JP2000174557A - ミクサ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】イメージ信号抑圧機能を有したミクサ回路を集
積する場合、イメージ信号抑圧インダクタにミクサ電流
が流れる構成では、インダクタの配線の電流密度制限に
より、大きなミクサ電流が流せない。 【解決手段】歪改善抵抗１１６，１１７間にイメージ抑
圧インダクタ１１８とミクサ電流調整抵抗１１９，１２
０の直列接続体を接続するとともに、ミクサ電流調整抵
抗１１９と１２０の接続点をチョークコイル１２１によ
り接地することで、イメージ抑圧インダクタ１１８にミ
クサ電流が流れない構成とした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はＴＶ、ＣＡＴＶ、衛
星放送、衛星通信やセルラ電話などの受信機と、それら
に用いられる高周波信号処理のためのミキサ回路に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】図５にミクサ回路の従来例を示す。図の
ミクサ回路は、ダブルスーパ方式のＣＡＴＶチューナの
アップコンバータ部の一例を示したものであり、図のミ
クサ回路のＲＦ信号帯域は５５〜８６０ＭＨｚ、中間周
波信号周波数は１１００Ｍｈｚ、イメージ信号周波数帯
は２２５５〜３０６０ＭＨｚである。

【０００３】図のミクサ回路は、電源端子１０３と、Ｒ
Ｆ信号(無線周波信号)入力端子１０１，１０２と、中間
周波出力端子１０８と、局部発振信号入力端子１２７，
１２８と、出力トランス１０９を有しており、さらに、
図のミクサ回路は周波数変換用トランジスタ１１０，１
１１，１１２，１１３と増幅用トランジスタ（ＲＦバッ
ファトランジスタ）１１４，１１５と、歪改善抵抗１１
６，１１７と、イメージ信号抑圧インダクタ５０１，５
０２と、ミクサ電流調整抵抗５０３と、チョークコイル
１２１と、ブリーダ抵抗１０４，１０５，１２３，１２
４と、バイアス印加抵抗１０６，１０７，１２５，１２
６と、電源接地容量１２２を有している。

【０００４】また、図のトランス１０９の出力側巻線に
は中間周波出力端子１０８が接続され、電源側巻線は接
地容量１２２で高周波接地された中間タップを有してお
り、電源側巻線の一方の入力には周波数変換用トランジ
スタ１１０のドレインと周波数変換用トランジスタ１１
２のドレインが接続され、第１の中間周波信号を出力
し、電源側巻線の他方の入力には周波数変換用トランジ
スタ１１１のドレインと周波数変換用トランジスタ１１
３のドレインが接続され、第２の中間周波信号を出力
し、出力巻線からは第１と第２の中間周波信号が合成さ
れて出力される。また、電源電圧は、電源側巻線の中間
タップを介し電源端子１０３より供給される。

【０００５】そして、周波数変換用トランジスタ１１０
と１１１のソースと周波数変換用トランジスタ１１２と
１１３のソースはそれぞれ共通接続され、それぞれＲＦ
バッファトランジスタ１１４と１１５のドレインに接続
される。また、ＲＦバッファトランジスタ１１４と１１
１５のソースはそれぞれ歪改善抵抗１１６とイメージ信
号抑圧インダクタ５０１の直列接続体と、歪改善抵抗１
１７とイメージ信号抑圧インダクタ５０２の直列接続体
を介し，ミクサ電流調整抵抗５０３とチョークコイル１
２１の直列接続体により接地される。

【０００６】また、周波数変換用トランジスタ１１０と
１１３のゲートと周波数変換用トランジスタ１１１と１
１２のゲートはそれぞれ共通接続され、それらの共通接
続点がそれぞれ局部発振信号入力端子１２７，１２８に
接続されるとともに、ブリーダ抵抗１２３，１２４によ
り分圧された電圧をバイアス印加抵抗１２５，１２６を
介し、それぞれ局部発振信号入力端子１２７，１２８に
印加される。また、ＲＦバッファトランジスタ１１４，
１１５のゲートはそれぞれＲＦ信号入力端子１０１，１
０２に接続されるとともに、ブリーダ抵抗１０４，１０
５により分圧された電圧がそれぞれバイアス印加抵抗１
０６，１０７を介し印加される。

【０００７】以上のミクサ回路はＲＦ信号入力端子１０
１，１０２間に入力されたＲＦ信号をＲＦバッファトラ
ンジスタ１１４，１１５で増幅した後、周波数変換用ト
ランジスタ１１０，１１１，１１２，１１３において、
局部発振信号入力端子１２７，１２８間に入力された局
部発振信号により中間周波信号に周波数変換し中間周波
出力端子１０８に出力する。また、チョークコイル１２
１は、ミクサの変換利得低下を抑えるため、ＲＦ信号周
波数帯、局部発振信号周波数帯および中間周波信号周波
数帯でインピーダンスが非常に大きくなるインダクタン
ス値を選ぶとともに、ＲＦバッファトランジスタ１１
４，１１５のソースにそれぞれ歪改善抵抗１１６，１１
７を挿入し帰還をかけることで、ＲＦバッファトランジ
スタ１１４，１１５の線形の動作範囲を広げ、ミクサ回
路の歪特性改善を図っている。

【０００８】また、以上のミクサ回路では、入力される
ＲＦ信号周波数に対し、中間周波信号の２倍の周波数だ
け高い信号はイメージ信号と呼ばれ、これがミクサに入
力されると中間周波信号と同じ周波数帯に変換されるた
めイメージ妨害と呼ばれる妨害が発生する。

【０００９】例えば、図のミクサ回路では５５ＭＨｚの
ＲＦ信号受信時に５５＋２×１１００＝２２５５ＭＨｚ
の信号が入力された場合、局部発振信号周波数が１１５
５ＭＨｚであるため，ミクサにおいて、２２５５ＭＨｚ
−１１５５ＭＨｚ＝１１００ＭＨｚの信号が生じ、これ
が中間周波信号と重なり、イメージ妨害となる。このた
め、図のミクサ回路では、ＲＦバッファトランジスタ１
１４，１１５のソース間にイメージ信号抑圧インダクタ
５０１，５０２を挿入することにより、ＲＦ信号帯に比
べ高い周波数帯であるイメージ信号帯で帰還量を大きく
し、ＲＦバッファトランジスタ１１４，１１５のイメー
ジ信号帯での利得を下げることで、周波数変換トランジ
スタ１１０，１１１，１１２，１１３に入力されるイメ
ージ信号の抑圧を図っている。

【００１０】さらに、以上のミクサ回路では、ＲＦバッ
ファトランジスタ１１４，１１５において発生する雑音
のうち、イメージ信号帯の雑音が周波数変換用トランジ
スタ１１０，１１１，１１２，１１３に入力された場合
も、イメージ妨害の場合と同様に中間周波信号に変換さ
れるため、ＲＦバッファトランジスタ１１４，１１５に
おいて発生する雑音レベルが、ＲＦ信号帯に比べイメー
ジ信号帯のほうが大きい場合、ミクサの雑音指数（NF）
が劣化する問題に対しても、ＲＦバッファトランジスタ
１１４，１１５のソース間にイメージ抑圧インダクタ５
０１，５０２を挿入することにより、周波数変換トラン
ジスタ１１０，１１１，１１２，１１３に入力されるイ
メージ信号帯の雑音レベルが抑圧されるため、NFの劣化
を抑える働きも兼ねている。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術で示すミ
クサ回路では、ＲＦバッファトランジスタ１１４，１１
５のソース間にイメージ信号抑圧インダクタ５０１，５
０２を挿入することにより、ＲＦ信号帯に比べ高い周波
数帯であるイメージ信号帯での帰還量を大きくし、ＲＦ
バッファトランジスタ１１４，１１５のイメージ信号帯
の利得を下げることにより、イメージ信号妨害の改善を
図っているが、図の従来例のミクサ回路をイメージ信号
抑圧インダクタ５０１，５０２を含めて、ＧａＡｓやＳ
ｉなどのウエファ上に集積しようとした場合、インダク
タを形成する配線の信頼性の面から電流密度が制限され
るので、図の従来例で示した構成ではイメージ信号抑圧
インダクタ５０１，５０２にミクサ電流が流れるため、
ミクサに大きな電流が流せないという問題があった。

【００１２】さらにＲＦバッファトランジスタ１１４，
１１５のバラツキやイメージ信号抑圧インダクタ５０
１，５０２のインダクタンス値のバラツキにより、ＲＦ
バッファトランジスタ１１４，１１５の各々の利得に差
が生じることで、周波数変換用トランジスタ１１０，１
１１，１１２，１１３に入力されるＲＦ信号のバランス
が崩れ、２次歪特性が劣化するという問題があった。

【００１３】本発明の目的は、上記問題を解消し、集積
化に適したイメージ信号抑圧手段を有したミクサ回路を
提供するとともに、ＲＦバッファトランジスタやイメー
ジ信号抑圧インダクタのバラツキによる２次歪特性の劣
化の少ないミクサ回路を提供することにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
の第１の手段は、ＲＦバッファトランジスタの１１４，
１１５のソース間にそれぞれ歪改善抵抗１１６，１１７
を介し、イメージ信号抑圧インダクタを接続するととも
に、前記イメージ信号抑圧インダクタと並列に２つのミ
クサ電流調整抵抗を直列接続した接続体を接続し、前記
ミクサ電流調整抵抗間の接続点をチョークコイルにより
接地する構成とした。

【００１５】以上の構成とすることにより、イメージ信
号抑圧インダクタとミクサ電流調整抵抗の並列接続体
は、ＲＦ信号帯に比べ高い周波数帯であるイメージ信号
帯で帰還量が大となり、ＲＦバッファトランジスタ１１
４，１１５のイメージ信号帯の利得が下がるので、周波
数変換トランジスタ１１０，１１１，１１２，１１３に
入力されるイメージ信号の抑圧が可能となるとともに、
イメージ信号抑圧インダクタの両端が同電位になるの
で、ミクサ電流はイメージ信号抑圧インダクタと並列接
続されたミクサ電流調整抵抗を介しチョークコイルに流
れるため、イメージ信号抑圧インダクタにミクサ電流は
流れない。

【００１６】このため、ミクサ回路をイメージ信号抑圧
インダクタまで含めて集積化した場合にも、イメージ信
号抑圧インダクタの配線の太さを小さくできるので、大
電流のミクサ回路であってもイメージ信号抑圧インダク
タの集積化が可能となる。さらに、ＲＦバッファトラン
ジスタ１１４，１１５のイメージ信号帯の利得が下がる
ことで、周波数変換トランジスタ１１０，１１１，１１
２，１１３に入力されるＲＦバッファトランジスタ１１
４，１１５で発生するイメージ信号帯の雑音も抑圧でき
るので、ＲＦバッファトランジスタ１１４，１１５のイ
メージ信号帯のＮＦの劣化によるミクサ回路のＮＦの劣
化も抑えることができる。

【００１７】なお、イメージ信号抑圧インダクタと並列
にミクサ電流調整抵抗が接続されることで、高域でイメ
ージ信号抑圧インダクタにダンピングがかかり、イメー
ジ信号抑圧の劣化の恐れが考えられるが、この場合、ミ
クサ電流調整抵抗の値を大きくするとともに、ミクサ電
流調整抵抗の値が大きくなったことによる電圧降下の増
加分だけ、ＲＦバッファトランジスタの１１４，１１５
のゲートに印加するバイアス電圧を高く設定すれば、イ
メージ信号抑圧の劣化を小さく抑えることができる。

【００１８】さらに、上記課題を解決するための第２の
手段は、上記第１の手段に加え、ＲＦバッファトランジ
スタの１１４，１１５のドレイン間にイメージ信号帯に
対しては低インピーダンスとなる第１の容量を付加する
構成とした。

【００１９】以上の構成とすることにより、イメージ信
号が入力された場合、ＲＦバッファトランジスタの１１
４，１１５のドレイン間に出力されるイメージ信号は低
インピーダンスであるＲＦバッファトランジスタのドレ
イン間の容量に流れるため、周波数変換用トランジスタ
１１０，１１１，１１２，１１３に入力されるイメージ
信号を抑えることができるので、上記第１の手段に加
え、さらなる改善が可能である。

【００２０】さらに、上記課題を解決するための第３の
手段は、上記第１の手段に加え、ＲＦバッファトランジ
スタの１１４，１１５のドレイン間に上記第２の手段の
ように単に容量を付加するのではなく等容量の第２、第
３の容量を直列接続した接続体を挿入するとともに、前
記第２、第３の容量の接続点を接地する構成とした。

【００２１】以上の構成とすることにより、イメージ信
号帯に対しては上記第２の手段と同様に、ＲＦバッファ
トランジスタの１１４，１１５のドレイン間に出力され
るイメージ信号は低インピーダンスであるＲＦバッファ
トランジスタのドレイン間の第２、第３の容量の直列接
続体に流れるため、周波数変換用トランジスタ１１０，
１１１，１１２，１１３に入力されるイメージ信号を抑
えることができる。さらに、ＲＦバッファトランジスタ
１１４，１１５や歪改善抵抗１１６，１１７などにバラ
ツキによる２次歪特性の劣化については、ＲＦバッファ
トランジスタや歪改善抵抗のバラツキによりＲＦ信号の
バランスが崩れた場合、ＲＦ信号のアンバランス成分が
第２の容量と第３の容量の接続点に生じるが、この接続
点が接地されていることで、ＲＦ信号のアンバランス成
分は接地側へ流れ、周波数変換用トランジスタ１１０，
１１１，１１２，１１３に入力されるＲＦ信号のアンバ
ランス成分が抑えられるので、ＲＦバッファトランジス
タ１１４，１１５や歪改善抵抗１１６，１１７のバラツ
キによる２次歪特性の劣化を抑えることができる。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。

【００２３】図１は本発明によるミクサ回路の第１の実
施の形態を示す回路図であって、１１８はイメージ信号
抑圧インダクタ、１１９，１２０はミクサ電流調整抵抗
であり、その他、図５に対応する部分には同一符号をつ
けて、重複する説明を省略する。

【００２４】同図において、この第１の実施の形態では
ＲＦバッファトランジスタ１１４，１１５のソース間に
それぞれ歪改善抵抗１１６，１１７を介し、イメージ信
号抑圧インダクタ１１８を接続することもに、イメージ
信号抑圧インダクタ１１８と並列にミクサ電流調整抵抗
１１９，１２０が直列接続された接続体を接続し、ミク
サ電流調整抵抗１１９，１２０の接続点をチョークコイ
ル１２１により接地しており、これ以外の構成は図５に
示した従来のミクサ回路と同様であり、また、その動作
も、図５に示した従来のミクサ回路と同様に、ＲＦ信号
入力端子１０１，１０２間に入力されたＲＦ信号をＲＦ
バッファトランジスタ１１４，１１５で増幅した後、周
波数変換用トランジスタ１１０，１１１，１１２，１１
３において、局部発振信号入力端子１２７，１２８間に
入力された局部発振信号により中間周波信号に周波数変
換し、中間周波出力端子１０８に出力する。

【００２５】以上の第１の実施の形態では、イメージ信
号抑圧インダクタ１１８とミクサ電流調整抵抗１１９，
１２０の並列接続体は、ＲＦ信号帯に比べ高い周波数帯
であるイメージ信号帯で帰還量が大となるので、ＲＦバ
ッファトランジスタ１１４，１１５のイメージ信号帯の
利得が下がり、周波数変換トランジスタ１１０，１１
１，１１２，１１３に入力されるイメージ信号の抑圧が
可能となるとともに、図５に示した従来のミクサ回路で
は、イメージ信号抑圧インダクタ５０１，５０２にはミ
クサ電流が流れていたのに対し、図１の第１の実施の形
態ではイメージ信号抑圧インダクタ１１８の両端が同電
位になるので、ミクサ電流はイメージ信号抑圧インダク
タ１１８と並列接続されたミクサ電流調整抵抗１１９，
１２０を介しチョークコイルに流れるため、イメージ信
号抑圧インダクタにミクサ電流は流れない。

【００２６】このため、ミクサ回路をイメージ信号抑圧
インダクタまで含めて集積化した場合、大電流のミクサ
回路であってもイメージ信号抑圧インダクタの配線の太
さを小さくできるので、イメージ信号抑圧インダクタの
集積化が可能となる。さらに、ＲＦバッファトランジス
タ１１４，１１５のイメージ信号帯の利得が下がること
で、周波数変換トランジスタ１１０，１１１，１１２，
１１３に入力されるＲＦバッファトランジスタ１１４，
１１５で発生するイメージ信号帯の雑音も抑圧できるの
で、ＲＦバッファトランジスタ１１４，１１５のイメー
ジ信号帯のＮＦの劣化によるミクサ回路のＮＦの劣化も
抑えることができる。

【００２７】また、以上の第１の実施の形態図のミクサ
回路で用いた能動素子は、電界効果トランジスタに限ら
ずバイポーラトランジスタなどの他の能動素子であって
も同様な効果が得られる。

【００２８】図２は本発明によるミクサ回路の第２の実
施の形態を示す回路図であって、２０１はイメージ信号
抑圧容量であり、図１および図５に対応する部分には同
一符号をつけて重複する説明を省略する。

【００２９】図のミクサ回路は図１の第１の実施の形態
を示す回路図と比較して、ＲＦバッファトランジスタ１
１４，１１５のドレイン間にイメージ信号帯に対し低イ
ンピーダンスとなる値のイメージ信号抑圧容量２０１が
挿入されている。

【００３０】以上の第２の実施の形態では、先の第１の
実施の形態と同様の効果が得られる上に、イメージ信号
に対しては低インピーダンスとなるイメージ信号抑圧容
量２０１によっても周波数変換用トランジスタ１１０，
１１１，１１２，１１３に入力されるイメージ信号が減
衰されるため、更なるイメージ信号抑圧を得ることがで
きる。

【００３１】図３は本発明によるミクサ回路の第３の実
施の形態を示す回路図であって、３０１，３０２はイメ
ージ・２次歪改善容量であり、図１、図５に対応する部
分には同一符号をつけて重複する説明を省略する。

【００３２】図のミクサ回路は図１の第１の実施の形態
を示す回路図と比較して、ＲＦバッファトランジスタの
１１４，１１５のドレイン間に、イメージ・２次歪改善
容量３０１，３０２の直列接続体を挿入するとともに、
イメージ・２次歪改善容量３０１と３０２の接続点を接
地する構成とした。

【００３３】以上の第３の実施の形態では、先の第１の
実施の形態と同様の効果が得られる上に、イメージ信号
に対しては低インピーダンスとなるイメージ・２次歪改
善容量３０１と３０２の直列接続体によっても周波数変
換用トランジスタ１１０，１１１，１１２，１１３に入
力されるイメージ信号が減衰されるため、第２の実施の
形態と同様、更なるイメージ信号抑圧が得られるほか
に、ＲＦバッファトランジスタ１１４，１１５や歪改善
抵抗１１６，１１７などのバラツキにより発生するＲＦ
信号のアンバランス成分が、イメージ・２次歪改善容量
３０１と３０２の接続点の接地側に流れるため、周波数
変換用トランジスタ１１０，１１１，１１２，１１３に
入力されるＲＦ信号のアンバランス成分が抑圧できるの
で、ＲＦバッファトランジスタ１１４，１１５や歪改善
抵抗１１６，１１７のバラツキによる２次歪特性の劣化
を抑えることができる。

【００３４】図４は本発明によるミクサ回路の第４の実
施の形態を示す回路図であって、４０１は電流源トラン
ジスタ、４０２はバラツキ吸収抵抗であり、図３に対応
する部分には同一符号をつけて重複する説明を省略す
る。

【００３５】図のミクサ回路は図3の第3の実施の形態を
示す回路図と比較して、ミクサ電流調整抵抗１１９と１
２０の接続点にはゲートが接地された電流源トランジス
タ4０１のドレインが接続されるとともに、電流源トラ
ンジスタ4０１のソースにはバラツキ吸収抵抗4０２より
接地されている。

【００３６】以上の第４の実施の形態では、先の第３の
実施の形態と同様の効果が得られる上に、ミクサ電流を
電流源トランジスタ４０１のバラツキ吸収抵抗４０２に
より調整できるので、先の第３の実施の形態のようにＲ
Ｆバッファトランジスタ１１４，１１５のバラツキや、
ミクサ電流調整抵抗１１９，１２０のバラツキによるミ
クサ電流のバラツキが抑えられるミクサ回路を得ること
ができる。

【００３７】以上の第４の実施の形態の効果は、第１の
実施の形態や第２の実施の形態の場合であっても同様の
効果が得られる。

【００３８】次に、本発明の各実施の形態における効果
を、図６および図７を参照して説明する。図６に、図
１、図２、図３および図５に示すミクサ回路のイメージ
信号抑圧特性のシミュレーション結果を示し、図７に図
２および図３に示すミクサ回路の２次歪特性の実験結果
を示す。

【００３９】図６および図７においてのシミュレーショ
ンおよび実験は、入力ＲＦ信号周波数５５〜８６０ＭＨ
ｚに対し、電源電圧を５Ｖ、入力信号レベルを−１５ｄ
Ｂｍ、局部発振信号周波数１１５５〜１９６０ＭＨｚ、
出力中間周波信号周波数１１００ＭＨｚとして計算およ
び測定した結果をそれぞれ示す。

【００４０】図６において、横軸にＲＦ信号周波数を示
し、縦軸にイメージ信号抑圧度を示す。図６に示したよ
うに、図１、図２および図３に示したミクサ回路の構成
とすることにより、図５の従来技術で示したミクサ回路
と同様にイメージ信号を抑圧することができる。

【００４１】また、図７において、横軸にＲＦ信号周波
数を示し、縦軸に２次歪抑圧比を示す。図７に示したよ
うに、図３に示したミクサ回路の構成とすることによ
り、従来技術で示したミクサ回路比べ、２次歪特性の劣
化を抑えることかできる。

【００４２】次に、上述した実施の形態におけるミクサ
回路を用いた受信回路を図８を参照して説明する。図８
にケーブルテレビジョン（ＣＡＴＶ）の受信回路のブロ
ック図を示す。図の受信回路は、ＲＦ信号入力端子８０
１、バンドパスフィルタ８０２，８０８および８１４、
利得制御増幅回路８０３、アップコンバート用ミクサ８
０４、アップコンバータ用局部発振回路８０７、中間周
波信号増幅回路８０９，８１５、ダウンコンバート用ミ
クサ８１０、ダウンコンバート用局部発振回路８１３、
ローパスフィルタ８１６、中間周波信号出力端子８１７
とを備える。

【００４３】図８に示すアップコンバータ用ミクサ８０
４は、ＲＦバッファ８０５とミクサ８０６を有してお
り、ダウンコンバート用ミクサ８１０は、ＲＦバッファ
８１１とミクサ８１２を有している。また、アップコン
バータ用ミクサ８０４は、図１、図２、図３もしくは図
４に示したミクサ回路を用いる。

【００４４】図の受信回路では、ＲＦ信号入力端子８０
１に入力された約５５〜８６０ＭＨｚのＲＦ信号は、バ
ンドパスフィルタ８０２によりＲＦ信号帯域以外の不要
帯域が減衰された後、利得制御増幅回路８０３により増
幅され、アップコンバータ用ミクサ８０４に入力され
る。このＲＦ信号は、ＲＦバッファ８０５により増幅さ
れた後、ミクサ８０６において、アップコンバート用局
部発振回路８０７からの局部発振信号により、ＲＦ信号
帯よりも高い１ＧＨｚ帯の第１中間周波信号にアップコ
ンバートされる。

【００４５】このアップコンバートされた第１中間周波
信号は、バンドパスフィルタ８０８により、選局された
受信チャネルを帯域選択した後、中間周波信号増幅回路
８０９により増幅され、ダウンコンバート用ミクサ８１
０に入力される。ダウンコンバート用ミクサ８１０に入
力された第１中間周波信号は、ＲＦバッファ８１１によ
り増幅された後、ミクサ８１２において、ダウンコンバ
ート用局部発振回路８１３からの局部発振信号により４
０〜５０ＭＨｚ帯の第２中間周波信号にダウンコンバー
トされる。

【００４６】第２中間周波信号はバンドパスフィルタ８
１４により不要帯域が減衰された後、中間周波信号増幅
回路８１５により増幅され、ローパスフィルタ８１６に
より第２中間周波信号より高い周波数が減衰された後、
第２中間周波信号出力端子８１７より出力される。また
図の受信回路では、ＲＦ信号入力端子８０１に入力され
るＲＦ信号レベルに対して、第２中間周波信号出力端子
８１７より出力されるレベルが一定となるように利得制
御増幅回路８０３で利得制御を行う。

【００４７】図８に示すＣＡＴＶ受信回路では、アップ
コンバータ用ミクサ８０４を従来技術よるミクサ回路に
よりイメージ信号抑圧インダクタを含め集積化する場
合、イメージ信号抑圧インダクタにミクサ電流が流れる
ため大きなミクサ電流が流せない。しかし、本実施の形
態によるミクサ回路を用いれば、イメージ信号抑圧イン
ダクタにミクサ電流が流れない構成のため大きなミクサ
電流を流すことができる。

【００４８】さらに図のＣＡＴＶ受信回路では、５５〜
８６０ＭＨｚの広い帯域に、数十チャネル以上の多チャ
ネルのＲＦ信号が入力されるため、アップコンバータ用
ミクサは、広帯域で低歪特性なものが必要となる。この
ため、従来技術よるミクサ回路をアップコンバータ用ミ
クサ８０４に適用した場合、ＲＦバッファトランジスタ
１１４，１１５やミクサ電流調整抵抗１１６，１１７等
のバラツキが大きい場合には、２次歪特性が劣化するた
め、ＲＦ信号入力部に挿入したバンドパスフィルタ８０
２を２系統以上設け、これを受信チャネルに応じて切換
えるなどして、アップコンバータ用ミクサ８０４に入力
されるチャネル数を制限する必要がある。本実施の第３
の形態によるミクサ回路を用いれば、ＲＦバッファトラ
ンジスタのバランスが改善されるので、２次歪特性が劣
化せずバンドパスフィルタ８０２を複数系統設ける必要
がないため、受信バンド切換えが不要なＣＡＴＶ受信回
路を得ることができる。

【００４９】

【発明の効果】本発明によれば、ＲＦ信号と局部発振信
号により中間周波信号を出力するイメージ信号抑圧機能
を有したミクサ回路において、イメージ信号抑圧インダ
クタにミクサ電流が流れない構成とすることにより、集
積化に適したイメージ信号抑圧機能を有したミクサ回路
を得ることができるとともに、ＲＦバッファトランジス
タのバランスも改善されるので、ＲＦバッファトランジ
スタのバラツキによる２次歪の劣化を抑えることができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるミクサ回路の第１の実施の形態を
示す回路図である。

【図２】本発明によるミクサ回路の第２の実施の形態を
示す回路図である。

【図３】本発明によるミクサ回路の第３の実施の形態を
示す回路図である。

【図４】本発明によるミクサ回路の第４の実施の形態を
示す回路図である。

【図５】従来のミクサ回路の一例を示す回路図である。

【図６】従来のミクサ回路と本発明によるミクサ回路の
イメージ信号抑圧度示す特性図である。

【図７】本発明による第２の実施の形態のミクサ回路と
本発明による第３の実施の形態のミクサ回路の２次歪特
性の違いを示す特性図である。

【図８】本発明の実施の形態を用いた受信回路の一例を
示すブロック図である。

【符号の説明】

１０１、１０２…ＲＦ信号入力端子、１０３…電源端
子、１０８…中間周波出力端子、１０９…出力トラン
ス、１１０、１１１、１１２、１１３…周波数変換用ト
ランジスタ、１１４、１１５…ＲＦバッファトランジス
タ、１１６、１１７…歪改善抵抗、１１８、５０１、５
０２…イメージ信号抑圧インダクタ、１１９、１２０…
ミクサ電流調整抵抗、１２１…チョークコイル、１２２
…電源接地容量、１２７、１２８…局部発振信号入力端
子、２０１…イメージ信号抑圧容量、３０１、３０２…
イメージ・２次歪改善容量、４０１…電流源トランジス
タ、８０４…アップコンバータ用ミクサ、８１０…ダウ
ンコンバート用ミクサ。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１、第２のトランジスタのソースに共通
   に第３のトランジスタのドレインが接続されてなる第１
   の差動回路と、第４、第５のトランジスタのソースに共
   通に第６のトランジスタのドレインが接続されてなる第
   ２の差動回路を有し、前記第１、第５のトランジスタの
   ゲートを第１の入力端子に、前記第２、第４のトランジ
   スタのゲートを第２の入力端子に接続して、前記第１、
   第２の入力端子間から局部発振信号を入力し、前記第
   ３、第６のトランジスタのゲートをそれぞれ第３、第４
   の入力端子に接続して、前記第３、第４の入力端子間か
   ら無線周波信号を入力し、前記第１と第４のトランジス
   タのドレインの接続点と、第２と第５のトランジスタの
   ドレインの接続点間から前記無線周波信号を前記局部発
   振信号により周波数変換して得られる中間周波信号を出
   力するダブルバランス型のミクサ回路において、前記第
   ３のトランジスタのソースと第６のトランジスタのソー
   ス間に少なくとも第１のインダクタを含む回路を接続
   し、前記第１のインダクタの両端に第１、第２の抵抗の
   直列接続体を接続するとともに、前記前記第１と第２の
   抵抗の接続点には少なくとも第２のインダクタを含む回
   路により接地して構成したことを特徴とするミクサ回
   路。
2. 【請求項２】入力された無線周波信号を局部発振信号に
   より周波数変換し、中間周波信号を出力する請求項１記
   載のダブルバランス型のミクサ回路において、第３のト
   ランジスタのドレインと第６のトランジスタのドレイン
   間に第１の容量を挿入したことを特徴とするミクサ回
   路。
3. 【請求項３】入力された無線周波信号を局部発振信号に
   より周波数変換し、中間周波信号を出力する請求項１記
   載のダブルバランス型のミクサ回路において、第３のト
   ランジスタのドレインと第６のトランジスタのドレイン
   間に第２と第３の容量からなる直列接続体を接続すると
   ともに、前記第１と第２の容量の接続点を接地したこと
   を特徴とするミクサ回路。
4. 【請求項４】入力された無線周波信号を局部発振信号に
   より周波数変換し、中間周波信号を出力する請求項１か
   ら３のいずれか１項記載のダブルバランス型のミクサ回
   路において、第３と第４の抵抗の接続点に第１の電流源
   を接続したことを特徴とするミクサ回路。
5. 【請求項５】受信信号を局部発振信号により周波数変換
   し、中間周波信号を出力するミクサ回路を有する受信回
   路であることを特徴とする請求項１から４のいずれか１
   項記載のミクサ回路。