JP2007180634A - 直交ミキサ回路およびｒｆ通信用半導体集積回路 - Google Patents

直交ミキサ回路およびｒｆ通信用半導体集積回路 Download PDF

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Abstract

【課題】消費電流を抑えつつ、２次歪のバラツキも抑えることができる直交ミキサ回路およびＲＦ通信用半導体集積回路を提供する。
【解決手段】直交ミキサ回路において、トランジスタＱＩ３〜６とトランジスタＱＱ３〜６のベースに入力する９０度異なるローカル信号は、振幅が大きくても、抵抗ＲＩ３，４、抵抗ＲＱ３，４、容量Ｃ１，２により干渉を抑圧されると共に、容量Ｃ１，２により直流バイアスの変化が生ずることはないので、２次歪のバラツキを抑圧することができる。さらに、容量Ｃ１，２は、トランジスタＱＩ１，２、抵抗Ｒ５よりなる差動回路と、トランジスタＱＱ１，２、抵抗Ｒ５よりなる差動回路の電流出力を合成するので、消費電流も削減できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ミキサ回路に関係しており、特に信号を、周波数が等しく位相の９０度異なる２つのローカル信号を用いて周波数変換する直交ミキサ回路およびＲＦ通信用半導体集積回路に関するものである。
従来、無線信号処理回路は、各機能ブロック（信号を増幅する増幅器、信号の周波数を変換するミキサ、信号の所望の帯域のみ通過させるフィルタなど）ごとに個別部品を用いて構成していた。これが近年の半導体技術の向上により、無線信号処理回路を構成する機能ブロックを複数、１つの半導体チップへ内蔵することが可能となってきた。１つ或いは数個の半導体チップへ内蔵された無線信号処理回路はアンテナから受信した高周波信号を、高い品質（低雑音、所望以外の帯域の信号を抑圧など）でより低い周波数帯の信号に変換する。
無線信号処理回路を低コストで実現するためには、より多くの無線信号処理回路を構成する機能ブロックを１つの半導体チップへ内蔵する必要がある。この目的に対する障害の一つが所望以外の帯域の信号を抑圧するフィルタ回路の半導体チップへの内蔵化である。一般に、このフィルタ回路は、ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）フィルタ、誘電体フィルタなどが用いられる。これにより所望以外の帯域に存在する信号を抑圧するのであるが、ＳＡＷフィルタや誘電体フィルタの半導体チップ内蔵化はできない。
一般に、個別部品での無線信号処理回路はスーパーヘテロダイン方式と呼ばれる構成で、ＳＡＷフィルタや誘電体フィルタを必要とする（スーパーヘテロダイン方式に関しては、例えば、非特許文献１参照）が、ＳＡＷフィルタや誘電体フィルタは半導体チップへ内蔵することはできないので、半導体で製造する無線信号処理回路をスーパーヘテロダイン方式で構成すると半導体チップ外部にＳＡＷフィルタや誘電体フィルタを外付けすることになる。そのため部品点数、実装面積が増大することになる。
そこで、半導体回路の長所（半導体チップ間の部品定数の絶対値はばらつくが、１つの半導体チップ内での部品定数の相対値は高精度で一致する）を利用し、ＳＡＷフィルタや誘電体フィルタが不要な無線信号処理回路方式が提案されている。これは、ゼロＩＦ方式、低ＩＦ方式、広帯域ＩＦ方式などである。いずれも外付けのＳＡＷフィルタや誘電体フィルタを必要とせず、所望の帯域以外の帯域に存在する信号の抑圧は半導体へ内蔵可能なフィルタで行なう（無線方式、或いはシステム的な要求より一部のフィルタを外付けする必用が生ずることもある）。
ゼロＩＦ方式、低ＩＦ方式、広帯域ＩＦ方式などの基本原理は、例えば、非特許文献２を参照されたい。ゼロＩＦ方式、低ＩＦ方式、広帯域ＩＦ方式には信号の周波数を変換するミキサ回路の構成にはある共通の特徴がある。このミキサを直交ミキサと呼び、一般的な回路図を図２に示す。
図２の直交ミキサ回路において、１０はローカル信号発振器、２０は９０度移相回路、３０〜５０はバイアス回路、ＶＣＣは電池、Ｃ３，４は容量、Ｒ１，２，ＲＩ１，２，ＲＩ５〜７，ＲＱ１，２，ＲＱ５〜７は抵抗、ＱＩ１〜６，ＱＱ１〜６はトランジスタ、ＩＥＩ１，２，ＩＥＱ１，２は電流源、ＲＦｉｎ１，２は入力端子、Ｉｏｕｔ１，２はＩ出力端子、Ｑｏｕｔ１，２はＱ出力端子、である。
図２では、
電流源ＩＥＩ１の電流＝電流源ＩＥＩ２の電流
＝電流源ＩＥＱ１の電流＝電流源ＩＥＱ２の電流
トランジスタＱＩ１，ＱＩ２，ＱＱ１，ＱＱ２は同一サイズ、同一形状、同一特性
トランジスタＱＩ３〜６，ＱＱ３〜６は同一サイズ、同一形状、同一特性
ＲＩ１の抵抗値＝ＲＩ２の抵抗値＝ＲＱ１の抵抗値＝ＲＱ２の抵抗値＝ＲＬ
ＲＩ６の抵抗値＝ＲＩ７の抵抗値＝ＲＱ６の抵抗値＝ＲＱ７の抵抗値
ＲＩ５の抵抗値＝ＲＱ５の抵抗値＝ＲＥ
Ｒ１の抵抗値＝Ｒ２の抵抗値
Ｃ３の容量値＝Ｃ４の容量値
である。
図２のトランジスタＱＩ１〜６，ＱＱ１〜６はバイアス回路３０〜５０により適切な動作をするよう直流バイアス電圧を与えているものとする。すなわち、
トランジスタＱＩ１のベース電圧＝トランジスタＱＩ２のベース電圧
＝トランジスタＱＱ１のベース電圧＝トランジスタＱＱ２のベース電圧
トランジスタＱＩ３のベース電圧＝トランジスタＱＩ４のベース電圧
＝トランジスタＱＩ５のベース電圧＝トランジスタＱＩ６のベース電圧
＝トランジスタＱＱ３のベース電圧＝トランジスタＱＱ４のベース電圧
＝トランジスタＱＱ５のベース電圧＝トランジスタＱＱ６のベース電圧
トランジスタＱＩ１のベース電圧＞トランジスタＱＩ１のエミッタ電圧
トランジスタＱＩ１のコレクタ電圧＞トランジスタＱＩ１のエミッタ電圧
トランジスタＱＩ２のベース電圧＞トランジスタＱＩ２のエミッタ電圧
トランジスタＱＩ２のコレクタ電圧＞トランジスタＱＩ２のエミッタ電圧
トランジスタＱＩ３，５のコレクタ電圧＞トランジスタＱＩ３，５のエミッタ電圧
トランジスタＱＩ４，６のコレクタ電圧＞トランジスタＱＩ４，６のエミッタ電圧
トランジスタＱＱ１のベース電圧＞トランジスタＱＱ１のエミッタ電圧
トランジスタＱＱ１のコレクタ電圧＞トランジスタＱＱ１のエミッタ電圧
トランジスタＱＱ２のベース電圧＞トランジスタＱＱ２のエミッタ電圧
トランジスタＱＱ２のコレクタ電圧＞トランジスタＱＱ２のエミッタ電圧
トランジスタＱＱ３，５のコレクタ電圧＞トランジスタＱＱ３，５のエミッタ電圧
トランジスタＱＱ４，６のコレクタ電圧＞トランジスタＱＱ４，６のエミッタ電圧
であるとする。
入力端子ＲＦｉｎ１，２より差動信号として入力されたＲＦ信号は、容量Ｃ３，４にて直流成分をカットされ、トランジスタＱＩ１，２のベース、トランジスタＱＱ１，２のベースへ２つに分岐されて入力する。電流源ＩＥＩ１，２はトランジスタＱＩ１，２へ、電流源ＩＥＩ１，２はＱＱ１，２へバイアス電流を供給する。
トランジスタＱＩ１，２，ＱＱ１，２、抵抗ＲＩ５，ＲＱ５により、入力端子ＲＦｉｎ１，２より差動信号として入力されたＲＦ信号電圧はＲＦ信号電流へ電圧−電流変換される。
入力端子ＲＦｉｎ１，２より差動信号として入力されたＲＦ信号電圧（交流成分）をｖＲＦ、電圧−電流変換後のＲＦ信号電流（交流成分）をｉＲＦとすると、
ｉＲＦ
＝トランジスタＱＩ１のコレクタ電流のＲＦ信号電流（交流成分）−
トランジスタＱＩ２のコレクタ電流のＲＦ信号電流（交流成分）
＝トランジスタＱＩ１のコレクタ電流のＲＦ信号電流（交流成分）−
トランジスタＱＩ２のコレクタ電流のＲＦ信号電流（交流成分）
＝ｖＲＦ／ＲＥ
となる。
トランジスタＱＩ３〜６のベースにはローカル信号発振器１０から出力されたローカル信号が入力する。従って、トランジスタＱＩ３〜６はローカル信号発振器１０と同じ位相で電流をスイッチするスイッチ回路として動作する。この場合、スイッチする電流は先のｉＲＦである。ｉＲＦをローカル信号と同じ位相でスイッチすることでトランジスタＱＩ３ｏｒＱＩ５のコレクタ電圧とＱＩ４ｏｒＱＩ６のコレクタ電圧の差成分（出力端子Ｉｏｕｔ１の電圧をＶＩｏｕｔ１、Ｉｏｕｔ２の電圧をＶＩｏｕｔ２とするとＶＩｏｕｔ１−ＶＩｏｕｔ２）にはｉＲＦの信号周波数成分とローカル信号発振器１０の信号周波数の差と和の周波数成分が含まれる。
ローカル信号は差動信号である。つまり、トランジスタＱＩ３ｏｒＱＩ５のベースに入力されるローカル信号とＱＩ４ｏｒＱＩ６のベースに入力されるローカル信号とは位相が１８０度異なる。トランジスタＱＩ３ｏｒＱＩ５のベースに入力されるローカル信号の振幅電圧がトランジスタＱＩ４ｏｒＱＩ６のベースに入力されるローカル信号の振幅電圧より大きいとき、トランジスタＱＩ３ｏｒＱＩ５のベースコレクタ間はオン状態、トランジスタＱＩ４ｏｒＱＩ６のベースコレクタ間はオフ状態となり、トランジスタＱＩ３ｏｒＱＩ５のベースに入力されるローカル信号の振幅電圧がトランジスタＱＩ４ｏｒＱＩ６のベースに入力されるローカル信号の振幅電圧より小さいとき、トランジスタＱＩ３ｏｒＱＩ５のベースコレクタ間はオフ状態、トランジスタＱＩ４ｏｒＱＩ６のベースコレクタ間はオン状態となり、ｉＲＦをスイッチ処理する。
Ｉｏｕｔ１，２の後段には図示しないフィルタがあり、ＶＩｏｕｔ１−ＶＩｏｕｔ２よりｉＲＦの信号周波数成分とローカル信号発振器１０の信号周波数の差と和の周波数成分より所望の周波数成分のみを取り出す。
トランジスタＱＱ３〜６のベースにはローカル信号発振器１０の信号を９０度移相回路２０で９０度だけ位相をずらせたローカル信号が入力する。従って、トランジスタＱＱ３〜６はローカル信号発振器１０と９０度異なる位相で電流をスイッチするスイッチ回路として動作する。この場合、スイッチする電流は先のｉＲＦである。ｉＲＦをローカル信号と９０度異なる位相でスイッチすることでトランジスタＱＱ３ｏｒＱＱ５のコレクタ電圧とＱＱ４ｏｒＱＱ６のコレクタ電圧の差成分（出力端子Ｑｏｕｔ１の電圧をＶＱｏｕｔ１、Ｑｏｕｔ２の電圧をＶＱｏｕｔ２とするとＶＱｏｕｔ１−ＶＱｏｕｔ２）にはｉＲＦの信号周波数成分とローカル信号発振器１０の信号周波数の差と和の周波数成分が含まれる。
上記と同様、ローカル信号は差動信号であるので、トランジスタＱＱ３ｏｒＱＱ５のベースに入力されるローカル信号とＱＱ４ｏｒＱＱ６のベースに入力されるローカル信号とは位相が１８０度異なる。トランジスタＱＱ３ｏｒＱＱ５のベースに入力されるローカル信号の振幅電圧がトランジスタＱＱ４ｏｒＱＱ６のベースに入力されるローカル信号の振幅電圧より大きいとき、トランジスタＱＱ３ｏｒＱＱ５のベースコレクタ間はオン状態、トランジスタＱＱ４ｏｒＱＱ６のベースコレクタ間はオフ状態となり、トランジスタＱＱ３ｏｒＱＱ５のベースに入力されるローカル信号の振幅電圧がトランジスタＱＱ４ｏｒＱＱ６のベースに入力されるローカル信号の振幅電圧より小さいとき、トランジスタＱＱ３ｏｒＱＱ５のベースコレクタ間はオフ状態、トランジスタＱＱ４ｏｒＱＱ６のベースコレクタ間はオン状態となり、ｉＲＦをスイッチ処理する。
Ｑｏｕｔ１、２の後段には図示しないフィルタがあり、ＶＱｏｕｔ１−ＶＱｏｕｔ２よりｉＲＦの信号周波数成分とローカル信号発振器１０の信号周波数の差と和の周波数成分より所望の周波数成分のみを取り出す。
図２の直交ミキサ回路でＲＦ信号電圧をＲＦ信号電流へ電圧−電流変換する回路部分、つまり、トランジスタＱＩ１，２，ＱＩ１，２、抵抗ＲＩ５，ＲＱ５、電流源ＩＥＩ１，２，ＩＥＱ１，２で構成される部分は、トランジスタＱＩ１，２、抵抗ＲＩ５、電流源ＩＥＩ１，２で構成される部分と、トランジスタＱＱ１，２、抵抗ＲＱ５、電流源ＩＥＱ１，２で構成される部分とが同一の電圧−電流変換動作をする。これら同一動作部分をまとめ、消費電流低減を図ることができる。
低消費化直交ミキサ回路例を図３に示す。図３において図２と同様の動作を行う部分には図２と同じ番号を付し説明を略す。
図３の直交ミキサ回路において、ＩＥ１，２は電流源、Ｒ５，ＲＩ３，４，ＲＱ３，４は抵抗、である。図３では、図２のバイアス条件に加え、
電流源ＩＥ１の電流＝電流源ＩＥ２の電流
トランジスタＱＩ１のエミッタ電流＋トランジスタＱＱ１のエミッタ電流
＝電流源ＩＥ１の電流
トランジスタＱＩ２のエミッタ電流＋トランジスタＱＱ２のエミッタ電流
＝電流源ＩＥ２の電流
トランジスタＱＩ１のエミッタ電流＝トランジスタＱＱ１のエミッタ電流
トランジスタＱＩ２のエミッタ電流＝トランジスタＱＱ２のエミッタ電流
ＲＩ３の抵抗値＝ＲＩ４の抵抗値＝ＲＱ３の抵抗値＝ＲＱ４の抵抗値＝ＲＣ
である。
図３の直交ミキサ回路は、トランジスタＱＩ１，２，ＱＱ１，２、抵抗Ｒ５により、入力端子ＲＦｉｎ１，２より差動信号として入力されたＲＦ信号電圧はＲＦ信号電流へ電圧−電流変換されたＲＦ信号電流（交流成分）が、抵抗ＲＩ３，４，ＲＱ３，４で分岐され、電流スイッチ部のトランジスタＱＩ３，４とＱＱ３，４へ入力するので、図２の直交ミキサ回路の半分の消費電流で動作する（但し、設計段階における回路の調整次第では完全に半分となる訳ではない）。このとき、電流をスイッチする部分、つまり、トランジスタＱＩ３〜６，ＱＱ３〜６はそれぞれのベースに入力されるローカル信号が相互に干渉しないよう、抵抗ＲＩ３，４，ＲＱ３，４を挿入する。抵抗ＲＩ３，４，ＲＱ３，４は、特許文献１に説明されている。
特開２００４−１８０２８１号公報 Ｔｈｏｍａｓ Ｈ．Ｌｅｅ著、Ｔｈｅ Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ＣＭＯＳ Ｒａｄｉｏ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ、ＣＡＭＢＲＩＤＧＥ Ａａｒｎｏ Ｐａｒｓｓｉｎｅｎ著、ＤＩＲＥＣＴ ＣＯＮＶＥＲＳＩＯＮ ＲＥＣＥＩＶＥＲＳ ＩＮ ＷＩＤＥ−ＢＡＮＤ ＳＹＳＴＥＭＳ、Ｋｌｕｗｅｒ Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ
ところで、図３の直交ミキサ回路は、実際に製造するとＩ出力端子Ｉｏｕｔ１，２の出力信号電圧（ＶＩｏｕｔ１−ＶＩｏｕｔ２）より出力される、トランジスタＱＩ１，２，ＱＱ１，２、抵抗Ｒ５により、入力端子ＲＦｉｎ１，２より差動信号として入力されたＲＦ信号電圧はＲＦ信号電流へ電圧−電流変換されたＲＦ信号電流（交流成分）が、抵抗ＲＩ３，４，ＲＱ３，４で分岐された電流の信号周波数成分とローカル信号発振器１０の信号周波数の差と和の周波数成分より所望の周波数成分（以下、Ｉ出力と記す）に含まれる２次歪成分か、Ｑ出力端子Ｑｏｕｔ１，２の出力信号電圧（ＱＩｏｕｔ１−ＱＩｏｕｔ２）より出力される、トランジスタＱＩ１，２，ＱＱ１，２、抵抗Ｒ５により、入力端子ＲＦｉｎ１，２より差動信号として入力されたＲＦ信号電圧はＲＦ信号電流へ電圧−電流変換されたＲＦ信号電流（交流成分）が、抵抗ＲＩ３，４，ＲＱ３，４で分岐された電流の信号周波数成分とローカル信号発振器１０の信号周波数の差と和の周波数成分より所望の周波数成分（以下、Ｑ出力と記す）に含まれる２次歪成分のどちらかが悪い特性となる。
２次歪成分の指標として２次の入力換算インターセプトポイント（以下、ＩＩＰ２と記す）がある。
ＩＩＰ２に関して、Ｉｏｕｔ１，２、Ｑｏｕｔ１，２の後段の図示しないフィルタより、ＶＩｏｕｔ１−ＶＩｏｕｔ２、ＶＱｏｕｔ１−ＶＱｏｕｔ２からトランジスタＱＩ１，２，ＱＱ１，２、抵抗Ｒ５により、入力端子ＲＦｉｎ１，２より差動信号として入力されたＲＦ信号電圧はＲＦ信号電流へ電圧−電流変換されたＲＦ信号電流（交流成分）の信号周波数成分とローカル信号発振器１０の信号周波数の差の周波数成分を取り出す直交ミキサ回路を例に説明する。
まず、直交ミキサ回路の電力利得をＧＰ［ｄＢ］とする。
この直交ミキサ回路の入力に２波のＰｉｎ［ｄＢｍ］の周波数のΔｆ［Ｈｚ］異なる正弦波を入力したときに、直交ミキサ回路出力に現れるΔｆ［Ｈｚ］成分のレベルがＳ［ｄＢｍ］であるとする。このとき、
ＩＩＰ２［ｄＢｍ］＝２×Ｐｉｎ［ｄＢｍ］＋ＧＰ［ｄＢ］−Ｓ［ｄＢｍ］
と定義される。ここで、Δｆ［Ｈｚ］は直交ミキサ回路の出力所望帯域内にある周波数である。
これは、抵抗ＲＩ３とＲＱ３、抵抗ＲＩ４とＲＱ４の短絡によりローカル信号の振幅値のバラツキなどの影響を受け、トランジスタＱＩ１，２，ＱＱ１，２のバイアス電流値が変化することにより生ずる。
図３の直交ミキサ回路はＩ出力のＩＩＰ２とＱ出力のＩＩＰ２のどちらかが悪い特性になる（当然、基本特性が悪ければ、Ｉ出力のＩＩＰ２もＱ出力のＩＩＰ２もどちらも悪くなる）。
そこで、本発明の目的は、上記問題を解決し、消費電流を抑えつつ、２次歪のバラツキも抑えることができる直交ミキサ回路およびＲＦ通信用半導体集積回路を提供することにある。
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。
上記目的を達成するために、本発明に関わる直交ミキサ回路、ＲＦ通信用半導体集積回路などを含む送信装置は以下のように構成する。
（１）入力端子と、入力端子からの信号電圧を信号電流に変換する２つの同一な機能を有する第１および第２の電圧−電流変換回路と、第１の電圧−電流変換回路にバイアス電流を供給する第１の直流電流源と、第２の電圧−電流変換回路にバイアス電流を供給する第２の直流電流源と、ローカル信号発振器と、ローカル信号発振器のローカル信号位相を９０度進めた或いは遅らせたローカル信号を出力する９０度移相回路と、第１の電圧−電流変換回路の第１の出力電流と第２の電圧−電流変換回路の第２の出力交流電流との和電流を第１の出力電流として出力する第１の電流合成回路と、第１の電圧−電流変換回路の第１の出力交流電流と第２の電圧−電流変換回路の第２の出力電流との和電流を第２の出力電流として出力する第２の電流合成回路と、ローカル信号発振器のローカル信号のタイミングで第１の電流合成回路の第１の出力電流を切り替える第１の電流スイッチ回路と、９０度移相回路の出力であるローカル信号のタイミングで第２の電流合成回路の第２の出力電流を切り替える第２の電流スイッチ回路と、第１の電流スイッチ回路の出力信号電流を電圧信号に変換する第１の電流−電圧変換回路と、第２の電流スイッチ回路の出力信号電流を電圧信号に変換する第２の電流−電圧変換回路と、を有する直交ミキサ回路とすることで、電流を削減しつつもＩ出力のＩＩＰ２とＱ出力のＩＩＰ２のどちも良好な特性にできる。
上記の直交ミキサ回路で、第１の電流合成回路の第１の出力電流の出力端子と第２の電流合成回路の第２の出力電流の出力端子とでは電圧の振幅が異なることを特徴とした直交ミキサ回路とすることでも、電流を削減しつつもＩ出力のＩＩＰ２とＱ出力のＩＩＰ２のどちも良好な特性にできる。
更に、上記の直交ミキサ回路で、第１の電圧−電流変換回路のバイアス電流と第２の電圧−電流変換回路のバイアス電流の和は、第１の電流スイッチ回路のバイアス電流と第２の電流スイッチ回路のバイアス電流との和以上であることを特徴とする直交ミキサ回路とすることでも、電流を削減しつつもＩ出力のＩＩＰ２とＱ出力のＩＩＰ２のどちも良好な特性にできる。
（２）ＲＦ受信信号電圧またはＲＦ受信信号電圧から変換されたＩＦ受信信号電圧を受け、１８０度位相の異なる第１及び第２のＲＦ受信信号電流、又は１８０度位相の異なる第１及び第２のＩＦ受信信号電流に変換する第１の差動回路と、ＲＦ受信信号電圧またはＲＦ受信信号電圧から変換されたＩＦ受信信号電圧を受け、１８０度位相の異なる第３及び第４のＲＦ受信信号電流、又は１８０度位相の異なる第３及び第４のＩＦ受信信号電流に変換する第２の差動回路と、ローカル信号発振器と、ローカル信号発振器のローカル信号位相を９０度進め又は遅らせたローカル信号を出力する９０度移相回路と、電流を入力する第１の電流入力端子を有し、ローカル信号発振器のローカル信号を受け、ローカル信号発振器のタイミングで第１の電流入力端子に入力される電流を切り替え、１８０度位相の異なる第１及び第２のＩ出力信号電流に変換する第３の差動回路と、電流を入力する第２の電流入力端子を有し、ローカル信号発振器のローカル信号を受け、ローカル信号発振器と１８０度位相の異なるタイミングで第２の電流入力端子に入力される電流を切り替え、１８０度位相の異なる第３及び第４のＩ出力信号電流に変換する第４の差動回路と、電流を入力する第３の電流入力端子を有し、９０度移相回路の出力であるローカル信号を受け、９０度移相回路の出力であるローカル信号のタイミングで第３の電流入力端子に入力される電流を切り替え、１８０度位相の異なる第１及び第２のＱ出力信号電流に変換する第５の差動回路と、電流を入力する第４の電流入力端子を有し、９０度移相回路の出力であるローカル信号を受け、９０度移相回路の出力であるローカル信号と１８０度位相の異なるタイミングで第４の電流入力端子に入力される電流を切り替え、１８０度位相の異なる第３及び第４のＱ出力信号電流に変換する第６の差動回路と、第１のＩ出力信号電流と第３のＩ出力信号電流を加算接続して第５のＩ信号電流を出力する第１のＩ信号電流加算接続部と、第２のＩ出力信号電流と第４のＩ出力信号電流を加算接続して第６のＩ信号電流を出力する第２のＩ信号電流加算接続部と、第１のＱ出力信号電流と第３のＱ出力信号電流を加算接続して第５のＱ信号電流を出力する第１のＱ信号電流加算接続部と、第２のＱ出力信号電流と第４のＱ出力信号電流を加算接続して第６のＱ信号電流を出力する第２のＱ信号電流加算接続部と、を有するギルバートセル型直交ミキサ回路を具備したＲＦ通信用半導体集積回路である。
上記のＲＦ通信用半導体集積回路で、第１の差動回路の第１のＲＦ受信信号電流又は第１のＩＦ受信信号電流は、第１の電圧降下素子を介して第１の電流入力端子へ接続され、第２の差動回路の第３のＲＦ受信信号電流又は第３のＩＦ受信信号電流は、第２の電圧降下素子を介して第３の電流入力端子へ接続されると共に、第１の容量を用いて第１のＲＦ受信信号電流又は第１のＩＦ受信信号電流と第３のＲＦ受信信号電流又は第３のＩＦ受信信号電流を加算接続し、第１の差動回路の第２のＲＦ受信信号電流又は第２のＩＦ受信信号電流は、第３の電圧降下素子を介して第２の電流入力端子へ接続され、第２の差動回路の第４のＲＦ受信信号電流又は第４のＩＦ受信信号電流は、第４の電圧降下素子を介して第４の電流入力端子へ接続されると共に、第２の容量を用いて第２のＲＦ受信信号電流又は第２のＩＦ受信信号電流と第４のＲＦ受信信号電流又は第４のＩＦ受信信号電流を加算接続されて成ることを特徴とするＲＦ通信用半導体集積回路とすることで、電流を削減しつつもＩ出力のＩＩＰ２とＱ出力のＩＩＰ２のどちも良好な特性にできる。
本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下のとおりである。
本発明によれば、消費電流を抑えつつ、２次歪のバラツキも抑えることができる直交ミキサ回路およびＲＦ通信用半導体集積回路を提供することができる。
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施の形態である直交ミキサ回路の一例を示すブロック図である。図１の直交ミキサ回路において、１０はローカル信号発振器、２０は９０度移相回路、３０〜５０はバイアス回路、ＶＣＣは電池、Ｃ１〜４は容量、Ｒ１，２，Ｒ５，ＲＩ１〜４、ＲＩ６，７、ＲＱ１〜４、ＲＱ６，７は抵抗、ＱＩ１〜６，ＱＱ１〜６はトランジスタ、ＩＥ１，２は電流源、ＲＦｉｎ１，２は入力端子、Ｉｏｕｔ１，２はＩ出力端子、Ｑｏｕｔ１，２はＱ出力端子、である。
すなわち、本実施の形態の直交ミキサ回路は、入力端子からの信号電圧を信号電流に変換する２つの同一な機能を有する第１および第２の電圧−電流変換回路（ＱＩ１，２＋Ｒ５、ＱＱ１，２＋Ｒ５）と、第１の電圧−電流変換回路にバイアス電流を供給する第１の直流電流源（ＩＥ１）と、第２の電圧−電流変換回路にバイアス電流を供給する第２の直流電流源（ＩＥ２）と、ローカル信号発振器（１０）と、ローカル信号発振器のローカル信号位相を９０度進めた或いは遅らせたローカル信号を出力する９０度移相回路（２０）と、第１の電圧−電流変換回路の第１の出力電流と第２の電圧−電流変換回路の第２の出力交流電流との和電流を第１の出力電流として出力する第１の電流合成回路（ＲＩ３，４）と、第１の電圧−電流変換回路の第１の出力交流電流と第２の電圧−電流変換回路の第２の出力電流との和電流を第２の出力電流として出力する第２の電流合成回路（ＲＱ３，４）と、ローカル信号発振器のローカル信号のタイミングで第１の電流合成回路の第１の出力電流を切り替える第１の電流スイッチ回路（ＱＩ１〜６）と、９０度移相回路の出力であるローカル信号のタイミングで第２の電流合成回路の第２の出力電流を切り替える第２の電流スイッチ回路（ＱＱ３〜６）と、第１の電流スイッチ回路の出力信号電流を電圧信号に変換する第１の電流−電圧変換回路（ＲＩ１，２）と、第２の電流スイッチ回路の出力信号電流を電圧信号に変換する第２の電流−電圧変換回路（ＲＱ１，２）などを有して構成される。
図１では、
電流源ＩＥ１の電流＝電流源ＩＥ２の電流
トランジスタＱＩ１，ＱＩ２，ＱＱ１，ＱＱ２は同一サイズ、同一形状、同一特性
トランジスタＱＩ３〜６，ＱＱ３〜６は同一サイズ、同一形状、同一特性
ＲＩ１の抵抗値＝ＲＩ２の抵抗値＝ＲＱ１の抵抗値＝ＲＱ２の抵抗値＝ＲＬ
ＲＩ６の抵抗値＝ＲＩ７の抵抗値＝ＲＱ６の抵抗値＝ＲＱ７の抵抗値
ＲＩ３の抵抗値＝ＲＩ４の抵抗値＝ＲＱ３の抵抗値＝ＲＱ４の抵抗値＝ＲＣ
Ｒ５の抵抗値＝ＲＥ
Ｒ１の抵抗値＝Ｒ２の抵抗値
Ｃ１の容量値＝Ｃ２の容量値
Ｃ３の容量値＝Ｃ４の容量値
である。
図１のトランジスタＱＩ１〜６，ＱＱ１〜６はバイアス回路３０〜５０により適切な動作をするよう直流バイアス電圧を与えているものとする。すなわち、
トランジスタＱＩ１のエミッタ電流＋トランジスタＱＱ１のエミッタ電流
＝電流源ＩＥ１の電流
トランジスタＱＩ２のエミッタ電流＋トランジスタＱＱ２のエミッタ電流
＝電流源ＩＥ２の電流
トランジスタＱＩ１のエミッタ電流＝トランジスタＱＱ１のエミッタ電流
トランジスタＱＩ２のエミッタ電流＝トランジスタＱＱ２のエミッタ電流
トランジスタＱＩ１のベース電圧＝トランジスタＱＩ２のベース電圧
＝トランジスタＱＱ１のベース電圧＝トランジスタＱＱ２のベース電圧
トランジスタＱＩ３のベース電圧＝トランジスタＱＩ４のベース電圧
＝トランジスタＱＩ５のベース電圧＝トランジスタＱＩ６のベース電圧
＝トランジスタＱＱ３のベース電圧＝トランジスタＱＱ４のベース電圧
＝トランジスタＱＱ５のベース電圧＝トランジスタＱＱ６のベース電圧
トランジスタＱＩ１のベース電圧＞トランジスタＱＩ１のエミッタ電圧
トランジスタＱＩ１のコレクタ電圧＞トランジスタＱＩ１のエミッタ電圧
トランジスタＱＩ２のベース電圧＞トランジスタＱＩ２のエミッタ電圧
トランジスタＱＩ２のコレクタ電圧＞トランジスタＱＩ２のエミッタ電圧
トランジスタＱＩ３，５のコレクタ電圧＞トランジスタＱＩ３，５のエミッタ電圧
トランジスタＱＩ４，６のコレクタ電圧＞トランジスタＱＩ４，６のエミッタ電圧
トランジスタＱＱ１のベース電圧＞トランジスタＱＱ１のエミッタ電圧
トランジスタＱＱ１のコレクタ電圧＞トランジスタＱＱ１のエミッタ電圧
トランジスタＱＱ２のベース電圧＞トランジスタＱＱ２のエミッタ電圧
トランジスタＱＱ２のコレクタ電圧＞トランジスタＱＱ２のエミッタ電圧
トランジスタＱＱ３，５のコレクタ電圧＞トランジスタＱＱ３，５のエミッタ電圧
トランジスタＱＱ４，６のコレクタ電圧＞トランジスタＱＱ４，６のエミッタ電圧
であるとする。
図１の直交ミキサ回路の動作を説明する。
入力端子ＲＦｉｎ１，２より差動信号として入力されたＲＦ信号は、容量Ｃ３，４にて直流成分をカットされ、トランジスタＱＩ１，２のベース、トランジスタＱＱ１，２のベースへ２つに分岐されて入力する。電流源ＩＥ１，２はトランジスタＱＩ１，２，ＱＱ１，２へバイアス電流を供給する。先に述べたように、トランジスタＱＩ１，ＱＩ２，ＱＱ１，ＱＱ２は同一サイズ、同一形状、同一特性なので、
トランジスタＱＩ１のエミッタ電流＋トランジスタＱＱ１のエミッタ電流
＝電流源ＩＥ１の電流
トランジスタＱＩ２のエミッタ電流＋トランジスタＱＱ２のエミッタ電流
＝電流源ＩＥ２の電流
トランジスタＱＩ１のエミッタ電流＝トランジスタＱＱ１のエミッタ電流
トランジスタＱＩ２のエミッタ電流＝トランジスタＱＱ２のエミッタ電流
となる。
トランジスタＱＩ１，２，ＱＱ１，２、抵抗Ｒ５により、入力端子ＲＦｉｎ１，２より差動信号として入力されたＲＦ信号電圧はＲＦ信号電流へ電圧−電流変換される。
入力端子ＲＦｉｎ１，２より差動信号として入力されたＲＦ信号電圧（交流成分）をｖＲＦ、電圧−電流変換後のＲＦ信号電流（交流成分）をｉＲＦとすると、
ｉＲＦｉ
＝トランジスタＱＩ１のコレクタ電流のＲＦ信号電流（交流成分）−
トランジスタＱＩ２のコレクタ電流のＲＦ信号電流（交流成分）
ｉＲＦｑ
＝トランジスタＱＩ１のコレクタ電流のＲＦ信号電流（交流成分）−
トランジスタＱＩ２のコレクタ電流のＲＦ信号電流（交流成分）
ｉＲＦｉ＋ｉＲＦｑ＝ｖＲＦ／ＲＥ
となる。
図１の直交ミキサ回路は、図３と同様、トランジスタＱＩ１，２、抵抗Ｒ５により、入力端子ＲＦｉｎ１，２より差動信号として入力されたＲＦ信号電圧がＲＦ信号電流へ電圧−電流変換されたｉＲＦｉと、トランジスタＱＱ１，２、抵抗Ｒ５により、入力端子ＲＦｉｎ１，２より差動信号として入力されたＲＦ信号電圧はＲＦ信号電流へ電圧−電流変換されたｉＲＦｑとが容量Ｃ１，２で交流的に加算され、抵抗ＲＩ３，４、ＲＱ３，４で分岐し、電流スイッチ部のトランジスタＱＩ３，４とＱＱ３，４へ入力するので、図２の直交ミキサ回路の半分の消費電流で動作する（但し、設計段階における回路の調整次第では完全に半分となる訳ではない）。電流をスイッチする部分、つまり、トランジスタＱＩ３〜６，ＱＱ３〜６はそれぞれのベースに入力されるローカル信号が相互に干渉しないよう、抵抗ＲＩ３〜４，ＲＱ３〜４が挿入されている。抵抗ＲＩ３〜４，ＲＱ３〜４は、特許文献１に説明されている。図１は、特許文献１に説明されている抵抗ＲＩ３〜４，ＲＱ３〜４を挿入に加え、抵抗ＲＩ３と抵抗ＲＱ３の間に容量Ｃ１が、抵抗ＲＩ４と抵抗ＲＱ４の間に容量Ｃ２が挿入される。
ここで、
抵抗ＲＩ３，４からトランジスタＱＩ３〜６へ流入する電流の信号周波数成分をｉＲＦＩ、
抵抗ＲＱ３，４からトランジスタＱＱ３〜６へ流入する電流の信号周波数成分をｉＲＦＱ
とする。当然、素子バラツキがなければ、
ｉＲＦＩ＝ｉＲＦＱ
である。
トランジスタＱＩ３〜６のベースにはローカル信号発振器１０から出力されたローカル信号が入力する。従って、トランジスタＱＩ３〜６はローカル信号発振器１０と同じ位相で電流をスイッチするスイッチ回路として動作する。この場合、スイッチする電流は先のｉＲＦＩである。ｉＲＦＩをローカル信号と同じ位相でスイッチすることでトランジスタＱＩ３ｏｒＱＩ５のコレクタ電圧とＱＩ４ｏｒＱＩ６のコレクタ電圧の差成分（出力端子Ｉｏｕｔ１の電圧をＶＩｏｕｔ１、Ｉｏｕｔ２の電圧をＶＩｏｕｔ２とするとＶＩｏｕｔ１−ＶＩｏｕｔ２）にはｉＲＦＩの信号周波数成分とローカル信号発振器１０の信号周波数の差と和の周波数成分が含まれる。
ローカル信号は差動信号である。つまり、トランジスタＱＩ３ｏｒＱＩ５のベースに入力されるローカル信号とＱＩ４ｏｒＱＩ６のベースに入力されるローカル信号とは位相が１８０度異なる。トランジスタＱＩ３ｏｒＱＩ５のベースに入力されるローカル信号の振幅電圧がトランジスタＱＩ４ｏｒＱＩ６のベースに入力されるローカル信号の振幅電圧より大きいとき、トランジスタＱＩ３ｏｒＱＩ５のベースコレクタ間はオン状態、トランジスタＱＩ４ｏｒＱＩ６のベースコレクタ間はオフ状態となり、トランジスタＱＩ３ｏｒＱＩ５のベースに入力されるローカル信号の振幅電圧がトランジスタＱＩ４ｏｒＱＩ６のベースに入力されるローカル信号の振幅電圧より小さいとき、トランジスタＱＩ３ｏｒＱＩ５のベースコレクタ間はオフ状態、トランジスタＱＩ４ｏｒＱＩ６のベースコレクタ間はオン状態となり、ｉＲＦＩをスイッチ処理する。
Ｉｏｕｔ１，２の後段には図示しないフィルタがあり、ＶＩｏｕｔ１−ＶＩｏｕｔ２よりｉＲＦＩの信号周波数成分とローカル信号発振器１０の信号周波数の差と和の周波数成分より所望の周波数成分のみを取り出す。
トランジスタＱＱ３〜６のベースにはローカル信号発振器１０の信号を９０度移相回路２０で９０度だけ位相をずらせたローカル信号が入力する。従って、トランジスタＱＱ３〜６はローカル信号発振器１０と９０度異なる位相で電流をスイッチするスイッチ回路として動作する。この場合、スイッチする電流は先のｉＲＦＱである。ｉＲＦＱをローカル信号と９０度異なる位相でスイッチすることでトランジスタＱＱ３ｏｒＱＱ５のコレクタ電圧とＱＱ４ｏｒＱＱ６のコレクタ電圧の差成分（出力端子Ｑｏｕｔ１の電圧をＶＱｏｕｔ１、Ｑｏｕｔ２の電圧をＶＱｏｕｔ２とするとＶＱｏｕｔ１−ＶＱｏｕｔ２）にはｉＲＦＱの信号周波数成分とローカル信号発振器１０の信号周波数の差と和の周波数成分が含まれる。
上記と同様、ローカル信号は差動信号であるので、トランジスタＱＱ３ｏｒＱＱ５のベースに入力されるローカル信号とＱＱ４ｏｒＱＱ６のベースに入力されるローカル信号とは位相が１８０度異なる。トランジスタＱＱ３ｏｒＱＱ５のベースに入力されるローカル信号の振幅電圧がトランジスタＱＱ４ｏｒＱＱ６のベースに入力されるローカル信号の振幅電圧より大きいとき、トランジスタＱＱ３ｏｒＱＱ５のベースコレクタ間はオン状態、トランジスタＱＱ４ｏｒＱＱ６のベースコレクタ間はオフ状態となり、トランジスタＱＱ３ｏｒＱＱ５のベースに入力されるローカル信号の振幅電圧がトランジスタＱＱ４ｏｒＱＱ６のベースに入力されるローカル信号の振幅電圧より小さいとき、トランジスタＱＱ３ｏｒＱＱ５のベースコレクタ間はオフ状態、トランジスタＱＱ４ｏｒＱＱ６のベースコレクタ間はオン状態となり、ｉＲＦＱをスイッチ処理する。
Ｑｏｕｔ１，２の後段には図示しないフィルタがあり、ＶＱｏｕｔ１−ＶＱｏｕｔ２よりｉＲＦＱの信号周波数成分とローカル信号発振器１０の信号周波数の差と和の周波数成分より所望の周波数成分のみを取り出す。
先に［発明が解決しようとする課題］で説明したように、特許文献１の直交ミキサ回路、即ち図３の直交ミキサ回路は、実際に製造すると、Ｉ出力端子Ｉｏｕｔ１，２の出力信号電圧（ＶＩｏｕｔ１−ＶＩｏｕｔ２）より出力される、トランジスタＱＩ１，２，ＱＱ１，２、抵抗Ｒ５により、入力端子ＲＦｉｎ１，２より差動信号として入力されたＲＦ信号電圧はＲＦ信号電流へ電圧−電流変換されたＲＦ信号電流（交流成分）が、抵抗ＲＩ３，４，ＲＱ３，４で分岐された電流の信号周波数成分とローカル信号発振器１０の信号周波数の差と和の周波数成分より所望の周波数成分（以下、Ｉ出力と記す）に含まれる２次歪成分か、或いは、Ｑ出力端子Ｑｏｕｔ１，２の出力信号電圧（ＱＩｏｕｔ１−ＱＩｏｕｔ２）より出力される、トランジスタＱＩ１，２，ＱＱ１，２、抵抗Ｒ５により、入力端子ＲＦｉｎ１，２より差動信号として入力されたＲＦ信号電圧はＲＦ信号電流へ電圧−電流変換されたＲＦ信号電流（交流成分）が、抵抗ＲＩ３，４，ＲＱ３，４で分岐された電流の信号周波数成分とローカル信号発振器１０の信号周波数の差と和の周波数成分より所望の周波数成分（以下、Ｑ出力と記す）に含まれる２次歪成分のどちらかが悪い特性となる。
２次歪成分の指標として２次の入力換算インターセプトポイント（以下、ＩＩＰ２と記す）がある。
ＩＩＰ２に関して、Ｉｏｕｔ１，２、Ｑｏｕｔ１，２の後段の図示しないフィルタより、ＶＩｏｕｔ１−ＶＩｏｕｔ２、ＶＱｏｕｔ１−ＶＱｏｕｔ２からトランジスタＱＩ１，２，ＱＱ１，２、抵抗Ｒ５により、入力端子ＲＦｉｎ１，２より差動信号として入力されたＲＦ信号電圧はＲＦ信号電流へ電圧−電流変換されたＲＦ信号電流（交流成分）の信号周波数成分とローカル信号発振器１０の信号周波数の差の周波数成分を取り出す直交ミキサ回路を例に説明する。
まず、直交ミキサ回路の電力利得をＧＰ［ｄＢ］とする。
この直交ミキサ回路の入力に２波のＰｉｎ［ｄＢｍ］の周波数のΔｆ［Ｈｚ］異なる正弦波を入力したときに、直交ミキサ回路出力に現れるΔｆ［Ｈｚ］成分のレベルがＳ［ｄＢｍ］であるとする。このとき、
ＩＩＰ２［ｄＢｍ］＝２×Ｐｉｎ［ｄＢｍ］＋ＧＰ［ｄＢ］−Ｓ［ｄＢｍ］
と定義される。ここで、Δｆ［Ｈｚ］は直交ミキサ回路の出力所望帯域内にある周波数である。
つまり、図３の直交ミキサ回路はＩ出力のＩＩＰ２とＱ出力のＩＩＰ２のどちらかが悪い特性になる（当然、基本特性が悪ければ、Ｉ出力のＩＩＰ２もＱ出力のＩＩＰ２もどちらも悪くなる）。
これは、抵抗ＲＩ３とＲＱ３、抵抗ＲＩ４とＲＱ４の短絡によりローカル信号の振幅値のバラツキなどの影響を受け、トランジスタＱＩ１，２，ＱＱ１，２のバイアス電流値が変化することにより生ずるが、図１の直交ミキサ回路は、容量Ｃ１，Ｃ２の挿入により、ローカル信号の干渉は交流成分のみとなり直流成分は影響を受けない。
つまり、容量Ｃ１，Ｃ２の挿入により、トランジスタＱＩ１，２，ＱＱ１，２のバイアス電流値が変化を抑圧することができるため、実際に製造してもＩ出力端子Ｉｏｕｔ１，２の出力信号電圧（ＶＩｏｕｔ１−ＶＩｏｕｔ２）より出力される、トランジスタＱＩ１，２、抵抗Ｒ５により、入力端子ＲＦｉｎ１，２より差動信号として入力されたＲＦ信号電圧がＲＦ信号電流へ電圧−電流変換されたｉＲＦｉと、トランジスタＱＱ１，２、抵抗Ｒ５により、入力端子ＲＦｉｎ１，２より差動信号として入力されたＲＦ信号電圧がＲＦ信号電流へ電圧−電流変換されたｉＲＦｑとが容量Ｃ１，２を経て加算されると共に、抵抗ＲＩ３，４，ＲＱ３，４で分岐され、抵抗ＲＩ３，４からトランジスタＱＩ３〜６へ流入する電流の信号周波数成分をｉＲＦＩとした時、ｉＲＦＩのの信号周波数成分とローカル信号発振器１０の信号周波数の差と和の周波数成分より所望の周波数成分に含まれる２次歪成分か、或いは、Ｑ出力端子Ｑｏｕｔ１，２の出力信号電圧（ＱＩｏｕｔ１−ＱＩｏｕｔ２）より出力される、トランジスタＱＩ１，２、抵抗Ｒ５により、入力端子ＲＦｉｎ１，２より差動信号として入力されたＲＦ信号電圧はＲＦ信号電流へ電圧−電流変換されたｉＲＦｉと、トランジスタＱＱ１，２、抵抗Ｒ５により、入力端子ＲＦｉｎ１，２より差動信号として入力されたＲＦ信号電圧はＲＦ信号電流へ電圧−電流変換されたｉＲＦｑとが容量Ｃ１，２を経て加算されると共に、抵抗ＲＩ３，４，ＲＱ３，４で分岐され、抵抗ＲＱ３，４からトランジスタＱＱ３〜６へ流入する電流の信号周波数成分をｉＲＦＱとした時、ｉＲＦＱの信号周波数成分とローカル信号発振器１０の信号周波数の差と和の周波数成分より所望の周波数成分に含まれる２次歪成分のどちらも良好な特性を実現することができる。
つまり、図１の直交ミキサ回路はＩ出力のＩＩＰ２とＱ出力のＩＩＰ２のどちも良好な特性にできる。
図１、図３の直交ミキサ回路をＷＣＭＤＡ向けゼロＩＦ方式受信回路として実際に試作した。試作した直交ミキサ回路は前段に低雑音増幅器が挿入されている。この低雑音増幅器に−３３ｄＢｍの１９５０．９５ＭＨｚ、１９５１．０５ＭＨｚという周波数の２波の正弦波を入力し、先に説明したＩＩＰ２を測定した。この場合、図１、３のローカル信号発振器１０の発振周波数は２１４０ＭＨｚ、Δｆは１ＭＨｚである。結果、
図３の直交ミキサ回路では
Ｉ出力のＩＩＰ２＝３０．１ｄＢｍ
Ｑ出力のＩＩＰ２＝４５．１ｄＢｍ
であったのに対し、図１の直交ミキサ回路では、
Ｉ出力のＩＩＰ２＝５１．４ｄＢｍ
Ｑ出力のＩＩＰ２＝４６．５ｄＢｍ
となり、Ｉ出力のＩＩＰ２とＱ出力のＩＩＰ２のどちも良好な特性になることが確認できた。
図１の直交ミキサ回路のみの回路も試作した。これもＷＣＭＤＡ向けゼロＩＦ方式受信回路としての試作であるこの直交ミキサ回路に先と同様に−３３ｄＢｍの１９５０．９５ＭＨｚ、１９５１．０５ＭＨｚという周波数の２波の正弦波を入力し、先に説明したＩＩＰ２を測定した。この場合も、上記同様、図１のローカル信号発振器１０の発振周波数は２１４０ＭＨｚ、Δｆは１ＭＨｚである。結果、
Ｉ出力のＩＩＰ２＝６５．７ｄＢｍ
Ｑ出力のＩＩＰ２＝５２．８ｄＢｍ
となった。前段に低雑音増幅器がない分、良好な結果となり、しかも、Ｉ出力のＩＩＰ２とＱ出力のＩＩＰ２のどちも良好な特性になることが確認できた。
以上により、本実施の形態の直交ミキサ回路によれば、電流を削減しつつもＩ出力のＩＩＰ２とＱ出力のＩＩＰ２のどちも良好な特性にできる。すなわち、トランジスタＱＩ３〜６とトランジスタＱＱ３〜６のベースに入力する９０度異なるローカル信号は、振幅が大きくても、抵抗ＲＩ３，４、抵抗ＲＱ３，４、容量Ｃ１，２により干渉を抑圧されると共に、容量Ｃ１，２により直流バイアスの変化が生ずることはないので、２次歪のバラツキを抑圧することができる。さらに、容量Ｃ１，２は、トランジスタＱＩ１，２、抵抗Ｒ５よりなる差動回路と、トランジスタＱＱ１，２、抵抗Ｒ５よりなる差動回路の電流出力を合成するので、消費電流も削減できる。この結果、消費電流を抑えつつ、直交ミキサ回路の２次歪のバラツキも抑えることができる。
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
たとえば、前記実施の形態においては、直交ミキサ回路を例に説明したが、ＲＦ通信用半導体集積回路として構成することも可能である。
すなわち、ＲＦ通信用半導体集積回路は、ＲＦ受信信号電圧またはＲＦ受信信号電圧から変換されたＩＦ受信信号電圧を受け、１８０度位相の異なる第１及び第２のＲＦ受信信号電流、又は１８０度位相の異なる第１及び第２のＩＦ受信信号電流に変換する第１の差動回路（ＱＩ１，２、Ｒ５）と、ＲＦ受信信号電圧またはＲＦ受信信号電圧から変換されたＩＦ受信信号電圧を受け、１８０度位相の異なる第３及び第４のＲＦ受信信号電流、又は１８０度位相の異なる第３及び第４のＩＦ受信信号電流に変換する第２の差動回路（ＱＱ１，２、Ｒ５）と、ローカル信号発振器（１０）と、ローカル信号発振器のローカル信号位相を９０度進め又は遅らせたローカル信号を出力する９０度移相回路（２０）と、電流を入力する第１の電流入力端子を有し、ローカル信号発振器のローカル信号を受け、ローカル信号発振器のタイミングで第１の電流入力端子に入力される電流を切り替え、１８０度位相の異なる第１及び第２のＩ出力信号電流に変換する第３の差動回路（ＱＩ３，４）と、電流を入力する第２の電流入力端子を有し、ローカル信号発振器のローカル信号を受け、ローカル信号発振器と１８０度位相の異なるタイミングで第２の電流入力端子に入力される電流を切り替え、１８０度位相の異なる第３及び第４のＩ出力信号電流に変換する第４の差動回路（ＱＩ５，６）と、電流を入力する第３の電流入力端子を有し、９０度移相回路の出力であるローカル信号を受け、９０度移相回路の出力であるローカル信号のタイミングで第３の電流入力端子に入力される電流を切り替え、１８０度位相の異なる第１及び第２のＱ出力信号電流に変換する第５の差動回路（ＱＱ３，４）と、電流を入力する第４の電流入力端子を有し、９０度移相回路の出力であるローカル信号を受け、９０度移相回路の出力であるローカル信号と１８０度位相の異なるタイミングで第４の電流入力端子に入力される電流を切り替え、１８０度位相の異なる第３及び第４のＱ出力信号電流に変換する第６の差動回路（ＱＱ５，６）と、第１のＩ出力信号電流と第３のＩ出力信号電流を加算接続して第５のＩ信号電流を出力する第１のＩ信号電流加算接続部（ＲＩ１）と、第２のＩ出力信号電流と第４のＩ出力信号電流を加算接続して第６のＩ信号電流を出力する第２のＩ信号電流加算接続部（ＲＩ２）と、第１のＱ出力信号電流と第３のＱ出力信号電流を加算接続して第５のＱ信号電流を出力する第１のＱ信号電流加算接続部（ＲＱ１）と、第２のＱ出力信号電流と第４のＱ出力信号電流を加算接続して第６のＱ信号電流を出力する第２のＱ信号電流加算接続部（ＲＱ２）と、を有するギルバートセル型直交ミキサ回路を具備する。
上記のＲＦ通信用半導体集積回路で、第１の差動回路の第１のＲＦ受信信号電流又は第１のＩＦ受信信号電流は、第１の電圧降下素子（ＲＩ３）を介して第１の電流入力端子へ接続され、第２の差動回路の第３のＲＦ受信信号電流又は第３のＩＦ受信信号電流は、第２の電圧降下素子（ＲＩ４）を介して第３の電流入力端子へ接続されると共に、第１の容量（Ｃ１）を用いて第１のＲＦ受信信号電流又は第１のＩＦ受信信号電流と第３のＲＦ受信信号電流又は第３のＩＦ受信信号電流を加算接続し、第１の差動回路の第２のＲＦ受信信号電流又は第２のＩＦ受信信号電流は、第３の電圧降下素子（ＲＱ３）を介して第２の電流入力端子へ接続され、第２の差動回路の第４のＲＦ受信信号電流又は第４のＩＦ受信信号電流は、第４の電圧降下素子（ＲＱ４）を介して第４の電流入力端子へ接続されると共に、第２の容量（Ｃ２）を用いて第２のＲＦ受信信号電流又は第２のＩＦ受信信号電流と第４のＲＦ受信信号電流又は第４のＩＦ受信信号電流を加算接続されて構成することができる。
このＲＦ通信用半導体集積回路においても、同様に、電流を削減しつつもＩ出力のＩＩＰ２とＱ出力のＩＩＰ２のどちも良好な特性にでき、この結果、消費電流を抑えつつ、ＲＦ通信用半導体集積回路の２次歪のバラツキも抑えることができる。
本発明は、信号を、周波数が等しく位相の９０度異なる２つのローカル信号を用いて周波数変換する直交ミキサ回路およびＲＦ通信用半導体集積回路に適用して有効である。
本発明の一実施の形態である直交ミキサ回路の一例を示すブロック図である。 第１の従来例である直交ミキサ回路の一例を示すブロック図である。 第２の従来例である直交ミキサ回路の一例を示すブロック図である。
符号の説明
１０…ローカル信号発振器、２０…９０度移相回路、３０〜５０…バイアス回路、ＶＣＣ…電池、Ｃ１〜４…容量、Ｒ１，２，Ｒ５，ＲＩ１〜４、ＲＩ６，７，ＲＱ１〜４、ＲＱ６，７…抵抗、ＱＩ１〜６、ＱＱ１〜６…トランジスタ、ＩＥ１，２…電流源、ＲＦｉｎ１，２…入力端子、Ｉｏｕｔ１，２…Ｉ出力端子、Ｑｏｕｔ１，２…Ｑ出力端子。

Claims (4)

  1. 入力端子と、
    前記入力端子からの信号電圧を信号電流に変換する２つの同一な機能を有する第１および第２の電圧−電流変換回路と、
    前記第１の電圧−電流変換回路にバイアス電流を供給する第１の直流電流源と、
    前記第２の電圧−電流変換回路にバイアス電流を供給する第２の直流電流源と、
    ローカル信号発振器と、
    前記ローカル信号発振器のローカル信号位相を９０度進めた或いは遅らせたローカル信号を出力する９０度移相回路と、
    前記第１の電圧−電流変換回路の第１の出力電流と前記第２の電圧−電流変換回路の第２の出力交流電流との和電流を第１の出力電流として出力する第１の電流合成回路と、
    前記第１の電圧−電流変換回路の第１の出力交流電流と前記第２の電圧−電流変換回路の第２の出力電流との和電流を第２の出力電流として出力する第２の電流合成回路と、
    前記ローカル信号発振器のローカル信号のタイミングで前記第１の電流合成回路の第１の出力電流を切り替える第１の電流スイッチ回路と、
    前記９０度移相回路の出力であるローカル信号のタイミングで前記第２の電流合成回路の第２の出力電流を切り替える第２の電流スイッチ回路と、
    前記第１の電流スイッチ回路の出力信号電流を電圧信号に変換する第１の電流−電圧変換回路と、
    前記第２の電流スイッチ回路の出力信号電流を電圧信号に変換する第２の電流−電圧変換回路と、を有することを特徴とする直交ミキサ回路。
  2. 請求項１記載の直交ミキサ回路において、
    前記第１の電流合成回路の第１の出力電流の出力端子と前記第２の電流合成回路の第２の出力電流の出力端子とでは電圧の振幅が異なることを特徴とする直交ミキサ回路。
  3. 請求項２記載の直交ミキサ回路において、
    前記第１の電圧−電流変換回路のバイアス電流と前記第２の電圧−電流変換回路のバイアス電流の和は、前記第１の電流スイッチ回路のバイアス電流と前記第２の電流スイッチ回路のバイアス電流との和以上であることを特徴とする直交ミキサ回路。
  4. ＲＦ受信信号電圧または前記ＲＦ受信信号電圧から変換されたＩＦ受信信号電圧を受け、１８０度位相の異なる第１及び第２のＲＦ受信信号電流、又は１８０度位相の異なる第１及び第２のＩＦ受信信号電流に変換する第１の差動回路と、
    ＲＦ受信信号電圧または前記ＲＦ受信信号電圧から変換されたＩＦ受信信号電圧を受け、１８０度位相の異なる第３及び第４のＲＦ受信信号電流、又は１８０度位相の異なる第３及び第４のＩＦ受信信号電流に変換する第２の差動回路と、
    ローカル信号発振器と、
    前記ローカル信号発振器のローカル信号位相を９０度進め又は遅らせたローカル信号を出力する９０度移相回路と、
    電流を入力する第１の電流入力端子を有し、前記ローカル信号発振器のローカル信号を受け、前記ローカル信号発振器のタイミングで前記第１の電流入力端子に入力される電流を切り替え、１８０度位相の異なる第１及び第２のＩ出力信号電流に変換する第３の差動回路と、
    電流を入力する第２の電流入力端子を有し、前記ローカル信号発振器のローカル信号を受け、前記ローカル信号発振器と１８０度位相の異なるタイミングで前記第２の電流入力端子に入力される電流を切り替え、１８０度位相の異なる第３及び第４のＩ出力信号電流に変換する第４の差動回路と、
    電流を入力する第３の電流入力端子を有し、前記９０度移相回路の出力であるローカル信号を受け、前記９０度移相回路の出力であるローカル信号のタイミングで前記第３の電流入力端子に入力される電流を切り替え、１８０度位相の異なる第１及び第２のＱ出力信号電流に変換する第５の差動回路と、
    電流を入力する第４の電流入力端子を有し、前記９０度移相回路の出力であるローカル信号を受け、前記９０度移相回路の出力であるローカル信号と１８０度位相の異なるタイミングで前記第４の電流入力端子に入力される電流を切り替え、１８０度位相の異なる第３及び第４のＱ出力信号電流に変換する第６の差動回路と、
    前記第１のＩ出力信号電流と前記第３のＩ出力信号電流を加算接続して第５のＩ信号電流を出力する第１のＩ信号電流加算接続部と、
    前記第２のＩ出力信号電流と前記第４のＩ出力信号電流を加算接続して第６のＩ信号電流を出力する第２のＩ信号電流加算接続部と、
    前記第１のＱ出力信号電流と前記第３のＱ出力信号電流を加算接続して第５のＱ信号電流を出力する第１のＱ信号電流加算接続部と、
    前記第２のＱ出力信号電流と前記第４のＱ出力信号電流を加算接続して第６のＱ信号電流を出力する第２のＱ信号電流加算接続部と、を有するギルバートセル型直交ミキサ回路を具備したＲＦ通信用半導体集積回路であって、
    前記第１の差動回路の第１のＲＦ受信信号電流又は第１のＩＦ受信信号電流は、第１の電圧降下素子を介して前記第１の電流入力端子へ接続され、
    前記第２の差動回路の第３のＲＦ受信信号電流又は第３のＩＦ受信信号電流は、第２の電圧降下素子を介して前記第３の電流入力端子へ接続されると共に、第１の容量を用いて第１のＲＦ受信信号電流又は第１のＩＦ受信信号電流と第３のＲＦ受信信号電流又は第３のＩＦ受信信号電流を加算接続し、
    前記第１の差動回路の第２のＲＦ受信信号電流又は第２のＩＦ受信信号電流は、第３の電圧降下素子を介して前記第２の電流入力端子へ接続され、
    前記第２の差動回路の第４のＲＦ受信信号電流又は第４のＩＦ受信信号電流は、第４の電圧降下素子を介して前記第４の電流入力端子へ接続されると共に、第２の容量を用いて第２のＲＦ受信信号電流又は第２のＩＦ受信信号電流と第４のＲＦ受信信号電流又は第４のＩＦ受信信号電流を加算接続されて成ることを特徴とするＲＦ通信用半導体集積回路。
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