KR20060135875A - 플라이백 컨버터 - Google Patents

플라이백 컨버터 Download PDF

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폴 제이. 엠. 줄리쳐
피터 제이. 엠. 스미디티
패트미르 리바리
프란시스쿠스 비. 엠. 반 홀크
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코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

본 발명은 스위치 조정 출력회로를 갖는 다중 출력 플라이백 컨버터(5)에 관한 것이다. 두 번째 계산구간을 피하기 위해 권선 회전 개수에 의해 의미된 것보다 더 낮은 이러한 2차의 제어된 출력에서의 출력전압으로 인해, 회로의 인덕턴스는 감소된다. 바람직하게는, 조정 회로에서의 권선(6)의 누설 인덕턴스를 증가시킴으로써 이루어진다.
변압기, 누설, 인더턴스, 컨버터

Description

플라이백 컨버터{FLYBACK CONVERTER}
본 발명은 변압기 감긴 1 차 권선 및 1 차 권선과 직렬로 연결되는 1차 스위치 소자를 구비하는 1 차 입력 회로와, 정류소자 및 2차 스위치 소자와 직렬로 연결되고 변압기에 감긴 제1 2차 권선을 구비하는 제 1 출력 회로와, 정류소자와 직렬로 연결되고 변압기에 감긴 제2 2차 권선을 구비하는 최소의 제 2 출력 회로를 포함하는 플라이백 컨버터(flyback converter)에 관한 것이다.
위에서 언급된 형태의 DC/AC 컨버터는, 예들 들면 유럽출원특허공보(EP) 제0772284 A2호에 공개되어 있다. 스위칭된 2차 제어 장치를 갖는 이러한 장치는 고 손실 선형 제어회로의 사용없이도 제1 2차 출력회로가 소정의 값으로 정확히 조정되도록 한다.
위에서 언급된 형태의 컨버터와 관련된 한 가지 문제점은 비록 2 차 출력 회로에서의 손실이 선형 제어회로가 사용되는 것보다 상당히 낮을지라도 손실이 여전히 꽤 높다는 점이다.
따라서, 본 발명의 목적은 더 낮은 손실을 갖는 상기 언급된 형태의 컨버터를 제공하는 데 있다.
이러한 목적은 청구항 1에 따른 플라이백 컨버터에 의해 달성된다.
특히, 한 양상에 따른 본 발명은, 변압기에 감긴 1 차 권선 및 상기 1 차 권선과 직렬인 1차 스위칭 소자를 갖는 1 차측 입력 회로와, 상기 변압기 상에 감기고 정류소자와 직렬로 연결된 제 1의 2차 권선 및 2 차측 스위칭 소자를 갖는 제 1 차 출력 회로와, 상기 변압기에 감기고 정류소자와 직렬로 연결되는 제2 2차 권선을 갖는 적어도 하나의 제 2 차 출력 회로를 포함하되, 상기 제 1 차 출력 회로는 상기 제 1 차 출력 회로에서의 인덕턴스를 증가시키는 수단을 포함하는 플라이백 컨버터에 관한 것이다.
인덕턴스를 증가시킴으로써, RMS 전류와 이에 따른 손실이 더 낮게 유지될 수 있다. 이는 증가된 인덕턴스가 제1 2차 권선에서의 전류 상승 비율을 제한하기 때문이다. 또한, 증가된 인덕턴스는 제1 2차권상에서의 피크전류도 제한하는 방식으로 전류분배를 변경한다. 피크전류가 낮아지게 되므로, 2차측 제어는 출력전압을 제어하기 위해 시간의 더 긴 주기 동안 스위치가 통하도록 유지하게 한다. 그러므로 결과 전류 파형은 상당히 더 낮은 RMS값을 갖는다. 게다가, 제 1 및 제 2 차 출력 회로가 상이한 순간에 귀선 스트로크를 시작하는 두 번째 계산이 상당한 정도 피할 수 있게 된다. 따라서, 인덕턴스의 증가는 그렇지 않다면 두 번째 계산이 발생하는 경우 특히 이점이 있다.
바람직한 실시예에서, 제 1 차 출력 회로에서의 인덕턴스를 증가시키는 수단은 제1 2차 권선의 누설 인덕턴스를 증가시키는 수단을 포함한다. 이는 추가적인 구성요소가 필요하지 않으므로 저렴한 해결책이 된다.
바람직하게는, 제1 2차 권선은 변압기의 다리 주위에 주로 감기고, 상기 제1 2차 권선의 누설 인덕턴스를 증가시키는 수단은 상기 변압기의 제 2 다리를 감싸는 상기 제1 2차 권선의 적어도 하나의 권선을 포함한다. 대안적으로, 제1 2차 권선의 누설 인덕턴스를 증가시키는 수단은 상기 1 차 권선과 상기 제1 2차 권선 사이의 간극을 포함한다.
대안적으로, 제1 2차 출력회로에서 인덕턴스를 증가시키는 수단은 상기 제1 2차 권선과 직렬로 연결된 보조 인덕턴스와, 2차 스위칭 소자가 오픈된 경우 전류가 상기 보조 인덕턴스를 계속 통과해서 흐르도록 허용하는 자유구동(freewheeling) 다이오드를 포함한다.
바람직한 실시예에서, 컨버터는 제1 2차 출력회로의 출력을 가변적으로 제어하는 제어수단을 더 포함한다. 증가된 인덕턴스와 함께, 제어수단은 회로내에서 두 번째 계산 구간을 도입할 필요없이 어느 정도의 범위내에서 가변전압의 제공을 허용한다.
본 발명의 위양상과 다른 양상은 이후 기술된 실시예를 참조하면 명확하고 명료해질 것이다.
도 1은 종래기술에 따른 스위칭된 2차측 제어를 구비하는 플라이백 컨버터의 개략도.
도 2는 제 1 상황에 있는 도 1의 플라이백 컨버터에서의 파형도.
도 3은 제 2 상황에 있는 도 1의 플라이백 컨버터에서의 파형도.
도 4는 본 발명의 일시예에 따라 변형된 플라이백 컨버터를 도시한 도면.
도 5는 권선의 누설 인덕턴스를 증가시키는 배열을 도시한 도면.
도 6은 권선의 누설 인덕턴스를 증가시키는 다른 배열을 도시한 도면.
도 7은 출력회로에 있어서 인덕턴스를 증가시키는 대안적인 방법을 도시한 도면.
도 8은 반회전 권선(half turns)가 변압기 권선에 추가되는 본 발명의 바람직한 실시예를 도시한 도면.
도 9 및 도 10은 종래의 변압기를 구비한 컨버터를 위한 오실로스코프 이미지를 예시한 도면.
도 11 및 도 12는 스위칭 조정 출력회로에 있어서 누설 인덕턴스를 증가시키는 반회전 권선을 포함하는 본 발명의 실시예에 따른 컨버터상에 실행되는 대응 측정치를 예시한 도면.
도 13 및 도 14는 본 발명의 실시예에 따른 컨버터와 종래의 변압기를 구비한 컨버터 사이에서의 총 부하시 RMS 전류 비교를 예시한 도면.
도 1은 종래기술에 따른 스위칭된 2차측 제어부를 구비하는 플라이백 컨버터를 개략적으로 도시한 것이다. 플라이백 컨버터는 입력측과 출력측 사이에 갈바니 절연물질이 구비되어, 2차측에 다중의 상이한 출력전압을 동시에 전달할 수 있다. 플라이백 컨버터는 텔레비전 세트, DVD 플레이어 및 레코더, 위성 수신기 등과 같은 수많은 가전제품에서 발견될 수 있다.
유럽특허 출원 제0772284A2호에 기술된 바와 같이, 하나의 출력 회로는 스위칭된 2차측 조정기(regulator)를 구비하며, 2차측 조정기는 고손실 선형 조정기의 사용없이도 하나의 출력 전압이 미리 설정된 소정의 값으로 정확히 조정되도록 한다.
이러한 플라이백 컨버터는 변압기(3)상에 감긴 1 차측 권선(2)과, 1 차 권선(2)과 직렬로 연결된 MOSFET같은 1 차측 스위칭 소자(4)를 포함하는 1 차측 입력회로(1)를 포함한다. 입력회로(1)는 입력전압 Vin을 받는다. 스위치(4)는 이후 기술되는 바와 같이, 변압기(3)의 1 차측으로부터 2차 측에 에너지 전달을 허용하도록 스위칭 온 및 오프된다. 보통의 PWM(Pulse Width Modulation:펄스폭 변조) 또는 자가 발진방법과 같은 몇 가지의 제어기술이 컨버터의 입력측으로부터 출력측으로 흐르는 에너지의 총량을 조정하기 위하여 스위치(4)를 제어하기 위해 사용될 수 있다.
컨버터는 제 1 차 출력 회로(5)를 더 포함한다. 이 제 1 차 출력 회로(5)는 변압기(3)상에 감기고 다이오드 형태의 정류소자(7)와 직렬로 연결된 n1 권선 갖는 2차 권선(6)과, MOSFET와 같은 2차측 스위치소자(8)를 포함한다. 이러한 2차측 스 위치소자(8)는 후술되는 바와 같이, 제 1 차 출력 회로의 출력전압을 정확히 제어하는 역할을 한다. 제1 2차 출력회로(5)는 출력 커패시터(9) 양단에서 출력전압 (V01 )이 발생된다.
컨버터는 제 2 차 출력 회로(10)을 더 포함하며, 이 제 2 차 출력 회로(10)는 2차측 스위치에 의해 조정되지 않는다. 2개 이상의 이러한 회로가 컨버터에 존재할 수 있음을 주목해야 한다. 제 2 차 출력 회로(10)는 변압기(3) 상에 감기고 다이오드와 같은 정류소자(12)와 직렬로 연결된 n2 권선 갖는 2차 권선(11)을 포함한다. 제 2 차 출력 회로(10)는 제 1 차 출력 회로(5)의 출력 커패시터에 대응하는 출력 커패시터(13)를 더 포함한다. 제 2 차 출력 회로는 전압(V02)을 제공한다. 이 전압(V02)은 1 차측 스위치(4)의 작동을 제어함으로써 조정될 수 있다.
도 2는 제 1 상황에 있는 도 1의 플라이백 컨버터에서의 파형을 도시한 것이다. 상단부터 하단까지 1 차측 입력회로(1)의 전류(ip), 제2 2차 출력회로(5)의 전류 (is1), 및 제2 2차측 출력회로(10)의 전류(is2)가 도시된다.
스위칭 사이클의 첫 위상 동안, 1 스위치 소자(4)는 닫혀있고, (ip)는 1 차 권선(2)의 인덕턴스와 입력전압 (Vin) 모두에 의존하면서 일정속도로 상승(15)하게 된다. 그러므로, 1 차측 스위치 소자(4)는 제 1 시점(16)에서 스위칭오프되고, 2차측 전류 (is1, is2)가 동시에 상승하는 곳(즉 tc동안)에서 계산이 발생하고, 이후 귀 선 스트로크(flyback stroke)가 제 2 시점(19)에 시작하게 된다. 귀선 스트로크(tfly)동안, 제 1 위상 동안 변압기(3)에 저장된 에너지는 2차측 회로(5,10)로 전달된다. 제 1 회로(5)에서의 전류 (is1)는 미리 설정된 스위칭오프 시간(20)에 2차측 스위치 소자(8)에 의해 컷오프된다. 조정되지 않은 2차측 회로(10)에서, 감소하는 전류는 변압기에 저장되는 에너지가 더 이상 없을 때까지 계속 흐르게 된다.
계산이 발생하는 시점에 관해 스위칭오프 시간(20)을 가변함으로써, 출력 커패시터(9)에 흐르는 전하의 양을 조정함으로써 제1 2차측 출력 회로(5)의 출력전압 (V01)은 정확하게 조정될 수 있다. 그러므로, 출력전압 (VO1)은 이 분야에서 공지된 PWM 제어방식을 이용하여 조정될 수 있다.
도 3은 제 2 상황에 있는 도 1의 플라이백 컨버터에서의 파형을 도시한 것이다. 상단으로부터 하단까지, 1 차측 입력회로(1)의 전류(ip), 제1 2차 출력회로(5)의 전류(is1), 제2 2차 출력회로(10)의 전류(is2)가 도시된다. 도 3은 소정의 출력전압(VO1)이 사실상 (n1/n2)*V02보다 낮은 경우를 예시한 것이다.
이 경우, 권선(6)과 출력 커패시터(9) 사이의 전압차에 기인하여 iS1은 급속도로 상승하다. IS1이 흐르는 구간 동안, 권선(11)의 양단에 걸린 전압은 (n2/n1)*V01 << VO2로 클리핑된다. 그러므로, 다이오드(12)는 이 구간 동안 차단된다. 이러한 상태는 스위치 소자(8)가 전류(is1)을 스위칭 오프할 때까지 유지되게 된다. 따라서, 전류(is2)는 제 2 차 출력 회로(10)로 흐르기 시작한다. 그러므로, 결과는 바람직하지 못한 제 2 계산 구간이 된다. 더욱이, 제 1 차 출력 회로(5)에서의 RMS전류는 더 높은 피크전류로 인해 상당히 높아, 손실이 증대하게 된다. 이는 에너지 연속적으로 변압기(3)으로부터 제 1 차 출력 회로(5)로 먼저 이동된 후, 변압기(3)으로부터 제 2 차 출력 회로(10)로 이동되는 사실에 기인한다.
도 4는 본 발명의 일시예에 따라 변형된 플라이백 컨버터를 도시한 것이다. 본 발명은 출력 전압(V01, VO2)이 어쨋든, VO1*n2=V02*n1로부터 벗어남을 허용하는 것은 2차 권선(6,11)의 누설 인덕턴스라는 사실에 의존한다. 예에서 도시된 바와 같이, 컨버터는 2개 이상의 출력회로(5)을 포함하며, 출력회로(5)는 2차측에서 조정된다.
더 높은 효율성을 갖는 컨버터를 제공하기 위해서, 제 1 차 출력 회로(5)는 인덕턴스 L+를 증가시키는 수단을 포함해야 한다. 증대된 인덕턴스로, is1의 상승 경사시 및 피크값이 낮아지게 된다. 이는 전류의 RMS값을 낮추며 제 2 계산을 상당한 정도까지 피할 수 있게 한다. 만일 제 2 계산이 없게 되면, 에너지는 변압기(3)으로부터 제 1 및 제 2 차 출력 회로(5,10)로 동시에 다소 이동되며, 이는 결국 더 낮은 RMS전류를 초래한다.
증가된 인덕턴스의 값은 어플리케이션에 의존하며 실험적으로 결정되어야 한다. 너무 큰 인덕턴스의 증가는 피해야 한다. 왜냐하면, 이는 출력 전압관계식 V01*n2=V02*n1로부터 강한 편향을 초래하기 때문이다. V02가 주 조정 출력인 경우, 권 선(6)의 양단에 걸린 전압은 어떤 부하조건하에서 소정의 V01보다 더 낮게 될 수 있다. 이는 조정이 더 이상 수행되지 않을 수 있음을 의미한다.
후에 기술될 출력회로(5)의 인덕턴스를 증가시키는 유용한 몇 가지 방법이 있다.
인덕턴스(L+)의 추가는 물론, V01≤V02*n1/n2라는 전제하에서, 출력전압(V01)이 바람직하지 못한 제 2 계산을 피하는 동안 선택의 더 큰 자유도를 갖고 선택되는 것을 허용한다. 사실, 컨버터의 작동동안 심지어 V01을 가변하는 것도 가능하다. 그러므로, 제어회로부(30)는 작동 동안 상이한 경우에 상이한 전압으로 V01을 조정한다. 그러나, V01은 여전히 V01*n1/n2로부터 너무 많이 벗어나 있지 않아야 함을 주목해야 한다.
바람직하게는 권선(6)의 누설 인덕턴스를 증가시킴으로써, 제 1 차 출력 회로(5)에서의 인덕턴스가 증가될 수 있다는 것을 이해해야 할 것이다. 변압기를 구성하는 다양한 시스템에 있어서 누설 인덕턴스를 감소시키는 해당 분야에서 설명된 다른 방법들이 있다. 누설 인덕턴스는 일반적으로 반대로 함으로써 증가될 수 있다.
도 5는 권선의 누설 인덕턴스를 증가시키는 배열을 도시한 것이다. 이러한 배열에서, 변압기(3) 상에 1 차측 권선(2)과 제1 2차 권선(6) 사이에 간극(25)이 구비된다.
도 6은 권선의 누설 인덕턴스를 증가시키는 다른 배열을 도시한 것이다. 권선은 주로 변압기의 제 1 다리(26) 주위에 주로 감기게 된다. 누설 인덕턴스는 변압기의 제 2 다리(28)를 감싸는 권선에서 1회전 권선만큼 증가하게 된다. 이러한 권선은 "반회전"권선로 불릴 수 있으며, 많은 다른 방법으로 제공될 수 있으며, 이러한 예가 이후에 주어진다. 일반적으로, 반회전의 개념에 관해 말하자면, "부분적인 권선를 갖는 변압기를 설계하기"딕슨, 엘.에이치; 유니트로드 디자인 세미나;발행일:MGA-100A("How to design a transformer with fractional turns",Dixon, L.H.,;Unitrode Design Seminar;Date of issue:MAG-100A)을 참조한다. 물론 2개 이상의 권선이 제공될 수도 있다.
도 7은 출력회로에 있어서 인덕턴스를 증가시키는 대안적인 방법을 도시한 것이다. 이 경우, 권선의 누설 인덕턴스를 증가시키는 대신에, 보조 인덕턴스(24)가 다이오드(7)와 2차측 스위치(8)를 통하여 권선(6)과 직렬로 연결된다. 또한, 자유구동 다이오드(29)가 추가되어, 스위치(8)가 스위칭 오프되는 경우 전류가 보조 인덕턴스(24)를 계속 흐르게 함을 허용하며, 따라서 유도성 전압 스파이크를 피하게 된다.
도 8 내지 도 14는 본 발명의 실시예가 적용된 경우 성취되는 실험 결과를 예시한 것이다.
도 8은 반회전 권선(half turns)이 변압기 권선에 추가되는 본 발명의 바람직한 실시예를 개략적으로 도시한 것이다. 변압기(3)은 공기간극(g)을 포함하며, 중앙 다리에 3개의 권선(2,6,11)을 갖는다. 하나의 권선(2)는 입력회로의 부분을 형성하고, 반면에 도 4와 관련하여 서두에 기술된 바와 같이, 다른 두 개(6,11)는 각기 조정 출력회로(5)와 미조정 출력회로(10)부분을 형성한다. 도 8에 도시된 루프(31)은 2개의 평행 반회전 권선과 등가가 되며, 권선(6)과 직렬로 연결된다. 다음에 주어진 예에서 "반회전 권선"이 적용되는 경우, 루프(31)가 사용된다. 종래의 참조예에서, 루프(31)는 사용되지 않으며(점선), 권선 회전 회수는 충분한 전압을 성취하기 위해 권선(6)에서 증가된다.
다음권선은 예로써 사용된다.
종래의 변압기 : 5V 권선: 3회전 권선
3.3V 권선 : 3회전 권선
1.8V 권선 : 2회전 권선
그러므로, 3.3V는 5V의 권선 전압으로부터 2차적으로 제어된다. 반면에, 1.8V는 3.3V 권선전압(2*(5/3))으로두터 2차적으로 제어된다.
반회전 권선 변압기 : 5V 권선: 3회전 권선
3.3V 권선: 2+1/2회전 권선
1.8V 권선: 1+1/2회전 권선
3.3V는 4.16V(2.5*(5/3))권선전압으로부터 2차적으로 제어되고, 반면에 1.8V는 2.5V권선 전압(1.5*(5/3))으로부터 2차적으로 제어된다.
반회전 권선의 적용에 의해, 두 가지의 이점이 달성된다. 첫째로, 2 조정 전압(V01)과 해당 변압기 권선(6)사이의 전압차는 종래의 컨버터 변압기와 비교하면 제한된다. 이는 그 자체로 피크전류를 제한하는 것이다. 둘째로, 누설 인덕턴스은 반회전 권선로 인해 증가된다.
참고예는 4개의 출력을 갖는다.
출력1: 12V 1A(보통 플라이백 출력)
출력2: 5V 2A(주 조정 출력)
출력3: 3.3V 1A(2차 조정 출력)
출력4: 1.8V 2A(2차 조정 출력)
따라서, 출력 1 및 출력 2는 도 4에서의 출력회로(10)의 예에 대응한다. 반면에, 출력 3 및 출력 4는 도 4에서의 출력회로(5)의 예에 대응한다.
출력 1 및 출력 2의 권선은 입력회로의 1 차 권선과 함께 완전히 변압기(3)의 중앙다리에 감긴다. 만일 종래의 변압기가 사용된다면(참조예), 출력 3 및 출력 4와 관련된 권선은 변압기의 중앙다리에 완전히 감기게 된다. 만일 반회전 권선의 변압기가 사용된다면, 이들 출력과 관련된 권선은 도 8에 도시된 바와 같이 변압기의 부분적으론 중앙다리 상에, 부분적으론 외곽다리 상에 감기게 된다.
도 9 및 도 10은 종래의 변압기를 구비한 컨버터를 위한 오실로스코프 이미지를 예시한 도면이다. 이중 도 9는 반부하(출력3: 0.5A; 출력4: 1A)에서, 도 10은 총부하(출력3: 1A; 출력4: 2A)에서의 오실로스코프 이미지를 예시한 것이다. 도 9 및 도 10에서, 1차 스위치(4)의 전압(32), 출력2의 권선을 통과하는 전류(33), 출력3의 권선을 통과하는 전류(34), 출력4의 권선을 통과하는 전류(35)가 예시된다. 출력1의 전류는 예에서 중요하지 않다.
도 11 및 도 12는 스위칭 조정 출력회로에 있어서 누설 인덕턴스를 증가시키는 반회전 권선을 포함하는 본 발명의 실시예에 따른 컨버터상에 실행되는 대응 측정치를 예시한 것이다. 출력회로(4)의 피크전류(35)는 대응하는 종래 회로의 전류에 대해 약 반이된다. 감소된 피크값 때문에, 전류펄스의 지속기간은 동일한 출력전류를 유지하기 위해 더 길게 된다. 결국, 출력회로(4)의 권선 RMS전류는 낮아져서, 다이오드와 스위치에서 더 적은 손실을 발생시킨다. 또한, 출력회로(3)의 권선전류는 감소되나, 인자2보다 더 적게 감소된다. 또한, 출력2의 권선전류(33)의 상승에 비교하여 출력4의 권선전류(35)의 완만한 상승은 주목해야 할 것이다. 이는 반회전 권선의 권선에 의해 도입된 누설 때문이다. 출력2의 권선은 1 차 권선과 함께 변압기의 중심다리상에 감기게 되며, 따라서 출력2의 권선과 관련된 누설은 더 낮아지게 된다.
도 13 및 도 14는 본 발명의 실시예에 따른 컨버터(도 14)와 종래의 컨버터(도 13) 사이에서의 총부하시 RMS 전류 비교를 예시한 것이다. 도시된 바와 같이, 출력3 및 출력4에서 RMS전류 및 손실은 실질적으로 더 낮다. 일반적인 응용에서, MOSFET 스위치의 온저항(Rdson)은 140 mΩ(TO220 케이싱)이다. 그러므로, 이러한 스위치의 손실은 다음 표와 같다.
[표 1]
변압기 출력 RMS 전류 도전손실(I2 RMS * Rdson )
일반형 3 2.4A 0.81W
4 3.41A 1.63W
반회-권선 3 1.92A 0.52W
4 2.3A 0.74W
출력4의 회로의 경우, 스위치 손실은 반회전 권선의 변압기의 응용에 의해 반절 이상이 된다. 이는 히트싱크(heatsink)가 절약됨을 의미한다(1.63W는 히트싱크를 이용하지 않고는 스위치에서 손실될 수 없고, 반면에 0.74W는 아무런 문제도 야기하지지 없는다). 요약하자면, 본 발명은 스위치 조정 출력회로를 갖는 다중 출력 플라이백 컨버터에 관한 것이다. 두 번째 계산구간을 피하기 위해, 권선 회수의 개수에 의해 야기되는 것보다 더 낮은 이러한 2차의 제어 출력에서의 출력전압으로 인해, 회로의 인덕턴스는 감소된다. 바람직하게는, 조정 회로에서의 권선의 누설 인덕턴스를 감소시킴으로써 이루어진다.
본 발명은 상술된 실시예에 한정되지 않는다. 본 발명은 첨부된 청구범위의 보호범위를 벗어나지 않으면서도 다양한 방법으로 변경가능하다.
전술한 바와 같이, 본 발명은 변압기 감긴 1 차 권선 및 1 차 권선과 직렬로 연결되는 1차 스위치 소자를 구비하는 1 차 입력 회로와, 정류소자 및 2차 스위치 소자와 직렬로 연결되고 변압기에 감긴 제1 2차 권선을 구비하는 제 1 차 출력 회로와, 정류소자와 직렬로 연결되고 변압기에 감긴 제2 2차 권선을 구비하는 최소의 제 2 차 출력 회로를 포함하는 플라이백 컨버터(flyback converter)에 이용 가능하다.

Claims (6)

  1. 변압기(3)에 감긴 1 차 권선(2) 및 상기 1 차 권선(2)과 직렬인 1차 스위칭 소자(4)를 갖는 1 차 입력 회로(1)와, 상기 변압기(3)상에 감기고 정류소자(7)와 직렬로 연결된 제 1의 2차 권선(6) 및 2차 스위칭 소자(8)를 갖는 제 1 차 출력 회로(5)와, 상기 변압기(3)에 감기고 정류소자(12)와 직렬로 연결되는 제2 2차 권선(11)을 갖는 적어도 하나의 제 2 차 출력 회로(10)를 포함하되, 상기 제 1 차 출력 회로(5)는 상기 제 1 차 출력 회로(5)에서의 인덕턴스를 증가시키는 수단(24;25;27;31)을 포함하는 플라이백 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2차 출력 회로에서의 인덕턴스를 증가시키는 상기 수단은 제1 2차 권선(6)의 누설 인덕턴스를 증가시키는 수단(25;27;31)을 포함하는 플라이백 컨버터.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제1 2차 권선(6)은 상기 변압기(3)의 제 1 의 다리(26) 주위에 주로 감기고, 상기 제1 2차 권선(6)의 누설 인덕턴스를 증가 시키는 수단은 상기 변압기(3)의 제 2 다리(28)를 덮는 상기 제1 2차 권선(6)의 적어도 1회전(27)을 포함하는 플라이백 컨버터.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 제1 2차 권선(6)의 누설 인덕턴스를 증가시키는 수단은 상기 1 차 권선(2)과 상기 제1 2차 권선(6) 사이의 간극(25)을 포함하는 플라이백 컨버터.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 2차 출력회로(5)에서의 인덕턴스를 증가시키는 수단은 상기 제1 2차 권선과 직렬로 연결된 보조 인덕턴스(24)와, 2차 스위칭 소자(8)가 오픈된 경우 전류가 상기 보조 인덕턴스를 계속 통과해서 흐르도록 허용하는 자유구동(freewheeling) 다이오드(29)를 포함하는 플라이백 컨버터.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 2차 출력회로(5)의 출력을 가변적으로 제어하는 제어수단(30)을 더 포함하는 플라이백 컨버터,
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