채널은 하위 카피에 대해서는 Ht ,r,L(k) 의 주파수 응답 및 상위 카피에 대해서는 Ht ,r,U(k) 의 주파수 응답에 의해서 모델링된다. 제 1 수신 안테나에 대해서, 합산기 (442a) 는 하위 카피에 대해서 블록들 (440aa 내지 440ta) 의 출력들을 합산한다. 합산기 (446a) 는 N1 ,L(k) 의 부가적 잡음으로 합산기 (442a) 의 출력에 합산하고 하위 카피에 대한 수신된 심볼들 R1 ,L(k) 을 제공한다. 합산기 (444a) 는 상위 카피에 대해서 블록들 (440aa 내지 440ta) 의 출력들을 합산한다. 합산기 (448a) 는 N1 ,U(k) 의 부가적 잡음으로 합산기 (444a) 의 출력에 합산하고 상위 카피에 대한 수신된 심볼들 R1 ,U(k) 을 제공한다. 유닛 (450a) 은 시간-도메인 잡음 n1(n) 을 변환하고, 각각, 상위 및 하위 카피들에 대한 주파수 도메인 N1 ,L(k) 및 N1 ,U(k) 을 제공한다. 다른 수신 안테나가 존재하면, 그 다른 수신 안테나들에 대한 SISO 채널들 및 잡음이 유사한 방식으로 모 델링된다.
수신기 (150) 에서, 등화기 (470a 및 472a) 는 제 1 수신 안테나에 대해서 상위 및 하위 카피들에 대해서 주파수-도메인 입력 심볼들 R1 ,L(k) 및 R1 ,U(k) 을 수신한다. 다른 수신 안테나들이 존재한다면, 그 다른 수신 안테나들에 대한 등화기들은 그 안테나들에 대해서 수신 입력 심볼들을 유사하게 수신한다. 각각의 등화기들 (470 및 472) 은 그 입력 심볼들 Rr ,c(k) 을 그 계수들
Figure 112008002574112-PCT00004
을 이용하여 필터링하며 필터링된 심볼들 Yr ,c(k) 을 제공한다. 합산기 (474) 는 모든 2R 개의 등화기들 (470 및 472) 로부터 필터링된 심볼들 Y1 ,L(k) 및 Y1 ,U(k) 내지 YR ,L(k) 및 YR ,U(k) 을 합산한다. 이득 엘리먼트 (476) 는 1/2 이득으로 합산기 (474) 의 출력을 스케일링하고 출력 심볼들 Y(k) 을 제공한다. 유닛 (480) 은 출력 심볼들 Y(k) 에 대해 K/2-포인트 IFFT/IDFT 를 수행하고 칩 레이트에서 시간-도메인 출력 샘플들 y(n) 을 제공한다.
신호 흐름 (200 및 400) 을 비교할 때, K-포인트 FFT/DFT 가 이어지는, 도 2 에서의 업샘플러 (228) 에 의한 송신 칩들 x(n) 의 2×업샘플링은 도 4 의 유닛 (428) 에 의해 x(n) 에 대한 K/2-포인트 FFT/DFT 를 수행하는 것 및 하위 및 상위 카피들에 대해서 X(k) 를 복제하는 것과 균등하다. 도 2 에서의 합산기 (274a) 에 의한 Y1 ,L(k) 내지 YR ,L(k) 를 가산하는 것, 합산기 (274b) 에 의해 Y1 ,U(k) 내지 YR,U(k) 를 가산하는 것 및 데시메이터 (decimator) (278) 에 의한 2 의 인자로의 데시메이션이 이어지는 유닛 (276) 에 의한 K-포인트 IFFT/IDFT 를 수행하는 것은 도 4 에서의 합산기 (474) 에 의한 Y1 ,L(k) 및 Y1 ,U(k) 내지 YR ,L(k) 및 YR ,U(k) 을 가산하는 것, 유닛 (476) 으로 1/2 로 스케일링하는 것 및 유닛 (480) 에 의한 K/2-포인트 IFFT/IDFT 를 수행하는 것과 균등하다.
신호 흐름 (400) 에 대해서, 수신기에서의 주파수-도메인 입력 심볼들은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008002574112-PCT00005
식 (3)
여기에서,
Figure 112008002574112-PCT00006
는 입력 심볼들의 2R×1 벡터이며,
Figure 112008002574112-PCT00007
는 t∈{1,…,T} 에 대해서, 송신 안테나 t 에 대한 채널 이득의 2R×1 벡터이며,
Figure 112008002574112-PCT00008
는 2R×T 채널 응답 매트릭스이며,
Figure 112008002574112-PCT00009
는 T 개의 송신 안테나들에 대한 가중치들의 T×1 벡터이며,
Figure 112008002574112-PCT00010
는 2R×1 유효 채널 응답 매트릭스이며,
Figure 112008002574112-PCT00011
는 2R×1 잡음 벡터이며,
"T" 는 전치를 나타낸다.
각각의 수신 안테나에 대해서 하위 및 상위 카피들은, 도 3 에 도시된 바와 같이, 각각, 하단에 기입된 L 및 U 로 부여되며, K/2 개의 주파수 빈들로 분리된다.
선형 등화기는 최소 평균 자승 오차 (MMSE : minimum mean square error), 제로-포싱 (ZF : zero-forcing), 최대 비율 결합 (MRC : maximal ratio combining), 또는 몇몇 다른 검출 기술에 기초해서 구현될 수도 있다. 선형 MMSE 등화기에 대한 계수들은 다음과 같이 표현될 수도 있다
Figure 112008002574112-PCT00012
식 (4)
여기에서,
Figure 112008002574112-PCT00013
는 송신 칩들 x(n) 의 전력 스펙트럼이며,
Figure 112008002574112-PCT00014
는 2R×2R 잡음 공분산 매트릭스이며,
Figure 112008002574112-PCT00015
는 주파수 빈 k 에 대한 등화기 계수들의 1×2R 로우 벡터이며,
"H" 는 켤레 전치를 나타낸다.
식 (4) 는 선형 등화기의 출력 오차의 분산 (variance) 을 최소화한다.
매트릭스 반전 정리 (matrix inversion lemma) 가 식 (4) 에 적용될 수도 있다. 등화기 계수들은 다음과 같이 표현될 수도 있다.
Figure 112008002574112-PCT00016
식 (5)
식 (5) 는 각각의 주파수 빈 k 에 대해서 R -1(k) 에 대한 2R×2R 매트릭스 반전을 가진다. 식 (5) 는 오버샘플링된 스펙트럼의 상위 및 하위 카피들이 상호관계없는 잡음 또는 무시할만한 잡음 상호관계를 가지면 단순화될 수도 있다. 이 경우에, 잡음 공분산 매트릭스는
Figure 112008002574112-PCT00017
로 주어지며, 여기에서, R L(k) 는 하위 카피에 대해서 R×R 잡음 공분산 매트릭스이며, R U(k) 는 상위 카피에 대해서 R×R 잡음 공분산 매트릭스이다. 식 (5) 는 잡음이 각각의 주파수 빈내에서 공통 분산 (common variance) 과 공간적으로 및 스펙트럼적으로 비상관이라면, 더욱 단순화될 수도 있다. 이 경우에, 잡음 공분산 매트릭스는
Figure 112008002574112-PCT00018
이며, 여기에서,
Figure 112008002574112-PCT00019
는 잡음의 분산이며, I 는 단위 매트릭스이다.
선형 등화기로부터의 주파수-도메인 출력 심볼은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112008002574112-PCT00020
식 (6)
여기에서,
Figure 112008002574112-PCT00021
는 X(k) 에 대한 스케일링이며,
Figure 112008002574112-PCT00022
는 X(k) 에 대한 필터링된 잡음이며,
Figure 112008002574112-PCT00023
는 남은 오차 및 잡음이다.
V(k) 의 분산은 다음과 같이 표현될 수도 있다.
Figure 112008002574112-PCT00024
식 (7)
Figure 112008002574112-PCT00025
의 분산은 다음과 같이 표현될 수도 있다.
Figure 112008002574112-PCT00026
식 (8)
여기에서,
Figure 112008002574112-PCT00027
이다.
주파수-도메인 출력 심볼들은 시간-도메인 출력 샘플들을 획득하기 위해서 IFFT/IDFT 로 시간 도메인으로 변환될 수도 있고, 시간-도메인 출력 샘플들은 다음과 같이 표현될 수도 있다:
Figure 112008002574112-PCT00028
식 (9)
여기에서 y(n), x(n), b(n), v(n) 및
Figure 112008002574112-PCT00029
는 각각 Y(k), X(k), B(k), V(k) 및
Figure 112008002574112-PCT00030
의 시간-도메인 표현들이며,
Figure 112008002574112-PCT00031
는 컨벌루션 연산을 나타낸다.
식 (6) 및 (9) 는 각각 X(k) 및 x(n) 의 편파된 (biased) MMSE 추정들을 제공한다. 출력 심볼들 Y(k) 또는 출력 샘플들 y(n) 은 스케일링 인자 F 로 곱해져서 비편파된 (unbiased) 추정들을 획득한다. 스케일링 인자 F 는 다음과 같이 주어질 수도 있다:
Figure 112008002574112-PCT00032
식 (10)
Figure 112008002574112-PCT00033
의 분산은 다음과 같이 표현된다:
Figure 112008002574112-PCT00034
식 (11)
비편파 (unbiasing) 연산 전의, 칩 레이트 출력 샘플의 SNR 은 다음과 같이 표현된다:
Figure 112008002574112-PCT00035
식 (12)
비편파 연산 후의, 칩 SNR 이 다음과 같이 표현된다:
Figure 112008002574112-PCT00036
식 (13)
비편파 칩 (unbiased chip) SNR 은 상수로 편파 칩 (biased chip) SNR 에 관계되기 때문에, 비편파 칩 SNR 을 최대화하는 것은 편파 칩 SNR 을 최대화하는 것과 균등하다.
송신 칩들 x(n) 은 비상관 또는 백색 (white) 으로 가정될 수도 있다. 이 경우에, k = 1, 2,…,K/2 에 대해서, S(k) 는 일정한 파워 스펙트럼 밀도 Sx 와 동일하며, 즉, S(k) = Sx 이다.
SNR 메트릭 (metric) 은, 다음과 같이, 식 (12) 의 칩 SNR 에 기초해서 정의될 수도 있다:
Figure 112008002574112-PCT00037
식 (14)
식 (14) 의 SNR 메트릭은 K/2 개의 주파수 빈들에 대해서 용어
Figure 112008002574112-PCT00038
의 하모닉 평균 (harmonic mean) 이다. g1, g2,…, gK 의 하모닉 평균은 다음과 같이 주어진다 :
Figure 112008002574112-PCT00039
. 하모닉 평균은 K/2 개의 주파수 빈들에 대응하는 SNR 값들의 평균이다.
식 (14) 의 칩 SNR 은, 다음과 같은, 분모를 최소화하는 것에 의해서 송신 가중치 벡터 a 에 대해서 최대화될 수도 있다:
Figure 112008002574112-PCT00040
식 (15)
분모의 최소화는
Figure 112008002574112-PCT00041
인, 송신 가중치 벡터에 대한 단위 놈 (unit norm) 의 제약하에 있을 수도 있다. 벡터 a 는 또한 제 1 엘리먼트가 고정 (예를 들면,
Figure 112008002574112-PCT00042
) 되며 송신 가중치 벡터의 각각의 엘리먼트의 위상 각이 최적화되도록 규정될 수도 있다.
목적 함수 (objective function) 은 다음과 같이 D( a ) 에 대해서 규정될 수도 있다:
Figure 112008002574112-PCT00043
식 (16)
여기에서, λ 는 라그랑지안 멀티플라이어이며,
Jh( a ) 는 식 (14) 에서 보여지는 칩 SNR 에 대한 목적 함수이다.
Figure 112008002574112-PCT00044
의 제약을 이용하여 식 (15) 에서 디노미네이터 D( a ) 를 최소화하는 것은 식 (16) 에서의 목적 함수 Jh( a ) 를 최소화하는 것과 균등하다.
목적 함수 Jh( a ) 에 대한 최소 값을 산출하는 해결 방법은 (1)
Figure 112008002574112-PCT00045
및 λ 에 대해서 Jh( a ) 의 도함수를 취하는 것 및 (2) 그 도함수를 제로로 설정하는 것에 의해서 획득될 수도 있다. 하지만, 클로즈드 폼 해 (closed form solution) 는 그 도함수에 대해서 사용가능하지 않을 수도 있다. 또한, 송신 안테나 가중치에 대한 선택들의 한정된 세트가 사용을 위해서 사용가능할 수도 있다. 따라서, 식 (15) 는 상이한 후보 송신 가중치 벡터들에 대해서 평가될 수도 있다. D( a ) 에 대한 가장 작은 값을 산출하는 후보 송신 가중치 벡터는 다음과 같이 선택될 수도 있다:
Figure 112008002574112-PCT00046
식 (17)
여기에서 A 는 후보 송신 가중치 벡터들의 세트이며,
a i 는 세트 A 에서의 i 번째 후보 송신 가중치이다.
식 (16) 에서 목적 함수 Jh( a ) 는 도 2 및 4 에 도시된 선형 MMSE 등화기에 대해서 적용가능한, 식 (14) 에서 도시된 SNR 메트릭에 대한 것이다. 일반적으로, 상이한 목적 함수들이 상이한 수신기 구조들 및 상이한 시스템들에 대해서 도출될 수도 있다.
도 5 는 공간적으로 세분화된 결정 피드백 등화기 (DFE) 에 대한 주파수 도메인 신호 흐름 (500) 을 도시한다. 신호 흐름 (500) 은 2×오버샘플링으로 주파수-도메인 등화에 대한 프로세싱의 모델이다.
신호 흐름 (500) 에 대해서, 송신기에서, 송신 칩들 x(n) 은 FFT/DFT 유닛 (528) 에 의해서 변환되고, 멀티플라이어들 (530a 내지 530t) 에 의해서 각각 가중치들 (a1 내지 aT) 로 스케일링되어 T 개의 송신 안테나들에 대해서 스케일링된 송신 심볼들 X1(k) 내지 XT(k) 을 획득한다. 스케일링된 송신 심볼들은 T 개의 송신 안테나들로부터 및 R 개의 수신 안테나들에 통신 채널을 통하여 전송된다. 실제 시스템에서, 송신기는 송신 칩들 x(n) 을 수신기에 전송하고 어떠한 FFT/DFT 도 수행하지 않는다. 대신에, 수신기에서 주파수 도메인 등화기의 전단 (front-end) 은 FFT/DFT 를 수행한다.
수신기에서, 2R 개의 피드-포워드 필터들 (570a 및 572a 내지 570r 및 572r) 은 각각 입력 심볼들 (R1 ,L(k)) 및 R1 ,U(k) 내지 RR ,L(k) 및 RR ,U(k)) 을 수신한다. 각각의 피드-포워드 및 피드백 필터들 (570 및 572) 은 그 입력 심볼들을 그 필터 응답으로 필터링한다. 모든 2R 개의 피드-포워드 필터들 (570 및 572) 의 출력 들은 합산기 (574) 에 의해 합산되고 이득 엘리먼트 (576) 에 의해서 1/2 로 스케일링되어 필터링된 심볼들 F(k) 을 획득한다. 합산기 (578) 은 필터링된 심볼들 F(k) 로부터 피드백 심볼들 G(k) 을 감산하고 등화된 심볼들 Z(k) 을 제공한다. IFFT/IDFT 유닛 (580) 은 등화된 심볼들을 시간 도메인으로 변환하고 칩 레이트에서 등화된 샘플들 z(n) 을 제공한다. 슬라이서 (582) 는 등화된 샘플들을 슬라이싱하고 출력 샘플들 y(n) 을 제공한다. FFT/DFT 유닛 (584) 은 출력 샘플들을 주파수 도메인으로 변환하고 출력 샘플들 Y(k) 을 제공한다. 피드백 필터 (586) 는 출력 심볼들을 그 필터 응답으로 필터링하고 피드백 심볼들을 제공한다. 피드-포워드 및 피드백 필터 응답은 종래 기술에서 공지된 방식으로 도출될 수도 있다.
도 5 에서 도시된 것과 같은, DFE 의 성능은, 등화를 위해서 피드백된 임시적 결정인, 출력 샘플들 y(n) 의 신뢰성에 의존한다. 결정이 신뢰성이 있으면, 심볼간 간섭 (ISI) 이 정확하게 추정되고 감산되며, 양호한 성능이 달성될 수도 있다. 결정 오차들은 ISI 및 저하된 성능의 부정확한 추정을 초래한다.
무시할 만한 결정 오차들을 가진 DFE 에 대한 SNR 메트릭이 다음과 같이 정의될 수도 있다:
Figure 112008002574112-PCT00047
식 (18)
식 (18) 에서 SNR 은 데시벨 (dB) 단위로 주어지며, K/2 개의 주파수 빈들에 대해서 용어
Figure 112008002574112-PCT00048
의 기하 평균이다. g1, g2,…gK 의 기하 평 균은 선형 단위로는 (g1·g2·…·gK)1/ K 로 주어지며, 그것은 데시벨으로는
Figure 112008002574112-PCT00049
와 동일하다.
목적 함수 Jg( a ) 는 식 (18) 에서의 SNR 메트릭에 대해서 다음과 같이 정의될 수도 있다:
Figure 112008002574112-PCT00050
식 (19)
식 (18) 의 SNR 메트릭은 식 (19) 에서 목적 함수 Jg( a ) 를 최대화하는 것에 의해서 최대화될 수도 있다.
DFE 는, 성능을 저하시키는, 몇몇 결정 오차들에 마주친다. DFE 에 의해서 달성된 SNR 은 따라서 식 (18) 에서의 기하 평균으로써 SNR 메트릭과 식 (14) 에서의 하모닉 평균으로써 SNR 메트릭 사이에 놓인다.
시스템은 전체 시스템 대역폭을 다수의 (K) 주파수 빈들로 분할하는, 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 을 사용할 수도 있다. 각각의 주파수 빈은 데이터로 독립적으로 변조될 수도 있는 서브캐리어와 관련된다. OFDM 시스템에서 수신기는 통상적으로 K 개의 주파수 빈들의 각각에 대한 주파수 도메인에서 등화를 수행한다. OFDM 수신기는 식 (4) 에 도시된 바와 같이, MMSE 기술에 기초해서 각각의 주파수 빈에 대한 등화기 계수들을 도출할 수도 있다. 하지만, 널 (null) 서브캐리어들이 중복 스펙트럼 신호 성분들 대신에 송신되면 각각의 수신 안테나로부터의 오직 하나의 신호 카피가 존재한다. 이 경우에, r (k), h t(k), h eff(k), n (k) 및 w H(k) 는 R×1 벡터들이고, H (k) 는 R×T 매트릭스이며, R (k) 는 R×R 매트릭스이다. OFDM 수신기는 그후 식 (6) 에 도시된 각각의 주파수 빈에 대한 등화를 수행할 수도 있다.
식 (18) 에서의 SNR 메트릭 및 식 (19) 에서의 목적 함수 Jg( a ) 는 수신기가 MMSE 기술을 사용하면 OFDM 시스템에 대해서 사용될 수도 있다. 수신기가 제로-포싱 또는 몇몇 다른 검출 기술을 사용하면, 주파수 빈 k 에 대응하는 SNR 은
Figure 112008002574112-PCT00051
보다 작을 수도 있다.
수신기는, 매칭된 필터의 상위 한계인, 산술 평균에 근접한 평균 SNR 을 달성할 수도 있다. SNR 메트릭은 그후 다음과 같이 정의될 수도 있다:
Figure 112008002574112-PCT00052
식 (20)
식 (20) 에서의 SNR 메트릭은 K/2 개의 주파수 빈들에 대한 용어
Figure 112008002574112-PCT00053
의 산술 평균이다. g1, g2,…,gK 의 산술 평균은 (g1+g2+…gK)/K 로 주어진다.
목적 함수 Ja( a ) 는 식 (20) 에서의 SNR 메트릭에 대해서 다음과 같이 정의될 수도 있다:
Figure 112008002574112-PCT00054
식 (21)
식 (20) 에서의 SNR 메트릭은 식 (21) 에서의 목적 함수 Ja( a ) 를 최대화하는 것에 의해서 최대화될 수도 있다.
식 (19) 에서의 목적 함수 Jg( a ) 및 식 (21) 에서의 목적 함수 Ja( a ) 에 대한 해결 방법들은 상이한 후보 송신 가중치 벡터들을 평가하는 것 및 Jg( a ) 및 Ja( a ) 의 제 1 항, 즉,
Figure 112008002574112-PCT00055
의 좌측의 항에 대한 가장 큰 값을 산출하는 후보 송신 가중치 벡터를 선택하는 것에 의해서 획득될 수 있다. 선택된 송신 가중치 벡터는 그후, 쓰루풋을 순서대로 최대화하는, SNR 메트릭을 최대화할 것이다. 식 (21) 에서의 목적 함수 Ja( a ) 에 대한 해결 방법들은 또한 R×R 매트릭스
Figure 112008002574112-PCT00056
의 최대 (정규화된) 고유벡터를 결정하는 것에 의해서 획득될 수 있다. 목적 함수들에 대한 해결 방법들은 또한 다른 방식들로 결정될 수도 있다.
SNR 에 관계된 몇몇 예시적 목적 함수들이 상술되었다. 다른 목적 함수들이 또한 정의되었고 가중치 발생에 대해서 사용될 수 있다. 일반적으로, 목 적 함수는 SNR, 쓰루풋, 용량, 및/또는 성능의 다른 특성에 의해서 성능을 정량화할 수도 있다. 목적 함수는 또한 송신 안테나 가중치, 채널 추정치들, 잡음 추정치, 및 다른 분량의 함수일 수도 있다.
일반적으로, 산술 평균으로써 평균 SNR 은 기하 평균으로써 평균 SNR 보다 더 달성하기 어렵고, 기하 평균으로써 평균 SNR 은 하모닉 평균으로써 평균 SNR 보다 더 달성하기 어렵다. 상이한 수신기 구조들은 상이한 SNR 들을 달성할 수도 있다. 예를 들면, 선형 등화기는 하모닉 평균으로써 평균 SNR 에 근접한 SNR 을 달성하는 것이 가능할 수도 있다. 무시할만한 결정 오차들을 가진 DFE 또는 OFDM 송수신기는 기하 평균으로써 평균 SNR 에 근접한 SNR을 달성할 수도 있다. 실제적 수신기들은, 동작 데이터 레이트가 채널의 용량보다 엄밀히 더 낮지 않으면 주파수 선택성 채널에서 산술 평균으로써 평균 SNR 에 근접한 SNR 을 달성할 수 없을 수도 있다.
주어진 수신기 구조는 또한 상이한 구현형태들에 대해서 상이한 SNR 들을 달성할 수도 있다. 예를 들면, 선형 MMSE 등화기는 선형 제로-포싱 등화기에 대한 SNR 보다 더 큰 SNR 을 달성할 수도 있다. 공간 및 주파수 차원 모두에 따라서 신호 성분들을 결합하는 선형 공간-주파수 등화기는 오직 공간 차원에 따라서 신호 성분들을 결합하는 선형 등화기보다 더 높은 SNR 을 달성할 수 있다. MMSE DFE 는 또한 제로-포싱 DFE 보다 더 높은 SNR 을 달성할 수도 있다.
주어진 수신기 구조는 또한 상이한 동작 조건들에 대해서 상이한 SNR 들을 달성할 수도 있다. 예를 들면, 무시할만한 결정 오차들을 가진 DFE 는 기하 평 균으로써 평균 SNR 에 근접한 SNR 을 달성할 수도 있다. 더 많은 결정 오차들을 이용한 DFE 는 하모닉 평균으로써 평균 SNR 에 더 근접한 SNR을 달성할 수도 있다. 따라서, DFE 는 상이한 양의 결정 오차들에 대해서 기하 평균과 하모닉 평균 사이에 놓이는 상이한 SNR 들을 달성할 수도 있다.
송신 가중치 발생 기술들은 다수의 수신 안테나들 및 오버샘플링을 가진 수신기에 대해서 상술되었다. 기술들은 또한 단일 안테나를 가진 수신기에 대해서 사용될 수도 있다. 이 경우에서, R 은 상기 식들에 대해서는 1 이다. 기술들은 또한 칩 레이트들에서 수신된 신호(들) 을 샘플링하는, 즉 오버샘플링하지 않는 수신기에 대해서 사용될 수 있다. 이 경우에, 오직 하나의 신호 카피가 각각의 수신 안테나로부터 사용가능하고, 상기 벡터들의 대부분은 R×1 벡터들이며, H (k) 는 R×T 매트릭스이며, R (k) 는 R×R 매트릭스이다.
도 6 은 송신 다이버시티에 대한 가중치들을 발생시키기 위한 프로세스 (600) 의 일 실시형태를 도시한다. 심볼들은 다수의 송신 안테나들로부터 하나 이상의 수신 안테나로 전송되는 데이터 송신을 위해서 획득된다 (블록 612). 채널 추정치들 및 잡음 추정치들이 다수의 송신 안테나들과 수신 안테나(들) 사이에서의 통신 채널을 위해서 도출된다 (블록 614). 심볼들은 등화기, 예를 들면, 선형 등화기 또는 결정 피드백 등화기를 이용하여 프로세싱된다 (블록 616). 등화는, 예를 들면, 도 4 또는 도 5 에서 도시된 바와 같이, 주파수 도메인에서 수행될 수도 있다. 다수의 송신 안테나들에 대한 다수의 가중치들은 등화기, 채널 추정치들 및 잡음 추정치들에 기초해서 도출된다 (블록 618).
블록 618 에 대해서, 등화기에 대한 목적 함수는 가중치들을 도출하기 위해서 평가될 수도 있다. 목적 함수는 등화기에 대한 SNR 메트릭에 관계될 수도 있다. 목적 함수는 선형 등화기 및 결정 피드백 등화기와 같은 상이한 등화기 구조들에 대해서 사용될 수도 있다. 주어진 구조의 등화기 (예를 들면, 선형 등화기 또는 결정 피드백 등화기) 는 또한 다양한 타입들이다. 예를 들면, 등화기는 공간-주파수 등화기, 공간 등화기, 칩-공간된 등화기, 공간적으로 세분화된 등화기, MMSE 등화기, 제로-포싱 등화기 및 기타 등등일 수도 있다.
적절한 목적 함수는 주어진 등화기 구조에 대해서 사용될 수도 있다. 예를 들면, 식 (16) 에서의 목적 함수는 선형 등화기에 대해서 사용될 수도 있고 식 (19) 에서의 목적 함수는 결정 피드백 등화기에 대해서 사용될 수도 있다. 목적 함수에서의 용어는 상이한 타입의 등화기에 대해서 상이한 방식으로 정의될 수도 있다. 예를 들면, 식 (16) 에서의 목적 함수에 대한 용어
Figure 112008002574112-PCT00057
는 MMSE 및 제로-포싱 등화기들에 대해서 상이한 방식으로 정의될 수도 있다. 목적 함수에서의 벡터들 및 매트릭스들은 또한 수신 안테나들의 개수 및 오버샘플링 비율에 의존하는 상이한 차수들을 또한 가질 수도 있다.
본 명세서에서 설명된 송신 가중치 발생 기술들은 코드 분할 다중 엑세스 (CDMA) 시스템, 시간 분할 다중 엑세스 (TDMA) 시스템, 주파수 분할 다중 엑세스 (FDMA) 시스템, 직교 주파수 분할 다중 엑세스 (OFDMA) 시스템, 단일 캐리어 FDMA (SC-FDMA) 시스템, 및 기타 등등과 같은 다양한 통신 시스템에 대해서 사용될 수도 있다. CDMA 시스템은 광역 CDMA (W-CDMA), cdma2000, 및 기타 등등과 같은 하나 이상의 무선 엑세스 기술들 (RAT) 을 구현할 수도 있다. cdma2000 은 IS-2000, IS-856, 및 IS-95 표준을 커버한다. TDMA 시스템은 이동 통신에 대한 글로벌 시스템 (GSM) 과 같은 RAT 를 구현할 수도 있다. 이러한 다양한 RAT 들 및 표준들이 당 기술 분야에서 공지되어있다. OFDMA 시스템은 OFDM 을 사용해서 직교 주파수 서브캐리어 상의 주파수 도메인에서 변조 심볼들을 송신한다. SC-FDMA 시스템은 직교 주파수 서브캐리어 상의 시간 도메인에서 변조 심볼들을 송신한다.
당업자는 다양한 서로 다른 기술들 및 기법들 중 임의의 기술 또는 기법을 이용하여 정보 및 신호를 나타낼 수도 있음을 알 수 있다. 예를 들어, 상기의 설명 전반에 걸쳐 참조될 수도 있는 데이터, 지시, 명령, 정보, 신호, 비트, 심볼, 및 칩은 전압, 전류, 전자기파, 자계 또는 자성 입자, 광계 또는 광자, 또는 이들의 임의의 조합으로 나타낼 수도 있다.
또한, 당업자는 여기에서 개시된 실시형태들과 관련하여 설명된 다양한 예시적인 논리 블록들, 모듈들, 회로들, 및 알고리즘 단계들을 전자 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어, 또는 이들의 조합으로 구현할 수도 있음을 알 수 있다. 하드웨어와 소프트웨어의 이러한 대체 가능성을 분명히 설명하기 위하여, 다양한 예시적인 컴포넌트들, 블록들, 모듈들, 회로들 및 단계들을 주로 그들의 기능의 관점에서 상술하였다. 그러한 기능이 하드웨어로 구현될지 소프트웨어로 구현될지는 전체 시스템에 부과된 특정한 애플리케이션 및 설계 제약조건들에 의존한다. 당업자 는 설명된 기능을 각각의 특정한 애플리케이션에 대하여 다양한 방식으로 구현할 수도 있지만, 그러한 구현의 결정이 본 발명의 범위를 벗어나도록 하는 것으로 해석하지는 않아야 한다.
여기에서 개시된 실시형태들과 관련하여 설명된 다양한 예시적인 논리 블록들, 모듈들, 회로들은 범용 프로세서, 디지털 신호 프로세서 (DSP), 주문형 집적회로 (ASIC), 필드 프로그래머블 게이트 어레이 (FPGA), 또는 기타 프로그래머블 로직 디바이스, 별도의 게이트 또는 트랜지스터 로직, 별도의 하드웨어 컴포넌트들, 또는 여기서 설명된 기능을 수행하도록 설계된 이들의 임의의 결합으로 구현 또는 수행될 수도 있다. 범용 프로세서는 마이크로프로세서일 수도 있지만, 다른 방법으로, 그 프로세서는 임의의 종래 프로세서, 제어기, 마이크로제어기, 또는 상태 머신일 수도 있다. 또한, 프로세서는 컴퓨팅 디바이스들의 결합, 예를 들어, DSP 와 마이크로프로세서의 결합, 복수의 마이크로프로세서들, DSP 코어와 결합된 하나 이상의 마이크로프로세서들 또는 임의의 기타 다른 구성물로 구현될 수도 있다.
여기에 개시된 실시형태들과 관련하여 설명된 방법 또는 알고리즘의 단계는 프로세서에 의해 실행되는 하드웨어, 소프트웨어 모듈, 또는 그 2 개의 결합으로 직접 구현될 수도 있다. 소프트웨어 모듈은 RAM 메모리, 플래시 메모리, ROM 메모리, EPROM 메모리, EEPROM 메모리, 레지스터, 하드 디스크, 착탈형 디스크, CD-ROM, 또는 당업계에 알려진 임의의 다른 형태의 저장 매체에 상주할 수도 있다. 예시적인 저장 매체는 프로세서에 커플링되며, 그 프로세서는 저장 매체로부터 정보를 판독할 수 있고 저장 매체에 정보를 기입할 수 있다. 다른 방법으로, 저장 매체는 프로세서와 일체형일 수도 있다. 프로세서 및 저장 매체는 ASIC 내에 상주할 수도 있다. ASIC 은 사용자 단말기 내에 상주할 수도 있다. 다른 방법으로, 프로세서 및 저장 매체는 사용자 단말기 내에 개별 컴포넌트로서 상주할 수도 있다.
개시되어 있는 실시형태들에 대한 이전의 설명은 당업자로 하여금 본 발명을 제조 또는 이용할 수 있도록 제공된다. 당업자는 이들 실시형태에 대한 다양한 변형들을 명백히 알 수 있으며, 여기에서 정의된 일반적인 원리들은 본 발명의 사상 또는 범위를 벗어나지 않고도 다른 실시형태들에 적용될 수도 있다. 따라서, 본 발명은 여기에서 설명된 실시형태들에 제한되는 것이 아니라, 여기에서 개시된 원리 및 신규한 특징들과 부합하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.

Claims (37)

  1. 다수의 송신 안테나들과 하나 이상의 수신 안테나 사이의 통신 채널에 대한 채널 추정치들을 획득하며, 상기 다수의 송신 안테나들로부터 상기 하나 이상의 수신 안테나로의 데이터 송신을 위해서 사용되는 등화기 (equalizer) 및 상기 채널 추정치에 기초해서 상기 다수의 송신 안테나들에 대한 다수의 가중치들을 도출하는 하나 이상의 프로세서; 및
    상기 하나 이상의 프로세서에 커플링된 메모리를 포함하는, 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 프로세서는 상기 등화기의 목적 함수 (objective function) 에 기초해서 상기 다수의 가중치들을 도출하는, 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 목적 함수는 상기 등화기에 의해서 달성 가능한 신호 대 잡음 비 (SNR) 에 관계되는, 장치.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 목적 함수는 상기 다수의 가중치들 및 상기 채널 추정치들의 함수인, 장치.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 목적 함수는 상기 다수의 가중치들, 상기 채널 추정치들, 및 잡음 추정치의 함수인, 장치.
  6. 제 2 항에 있어서,
    상기 목적 함수는 평균 신호 대 잡음 비 (SNR) 를 하모닉 평균 (harmonic mean) 으로써 기술하는, 장치.
  7. 제 2 항에 있어서,
    상기 목적 함수는 평균 신호 대 잡음 비 (SNR) 를 기하 평균으로써 기술하는, 장치.
  8. 제 2 항에 있어서,
    상기 목적 함수는 평균 신호 대 잡음 비 (SNR) 를 산술 평균으로써 기술하는, 장치.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 프로세서는 상기 등화기를 이용하여 주파수 도메인에서의 상기 데이터 송신을 위한 등화를 수행하는, 장치.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 프로세서는 상기 하나 이상의 수신 안테나 및 오버샘플링으로부터 획득된 다수의 신호 카피 (copy) 들에 대한 등화기 계수들을 도출하며, 상기 등화기 계수들을 이용하여 등화를 수행하여 상기 다수의 신호 카피들을 결합하는, 장치.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 프로세서는 최소 평균 자승 오차 (MMSE) 기준에 기초해서 등화기 계수들을 도출하고, 상기 등화기 계수들을 이용하여 상기 데이터 송신을 위한 등화를 수행하는, 장치.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 등화기는 선형 등화기인, 장치.
  13. 제 2 항에 있어서,
    상기 등화기는 선형 등화기이고, 상기 목적 함수는 평균 신호 대 잡음 비 (SNR) 를 하모닉 평균으로써 기술하는, 장치.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 등화기는 결정 피드백 등화기인, 장치.
  15. 제 2 항에 있어서,
    상기 등화기는 결정 피드백 등화기이며 상기 목적 함수는 평균 신호 대 잡음 비 (SNR) 를 기하 평균으로써 기술하는, 장치.
  16. 제 2 항에 있어서,
    상기 데이터 송신은 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 을 사용하여 전송되며, 상기 목적 함수는 평균 신호 대 잡음 비 (SNR) 를 기하 평균으로써 기술하는, 장치.
  17. 제 1 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 프로세서는 가중치들의 다수 세트들 각각을 평가하며, 상기 다수의 송신 안테나들에 대해서 상기 다수의 가중치들로서 가장 양호한 성능을 지닌 가중치들의 세트를 제공하는, 장치.
  18. 제 1 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 프로세서는 상기 다수의 송신 안테나들에 적용하도록 송신기에 상기 다수의 가중치들을 전송하는, 장치.
  19. 다수의 송신 안테나들과 하나 이상의 수신 안테나 사이의 통신 채널에 대한 채널 추정치를 획득하는 단계; 및
    상기 다수의 송신 안테나들로부터 상기 하나 이상의 수신 안테나로의 데이터 송신을 위해 사용되는 등화기 및 상기 채널 추정치에 기초해서 상기 다수의 송신 안테나들에 대한 다수의 가중치들을 도출하는 단계를 포함하는, 방법.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 다수의 가중치들을 도출하는 단계는,
    상기 등화기에 대한 목적 함수에 기초하며 상기 등화기에 의해서 달성 가능한 신호 대 잡음 비 (SNR) 를 나타내는 상기 다수의 가중치들을 도출하는 단계를 포함하는, 방법.
  21. 제 19 항에 있어서,
    상기 다수의 가중치들을 도출하는 단계는,
    가중치들의 다수 세트들 각각을 평가하는 단계, 및
    상기 다수의 송신 안테나들에 대해서 상기 다수의 가중치들로서 가장 양호한 성능을 지닌 가중치들의 세트를 제공하는 단계를 포함하는, 방법.
  22. 제 19 항에 있어서,
    최소 평균 자승 오차 (MMSE) 기준에 기초해서 등화기 계수들을 도출하는 단 계; 및
    상기 등화기 계수들을 이용하여 상기 데이터 송신을 위한 등화를 수행하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  23. 다수의 송신 안테나들과 하나 이상의 수신 안테나 사이의 통신 채널에 대한 채널 추정치들을 획득하는 수단; 및
    상기 다수의 송신 안테나들로부터 상기 하나 이상의 수신 안테나로의 데이터 송신을 위해서 사용되는 등화기 및 상기 채널 추정치에 기초해서 상기 다수의 송신 안테나들에 대한 다수의 가중치들을 도출하는 수단을 포함하는, 장치.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 다수의 가중치들을 도출하는 수단은,
    상기 등화기의 목적 함수에 기초하며 상기 등화기에 의해서 달성 가능한 신호 대 잡음 비 (SNR) 를 나타내는 상기 다수의 가중치들을 도출하는 수단을 포함하는, 장치.
  25. 제 23 항에 있어서,
    상기 다수의 가중치들을 도출하는 수단은,
    가중치들의 다수 세트들 각각을 평가하는 수단, 및
    상기 다수의 송신 안테나들에 대해서 상기 다수의 가중치들로서 가장 양호한 성능을 지닌 가중치들의 세트를 제공하는 수단을 포함하는, 장치.
  26. 제 23 항에 있어서,
    최소 평균 자승 오차 (MMSE) 기준에 기초해서 등화기 계수들을 도출하는 수단; 및
    상기 등화기 계수들을 이용하여 상기 데이터 송신을 위한 등화를 수행하는 수단을 더 포함하는, 장치.
  27. 다수의 송신 안테나들로부터 하나 이상의 수신 안테나로 전송되는 데이터 송신을 위한 심볼들을 획득하고, 주파수 도메인에서 상기 심볼들을 프로세싱하고, 상기 다수의 송신 안테나들에 대한 다수의 가중치들을 도출하는 하나 이상의 프로세서; 및
    상기 하나 이상의 프로세서에 커플링된 메모리를 포함하는, 장치.
  28. 제 27 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 프로세서는 상기 등화기에 대한 목적 함수에 기초해서 상기 다수의 가중치들을 도출하는, 장치.
  29. 제 27 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 프로세서는 선형 등화기를 이용하여 상기 주파수 도메인에 서 상기 심볼들에 대한 등화를 수행하는, 장치.
  30. 제 27 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 프로세서는 결정 피드백 등화기를 이용하여 상기 주파수 도메인에서 상기 심볼들에 대한 등화를 수행하는, 장치.
  31. 제 27 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 프로세서는 상기 하나 이상의 수신 안테나 및 오버샘플링으로부터 획득된 다수의 신호 카피들에 대한 등화기 계수들을 도출하며, 상기 등화기 계수들을 이용하여 상기 심볼들에 대한 등화를 수행하여 상기 다수의 신호 카피들을 결합하는, 장치.
  32. 다수의 송신 안테나들로부터 하나 이상의 수신 안테나로 전송되는 데이터 송신을 위한 심볼들을 획득하는 단계;
    주파수 도메인에서 상기 심볼들을 프로세싱하는 단계; 및
    상기 다수의 송신 안테나들에 대한 다수의 가중치들을 도출하는 단계를 포함하는, 방법.
  33. 제 32 항에 있어서,
    상기 다수의 가중치들을 도출하는 단계는,
    상기 등화기에 대한 목적 함수에 기초해서 상기 다수의 가중치들을 도출하는 단계를 포함하는, 방법.
  34. 제 32 항에 있어서,
    상기 주파수 도메인에서 심볼들을 프로세싱하는 단계는,
    선형 등화기 또는 결정 피드백 등화기를 이용하여 상기 주파수 도메인에서 상기 심볼들에 대한 등화를 수행하는 단계를 포함하는, 방법.
  35. 다수의 송신 안테나들로부터 하나 이상의 수신 안테나로 전송되는 데이터 송신을 위한 심볼들을 획득하는 수단;
    주파수 도메인에서 상기 심볼들을 프로세싱하는 수단; 및
    상기 다수의 송신 안테나들에 대한 다수의 가중치들을 도출하는 수단을 포함하는, 장치.
  36. 제 35 항에 있어서,
    상기 다수의 가중치들을 도출하는 수단은,
    상기 등화기에 대한 목적 함수에 기초해서 상기 다수의 가중치들을 도출하는 수단을 포함하는, 장치.
  37. 제 35 항에 있어서,
    상기 주파수 도메인에서 심볼들을 프로세싱하는 수단은,
    선형 등화기 또는 결정 피드백 등화기를 이용하여 상기 주파수 도메인에서 상기 심볼들에 대한 등화를 수행하는 수단을 포함하는, 장치.
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