JP2003188649A - デュアルコンバージョン受信機のミクサー - Google Patents
デュアルコンバージョン受信機のミクサーInfo
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
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- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、ミクサーに関し、具体的には、デ
ュアルコンバージョン受信機に関する。 【解決手段】 ミクサーは、高周波キャリア信号により
制御され、且つ第１の信号を供給する第１の端子（３
７）及び第２の端子（３８）を含む第１の可変相互コン
ダクタンスステージ（Ａ）と、第１のステージの第１の
端子に接続された第２のステージ（Ｂ）とを含み、第２
のステージは、第１の中間周波数（ＩＦ１）の第１の逆
位相制御信号（ｉｎ２）及び第２の逆位相制御信号（ｉ
ｎ２ｂ）によりそれぞれ制御される並列に接続された第
１のスイッチング手段（Ｔ３２）及び第２のスイッチン
グ手段（Ｔ３３）を含み、これら第１及び第２のスイッ
チング手段は、分極手段（３４）により供給されるほぼ
等しい電流により給電されている。本発明によるミクサ
ーは、ミクサーが、第２の中間周波数（ＩＦ２）の第３
の制御信号（ｉｎ３）を使用して第１のステージにより
供給される第１の信号を変調する手段（Ｔ３６）を更に
含むことを特徴とする。
ュアルコンバージョン受信機に関する。 【解決手段】 ミクサーは、高周波キャリア信号により
制御され、且つ第１の信号を供給する第１の端子（３
７）及び第２の端子（３８）を含む第１の可変相互コン
ダクタンスステージ（Ａ）と、第１のステージの第１の
端子に接続された第２のステージ（Ｂ）とを含み、第２
のステージは、第１の中間周波数（ＩＦ１）の第１の逆
位相制御信号（ｉｎ２）及び第２の逆位相制御信号（ｉ
ｎ２ｂ）によりそれぞれ制御される並列に接続された第
１のスイッチング手段（Ｔ３２）及び第２のスイッチン
グ手段（Ｔ３３）を含み、これら第１及び第２のスイッ
チング手段は、分極手段（３４）により供給されるほぼ
等しい電流により給電されている。本発明によるミクサ
ーは、ミクサーが、第２の中間周波数（ＩＦ２）の第３
の制御信号（ｉｎ３）を使用して第１のステージにより
供給される第１の信号を変調する手段（Ｔ３６）を更に
含むことを特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、特にデュアルコン
バージョン受信機で使用するミクサー構成に関する。こ
の型式の受信機は移動電話で使用される。
バージョン受信機で使用するミクサー構成に関する。こ
の型式の受信機は移動電話で使用される。
【０００２】ミクサーは、高周波キャリア信号により制
御される第１の可変相互コンダクタンスステージと、こ
の第１のステージに接続され、第１の中間周波数の第１
及び第２の逆位相制御信号によりそれぞれ制御される並
列に接続された第１及び第２のスイッチング手段を含む
第２のステージとを含み、これら第１及び第２のスイッ
チング手段は、分極手段により供給されるほぼ等しい電
流により給電されている。
御される第１の可変相互コンダクタンスステージと、こ
の第１のステージに接続され、第１の中間周波数の第１
及び第２の逆位相制御信号によりそれぞれ制御される並
列に接続された第１及び第２のスイッチング手段を含む
第２のステージとを含み、これら第１及び第２のスイッ
チング手段は、分極手段により供給されるほぼ等しい電
流により給電されている。
【０００３】この型式のミクサー構成は、図１に示され
る先行技術により公知である。ミクサーは、増幅モード
で動作する第１のトランジスタＴ１を含む。このトラン
ジスタのソースはアースに接続され、ゲートは所定の周
波数の信号ｉｎ１により制御され、ドレインは第１のス
イッチングモードトランジスタＴ２及び第２のスイッチ
ングモードトランジスタＴ３のソースに接続されてい
る。増幅モードトランジスタの制御信号は、図示してい
ないアンテナによって受信される外部の高周波信号ＲＦ
でも、又は固有の周波数を有する局部発振器により直接
供給される信号であってもよい。第１のスイッチングモ
ードトランジスタＴ２及び第２のスイッチングモードト
ランジスタＴ３は、増幅モードで動作するトランジスタ
Ｔ１の制御信号の周波数よりも低い中間周波数ＩＦの逆
位相制御信号ｉｎ２及びｉｎ２ｂをゲートで受信する。
分極手段４は、スイッチングモードで動作するこれらの
トランジスタＴ２及びＴ３のために設けられ、それらの
ドレインに接続された電流源を構成する。
る先行技術により公知である。ミクサーは、増幅モード
で動作する第１のトランジスタＴ１を含む。このトラン
ジスタのソースはアースに接続され、ゲートは所定の周
波数の信号ｉｎ１により制御され、ドレインは第１のス
イッチングモードトランジスタＴ２及び第２のスイッチ
ングモードトランジスタＴ３のソースに接続されてい
る。増幅モードトランジスタの制御信号は、図示してい
ないアンテナによって受信される外部の高周波信号ＲＦ
でも、又は固有の周波数を有する局部発振器により直接
供給される信号であってもよい。第１のスイッチングモ
ードトランジスタＴ２及び第２のスイッチングモードト
ランジスタＴ３は、増幅モードで動作するトランジスタ
Ｔ１の制御信号の周波数よりも低い中間周波数ＩＦの逆
位相制御信号ｉｎ２及びｉｎ２ｂをゲートで受信する。
分極手段４は、スイッチングモードで動作するこれらの
トランジスタＴ２及びＴ３のために設けられ、それらの
ドレインに接続された電流源を構成する。
【０００４】スイッチングモードで動作する２つのトラ
ンジスタＴ２及びＴ３は、具体的には、増幅モードで動
作するトランジスタＴ１の制御信号の周波数を、その周
波数を低くするか或いは高くすることにより移相するこ
とができる。従って、周波数ＲＦ−ＩＦ及びＲＦ＋ＩＦ
の逆位相信号ｏｕｔ及びｏｕｔｂが、ミクサー出力、す
なわち、これら２つのトランジスタＴ２及びＴ３のドレ
インに現出する。出力における有効な信号は、電流信号
であるため、電流電圧コンバータとして機能する抵抗５
が、スイッチングモードで動作するトランジスタＴ２及
びＴ３のドレイン間に設けられる。
ンジスタＴ２及びＴ３は、具体的には、増幅モードで動
作するトランジスタＴ１の制御信号の周波数を、その周
波数を低くするか或いは高くすることにより移相するこ
とができる。従って、周波数ＲＦ−ＩＦ及びＲＦ＋ＩＦ
の逆位相信号ｏｕｔ及びｏｕｔｂが、ミクサー出力、す
なわち、これら２つのトランジスタＴ２及びＴ３のドレ
インに現出する。出力における有効な信号は、電流信号
であるため、電流電圧コンバータとして機能する抵抗５
が、スイッチングモードで動作するトランジスタＴ２及
びＴ３のドレイン間に設けられる。
【０００５】このようなミクサーは、ベースバンド周波
数で受信される信号ＲＦの高い周波数を低くするために
デュアルコンバージョン受信機で使用される。このよう
なミクサーを使用している受信機を図２に示す。受信機
は、所定の高いＲＦ周波数、例えば９００ＭＨｚの外部
信号を受信するように調整されたアンテナ１１を少なく
とも含む。局部発振器１２は、外部受信信号のＲＦ周波
数、例えば６００ＭＨｚよりも低い周波数ＬＯのクロッ
ク信号を供給する。局部発振器の第１の出力は、分周手
段１３に接続され、この分周手段によって４相位相信号
Ｉ、Ｉｂ、Ｑ、及びＱｂを中間周波数ＩＦ、例えば３０
０ＭＨｚで得ることができる。
数で受信される信号ＲＦの高い周波数を低くするために
デュアルコンバージョン受信機で使用される。このよう
なミクサーを使用している受信機を図２に示す。受信機
は、所定の高いＲＦ周波数、例えば９００ＭＨｚの外部
信号を受信するように調整されたアンテナ１１を少なく
とも含む。局部発振器１２は、外部受信信号のＲＦ周波
数、例えば６００ＭＨｚよりも低い周波数ＬＯのクロッ
ク信号を供給する。局部発振器の第１の出力は、分周手
段１３に接続され、この分周手段によって４相位相信号
Ｉ、Ｉｂ、Ｑ、及びＱｂを中間周波数ＩＦ、例えば３０
０ＭＨｚで得ることができる。
【０００６】第１のコンバージョンステージＥ１は、図
１で説明したような２つのミクサー１４及び１５で構成
され、外部受信信号のＲＦ周波数、例えば９００ＭＨｚ
に移相された４相位相信号Ｉｃ、Ｉｃｂ、Ｑｃ、Ｑｃｂ
を前記ステージＥ１の出力で得ることができる。
１で説明したような２つのミクサー１４及び１５で構成
され、外部受信信号のＲＦ周波数、例えば９００ＭＨｚ
に移相された４相位相信号Ｉｃ、Ｉｃｂ、Ｑｃ、Ｑｃｂ
を前記ステージＥ１の出力で得ることができる。
【０００７】第１のミクサー１４は、図１で説明した２
つのスイッチングモードトランジスタの制御信号とし
て、中間周波数ＩＦ（３００ＭＨｚ）の逆位相信号Ｉ及
びＩｂを受信し、同様に図１で説明した増幅モードトラ
ンジスタの制御信号として、局部発振器１２のクロック
信号（６００ＭＨｚ）を受信する。ミクサーの出力で得
られる信号Ｉｃ及びＩｃｂは、特に周波数ＬＯ＋ＩＦの
逆位相信号である。
つのスイッチングモードトランジスタの制御信号とし
て、中間周波数ＩＦ（３００ＭＨｚ）の逆位相信号Ｉ及
びＩｂを受信し、同様に図１で説明した増幅モードトラ
ンジスタの制御信号として、局部発振器１２のクロック
信号（６００ＭＨｚ）を受信する。ミクサーの出力で得
られる信号Ｉｃ及びＩｃｂは、特に周波数ＬＯ＋ＩＦの
逆位相信号である。
【０００８】第２のミクサー１５は、２つのスイッチン
グモードトランジスタの制御信号として、ミクサー１４
の制御信号Ｉ及びＩｂに対してそれぞれ直角位相にある
逆位相信号Ｑ及びＱｂを受信し、増幅モードトランジス
タの制御信号として、局部発振器１２のクロック信号を
受信する。
グモードトランジスタの制御信号として、ミクサー１４
の制御信号Ｉ及びＩｂに対してそれぞれ直角位相にある
逆位相信号Ｑ及びＱｂを受信し、増幅モードトランジス
タの制御信号として、局部発振器１２のクロック信号を
受信する。
【０００９】従って、２つのミクサー１４及び１５の出
力では、特に前記ＲＦ周波数だけでなく周波数ＩＦ、Ｌ
Ｏ、ＬＯ−ＩＦで４相位相信号Ｉｃ、Ｉｃｂ、Ｑｃ、Ｑ
ｃｂが得られる。
力では、特に前記ＲＦ周波数だけでなく周波数ＩＦ、Ｌ
Ｏ、ＬＯ−ＩＦで４相位相信号Ｉｃ、Ｉｃｂ、Ｑｃ、Ｑ
ｃｂが得られる。
【００１０】局部発振器１２のクロック信号の周波数Ｌ
Ｏ及び分周手段１３の出力信号の中間周波数ＩＦは、こ
れらの周波数の和ＬＯ＋ＩＦが外部受信信号のＲＦ周波
数と一致するように選定される点に留意することが重要
である。
Ｏ及び分周手段１３の出力信号の中間周波数ＩＦは、こ
れらの周波数の和ＬＯ＋ＩＦが外部受信信号のＲＦ周波
数と一致するように選定される点に留意することが重要
である。
【００１１】又、受信機は、図１で説明されているよう
な２つのミクサー１６及び１７で構成された第２の受信
及びコンバージョンステージＥ２を含む。
な２つのミクサー１６及び１７で構成された第２の受信
及びコンバージョンステージＥ２を含む。
【００１２】第３のミクサー１６は、２つのスイッチン
グモードトランジスタの制御信号として、ミクサー１４
の出力から供給される逆位相信号Ｉｃ及びＩｃｂを受信
し、増幅モードトランジスタの制御信号として、アンテ
ナ１１により受信される外部のＲＦ高周波信号を受信す
る。
グモードトランジスタの制御信号として、ミクサー１４
の出力から供給される逆位相信号Ｉｃ及びＩｃｂを受信
し、増幅モードトランジスタの制御信号として、アンテ
ナ１１により受信される外部のＲＦ高周波信号を受信す
る。
【００１３】第４のミクサー１７は、２つのスイッチン
グモードトランジスタの制御信号として、第３のミクサ
ー１６の制御信号Ｉｃ及びＩｃｂに対してそれぞれ直角
位相にあり、且つ第２のミクサー１５の出力から供給さ
れる逆位相信号Ｑｃ及びＱｃｂを受信し、増幅モードト
ランジスタの制御信号として、アンテナ１１により受信
される外部の高周波ＲＦ信号を受信する。
グモードトランジスタの制御信号として、第３のミクサ
ー１６の制御信号Ｉｃ及びＩｃｂに対してそれぞれ直角
位相にあり、且つ第２のミクサー１５の出力から供給さ
れる逆位相信号Ｑｃ及びＱｃｂを受信し、増幅モードト
ランジスタの制御信号として、アンテナ１１により受信
される外部の高周波ＲＦ信号を受信する。
【００１４】ベースバンド４相位相信号Ｉｏｕｔ、Ｉｏ
ｕｔｂ、Ｑｏｕｔ、Ｑｏｕｔｂは、第３及び第４のミク
サー１６及び１７のスイッチングモードトランジスタの
出力に供給される。
ｕｔｂ、Ｑｏｕｔ、Ｑｏｕｔｂは、第３及び第４のミク
サー１６及び１７のスイッチングモードトランジスタの
出力に供給される。
【００１５】又、異なる周波数、例えばＲＦ、ＩＦ、Ｌ
Ｏ、ＲＦ＋ＬＯ＋ＩＦ等、の信号が同様に出力から供給
される。
Ｏ、ＲＦ＋ＬＯ＋ＩＦ等、の信号が同様に出力から供給
される。
【００１６】このような受信機の主要な欠点は、ベース
バンド４相位相信号を得るために４つのミクサー１４、
１５、１６及び１７の使用が必要とされることである。
各々のミクサーは、スイッチングモードトランジスタを
分極する手段４を含む。通常、これらの分極手段は電流
源である。４つのミクサーの使用は必然的に８つの電流
源を有することになる。この型式の受信機は、主に移動
電話のような用途を目的とするので、電流消費量の低減
は基本的な課題である。図２に示す受信機は、過剰な電
流を消費し、その上集積回路上の著しい量のスペースを
占有する。
バンド４相位相信号を得るために４つのミクサー１４、
１５、１６及び１７の使用が必要とされることである。
各々のミクサーは、スイッチングモードトランジスタを
分極する手段４を含む。通常、これらの分極手段は電流
源である。４つのミクサーの使用は必然的に８つの電流
源を有することになる。この型式の受信機は、主に移動
電話のような用途を目的とするので、電流消費量の低減
は基本的な課題である。図２に示す受信機は、過剰な電
流を消費し、その上集積回路上の著しい量のスペースを
占有する。
【００１７】当業者により考えられた１つの解決方法
は、図１で説明したようなミクサー構成を異なる組み合
わせにして、３つのミクサーだけを使用するデュアルコ
ンバージョン受信機を得ることであった。そのような受
信機が、図３に示される。
は、図１で説明したようなミクサー構成を異なる組み合
わせにして、３つのミクサーだけを使用するデュアルコ
ンバージョン受信機を得ることであった。そのような受
信機が、図３に示される。
【００１８】図２に示す受信機と同様に、この受信機
は、所定の高いＲＦ周波数の外部信号を受信するように
調整された少なくとも１つのアンテナ２１を含む。局部
発振器２２は、アンテナ２１により受信される信号のＲ
Ｆ周波数よりも低い周波数ＬＯのクロック信号を供給す
る。局部発振器２２の第１の出力は、分周手段２３に接
続され、該分周手段によって、中間周波数ＩＦの４相位
相信号Ｉ、Ｉｂ、Ｑ、Ｑｂを得ることができる。
は、所定の高いＲＦ周波数の外部信号を受信するように
調整された少なくとも１つのアンテナ２１を含む。局部
発振器２２は、アンテナ２１により受信される信号のＲ
Ｆ周波数よりも低い周波数ＬＯのクロック信号を供給す
る。局部発振器２２の第１の出力は、分周手段２３に接
続され、該分周手段によって、中間周波数ＩＦの４相位
相信号Ｉ、Ｉｂ、Ｑ、Ｑｂを得ることができる。
【００１９】第１のミクサー２４は、アンテナ２１によ
り受信される外部の高周波ＲＦ信号の周波数を中間周波
数ＩＦまで低下させることができる。これを行うため
に、ミクサー２４は、図１で説明した２つのスイッチン
グモードトランジスタの制御信号として、局部発振器２
２の周波数ＬＯの逆位相信号Ｉｌｏ及びＩｌｏｂを受信
し、同様に図１で説明した増幅モードトランジスタの制
御信号として、アンテナ２１により受信される高周波Ｒ
Ｆの外部信号を受信する。
り受信される外部の高周波ＲＦ信号の周波数を中間周波
数ＩＦまで低下させることができる。これを行うため
に、ミクサー２４は、図１で説明した２つのスイッチン
グモードトランジスタの制御信号として、局部発振器２
２の周波数ＬＯの逆位相信号Ｉｌｏ及びＩｌｏｂを受信
し、同様に図１で説明した増幅モードトランジスタの制
御信号として、アンテナ２１により受信される高周波Ｒ
Ｆの外部信号を受信する。
【００２０】特に中間周波数ＩＦに移相された信号Ｉｃ
及びＩｃｂは、第１のミクサー２４のスイッチングモー
ドトランジスタの出力に給される。
及びＩｃｂは、第１のミクサー２４のスイッチングモー
ドトランジスタの出力に給される。
【００２１】第２のミクサー２５及び第３のミクサー２
６は、ベースバンド４相位相信号Ｉｏｕｔ、Ｉｏｕｔ
ｂ、Ｑｏｕｔ、Ｑｏｕｔｂを得るために、第１のミクサ
ー２４の出力で得られた信号Ｉｃの周波数ＩＦを低下さ
せることができる。
６は、ベースバンド４相位相信号Ｉｏｕｔ、Ｉｏｕｔ
ｂ、Ｑｏｕｔ、Ｑｏｕｔｂを得るために、第１のミクサ
ー２４の出力で得られた信号Ｉｃの周波数ＩＦを低下さ
せることができる。
【００２２】第２のミクサー２５は、２つのスイッチン
グモードトランジスタの制御信号として、分周手段２３
の出力として供給される中間周波数ＩＦの逆位相信号Ｉ
及びＩｂを受信し、増幅モードトランジスタの制御信号
として、第１のミクサー２４の出力から供給される中間
周波数ＩＦの信号Ｉｃを受信する。
グモードトランジスタの制御信号として、分周手段２３
の出力として供給される中間周波数ＩＦの逆位相信号Ｉ
及びＩｂを受信し、増幅モードトランジスタの制御信号
として、第１のミクサー２４の出力から供給される中間
周波数ＩＦの信号Ｉｃを受信する。
【００２３】第３のミクサー２６は、２つのスイッチン
グモードトランジスタの制御信号として、第２のミクサ
ー２５の制御信号Ｉ及びＩｂに対してそれぞれ直角位相
にあり、分周手段２３の出力から供給される逆位相信号
Ｑ及びＱｂを受信し、増幅モードトランジスタの制御信
号として、第１のミクサー２４の出力から供給される中
間周波数ＩＦの信号Ｉｃを受信する。
グモードトランジスタの制御信号として、第２のミクサ
ー２５の制御信号Ｉ及びＩｂに対してそれぞれ直角位相
にあり、分周手段２３の出力から供給される逆位相信号
Ｑ及びＱｂを受信し、増幅モードトランジスタの制御信
号として、第１のミクサー２４の出力から供給される中
間周波数ＩＦの信号Ｉｃを受信する。
【００２４】受信機の出力から供給される信号は、ベー
スバンド４相位相信号Ｉｏｕｔ、Ｉｏｕｔｂ、Ｑｏｕ
ｔ、Ｑｏｕｔｂである。
スバンド４相位相信号Ｉｏｕｔ、Ｉｏｕｔｂ、Ｑｏｕ
ｔ、Ｑｏｕｔｂである。
【００２５】この解決方法による受信機もまた、電流消
費量が非常に多く、且つ集積回路上の多大なスペースを
占有する。３つのミクサーが依然として必要であり、２
つのミクサー２５、２６の制御信号は、同一のミクサー
２４により供給されるため、ミクサー２４の電流消費量
は、単一の従来型ミクサーの標準消費量よりも多い。
費量が非常に多く、且つ集積回路上の多大なスペースを
占有する。３つのミクサーが依然として必要であり、２
つのミクサー２５、２６の制御信号は、同一のミクサー
２４により供給されるため、ミクサー２４の電流消費量
は、単一の従来型ミクサーの標準消費量よりも多い。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】前述の先行技術の欠点
を克服するために、本発明は、デュアルコンバージョン
機能が、非常に少ない電力消費量で得られることを可能
にするミクサー構成に関することを特徴とする。
を克服するために、本発明は、デュアルコンバージョン
機能が、非常に少ない電力消費量で得られることを可能
にするミクサー構成に関することを特徴とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】従って、本発明は、デュ
アルコンバージョン受信機のミクサーに関し、そのミク
サーが、第２の中間周波数の第３の制御信号を用いて、
第１のステージによって供給される第１の信号を変調す
る手段を更に含むことを特徴とする。
アルコンバージョン受信機のミクサーに関し、そのミク
サーが、第２の中間周波数の第３の制御信号を用いて、
第１のステージによって供給される第１の信号を変調す
る手段を更に含むことを特徴とする。
【００２８】本発明はまた、本発明による２つのミクサ
ーを使用するデュアルコンバージョン受信機に関する。
ーを使用するデュアルコンバージョン受信機に関する。
【００２９】
【発明の実施の形態】添付図面により示される、実施例
としてのみ開示される実施形態によって、本発明を詳細
に説明する。
としてのみ開示される実施形態によって、本発明を詳細
に説明する。
【００３０】図４に示す本発明のミクサー構成は、図１
に説明したのと同様の第１及び第２のステージを含む。
に説明したのと同様の第１及び第２のステージを含む。
【００３１】第１の可変相互コンダクタンスステージＡ
は、増幅モードで動作する第１のトランジスタＴ３１で
構成することができる。このトランジスタは、図示して
いないアンテナにより受信される、例えば９００ＭＨｚ
の高周波ＲＦ制御信号ｉｎ１によってゲートで制御され
る。このトランジスタのドレインとソースは、有効な信
号を供給する２つの端子、それぞれ３７及び３８を構成
する。この具体的なミクサー構成において、この有効な
信号は、第１の増幅モードトランジスタＴ３１のゲート
で受信される制御信号ｉｎ１の関数として変化する電流
である。
は、増幅モードで動作する第１のトランジスタＴ３１で
構成することができる。このトランジスタは、図示して
いないアンテナにより受信される、例えば９００ＭＨｚ
の高周波ＲＦ制御信号ｉｎ１によってゲートで制御され
る。このトランジスタのドレインとソースは、有効な信
号を供給する２つの端子、それぞれ３７及び３８を構成
する。この具体的なミクサー構成において、この有効な
信号は、第１の増幅モードトランジスタＴ３１のゲート
で受信される制御信号ｉｎ１の関数として変化する電流
である。
【００３２】第１のステージＡの端子３７に接続された
第２のステージＢは、第１のスイッチングモードトラン
ジスタＴ３２及び第２のスイッチングモードトランジス
タＴ３３で構成されるスイッチング手段を含む。これら
第１及び第２のスイッチングモードトランジスタＴ３２
及びＴ３３はゲートにそれぞれ逆位相制御信号ｉｎ２及
びｉｎ２ｂが加えられて制御される。これらの制御信号
は例えば３００ＭＨｚの第１の中間周波数ＩＦ１であ
る。トランジスタＴ３２及びＴ３３は、それらのソース
で第１のステージＡの端子３７にそれぞれ接続されてお
り、これらのトランジスタＴ３２及びＴ３３の分極手段
として機能する電流源３４によりそれらのドレインにそ
れぞれ給電される。抵抗３５をこれらの２つのトランジ
スタＴ３２及びＴ３３のドレイン間に配置して、抵抗３
５を電流電圧コンバータとして機能させるのが好まし
い。
第２のステージＢは、第１のスイッチングモードトラン
ジスタＴ３２及び第２のスイッチングモードトランジス
タＴ３３で構成されるスイッチング手段を含む。これら
第１及び第２のスイッチングモードトランジスタＴ３２
及びＴ３３はゲートにそれぞれ逆位相制御信号ｉｎ２及
びｉｎ２ｂが加えられて制御される。これらの制御信号
は例えば３００ＭＨｚの第１の中間周波数ＩＦ１であ
る。トランジスタＴ３２及びＴ３３は、それらのソース
で第１のステージＡの端子３７にそれぞれ接続されてお
り、これらのトランジスタＴ３２及びＴ３３の分極手段
として機能する電流源３４によりそれらのドレインにそ
れぞれ給電される。抵抗３５をこれらの２つのトランジ
スタＴ３２及びＴ３３のドレイン間に配置して、抵抗３
５を電流電圧コンバータとして機能させるのが好まし
い。
【００３３】２つの電流源３４により供給される電流は
ほぼ同一になるように選定される。第１及び第２のスイ
ッチングモードトランジスタＴ３２及びＴ３３の制御信
号ｉｎ２及びｉｎ２ｂは逆位相状態にあるため、両トラ
ンジスタを通過する電流は、２つのトランジスタのどち
らか一方で交互に遮断される。第１の増幅モードトラン
ジスタＴ３１が端子３７で受ける平均電流は、電流源３
４により供給される平均電流とほぼ同じである。第１の
増幅モードトランジスタＴ３１は、可変相互コンダクタ
ンスのように動作し、且つ可変電流を、ゲートで受信す
る制御信号ｉｎ１の関数として変調手段へ供給すること
ができる。ミクサーの通過電流を変調するこれらの手段
によって、図１の当初のミクサーに比べ電力消費量を増
加させることなく第２のミクサー機能を達成することが
できる。
ほぼ同一になるように選定される。第１及び第２のスイ
ッチングモードトランジスタＴ３２及びＴ３３の制御信
号ｉｎ２及びｉｎ２ｂは逆位相状態にあるため、両トラ
ンジスタを通過する電流は、２つのトランジスタのどち
らか一方で交互に遮断される。第１の増幅モードトラン
ジスタＴ３１が端子３７で受ける平均電流は、電流源３
４により供給される平均電流とほぼ同じである。第１の
増幅モードトランジスタＴ３１は、可変相互コンダクタ
ンスのように動作し、且つ可変電流を、ゲートで受信す
る制御信号ｉｎ１の関数として変調手段へ供給すること
ができる。ミクサーの通過電流を変調するこれらの手段
によって、図１の当初のミクサーに比べ電力消費量を増
加させることなく第２のミクサー機能を達成することが
できる。
【００３４】この変調手段は、第１のステージＡの端子
３８に配置された第３の相互コンダクタンスステージＣ
で構成されるのが好ましい。この第３の相互コンダクタ
ンスステージＣは、第２の中間周波数ＩＦ２の制御信号
ｉｎ３がゲートに加えられて制御される第２の増幅モー
ドトランジスタＴ３６を含む。この第３のステージＣの
２つの端子、すなわち第２の増幅モードトランジスタＴ
３６のソース及びドレインは、それぞれ基準電位Ｖｓｓ
と第１のステージＡの端子３８とに接続されている。
３８に配置された第３の相互コンダクタンスステージＣ
で構成されるのが好ましい。この第３の相互コンダクタ
ンスステージＣは、第２の中間周波数ＩＦ２の制御信号
ｉｎ３がゲートに加えられて制御される第２の増幅モー
ドトランジスタＴ３６を含む。この第３のステージＣの
２つの端子、すなわち第２の増幅モードトランジスタＴ
３６のソース及びドレインは、それぞれ基準電位Ｖｓｓ
と第１のステージＡの端子３８とに接続されている。
【００３５】図４のようなミクサー構成を使用する目的
は、有効な信号を含み、この有効な信号を再生可能にす
るためにベースバンド周波数で第１のステージＡのトラ
ンジスタＴ３１のゲートから受信される、キャリア信号
ｉｎ１のＲＦ周波数を低下させることにある。
は、有効な信号を含み、この有効な信号を再生可能にす
るためにベースバンド周波数で第１のステージＡのトラ
ンジスタＴ３１のゲートから受信される、キャリア信号
ｉｎ１のＲＦ周波数を低下させることにある。
【００３６】端子３８に供給される信号は、第３のステ
ージＣの制御信号ｉｎ３の周波数と同じ周波数ＩＦ２、
すなわち第２の中間周波数をもつ。第１のミクサー機能
は、トランジスタＴ３１によって第１のステージＡで達
成され、制御信号ｉｎ１の周波数を移相し、具体的に
は、端子３７において周波数ＲＦ−ＩＦ２まで低下させ
る。又、周波数ＲＦ、ＩＦ２、ＲＦ＋ＩＦ２の信号が端
子３７に現出する。周波数ＲＦ−ＩＦ２近傍の帯域通過
フィルタ手段を、図示しないが、例えば３００ＭＨｚの
ような所望の低い周波数の有効な信号だけを残すため
に、第１のステージＡと第２のステージＢとの間に備え
ることができる。
ージＣの制御信号ｉｎ３の周波数と同じ周波数ＩＦ２、
すなわち第２の中間周波数をもつ。第１のミクサー機能
は、トランジスタＴ３１によって第１のステージＡで達
成され、制御信号ｉｎ１の周波数を移相し、具体的に
は、端子３７において周波数ＲＦ−ＩＦ２まで低下させ
る。又、周波数ＲＦ、ＩＦ２、ＲＦ＋ＩＦ２の信号が端
子３７に現出する。周波数ＲＦ−ＩＦ２近傍の帯域通過
フィルタ手段を、図示しないが、例えば３００ＭＨｚの
ような所望の低い周波数の有効な信号だけを残すため
に、第１のステージＡと第２のステージＢとの間に備え
ることができる。
【００３７】第２のミクサー機能は２つのトランジスタ
Ｔ３２及びＴ３３を用いた第２のステージＢで達成され
る。２つのトランジスタＴ３２及びＴ３３は、端子３７
で受信する有効な信号の周波数を出力端子ｏｕｔ及びｏ
ｕｔｂでのベースバンド周波数ＲＦ−ＩＦ２−ＩＦ１ま
で低下させることができる。これらの出力端子ｏｕｔ及
びｏｕｔｂで得られる信号は逆位相状態にある。又、他
の異なる周波数の信号、例えばＲＦ、ＩＦ２、ＩＦ１、
ＲＦ＋ＩＦ２＋ＩＦ１が、これらの２つの出力端子に現
出する。低域通過フィルタ手段を、図示しないが、有効
なベースバンド信号だけを残すためにミクサーの出力に
備えることができる。
Ｔ３２及びＴ３３を用いた第２のステージＢで達成され
る。２つのトランジスタＴ３２及びＴ３３は、端子３７
で受信する有効な信号の周波数を出力端子ｏｕｔ及びｏ
ｕｔｂでのベースバンド周波数ＲＦ−ＩＦ２−ＩＦ１ま
で低下させることができる。これらの出力端子ｏｕｔ及
びｏｕｔｂで得られる信号は逆位相状態にある。又、他
の異なる周波数の信号、例えばＲＦ、ＩＦ２、ＩＦ１、
ＲＦ＋ＩＦ２＋ＩＦ１が、これらの２つの出力端子に現
出する。低域通過フィルタ手段を、図示しないが、有効
なベースバンド信号だけを残すためにミクサーの出力に
備えることができる。
【００３８】このミクサー構成の例において、出力端子
ｏｕｔ及びｏｕｔｂに再生される信号は電流信号であ
る。これが、再生信号を電圧信号へ変換するために好ま
しくは一方の出力に電流電圧コンバータが配置される理
由である。電流電圧コンバータは、例えばミクサーの２
つの出力端子ｏｕｔ及びｏｕｔｂの間に抵抗３５が付加
されることにより実現される。
ｏｕｔ及びｏｕｔｂに再生される信号は電流信号であ
る。これが、再生信号を電圧信号へ変換するために好ま
しくは一方の出力に電流電圧コンバータが配置される理
由である。電流電圧コンバータは、例えばミクサーの２
つの出力端子ｏｕｔ及びｏｕｔｂの間に抵抗３５が付加
されることにより実現される。
【００３９】それでもなお、電圧信号を出力端子で直接
再生可能とするか、又は変換せずに再生された電流信号
をそのまま使用する、本発明によるデュアルコンバージ
ョンミクサーを構想することができる。
再生可能とするか、又は変換せずに再生された電流信号
をそのまま使用する、本発明によるデュアルコンバージ
ョンミクサーを構想することができる。
【００４０】図５は、図４の２つのミクサーを用いるデ
ュアルコンバージョンミクサーを示している。
ュアルコンバージョンミクサーを示している。
【００４１】図２に示す受信機と同様に、この受信機
は、所定の高いＲＦ周波数で外部信号を受信するように
調整された少なくとも１つのアンテナ４１を含む。局部
発振器４２は、アンテナ４１により受信されるＲＦ信号
よりも低い固有周波数ＩＦ２のクロック信号を供給す
る。局部発振器の第１の出力は、分周手段４３に接続さ
れる。分周手段４３は、４相位相信号（ｉｎ２、ｉｎ２
ｂ、ｉｎ２ｑ、及びｉｎ２ｑｂ）を局部発振器４２の固
有周波数ＩＦ２に依存する中間周波数ＩＦ１で得ること
ができる。この場合、例えば比率２であれば、局部発振
器の固有周波数ＩＦ２は中間周波数ＩＦ１よりも２倍高
い周波数となる。
は、所定の高いＲＦ周波数で外部信号を受信するように
調整された少なくとも１つのアンテナ４１を含む。局部
発振器４２は、アンテナ４１により受信されるＲＦ信号
よりも低い固有周波数ＩＦ２のクロック信号を供給す
る。局部発振器の第１の出力は、分周手段４３に接続さ
れる。分周手段４３は、４相位相信号（ｉｎ２、ｉｎ２
ｂ、ｉｎ２ｑ、及びｉｎ２ｑｂ）を局部発振器４２の固
有周波数ＩＦ２に依存する中間周波数ＩＦ１で得ること
ができる。この場合、例えば比率２であれば、局部発振
器の固有周波数ＩＦ２は中間周波数ＩＦ１よりも２倍高
い周波数となる。
【００４２】又、受信機は、本発明による２つのミクサ
ー４４及び４５を含み、それらミクサーは、ベースバン
ド４相位相信号ｌｏｕｔ、ｌｏｕｔｂ、Ｑｏｕｔ、Ｑｏ
ｕｔｂをそれらの出力で供給することができる。
ー４４及び４５を含み、それらミクサーは、ベースバン
ド４相位相信号ｌｏｕｔ、ｌｏｕｔｂ、Ｑｏｕｔ、Ｑｏ
ｕｔｂをそれらの出力で供給することができる。
【００４３】第１のミクサー４４は、第１のステージの
制御信号として局部発振器４２により供給されるクロッ
ク信号を、第２のステージの制御信号として中間周波数
ＩＦ１の逆位相信号ｉｎ２及びｉｎ２ｂを、第３のステ
ージの制御信号としてアンテナにより供給されるＲＦキ
ャリア信号を受信する。
制御信号として局部発振器４２により供給されるクロッ
ク信号を、第２のステージの制御信号として中間周波数
ＩＦ１の逆位相信号ｉｎ２及びｉｎ２ｂを、第３のステ
ージの制御信号としてアンテナにより供給されるＲＦキ
ャリア信号を受信する。
【００４４】第２のミクサーは、第１のステージの制御
信号として局部発振器４２により供給されるクロック信
号を、第２のステージの制御信号として信号ｉｎ２及び
ｉｎ２ｂに対してそれぞれ直角位相にある中間周波数Ｉ
Ｆ１の逆位相信号ｉｎ２ｑ及びｉｎ２ｑｂを、第３のス
テージの制御信号としてアンテナにより供給されるＲＦ
キャリア信号を受信する。
信号として局部発振器４２により供給されるクロック信
号を、第２のステージの制御信号として信号ｉｎ２及び
ｉｎ２ｂに対してそれぞれ直角位相にある中間周波数Ｉ
Ｆ１の逆位相信号ｉｎ２ｑ及びｉｎ２ｑｂを、第３のス
テージの制御信号としてアンテナにより供給されるＲＦ
キャリア信号を受信する。
【００４５】図４で説明したように、各々のミクサー
は、単一ミクサーの電流消費量でデュアルミクサーとし
て機能する。従って、受信機の電流消費量は多大に低減
される。
は、単一ミクサーの電流消費量でデュアルミクサーとし
て機能する。従って、受信機の電流消費量は多大に低減
される。
【００４６】本発明による受信機は、局部発振器の周波
数及び分周手段のステージの数が与えられるだけで、例
えば１.８ＧＨｚなどの全てのモバイル電話周波数帯域
で作動することが可能である。
数及び分周手段のステージの数が与えられるだけで、例
えば１.８ＧＨｚなどの全てのモバイル電話周波数帯域
で作動することが可能である。
【００４７】説明は実施例としてのみなされたものであ
ること、及び、特にデュアルコンバージョン受信機の他
の実施形態が、本発明の主題を構成することができるこ
とは明らかである。
ること、及び、特にデュアルコンバージョン受信機の他
の実施形態が、本発明の主題を構成することができるこ
とは明らかである。
【図１】前述した先行技術によるミクサー構成を示す図
である。
である。
【図２】前述した先行技術によるデュアルコンバージョ
ン受信機を示す図である。
ン受信機を示す図である。
【図３】前述した別のデュアルコンバージョン受信機を
示す図である。
示す図である。
【図４】本発明によるミクサー構成を示す図である。
【図５】本発明によるデュアルコンバージョン受信機を
示す図である。
示す図である。
【符号の説明】
３４ 分極手段（電流源）
Ｔ３１ 第１の増幅モードトランジスタ
Ｔ３２ 第１のスイッチングモードトランジスタ
Ｔ３３ 第２のスイッチングモードトランジスタ
３５ 抵抗
Ｔ３６ 第２の増幅モードトランジスタ
Claims (6)
- 【請求項１】 特にデュアルコンバージョン受信機のミ
クサーであって、該ミクサーは、 高周波キャリア信号（ｉｎ１）により制御され、且つ第
１の信号を供給する第１の端子（３７）及び第２の端子
（３８）を含む第１の可変相互コンダクタンスステージ
（Ａ）と、 前記第１のステージの第１の端子に接続された第２のス
テージ（Ｂ）と、を含み、 該第２のステージは、第１の中間周波数（ＩＦ１）の第
１の逆位相制御信号（ｉｎ２）及び第２の逆位相制御信
号（ｉｎ２ｂ）によりそれぞれ制御される並列に接続さ
れた第１のスイッチング手段（Ｔ３２）と第２のスイッ
チング手段（Ｔ３３）を含み、該第１及び第２のスイッ
チング手段は、分極手段（３４）により供給されるほぼ
等しい電流により給電されており、 さらに、第２の中間周波数（ＩＦ２）の第３の制御信号
（ｉｎ３）を使用して、前記第１のステージにより供給
される前記第１の信号を変調する手段（３６）を含むこ
とを特徴とするミクサー。 - 【請求項２】 前記変調手段は、前記第１のステージの
第２の端子及び基準電位にそれぞれ接続された第１の端
子（３８）及び第２の端子（Ｖｓｓ）を含む第３の相互
コンダクタンスステージ（Ｃ）を含むことを特徴とする
請求項１に記載のミクサー。 - 【請求項３】 前記第１のステージの可変相互コンダク
タンスは、第１の増幅モードトランジスタ（Ｔ３１）に
より構成され、前記第２のステージの第１及び第２のス
イッチング手段は、それぞれ第１及び第２のスイッチン
グモードトランジスタにより構成され、前記第３のステ
ージの相互コンダクタンスは、第２の増幅モードトラン
ジスタにより構成されていることを特徴とする請求項２
に記載のミクサー。 - 【請求項４】 前記ミクサーは、前記第１及び第２のス
テージ間に配置された、前記第１のステージの第１及び
第２の端子に供給される前記第１の信号の周波数近傍の
帯域通過フィルタ手段と、 少なくとも、前記第２のステージの第１の出力（ｏｕ
ｔ）、及び前記第２のステージの前記第１の出力と第２
の出力（ｏｕｔｂ）との間に配置された電流電圧コンバ
ータ（３５）に接続された低域通過フィルタ手段と、を
更に含むことを特徴とする請求項１から請求項３のいず
れか１項に記載のミクサー。 - 【請求項５】 前記第１と第２の中間周波数の和が、前
記キャリア信号の周波数に等しいことを特徴とする前記
各請求項のいずれか１項に記載のミクサー。 - 【請求項６】 デュアルコンバージョン受信機であっ
て、 外部の高周波信号（ＲＦ）を受信する少なくとも１つの
アンテナ（４１）と、 第１の中間周波数（ＩＦ１）の第１の４相位相制御信号
（ｉｎ２）、第２の４相位相制御信号（ｉｎ２ｂ）、第
３の４相位相制御信号（ｉｎ２ｑ）、及び第４の４相位
相制御信号（ｉｎ２ｑｂ）を供給する分周手段（４３）
に接続された第１の出力と、第２の中間周波数（ＩＦ
２）の第５の制御信号（ｉｎ３）を供給する第２の出力
とを有する局部発振器（４２）と、を含み、 該受信機は、上記各請求項のいずれか１項による第１の
ミクサー（４４）及び第２のミクサー（４５）を更に含
み、 前記第１のミクサー（４４）は、制御信号として、第１
のステージ（Ａ）を制御するために前記外部の高周波信
号を受信し、第２のステージ（Ｂ）を制御するために前
記第１の中間周波数の前記第１の４相位相制御信号（ｉ
ｎ２）及び第２の４相位相制御信号（ｉｎ２ｂ）を受信
し、第３のステージ（Ｃ）を制御するために前記第２の
中間周波数の前記第５の制御信号（ｉｎ３）を受信し、 前記第２のミクサー（４５）は、制御信号として、第１
のステージを制御するために前記外部の高周波信号を受
信し、第２のステージを制御するために前記第１の中間
周波数の前記第３の４相位相制御信号（ｉｎ２ｑ）及び
第４の４相位相制御信号（ｉｎ２ｑｂ）を受信し、第３
のステージを制御するために前記第２の中間周波数の前
記第５の制御信号を受信する、ことを特徴とする受信
機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CH01939/01A CH698390B1 (fr) | 2001-10-22 | 2001-10-22 | Mélangeur, notamment pour récepteur à double conversion. |
| CH1939/01 | 2001-10-22 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003188649A true JP2003188649A (ja) | 2003-07-04 |
| JP4347555B2 JP4347555B2 (ja) | 2009-10-21 |
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ID=4566845
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002303884A Expired - Fee Related JP4347555B2 (ja) | 2001-10-22 | 2002-10-18 | デュアルコンバージョン受信機のミクサー |
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|---|---|
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| JP (1) | JP4347555B2 (ja) |
| KR (1) | KR100892020B1 (ja) |
| CN (1) | CN1265665C (ja) |
| CA (1) | CA2406780A1 (ja) |
| CH (1) | CH698390B1 (ja) |
| HK (1) | HK1055526A1 (ja) |
| TW (1) | TW587364B (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2010531628A (ja) * | 2007-06-26 | 2010-09-24 | メディアテック インコーポレイテッド | 同相／直交位相（ｉ／ｑ）変調器のｌｏ２ｌｏアップコンバータ |
| JP2010532643A (ja) * | 2007-06-26 | 2010-10-07 | メディアテック インコーポレイテッド | パッシブミキサとパッシブミキサを用いた高ｑｒｆフィルタ |
| WO2012014307A1 (ja) * | 2010-07-29 | 2012-02-02 | 富士通株式会社 | 信号生成回路及びそれを有する無線送受信装置 |
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| US7398073B2 (en) * | 2005-09-06 | 2008-07-08 | Skyworks Solutions, Inc. | Low noise mixer |
| US8095103B2 (en) * | 2008-08-01 | 2012-01-10 | Qualcomm Incorporated | Upconverter and downconverter with switched transconductance and LO masking |
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| US5982457A (en) * | 1997-01-07 | 1999-11-09 | Samsung Electronics, Co. Ltd. | Radio receiver detecting digital and analog television radio-frequency signals with single first detector |
| US6061096A (en) * | 1997-03-19 | 2000-05-09 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Digital-and-analog-TV-signal receivers, each with single first detector and shared high-band I-F amplification |
| KR19990024433A (ko) * | 1997-09-02 | 1999-04-06 | 윤종용 | 믹서회로 |
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| US6509796B2 (en) * | 2000-02-15 | 2003-01-21 | Broadcom Corporation | Variable transconductance variable gain amplifier utilizing a degenerated differential pair |
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-
2002
- 2002-09-30 US US10/259,324 patent/US6907236B2/en not_active Expired - Lifetime
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-
2003
- 2003-10-22 HK HK03107642A patent/HK1055526A1/xx not_active IP Right Cessation
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