KR20060012955A - 스위칭 모드 파워 서플라이와 그 스위칭 제어 장치 - Google Patents

스위칭 모드 파워 서플라이와 그 스위칭 제어 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR20060012955A
KR20060012955A KR1020040061689A KR20040061689A KR20060012955A KR 20060012955 A KR20060012955 A KR 20060012955A KR 1020040061689 A KR1020040061689 A KR 1020040061689A KR 20040061689 A KR20040061689 A KR 20040061689A KR 20060012955 A KR20060012955 A KR 20060012955A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
voltage
power supply
switching
input
output
Prior art date
Application number
KR1020040061689A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101021993B1 (ko
Inventor
류영철
최진호
Original Assignee
페어차일드코리아반도체 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 페어차일드코리아반도체 주식회사 filed Critical 페어차일드코리아반도체 주식회사
Priority to KR1020040061689A priority Critical patent/KR101021993B1/ko
Priority to US11/197,801 priority patent/US7391629B2/en
Publication of KR20060012955A publication Critical patent/KR20060012955A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101021993B1 publication Critical patent/KR101021993B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/36—Means for starting or stopping converters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

본 발명은 비정상적인 과전류를 방지하는 스위칭 모드 파워 서플라이에 관한 것이다.
비정상적인 과전류가 발생된 경우, 즉 초기 기동 시 또는 보호 회로가 동작하는 상황의 경우 회로 지연시간이 짧은 회로를 이용하여 메인 스위치를 턴오프하도록 하는 제어신호를 생성하여 출력한다. 즉, 초기 기동 시 또는 보호 회로 동작 상황 시에 회로 지연 시간(circuit delay)이 짧은 회로를 통해 스위칭 모스 트랜지스터를 턴오프하도록 하는 신호를 전송함으로써, 비정상적인 과전류를 막을 수 있다.
이에 따라 스위칭 모스 트랜지스터의 오프(OFF)시에 스위칭 모스 트랜지스터의 드레인-소스 전압을 줄일 수 있으므로 내압이 낮은 스위칭 모스 트랜지스터를 사용할 수 있다.
SMPS, 과전류, 지연 시간, 보호 회로, 소프트-스타트

Description

스위칭 모드 파워 서플라이와 그 스위칭 제어 장치{SWITCHING MODE POWER SUPPLY AND SWITCHING CONTROL APPARATUS THEREOF}
도 1은 종래의 소프트 스타트 방식에서 메인 스위치를 통해 흐르는 전류를 나타내는 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 다른 스위칭 모드 파워 서플라이를 나타내는 회로도이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 제어부를 상세하게 나타내는 회로도이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 제어부의 비교기(CP2)의 반전 단자에 입력되는 전압을 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 SMPS에서 스위칭 모스 트랜지스터를 통해 흐르는 드레인-소스 전류와 스위칭 모스 트랜지스터의 드레인-소스에 걸리는 전압을 나타내는 도면이다.
본 발명은 스위칭 모드 파워 서플라이(switching mode power supply, SMPS) 에 관한 것으로서, 특히 비정상적인 과전류를 방지하는 SMPS에 관한 것이다.
일반적으로, SMPS는 하나의 직류 공급 전압을 하나 이상의 직류 출력 전압으로 변환시키는 장치를 의미한다. 이때, 직류 출력 전압은 공급 전압보다 크거나 또는 더 작은 크기를 갖는다. 이와 같은 SMPS는 파워 전자 장치들, 특히 이동 전화, 랩탑 컴퓨터 등과 같은 밧데리 파워 공급 장치들에 주로 사용된다.
이러한 SMPS에서 처음 입력 전압이 공급되는 경우 즉, 초기 구동 시에 메인 스위치를 통해 과도한 전류가 흐르는 문제가 발생한다. 즉, 처음 파워 전자 장치들의 전원을 켜는 경우, SMPS의 2차측에 전달되는 출력이 없는 상태로 1차측으로 많은 파워를 공급하도록 요구를 하게 되고, 이에 따라 메인 스위치의 턴온 타임이 길게 되어 과도한 전류가 흐르게 된다. 이러한 과도한 전류로 인해 메인 스위치 등 각종 소자가 심한 스트레스를 받게되는 문제가 발생하는데, 이를 해결하기 위해 일반적으로 소프트 스타트(soft start) 방식을 사용한다.
일반적인 소프트 스타트 방식중의 하나로서 초기 기동 시 피드백 전압(Vfb)의 레벨을 강제적으로 순차적으로 높임으로써 메인 스위치의 턴온 타임을 서서히 증가시키는 방법을 사용한다. 즉, 2차측의 파워 요구에도 불구하고 강제적으로 메인 스위치 턴온 타임을 조절하여 메인 스위치를 통해 흐르는 전류의 양을 일정량 이하로 조절함으로써, 2차측으로 공급되는 파워를 서서히 증가시킨다.
도 1은 종래의 소프트 스타트 방식에서 메인 스위치를 통해 흐르는 전류를 나타내는 도면이다. 도 1에서 전류(ILIM)가 영(zero)이 아닌 일정한 초기 전류에서 기울기를 가지고 상승하는 이유는 소프트 스타트 초기에 연속전류모드(Continuous Current Mode, CCM)로 동작하기 때문이다. 그리고, 일정한 시간 경과 이후에는 불연속 전류모드(Discontinuous Current Mode)로 동작한다. 도 1에서, 'SOFT-START ILIM'은 초기 기동 시에 메인 스위치를 턴오프하기 위해 기준이 되는 메인 스위치를 통해 흐르는 전류(ILIM)를 의미한다.
도 1에 나타낸 바와 같이 초기 기동 시에 메인 스위치를 통해 흐르는 전류(ILIM)가 최대 설정레벨을 초과하는 경우가 발생한다. 이와 같이 전류(ILIM)가 최대 설정레벨(ILIM 최대레벨)을 초과하는 이유는 SMPS의 2차측에서 많은 파워를 요구하는 상황과 함께 SMPS 회로내의 지연시간(delay time)이 존재하기 때문이다. 소프트 스타트 방식에 의해 강제적으로 피드백 전압(Vfb)레벨을 낮은 전압으로 설정한다고 하더라도 2차측에서는 많은 파워를 계속 요구하는 상황이 발생할 뿐만 아니라, 강제적인 피드백 전압(Vfb)레벨에서 최종적으로 메인 스위치가 턴오프되는데는 지연시간(delay time)이 존재하게 되고, 이 지연 시간만큼 메인 스위치가 온상태로 계속 남아 메인 스위치의 전류(ILIM)가 최대설정 레벨을 초과하게 된다. 여기서, 메인 스위치의 전류(ILIM)가 최대설정 레벨을 초과하는 경우에는 SMPS 내의 트랜스 포머가 포화(saturation)되어 도 1에서와 같이 갑자기 증가하게 된다.
한편, 지연시간(delay time)은 메인 스위치를 턴온/턴오프하도록 제어하는 제어모듈내의 회로 지연시간(circuit delay time)과 메인 스위치의 턴온/턴오프 타 임으로 이루어진다. 회로 지연시간(cirucuit delay time) 중에서는 2차측 다이오드의 역방향 회복 전류(inverse recovery current)에 의한 기생 전류를 제거(무시)하기 위한 리딩 에지 블랭킹(Leading Edge Blanking, LEB)회로의 내부 지연시간이 거의 대부분을 차지한다. 도 1을 참조하면, 2차측 다이오드에 의한 역방향 회복 전류는 메인 스위치가 오프 상태에서 턴온 상태로 되는 순간에 발생하는 전류로서 도 1에서의 메인 스위치가 턴온되는 순간에 서지 전류(surge current)가 이에 해당한다.
도 1과 같이 전류(ILIM)가 최대 설정 레벨을 초과하여 갑자기 증가하는 경우에는 SMPS 내의 트랜스 포머의 기생 성분에 의해 메인 스위치에 걸리는 전압이 더욱 증가하게 된다. 즉, 상기 전류(ILIM)의 초과 전류에 의해 온(ON)시에 트랜스 포머의 기생 성분에 저장되어 있던 에너지가 메인 스위치의 턴오프 시 전압으로 발생하게 되며, 이에 따라 메인 스위치에 걸리는 전압이 더욱 증가되어 메인 스위치가 견딜 수 있는 최대 전압을 초과하는 문제가 발생한다.
그리고, 전류(ILIM)가 비상적인 과전류가 되는 상황은 상기에서 설명한 초기 기동(start up) 시뿐만 아니라 출력부하가 단락(short)되어 보호회로가 동작하는 상황에서도 발생된다. 출력부하가 단락되어 보호회로가 동작하는 경우도 2차측에서 계속해서 파워를 요구하며 지연시간(delay time)이 존재하므로, 전류(ILIM)가 비정상적으로 많아져 문제가 발생한다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 상기한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 것으로 초기 기동 시 또는 보호 회로 동작시에 발생하는 비상적인 과전류를 막는 스위칭 모드 파워 서플라이를 제공하기 위한 것이다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 특징에 따른 스위칭 모드 파워 서플라이는
트랜스 포머의 1차 코일에 커플링되는 메인 스위치를 포함하며, 상기 메인 스위치의 동작에 따라 상기 트랜스 포머의 2차측에 전력을 공급하는 전력 공급부;
상기 트랜스 포머의 2차측에 출력되는 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 생성하는 피드백 회로부; 및
상기 피드백 전압과 상기 메인 스위치를 통해 흐르는 전류에 대응하는 제1 전압을 비교하여 상기 메인 스위치의 듀티를 조절하도록 하는 제1 제어신호를 생성하는 정상 동작부와, 상기 정상동작부의 회로 지연시간보다 짧은 회로 지연시간을 가지며 소정의 전압과 상기 제1 전압을 비교하여 상기 메인 스위치의 듀티를 조절하도록 하는 제2 제어신호를 생성하는 과전류 동작부를 포함하는 스위칭 제어부를 포함한다. 여기서, 상기 스위칭 모드 파워 서플라이의 초기 기동 시에 상기 제2 제어신호에 의해 상기 메인 스위치가 턴오프되며, 상기 스위칭 모드 파워 서플라이의 보호 회로가 동작하는 상황에서 상기 제2 제어신호에 의해 상기 메인 스위치가 턴오프된다.
한편, 상기 과전류 동작부는, 상기 소정의 전압과 상기 제1 전압을 비교하는 제1 비교기; 상기 제1 비교기의 출력을 반전하는 인버터; 및 상기 인버터의 출력이 제1 입력 단자에 입력되며, 상기 스위칭 모드 파워 서플라이의 초기 기동 시 또는 상기 스위칭 모드 파워 서플라이의 보호 회로가 동작하는 상황에서 로우 신호가 제2 입력 단자에 입력되는 NOR 게이트를 포함한다.
본 발명의 다른 특징에 따른 스위칭 모드 파워 서플라이의 스위칭 제어 장치는
트랜스 포머의 1차 코일에 커플링되는 메인 스위치와 상기 트랜스 포머의 2차측에 출력되는 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 생성하는 피드백 회로부를 포함하는 스위칭 모드 파워 서플라이의 상기 메인 스위치의 듀티를 제어하는 제어 장치에 있어서,
상기 피드백 전압과 상기 메인 스위치를 통해 흐르는 전류에 대응하는 제1 전압을 비교하는 제1 비교기;
상기 제1 비교기의 출력에 연결되는 리딩 에지 블랭킹 회로;
소정의 전압과 상기 제1 전압을 비교하는 제2 비교기;
상기 제2 비교기의 출력을 반전하는 인버터;
상기 인버터의 출력이 제1 입력 단자에 입력되며, 상기 스위칭 모드 파워 서플라이의 초기 기동 시 또는 상기 스위칭 모드 파워 서플라이의 보호 회로가 동작하는 상황에서 로우 신호가 제2 입력 단자에 입력되는 NOR 게이트; 및
상기 리딩 에지 블랭킹 회로의 출력이 제1 입력단자에 입력되며, 상기 NOR 게이트의 출력이 제2 입력단자에 입력되는 OR 게이트를 포함하며,
상기 OR 게이트의 제1 및 제2 입력단자 중 먼저 입력되는 신호에 의해 상기 스위칭 모스 트랜지스터의 듀티를 조절한다.
여기서, 상기 스위칭 모드 파워 서플라이의 초기 기동 시 또는 상기 스위칭 모드 파워 서플라이의 보호 회로가 동작하는 상황인 경우, 상기 OR 게이트의 제2 입력단자에 입력되는 신호에 의해 상기 스위칭 모스 트랜지스터의 듀티를 조절한다. 또한, 상기 스위칭 모스 파워 서플라이의 초기 기동 시 및 보호 회로가 동작하는 상황 경우를 제외한 나머지 구간에서, 상기 OR 게이트의 제1 입력단제 입력되는 신호에 의해 상기 모스 트랜지스터의 듀티를 조절한다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다.
도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였다. 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 동일한 도면 부호를 붙였다.
이제 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 모드 파워 서플라이(SMPS) 회로에 대하여 도면을 참고하여 상세하게 설명한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 다른 스위칭 모드 파워 서플라이를 나타내는 회로도이다.
도 2에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 SMPS 회로는 전력 공급 부(100), 피드백 회로부(200), 스위칭 제어부(300) 및 출력부(400)를 포함한다.
전력 공급부(100)는 교류 입력(AC)을 정류하기 위한 브리지 다이오드(BD), 정류된 전압을 평활화하기 위한 커패시터(Cin), 입력 전원(Vin)에 연결되는 1차 코일(L1), 1차 코일(L1)에 연결되는 메인 스위치인 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw) 및 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)의 소스와 접지 사이에 연결되어 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)를 통해 흐르는 전류를 감지하는 감지 저항(Rsense)으로 이루어진다. 여기서, 도 2에서는 메인 스위치를 모스 트랜지스터(MOSFET)로 나타내었지만 이 외의 스위칭 소자가 대체될 수 있음은 당연하다.
전력 공급부(100)는 입력 전원(Vin)을 입력 받아 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)의 듀티(duty)에 따라 트랜스 포머의 2차측 즉, 출력부(400)에 원하는 출력(Vout)을 공급한다. 일반적으로 SMPS는 출력 전압(Vout)을 다시 피드백 시키기고, 이 피드백된 값을 이용하여 전력 공급부(100)의 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)의 듀티를 제어함으로써 출력 전압을 레귤레이션(regulation)시킨다.
출력부(400)는 트랜스 포머의 2차측(L2)에 애노드가 연결되는 다이오드(D1), 다이오드(D1)의 캐소드와 접지 사이에 연결되는 커패시터(C1), 다이오드(D1)의 캐소드와 접지사이에 직렬로 연결되는 저항(R3, R4), 저항(R3)과 저항(R4) 사이의 접점의 전압과 기준 전압(Vref)이 각각 반전 단자(-)와 비반전 단자(+)로 입력되는 오차 증폭기(Amp1), 오차 증폭기의 출력 단자에 연결되는 포토 다이오드(PC1)로 이루어진다.
출력부(400)는 로드에 일정한 출력 전압(Vout)을 출력하며, 출력 전압(Vout) 을 레귤레이션하기 위해 피드백 회로부(200)로 출력 전압(Vout)에 대응하는 정보를 제공한다. 여기서, 저항(R1, R2)에 의해 분배된 출력 전압(R3/(R3+R4)*Vout)과 기준 전압(Vref)이 각각 오차 증폭기(Amp1)의 반전 단자와 비반전 단자에 입력되어 양자가 비교됨으로써 포토 다이오드(PC1)에 흐르는 전류를 결정한다. 포토 다이오드(PC1)는 피드백 회로부(200)의 포토 트랜지스터(PC2)와 함께 포토 커플러를 구성하여, 피드백 회로부(200)에 출력 전압(Vout)에 대응하는 정보를 제공한다.
피드백 회로부(200)는 2차측의 포토 다이오드(PC1)와 포토 커플러를 이루는 포토 트랜지스터(PC2)와 이 포토 트랜지스터(PC2)에 병렬로 연결되는 커패시터(Cfb)로 이루어진다. 즉, 피드백 회로부(200)의 포토 트랜지스터(PC2)에서 출력부(200)의 출력 전압(Vout)에 대응하는 전류가 흐르게 된다. 이에 따라 출력 전압(Vout)이 높은 경우에는 포토 트랜지스터(PC2)로 상대적으로 많은 전류가 흐르게 되어 커패시터(Cfb)에 충전되는 피드백 전압(Vfb)이 낮게 되며, 출력 전압(Vout)이 낮은 경우에는 포토 트랜지스터(PC2)로 상대적으로 적은 전류가 흐르게 되어 커패시터(Cfb)에 충전되는 피드백 전압(Vfb)이 높게 된다. 한편, SMPS회로의 초기 기동(start-up) 시에는 출력부(400)의 출력 전압(Vout)이 낮은 상태이므로 피드백 전압(Vfb)은 높은 상태가 되며, SMPS회로에 로드가 단락(short)되는 상황과 같이 보호 회로가 동작하는 상황에서도 출력 전압(Vout)이 낮은 상태이므로 피드백 전압(Vfb)이 높은 상태로 된다. 이와 같은 출력 전압(Vout)에 대응하는 정보가 피드백 회로부(200)에 의해 감지되어 스위칭 제어부(300)에 입력되어 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)의 듀티(duty)를 조절하는데 이용된다.
스위칭 제어부(300)는 커패시터(Cfb)에 충전되는 피드백 전압(Vfb), 소프트 스타트 신호 또는 보호회로 동작 신호, 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)의 드레인-소스 사이에 흐르는 전류량을 감지하는 감지 전압(Vsense)을 각각 입력핀으로 수신하여, 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)의 스위칭을 제어하는 게이트 전압(Vg)을 출력핀을 통해 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)로 출력한다. 여기서, 소프트 스타트 신호는 SMPS회로를 초기 기동할 때 소프트 스타트 방식으로 기동함을 알리는 신호로서 본 발명의 실시예에서는 처음 기동 시 상기 소프트 스타트 신호는 로우(Low)신호가 되었다가 소프트 스타트 방식에 적용 후 하이(High)신호가 되며, 보호회로 동작신호는 보호회로가 동작되는 상황을 알리는 신호로서 본 발명의 실시예에서는 보호회로가 동작하는 상황에서는 상기 보호회로 동작신호가 로우(Low)신호가 되었다가 이외의 상황에서는 하이(High)신호가 된다.
본 발명의 실시예에 따른 스위칭 제어부(300)는 초기 기동 시 또는 보호회로 동작 시에 발생되는 과전류를 방지하도록 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)의 스위칭을 제어하는바 이하에서는 이에 대해 구체적으로 알아본다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 제어부(300)를 상세하게 나타내는 회로도이다.
도 3에 나타낸 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 제어부(300)는 정상 동작부(310), 과전류 동작부(320), OR 게이트(330), RS 플립플롭(340), NOR 게이트(350) 및 게이트 드라이버(360)를 포함한다.
정상 동작부(310)는 반전 단자(-)와 비반전 단자(+)에 각각 피드백 전압 (Vfb)과 감지 전압(Vsense)이 입력되는 비교기(CP1), 비교기(CP1)의 출력단에 연결되어 출력부(400)의 다이오드(D1)의 역방향 회복 전류(inverse recovery current)에 의한 기생 전류를 제거(무시)하기 위한 리딩 에지 블랭킹(Leading Edge Blanking, LEB)(312)회로를 포함한다. LEB(312)의 출력은 OR 게이트(330)의 제1 입력단자에 입력된다. LEB(312)는 일반적으로 RC 필터로 이루어져 기생 전류를 제거하는 역할은 하는데 이에 대한 구체적인 구성은 당업자라면 알 수 있는바 이하에서 설명은 생략한다. 여기서, 정상 동작부(310)는 비교기(CP1)를 이용하여 감지 전압(Vsense)이 피드백 전압(Vfb)보다 높은 경우 하이(High)신호를 출력하며, 정상 동작부(310)에서 출력되는 하이(High)신호는 초기 구동 시 및 보호회로가 동작되는 상황의 경우를 제외한 구간에서만 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)를 턴오프시킨다.
과전류 동작부(310)는 비반전 단자(+)와 반전 단자(-)에 각각 감지 전압(Vsense)과 소프트 스타트 전압(VAOCP)이 입력되는 비교기(CP2), 비교기(CP2)의 출력에 연결되는 인버터(322) 및 제1 입력단자에 인버터(322)의 출력신호가 입력되며 제2 입력단자에 소프트-스타트(soft-start) 신호 또는 보호회로 동작신호가 입력되는 NOR 게이트(324)를 포함한다. NOR 게이트(324)의 출력은 OR 게이트(330)의 제2 입력단자에 입력된다. 여기서, 소프트 스타트 신호는 SMPS의 초기 기동 시 소프트 스타트 방식이 적용되는 경우에는 로우(Low)신호가 되고 그 외의 구간에서는 하이(High)신호가 되며, 보호회로 동작신호는 보호회로가 동작하는 경우에는 로우(Low)신호가 되고 그 외의 구간에서는 하이(High)신호가 된다. 소프트 스타트 신 호와 보호회로 동작신호를 상기와 같은 상황에서 로우(Low)신호 또는 하이(High)신호로 생성하는 방법은 당업자라면 쉽게 구현할 수 있는바 이하 구체적 설명은 생략한다. 즉, 로드(load)가 단락(short)되어 보호회로가 동작하는 상황에서는 피드백 전압(Vfb)이 높은 값으로 상승하므로 보호회로가 동작하는 상황인지는 피드백 전압(Vfb)이 일정한 임계값 이상인지 여부를 통해 알 수 있으며, 또한 소프트 스타트 방식이 적용되는지 여부는 SMPS를 처음 켰는지 여부를 통해 알 수 있다.
OR 게이트(330)는 정상동작부(310)로부터 제1 입력단자로 하이(High)신호가 입력되고 과전류 동작부(320)로부터 제2 입력단자로 하이(High)신호가 입력되는 경우에 더욱 빠른 하이(High)신호를 출력한다. 정상동작부(310)는 LEB(312)를 포함하고 있으므로 비교기(CP1)의 출력신호가 OR 게이트(330)에 도달하는 시간이 길며, 과전류 동작부(320)는 로직회로만을 포함하고 있으므로 비교기(CP2)의 출력신호가 OR 게이트(330)에 도달하는 시간이 짧다. 일반적으로 LEB(312)의 지연 시간이 스위칭 제어부(300)의 지연 시간의 대부분을 차지하기 때문이다. 따라서, 비교기(CP1)와 비교기(CP2)로부터 동일한 시점에 하이(High)신호가 출력되더라도 OR 게이트(330)에는 비교기(CP2)로부터 출력되는 하이(High)신호가 먼저 도달하므로 OR 게이트(330)는 비교기(CP2)의 출력신호를 RS 플립 플롭(340)으로 전송한다.
RS 플립 플롭(340)은 S 단자에 클락(CLK)이 입력되고 R 단자에 OR 게이트(330)의 출력이 입력된다. 상기 클락(CLK)은 NOR 게이트(350)의 제1 입력단자로도 입력되며, RS 플립 플롭(340)의 출력단자(Q Bar)는 NOR 게이트(350)의 제2 입력단자로 입력된다. NOR 게이트(350)의 출력단자는 게이트 드라이버(360)에 입력되며, NOR 게이트(350)의 출력신호에 따라 게이트 드라이버(360)는 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)를 턴온/턴오프 한다. 여기서, 클락(CLK)이 로우(Low)가 되는 경우 게이트 드라이버(360)로 하이(High)신호가 입력되므로 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)가 턴온되며, RS 플립 플롭(340)의 출력단자(Q Bar)가 하이(High)가 되는 경우 게이트 드라이버(360)로 로우(Low)신호가 입력되므로 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)가 턴오프된다. 한편, RS 플립 플롭(340)의 출력단자(Q Bar)가 하이(High)가 되기 위해서는 RS 플립 플롭(340의 R 단자로 하이(High)신호가 입력되어야 되며, R 단자로의 하이(High)신호의 입력은 정상 동작부(310)와 과전류 동작부(320)에서 출력되는 하이(Hi호)신호 중에서 빠른 신호에 의해 결정된다.
이하에서는 상기와 같은 구성을 가지는 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 제어부(300)에 의해 과전류가 방지되는 방법에 대해서 도 3 내지 도 5를 참조하여 알아본다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 제어부(300)의 비교기(CP2)의 반전 단자에 입력되는 전압(VAOCP)을 나타내는 도면이며, 도 5는 본 발명의 실시예에 따른 SMPS에서 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)를 통해 흐르는 드레인-소스 전류(ILIM)와 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)의 드레인-소스에 걸리는 전압(VDS)을 나타내는 도면이다.
도 4에 나타낸바와 같이 비교기(CP2)의 반전단자에 입력되는 전압(VAOCP)은 초기 기동 시에는 단계적으로 전압이 상승하며, 초기 기동 후에는 일정한 전압레벨 을 유지한다. 초기 기동 시에 출력부(400)에 공급되는 전력을 제한하기 위해 단계적으로 전압을 상승시키며, 초기 기동 후에는 일정한 전압레벨로 설정하는데 이 일정한 전압레벨은 보호 회로가 동작하는 경우에 출력부(400)에 공급하는 전력을 제한하기 위해 설정되는 레벨로서 도 4에서는 '보호 동작 전압 레벨'로 나타내었다. 도 4에서 초기 기동 시에 전압(VAOCP)이 단계적으로 상승하는 것으로 나타내었지만 램프 파형과 같이 서서히 상승하는 전압이 될 수 있음은 당연하다.
먼저, 초기 기동(start-up) 시의 상기 스위치 제어부(300)의 동작에 대해서 알아본다.
초기 기동 시에는 비교기(CP2)의 반전 단자(-)에 입력되는 전압(VAOCP)은 낮은 전압레벨에서 높은 전압레벨로 단계적으로 상승한다. 초기 기동 시에는 출력부(400)에서 많은 전력을 요구하므로 피드백 전압(Vfb)이 높은 값으로 설정되며, 전압(VAOCP)에 의해 비교기(CP2)의 반전 단자(-)에는 임의로 피드백 전압(Vfb)보다 낮은 전압 레벨이 설정된다. 이때, 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)의 턴온 후 감지 전압(Vsense)이 상승하는 경우 비교기(CP2)가 비교기(CP1)보다 먼저 하이(High)신호가 출력되고, 초기 기동 시에는 NOR 게이트(3224)의 제2 입력단자에 입력되는 소프트-스타트(soft-start) 신호가 로우(Low)가 되므로, 과전류 동작부(320)는 하이(High)신호를 OR 게이트(330)의 제2 입력단자로 출력한다. 그리고, 비교기(CP1)는 비교기(CP2)보다 늦게 하이 신호(High)신호를 출력하고 정상동작부(310)의 회로 지연시간이 과전류 동작부(320)보다 회로 지연시간이 길므로, 정상 동작부(310)는 과 전류 동작부(320)보다 늦게 하이 신호(High)신호를 출력한다. 따라서, OR 게이트(330)에 먼저 도착한 과전류 동작부(320)로부터 출력되는 하이(High)신호에 의해 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)가 턴오프된다.
한편, 과전류 동작부(320)는 LEB(312)를 포함하지 않고 로직으로 구성되었기 때문에 회로 지연시간(circuit delay)이 매우 짧기 때문에 비교기(CP2)에서 출력되는 하이(High)신호는 빠른 시간 내에 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)를 턴오프하고 된다. 이에 따라, 도 5의 (a)에 나타낸 바와 같이 전류(ILIM)가 최대 설정 레벨(ILIM 최대 레벨)을 초과하지 않게 되어, 도 5의 (b)에 나타낸 바와 같이 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)의 드레인-소스 전압(Vds)도 최대 설정 레벨(BV 전압레벨)을 초과하지 않게 된다. 도 5에서, 'AOCP ILIM 제어레벨' 은 초기 기동 시에 메인 스위치를 턴오프하기 위해 기준이 되는 메인 스위치를 통해 흐르는 전류(ILIM)를 의미하며, 이 값은 도 4에 나타낸 VAOCP 레벨과 함께 증가한다.
도 5의 (b)를 참조하면, 일반적으로 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)가 턴오프 된 경우 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)의 드레인-소스 전압(Vds)은 입력 전압(Vin)과 출력전압(Vout)의 권선비 값(n*Vout)(여기서, 트랜스 포머의 1차측과 2차측의 권선비를 n:1로 가정함)의 합 즉, Vin + n*Vout이 되며, 본 발명의 실시예에와 같이 전류(ILIM)가 최대 설정레벨을 초과하지 않은 경우에 드레인-소스 전압(Vds)도 스위칭 모스 트랜지스터가 견딜 수 있는 전압 레벨을 초과하지 않게 된다. 도 5의 (b)에서는 전압(Vds)이 스위칭 모스 트랜지스터가 턴오프 된 후 공진하는 파형을 가지는데, 이는 본 발명의 실시예에 따른 SMPS가 플라이백(fly back)으로 동작되는 경우에 대해서 나타낸 것으로서 본 발명이 플라이백으로 동작하는 SMPS에 한정되는 것은 아니다.
이와 같이 초기 기동(start-up) 시에는 과전류 동작부(320)로부터 출력되는 하이(High)신호에 의해 스위칭 모스 트랜지스터가 턴오프 되고, 과전류 동작부(320)는 회로 지연시간(circuit delay)이 매우 짧으므로, 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)를 통해 흐르는 전류(Ipeak)에서 발생될 수 있는 비정상적인 과전류를 막을 수 있다.
다음으로, 초기 기동 후의 정상 동작에 대해서 알아본다.
초기 기동 후 정상 동작 상태에는 NOR 게이트(324)의 제2 입력단자에 하이(High)신호가 입력되므로 NOR 게이트(324)의 출력단자에는 로우(Low)신호가 출력되며, 이에 따라 과전류 동작부(320)로부터 로우 신호가 출력되어 스위칭 모스 트랜지스터는 정상 동작부(310)로부터 출력되는 신호에 의해 동작한다. 즉, 감지 전압(Vsense)이 피드백 전압(Vfb)보다 높게 되는 지점에서 비교기(CP1)가 하이(High)신호를 출력하며, 이 하이(High)신호에 의해 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)가 턴오프된다. 정상 동작 상태에서는 과전류 상태가 거의 발생되지 않으므로 회로 지연시간(circuit delay)이 긴 LEB(312)를 통해 신호가 전달되더라도 과전류 상태가 거의 발생되지 않는다.
마지막으로, 보호 회로가 동작하는 상황에서의 동작에 대해서 알아본다.
보호 회로가 동작하는 상황에서는 피드백 전압(Vfb)이 급격하게 상승하게 되고 회로 지연시간(circuit delay)이 긴 경우, 전류(ILIM)가 과전류 상태로 될 수 있는바 이를 막기 위해 본 발명의 실시예와 같이 보호 회로 동작 시에 NOR 게이트(324)의 제2 입력단자에 로우(Low)신호를 입력한다. NOR 게이트(324)의 제2 입력단자에 로우(Low)신호가 입력되는 경우 상기에서 설명한 초기 기동(start-up) 시와 같이 과전류 동작부(320)에 의해 출력되는 하이(High)신호에 의해 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)가 턴오프된다. 다만, 보호 회로가 동작하는 상황에서는 비교기(CP2)의 반전단자(-)에 입력되는 전압(VAOCP)이 보호 동작 전압 레벨로 고정이 고정되어 있다. 여기서, 보호 동작 전압 레벨은 보호 회로 동작 시에 전류(ILIM)가 과전류가 되지 않을 정도로 미리 설정해 둔다.
즉, 보호 회로가 동작하는 상황에서는 정상 동작부(310)에 의해 스위치 모스 트랜지스터(Qsw)가 동작하지 않고 과전류 동작부(320)에 의해 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)가 동작한다. 따라서, 보호 회로가 동작하는 상황과 감지 전압(Vsense)이 상승하여 보호 동작 전압 레벨이 되는 경우, 비교기(CP2)로부터 하이(High)신호가 출력되고 NOR 게이트(324)의 제2 입력단자로 로우 신호가 입력되므로 RS 플립 플롭(340)의 R 단자로 하이 신호가 입력되며, 이에 따라 스위칭 모스 트랜지스터(Qsw)가 턴오프된다. 다시 말하면, 감지 전압(Vsense)이 피드백 전압(Vfb)이 되는 지점에서 스위칭 모스 트랜지스터를 턴오프하는 것이 아니라 임의로 설정한 보호 동작 전압 레벨이 되는 지점에서 스위칭 모스 트랜지스터를 턴오프하게 함으로써 전류(ILIM)의 값을 줄일 수 있다. 또한, 보호 회로가 동작하는 상황에서 회로 지연시간이 짧은 과전류 동작부(320)를 통해 신호가 전송되므로 회로 지연시간이 긴 경우 발생되는 과전류(즉, ILIM의 과전류) 현상을 막을 수 있다.
이와 같은 본 발명의 실시예에 따르면 초기 기동 시 또는 보호 회로 동작 상황 시에 회로 지연 시간(circuit delay)이 짧은 회로를 통해 스위칭 모스 트랜지스터를 턴오프하도록 하는 신호를 전송함으로써, 비정상적인 과전류를 막을 수 있다. 이에 따라 과전류에 의해 발생될 수 있는 스위칭 모스 트랜지스터의 드레인-소스 전압의 상승을 줄일 수 있으므로, 내압이 낮은 스위칭 모스 트랜지스터를 사용할 수 있어 가격을 절감할 수 있다.
이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
이상에서 살펴본 바와 같이, 본 발명에 따르면 초기 기동 시 또는 보호 회로 동작 상황 시에 회로 지연 시간(circuit delay)이 짧은 회로를 통해 스위칭 모스 트랜지스터를 턴오프하도록 하는 신호를 전송함으로써, 비정상적인 과전류를 막을 수 있다. 이에 따라 스위칭 모스 트랜지스터의 오프(OFF)시에 스위칭 모스 트랜지스터의 드레인-소스 전압을 줄일 수 있으므로 내압이 낮은 스위칭 모스 트랜지스터 를 사용할 수 있다.

Claims (13)

  1. 트랜스 포머의 1차 코일에 커플링되는 메인 스위치를 포함하며, 상기 메인 스위치의 동작에 따라 상기 트랜스 포머의 2차측에 전력을 공급하는 전력 공급부;
    상기 트랜스 포머의 2차측에 출력되는 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 생성하는 피드백 회로부; 및
    상기 피드백 전압과 상기 메인 스위치를 통해 흐르는 전류에 대응하는 제1 전압을 비교하여 상기 메인 스위치의 듀티를 조절하도록 하는 제1 제어신호를 생성하는 정상 동작부와, 상기 정상동작부의 회로 지연시간보다 짧은 회로 지연시간을 가지며 소정의 전압과 상기 제1 전압을 비교하여 상기 메인 스위치의 듀티를 조절하도록 하는 제2 제어신호를 생성하는 과전류 동작부를 포함하는 스위칭 제어부를 포함하는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 모드 파워 서플라이의 초기 기동 시에 상기 제2 제어신호에 의해 상기 메인 스위치가 턴오프되는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 스위칭 모드 파워 서플라이의 보호 회로가 동작하는 상황에서 상기 제2 제어신호에 의해 상기 메인 스위치가 턴오프되는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스위칭 모드 파워 서플라이의 초기 기동 시 및 보호 회로가 동작하는 상황을 제외한 나머지 구간에서, 상기 제1 제어신호에 의해 상기 메인 스위치가 턴오프되는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  5. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 소정의 전압은 초기 기동 시 제2 전압에서 시작하여 서서히 상승한 후 제3 전압을 유지하는 전압인 스위칭 모드 파워 서플라이.
  6. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 과전류 동작부는,
    상기 소정의 전압과 상기 제1 전압을 비교하는 제1 비교기;
    상기 제1 비교기의 출력을 반전하는 인버터; 및
    상기 인버터의 출력이 제1 입력 단자에 입력되며, 상기 스위칭 모드 파워 서플라이의 초기 기동 시 또는 상기 스위칭 모드 파워 서플라이의 보호 회로가 동작하는 상황에서 로우 신호가 제2 입력 단자에 입력되는 NOR 게이트를 포함하는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 정상 동작부는,
    상기 피드백 전압과 상기 제1 전압을 비교하는 제2 비교기; 및
    상기 비교기의 출력에 연결되는 리딩 에지 블랭킹 회로를 포함하는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 정상 동작부의 상기 제1 제어신호가 제1 입력단자에 입력되며 상기 과전류 동작부의 상기 제2 제어신호가 제2 입력단자에 입력되는 OR 게이트를 더 포함하며, 상기 OR 게이트의 입력되는 상기 제1 및 제2 제어신호 중 먼저 입력되는 제어신호에 대응하여 상기 스위칭 모스 트랜지스터를 턴오프시키는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  9. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 제어신호는 상기 스위칭 모스 트랜지스터를 턴오프시키도록 제어하는 신호인 스위칭 모드 파워 서플라이.
  10. 트랜스 포머의 1차 코일에 커플링되는 메인 스위치와 상기 트랜스 포머의 2차측에 출력되는 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 생성하는 피드백 회로부를 포함하는 스위칭 모드 파워 서플라이의 상기 메인 스위치의 듀티를 제어하는 제어 장치에 있어서,
    상기 피드백 전압과 상기 메인 스위치를 통해 흐르는 전류에 대응하는 제1 전압을 비교하는 제1 비교기;
    상기 제1 비교기의 출력에 연결되는 리딩 에지 블랭킹 회로;
    소정의 전압과 상기 제1 전압을 비교하는 제2 비교기;
    상기 제2 비교기의 출력을 반전하는 인버터;
    상기 인버터의 출력이 제1 입력 단자에 입력되며, 상기 스위칭 모드 파워 서플라이의 초기 기동 시 또는 상기 스위칭 모드 파워 서플라이의 보호 회로가 동작하는 상황에서 로우 신호가 제2 입력 단자에 입력되는 NOR 게이트; 및
    상기 리딩 에지 블랭킹 회로의 출력이 제1 입력단자에 입력되며, 상기 NOR 게이트의 출력이 제2 입력단자에 입력되는 OR 게이트를 포함하며,
    상기 OR 게이트의 제1 및 제2 입력단자 중 먼저 입력되는 신호에 의해 상기 스위칭 모스 트랜지스터의 듀티를 조절하는 스위칭 모드 파워 서플라이의 스위칭 제어 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 소정의 전압은 초기 기동 시 제2 전압에서 시작하여 서서히 상승한 후 제3 전압을 유지하는 전압인 스위칭 모드 파워 서플라이의 스위칭 제어 장치.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 스위칭 모드 파워 서플라이의 초기 기동 시 또는 상기 스위칭 모드 파워 서플라이의 보호 회로가 동작하는 상황인 경우, 상기 OR 게이트의 제2 입력단자에 입력되는 신호에 의해 상기 스위칭 모스 트랜지스터의 듀티를 조절하는 스위칭 모드 파워 서플라이의 스위칭 제어 장치.
  13. 제10항 또는 제11항에 있어서,
    상기 스위칭 모스 파워 서플라이의 초기 기동 시 및 보호 회로가 동작하는 상황 경우를 제외한 나머지 구간에서, 상기 OR 게이트의 제1 입력단제 입력되는 신호에 의해 상기 모스 트랜지스터의 듀티를 조절하는 스위칭 모드 파워 서플라이의 스위칭 제어 장치.
KR1020040061689A 2004-08-05 2004-08-05 스위칭 모드 파워 서플라이와 그 스위칭 제어 장치 KR101021993B1 (ko)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020040061689A KR101021993B1 (ko) 2004-08-05 2004-08-05 스위칭 모드 파워 서플라이와 그 스위칭 제어 장치
US11/197,801 US7391629B2 (en) 2004-08-05 2005-08-05 Switching mode power supply with controller for handling overcurrents

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020040061689A KR101021993B1 (ko) 2004-08-05 2004-08-05 스위칭 모드 파워 서플라이와 그 스위칭 제어 장치

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20060012955A true KR20060012955A (ko) 2006-02-09
KR101021993B1 KR101021993B1 (ko) 2011-03-16

Family

ID=35757189

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020040061689A KR101021993B1 (ko) 2004-08-05 2004-08-05 스위칭 모드 파워 서플라이와 그 스위칭 제어 장치

Country Status (2)

Country Link
US (1) US7391629B2 (ko)
KR (1) KR101021993B1 (ko)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100685078B1 (ko) * 2005-03-14 2007-02-22 주식회사 케이이씨 스위칭 모드 파워 서플라이의 펄스폭 제한 회로
KR20210088350A (ko) * 2020-01-06 2021-07-14 현대엘리베이터주식회사 단락전류 보호 장치 및 이를 구비한 엘리베이터 인버터용 smps

Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100704119B1 (ko) * 2005-12-14 2007-04-06 페어차일드코리아반도체 주식회사 전류 제어 스위칭 모드 전력 공급기
JP4848786B2 (ja) * 2006-02-07 2011-12-28 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
KR101262954B1 (ko) * 2006-03-03 2013-05-09 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위칭 모드 파워 서플라이
KR101236955B1 (ko) * 2006-07-19 2013-02-25 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위칭 모드 파워 서플라이 및 그 구동 방법
CN1929280B (zh) * 2006-08-28 2010-09-01 崇贸科技股份有限公司 功率转换器的切换控制电路
JP2010041832A (ja) * 2008-08-06 2010-02-18 Panasonic Corp スイッチング電源制御装置及びそれに用いる半導体装置
TR200900348A2 (tr) * 2009-01-16 2010-08-23 Vestel Elektroni̇k Sanayi̇ Ve Ti̇caret Anoni̇m Şi̇rketi̇@ Koruma devresi.
TWI443948B (zh) * 2010-07-19 2014-07-01 Power Forest Technology Corp 可調前緣遮沒時間的電源轉換裝置及其過電流保護方法
CN102684507A (zh) * 2011-03-17 2012-09-19 国琏电子（上海）有限公司 反激式开关电源
TWI506929B (zh) * 2011-11-15 2015-11-01 Green Solution Tech Co Ltd 諧振式轉換電路及諧振控制器
CN102790542B (zh) * 2012-07-30 2014-08-20 华为技术有限公司 同步整流控制电路、变换器和同步整流控制方法
US20140340944A1 (en) * 2013-05-14 2014-11-20 NeoEnergy Microelectronics, Inc. Method providing short-circuit protection and flyback converter utilizing the same
US9812976B2 (en) 2015-06-30 2017-11-07 Fairchild Semiconductor Corporation Control of a startup circuit using a feedback pin of a PWM controller integrated circuit chip
US10468985B2 (en) * 2015-08-27 2019-11-05 Fairchild Semiconductor Corporation Input AC line control for AC-DC converters
CN106803666B (zh) * 2015-11-26 2019-04-19 比亚迪股份有限公司 开关电源控制装置及开关电源
KR102175634B1 (ko) * 2019-02-18 2020-11-06 (주)쿠첸 동작 안정성을 향상한 조리 기기 및 그 동작방법
CN113258784B (zh) * 2021-06-08 2022-12-16 成都芯源系统有限公司 一种开关电源的供电电源电路及其控制方法
US11387740B1 (en) * 2021-06-23 2022-07-12 Monolithic Power Systems, Inc. Energy recycle circuit for flyback circuit and method thereof

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5838071B2 (ja) * 1978-08-25 1983-08-20 東光株式会社 スイツチングレギユレ−タ
FR2577359B1 (fr) * 1985-02-08 1987-03-06 Thomson Csf Circuit de commande d'alimentation a decoupage a demarrage progressif
JP2815751B2 (ja) * 1992-03-03 1998-10-27 シャープ株式会社 過電流制限回路
US6359795B1 (en) * 1999-03-26 2002-03-19 Sarnoff Corporation Soft-switching power supply with auxiliary resonator
US6137696A (en) * 1999-04-12 2000-10-24 Semicondutor Components Industries, Llc Switching regulator for power converter with dual mode feedback input and method thereof
US6462971B1 (en) * 1999-09-24 2002-10-08 Power Integrations, Inc. Method and apparatus providing a multi-function terminal for a power supply controller
KR100342590B1 (ko) * 1999-10-06 2002-07-04 김덕중 펄스폭 변조 신호 발생 장치 및 이를 이용한 스위칭 모드 파워 서플라이
DE60020334T2 (de) * 1999-12-09 2006-01-26 Sanken Electric Co. Ltd., Niiza Gleichstrom-gleichstromwandler
US6525514B1 (en) * 2000-08-08 2003-02-25 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for reducing audio noise in a switching regulator
DE10040413B4 (de) * 2000-08-18 2006-11-09 Infineon Technologies Ag Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Schaltsignals für ein stromgesteuertes Schaltnetzteil
US6469915B2 (en) * 2000-09-15 2002-10-22 Delta Electronics Inc. Resonant reset dual switch forward DC-to-DC converter
JP2003018828A (ja) 2001-06-28 2003-01-17 Sanken Electric Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US6646847B2 (en) * 2001-11-08 2003-11-11 Gentex Corporation Current sense circuit
US6775164B2 (en) * 2002-03-14 2004-08-10 Tyco Electronics Corporation Three-terminal, low voltage pulse width modulation controller IC
WO2004023634A1 (ja) * 2002-08-30 2004-03-18 Sanken Electric Co., Ltd. スイッチング電源装置
US6809678B2 (en) * 2002-10-16 2004-10-26 Perkinelmer Inc. Data processor controlled DC to DC converter system and method of operation
US6768655B1 (en) * 2003-02-03 2004-07-27 System General Corp. Discontinuous mode PFC controller having a power saving modulator and operation method thereof
CN100442620C (zh) * 2005-02-03 2008-12-10 昂宝电子（上海）有限公司 用于开关电源变换器的多阈值过流保护的系统和方法

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100685078B1 (ko) * 2005-03-14 2007-02-22 주식회사 케이이씨 스위칭 모드 파워 서플라이의 펄스폭 제한 회로
KR20210088350A (ko) * 2020-01-06 2021-07-14 현대엘리베이터주식회사 단락전류 보호 장치 및 이를 구비한 엘리베이터 인버터용 smps

Also Published As

Publication number Publication date
US7391629B2 (en) 2008-06-24
US20060028847A1 (en) 2006-02-09
KR101021993B1 (ko) 2011-03-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7391629B2 (en) Switching mode power supply with controller for handling overcurrents
JP3948448B2 (ja) スイッチング電源装置
US7760520B2 (en) Current controlled switching mode power supply
US7339804B2 (en) DC-DC converter
JP5197934B2 (ja) スイッチング電源における出力電力を制限する方法および装置
KR100379057B1 (ko) 버스트 모드 스위칭 모드 파워 서플라이
US7099163B1 (en) PWM controller with constant output power limit for a power supply
KR101091923B1 (ko) 스위칭 모드 파워 서플라이 및 그 바이어스 전압 생성 방법
JP5016268B2 (ja) スイッチング電源における最大スイッチ電流を制限する方法および装置
US9337739B2 (en) Power controller with over power protection
US7787269B2 (en) Switching power supply device
US7881077B2 (en) PWM controller with output current limitation
KR101126766B1 (ko) 스위칭 모드 파워 서플라이 및 그 보호 동작 방법
US7212416B2 (en) Switching power supply device and switching method
US7558084B2 (en) Switching mode power supply with compensated propagation delay
US20090201705A1 (en) Energy converting apparatus, and semiconductor device and switching control method used therein
JP4289904B2 (ja) Ａｃ−ｄｃコンバータ
KR101489962B1 (ko) 전력 변환기, 그 스위칭 제어 장치 및 구동 방법
WO2019187544A1 (ja) 力率改善回路及び半導体装置
EP1479156B1 (en) Noise reduction in a power converter
US11703550B2 (en) Resonance voltage attenuation detection circuit, semiconductor device for switching power, and switching power supply
US7199643B2 (en) Hot swappable pulse width modulation power supply circuits
KR101067923B1 (ko) 소프트 스타트 및 과부하 보호 기능을 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이
US7881083B2 (en) Switch control device, switch control method, and converter using the same
JP2004166319A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20131217

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20141222

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160118

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170117

Year of fee payment: 7