KR20070100812A

KR20070100812A - 이동 단말기, 무선 통신 장치 및 무선 통신 방법

Info

Publication number: KR20070100812A
Application number: KR1020077019149A
Authority: KR
Inventors: 히또시 요꼬야마
Original assignee: 후지쯔 가부시끼가이샤
Priority date: 2005-03-30
Filing date: 2005-03-30
Publication date: 2007-10-11
Also published as: EP1865618A4; CN101147334A; WO2006103758A1; EP1865618A1; JPWO2006103758A1; JP4699452B2; CN101147334B; US20080063116A1; KR100938525B1; US8045644B2

Abstract

멀티 안테나를 이용하여 복수의 이동 단말기를 향하여 신호를 송신하는 무선 통신 시스템에서, 송신측의 각 안테나로부터 송신된 신호의 이동 단말기에서의 수신 품질을 측정하고, 리얼타임 통신 시에 그 수신 품질에 기초하여 메인 안테나를 결정하고, 그 메인 안테나와 다른 안테나 간의 다차원 상관을 연산하고, 다차원 상관이 설정값보다 낮은 영역을 선택하고, 메인 안테나, 저상관 영역, 수신 품질을 특정하는 데이터를 송신측에 피드백하고, 송신측으로부터, 저상관 영역을 구성하는 안테나를 다이버시티 안테나로 하고, 그 다이버시티 안테나와 메인 안테나로 신호를 이동 단말기에 다이버시티 송신한다.

멀티 안테나, 이동 단말기, 무선 통신, 수신 품질, 메인 안테나, 다이버시티 안테나, 다차원 상관

Description

이동 단말기, 무선 통신 장치 및 무선 통신 방법{MOBILE TERMINAL, WIRELESS COMMUNICATION APPARATUS AND WIRELESS COMMUNICATION METHOD}

본 발명은, 이동 단말기, 무선 통신 장치 및 무선 통신 방법에 관한 것으로, 특히 멀티 안테나에 의해 통신을 행하는 무선 통신 시스템에서, 메인 안테나에 의해 리얼타임 통신(RT 통신)을 행함과 함께, 그 메인 안테나와 상관이 없는 안테나를 이용하여 다이버시티 송신함으로써 RT 통신의 이득을 벌어, RT 통신에서의 오류율을 저하하는 이동 단말기, 무선 통신 장치 및 무선 통신 방법에 관한 것이다.

이동 통신 시스템을 이용한 인터넷 서비스에서는, 다양한 품질이나 전송 레이트를 갖는 신호를 효율적으로 전송하는 패킷 전송 방식이 바람직하다. 이러한 패킷 전송에서는, 각 유저의 데이터가 발생하였을 때에만 신호가 보내지며, 또한 채널을 복수의 유저와 공유할 수 있다고 하는 특징이 있고, 무선 리소스를 효율적으로 사용할 수 있다. 더욱 효율적인 전송을 행하기 위한 수단으로서, 적응 변조, 스케줄링, 재송 등이 있다.

(a) 적응 변조 방식

무선 전파로는, 시시각각 변화되기 때문에, 전파로 상태에 맞춘 신호 송신이 필요로 된다. 일례로서, 송신 전력을 제어하는 방법이 있다. 전파로 상태가 나쁜 경우, 송신 전력을 증가시킴으로써, 수신국에서의 수신 품질을 임의의 레벨로 보증한다. 그러나, 이 방식에서는 송신 전력이 변화되기 때문에, 다른 수신국이나 인접하는 셀에 대한 간섭 특성이 변화되게 되는 것이 고려된다.

따라서, 다른 사고 방식으로서, 송신 전력은 일정하게 하고, 변조 파라미터(데이터 변조 방식, 부호화율 등)를 전파로 상태에 맞추어 변화시키는 방법이 있다. 이 방식은 적응 변조 방식(AMC:Adaptive Modulation Control)으로 불린다. 데이터는, 일반적으로, 각종 다치 변조 방식에 의해 변조되고, 오류 정정이 실시된다. 데이터 변조 방식의 다치수가 클수록, 또한 오류 정정에서의 부호화율 R이 1에 가까울수록, 동시에 보내지는 데이터량이 많아지고, 그 때문에 전송 오류에 대한 내성이 약해진다. 전파로 상태가 좋은 경우, 다치수를 늘리고, 부호화율을 1에 가깝게 함으로써, 송신 데이터량을 증가시켜서, 전송 스루풋을 높게 한다. 반대로, 전파로 상태가 나쁜 경우, 다치수를 줄이고, 부호화율을 작게 함으로써, 송신 데이터량을 줄여서, 전송 오류율의 상승을 방지할 수 있다. 부호 분할 다중 액세스 방식(CDMA) 등, 데이터를 주파수 확산하는 시스템에서는, 신호의 확산률(프로세스 게인이라고도 불림)을 변조 파라미터로 할 수 있다. 이와 같이, 전파로의 상태에 맞추어 변조 파라미터를 변화시킴으로써, 전파로 상태에 합치한 신호 송신을 할 수 있고, 그 결과, 전송 오류율의 상승이 억제되어, 효율적인 전송이 가능하게 된다.

(b) 스케줄러

이동 통신 시스템에서는, 셀 내의 복수 유저에 대하여 신호 전송을 행함에 있어서, 각 유저에게 효율적으로 무선 리소스를 할당하는 것이 중요하게 된다. 즉, 어느 유저의 패킷을, 어느 시간에, 어느 채널에서, 어떤 전력으로, 어느 정도의 패킷 길이로 송신할지를 결정해야만 한다. 이 작업을 행하는 부분이 스케줄러로 불린다. 스케줄러에서는, 여러 가지 정보에 기초하여, 각 유저에게 무선 리소스의 할당을 행하여 간다. 정보에는, 각 유저에 대한 전파로 상태, 유저 간의 우선도, 데이터의 발생 빈도나 데이터량 등이 있지만, 어느 정보를 이용할지는 시스템에 따라 상이하다. 또한, 무선 리소스의 어느 부분을, 무엇을 기준으로 할당할지도 시스템에 따라 상이하다. 종래의 할당 기준으로서, W-CDMA 등에 채용되고 있는 HSDPA(High Speed Downlink Packet Access)의 PF(PropoRTional Fairness)가 있다. PF는 송신 기회의 균등성을 유지하면서, 페이딩에 의한 전파로 변동에 주목하여 전파로 손실이 적은 순간을 선택하여 송신하는 기술이다. 접속 유저수가 증가함에 따라 임의의 유저에게 할당되는 송신 시간이 감소하게 되지만, 새로이 전파로 손실이 적은 순간만을 선택하여 송신할 수 있게 되어, 송신국의 스루풋을 개선할 수 있다. 이 페이딩이 양호한 상태일 때만을 선택하는 이득은, 스케줄러의 MUD(Multi-User Diversity)로 불리고 있다. 송신 기회를 단순하게 할당하는 RR(Round Robin)에 대하여, PF는 MUD 이득을 얻어 스루풋을 크게 개선할 수 있다.

도 29는 스케줄러의 할당 설명도로서, (A)는 유저수가 2일 때의 할당을, (B)는 유저수가 3일 때의 할당을 각각 나타내며, 종축의 SINR at UE는 단말기에서 측정한 수신 SINR(Signal to Interference Noise Ratio)이고, 횡축의 Tx User는 그 측정값에 기초하여 송신국에서 선택하는 송신 유저이다. (A), (B)를 비교하면, 3 명으로 되면 송신 할당 기간은 감소하지만, SINR은 보다 양호한 전파 상태를 이용할 수 있다는 것이 이해된다.

(c) 재송 방식

수신이 실패한 패킷을 재차 보내는 재송 방식 ARQ(Automatic Repeat reQuest)가 있다. 수신국에서는, 수신한 패킷의 정보가 정확하게 복호되고 있는지의 판정을 행하고, 수신 성공/실패(ACK/NACK)를 송신측에 통지한다. 송신국에서는, 송신한 패킷의 데이터 정보를 버퍼에 저장하고 있고, 수신 실패의 통지가 있었던 경우, 그 패킷을 재송한다. 수신 성공의 통지가 있었던 경우에는, 그 패킷 데이터를 버퍼 내로부터 파기한다. 인터넷, 데이터 등의 통신을 행하는 경우, 어느 정도의 지연은 허용되지만, 정확성이 요구된다. 이러한 트래픽의 경우에는, 재송에서의 최대 재송 횟수를 많이 취함으로써, 패킷 파기가 적은 통신을 행할 수 있다. 한편, 전화 등 리얼타임 통신(RT 통신)에서의 트래픽을 상정하고 있는 경우에는, 어느 정도의 패킷 파기는 허용할 수 있는 것으로 하여, 최대 재송 횟수를 0으로 한다. 또한, 재송 신호의 수신 품질을 개선시키기 위해서, 수신측에서 데이터를 합성하는 재송 합성 방식 HARQ(Hybrid Automatic Repeat reQuest)가 있다. 수신측에서는, 수신에 실패하고, 재송 요구(NACK 정보)를 낸 오류를 포함하는 패킷의 데이터를 버퍼에 축적한다. 재송된 패킷을 수신하였을 때에, 버퍼 내의 데이터와 재송 데이터를 합성한다. 데이터 합성에 의해, 수신 품질이 개선되고, 재송 횟수가 증가할수록, 개선의 정도가 높아져, 패킷 수신의 성공율이 높아진다.

이동 통신의 패킷 전송 시스템에서, 상기한 바와 같은 기술을 이용함으로써, 무선 리소스를 효율적으로 사용하고, 각 유저 또는 트래픽의 성질에 합치하며, 또한 시스템 제공 측의 목적에 맞는 패킷 전송을 행할 수 있다.

(d) 종래의 패킷 전송 시스템

·송신측 신호 변조부 및 수신측 신호 복조부

도 30은 종래의 패킷 전송 시스템에서의 송신측 신호 변조부의 일례를 도시하는 구성도, 도 31은 수신측 신호 복조부의 일례를 도시하는 구성도이다.

도 30의 송신측 신호 변조부에서는, 변조 파라미터로서 변조 방식, 부호화율, 확산률을 제공하는 것으로 한다. 송신 데이터는 예로 들면 터보 부호화부(3a)에서 터보 부호에 의해, 오류 정정 부호화가 실시된다. 터보 부호화부에서는, 부호화율은 항상 일정하게 한다(예를 들면 R=1/3). 펑처드 부호화부(3b)에서는, 몇 개인가의 펑처드 부호 패턴을 이용하여, 요구 부호화율(예를 들면 R=3/4)을 달성한다. 데이터 변조부(3c)에서는, 변조 방식(다치 변조 방식)에 따른 데이터 변조를 행한다. 일반적으로는, QPSK, 16QAM, 64QAM 등이 있다. 확산부(3d)에서는, 확산률에 따라서 신호를 확산한다. 확산에서는, 시간 방향으로 확산하는 방법이나 주파수 방향으로 확산하는 방법이 있다.

수신측 신호 복조부는, 도 31에 도시하는 바와 같이, 재송 합성을 펑처드 복호 전에 행하는 구성(도 31의 (A)), 재송 합성을 펑처드 복호 후에 행하는 구성(도 31의 (B))이 있다. 도 31에서, 역확산부(4a)는 수신 신호를, 확산률에 따라서 역확산한다. 계속해서, 데이터 복조부(4b)는 변조 방식에 따른 데이터 복조를 행한다. 재송 합성부(4c)는, 재송 패킷이면, 이전 수신한 동일 패킷 데이터와 합성 처 리를 행한다. 이에 의해, 보다 높은 수신 품질을 얻을 수 있다. 재송 합성은, 상술한 바와 같이 (a) 펑처드 복호 전에 합성하는 구성, (b) 펑처드 복호 후에 합성하는 구성이 있으며, 버퍼의 구성 등이 상이하다. 펑처드 복호부(4d)는, 부호화율에 따른 펑처드 복호를 행하고, 터보 복호부(4e)는 터보 복호를 행한다.

·펑처드 복호

도 32는, 펑처드 복호부(4d)의 구성도로서, 도 31의 (B)의 펑처드 복호부에 대응하고 있다. 펑처드 복호부(4d)는, 부호화율에 따른 펑처드 부호 패턴 PCP를 발생하는 펑처드 부호 패턴 발생부(5a)와 데이터 버퍼(5b)를 갖고 있다. 데이터 복조 후의 신호 RD는, 펑처드 부호 패턴 PCP에서의 부호 "1"의 개수만큼, 데이터 버퍼(5b)에 축적된다. 펑처드 부호 패턴 PCP는, 부호화율에 따라 상이하며, 이 때문에 버퍼 길이도 상이하다. 도 33은, 버퍼 길이 4(펑처드 부호 패턴 PCP에서의 "1"의 수가 4개)의 예를 도시하고 있다. 축적된 신호 RD를 펑처드 부호 패턴 PCP의 부호 "1"의 위치에 읽어내어 펑처드 복호 후 신호 RD'를 출력한다.

·수신측의 재송 합성부 이후의 구성

도 34는 수신측의 재송 합성부 이후의 구성도이다. 버퍼부(6a)는 수신 실패한 패킷을 패킷 번호와 함께 보존하고 있다. 버퍼 내 데이터 추출부(6b)는 패킷 번호를 참조하여 재송된 패킷에 합성하는 패킷 데이터를 버퍼(6a)로부터 취출한다. 재송 합성부(4c)는, 수신 패킷(실제로는 펑처드 복호 후 신호)이 재송 패킷이 아니면, 즉, 신규 패킷이면 그대로 통과하여 터보 복호부(4e)에 입력하고, 재송 패킷이면 버퍼(6a)로부터 읽어낸 패킷 데이터와 합성하여 터보 복호부(4e)에 입력한다. 터보 복호부(4e)는 입력 데이터에 대하여 터보 복호를 실시하고, CRC 체크부(4f)는 복호 데이터를 이용하여 CRC 체크 연산을 실행하여 그 데이터에 오류가 포함되어 있는지 체크하고, 오류가 포함되어 있지 않으면 수신 데이터로서 출력함과 함께 ACK 신호를 발생하고, 오류가 포함되어 있으면 NACK 신호를 발생한다. 데이터/정보 저장부(6c)는, 재송 패킷 수신 시에, ACK 신호가 발생하면 그 패킷을 버퍼(6a)로부터 삭제하고, NACK 신호를 수신하면, 재송 합성 데이터를 패킷 번호와 함께 버퍼(6a)에 저장한다.

·신호 변조/신호 복조

도 35는, 송신측에서의 신호 변조의 예를 도시한 것이다. 여기서는, 변조 방식을 16QAM(다치수 4), 부호화율 R을 3/4로 한다. 송신 데이터를 A로 하고, 6bit 데이터 A1∼A6을 생각한다. 터보 부호화에서의 부호화율을 1/3으로 하면, 부호화 후 데이터는, B1∼B18로 된다. 부호화율 3/4에 대한 펑처드 부호 패턴 PCP에서는, 18bit 중, 8bit에서 부호 "1"로 된다. 패턴 PCP의 부호 "1"에 대응하는 데이터 B1∼B7과 B16이 펑처드 부호화 후의 데이터로 되며, C1∼C8로서, 출력된다(레이트 매칭). 원래의 6bit 데이터가 8bit 데이터로 되기 때문에, 부호화율이 3/4가 달성된다. 데이터 변조에서는, 16QAM에 의해, 4치의 다치 변조가 행하여지고, E1, E2의 데이터로 된다. 데이터 변조 후의 데이터는, 확산률에 따라서 확산된다.

도 36은, 수신측에서의 신호 복조의 예이다. 도 35와 반대의 흐름으로 된다. 펑처드 복호에서는, 펑처드 부호 패턴 PCP에서의 부호 "1"에 상당하는 위치에 데이터가 기입되어 부호화율이 1/3인 터보 부호가 얻어진다(디레이트 매칭). 펑처 드 복호 후 데이터에 터보 복호 처리를 실시함으로써 원래의 6비트 데이터 A1∼A6이 복호된다.

·재송 합성

재송 합성으로서, Chase 합성과 IR 합성이 일반적으로 사용된다. 여기서는, 이 2개의 방식을 설명한다. 도 37은 Chase 합성 설명도로서, (a)는 펑처드 복호 전의 Chase 합성 설명도, (b)는 펑처드 복호 후의 Chase 합성 설명도이다. 각 기호는 상술한 예에 따른다.

펑처드 복호 전에서의 합성에서는, 도 37의 (a)에 도시하는 바와 같이 데이터 복조된 데이터 C1∼C8이 버퍼(6a) 내의 데이터 C1(b)∼C8(b)과 합성, 예를 들면 최대비 합성된다. C1(b)∼C8(b)은, 현재 수신되고 있는 패킷과 동일한 패킷의 이것 이전에 송신된 데이터의 합성값이다. 재송 합성된 8비트의 데이터는, 펑처드 부호 패턴 PCP(도 36 참조)에서 부호 "1"로 되는 위치(B1∼B7, B16)에 대입되어 펑처드 복호되고, 터보 복호부(4e)에 입력된다.

펑처드 복호 후에서의 합성에서는, 도 37의 (b)에 도시하는 바와 같이 데이터 복조된 데이터 C1∼C8을 펑처드 부호 패턴 PCP(도 36 참조)에서 부호 "1"로 되는 위치(B1∼B7, B16)에 대입한 후, 버퍼(6a) 내의 데이터 B1(b)∼B18(b)과 합성이 행하여진다. 도 37의 (a)과 도 37의 (b)에서는, 버퍼 구성이 상이하지만, 효과는 동일하다

도 38은, IR 합성 설명도로서, (a)는 펑처드 복호 전의 IR 합성 설명도, (b)는 펑처드 복호 후의 IR 합성 설명도이다.

IR 합성에서는, 재송 시마다 서로 다른 펑처드 부호 패턴으로 부호화를 행한다. 여기서는, 패턴수를 2로 한다. 패턴수 2에서는, 첫회 전송과 재송 1회째 전송에서는, 패턴이 상이하다. 재송 2회째에서는, 첫회 전송과 동일한 패턴을 이용한다. 동일한 패턴을 이용한 경우에만 데이터 합성을 행한다.

도 38의 (a)의 펑처드 복호 전에서의 합성에서, 첫회 전송, 재송 2, 4, 6…회째 전송의 데이터는, 동일 패턴 PCP(도 39의 (a) 참조)를 이용하여, 펑처드 부호화되어 있기 때문에, 제1 버퍼(6a-1)에 저장되어 있는 데이터와 합성되고, 재차 버퍼(6a-1)에 저장된다. 재송 1, 3, 5…회째 전송의 데이터는, 패턴 PCP와 서로 다른 펑처드 부호 패턴 PCP'(도 39의 (b) 참조)를 이용하고 있기 때문에, 서로 다른 버퍼(6a-2)에 저장되어 있는 데이터와 합성되고, 재차 버퍼(6a-2)에 저장된다. 펑처드 복호에 의해, 각각의 펑처드 부호 패턴 PCP, PCP'에 대응한 위치에 데이터가 기입되어 펑처드 복호된다. 여기서는, Ci가 제1 패턴, Di가 제2 패턴에서의 데이터를 나타낸다. 펑처드 복호된 데이터는 이후 터보 복호부에 입력되어 터보 복호된다.

도 38의 펑처드 복호 후에서의 합성에서, 재송 시마다, 각각의 패턴 PCP, PCP'에 의해 펑처드 복호한 후, 버퍼(6a) 내 데이터와 합성을 행한다. 여기서는, 동일 패턴에서의 데이터만 합성한다. 첫회 전송, 재송 2, 4, 6…회째 전송에서, 제1 패턴 PCP에 의해 복호된 데이터 C1∼C8은, 버퍼(6a)의 대응하는 위치의 데이터(B1(b), B2(b)-B7(b), B16(b))와 합성을 행한다. 재송 1, 3, 5…회째 전송에서, 제2 패턴 PCP'에 의해 복호된 데이터 D1∼D8은, 버퍼(6a)의 대응하는 위치의 데이 터(B8(b)-B11(b), B13(b)-B14(b), B17(b)-B18(b))와 합성을 행한다. 이상에 의해 펑처드 복호된 데이터는 이후 터보 복호부에 입력되어 터보 복호된다.

(e) MIMO 다중 송신

일대일 통신의 스루풋을 대폭으로 개선하는 수단으로서 MIMO(Multi Input Multi Output) 다중 송신이 있다.

도 40은 MIMO 다중 송신 시스템의 구성도로서, TRX는 송신국, REC는 수신국이다. 송신 안테나의 수 M과 동일한 수의 데이터 스트림 D₀∼D_M-1이, 각각의 송신 장치 TRX₀∼TRX_M _-1에서 데이터 변조·D/A 변환·직교 변조·주파수 업 컨버트 등의 처리를 거쳐, 각 송신 안테나 ATT₀∼ATT_M _-1로부터 송신된다. 서로 무상관으로 되도록 배치된 안테나 ATT₀∼ATT_M _-1로부터 송신된 신호는, 독립된 페이징 채널 h_nm(m=0∼M-1, n=0∼N-1)을 통과하여, 공간에서 다중된 후, N개의 수신 안테나 ATR₀∼ATR_N _-1에서 수신된다. 각 수신 안테나에서 수신된 신호는, 수신 장치 REC₀∼REC_N _-1에서 주파수 다운 컨버트·직교 검파·A/D 변환 처리 등을 거쳐, y₀∼y_N _-1의 수신 데이터 스트림이 생성된다. 각 수신 데이터 스트림은, M개의 송신 데이터 스트림이 다중된 형태로 되어 있기 때문에, 데이터 처리부 DPU에서 모든 수신 데이터 스트림에 대하여 신호 처리를 행함으로써, 송신 데이터 스트림 D₀∼D_M-1을 분리·재생할 수 있다.

수신 신호로부터 송신 데이터 스트림 D₀∼D_M-1을 분리하는 신호 처리의 알고 리즘에는, 채널 상관 행렬의 역 행렬을 이용하는 ZF(Zero-Forcing)나 MMSE와 같은 선형 알고리즘(비특허 문헌 1 참조)과 BLAST(Bell Laboratories Layered Space-Time)으로 대표되는 비선형 알고리즘(비특허 문헌 2 참조)이 있다. 또한, MLD(Maximum Likelihood Decoding) 등의 상관 행렬의 역 행렬 연산을 사용하지 않는 방법(비특허 문헌 3 참조)도 알려져 있다. MLD 알고리즘에 대하여 설명한다. 지금, 송신 데이터 스트림을 M차원의 복소 행렬로, 수신 데이터 스트림을 N차원의 복소 행렬로 나타내면, 다음 수학식의 관계가 있다.

MLD 알고리즘은, 상관 행렬의 역 행렬 연산을 사용하지 않는 방법이며, 다음 수학식에 의해 송신 데이터 스트림(송신 벡터) D를 추정한다.

여기서, M개의 각 안테나에 입력되는 변조 데이터의 신호점 배치수를 Q로 하면 송신 벡터 D의 조합은 Q^M개 존재한다. QPSK에서 Q=4, 16QAM에서 Q=16, 64QAM에 서 Q=64로 된다. MLD 알고리즘에서는 Q^M개의 송신 벡터의 후보(레플리커)를 발생하여 상기 수학식의 연산을 행하고, 결과가 최소로 되는 레플리커가 입력 데이터라고 추정하는 방법이다.

상기 MIMO 다중 송신에서도, 복수 유저 간에서 송신 기회의 균등성을 유지하면서, 스루풋을 향상시키는 수단으로서 PF 등의 스케줄러가 검토되고 있다. 이들 검토되고 있는 기술은 스루풋 향상에 착안된 것으로, 오류가 발생한 심볼에 대해서는 재송 심볼 합성형의 HARQ와 같은 재송 기술로 보상한다.

(f) RT(RealTime) 통신

금후의 기술로서 RT 통신의 음성 전화 통신을 회선 교환 장치에서 행하지 않는 VoIP(Voice over IP)가 현재 고려되고 있다. VoIP는 압축 부호화된 음성을 패킷으로 미세 단편화하여 송신하고, 인터넷망의 라우터를 통하여 통신하는 방식으로서, 커넥션형의 회선 교환 방식에 대하여 커넥션리스이며, 게다가 고장 시의 회피 자유도가 있고 메인터넌스가 비교적 편한 점도 있어, 매우 유력한 기술이다. RT 통신이 요구되는 다른 예로서 온라인 게임 등을 들 수 있다.

(g) 과제

RT 통신에서는, 일정 기간 내에 통신을 행할 필요가 있고, 또한, 패킷의 오류가 발생하였을 때에 HARQ 등의 재송 지연을 허용할 수 없다. 그러나, 이미 설명한 MIMO 다중 송신을 포함하는 일대일 통신의 PF에서는, 재송 기술을 전제로 하여 송신 기회의 균등성과 스루풋 향상만을 고려한 기술이기 때문에, 통신 지연이나 재 송을 허용하지 않는 RT 통신에 적응하지 않는 문제가 있다.

무선 신호의 전파로 환경의 시간적 변화가 완만할 때 회선 품질에 기초하여 데이터 재송 시의 다이버시티 게인을 증대시키는 종래 기술이 있다(예를 들면 특허 문헌 1참조). 그러나, 이 종래 기술은, 통신 지연이나 재송을 허용하지 않는 RT 통신에 있어서, RT 통신에서 허용할 수 있는 품질까지 오류율을 저하시키고, 또한 일정 기간 내에 통신을 행할 수 있도록 한 것이 아니다.

이상으로부터, 본 발명의 목적은, 일정 기간 내에 통신을 행할 수 있고, 또한 재송 기술을 사용하지 않아도 RT 통신에서 허용할 수 있는 품질까지 오류율을 저하시킬 수 있는 통신 방법 및 통신 장치를 제공하는 것이다.

비특허 문헌 1: A.van Zelst, "Space Division Multiplexing Algorithms", 10th Mediterranean Electrotechnical Conference 2000, MELECON 2000, Cyprus, May 2000, Vol.3, pp.1218-1221.

비특허 문헌 2: P.W.Wolniansky, G.J.Foschini, G.D.Golden, R.A.Valenzuela "V-BLAST:An Architecture for Realizing Very High Data Rates Over the Rich-Scattering Wireless Channel", Proc.1998 Int.Symp.On Advanced Radio Technologies, Boulder, Colorado, 9-11 September 1998

비특허 문헌 3: Geert Awater, Allert.van Zelst and Richard. van Nee, "Reduced Complexity Space Division Multiplexing Receivers," inproceedings IEEE VTC 2000, Tokyo, Japan, May15-18, 2000, vol.2, pp.1070-1074

특허 문헌 1: 일본 특개 2004-112098호 공보

<발명의 개시>

상기 과제는 본 발명에 따르면, 멀티 안테나를 이용하여 복수의 이동 단말기를 향하여 신호를 송신하는 무선 통신 시스템에서의 이동 단말기에서, 각 안테나로부터 송신된 신호의 이동 단말기에서의 수신 품질을 측정하는 수신 품질 측정부, 리얼타임 통신 시에 그 수신 품질에 기초하여 메인 안테나를 결정하는 메인 안테나 결정부, 그 메인 안테나와 다른 안테나 간의 다차원 상관을 연산하는 다차원 상관 계산부, 다차원 상관이 설정값보다 낮은 영역을 선택하는 저상관 영역 선택부, 상기 저상관 영역을 구성하는 안테나를 다이버시티 안테나로 하고, 그 다이버시티 안테나와 메인 안테나로 신호를 이동 단말기에 다이버시티 송신할 수 있도록, 상기 메인 안테나, 저상관 영역, 수신 품질을 특정하는 데이터를 송신측에 피드백하는 피드백부를 구비한 이동 단말기에 의해 달성된다.

또한, 상기 과제는 본 발명에 따르면, 멀티 안테나를 이용하여 이동 단말기를 향하여 MIMO 송신하는 무선 통신 시스템에서의 이동 단말기에서, 각 안테나로부터 송신된 신호의 이동 단말기에서의 수신 품질을 측정하는 수신 품질 측정부, 수신 품질에 기초하여 서로 저상관의 복수의 메인 안테나를 결정하는 메인 안테나 결정부, 각 메인 안테나와 다른 안테나 간의 다차원 상관을 연산하는 다차원 상관 계산부, 메인 안테나마다 다차원 상관이 설정값보다 낮은 영역을 선택하는 저상관 영역 선택부, 상기 저상관 영역을 구성하는 안테나를 다이버시티 안테나로 하고, 그 다이버시티 안테나와 상기 복수의 메인 안테나로 신호를 이동 단말기에 송신할 수 있도록, 상기 각 메인 안테나, 상기 메인 안테나마다의 저상관 영역, 상기 수신 품 질을 특정하는 데이터를 송신측에 피드백하는 피드백부를 구비한 이동 단말기에 의해 달성된다.

또한, 상기 과제는 본 발명에 따르면, 멀티 안테나를 이용하여 복수의 이동 단말기를 향하여 신호를 송신하는 무선 통신 장치에서, 메인 안테나와 다른 안테나 간의 다차원 상관이 설정값보다 낮은 영역을 특정하는 데이터를 이동 단말기로부터 수신하는 수신부, 메인 안테나의 통신 레이트가 리얼타임 통신 시에서의 통신 요구 레이트보다 낮은 경우, 상기 저상관 영역을 구성하는 안테나를 다이버시티 안테나로 하는 스케줄러, 상기 메인 안테나와 다이버시티 안테나를 이용하여 이동 단말기에 동일 데이터를 다이버시티 송신하는 다이버시티 송신부를 구비한 무선 통신 장치에 의해 달성된다.

또한, 상기 과제는 본 발명에 따르면, 멀티 안테나를 이용하여 복수의 이동 단말기를 향하여 신호를 송신하는 MIMO 무선 통신 장치에서, 복수의 메인 안테나와, 각 메인 안테나와 다른 안테나 간의 다차원 상관이 설정값보다 낮은 영역을 특정하는 데이터를 이동 단말기로부터 수신하는 수신부, 상기 메인 안테나의 합계 통신 레이트가 리얼타임 통신 시에서의 통신 요구 레이트보다 크게 되도록 메인 안테나를 선택하고, 그 메인 안테나에 따른 상기 저상관 영역을 구성하는 안테나를 다이버시티 안테나로서 결정하는 스케줄러, 상기 메인 안테나 및 상기 다이버시티 안테나로 동일 데이터를 MIMO 다중 다이버시티 송신하는 송신부를 구비한 무선 통신 장치에 의해 달성된다.

도 1은 멀티 안테나의 적응 변조의 개념도.

도 2는 파일럿의 직교 부호 다중의 설명도.

도 3은 시분할 다중의 설명도.

도 4는 주파수 다중의 설명도.

도 5는 채널의 선형 보간에 의한 추정 설명도.

도 6은 SINR 산출 설명도.

도 7은 RT 통신의 개략적인 동작 설명도.

도 8은 AMC(적응 변조 방식)에서의 피드백 지연에 의한 열화 설명도.

도 9는 통신의 순간 차단 확률을 대폭으로 줄이기 위해 RT 통신용 패킷 스케줄러에 다이버시티를 적용한 설명도.

도 10은 다차원 상관의 계산법의 설명도.

도 11은 MIMO 다중에 의한 RT 통신 시에서의 다이버시티 송신의 설명도.

도 12는 MIMO 다중 다이버시티를 행한 예.

도 13은 주파수 대역마다 SINR을 평균화하는 경우의 설명도.

도 14는 주파수 상관값을 평균화하는 경우의 설명도.

도 15는 본 발명의 송신 슬롯 포맷의 설명도.

도 16은 본 발명의 송신국의 구성도.

도 17은 본 발명의 수신국의 구성도.

도 18은 네트워크로부터 RT 통신 온 통지가 있었던 경우의 처리 플로우.

도 19는 이동 단말기로부터 RT 통신 온 통지가 있었던 경우의 처리 플로우.

도 20은 RT 통신 시에서의 기지국과 이동 단말기의 동작 플로우.

도 21은 RT 통신 시에서의 스케줄러의 다이버시티 안테나(다이버시티 브랜치) 결정 처리 플로우.

도 22는 RT 통신 시에서의 스케줄러의 다이버시티 브랜치 결정 처리 플로우.

도 23은 유저의 송신 영역이 다른 것과 충돌하는 양태를 도시하는 설명도.

도 24는 다이버시티 브랜치수 계산 처리 플로우.

도 25은 MIMO 무선 통신 시스템에서의 수신국(이동 단말기)의 구성도.

도 26은 MIMO 무선 통신 시스템에서의 수신국의 송신부의 다른 구성도.

도 27은 MIMO 무선 통신 시스템의 RT 통신 시에서의 스케줄러의 다이버시티 브랜치 결정 처리 플로우.

도 28은 MIMO 무선 통신 시스템의 RT 통신 시에서의 스케줄러의 다이버시티 브랜치 결정 처리 플로우.

도 29는 스케줄러의 할당 설명도.

도 30은 종래의 패킷 전송 시스템에서의 송신측 신호 변조부의 일례를 도시하는 구성도.

도 31은 수신측 신호 복조부의 일례를 도시하는 구성도.

도 32는 펑처드 복호부의 구성도.

도 33은 펑처드 부호 패턴 및 복호 설명도.

도 34는 수신측의 재송 합성부 이후의 구성도.

도 35는 송신측에서의 신호 변조(레이트 매칭)의 설명도.

도 36은 수신측에서의 신호 복조의 예(디레이트 매칭).

도 37은 Chase 합성 설명도.

도 38은 IR 합성 설명도.

도 39는 펑처드 부호 패턴 설명도.

도 40은 MIMO 다중 송신 시스템의 구성도.

<발명을 실시하기 위한 최량의 형태>

(A)본 발명의 개략

·멀티 안테나 통신

본 발명은 RT 통신 시에, 재송 제어 ARQ를 행하지 않고 일정 기간 내에 반드시 RT 통신을 완료한다. 이와 같이 하면, MUD 이득이 감소하고, 오류율이 커진다. 따라서, 송신 다이버시티를 행하는 스케줄러를 이용하여, 감소한 MUD 이득 이상의 이득을 벌고, RT 통신을 허용할 수 있는 품질까지 오류율을 저하시키는 이동 단말기, 무선 통신 장치, 무선 통신 방법을 제안한다. 즉, 본 발명은 멀티 안테나에 의해 통신을 행하는 무선 통신 시스템에서, 메인 안테나로부터 RT 통신을 행함과 함께, 그 메인 안테나와 상관이 없는 안테나를 이용하여 다이버시티 송신함으로써 RT 통신의 이득을 벌어, RT 통신에서의 오류율을 저하하는 것이다.

도 1은 멀티 안테나의 적응 변조의 개념도로서, 참조 부호 1은 송신국(기지국), 참조 부호 2는 수신국(이동 단말기)이다. 도 1의 (1)에 도시하는 바와 같이 송신국(1)은 전파로(5)의 정보(전파로 추정값)를 알기 위해 각 안테나(1a∼1d)로부터 파일럿 신호를 직교화하여 수신국에 송신한다. 직교화는 파일럿 심볼에 간섭이 섞이지 않도록 행하고 있으며, 안테나마다 서로 다른 직교 부호를 이용하는 부호 다중, 안테나마다 서로 다른 타이밍을 이용하는 시간 다중, 안테나마다 서로 다른 서브 캐리어를 이용하는 주파수 다중이 고려된다.

도 2는 파일럿의 직교 부호 다중의 설명도로서, 1슬롯마다 파일럿 PL과 데이터 DT가 시분할 다중되어 있다. 안테나(1a∼1d)로부터 송신되는 파일럿 신호 PL은 아다마르 행렬로부터 구해지는 직교 계열로 승산되어, 수신측에서 분리할 수 있게 되어 있다. 확산 방향은 주파수·시간 중 직교성을 유지하기 위해 상관이 높은 방향으로 행한다. 수신 시에 완전하게 직교한다면, 심볼 간을 합성 평균함으로써 파일럿의 S/N을 가장 높게 할 수 있다.

도 3은 시분할 다중의 설명도로서, 1슬롯마다 파일럿 PL과 데이터 DT를 시분할 다중함과 함께, 파일럿 PL의 다중 시각을 안테나마다 중첩되지 않도록 어긋나게 하고 있다. 또한, PCT는 펑크처로 데이터를 송신하고 있지 않은 기간이다. 도 4는 주파수 다중의 설명도로서, 주파수 영역 F를 4분할하고(R1∼R4), 각각의 분할 영역 R1∼R4에서 데이터 주파수 영역 DTF와 파일럿 주파수 영역 PLF를 주파수 다중하며, 또한, 안테나마다 파일럿 주파수 영역 PLF가 중첩되지 않도록 한 것이다. 또한, PCT는 펑크처로 데이터를 송신하고 있지 않은 주파수 영역이다.

시분할 다중, 주파수 다중 방식은, 직교성을 최우선으로 하는 경우에 사용된다. 또한, 파일럿이 존재하지 않는 시간·주파수 영역에 대한 전파로는, 수신측에서 선형 보간 등의 기술로 보충하여 추정할 수 있다. 도 5는 전파로의 선형 보간에 의한 추정 설명도이며, 파일럿 PL의 다중예로서, 도 2의 직교 부호 다중을 이용 하는 경우이다. 또한, 직교 부호화는 시간 영역의 상관이 매우 높은 것으로 하여 행하고 있다. 따라서, 도 5에서 각 슬롯의 선두에 있는 파일럿에 의해 각각 전파로 추정을 행한 후, 시간 인접하는 복수 심볼 간에서 평균화하여 S/N을 높인다. 이와 같이 하여 슬롯의 선두에 있는 파일럿에 의한 전파로 추정값을 나타낸다. 그렇게 하면, 인접 슬롯은 나타낼 수 있다. 여기서는 서브 캐리어 번호이다. 슬롯 내의 데이터가 차지하는 시간을 정규화하여 1.0으로 하였을 때에, 복조할 데이터가 현 슬롯의 파일럿으로부터 0.4의 위치(다음의 슬롯으로부터 0.6의 위치)에 있는 것으로 한다. 그렇게 하면, 이 데이터를 복조하기 위한 전파로 추정값은, 선형 보간에 의해 다음과 같이 된다.

또한 S/N을 향상시킬 필요가 있으면, 상관이 높은 인접 서브 캐리어를 다음 수학식

에 의하여 합성하는 것도 고려된다. 이와 같이 하여, 정밀도가 좋은 전파로 추정을 행할 수 있다.

그런데, 수신측에서는 직교한 송신 파일럿을 복호하고, 수신측에서 갖는 참조 파일럿과 비교함으로써 송신 안테나로부터 수신 안테나로의 전파로 변동을 추정할 수 있다. 그 전파로 추정값을 이용하여, 송신 안테나 간 상관(공간 상관), 시간 상관, 주파수 상관이나 이들 조합의 다차원 상관을 산출(후술)할 수 있다. 또한, 공간 상관이란 주목하는 2개의 안테나에 동일한 신호를 입력하였을 때에, 한 쪽의 안테나의 위치를 변화시켜 2개의 안테나로부터 수신하였을 때의 신호의 상관이다. 시간 상관이란 2개의 안테나로부터 수신한 신호의 한 쪽의 신호의 위상을 변화시켰을 때의 2개의 신호의 상관이며, 주파수 상관이란 2개의 안테나로부터 수신한 신호의 한 쪽의 신호의 주파수를 변화시켰을 때의 2개의 신호의 상관이다.

또한, 송신측에서 파일럿 심볼의 컨스털레이션은 도 6의 (A)에 도시하는 바와 같이 I-Q 복소 평면의 소정 위치에 존재한다. 그러나, 수신측에서는 잡음의 영향을 받아 파일럿의 컨스털레이션은 도 6의 (B)에 도시하는 바와 같이 흩어진다. 수신 파일럿의 평균값이 신호 성분 S, 평균으로부터의 변동의 크기가 간섭 성분 및 노이즈 성분(I+N)으로 되고, 신호 성분 S와 간섭 성분(I+N)의 임의의 비가 안테나의 임의의 타이밍의 임의의 주파수 대역의 파일럿의 SINR로 된다. 수신 안테나가 복수 있으면, 다차원 상관을 수신 안테나 간에서 가중치 부여 평균하고, 얻어진 값을 평균화 다차원 상관으로 하며, 또한, SINR에 대하여 수신 안테나 간에서 최대비 합성(Maximum Ratio Combine)이나 MMSE(Minimum Mean Square Error) 합성한 후에 SINR을 구하면 된다.

이상에 의해, 수신국(2)(도 1)은 파일럿 신호로부터 SINR을 계산하면, 도 1 의 (2)에서 피드백 신호를 작성하여 송신국(1)에 보고한다. 피드백 신호에 전파로 추정값 혹은 그것으로부터 계산한 다차원 상관, 및 수신 품질을 나타내는 SINR 혹은 그것에 준한 전파 정보(CQI)를 포함시켜 송신국에 송신한다. 송신국(1)은 보내져 온 피드백 신호를 기초로 하여, 그 유저 대상 정보 데이터량의 저축 상태, 많은 유저와의 리소스 배분을 고려하여 스케줄링하고, 송신할 안테나, 송신 타이밍, 주파수 대역, 변조·부호화 방식을 결정하며, 이에 의해 통신 레이트가 결정된다. 계속해서, 송신국(1)은 스케줄링에서 결정한 통신 방법으로 데이터를 수신국에 송신한다. 또한, 수신국에서는 송신 안테나, 타이밍, 주파수 대역, 변조·부호화 방식, 다이버시티 브랜치를 알 수 없기 때문에, 송신국은 미리 공통의 통지 채널로 수신국에 이들을 통지할 필요가 있다.

·RT 통신

다음으로, RT 통신 대상 패킷 스케줄러에 대하여 도 7을 이용하여 설명한다. RT 통신에서는, 실행하는 어플리케이션의 서비스마다 데이터를 요구하는 빈도와 그 정보량이 정해져 있다. 요구하는 서비스 레이트는 송신측 주도이어도 수신측 주도이어도 된다. 예를 들면, 송신측인 품질의 VoIP(64kbps)를 요구하여 송신하면, 수신측에서는 그것을 받을 필요가 있다. 또한, 수신측에서 고화질의 온라인 게임(20Mbps)을 요구할 수도 있다.

도 7에서는 RT 통신으로서 5Mbit를 0.2sec마다 수신국(2)으로부터 송신국(1)에 요구하고 있는 예를 도시하고 있다. 또한, 수신국(2)에서 측정한 송신 파일럿의 영역(안테나의 공간 영역, 시간 영역, 주파수 영역)마다의 SINR을 판단 재료로 하고, 가장 SINR이 높았던 안테나·주파수 대역·시간을 세트로 하여 메인 안테나로 부른다.

도 7에서는 안테나(1a)가 메인 안테나이며, SINR값으로부터 최대 6Mbit까지 요구 가능하다고 추정되어 요구 품질 5Mbit를 만족시키고 있다. 여기서, 추정이며 단정할 수 없는 이유는, 피드백을 반영하는 왕복 전파 지연에 의해 전파 환경이 변화되어 있기 때문이다. 또한, 실제로 전파 환경이 나쁜 방향으로 변화된 경우에는 송신한 정보 데이터에 오류가 발생하며, 또한, 재송 제어도 복조가 제때에 실행되지 않으므로 통신이 순간 차단될 우려가 있다. 도 8은 AMC(적응 변조 방식)에서의 피드백 지연에 의한 열화 설명도로서, 수신국에서 수신한 직교 파일럿의 SINR은, 직교 복호하여 전파로 추정을 행한 후에 계산하므로, 연산 지연이 발생한다. 이 SINR의 정보는 송신국에 피드백되지만, 전파로 지연이 발생한다. 송신국은, 파일럿이 수신된 타이밍의 SINR을 기초로 하여, 데이터의 AMC를 행한다. 그 데이터는, 한 번 더 전파로 지연을 받아 수신국에 수신된다. 도 8보다, 파일럿을 수신하고나서 그 SINR이 반영된 데이터가 수신될 때까지의 지연에 의해, 전파로 변동이 변화될 가능성이 있다는 것을 알 수 있다.

도 9는, 통신의 순간 차단 확률을 대폭 줄이기 위해 RT 통신 대상 패킷 스케줄러에 다이버시티를 적용한 설명도이다. 메인 안테나(1a)로부터 5Mbit를 송신하고, 메인 안테나의 안테나·타이밍·주파수 대역의 영역을 기준으로 하여 공간 상관, 시간 상관, 주파수 상관의 조합의 다차원 상관을 산출하며, 메인 안테나(1a)와 상관이 없는 영역의 일부를 이용하여 동일한 패킷을 다이버시티 송신한다. 도 9의 예에서는, 안테나(1c)의 시간대 T2의 영역이 메인 안테나(1a)와 무상관이다. 따라서, 메인 안테나(1a)와 안테나(1c)에서 동일한 패킷을 다이버시티 송신함으로써 통신의 순간 차단 확률을 대폭 줄여 오류율을 저감한다. 또한, 동일한 패킷으로 하였지만, 재송 제어의 IR과 같이 동일한 심볼을 보내는 데에 서로 다른 부호화로 송신하고 부호화 이득을 버는 것도 된다. 도 9는 알기 쉽도록, 주파수 대역은 유일하며 시간과 공간의 2차원에서의 다이버시티 송신의 상황을 도시하고 있다.

도 10은 다차원 상관의 계산법의 설명도로서, 상관 계수를 높이 방향에 취하고(평가축), 안테나 위치를 하나의 평면축 상에 취하며, 동일 평면에서 직교하는 축 상에 주파수 또는 시간을 취한 2차원 상관 맵을 도시하고 있다. 예를 들면, 도 7에 도시하는 바와 같이 주파수 대역이 유일하면, 안테나 위치를 나타내는 축 X와 동일 평면에서 직교하는 축 Y는 시간으로 된다. 이러한 조건 중, 메인 안테나와 상관 계수가 거의 0으로 되는 안테나·시간의 영역을 구한다(상세한 계산 방법에 대해서는 후술함).

·RT 통신에서의 피드백 정보량의 감소

그런데, 멀티 안테나 송신에서의 피드백 신호로 이미 설명한 전파로 추정값 혹은 그것으로부터 계산한 다차원 상관 및 송신 파일럿의 SINR을 보내고자 하면 매우 큰 정보량으로 되게 되어, 피드백을 행하는 링크의 통신 스루풋이 열화한다. 따라서, 피드백 신호를 극력 줄인 송신 다이버시티의 스케줄링 방법을 표 1에 따라서 설명한다.

우선, RT 통신에서 데이터 송신을 요구받은 타이밍에서 가장 전파 환경이 좋았던 안테나·주파수 대역을 메인 안테나로 하지만, 그 지정을 피드백할 필요가 있다. 표 1에서는 도 9와 같은 주파수 대역이 유일한 예를 다루고 있으며, 메인 안테나로서 안테나1이라고 하는 정보를 피드백 신호로 돌려주고 있다. 또한, 가장 전파 환경이 좋았던 메인 안테나의 송신 파일럿 SINR로부터, 그 영역에서의 최대의 송신 레이트(6Mbit)가 구해지므로, 그것을 피드백한다. 또한, 재송 제어 ARQ를 허용할 수 없는 RT 통신에서는 송신 다이버시티를 지정하기 위한 「송신 다이버시티 있음」을 피드백할 필요가 있다. 마지막으로, 다이버시티 송신을 행하기 위해서는 상관이 없는 영역만 알리면 되므로, 다차원 상관 맵에서 상관 계수가 거의 0으로 된 영역군만을 피드백한다. 단, RT 통신은 시간 지연을 그다지 허용하지 않으므로, 충분히 짧은 지연만을 선택하도록 한다. 표 1에서는 메인 안테나의 송신 타이밍에 대하여, 안테나2의 시각 A, A' 지연, 안테나3의 B지연, 안테나4의 C지연으로 통지하면 되고, 대폭 피드백량을 삭감할 수 있다.

피드백을 받은 송신국은, 상관이 없는 송신 다이버시티 브랜치 중으로부터 1개 이상의 영역을 선택하여 도 9에 도시하는 바와 같이 송신 다이버시티를 행할 수 있으면 된다. 영역의 선택 수를 늘릴수록 다이버시티 이득이 증가하고, 순간 열화율이 저하한다. 단, 복수의 다이버시티 브랜치 영역을 이용하여 송신하면 타유저의 리소스를 소비하게 되므로, 특별히 요구가 없으면 다이버시티 브랜치는 1개의 영역을 선택하는 것이 바람직하다. 또한, 다이버시티 브랜치는 복수의 영역으로부터 선택하여 고를 수 있으므로, 타유저의 다이버시티 송신의 메인 안테나 지정이나 MIMO 다중 송신과 중첩되지 않도록 송신함으로써, 타유저의 스케줄러에 의한 MUD 이득을 저감시키지 않아도 되는 것이 가능하다.

·MIMO 다중의 다이버시티 송신에의 확장

또한, MIMO 다중이란 데이터에 주목하여 복수 스트림 송신-복수 스트림 수신이라고 정의하고, 채널 전파로의 상태로 정의되는 MIMO 통신과는 상이한 것으로 한다.

마지막으로, MIMO 다중의 다이버시티 송신에의 확장에 대하여 설명한다. 예를 들면, 도 7의 메인 안테나 지정 시에, RT 통신으로서 7Mbit가 0.2sec마다 구해지고 있었다고 하면 요구를 충족시킬 수 없다. 그 때의 해결법으로서 도 11에 도시하는 MIMO 다중에서의 다이버시티 송신이 고려된다. MIMO 다중에서의 다이버시티 송신은, 요구하는 RT 통신 레이트가 높을 때에 실행된다.

수신국(2)은, 송신 파일럿 SINR이 가장 높은 안테나·주파수 대역을 메인 안테나1로 하고, 다음으로 SINR이 높은 안테나·주파수 대역을 메인 안테나2로 하며, 최대 MIMO 다중수 n까지의 메인 안테나n을 결정한다. 여기서, 만일 메인 안테나1의 SINR값으로부터 구해지는 최대 송신 레이트가 요구 품질 7Mbit를 충족시키고 있으면 안테나1로부터만 송신한다. 만일 충족시킬 수 없는 경우에는, 메인 안테나1, 2에서 MIMO 다중 전송을 행하는 것으로 하고, 최대 송신 레이트가 요구 품질 7Mbit를 충족시킬 때까지 순차적으로 MIMO 다중수를 늘려 간다. 도 11의 예에서는, 임의의 타이밍에서는 메인 안테나2까지 요구 품질을 충족시키고 있으므로, MIMO 다중수 2로 통신을 행한다. 도 12는 또한 MIMO 다중 다이버시티를 행한 예이다. MIMO 다중수 2에서 최대 9Mbit의 송신이 가능하므로, 요구 레이트의 7Mbit로 낮추어 안테나로부터의 송신 전력이 최소로 되는 조합을 선택하여 송신을 행한다. 송신 전력을 최소로 하는 것은 타유저 간섭을 저감시키기 위해서이다.

또한, MIMO 다중의 다이버시티 송신에서는, 전송 피드백되는 정보는 표 2에 도시하는 바와 같이 증가한다.

최대 MIMO 다중수 n이 증가하면 거의 비례하여 피드백량도 증가하므로, n은 요구 품질을 근거로 하여 적당한 값을 이용한다. 또한, 이 n은 수신국 주도로 요구 품질을 설정하는 경우에는 피드백 정보를 늘리기만 하면 되지만, 송신국 주도로 요구 품질을 설정하는 경우에는, 미리 상위 레이어의 통신에 의해 수신국에 MIMO 다중수가 가능한지를 조회해 둘 필요가 있다.

(B) 전파로의 추정, SINR의 계산, 다차원 상관의 산출 방법

(a) 전파로의 추정

송신 안테나 v, 수신 안테나 u로 하였을 때의 파일럿 수신 신호는, 주파수 f_j, 시각 t에서 수학식 5와 같이 기재된다. 단, 부호 직교가 붕괴되었을 때의 열화 분은 n_u(f_j, t)에 포함되어 있다.

파일럿의 진폭을 미리 1로 설정해 두면,

따라서, S/N이 충분히 높으면 수학식 7에서 전파로 추정값이 구해진다.

여기서,

또한, 수학식 7의 산출 시에 S/N이 작고, n'_u(f_j, t)를 무시할 수 없는 경우에는 상관이 높은 시간·주파수 영역에서 평균화 처리를 행한다. 예를 들면 시간 영역의 전후α와 주파수 영역의 전후β를 등 가중치 부여로 평균하면 수학식 9와 같은 계산으로 되며, 잡음을 억압한 정밀도가 높은 전파로 추정을 행할 수 있다.

(b) SINR의 계산

수학식 9 등을 이용함으로써 잡음의 영향을 억압한 전파로 추정을 행하고 있으므로, 다음의 수학식 10과 같이 하여 잡음 성분을 절단할 수 있다.

여기서, 순시의 각 수신 안테나에서의 서브 캐리어마다의 SINR은 전력 오더로 환산하여 다음의 수학식 11과 같이 된다.

단, 잡음이 백색 잡음과 같은 것이면, 이 값은 큰 변동을 갖게 된다. 실용적으로는 도 13에 도시하는 바와 같은 주파수 대역마다 평균화한 SINR을 수학식 12에서 계산하고, AMC 등에 이용한다.

또한, 복수의 수신 안테나가 있으면 안테나 간에서 MRC 합성하고(수학식 13), 혹은 수학식 14의 MMSE 규범에 따라서 합성(수학식 15)함으로써 품질을 향상할 수 있다. 또한, 마찬가지로 실용적으로는 AMC나 셀 선택의 제어 구간에서 시간 평균한 SINR을 계산하여 수학식 16을 이용한다. 평균화의 T에 대해서는 AMC이면 슬롯 단위로, 셀 선택이면 프레임 단위 등이 선택된다. 또한, 수신 안테나는 U개이다.

(c)다차원 상관의 산출 방법

시간 상관, 주파수 상관, 공간 상관과, 그 조합의 다차원 상관을 설명한다. 또한, 실제로는 주파수 대역마다의 통신을 전제로 하고 있으므로, 그것을 반영한 설명을 행한다.

시간 상관은, 수학식 9로 표현할 수 있는 전파로 추정값

를 이용하여 다음과 같이 표현할 수 있다.

ρ(u, τ)의 τ는, 기준으로 한 파일럿에 대하여, τ만큼 타이밍이 상이한 것을 의 미하며, 뒤에 표현되는 Δf,v'도 주파수나 송신 안테나가 상이한 것을 의미하고 있다. U개의 수신 안테나에서 수신하고 있을 때에는, 진폭 가중치 부여를 행하여 수신 안테나마다의 상관값을 가중치 부여 평균할 수 있다. 단, 상관값은 복소 표현의 값이므로, 합성 시에 절대값을 취하여 스칼라량으로 변환하고 있다.

마찬가지로 하여, U개의 수신 안테나에서 수신하고 있을 때의 주파수 상관은 수학식 21로 표현할 수 있다.

마찬가지로 하여, U개의 수신 안테나에서 수신하고 있을 때의 송신측 공간 상관은 수학식 22로 표현할 수 있다.

이들 요소를 조합하면, 다차원 상관은 다음과 같은 표현으로 할 수 있다.

u:수신 안테나 U:수신 안테나 수 v:v':송신 안테나

τ:지연 시간 Δf:주파수 오프셋 T:상관 계산을 행하는 평균 구간

이상은, 임의의 주파수 대역 내의 주파수 f_j에 대하여 Δf만큼 떨어진 주파수 상관의 결과이다. 주파수 대역간의 상관을 구할 때에는 주파수 대역의 끝으로부터 주파수(j-i)B 떨어진 주파수 상관을 계산하고, 이것을 Δf마다 주파수 대역내 전부를 계산하고, 그 주파수 상관값을 평균화함으로써 구해진다. 수학식 23을 변형하여 수학식 24로 표현한다. 도 14에 도시하는 바와 같이, i는 기준으로 한 파일럿의 주파수 대역이고, j는 상관을 취하는 파일럿의 주파수 대역, B는 주파수 대역이다.

주파수 대역 내의 상관값을 평균화하면 수학식 25가 얻어진다.

또한, 다차원 상관의 산출의 목적은 다이버시티 이득이 크게 얻어지는 영역으로서 상관값이 0, 혹은 0에 가까운 무상관의 영역을 찾는 것이다. 최저한의 임계값으로서는 수학식 26으로 표현되는 상관 계수가 0.6 이하이다.

다음으로, MIS0(Multiple Input Single Output) 구성의 송수신 구성을 설명하고, 그 후 MIMO(Multip1e Input Multiple Output) 구성으로도 실현 가능한 것을 나타낸다.

(C) 제1 실시예

·슬롯 포맷

도 15는 본 발명의 송신 슬롯 포맷의 설명도로서, 파일럿 채널과, 제어 채널(스케줄러 관리 채널)과, 데이터 채널이 시분할 다중되는 구성이다. 송신 파일럿이 직교하는 슬롯 포맷이면 본 발명에 적용할 수 있지만, 이하에서는 도 15에 도시하는 슬롯 포맷을 갖는 것으로 하여 설명한다.

공통 스케줄러 관리 채널은, 송신 안테나, 슬롯, 주파수 대역, 변조·부호화 방식, 수신국 ID(단말기 ID), 안테나 식별(메인 안테나인지 다이버시티 브랜치)을 통지하기 위한 채널이다. 파일럿 채널과 스케줄러 관리 채널은 안테나, 주파수 대역마다 미리 결정된 변조·부호화 방식으로 송신되며, 또한 복호된다. 또한, 송신 안테나에는 편파가 상이한 안테나도 포함된다.

·송신국의 구성

도 16은 본 발명의 송신국의 구성도로서, 복수의 송신용 안테나 ATT1∼ATTn 및 복수의 수신용 안테나 ATR1∼ATRn이 설치되어 있지만 이들은 공용할 수 있다. 전체 유저의 데이터는 n계통의 송신부의 소정의 오류 검출 정정 부호화부(11₁∼11_n)에서 오류 검출 부호를 부가받음과 함께 소정의 부호화 방법, 예를 들면 터보 부호화 방법에 의해 부호화되어 버퍼(12₁∼12_n)에 보존된다. 그 후, 영역 할당/AMC 설정부(13)로부터 지시된 유저 데이터가 버퍼(12₁∼12_n)로부터 읽어내어져 레이트 매칭부(14₁∼14_n)에 입력된다. 레이트 매칭부(14₁∼14_n)는 영역 할당/AMC 설정부(13)로부터 지시된 부호화율로 되도록 레이트 매칭 처리를 행하고, 변조부(15₁∼15_n)는 영역 할당/AMC 설정부(13)로부터 지시된 다치 변조 방식에 의해 변조하고, 주파수 시프트부(16₁∼16_n)는 영역 할당/AMC 설정부(13)로부터 지시된 주파수 대역에 입력 데이터의 주파수를 시프트하고, 안테나 셀렉터(17₁∼17_n)는 영역 할당/AMC 설정부(13)로부터의 지시에 따라서, 유저 데이터를 1 이상의 소정의 송신 안테나에 입력하기 위해 선택하여 다음 단의 P/S 변환부(18₁∼18_n)에 입력한다. 또한, 영역 할 당/AMC 설정부(13)는 스케줄러(19)의 스케줄링 처리 결과에 의해 결정되는 유저 데이터의 할당, 부호화율, 변조 방식, 주파수, 다이버시티 안테나에 기초하여 각 부를 제어한다.

파일럿 생성부(21)는 각 안테나로부터 출력하는 파일럿을 생성하고, 직교 부호화부(22)는 각 파일럿이 서로 직교하도록 직교 코드를 승산하고, 변조부(23)는 미리 정해져 있는 파일럿 고유의 변조 방식으로 변조하여 P/S 변환부(18₁∼18_n)에 입력한다.

영역 할당/AMC 설정부(13)는, 송신국에서 송신한 신호를 수신국이 올바르게 복조, 복호할 수 있도록, 스케줄러 관리 데이터(송신 안테나, 슬롯, 주파수 대역, 변조·부호화 방식, 수신국 ID, 안테나 식별 등)를 스케줄러 관리 비트 변환부(24)에 입력한다. 스케줄러 관리 비트 변환부(24)는 입력된 스케줄러 관리 데이터를 스케줄러 관리 채널에 맵핑하고, 변조부(25)는 미리 정해져 있는 스케줄러 관리 데이터 고유의 변조 방식으로 변조하여 P/S 변환부(18₁∼18_n)에 입력한다.

P/S 변환부(18₁∼18_n)는, 도 15의 슬롯 포맷에 따라서, 파일럿 채널, 스케줄러 관리 채널, 데이터 채널 순으로 입력 데이터를 선택하여 송신 RF부(26₁∼26_n)에 입력한다. 송신 RF부(26₁∼26_n)는 베이스 밴드 신호인 입력 신호의 주파수를 RF 신호에 주파수 업 컨버트함과 함께, 증폭하여 송신 안테나 ATT₁∼ATT_n으로부터 수신국을 향하여 송신한다.

한편, 수신국으로부터 송신된 신호는 수신 안테나 ATR₁∼ATR_n에 의해 수신되어 수신 RF부(31₁∼32_n)에 입력된다. 수신 RF부(31₁∼32_n)는 무선 신호를 베이스 밴드 신호로 변환하여 유저 고유 복조부(32)에 입력한다. 유저 고유 복조부(32)는 소정의 수신국(유저)으로부터의 신호를 복조하고, 오류 정정 검출 복호부(34)는 복조 신호로부터 수신 데이터를 복호함과 함께 오류 검출을 정정 처리하여 출력한다. 피드백 비트 판정부(34)는 복호 데이터로부터 수신국으로부터 피드백된 피드백 데이터(SINR 또는 CQI나 표 1에 나타내는 데이터 등)를 추출하여 스케줄러(19)에 입력한다. 또한, 스케줄러(19)에는 다른 유저로부터 피드백된 데이터도 마찬가지로 복조, 복호되어 입력된다.

RT 통신 송신 지령부(35)는, 네트워크 혹은 단말기(수신국)로부터 RT 통신 요구를 수신하면 스케줄러(19)에 RT 통신 요구가 있었던 것을 통지한다(RT 통신 온). 스케줄러(19)는, RT 통신이 오프인 경우에는, 피드백 데이터에 포함되는 SINR 또는 CQI에 기초하여 주지의 스케줄링 처리를 행하고, RT 통신 온의 경우에는, 후술하는 플로우에 따른 스케줄링 처리를 행하고, 다이버시티 브랜치 및 그 송신 방법을 결정하고, 처리 결과를 영역 할당/AMC 설정부(13)에 통지한다.

또한, 송신 RF부(26₁∼26_n) 앞에 GI(Guard Interval)를 삽입하고, 심볼 간 간섭을 억압하도록 구성할 수 있다. 또한, 스케줄러 관리 비트 변환부(24) 뒤에 오류 검출 부호화부를 설치할 수 있다. 또한, AMC(적응 변조)로 다이버시티 브랜치의 이송법(CC, IR)을 지정할 수도 있다. 또한, 도 16에서는 SC(Single Carrier) 형으로 기입하고 있지만, MC(Multi Carrier)형의 송신 구성이 가능하다.

·수신국의 구성

도 17은 본 발명의 수신국의 구성도이다. RT 통신 수신 지령부(50)는 도시하지 않는 상위의 제어부로부터 RT 통신 온, RT 통신 오프를 수신하고, RT 통신 온이면 스위치 SW1∼SW3을 온, 스위치 SW4를 오프하고, RT 통신 오프이면 스위치 SW1∼SW3을 오프, 스위치 SW4를 온한다.

안테나 ATT에 의해 수신된 송신국에서의 무선 신호는 수신 RF부(51)에서 주파수 다운 컨버트되고 베이스 밴드 신호로 되어 타이밍 동기부(52)에 입력된다. 타이밍 동기부(52)는 패스 검출부나 AFC 회로 등을 내장하며, 슬롯 동기를 취하여 비트 시리얼로 슬롯을 구성하는 각 채널 신호를 S/P 변환부(53)에 입력한다. S/P 변환부(53)는 파일럿 채널, 스케줄러 관리 채널, 데이터 채널을 분리하고, 각각을 직교 부호 복호부(54), 스케줄러 관리 채널용의 복조부(55), 데이터 채널용의 복조부(56)에 입력한다. 직교 복조부(54)는 파일럿 채널로부터 파일럿을 복조하고, 전파로 추정부(57)는 복조된 파일럿 신호로부터 전파로(채널)를 추정하며, 전파로 추정값을 출력한다. 스케줄러 관리 채널용의 복조부(55)는 전파로 추정값을 이용하여 스케줄러 관리 채널을 복조하여 스케줄러 관리 정보를 데이터 할당 판정부(58)에 입력한다.

데이터 할당 판정부(58)는 복조된 스케줄러 관리 정보를 참조하여 자신 앞으로의 데이터가 있으면 전파로 추정값을 데이터 채널용의 복조부(56)에 입력한다. 전파로 추정값이 입력되면, 복조부(56)는 데이터 채널을 복조하고, 복조 데이터를 버퍼(59)에 입력한다. 즉, 복조부(56)는 데이터 할당 판정부(58)로부터의 정보에 의해, 현 슬롯에 자단말기에의 데이터 할당이 있는지 없는지를 판단할 수 있다. 따라서, 연산 규모를 삭감하기 위해, 자신의 데이터가 할당되어 있는 타이밍·주파수 대역만을 복조할 수 있다.

심볼 합성 지령부(60)는, 스케줄러 관리 정보로부터 수신 데이터가 메인 안테나로부터 수신한 것인지, 다이버시티 브랜치로부터 수신한 것인지를 판단하고, 메인 안테나로부터 수신한 스케줄러 관리 정보에 포함되는 CC형 합성 혹은 IR형 합성에 따라서, 심볼 합성법을 버퍼(59)에 지시한다. 버퍼(59)는 기억 완료의 심볼과 복조부(56)의 복조 결과인 심볼을 다이버시티 안테나의 개수분 합성(bit 합성)하고 합성 결과를 출력한다.

디레이트 매칭부(61)는 디레이트 매칭하여 오류 정정 검출 복호부(62)에 입력한다. 오류 정정 검출 복호부(62)는 데이터를 복호(예를 들면 터보 복호)함과 함께, 오류 검출 정정 처리를 행하고, RT 통신 온이면 오류 검출 정정 처리된 수신 데이터를, 스위치 SW3을 통하여 그대로 데이터 스트림으로서 출력한다. RT 통신 오프이면, 재송 선택부(63)는 오류가 없으면 데이터 스트림으로서 송출함과 함께 ACK를 피드백 비트 변환부(64)에 입력하고, 오류가 존재하면 데이터 스트림으로서 출력하지 않고, NACK를 피드백 비트 변환부(64)에 입력한다.

SINR 계산부(65)는 전파로 추정값을 이용하여 SINR을 계산하고, CQI 변환부(66)는 SINR에 따른 CQI(Channel Quality Indicator)를 구하여 피드백 비트 변환부(67)에 입력한다. 또한, CQI는 수신 품질을 무선 기지국에 송신하기 위해서도 이용되는 파라미터이다. 즉, CQI는, 수신국이 송신국에 대하여 수신 환경을 보고하기 위한 정보로서, 예를 들면 그 수신 환경 하에서 블록 에러 레이트 BLER이 0.1을 초과하지 않는 최대의 트랜스포트 블록 사이즈(TBS)에 대응한 테이블표 변환값을 CQI=1∼30으로서 기지국에 보고한다

RT 통신 오프일 때에는, 피드백 다중부(68)는 피드백 비트 변환부(64, 67)로부터 출력하는 비트 데이터를 다중하고, 유저 고유 부호화부(69)는 유저 고유의 코드로 피드백 정보를 부호화하고, 변조부(70)에서 확산 변조, 직교 변조 등을 행하고, 송신 RF부(71)에서 RF 신호로 하여 송신 안테나 ATR로부터 송신한다. 유저 고유 부호화는, 유저를 식별하기 위해서이며, 유저에 따른 주파수 대역, 시간, 부호화 등의 방법을 이용하여 부호화한다. 재송 선택부(63)로부터의 점선은 RT 통신 오프 시에 재송이 필요 없으면 피드백에 ACK의 신호를 보내고 버퍼에는 축적 데이터의 개방을 행하며, 재송이 필요하면 피드백에 NACK의 신호를 보내고 버퍼에 데이터의 유지를 행하는 것을 의미한다.

RT 통신 온일 때에는, 스위치 SW1, SW2가 닫혀 있기 때문에, 메인 안테나 지정부(81)는 각 송신 안테나로부터의 파일럿의 SINR 중, 가장 품질이 좋은 쪽부터 복수의 안테나를 메인 안테나로서 지정한다. 메인 안테나수에 대해서는, 통신 개시 시에 수신국(이동 단말기)의 스펙이나 RT 통신 레이트에 맞추어 세트된 MIMO 다중수에 대응하도록 선택된다. 예를 들면 MISO 통신 시스템에서는, 수신기 측의 연산 처리 능력이 비교적 작으므로 1다중으로서 선택된다. 다차원 상관 계산부(82)는 메인 안테나의 안테나·타이밍·주파수 대역의 영역을 기준으로 하여 공간 상 관, 시간 상관, 주파수 상관의 조합의 다차원 상관을 산출하고, 저상관 영역 선택부(83)는 메인 안테나와 상관이 없는 영역, 즉, 메인 안테나와 상관이 영 혹은 상관이 임계값 이하로 되는 영역(안테나, 타이밍, 주파수 대역)을 구하여 피드백 비트 변환부(84)에 입력한다. 피드백 비트 변환부(68)는 RT 통신 온 시에는 피드백 비트 변환부(67, 84)로부터 입력되는 비트 데이터를 다중하고, 유저 고유 부호화부(69), 변조부(70), 송신 RF부(71)를 통하여 송신 안테나 ATR로부터 송신국에 피드백한다. 이 피드백 정보는 예를 들면 표 1에 나타내는 정보를 포함하고 있다. 단, 최대 송신 레이트의 변환값으로서 CQI가 보내지고, 송신국에서 CQI로부터 최대 송신 레이트로 변환할 수 있다. 즉, 송신국의 스케줄러(19)는, 수신한 CQI에 의해, 하행 방향의 무선 환경의 양부를 판단하고, 양호하면, 보다 고속으로 데이터를 송신 가능한 변조 방식으로 절환하고, 반대로 양호하지 않으면, 보다 저속으로 데이터를 송신하는 변조 방식으로 절환한다(즉, 적응 변조를 행한다). 구체적으로 말하면, 기지국은 CQI=1∼30에 따라서 전송 속도가 상이한 포맷을 정의하는 CQI 테이블을 유지하고 있고, CQI에 따른 전송 속도, 변조 방식, 다중 코드수 등을 그 CQI 테이블로부터 구하여 영역 할당/AMC 설정부(13)의 후보값으로 한다.

또한, 각 피드백 비트는 피드백 비트 다중 후에 오류 검출 정정 부호화 처리를 실시하도록 할 수 있다.

·네트워크망으로부터의 RT 통신 온 통지

도 18은 네트워크로부터의 RT 통신 온 통지의 처리 플로우이다. 네트워크로부터 RT 통신을 행할 필요가 발생하면(스텝 101), 기지국의 RT 통신 송신 지령 부(35)는 RT 통신 온 및 RT 통신 요구 레이트를 스케줄러(19)에 입력하고(스텝 102), 스케줄러(19)는 RT 통신 온에 기초한 스케줄링 제어를 개시한다(스텝 103). 또한, 기지국은 RT 통신 온 및 RT 통신 요구 레이트를 이동 단말기에 통지하고(스텝 104), 이동 단말기의 RT 통신 수신 지령부(50)는 그 통지에 의해 RT 통신 온을 출력하여 스위치 SW1∼SW3을 온, SW4를 오프한다. 이에 의해, 메인 안테나 지정(81) 및 다차원 상관 연산부(82)가 기동하여, 다차원 상관 처리를 개시하고(스텝 106), 기지국에 통신 허가 및 MIMO 다중 가능인지 통지한다(스텝 107). 또한, 제1 실시예에서는 예를 들면 MIMO 다중 불가능이 통지된다. 이상에 의해, 이동 단말기와 기지국간에서 RT 통신이 가능하게 된다.

·이동 단말기로부터의 RT 통신 온 통지

도 18은 네트워크로부터 RT 통신 요구가 발행된 경우이지만, 이동 단말기로부터 발행할 수도 있다. 도 19는 이동 단말기로부터의 RT 통신 온 통지 처리 플로우이다.

온라인 게임 등에서 이동 단말기로부터 RT 통신 요구가 발행되면(스텝 201), RT 통신 수신 지령부(50)는 그 통지에 의해 RT 통신 온을 출력하여 스위치 SW1∼SW3을 온, SW4를 오프한다(스텝 202). 이에 의해, 메인 안테나 지정(81) 및 다차원 상관 연산부(82)가 기동하여, 다차원 상관 처리를 개시하고(스텝 203), 기지국 측에 통신 허가 및 MIMO 다중 가능인지 통지한다(스텝 204). 제1 실시예에서는 예를 들면 MIMO 다중 불가능이 통지된다. 또한, 이동 단말기는 기지국에 RT 통신 요구를 보내고, 이에 의해, 이동 단말기의 RT 통신 송신 지령부(35)는 RT 통신 온을 스케줄러(19)에 입력하고, 스케줄러(19)는 RT 통신 온에 기초한 스케줄링 제어를 개시한다(스텝 205). 이상에 의해, 이동 단말기와 기지국간에서 RT 통신이 가능하게 된다.

·RT 통신 시에서의 기지국과 이동 단말기의 동작

도 20은 RT 통신 시에서의 기지국과 이동 단말기의 동작 플로우이다.

기지국으로부터 직교 파일럿을 이동 단말기에 송신하고(스텝 301), 이동 단말기는 그 직교 파일럿 신호를 수신하며(스텝 302), 그 파일럿에 기초하여 전파로 추정값을 산출하고(스텝 303), 전파로 추정값을 이용하여 CQI값, 저상관 영역을 산출하고(스텝 304), 이들 정보를 기지국에 피드백한다(스텝 305). 기지국의 스케줄러(19)는 각 이동 단말기로부터의 피드백 정보를 수집하고(스텝 306), 수집 정보(CQI값, 영역 정보) 및 RT 통신 송신 지령부(35)로부터 입력되는 RT 통신 레이트에 기초하여 스케줄링 처리를 행하고, 송신 방법, 즉, 어느 유저의 데이터를, 어느 안테나에서, 어느 송신 레이트로 보낼지 결정하여 영역 할당/AMC 설정부(13)에 통지한다(스텝 307).

영역 할당/AMC 설정부(13)는 스케줄러(19)로부터 지시된 바와 같이 유저 데이터를 지정 속도로 통신하도록 데이터 채널을 작성한다(스텝 308). 또한, 송신 데이터를 이동 단말기에서 복조할 수 있도록, 송신 방법(영역 할당, AMC 정보 등)을 특정하는 스케줄러 관리 채널을 작성하며(스텝 309), 이들 데이터 채널, 스케줄러 관리 채널을 파일럿 채널과 다중하여 송신한다(스텝 310). 이동 단말기는 스케줄러 관리 채널의 정보에 기초하여 복조 처리를 행함과 함께, 메인 안테나와 다이 버시티 안테나가 수신한 심볼의 합성 처리를 행한다(스텝 311). 이후, RT 통신이 완료할 때까지 상기 제어가 계속하여 행하여진다.

·다이버시티 브랜치 결정 처리

도 21 및 도 22는 RT 통신 시에서의 스케줄러의 다이버시티 안테나(다이버시티 브랜치) 결정 처리 플로우이다.

스케줄러(19)는 RT 통신 송신 지령부(35)로부터 RT 통신 온 및 RT 통신 레이트를 수신하고 있는 상태에서(스텝 400), 이동 단말기로부터의 피드백 정보를 취득한다(스텝 401). 피드백 정보에서 메인 안테나가 지정되어 있으면(스텝 402), 그 메인 안테나의 송신 주파수 및 슬롯을 메인 안테나의 송신 영역으로서 확보한다(스텝 403, 404).

계속해서, 타유저와 송신 영역이 경합하는지 조사한다(스텝 405). 도 23은 유저의 송신 영역이 타유저의 송신 영역과 충돌하는 양태를 도시하는 설명도로서, 주목하고 있는 유저1의 송신 영역이 슬롯 Si의 타이밍 Ti에서 유저2와 경합하고, 슬롯 Sj의 타이밍 Tj에서 유저3의 송신 영역과 경합하고 있다. 경합 시, 피드백된 CQI값이 높은 유저의 송신을 우선하고, 타유저는 다음의 슬롯의 타이밍에서 시프트한다.

따라서, 스텝 405에서, 경합하면 각각의 유저의 CQI를 비교하고(스텝 406), 타유저의 CQI 쪽이 크면 그 송신 영역을 타유저에게 양보하고(스텝 407), 메인 안테나의 송신 주파수 및 다음의 슬롯을 새로운 송신 영역으로서 확보하고(스텝 408, 404), 스텝 405 이후의 처리를 반복한다.

스텝 405에서, 경합하는 타유저가 존재하지 않거나, 혹은 스텝 406에서 주목하고 있는 이동 단말기의 CQI 쪽이 크면, 스텝 404 혹은 스텝 408에서 확보한 송신 영역을 메인 안테나의 송신 영역으로서 설정 완료한다(스텝 409).

계속해서, 메인 안테나만으로 RT 통신의 요구 레이트를 만족하는지 조사하고(스텝 410), 만족하면 다이버시티 브랜치는 1개로 한다(스텝 411). 그러나, 메인 안테나만으로 RT 통신의 요구 레이트를 만족할 수 없으면, 도 24의 처리 플로우에 따라서 다이버시티 브랜치수를 계산하고(스텝 412), 다이버시티 브랜치수로서 i개를 얻는다(스텝 413). 스케줄러(19)는 스텝 411 혹은 413에 기초하여 다이버시티 브랜치수를 결정하여 보존함과 함께(스텝 414), 메인 안테나는 요구된 레이트로 송신을 하는 것으로 결정하고(스텝 415), 처음으로 되돌아간다.

스텝 402에서, 피드백 정보에 의해 메인 안테나가 지정되어 있지 않으면, 혹은, 메인 안테나가 지정되어 있어도 스텝 402∼415의 처리가 종료되어 있으면, 소정의 우선 처리 종료 후, RT 통신인지 체크하고(스텝 421∼422), RT 통신 중이 아니면, 통상의 스케줄링 처리(준우선적으로 영역 확보)를 행한다(스텝 423).

한편, RT 통신 중이면, 준우선 처리 종료 후에 피드백 정보로 지정되어 있는 다이버시티 브랜치를 선택함과 함께, 현재까지 할당한 다이버시티 브랜치수 j를 확인한다(스텝 424∼426). 계속해서, j=i인지, 환언하면 스텝 414에서 결정된 요구 다이버시티 브랜치수를 할당 완료인지 체크하고(스텝 427), 할당 완료이면, 스텝 425에서 선택한 다이버시티 브랜치로부터 송신하지 않는 것으로 결정한다(스텝 428). j<i이면, 다이버시티 안테나에 대하여 피드백으로 정보에 의해 지정되어 있 는 송신 주파수, 슬롯을 송신 영역으로서 지정한다(스텝 429). 계속해서, 다른 유저와 송신 영역이 경합하는지 조사한다(스텝 430). 경합하는 경우에는, 다른 유저가 동일 레벨의 우선 순위인 다이버시티 브랜치로서의 요구인지 체크하고(스텝 431), 다른 유저가 메인 안테나 지정, 혹은 RT 통신 이외의 통신에서 보다 우선 순위가 높은 경우에는, 선택한 다이버시티 브랜치로부터 송신하지 않는 것으로 결정한다(스텝 428). 그러나, 다른 유저가 동일 레벨의 우선 순위인 다이버시티 브랜치로서의 요구이면, 각각의 유저의 CQI를 비교하고(스텝 432), 타유저의 CQI 쪽이 크면 그 송신 영역을 타유저에게 양보하고, 선택한 다이버시티 브랜치로부터 송신하지 않는 것으로 결정한다(스텝 428). 한편, 주목하고 있는 이동 단말기의 CQI 쪽이 크면, 혹은 스텝 430에서 경합하는 유저가 존재하지 않으면, 스텝 425에서 선택한 다이버시티 브랜치로부터 송신하는 것으로 결정한다(스텝 433).

스텝 428 혹은 스텝 433의 처리가 종료하면, 전체 다이버시티 브랜치에 대하여 상기 처리가 종료하였는지 체크하고(스텝 434), 「YES」이면 다이버시티 안테나 결정 처리를 종료하고, 「NO」이면 스텝 424로 되돌아가서 이후의 처리를 반복한다.

이상으로부터 본 발명은, RT 통신 시에 메인 안테나만으로는 RT 요구 레이트를 만족할 수 없으면, 부족한 에너지를 다이버시티 브랜치에서 보충하는 방법이다.

필요한 다이버시티 브랜치수의 계산 방법을 도 24의 플로우와 표 3의 CQI 테이블(CQI와 전송 레이트의 관계 표)에서 구체예를 들어 설명한다.

요구 레이트는 5Mbit로 하고, 단말기로부터 피드백된 메인 안테나의 CQI값이 8이었던 것으로 한다(스텝 501, 502). 그렇게 하면, CQI값으로부터 전파로가 허용하는 최대의 전송 레이트가 3Mbit이며, 요구 레이트를 충족시킬 수 없다. 요구 레이트를 충족시킬 수 있는 CQI값은 13이며, 그 차는 (13-8)=5의 값이다(스텝 503). CQI값은 수신측에서의 송신 파일럿 SINR로부터 변환된 값이며, 예를 들면 1dB마다 CQI값을 미리 설정하고 있다. 그러한 상황에서는, 이후 5dB 전파로의 상황이 양호하면 요구 레이트를 충족시킬 수 있다는 것을 알 수 있다(스텝 504).

본 발명에서는, RT 통신에서 5Mbit를 항상 계속해서 보내기 위해 메인 안테나는 요구 레이트로 송신하고, 에너지의 부족한 부분은 다이버시티 브랜치를 늘림으로써 해결을 도모하는 것으로 하고 있다. 여기서는 5dB의 이득을 원하므로, 다음의 수학식

을 만족하는 i를 구하고(스텝 505), i개의 다이버시티 브랜치를 요구하며(스텝 506), i개의 다이버시티 브랜치에서 부족한 5dB의 에너지를 송신한다. 이와 같이 구한 개수의 다이버시티 브랜치로 송신을 행하면, 부족된 에너지를 보충할 뿐만 아니라, 페이딩의 저조에 대한 보상이 있으므로 안정된 RT 통신을 행할 수 있다.

이상 제1 실시예에 따르면, MISO 구성의 무선 통신 시스템에서의 RT 통신에서, 메인 안테나에서 부족한 만큼을 다이버시티 브랜치에서 보충하도록 하였기 때문에, RT 통신 레이트를 만족할 수 있으며, 또한, 재송 제어를 하지 않아도 오류율을 저감할 수 있다. 또한, 타유저의 송신 타이밍을 방해하지 않고, 타유저의 MUD의 저하를 방지하도록 스케줄링을 할 수 있다.

(C)제2 실시예

도 25는 MIMO 무선 통신 시스템에서의 수신국(이동 단말기)의 구성도로서, 도 17의 제1 실시예와 동일 부분에는 동일 부호를 붙이고 있다. 다른 점은,

(1) 안테나 ATT₁₁∼ATT_1m, 수신 RF부 51₁∼51_m, 타이밍 동기부(52₁∼52_m), S/P 변환부(53₁∼53_m)로 구성되는 수신계가 m계통 설치되어 있는 점,

(2) 전파로 추정부(57)에서 각 송신 안테나로부터 각 수신 안테나까지의 전체 전파로 추정값을 계산하고 있는 점,

(3) RT 통신 시에 RT 통신 요구 레이트를 만족하는 복수의 메인 안테나를 지정하고, 그 메인 안테나와 다른 안테나 간의 다차원 상관을 연산하여, 메인 안테나마다 저상관 영역 데이터를 피드백하는 점이다. 즉, SINR 계산부(65)는 각 안테나 로부터 송신된 신호의 이동 단말기에서의 수신 품질을 측정하고, 메인 안테나 결정부(81)는 SINR에 기초하여 서로 저상관의 복수의 메인 안테나를 결정하며, 다차원 상관 계산부(82)는 각 메인 안테나와 다른 안테나 간의 다차원 상관을 연산하고, 저상관 영역 선택부(83)는 메인 안테나마다 다차원 상관이 설정값보다 낮은 영역을 선택하고, 피드백 비트 다중부(68)는 상기 메인 안테나, 메인 안테나마다의 저상관 영역, 수신 품질을 특정하는 데이터를 송신측에 피드백한다.

또한, 도 26에 도시하는 바와 같이, 송신 안테나를 멀티 안테나 ATR₁₁∼ATR_1m으로 하며, 또한 웨이트 블록(91)을 설치하고, 그 웨이트 블록에서 피드백 신호에 가중치 부여를 하고, 송신 RF부(71₁∼71_m)를 통하여 송신 안테나 ATR₁₁∼ATR_1m으로부터 송신하도록 구성할 수도 있다. 이와 같이 하면, 적절한 웨이트를 부여함으로써 빔 포밍할 수 있고, 또한 MIMO와 마찬가지의 다중 송신을 행할 수 있다.

·다이버시티 안테나 결정 처리

도 27 및 도 28은 MIMO 무선 통신 시스템에서의 RT 통신 시에서의 스케줄러의 다이버시티 안테나(다이버시티 브랜치) 결정 처리 플로우이다.

스케줄러(19)는 RT 통신 송신 지령부(35)로부터 RT 통신 온 및 RT 통신 레이트를 수신하고 있는 상태에서(스텝 500), 이동 단말기로부터의 피드백 정보를 취득한다(스텝 501). 피드백 정보에서 메인 안테나가 지정되어 있으면(스텝 502), 각 메인 안테나의 송신 주파수 및 슬롯을 메인 안테나의 송신 영역으로서 확보하고(스텝 503) 가장 CQI가 높은 메인 안테나를 선택하며(스텝 504), 메인 안테나의 송신 영역을 지정한다(스텝 505).

계속해서, 타유저와 송신 영역이 경합하는지 조사한다(스텝 506). 경합하면 타유저의 CQI와 비교하고(스텝 507), 타유저의 CQI 쪽이 크면 그 송신 영역을 타유저에게 양보하고(스텝 508), 메인 안테나의 송신 주파수 및 다음의 슬롯을 새로운 송신 영역으로서 확보하며(스텝 509,505), 스텝 506 이후의 처리를 반복한다.

스텝 506에서, 경합하는 타유저가 존재하지 않거나, 혹은 스텝 507에서 주목하고 있는 이동 단말기의 메인 안테나의 CQI 쪽이 크면, 스텝 503 혹은 스텝 509에서 확보한 송신 영역을 메인 안테나의 송신 영역으로서 설정 완료한다(스텝 510). 계속해서, 메인 안테나만으로 RT 통신의 요구 레이트를 만족하는지 조사하고(스텝 511), 만족하지 않으면 다음으로 CQI가 높은 메인 안테나를 선택하며(스텝 512), 스텝 505 이후의 처리를 반복한다.

스텝 511에서 메인 안테나에서 요구 레이트를 충족시키게 되면, 다이버시티 브랜치는 메인 안테나마다 1개로 한다(스텝 513). 계속해서, 메인 안테나의 합계 통신 레이트와 RT 통신 레이트의 차분만큼 메인 안테나의 통신 레이트를 낮추도록 조정한다(스텝 514). 이상에 의해 메인 안테나와 메인 안테나마다의 다이버시티 브랜치수(=1개)를 결정하여 보존함과 함께(스텝 515), 결정한 메인 안테나에서 요구 레이트의 RT 통신을 행하는 것으로 하며(스텝 516), 처음으로 되돌아간다.

스텝 502에서, 피드백 정보에 의해 메인 안테나가 지정되어 있지 않으면, 혹은, 메인 안테나가 지정되어 있어도 스텝 503∼516의 처리가 종료되어 있으면, 소정의 우선 처리 종료 후, MIMO 다중 통신인지, RT 통신인지 체크하고(스텝 521∼ 522), MIMO 다중 통신중이면(RT 통신중이 아님), 통상의 스케줄링 처리(준우선적으로 영역 확보)를 행한다(스텝 523).

한편, RT 통신중이면, 도 22의 스텝 424 이후의 처리와 마찬가지의 처리가 행하여지며, 메인 안테나마다 1개의 다이버시티 브랜치가 결정된다.

이상 제2 실시예에 따르면, MIMO 구성의 무선 통신 시스템에서, 메인 안테나 지정에서 RT 통신 레이트를 만족하는 MIMO 통신을 행하므로, 우선적으로 RT 통신의 영역을 확보할 수 있다. 이 점에서 제1 실시예의 다이버시티 브랜치 통신에 비하여 안정된 동작이 기대된다.

또한, 이상의 제2 실시예에서는 복수의 메인 안테나에서 RT 통신 요구 레이트를 만족하는 경우에도 각 메인 안테나에 1개의 다이버시티 안테나를 할당한 경우이지만 반드시 할당할 필요는 없다.

Claims

멀티 안테나를 이용하여 복수의 이동 단말기를 향하여 신호를 송신하는 무선 통신 시스템에서의 이동 단말기로서,

각 안테나로부터 송신된 신호의 이동 단말기에서의 수신 품질을 측정하는 수신 품질 측정부,

리얼타임 통신 시에 그 수신 품질에 기초하여 메인 안테나를 결정하는 메인 안테나 결정부,

상기 메인 안테나와 다른 안테나 간의 다차원 상관을 연산하는 다차원 상관 계산부,

다차원 상관이 설정값보다 낮은 영역을 선택하는 저상관 영역 선택부, 및

상기 저상관 영역을 구성하는 안테나를 다이버시티 안테나로 하고, 그 다이버시티 안테나와 메인 안테나에 의해 신호를 이동 단말기에 다이버시티 송신할 수 있도록, 상기 메인 안테나, 저상관 영역, 수신 품질을 특정하는 데이터를 송신측에 피드백하는 피드백부

를 구비한 것을 특징으로 하는 이동 단말기.
멀티 안테나를 이용하여 이동 단말기를 향하여 MIMO 송신하는 무선 통신 시스템에서의 이동 단말기로서,

각 안테나로부터 송신된 신호의 이동 단말기에서의 수신 품질을 측정하는 수 신 품질 측정부,

수신 품질에 기초하여 서로 저상관의 복수의 메인 안테나를 결정하는 메인 안테나 결정부,

각 메인 안테나와 다른 안테나 간의 다차원 상관을 연산하는 다차원 상관 계산부,

메인 안테나마다 다차원 상관이 설정값보다 낮은 영역을 선택하는 저상관 영역 선택부, 및

상기 각 메인 안테나, 상기 메인 안테나마다의 저상관 영역, 상기 수신 품질을 특정하는 데이터를 송신측에 피드백하는 피드백부

를 구비한 것을 특징으로 하는 이동 단말기.
제1항 또는 제2항에 있어서,

리얼타임 통신 시에 각 안테나로부터 수신하는 파일럿 신호에 기초하여 각 안테나로부터 이동 단말기까지의 전파로를 추정하는 전파로 추정부

를 구비하고,

상기 수신 품질 측정부는 그 전파로 추정값을 이용하여 수신 품질을 측정하며,

상기 다차원 상관 계산부는, 상기 전파로 추정값을 이용하여 상기 다차원 상관을 연산하는 것을 특징으로 하는 이동 단말기.
제1항 또는 제2항에 있어서,

다차원 상관 계산부는 공간 상관, 시간 상관, 주파수 상관, 혹은 이들의 조합 중 어느 하나로 이루어지는 다차원 상관을 연산하는 것을 특징으로 하는 이동 단말기.
제1항 또는 제2항에 있어서,

메인 안테나로부터 송신된 심볼과 다이버시티 안테나로부터 송신된 심볼을 복조하여 심볼 합성하는 합성부, 및

심볼 합성한 합성 결과에 오류 검출 정정 복호 처리를 실시하는 수단

을 구비한 것을 특징으로 하는 이동 단말기.
제1항 또는 제2항에 있어서,

리얼타임 통신 상태인지의 여부를 감시하는 감시부

를 구비하고,

상기 피드백부는, 리얼타임 감시 상태에서 상기 메인 안테나, 저상관 영역, 수신 품질을 특정하는 데이터를 송신측에 보내고, 리얼타임 통신 상태가 아니면 수신 품질을 송신측에 송신하는 것을 특징으로 하는 이동 단말기.
멀티 안테나를 이용하여 복수의 이동 단말기를 향하여 신호를 송신하는 무선 통신 장치로서,

메인 안테나와 다른 안테나 간의 다차원 상관이 설정값보다 낮은 영역을 특정하는 데이터를 이동 단말기로부터 수신하는 수신부,

메인 안테나의 통신 레이트가 리얼타임 통신 시에서의 통신 요구 레이트보다 낮은 경우, 상기 저상관 영역을 구성하는 안테나를 다이버시티 안테나로 하는 스케줄러, 및

상기 메인 안테나와 다이버시티 안테나를 이용하여 이동 단말기에 동일 데이터를 다이버시티 송신하는 다이버시티 송신부

를 구비한 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
멀티 안테나를 이용하여 복수의 이동 단말기를 향하여 신호를 송신하는 MIMO 무선 통신 장치로서,

복수의 메인 안테나와, 각 메인 안테나와 다른 안테나 간의 다차원 상관이 설정값보다 낮은 영역을 특정하는 데이터를 이동 단말기로부터 수신하는 수신부,

상기 메인 안테나의 합계 통신 레이트가 리얼타임 통신 시에서의 통신 요구 레이트보다 크게 되도록 메인 안테나를 선택하는 스케줄러, 및

상기 메인 안테나로 동일 데이터를 송신하는 송신부

를 구비한 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
제8항에 있어서,

상기 스케줄러는, 메인 안테나에 따른 상기 저상관 영역을 구성하는 안테나 를 다이버시티 안테나로서 결정하고, 상기 송신 장치는 메인 안테나와 다이버시티 안테나에서 동일 데이터를 송신하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
제7항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서,

스케줄러는, 메인 안테나의 송신 영역이 다른 이동 단말기의 안테나의 송신 영역과 경합하는 경우에는, 수신 품질이 양호한 이동 단말기에 우선하여 그 송신 영역을 할당하고, 메인 안테나의 송신 영역을 변경하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
제7항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서,

스케줄러는, 다이버시티 안테나의 송신 영역이 다른 이동 단말기의 안테나의 송신 영역과 경합하는 경우에는, 수신 품질이 양호한 이동 단말기에 우선하여 그 송신 영역을 할당하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
제7항에 있어서,

상기 스케줄러는, 상기 메인 안테나의 통신 레이트와 리얼타임 통신 시에서의 통신 요구 레이트의 차분에 따른 개수의 다이버시티 안테나를 이용하여 다이버시티 송신하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
제7항에 있어서,

리얼타임 통신 상태인지의 여부를 감시하는 감시부

를 구비하고,

스케줄러는 리얼타임 통신 상태가 아니면 이동 단말기의 수신 품질에 기초하여 스케줄링을 행하고, 리얼타임 통신인 경우에는 상기 다이버시티 안테나의 결정 제어를 행하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
멀티 안테나를 이용하여 복수의 이동 단말기를 향하여 신호를 송신하는 무선 통신 시스템에서의 무선 통신 방법으로서,

각 안테나로부터 송신된 신호의 이동 단말기에서의 수신 품질을 측정하고,

리얼타임 통신 시에 그 수신 품질에 기초하여 메인 안테나를 결정하며,

상기 메인 안테나와 다른 안테나 간의 다차원 상관을 연산하고,

다차원 상관이 설정값보다 낮은 영역을 선택하며,

상기 메인 안테나, 저상관 영역, 수신 품질을 특정하는 데이터를 송신측에 피드백하고,

송신측으로부터, 상기 저상관 영역을 구성하는 안테나를 다이버시티 안테나로 하고, 그 다이버시티 안테나와 상기 메인 안테나에 의해 신호를 이동 단말기에 다이버시티 송신하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 방법.
제14항에 있어서,

메인 안테나의 통신 레이트가 리얼타임 통신 시에서의 통신 요구 레이트보다 낮은 경우, 상기 저상관 영역을 구성하는 안테나를 다이버시티 안테나로 결정하고, 상기 메인 안테나와 다이버시티 안테나를 이용하여 이동 단말기에 동일 데이터를 다이버시티 송신하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 방법.
멀티 안테나를 이용하여 이동 단말기를 향하여 MIMO 송신하는 무선 통신 시스템에서의 무선 통신 방법으로서,

각 안테나로부터 송신된 신호의 이동 단말기에서의 수신 품질을 측정하고,

수신 품질에 기초하여 서로 저상관의 복수의 메인 안테나를 결정하며,

상기 메인 안테나와 다른 안테나 간의 다차원 상관을 연산하고,

메인 안테나마다 다차원 상관이 설정값보다 낮은 영역을 선택하며,

상기 각 메인 안테나, 메인 안테나마다의 저상관 영역, 수신 품질을 특정하는 데이터를 송신측에 피드백하고,

송신측에서, 적어도 상기 복수의 메인 안테나에서 동일 신호를 이동 단말기에 송신하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 방법.
제16항에 있어서,

상기 메인 안테나의 합계 통신 레이트가 리얼타임 통신 시에서의 통신 요구 레이트보다 크게 되도록 메인 안테나를 선택하고,

그 메인 안테나에 따른 상기 저상관 영역을 구성하는 안테나를 다이버시티 안테나로서 결정하며,

상기 메인 안테나 및 상기 다이버시티 안테나에서 동일 데이터를 송신하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 방법.