KR20030033934A - 이중 컨버전 수신기용 믹서 - Google Patents

이중 컨버전 수신기용 믹서 Download PDF

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Abstract

발명은 믹서, 특히 이중 컨버전 수신기용의 믹서에 관한 것이다.
상기 믹서는 고주파의 반송파 신호(in1)에 의해 제어되는 제 1 가변 트랜스컨덕턴스 스테이지(A)와, 상기 제 1 스테이지의 제 1 단자(37)에 연결되는 제 2 스테이지(B)를 포함하며,
상기 제 1 스테이지(A)는 제 1 신호를 전달하는 제 1 단자(37)와 제 2 단자(38)를 포함하고,
상기 제 2 스테이지(B)는 제 1 중간 주파수(IF1)의 제 1, 2 위상 반대 제어 신호(in2, in2b)에 의해 각각 제어되는 제 1, 2 스위칭 수단(T32, T33)을 병렬로 포함하며, 이때 상기 제 1, 2 스위칭 수단은 분극 수단(34)에 의해 공급되는 동일한 전류에 의해 전력을 공급받는다.
제 2 중간 주파수(IF2)의 제 3 제어 신호(in3)를 이용하여 상기 제 1 스테이지(A)에 의해 전달되는 상기 제 1 신호를 변조하기 위한 변조 수단(T36)이 상기 믹서에 추가로 포함되는 것이 본 발명의 특징이다.

Description

이중 컨버전 수신기용 믹서{MIXER FOR DUAL CONVERSION RECEIVER}
본 발명은, 특히 이중 컨버전 수신기에 사용되는, 믹서 구조에 관한 것이다. 이 종류의 수신기는 이동 전화에 사용된다.
믹서는 고주파 반송파 신호에 의해 제어되는 제 1 가변 트랜스컨덕턴스 스테이지와, 제 1 스테이지에 연결되는 제 2 스테이지를 포함한다. 제 2 스테이지는 제 1 중간 주파수에서 제 1, 2 위상 반대 제어 신호에 의해 각각 제어되는 제 1, 2 스위칭 수단을 병렬로 포함하며, 이때 제 1, 2 스위칭 수단은 분극 수단(polarization means)에 의해 공급되는 동일한 전류에 의해 전력을 공급받는다.
이 종류의 믹서 구조는 도 1에 도시되는 바와 같이 공지 기술에서 잘 알려져 있다. 믹서에서는 제 1 트랜지스터 T1이 증폭 모드에서 동작하고, 제 1 트랜지스터 T1의 소스는 접지부에 연결되고, 게이트는 주어진 주파수에서 신호 in1에 의해 제어되며, 그리고 드레인은 제 1, 2 스위칭 모드 트랜지스터(T2, T3)의 소스에 연결된다. 증폭 모드 트랜지스터의 제어 신호는 안테나를 이용하여 수신되는 외부 고주파 신호 RF일 수도 있고, 또는 고유 주파수를 가지는 국부 발진기에 의해 직접 전달되는 신호일 수도 있다. 제 1, 2 스위칭 모드 트랜지스터(T2, T3)는 증폭 모드에서 동작하는 트랜지스터 T1의 제어 신호 주파수보다 낮은 중간 주파수 IF의 위상 반대 제어 신호 in2와 in2b를 그 게이트에서 수신한다. 트랜지스터 T2와 T3의 드레인에 연결된 전류 소스 형태로 스위칭 모드에서 동작하는 트랜지스터 T2와 T3를 위해 분극 수단(4)이 제공된다.
스위칭 모드로 동작하는 두 트랜지스터 T2와 T3는 이 주파수를 낮춤으로서, 또는 이 주파수를 높임으로서 증폭 모드로 동작하는 트랜지스터 T1의 제어 신호 주파수를 변경시킬 수 있다. 따라서, 주파수 RF-IF와 RF+IF에서의 위상 반대 신호 out와 outb는 믹서 출력에 존재한다. 즉, 두 트랜지스터 T2와 T3의 드레인에 위치한다. 출력에서의 유용한 신호들이 전류 신호이기 때문에, 전류-전압 컨버터로 작용하는 저항(5)이 스위칭 모드로 동작하는 트랜지스터 T2와 T3의 드레인 사이에 제공된다.
이러한 믹서는 기지대역 주파수에서 수신되는 신호 RF의 높은 주파수를 낮추기 위해 이중 컨버전 수신기에서 사용된다. 이러한 믹서를 이용한 수신기가 도 2에도시된다. 수신기는 900MHz처럼 높은 RF 주파수의 외부 신호를 수신하도록 조정되는 안테나(11)를 한개 이상 포함한다. 국부 발진기(12)는, 가령 600MHz같이, 수신한 외부 신호의 RF 주파수보다 낮은 LO 주파수의 클럭 신호를 전달한다. 국부 발진기의 제 1 출력은 주파수 드라이버 수단(13)에 연결되어, 네-위상 신호 I, Ib, Q, Qb를 가령 300MHz같은 중간 주파수에서 얻을 수 있게 한다.
도 1에 나타나는 바와 같이 두 믹서(14, 15)로 형성되는 제 1 컨버전 스테이지 E1은 가령 900MHz같이 수신된 외부 신호의 RF 주파수에서 위상 편이된 네-위상 신호 Ic, Icb, Qc, Qcb를 상기 스테이지 E1의 출력에서 얻을 수 있게 한다.
제 1 믹서(14)는 도 1에 규정되는 두 스위칭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 중간 주파수 IF(300MHz)의 위상 반대 신호 I와 Ib를 수신하고, 도 1에 또한 도시되는 증폭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 국부 발진기(12)의 클럭 신호(600MHz)를 수신한다. 믹서 출력에서 얻은 신호 Ic와 Icb는 특히 주파수 LO+IF의 위상 반대 신호이다.
제 2 믹서(15)는 믹서(14)의 제어 신호 I와 Ib와 90도 각각 90도 차이나는 위상 반대 신호 Q와 Qb를 두 스위칭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신하고, 국부 발진기(12)의 클럭 신호를 증폭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신한다.
따라서, 두 믹서(14, 15)의 출력에서, 네-위상 신호 Ic, Icb, Qc, Qcb를 얻을 수 있고, 그 주파수는 RF 주파수일 수도 있으나, IF, LO, LO-IF 주파수일 수도 있다.
국부 발진기(12)의 클럭 신호의 주파수 LO와 주파수 디바이더 수단 출력에서의 신호의 중간 주파수 IF의 합 LO+IF가 수신된 외부 신호의 RF 주파수에 대응하도록, 국부 발진기(12)의 클럭 신호의 주파수 LO와 주파수 디바이더 수단 출력에서의 신호의 중간 주파수 IF가 선택되는 점을 주목해야 한다.
수신기는 도 1에 도시되는 바와 같이 두 믹서(16, 17)로 형성되는 제 2 수신 및 컨버전 스테이지 E2를 또한 포함한다. 제 3 믹서(16)는 믹서(14) 출력에 전달되는 위상 반대 신호 Ic와 Icb를 두 스위칭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신하고, 안테나(11)에 의해 수신되는 외부 RF 고주파 신호를 증폭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신한다.
제 4 믹서(17)는 제 2 믹서(15) 출력에 전달되는 제 3 믹서(16)의 제어 신호 Ic와 Icb와 각각 90도의 위상차를 보이는 위상 반대 신호 Qc와 Qcb를 두 스위칭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신하고, 안테나(11)에 의해 수신되는 외부 고주파 RF 신호를 증폭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신한다.
기지대역의 네-위상 신호 Iout, Ioutb, Qout, Qoutb가 제 3, 4 믹서(16, 17)의 스위칭 모드 트랜지스터 출력에 전달된다. 여러 다른 주파수에서의 신호들이 RF, IF, LO, RF+LO+IF...처럼 출력에 전달된다.
이러한 수신기의 주된 단점은 기지대역 네-위상 신호를 얻기 위해 네 믹서(14, 15, 16, 17)를 이용하여야 한다는 점이다. 각각의 믹서는 스위칭 모드 트랜지스터를 분극시키기 위한 수단(4)을 포함한다. 통상적으로 이 분극 수단은 전류 소스이다. 네 믹서를 이용하면 반드시 8개의 전류 소스를 가지게 된다. 이 종류의수신기는 이동 전화같은 분야에서의 사용을 위주로 하기 때문에, 전력 소모 감소는 아주 기본적인 관심사이다. 도 2에 도시되는 수신기는 전류 소모가 크고, 집적 회로에서 상당한 크기의 공간을 차지한다.
한가지 해법은 도 1에 도시되는 믹서 구조를 달리 조합하는 것으로서, 세 개가 믹서만을 이용하여 이중 컨버전 수신기를 얻는 것이다. 이러한 수신기가 도 3에 도시된다.
도 2에 도시되는 수신기와 마찬가지로, 이 수신기는 주어진 높은 RF 주파수에서 외부 신호를 수신하도록 조율되는 한개 이상의 안테나(21)를 포함한다. 국부 발진기(22)는 안테나(21)에 의해 수신되는 신호의 RF 주파수보다 낮은 주파수 LO의 클럭 신호를 운반한다. 국부 발진기(22)의 제 1 출력은 주파수 디바이더 수단(23)에 연결되어, 중간 주파수 IF의 네 위상 신호 I, Ib, Q, Qb를 얻을 수 있게 한다.
제 1 믹서(24)에서는 안테나(21)에 의해 수신된 높은 주파수의 외부 RF 신호의 주파수를 중간 주파수 IF로 낮출 수 있다. 이를 위해, 믹서(24)는 국부 발진기(22)의 주파수 LO의 위상 반대 신호 Ilo와 Ilob를 도 1에 도시되는 두 스위칭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신하고, 안테나(21)에 의해 수신되는 높은 주파수 RF의 외부 신호를 도 1에 도시되는 증폭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신한다.
중간 주파수 IF로 주파수 편이된 신호 Ic와 Icb는 제 1 믹서(24)의 스위칭 모드 트랜지스터 출력에 전달된다.
제 2 믹서(26)와 제 3 믹서(26)에서는 제 1 믹서(24)의 출력에서 얻은 신호Ic의 주파수 IF를 낮출 수 있어서, 기지대역 네-위상 신호 Iout, Ioutb, Qout, Qoutb를 얻을 수 있다.
제 2 믹서(25)는 주파수 디바이더 수단(23)의 출력에 공급되는 중간 주파수 IF의 위상 반대 신호 I와 Ib를 두 스위칭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신하고, 제 1 믹서(24) 출력에 전달되는 중간 주파수 IF의 신호 Ic를 증폭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신한다.
제 3 믹서(26)는 주파수 디바이더 수단(23) 출력에 공급되는 제 2 믹서(25)의 제어 신호 I 및 Ib와 각각 90도 위상차나는 위상 반대 신호 Q와 Qb를 두 스위칭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신하고, 제 1 믹서(24) 출력에 전달되는 중간 주파수 IF의 신호 Ic를 증폭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신한다.
수신기 출력에 공급되는 신호들은 기지대역 네-위상 신호 Iout, Ioutb, Qout, Qoutb 이다.
이 해법에 따른 수신기의 전류 소모 역시 크며, 집적 회로 내에서 여전히 큰 공간을 차지한다. 세 개의 믹서가 여전히 필요하며, 두 믹서(25, 26)의 제어 신호가 동일 믹서(24)에 의해 제공되기 때문에 믹서(24)의 전류 소모는 종래의 단일 믹서의 통상적 소모에 비해 여전히 크다.
앞서 언급한 종래 기술의 단점을 극복하기 위해, 발명은 전력 소모를 크게 감소시키면서 이중 컨버전 기능을 갖춘 믹서 구조에 관한 것을 특징으로 한다.
따라서 발명은 서문에서 규정한 바의 믹서에 관한 것으로서, 제 2 중간 주파수의 제 3 제어 신호를 이용하여 제 1 스테이지에 의해 전달되는 제 1 신호를 변조하는 수단을 추가로 포함하는 것을 특징으로 한다.
발명은 발명에 따른 두 믹서를 이용한 이중 컨버전 수신기에 또한 관련된다.
도 1은 종래 기술에 따른 믹서 구조의 도면.
도 2는 종래 기술에 따른 이중 컨버전 수신기의 도면.
도 3은 또다른 이중 컨버전 수신기의 도면.
도 4는 발명에 따른 믹서 구조도.
도 5는 발명에 따른 이중 컨버전 수신기 도면.
도 4에 도시되는 발명에 따른 믹서 구조는 도 1에 제시된 것과 유사한 제 1, 2 스테이지를 포함한다.
제 1 가변 트랜스컨덕턴스 스테이지 A는 증폭 모드로 동작하는 제 1 트랜지스터 T31에 의해 형성될 수 있다. 이 트랜지스터 T31은 안테나에 의해 수신되는 900MHz 같은 높은 주파수의 RF 제어 신호 in1에 의해 그 게이트에서 제어된다. 그 드레인과 소스는 각각 이용 신호를 전달하는 두 단자(37, 38)를 형성한다. 본 특정 믹서 구조에서, 이용 신호는 제 1 증폭 모드 트랜지스터 T31의 게이트에서 수신되는 제어 신호 in1의 함수로 변화하는 전류이다.
제 1 스테이지 A의 단자(37)에 연결되는 제 2 스테이지 B는 제 1, 2 스위칭 모드 트랜지스터 T32와 T33에 의해 형성되는 스위칭 수단을 포함한다. 두 스위칭 모드 트랜지스터 T32와 T33은 가령 300MHz와 같은 제 1 중간 주파수 IF1의 위상 반대 제어 신호 in2와 in2b에 의해 게이트에서 제어된다. 트랜지스터 T32와 T33은 그 소스에 의해 제 1 스테이지 A의 단자(37)에 각각 연결되고, 이 트랜지스터 T32와 T33에 대한 분극 수단으로 작용하는 전류 소스(34)에 의해 그 드레인에서 전력을 공급받는다. 저항(5)이 두 트랜지스터 T32와 T33의 드레인 사이에 위치하는 것이 선호되며, 저항(5)은 전류-전압 컨버터의 역할을 한다.
두 전류 소스(34)에 의해 전달되는 전류는 본질적으로 동일하도록 선택된다. 제 1, 2 스위칭 모드 트랜지스터 T32와 T33의 제어 신호 in2와 in2b가 180도 위상차를 가지기 때문에, 상기 트랜지스터를 지나는 전류는 두 트랜지스터 중 하나나 나머지 하나에서 교대로 중단된다. 제 1 증폭 모드 트랜지스터 T31에 의해 단자(37)에서 수신된 평균 전류는 전류 소스(34)에 의해 운반되는 전류와 같다. 제 1 증폭 모드 트랜지스터 T31은 가변 트랜스컨덕턴스로 작용하며, 게이트에서 수신한 제어 신호 in1의 함수로 가변 전류를 변조 수단에 공급하게 한다. 믹서를 통과하는 전류를 변조하기 위한 이 변조 수단에서는 도 1의 최초 믹서의 전력 소모를 증가시키지 않으면서 제 2 믹서 기능을 얻을 수 있다.
변조 수단은 제 1 스테이지 A의 단자(38)에 위치하는 제 3 트랜스컨덕턴스 스테이지 C에 의해 형성되는 것이 선호된다. 제 3 트랜스컨덕턴스 스테이지 C는 제 2 중간 주파수 IF2의 제어 신호 in3에 의해 그 게이트에서 제어되는 제 2 증폭 모드 트랜지스터 T36을 포함한다. 제 3 스테이지 C의 두 단자, 즉, 제 2 증폭 모드 트랜지스터 T36의 소스와 드레인은 각각 제 1 스테이지 A의 기준 전위 VSS와 단자(38)에 연결된다.
도 4에 따른 믹서 구조를 이용하는 목적은, 이 유용한 신호를 회복시키기 위해 기지대역 주파수의 제 1 스테이지 A의 트랜지스터 T31의 게이트에서 수신되는, 유용한 신호를 내장한, 반송파 신호 in1의 RF 주파수를 낮추는 것이다.
단자(38)에서는, 공급되는 신호가 제 3 스테이지 C의 제어 신호 in3의 주파수(즉, 제 2 중간 주파수)와 동일한 주파수 IF2를 가진다. 제 1 믹서 기능은 트랜지스터 T31을 통해 제 1 스테이지 A에서 얻을 수 있고, 따라서, 제어 신호 in1의 단자(37)의 주파수를 변경할 수 있고, 특히 단자(37)의 주파수를 주파수 RF-IF2로 낮출 수 있다. 주파수 RF, IF, RF+IF2의 신호들이 단자(37)에도 또한 존재한다. 주파수 RF-IF2 주변의 통과 대역 필터링 수단(도시되지 않음)이 제 1 스테이지 A와 제 2 스테이지 B 사이에 제공되어, 유용한 신호를 원하는 낮은 주파수, 가령, 300MHz로 유지할 수 있다.
제 2 믹서 기능은 두 트랜지스터 T32와 T33를 이용하여 제 2 스테이지 B에서 달성되며, 단자(37)에서 수신된 유용한 신호의 주파수를 출력 단자 out와 outb에서 기지대역 주파수 RF-IF2-IF1으로 낮추게 한다. 출력 단자 out와 outb에서 얻은 신호들은 180도 위상차를 보인다. 가령, RF, IF2, IF1, RF+IF2+IF1처럼 여러 다른 주파수에서 여러 다른 신호들도 두 출력 단자에 존재한다. 유용한 기지대역 신호들만을 유지하기 위해 믹서의 출력에 저역통과 필터링 수단이 제공될 수 있다.
이 믹서 구조에서는 출력 단자 out와 outb에서 회복되는 신호들이 전류 신호이고, 이는 회복된 신호를 전압 신호로 변환하기 위해 전류-전압 컨버터가 한 출력에 위치하는 것이 선호되는 이유이다. 이 전류-전압 컨버터는 예를 들어 믹서의 두 출력 단자 out와 outb 사이에 저항(5)을 보탬으로서 이루어진다.
그럼에도 불구하고, 출력 단자에서 직접 전압 신호를 회복시킬 수 있고 심지어는 컨버전없이 회복되는 전류 신호를 이용하여 전압 신호를 회복시킬 수 있는, 발명에 따른 이중 컨버전 믹서를 생각할 수 있다.
도 5는 도 4에 따라 두 믹서를 이용하는 이중 컨버전 믹서의 도면이다.
도 2에 도시되는 수신기와 마찬가지로, 이 수신기는 높은 RF 주파수의 외부 신호를 수신하도록 조율되는 한개 이상의 안테나(41)를 포함한다. 국부 발진기(42)는 안테나(41)에 의해 수신되는 RF 신호보다 낮은 자연 주파수 IF2의 클럭 신호를 운반한다. 국부 발진기의 제 1 출력은 주파수 디바이더 수단(43)에 연결되고, 그래서, 국부 발진기(42)의 자연 주파수 IF2에 따라 중간 주파수 IF1(가령, 2배)에서 네-위상 신호(in2, in2b, in2q, in2qb)를 얻을 수 있게 하며, 그러면 국부 발진기의 자연 주파수 IF2는 중간 주파수 IF1보다 크다.
수신기는 발명에 따른 두 믹서(44, 45)를 또한 포함하며, 그래서, 기지대역 네-위상 신호 Iout, Ioutb, Qout, Qoutb를 그 출력에서 전달하게 한다.
제 1 믹서(44)는 국부 발진기(42)에 의해 전달되는 클럭 신호를 제 1 스테이지에 대한 제어 신호로 수신하고, 중간 주파수 IF1의 위상 반대 신호 in2와 in2b를 제 2 스테이지에 대한 제어 신호로 수신하며, 안테나에 의해 전달되는 RF 반송파 신호를 제 3 스테이지에 대한 제어 신호로 수신한다.
제 2 믹서는 국부 발진기에 의해 전달되는 클럭 신호를 제 1 스테이지에 대한 제어 신호로 수신하고, 중간 주파수 IF1의 위상 반대 신호 in2와 in2b에 대해 각각 90도 위상차를 보이는 위상 반대 신호 in2q와 in2qb를 제 2 스테이지에 대한 제어 신호로 수신하며, 안테나에 의해 전달되는 RF 반송파 신호를 제 3 스테이지에 대한 제어 신호로 수신한다.
도 4에 나타나는 바와 같이, 각각의 믹서는 단일 믹서의 전류 소모로 이중믹싱을 실행한다. 따라서, 수신기의 전류 소모가 크게 줄어든다.
발명에 따른 수신기는 모든 이동 전화 주파수 대역, 가령 1.8GHz에서 동작할 수 있고, 이때 국부 발진기의 주파수와 주파수 디바이더 수단의 스테이지 수가 적용되기만 하면 된다.

Claims (6)

  1. 믹서, 특히 이중 컨버전 수신기용의 믹서로서,
    상기 믹서는 고주파의 반송파 신호(in1)에 의해 제어되는 제 1 가변 트랜스컨덕턴스 스테이지(A)와, 상기 제 1 스테이지의 제 1 단자(37)에 연결되는 제 2 스테이지(B)를 포함하며,
    상기 제 1 스테이지(A)는 제 1 신호를 전달하는 제 1 단자(37)와 제 2 단자(38)를 포함하고,
    상기 제 2 스테이지(B)는 제 1 중간 주파수(IF1)의 제 1, 2 위상 반대 제어 신호(in2, in2b)에 의해 각각 제어되는 제 1, 2 스위칭 수단(T32, T33)을 병렬로 포함하며, 이때 상기 제 1, 2 스위칭 수단은 분극 수단(34)에 의해 공급되는 동일한 전류에 의해 전력을 공급받는, 이러한 믹서에서,
    제 2 중간 주파수(IF2)의 제 3 제어 신호(in3)를 이용하여 상기 제 1 스테이지(A)에 의해 전달되는 상기 제 1 신호를 변조하기 위한 변조 수단(36)이 상기 믹서에 추가로 포함되는 것을 특징으로 하는 믹서.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 변조 수단(36)이 제 1 스테이지(A)의 상기 제 2 단자(38)와 기준 전위에 각각 연결되는 제 1 단자(38)와 제 2 단자(Vss)를 포함하는 제 3 트랜스컨덕턴스 스테이지(C)를 포함하는 것을 특징으로 하는 믹서.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 제 1 스테이지의 가변 트랜스컨덕턴스가 제 1 증폭 모드 트랜지스터(T31)에 의해 형성되고, 상기 제 2 스테이지(B)의 상기 제 1, 2 스위칭 수단이 제 1, 2 스위칭 모드 트랜지스터에 의해 각각 형성되며, 상기 제 3 스테이지(C)의 트랜스컨덕턴스는 제 3 증폭 모드 트랜지스터에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 믹서.
  4. 제 1 항에서 3 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제 1 스테이지(A)의 상기 제 1, 2 단자(37, 38)에 전달되는 상기 제 1 신호의 주파수 부근에 대한 대역 통과 필터링 수단이 상기 믹서에 포함되고, 상기 대역 통과 필터링 수단은 상기 제 1, 2 스테이지 사이에 위치하며, 상기 제 2 스테이지(B)의 제 1 출력(out)에 연결되는 저역 통과 필터링 수단이 상기 믹서에 또한 포함되며, 상기 제 2 스테이지(B)의 상기 제 1 출력(out)과 제 2 출력(outb) 사이에 전류-전압 컨버터(35)가 위치하는 것을 특징으로 하는 믹서.
  5. 상기 항들 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제 1, 2 중간 주파수의 합계가 반송파 신호의 주파수와 같은 것을 특징으로 하는 믹서.
  6. 외부 고주파 신호(RF)를 수신하는 한개 이상의 안테나(41)와, 제 1 출력 및 제 2 출력을 지닌 국부 발진기(42)를 포함하는 이중 컨버전 수신기로서,
    상기 제 1 출력은 주파수 디바이더 수단(43)에 연결되어 제 1 중간주파수(IF1)의 네-위상 제어 신호(in2, in2b, in2q, in2qb)를 전달하고, 상기 제 2 출력은 제 2 중간 주파수(IF2)의 제 5 제어 신호(in3)를 공급하는, 이러한 이중 컨버전 수신기에서,
    상기 수신기는 상기 항들 중 한 항에 따른 제 1 믹서(44)와 제 2 믹서(45)를 추가로 포함하고,
    상기 제 1 믹서(44)는 제 1 스테이지(A)를 제어하기 위해 상기 외부 고주파 신호를 제어 신호로 수신하고, 제 2 스테이지(B)를 제어하기 위해 제 1 중간 주파수의 상기 네-위상 제어 신호 중 상기 제 1 신호(in2)와 제 2 신호(in2b)를 제어 신호로 수신하며, 제 3 스테이지(C)를 제어하기 위해 제 2 중간 주파수의 제 5 제어 신호(in3)를 제어 신호로 수신하며,
    상기 제 2 믹서(45)는 제 1 스테이지(A)를 제어하기 위해 상기 외부 고주파 신호를 제어 신호로 수신하고, 제 2 스테이지(B)를 제어하기 위해 제 1 중간 주파수의 상기 네-위상 제어 신호 중 상기 제 3 신호(in2q)와 제 4 신호(in2qb)를 제어 신호로 수신하며, 제 3 스테이지(C)를 제어하기 위해 제 2 중간 주파수의 제 5 제어 신호(in3)를 제어 신호로 수신하는 것을 특징으로 하는 이중 컨버전 수신기.
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