CN101194439A - 在无线通信中为发射分集生成权重的方法和装置 - Google Patents

Abstract

描述了用于生成可为发射分集提供良好性能的权重的技术。接收机获得从多个发射天线发送到至少一个接收天线的数据传输的码元。该接收机还推导这多个发射天线与这至少一个接收天线之间的通信信道的信道估计。该接收机用可以是线性均衡器或判决反馈均衡器的均衡器对这些码元执行均衡。该接收机基于信道估计和均衡器并使用例如适用于该均衡器且指示该均衡器可实现的信噪比(SNR)的目标函数来推导各发射天线的权重。不同的均衡器(例如，线性均衡器和判决反馈均衡器)可以与不同的目标函数相关联。

Description

在无线通信中为发射分集生成权重的方法和装置

I.在35U.S.C.§119下的优先权要求

本专利申请要求于2005年6月13日提交、被转让给本发明受让人、并通过援引明确包括于此的题为“Method and Apparatus for Transmit Diversity WeightGeneration in Wireless Communications(无线通信中发射分集权重生成的方法和装置)”的临时申请S/N.60/690,409的优先权。

                                 背景

I.领域

本公开一般涉及通信，尤其涉及在无线通信系统中为发射分集生成权重的技术。

II.背景

在无线通信系统中，发射机用数据调制射频(RF)载波信号，并生成更适合在无线信道上传输的RF已调制信号。随后发射机通过无线信道向接收机发射该RF已调制信号。所发射的信号可通过许多传播路径到达接收机。由于诸如衰落、多径、干扰等各种因素，这些传播路径的特性可能会随时间而变化。因此，所发射的信号可能会随时间推移经历不同的信道状况，并可能会以不同的振幅和相位被接收。

发射分集可被用来提供对抗有害路径效应的分集以及提高可靠性。发射分集利用多个发射天线进行数据传输。在每一发射天线与接收天线之间形成一传播信道。如果不同发射天线的传播信道是线性无关的——在至少一定程度上这通常是成立的，则随着发射天线数目的增加，分集将增大并且正确接收数据传输的似然性也将提高。

在发射分集的情况下，数据在从多个发射天线向接收天线发射的多个RF已调制信号上被冗余地发送。这些RF已调制信号通常经历了不同的信道状况，并可能与不同的复信道增益相关联。因此，这些信号可能会以不同的振幅和相位到达接收天线，并可能相长或相消地相加。可维持一控制环路以确定在发射机处要向这些RF已调制信号施加以使这些信号在接收机处能够相长地相加的适当权重。然则挑战在于如何生成这些权重从而能够实现良好的性能。

所以本领域需要为发射分集生成权重的技术。

                                    概要

根据本发明的一个实施例，描述了一种包括至少一个处理器以及存储器的装置。这至少一个处理器获得对多个发射天线与至少一个接收天线之间的通信信道的信道估计。这至少一个处理器根据这些信道估计以及对从这多个发射天线到这至少一个接收天线的数据传输使用的均衡器来推导用于这多个发射天线的多个权重。

根据另一实施例，提供了一种获得对多个发射天线与至少一个接收天线之间的通信信道的信道估计的方法。用于这多个发射天线的多个权重是根据这些信道估计以及对从这多个发射天线到这至少一个接收天线的数据传输使用的均衡器推导出的。

根据又一实施例，描述了一种装置，包括：用于获得对多个发射天线与至少一个接收天线之间的通信信道的信道估计的装置；以及用于根据这些信道估计以及对从这多个发射天线到这至少一个接收天线的数据传输使用的均衡器来推导用于这多个发射天线的多个权重的装置。

根据又一实施例，描述了一种包括至少一个处理器以及存储器的装置。该至少一个处理器获得从多个发射天线向至少一个接收天线发送的数据传输的码元，在频域中处理这些码元，以及推导用于这多个发射天线的多个权重。

根据又一实施例，提供了一种获得从多个发射天线向至少一个接收天线发送的数据传输的码元的方法。在频域中处理这些码元。推导用于这多个发射天线的多个权重。

根据又一实施例，描述了一种装置，包括：用于获得从多个发射天线向至少一个接收天线发送的数据传输的码元的装置，用于在频域中处理这些码元的装置，以及用于推导用于这多个发射天线的多个权重的装置。

                           附图简要说明

图1示出了发射机和接收机的框图。

图2示出了从发射机至接收机的传输信号流。

图3示出采用2×过采样情况下的R个接收天线的频谱图。

图4示出了分数间隔的线性均衡器的信号流。

图5示出了分数间隔的判决反馈均衡器的信号流。

图6示出了用于为发射分集生成权重的过程。

                                具体说明

措辞“示例性”在这里被用于表示“用作一个示例、实例、或说明”。在此被描述为“示例性”的任何实施例无须被解释为优于或胜过其它实施例。

为了清晰起见，以下描述的很大部分中使用了下面的命名系统。时域标量由用索引n作为采样周期的小写文本来标示，例如h(n)。频域标量由用索引k作为频率槽(frequency bin)的大写文本来标示，例如H(k)。矢量由粗体小写文本来标示，例如h，而矩阵由粗体大写文本来标示，例如H。

图1示出了通信系统100中的发射机110和接收机150的框图。在图1所示的实施例中，发射机110配备有多个(T个)天线134a到134t，而接收机150配备有一个或多个(R个)天线152a到152r，其中T≥2且R≥1。对于下行链路/前向链路传输，发射机110是基站的一部分，而接收机150是无线设备的一部分。对于上行链路/反向链路传输，发射机110是无线设备的一部分，而接收机150是基站的一部分。基站通常是与无线设备通信的固定站且也可被称为B节点、接入点等。无线设备可以是固定或移动的且也可被称为用户设备(UE)、移动站、用户终端、订户单元等。无线设备可以是蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、无线调制解调器卡、或其它某种设备或装置。

在发射机110处，发射(TX)数据处理器120处理话务数据并在码片速率下提供发射码片。由处理器120进行的处理依赖于该系统，并且可包括编码、交织、码元映射、扩展、加扰等。T个乘法器130a到130t接收发送码片并分别用权重a₁到a_T对它们进行定标。T个发射机单元(TMTR)132a到132t分别接收并调理(例如，转换成模拟、放大、滤波、和上变频)来自乘法器130a到130t的经定标的发射码片。发射机单元132a到132t分别生成将通过T个天线134a到134t发射的T个RF已调制信号。

在接收机处150处，R个天线152a到152r分别接收通过各条传播路径发射的信号并将R个接收到的信号提供给R个接收机单元(RCVR)154a到154r。每个接收机单元154调理(例如，滤波、放大、以及下变频)其接收到的信号、在等于或高于码片速率的采样速率下对经调理的信号进行数字化、以及提供时域输入采样。

图1示出了其中接收机150在频域中执行均衡的一个实施例。在此实施例中，R个快速傅立叶变换/离散傅立叶变换(FFT/DFT)单元160a到160r接收分别来自R个接收机单元154a到154r的输入采样。每个单元160将其输入采样变换至频域，将用于话务数据的频域输入码元提供给均衡器170，并将用于导频的输入码元提供给信道和噪声估计器162。估计器162基于用于导频和/或数据的输入码元估计信道响应和噪声。均衡器170如下所述地基于这些信道和噪声估计来推导均衡器系数，用这些均衡器系数对来自所有R个接收天线的输入码元进行滤波，跨空间和/或频率地组合经滤波的码元，并将输出码元提供给逆FFT/逆DFT(IFFT/IDFT)单元172。单元172将这些输出采样变换到时域并提供输出采样。接收(RX)数据处理器180以与由TX数据处理器120进行的处理互补的方式处理这些输出采样并提供经解码的数据。

一般而言，接收机150可使用各种结构的均衡器来执行均衡，诸如(1)在时域或频域无反馈地执行均衡的线性均衡器以及(2)在时域和/或频域有反馈地执行均衡的判决反馈均衡器(DFE)。不同的均衡器结构能够实现不同的SNR。如下所述，一给定的均衡器结构(例如，线性均衡器或判决反馈均衡器)还可根据该均衡器的实现方式而得到不同的SNR。以下对工作在频域的线性均衡器和判决反馈均衡器进行描述。

控制器/处理器140和190分别指导发射机110和接收机150处的各种处理单元的操作。存储器142和192分别存储用于发射机110和接收机150的数据和程序代码。如下所述，权重生成器164基于信道和噪声估计以及接收机处所使用的均衡器来生成用于T个发射天线的权重a₁到a_T。虽然未在图1中示出，但发射天线权重a₁到a_T可被发送回发射机110并在发射码片通过天线134a到134t发射前由乘法器130a到130t施加到发射码片。

发射机110处的T个天线与接收机150处的R个天线之间的通信信道是由T·R个单输入单输出(SISO)信道组成的，其中每对发射/接收天线用于一个SISO信道。每个SISO信道可由时域信道冲激响应h(n)或频域信道频率响应H(k)来表征。

时域表示可用K点FFT或K点DFT变换为频域表示，这可以表达为：

$H\left(k\right)=\underset{n=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}h\left(n\right)\·e^{-j2\mathrm{\π}(k-1)(n-1)/K},$ 式(1)

指数中的“-1”是因为n和k以1而不是0开始。

频域表示可用K点IFFT或K点IDFT变换为时域表示，这可以表达为：

$h\left(n\right)=\frac{1}{K}\·\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}H\left(k\right)\·e^{j2\mathrm{\π}(k-1)(n-1)/K},$ 式(2)

图2示出了从发射机110到接收机150的数据传输的信号流200。图2示出了对从每个接收天线接收到的信号进行2倍(2×)过采样的一个实施例。图2还显示使用在频域中执行均衡的分数间隔的线性均衡器。术语“分数间隔”是指在比奈奎斯特采样定理所要求的速率更高的速率上进行采样。

发射机处理话务数据并在码片速率下生成发射码片x(n)。发射机可向每个具有K/2个发射码片的块附加一循环前缀。循环前缀是数据块的重复部分并被用来对抗由频率选择性衰落所引起的码元间干扰(ISI)，其中频率选择性衰落是跨系统带宽不平坦的频率响应。在实际系统中，发射机将发射码片序列发送给接收机。对于信号流200，过采样器228在每个发射码片之后插入0并在采样速率下提供发射采样，对于2×过采样，该采样速率是码片速率的2倍。T个乘法器230a到230t分别用权重a₁到a_T对这些发射采样进行定标，并为T个发射天线分别提供经定标的发射采样x₁(n)到x_T(n)。

经定标的发射采样从T个发射天线经过通信信道被发送到R个接收天线。通信信道是由T·R个SISO信道组成，它们由块240aa到240tr建模。发射天线t与接收天线r之间的SISO信道是由信道冲激响应h_t，r(n)来建模的，其包括了发射机处的脉冲整型滤波器、传播信道、接收机处的前端滤波器等的影响。对于第一接收天线，加法器242a对块240aa到240ta的输出求和，而加法器244a对加法器242a的输出与加性噪声n₁(n)相加。其它每个接收天线(若有的话)的SISO信道以与第一接收天线相类似的方式被组合并与噪声相加。

接收机150在码片速率的两倍下将从每个接收天线接收到的信号数字化，并在该采样速率下获得输入采样(未在图2中示出)。接收机可移除由发射机在每个数据块中所附加的循环前缀(若有的话)。来自第一接收天线的时域输入采样r₁(n)由单元260a以K点FFT/DFT变换到频域以获得频域输入采样R₁(k)，k＝1，...，K。如以下图3中所示的，2×过采样产导致每个接收天线可得到信号频谱的两个拷贝。每个接收天线的经过采样的频谱中的这两个冗余信号拷贝被称为下拷贝(L)和上拷贝(U)。信号拷贝也可被称为频谱拷贝或其它某个术语。k＝1，...，K/2的前K/2个输入码元R₁(k)是用于下拷贝的，被记为R_1，L(k)，k＝1，...，K/2，并且被提供给均衡器270a。k＝K/2+1，...，K的后K/2个输入码元R₁(k)是用于上拷贝的，被记为R_1，U(k)，k＝K/2+1，...，K，并被提供给均衡器272a。其它接收天线(若有的话)的输入采样以与第一接收天线的输入采样相同的方式被处理。

均衡器270和272中的每一个用其系数W_r，c ^*(k)对其输入码元R_r，c(k)进行滤波，并提供经滤波的码元Y_r，c(k)，其中r＝1，...，R是接收天线的索引，而c∈{L，U}是信号拷贝的索引。加法器274a对分别来自均衡器270a到270r的经滤波的码元Y_1，L(k)到Y_R，L(k)求和，并提供用于下拷贝的输出码元Y_L(k)。加法器274b对分别来自均衡器272a到272r的经滤波的码元Y_1，U(k)到Y_R，U(k)求和，并提供用于上拷贝的输出码元Y_U(k)。单元276对输出码元Y_L(k)和Y_U(k)执行K点IFFT/IDFT，并在采样速率下提供输出采样。下降采样器278每隔一个输出采样丢弃一个输出采样，并在码片速率下提供输出采样y(n)。

图3示出了采用2×过采样情况下R个接收天线的示例性频谱图。发射码片x(n)是在f_c的码片速率下。相应频谱具有f_c/2的带宽以及由发射机处的脉冲整型滤波器决定的滚降(roll-off)。从每个接收天线接收到的信号在采样速率f_s下被数字化，该采样速率是码片速率的两倍，或者说f_s＝2f_c。对于每个接收天线，下拷贝覆盖从DC到f_s/2的频率范围，其用于槽索引k＝1到K/2，而上拷贝覆盖从f_s/2到f_s的频率范围，其用于槽索引k＝K/2+1到K。为了简便起见，图3示出了R个接收天线有类似的频谱图。一般而言，每个接收天线r的频谱图具有由该天线的频率响应H_r(k)决定的形状。

如图3所示，接收机从来自R个接收天线的冗余因子R和来自2×过采样的冗余因子2获得了2R个信号拷贝。图3还示出了这2R个信号拷贝中的冗余信号分量应该如何被组合。每个接收天线的两个冗余信号分量被分隔f_s/2或K/2个频率槽的距离。

可对k＝1，...，K/2的每个频率槽k使用一空-频均衡器。用于频率槽k的空-频均衡器可为所有R个接收天线组合槽k和k+K/2上的冗余信号分量加以组合。为了清晰起见，以下就针对一个频率槽k的处理进行描述。可对这K/2个频率槽中的每一个或对k＝1，...，K/2执行相同处理。

图4示出了分数间隔的线性均衡器的频域信号流400。信号流400与图2中的信号流等价并且是针对2×过采样的情形。

发射机处理话务数据并在码片速率下生成发射码片x(n)。在实际系统中，发射机向接收机发送该发射码片序列且不执行任何FFT/DFT。然而，对于信号流400，单元428对这些发射码片执行K/2点FFT/DFT并提供频域发射码元X(k)，k＝1，...，K/2。T个乘法器430a到430t分别用权重a₁到a_T对发射码元X(k)进行定标，并分别为T个发射天线提供经定标的发射码元X₁(k)到X_T(k)。

经定标的发射码元X₁(k)到X_T(k)被从T个发射天线经过通信信道发送到R个接收天线。发射天线t与接收天线r之间的SISO信道由用于下拷贝的频率响应H_t，r，L(k)和用于上拷贝的频率响应H_t，r，U(k)来建模。对于第一接收天线，加法器442对将块440aa到440ta的用于下拷贝的输出求和。加法器446a将加法器442a的输出与加性噪声N_1，L(k)相加并提供用于下拷贝的接收到的码元R_1，L(k)。加法器444a对块440aa到440ta的用于上拷贝的输出求和。加法器448a将加法器444a的输出与加性噪声N_1，U(k)相加并提供用于上拷贝的接收到的码元R_1，U(k)。单元450a对时域噪声n₁(n)进行变换并提供分别用于下拷贝和上拷贝的频域噪声N_1，L(k)和N_1，U(k)。其它接收天线(若有的话)的SISO信道以及噪声以相似的方式来建模。

在接收机150处，均衡器470a和472a接收用于第一接收天线的下拷贝和上拷贝的频域输入码元R_1，L(k)和R_1，U(k)。用于其它接收天线(若有的话)的均衡器类似地接收用于其天线的输入码元。均衡器470和472中的每一个用其系数W_r，c ^*(k)对其输入码元R_r，c(k)进行滤波并提供经滤波的码元Y_r，c(k)。加法器474对来自所有2R个均衡器470和472的经滤波的码元Y_1，L(k)和Y_1，U(k)到Y_R，L(k)和Y_R，U(k)求和。增益元件476用增益1/2对加法器474的输出进行定标并提供输出码元Y(k)。单元480对输出码元Y(k)执行K/2点IFFT/IDFT并在码片速率下提供时域输出采样y(n)。

对比信号流200和400，图2中由过采样器228对发射码片x(n)进行2×过采样继之以K点FFT/DFT与图4中由单元428对x(n)执行K/2点FFT/DFT并针对下拷贝和上拷贝对X(k)进行复制是等效的。图2中由加法器274a将Y_1，L(k)到Y_R，L(k)相加、由加法器274b将Y_1，U(k)到Y_R，U(k)相加、并由单元276执行K点IFFT/IDFT继之以由抽取器278进行以2为因素的抽取与图4中由加法器474将Y_1，L(k)和Y_1，U(k)到Y_R，L(k)和Y_R，U(k)相加、由单元476作1/2的定标、并由单元480执行K/2点IFFT/IDFT是等效的。

对于信号流400，接收机处的频域输入码元可被表达为：

$\underset{\‾}{r}\left(k\right)=\underset{t=1}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{h}}_t\left(k\right)\·a_i\·X\left(k\right)+\underset{\‾}{n}\left(k\right)$

$=\underset{\‾}{H}\left(k\right)\·\underset{\‾}{a}\·X\left(k\right)+\underset{\‾}{n}\left(k\right),$

$={\underset{\‾}{h}}_{\mathrm{eff}}\left(k\right)\·X\left(k\right)+\underset{\‾}{n}\left(k\right),$ 式(3)

其中，r(k)＝[R_1，L(k)...R_R，L(k)R_1，U(k)...R_R，U(k)]^T是输入码元的2R×1矢量，h _t(k)＝[H_t，1，L(k)...H_t，R，L(k)H_t，1，U(k)...H_t，R，U(k)]^T是发射天线t的信道增益的2R×1矢量，t∈{1，...T}，

H(k)＝[h ₁(k)...h _T(k)]是2R×T的信道响应矩阵，

a＝[a₁...a_T]^T是用于T个发射天线的权重的T×1矢量，

h _eff(k)＝H(k)·a是2R×1的有效信道响应矢量，

n(k)＝[N_1，L(k)...N_R，L(k)N_1，U(k)...N_R，U(k)]^T是2R×1噪声矢量，且“^T”标示转置。用于每个接收天线的下拷贝和上拷贝分别由下标L和U来标示，并且如图3所示被分隔K/2个频率槽。

线性均衡器可基于最小均方误差(MMSE)、迫零(ZF)、最大比合并(MRC)或其它某种检测技术来实现。线性MMSE均衡器的系数可表达为：

${\underset{\‾}{w}}^H\left(k\right)=S\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_{\mathrm{eff}}^H\left(k\right)\·{[S\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_{\mathrm{eff}}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_{\mathrm{eff}}^H\left(k\right)+\underset{\‾}{R}\left(k\right)]}^{-1}$ 式(4)

其中，S(k)＝E{|X(k)|²}是发射码片x(n)的频率谱，

R(k)＝E{n(k)·n ^H(k)}是2R×2R噪声协方差矩阵，

${\underset{\‾}{w}}^H\left(k\right)=[W_{1,L}^{*}\left(k\right)...W_{R,L}^{*}\left(k\right)W_{1,U}^{*}\left(k\right)...W_{R,U}^{*}\left(k\right)]$ 是用于频率槽k的均衡器系数的1×2R行矢量，且

“^H”标示共轭转置。

式(4)使线性均衡器的输出误差的方差最小化。

可对式(4)应用矩阵矩阵求逆引理。则均衡器系数可被表达为：

${\underset{\‾}{w}}^H\left(k\right)=\frac{S\left(k\right)}{1+S\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_{\mathrm{eff}}^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{R}}^{-1}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{h}}_{\mathrm{eff}}\left(k\right)}\·{\underset{\‾}{h}}_{\mathrm{eff}}^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{R}}^{-1}\left(k\right),$

$=\frac{S\left(k\right)}{1+S\left(k\right)\·{\underset{\‾}{a}}^H\·{\underset{\‾}{H}}^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{R}}^{-1}\left(k\right)\·\underset{\‾}{H}\left(k\right)\·a}\·{\underset{\‾}{a}}^H\·{\underset{\‾}{H}}^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{R}}^{-1}\left(k\right)$ 式(5)

对于每个频率槽k，式(5)具有2R×2R的矩阵逆R ^-1(k)。如果该经过采样的频谱的下拷贝和上拷贝具有不相关的噪声或具有可忽略的噪声相关，则式(5)可被简化。在该情形中，噪声协方差矩阵可以给为 $\underset{\‾}{R}\left(k\right)=\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{R}}_L\left(k\right)& 0\\ 0& {\underset{\‾}{R}}_U\left(k\right)\end{array}\right],$ 其中R _L(k)是用于下拷贝的R×R噪声协方差矩阵而R _U(k)是用于上拷贝的R×R噪声协方差矩阵。如果噪声与每个频率槽内的公共方差在空域和谱域上都不相关，则式(5)可被进一步简化。在该情形中，噪声协方差矩阵可以给为R(k)＝σ²(k)·I，其中σ²(k)是噪声的协方差而I是单位矩阵。

来自线性均衡器的频域输出码元可被表达为：

Y(k)＝w ^H(k)·r(k)，

    ＝w ^H(k)·h _eff(k)·X(k)+w ^H(k)·n(k)，

    ＝X(k)+[B(k)-1]·X(k)+V(k)，

    ＝X(k)+Ψ(k)，                               式(6)

其中，B(k)＝w ^H(k)·h _eff(k)是针对X(k)的定标，

V(k)＝w ^H(k)·n(k)是用于X(k)的经滤波的噪声，以及

Ψ(k)＝[B(k)-1]·X(k)+V(k)是残差和噪声。

V(k)的方差可表达为：

${\mathrm{\σ}}_V^2\left(k\right)=E\left\{{\left|V\left(k\right)\right|}^2\right\},$

$={\underset{\‾}{w}}^H\left(k\right)\·\underset{\‾}{R}\left(k\right)\·\underset{\‾}{w}\left(k\right),$

$=\frac{{\underset{\‾}{a}}^H\·S^2\left(k\right)\·{\underset{\‾}{H}}^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{R}}^{-1}\left(k\right)\·\underset{\‾}{H}\left(k\right)\·\underset{\‾}{a}}{{[1+{\underset{\‾}{a}}^H\·S\left(k\right)\·{\underset{\‾}{H}}^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{R}}^{-1}\left(k\right)\·\underset{\‾}{H}\left(k\right)\·\underset{\‾}{a}]}^2}$ 式(7)

Ψ(k)的方差可被表达为：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\Ψ}}^2\left(k\right)=E\left\{{\left|\mathrm{\Ψ}\left(k\right)\right|}^2\right\},$

$={|B\left(k\right)-1|}^2\·S\left(k\right)+{\mathrm{\σ}}_V^2\left(k\right),$

$=\frac{S\left(k\right)}{1+S\left(k\right)\·{\underset{\‾}{a}}^H\·\underset{\‾}{\mathrm{\Ω}}\left(k\right)\·\underset{\‾}{a}},$ 式(8)

其中，

$\underset{\‾}{\mathrm{\Ω}}\left(k\right)={\underset{\‾}{H}}^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{R}}^{-1}\left(k\right)\·\underset{\‾}{H}\left(k\right),$

频域输出码元可用IFFT/IDFT变换到时域以获得时域输出采样，其可被表达为：

           y(n)＝b(n)x(n)+v(n)，

               ＝x(n)+ψ(n)，                      式(9)

其中，y(n)，x(n)，b(n)，v(n)和ψ(n)分别是Y(k)，X(k)，B(k)，和ψ(k)的时域表示，并且标示卷积运算。

式(6)和(9)分别提供了对X(k)和x(n)的有偏MMSE估计。输出码元Y(k)或输出采样y(n)可以与定标因子F相乘以获得无偏估计。该定标因子F可以被给为：

$F={[\frac{1}{K/2}\·\underset{k=1}{\overset{K/2}{\mathrm{\Σ}}}B\left(k\right)]}^{-1}$ 式(10)

ψ(n)的方差可被表达为：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\ψ}}^2=E\left\{{\left|\mathrm{\ψ}\left(n\right)\right|}^2\right\},$

$=\frac{1}{K^2/4}\·\underset{k=1}{\overset{K/2}{\mathrm{\Σ}}}\frac{S\left(k\right)}{1+S\left(k\right)\·{\underset{\‾}{a}}^H\·\underset{\‾}{\mathrm{\Ω}}\left(k\right)\·\underset{\‾}{a}}$ 式(11)

在去偏操作之前，该码片速率的输出采样y(n)的SNR可被表达为：

式(12)

去偏操作之后码片SNR可被表达为：

式(13)

由于无偏码片SNR与有偏码片SNR由一常数相关，所以使无偏码片SNR最大化即等效于使有偏码片SNR最大化。

可假定发射码片x(n)是不相关的或白色的。在该情形中，S(k)等于恒常功率谱密度S_x，或S(k)＝S_x，k＝1，2，...，K/2。

可根据式(12)中的码片SNR来定义SNR度量如下：

${\mathrm{SNR}}_h=\frac{\frac{S_x}{K/2}}{\frac{1}{K^2/4}\·\underset{k=1}{\overset{K/2}{\mathrm{\Σ}}}\frac{S_x}{1+S_x\·{\underset{\‾}{a}}^H\·\underset{\‾}{\mathrm{\Ω}}\left(k\right)\·\underset{\‾}{a}}}=\frac{1}{\frac{1}{K/2}\·\underset{k=1}{\overset{K/2}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{1+S_x\·{\underset{\‾}{a}}^H\·\underset{\‾}{\mathrm{\Ω}}\left(k\right)\·\underset{\‾}{a}}}$ 式(14)

式(14)中的SNR度量是K/2个频率槽的项[1+S_r·a ^H·Ω(k)·a]的调和平均数。g₁，g₂，...，g_K的调和平均数被给定为： $\frac{K}{\frac{1}{g_1}+\frac{1}{g_2}+...+\frac{1}{g_K}}.$ 调和平均数是用于这K/2个频率槽的SNR值的平均。

可通过使分母最小化来使式(14)中的码片SNR关于发射权重矢量a最大化，该分母为：

$D\left(\underset{\‾}{a}\right)=\frac{1}{K/2}\·\underset{k=1}{\overset{K/2}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{1+S_x\·{\underset{\‾}{a}}^H\·\underset{\‾}{\mathrm{\Ω}}\left(k\right)\·\underset{\‾}{a}}$ 式(15)

该分母的最小化可在发射权重矢量的单位范数的约束下进行，即|a|²＝1。矢量a也可以被定义为使得第一元素是固定的(例如， $a_1=(1+j0)/\sqrt{T})$ 且仅允许发射权重矢量的每个元素的相角被最优化。

D(a)的目标函数可被定义如下：

$J_h\left(\underset{\‾}{a}\right)=\underset{k=1}{\overset{K/2}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{1+S_x\·{\underset{\‾}{a}}^H\·\underset{\‾}{\mathrm{\Ω}}\left(k\right)\·\underset{\‾}{a}}+\mathrm{\λ}\·({\underset{\‾}{a}}^H\·\underset{\‾}{a}-1)$ 式(16)

其中λ是拉格朗日乘子，且

J_h(a)是式(14)中所示的码片SNR的目标函数。

在|a|²＝1的约束下使式(15)中的分母D(a)最小化等效于使式(16)中的目标函数J_h(a)最小化。

使得目标函数J_h(a)得到最小值的解可通过(1)关于a ^*和λ取J_h(a)的导数以及(2)将该导数设为0来获得。然而，对于该导数可能得不到闭合形式的解。此外，可能仅有这些发射天线权重的有限的选项集可供使用。因此，可针对不同的候选发射权重矢量来对式(15)求值。使D(a)得到最小值的候选发射权重矢量可被选择如下：

$\underset{\‾}{a}=\arg \underset{{\underset{\‾}{a}}_i\∈A}{\min }\left\{\underset{k=1}{\overset{K/2}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{1+S_x\·{\underset{\‾}{a}}_i^H\·\underset{\‾}{\mathrm{\Ω}}\left(k\right)\·{\underset{\‾}{a}}_i}\right\}$ 式(17)

其中，A是候选发射权重矢量的集合，而

a _i是该集合A中的第i个候选发射权重矢量。

式(16)中的目标函数J_h(a)是针对式(14)中所示的SNR度量，其适用于图2和4中所示的线性MMSE均衡器。一般而言，针对不同的接收机结构和不同系统可推导出不同的目标函数。

图5示出了分数间隔的判决反馈均衡器(DFE)的频域信号流500。信号流500是采用2×过采样情况下频域均衡处理的模型。

对于信号流500，在发射机处，发射码片x(n)由FFT/DFT单元528变换并分别由乘法器530a到530t用权重a₁到a_T进行定标以获得用于T个发射天线的经定标的发射码元X₁(k)到X_T(k)。在实际系统中，发射机将发射码片x(n)发送到接收机而并不执行任何FFT/DFT。代之由接收机中的频域均衡器的前端执行FFT/DFT。

在接收机处，2R个前馈滤波器570a和572a到570r和572r分别接收输入码元R_1，L(k)和R_1，U(k)到R_R，L(k)和R_R，U(k)。前馈滤波器570和572中的每一个以其滤波器响应对其输入码元进行滤波。所有2R个前馈滤波器570和572的输出由加法器574求和并由增益元件576作1/2的定标以获得经滤波的码元F(k)。加法器578将这些经滤波的码元F(k)减去反馈码元G(k)并提供经均衡的码元Z(k)。IFFT/IDFT单元580将这些经均衡的码元变换到时域并在码片速率下提供经均衡的采样z(n)。限幅器582对这些经均衡的采样进行限幅并提供输出采样y(n)。FFT/DFT单元584将这些输出采样变换到频域并提供输出码元Y(k)。反馈滤波器586用其滤波器响应对输出码元进行滤波并提供反馈码元。前馈和反馈滤波器响应可以用本领域中已知的方式来推导。

诸如图5中所示的DFE的性能取决于输出码元y(n)的可靠性，其是被反馈用于均衡的试探判决。如果判决可靠，则码元间干扰(ISI)可被准确地估计并被减除掉，从而可实现优良的性能。判决错误导致ISI估计不准确且性能退化。

具有可忽略的判决误差的DFE的SNR度量可被定义为：

${\mathrm{SNR}}_g=\frac{1}{K/2}\·\underset{k=1}{\overset{K/2}{\mathrm{\Σ}}}{\log }_{10}[1+S_x\·{\underset{\‾}{a}}^H\·\underset{\‾}{\mathrm{\Ω}}\left(k\right)\·\underset{\‾}{a}]$ 式(18)

式(18)中的SNR是以分贝(dB)为单位给出的，并且是K/2个频率槽的项[1+S_x·a ^H·Ω(k)·a]的几何平均数。在线性单元中，g₁，g₂，...，g_K的几何平均数被给定为：(g₁·g·...·g_K)^1/K，以dB为单位即等于 $\frac{1}{K}\·\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\log }_i.$

可为式(18)中的SNR度量定义目标函数J_g(a)，如下：

$J_g\left(\underset{\‾}{a}\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\log }_{10}[1+S_x\·{\underset{\‾}{a}}^H\·\underset{\‾}{\mathrm{\Ω}}\left(k\right)\·\underset{\‾}{a}]+\mathrm{\λ}\·({\underset{\‾}{a}}^H\·\underset{\‾}{a}-1)$ 式(19)

通过使式(19)中的目标函数J_g(a)最大化将可使式(18)中的SNR度量最大化。

DFE通常会遇到一些判决错误，它们会使性能退化。因此DFE所实现的SNR介于式(18)中采样几何平均数的SNR度量与式(14)中采用调和平均数的SNR度量之间。

系统可利用将系统总带宽分割为多个(K个)频率槽的正交频分复用(OFDM)。每个频率槽与可用数据独立调制的一副载波相关联。OFDM系统中的接收机通常在频域中为这K个频率槽中的每一个执行均衡。如式(4)中所示，该OFDM接收机可基于MMSE技术推导用于每个频率槽的均衡器系数。然而，如果传送空副载波来以代替冗余频谱信号分量，则从每个接收天线只有一个信号拷贝。在该情形中，r(k)，h _t(k)，h _eff(k)，n(k)和W ^H(k)是R×1矢量，H(k)是R×T矩阵，而R(k)是R×R矩阵。OFDM接收机随后可如式(6)中所示地对每个频率槽执行均衡。

如果接收机利用了MMSE技术，则式(18)中的SNR度量和式(19)中的目标函数J_g(a)可被用于OFDM系统。如果该接收机利用了迫零或其它某种检测技术，则用于频率槽k的SNR可以小于1+S_x·a ^H·Ω(k)·a。

接收机能够实现接近作为匹配滤波器的上界的算术平均数的平均SNR。由此SNR度量可被定义如下：

${\mathrm{SNR}}_n=\frac{1}{K/2}\·\underset{k=1}{\overset{K/2}{\mathrm{\Σ}}}{S}_x\·{\underset{\‾}{a}}^H\·\underset{\‾}{\mathrm{\Ω}}\left(k\right)\·\underset{\‾}{a},$

$=\frac{1}{K/2}\·S_x\·{\underset{\‾}{a}}^H\·\left(\underset{k=1}{\overset{K/2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\‾}{\mathrm{\Ω}}\left(k\right)\right)\·\underset{\‾}{a},$

$=\frac{1}{K/2}\·S_x\·{\underset{\‾}{a}}^H\·(\underset{k=1}{\overset{K/2}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{H}}^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{R}}^{-1}\left(k\right)\·\underset{\‾}{H}\left(k\right))\·\underset{\‾}{a}$ 式(20)

式(20)中的SNR度量是K/2个频率槽的项[S_x·a ^H·Ω(k)·a]的算术平均数。g₁，g₂，...，g_K的算术平均数被给定为(g₁+g₂+...+g_K)/K。

可为式(20)中的SNR度量定义目标函数J_a(a)如下：

$J_a\left(\underset{\‾}{a}\right)=S_x\·{\underset{\‾}{a}}^H\·(\underset{k=1}{\overset{K/2}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{H}}^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{R}}^{-1}\left(k\right)\·\underset{\‾}{H}\left(k\right))\·\underset{\‾}{a}+\mathrm{\λ}\·({\underset{\‾}{a}}^H\·\underset{\‾}{a}-1)$ 式(21)

通过使式(21)中的目标函数J_a(a)最大化就可使式(20)中的SNR度量最大化。

式(19)中的目标函数J_g(a)和式(21)中的目标函数J_a(a)的解可通过对不同的候选发射权重矢量求值并选择使J_g(a)和J_a(a)的第一项——即λ·(a ^H·a-1)左侧的项得到最大值的候选发射权重矢量来获得。由此所选的发射权重矢量将使该SNR度量最大化，进而使吞吐量最大化。式(21)中目标函数J_a(a)的解还可通过确定R×R矩阵 $\underset{k=1}{\overset{K/2}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{H}}^H\left(k\right)\·{\underset{\‾}{R}}^{-1}\left(k\right)\·\underset{\‾}{H}\left(k\right)$ 的最大(归一化)本征矢量来获得。这些目标函数的解也可以用其它方式来确定。

以上描述了与SNR相关的一些示例性目标函数。其它目标函数也可被定义和用于权重生成。一般而言，目标函数可以在SNR、吞吐量、容量、和/或其它性能量度的意义上来量化性能。目标函数也可以是发射天线权重、信道估计、噪声估计、和/或其它量的函数。

一般而言，采用算术平均数的平均SNR比采用几何平均数的平均SNR更难实现，而采用几何平均数的平均SNR又比采用调和平均数的平均SNR更难获得。不同的接收机结构能够实现不同的SNR。例如，线性均衡器能够实现接近采用调和平均数的平均SNR的SNR。具有可忽略的判决误差的DFE或OFDM收发机能够实现接近采用几何平均数的平均SNR的SNR。实用的接收机在频率选择性信道中可能不能实现接近采用算术平均数的平均SNR的SNR，除非工作数据率严格低于该信道的容量。

给定接收机结构对于不同实现也可达到不同的SNR。例如，线性MMSE均衡器能够达到高于线性迫零均衡器的SNR的SNR。跨空间和频率维度两者地组合信号分量的线性空-频均衡器能够达到比仅跨空间维度组合信号分量的线性均衡器更高的SNR。MMSE DFE也能达到比迫零DFE更高的SNR。

给定接收机结构对于不同的工作条件也可达到不同的SNR。例如，具有可忽略的判决错误的DFE可达到接近采用几何平均数的平均SNR的SNR。具有较多判决错误的DFE可达到更接近采用调和平均数的平均SNR的SNR。因此，对于不同的判决错误量，DFE可达到落在几何平均数与调和平均数之间的不同SNR。

以上针对具有多个接收天线且进行过采样的接收机描述了发射权重生成技术。这些技术也可被用于具有单天线的接收机。在此情形中，以上各式中的R等于1。这些技术也可被用于在码片速率下对接收到的信号进行采样——即不进行过采样的接收机。在此情形中，从每个接收天线仅可得到一个信号拷贝，以上这些矢量中大部分为R×1矢量，H(k)是R×T矩阵，而R(k)是R×R矩阵。

图6示出了用于为发射分集生成权重的过程600的一个实施例。获得从多个发射天线向至少一个接收天线发送的数据传输的码元(框612)。推导这多个发射天线与该至少一个接收天线之间的通信信道的信道估计和噪声估计(框614)。用例如线性均衡器或判决反馈均衡器等的均衡器对这些码元进行处理(框616)。该均衡可如图4或5所示的在频域中执行。基于该均衡器、这些信道估计、以及该噪声估计推导用于这多个发射天线的多个权重(框618)。

对于框618，可对该均衡器的目标函数求值以推导各权重。该目标函数可与该均衡器的SNR度量相关。对诸如线性均衡器或判决反馈均衡器等的不同的均衡器结构可使用不同的目标函数。给定结构的均衡器(例如，线性均衡器或判决反馈均衡器)也可以是各种类型的。例如，均衡器可以是空-频均衡器、空间均衡器、码片间隔的均衡器、分数间隔的均衡器、MMSE均衡器、迫零均衡器等。

对给定均衡器结构可使用恰当的目标函数。例如，对于线性均衡器可使用式(16)中的目标函数，而对于判决反馈均衡器可使用式(19)中的目标函数。对于不同类型的均衡器，目标函数中的项可以用不同方式来定义。例如，式(16)中的目标函数的项[1+S_x·a ^H·Ω(k)·a]可以用不同于MMSE或迫零均衡器所用的方式来定义。取决于接收天线的数目和过采样比率，目标函数中的矢量和矩阵也可具有不同维度。

这里所描述的发射权重生成技术可被用于各种通信系统，诸如码分多址(CDMA)系统、时分多址(TDMA)系统、频分多址(FDMA)系统、正交频分多址(OFDMA)系统、单载波FDMA(SC-FDMA)系统等。CDMA系统可实现诸如宽带CDMA(W-CDMA)、cdma2000等的一个或多个无线电接入技术(RAT)。cdma2000涵盖了IS-2000、IS-856、以及IS-95标准。TDMA系统可实现诸如全球移动通信系统(GSM)等RAT。这些各类RAT和标准是本领域所已知的。OFDMA系统使用OFDM在频域中于正交频率副载波上发送调制码元。SC-FDMA系统在时域中于正交频率副载波上发送调制码元。

本领域的技术人员将理解，各信息和信号可用各种不同的技术和技艺来表示。例如，贯穿以上说明所引述的数据、指令、命令、信息、信号、比特、码元、和码片可由电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子、或其任意组合来表示。

本领域的技术人员还将认识到，结合这里所公开的实施例描述的各种说明性逻辑框、模块、电路、和算法步骤可作为电子硬件、计算机软件、或两者的组合来实现。为了清晰地说明硬件和软件的这种可互换性，各种说明性组件、框、模块、电路和步骤以上是以其功能集的形式作一般化描述。这些功能集是作为硬件还是软件来实现取决于具体应用以及对整个系统所强加的设计约束。对于每一种具体应用，技术人员可以用不同方式来实现所描述的功能集，但不应将这种实现决策解释为导致背离了本发明的范围。

结合这里所公开的实施例描述的各种说明性逻辑框、模块、和电路可用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件、分立门或晶体管逻辑、分立硬件组件、或其设计成执行这里所述的功能的任意组合来实现或执行。通用处理器可以是微处理器，但在替换方案中，该处理器可以是任何常规处理器、控制器、微控制器、或状态机。处理器还可作为计算设备的组合来实现，例如DSP和微处理器的组合、多个微处理器、与DSP核协作的一个或多个微处理器、或任何其它此类配置。

结合这里所公开的实施例描述的方法或算法的步骤可直接以硬件、以由处理器执行的软件、或以此两者的组合来实现。软件模块可驻留在RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动盘、CD-ROM、或本领域已知的任何其它形式的存储介质来实施。示例性存储介质被耦合至处理器以使该处理器能够从该存储介质读取信息并可向其写入信息。在替换方案中，该存储介质可以与该处理器集成。处理器和存储介质可驻留在ASIC中。该ASIC可驻留在用户终端中。在替换方案中，处理器和存储介质可作为分立组件驻留在用户终端中。

提供对公开实施例的先前描述是为了使本领域的任何技术人员皆能制作或使用本发明。对于本领域的技术人员来说，对这些实施例的各种修改是显而易见的，并且这里所定义的普适原理可被应用到其它实施例而不会背离本发明的精神实质或范围。因此，本发明无意被限定于在此所示出的各实施例，而是应依照与在此所公开的原理和新颖特征相一致的最广义的范围。

Claims (37)

1.一种装置，包括：

至少一个处理器，用以获得对多个发射天线与至少一个接收天线之间的通信信道的信道估计，并基于所述信道估计以及从所述多个发射天线到所述至少一个接收天线的数据传输所用的均衡器来推导用于所述多个发射天线的多个权重；以及

存储器，被耦合至所述至少一个处理器。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器基于用于所述均衡器的目标函数来推导所述多个权重。

3.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述目标函数与所述均衡器可实现的信噪比(SNR)相关。

4.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述目标函数是所述多个权重与所述信道估计的函数。

5.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述目标函数是所述多个权重、所述信道估计、以及噪声估计的函数。

6.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述目标函数用调和平均数来描述平均信噪比(SNR)。

7.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述目标函数用几何平均数来描述平均信噪比(SNR)。

8.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述目标函数用算术平均数来描述平均信噪比(SNR)。

9.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器用所述均衡器在频域中对所述数据传输执行均衡。

10.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器推导用于从所述至少一个接收天线并进行过采样而得到的多个信号拷贝的均衡器系数，并用所述均衡器系数执行均衡以组合所述多个信号拷贝。

11.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器基于最小均方误差(MMSE)准则推导均衡器系数，并用所述均衡器系数对所述数据传输执行均衡。

12.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述均衡器是线性均衡器。

13.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述均衡器是线性均衡器且所述目标函数用调和平均数来描述平均信噪比(SNR)。

14.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述均衡器是判决反馈均衡器。

15.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述均衡器是判决反馈均衡器且所述目标函数用几何平均数来描述平均信噪比(SNR)。

16.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述数据传输是使用正交频分复用(OFDM)来发送的，并且所述目标函数用几何平均数来描述平均信噪比(SNR)。

17.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器对多组权重中的每一组进行评价并提供具有最佳性能的一组权重作为用于所述多个发射天线的所述多个权重。

18.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器将所述多个权重发送至发射机以施加在所述多个发射天线上。

19.一种方法，包括：

获得对多个发射天线与至少一个接收天线之间的通信信道的信道估计；以及

基于所述信道估计以及从所述多个发射天线到所述至少一个接收天线的数据传输所用的均衡器来推导用于所述多个发射天线的多个权重。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于，所述推导多个权重包括

基于用于所述均衡器的且指示所述均衡器可实现的信噪比(SNR)的目标函数来推导所述多个权重。

21.如权利要求19所述的方法，其特征在于，所述推导多个权重包括

评价多组权重中的每一组，以及

提供具有最佳性能的一组权重作为用于所述多个发射天线的所述多个权重。

22.如权利要求19所述的方法，其特征在于，还包括：

基于最小均方误差(MMSE)准则推导均衡器系数；以及

用所述均衡器系数对所述数据传输执行均衡。

23.一种装置，包括：

用于获得对多个发射天线与至少一个接收天线之间的通信信道的信道估计的装置；以及

用于基于所述信道估计以及从所述多个发射天线到所述至少一个接收天线的数据传输所用的均衡器来推导用于所述多个发射天线的多个权重的装置。

24.如权利要求23所述的装置，其特征在于，所述用于推导多个权重的装置包括：

用于基于用于所述均衡器的且指示所述均衡器可实现的信噪比(SNR)的目标函数来推导所述多个权重的装置。

25.如权利要求23所述的装置，其特征在于，所述用于推导多个权重的装置包括：

用于评价多组权重中的每一组的装置，以及

用于提供具有最佳性能的一组权重作为用于所述多个发射天线的所述多个权重的装置。

26.如权利要求23所述的装置，其特征在于，还包括：

用于基于最小均方误差(MMSE)准则来推导均衡器系数的装置；以及

用于用所述均衡器系数对所述数据传输执行均衡的装置。

27.一种装置，包括：

至少一个处理器，用以获得用于从多个发射天线向至少一个接收天线发送的数据传输的码元，在频域中处理所述码元，并推导用于所述多个发射天线的多个权重；以及

存储器，被耦合至所述至少一个处理器。

28.如权利要求27所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器基于用于所述均衡器的目标函数来推导所述多个权重。

29.如权利要求27所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器用线性均衡器在频域中对所述码元执行均衡。

30.如权利要求27所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器用判决反馈均衡器在频域中对所述码元执行均衡。

31.如权利要求27所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器推导用于从所述至少一个接收天线并进行过采样得到的多个信号拷贝的均衡器系数，并用所述均衡器系数对所述码元执行均衡以组合所述多个信号拷贝。

32.一种方法，包括：

获得用于从多个发射天线向至少一个接收天线发送的数据传输的码元；

在频域中处理所述码元；以及

推导用于所述多个发射天线的多个权重。

33.如权利要求32所述的方法，其特征在于，所述推导多个权重包括

基于用于所述均衡器的目标函数来推导所述多个权重。

34.如权利要求32所述的方法，其特征在于，所述在频域中处理码元包括

用线性均衡器或判决反馈均衡器在频域中对所述码元执行均衡。

35.一种装置，包括：

用于获得用于从多个发射天线向至少一个接收天线发送的数据传输的码元的装置；

用于在频域中处理所述码元的装置；以及

用于推导用于所述多个发射天线的多个权重的装置。

36.如权利要求35所述的装置，其特征在于，所述推导多个权重包括

用于基于用于所述均衡器的目标函数来推导所述多个权重的装置。

37.如权利要求35所述的装置，其特征在于，所述在频域中处理码元包括

用于用线性均衡器或判决反馈均衡器在频域中对所述码元执行均衡的装置。

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