JP2010532643A - パッシブミキサとパッシブミキサを用いた高ｑｒｆフィルタ - Google Patents

Abstract

パッシブミキサは、約２５％のデューティサイクル信号の遷移で操作される同相（I）と直角位相（Q）信号の差動素子を用いて、差動同相（I）と差動直角位相（Q）信号を生成するスイッチ構造を含む。

Description

本発明は、パッシブミキサとパッシブミキサを用いた高 Ｑ ＲＦフィルタに関するものである。

携帯電話、ＰＤＡ、ＷＩＦＩトランシーバ、その他の通信装置等の携帯通信装置は、様々な周波数で、通信信号を送受信する。効果的な通信のために、送受信信号の周波数は、通信情報を運ぶベースバンド情報信号より何倍も高い。よって、トランシーバは、伝送信号をアップコンバートし、受信信号をダウンコンバートする。

一般に、一つ、或いは、それ以上のミキサは、伝送信号をアップコンバートし、受信信号をダウンコンバートするのに用いられる。多くのラジオ周波数（ＲＦ）通信方法中、そして、特に、直交変調方法中、ミキサは、局部発振（ＬＯ）信号に従って、直交信号の差動素子を切り換える一連のスイッチを用いて実行される。ＬＯ信号の周波数が選択されるので、ＬＯ信号と混合されるラジオ周波数信号が所望の周波数に転換される。

信号アップコンバーションと信号ダウンコンバーションはミキサにより実行され、一般に、半導体スイッチにより実施される。ディープサブミクロン技術において、低ノイズ操作と高効果操作特徴を提供するパッシブスイッチの効用が、低電流消耗と高パフォーマンスを必要とするパッシブミキサの使用を可能にする。スイッチクロック経路に用いられるレールトゥレール電圧と、ミキサ中の同相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）経路間の絶縁不良による問題が、パッシブミキサの使用における制限を発生させる。

本発明は、パッシブミキサを提供し、上述の問題を解決することを目的とする。

本発明のパッシブミキサは、約２５％のデューティサイクル信号の遷移で操作される同相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）信号の差動素子を用いて、差動同相（Ｉ）と差動直角位相（Ｑ）信号を生成するスイッチ構造を含む。

本発明により、公知技術の問題が改善される。

簡易化した携帯型トランシーバーを示す図である。 約２５％のデューティサイクルか、ＬＯ ２ＬＯトポロジーを用いたパッシブミキサとフィルタを実行することができるダウンコンバータの具体例を示す図である。 ＬＯ ２ＬＯトポロジーを用いた約２５％のデューティサイクルを実行するシングルエンド電流モードの具体例を示す図である。 ＬＯ ２ＬＯトポロジーを実施する完全差動の電流モードのパッシブミキサの具体例を示す図である。 図３と図４のＬＯ ２ＬＯトポロジーを用いたパッシブミキサとフィルタの具体例に用いられるＬＯ信号を示す図である。 ＬＯ ２ＬＯトポロジーを実施するシングルエンド電圧モードのパッシブミキサを示す図である。 ＬＯ ２ＬＯトポロジーを実施する完全差動電圧モードのパッシブミキサの具体例を示す図である。 約２５％のデューティサイクルトポロジーを用いて実行されるシングルエンド電圧モードパッシブミキサのもう一つの具体例を示す図である。 図８のクロック信号を生成するのに用いられる回路のもう一つの具体例を示す図である。 図８のクロック信号を生成するのに用いられる回路の更にもう一つの具体例を示す図である。 図１０の接続１０１２、１０１４、１０１６、１０１８上の信号を生成するのに用いられる回路１１００の具体例を示す図である。 図１１Ａのラッチ回路の具体例を示す図である。 図１０の一対のＮＯＲゲートの実施例を示す図である。 約２５％のデューティサイクルトポロジーを用いて実行されるフィルターの具体例を示す図である。 約２５％のデューティサイクルトポロジーを用いて実行されるフィルタのもう一つの具体例を示す図である。 約２５％のデューティサイクルトポロジーを用いて実行されるフィルタのもう一つの具体例を示す図である。 トランスミッタでノイズをフィルタリングする、約２５％のデューティサイクルトポロジーを用いて実行されるフィルタの別の具体例を示す図である。 ｎサンプルホールドスイッチを用い、ｎベースバンド出力を有するパッシブミキサとフィルタトポロジーの一般的な実施図である。 ＬＯ ２ＬＯ構造を用いたパッシブミキサと高Ｑ ＲＦフィルタの具体例の操作を説明するフローチャート図である。

携帯用トランシーバーに特に関係した記述であるが、パッシブミキサとパッシブミキサを用いた高 Ｑ ＲＦフィルタも、他の具体例で、約２５％のクロックデューティサイクル波長を用いて、局部発振（ｌｏｃａｌ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ 、ＬＯ）を生成するパッシブミキサと高 Ｑ ＲＦフィルタとして見なされ、ＬＯ ２ＬＯトポロジーにより実現され、レシーバで、信号ダウンコンバーションを用いるあらゆる装置中に用いることができる。パッシブミキサとパッシブミキサを用いた高 Ｑ ＲＦフィルタは、ミキサコアで実施されるか、関連する回路で、所望のＬＯ と ２ＬＯ信号を生成することにより、公知のミキサコアで実施される。更に、以下で、ダウンコンバートミキサを記述するが、パッシブミキサとパッシブミキサを用いた高 Ｑ ＲＦフィルタも、アップコンバートミキサとして実施できる。更に、約２５％のデューティサイクルトポロジーを用いたフィルタ構造が記載される。このフィルタ構造は、高 Ｑ ＲＦフィルタを必要とするあらゆる設計に用いられる。このアプリケーション中、直交パッシブミキサトポロジーが記述される。直交パッシブミキサトポロジーは、アプリケーションの送受信に用いられて、ＩとＱ経路間の良好な絶縁性、低ノイズ、高直線性を達成すると同時に、厳しいＬＯチェーン規格を緩和することができる。

パッシブミキサは、低電力消耗、低ノイズ、高直線性を提供するが、ＬＯドライバとパッシブミキサに付随する信号経路から、好ましいパフォーマンスを必要とする。パッシブミキサの最も解決が難しい欠点は、ＩとＱ入力端間の絶縁が不足することである。絶縁不足は、公知の実施に、ＩとＱを絶縁するアクティブ、又は、パッシブ回路ステージを強要し、ダイ面積を犠牲にし、ノイズが増加し、直線性が大幅に低下し、よって、多くのアプリケーション中で、パッシブミキサの効果的な使用が制限されてしまう。

直交のＩとＱ ＬＯ信号の生成は、ミキサ操作にとって重要である。直交ＬＯ信号の位相ノイズとＩ−Ｑ適合が共に重要なので、ＬＯと２ＬＯ信号の生成に関連する回路は、一般に、高電力を消耗し、回路上で大面積を占有する。

パッシブミキサとパッシブミキサを用いた高 Ｑ ＲＦフィルタは、上述の多くの課題を克服する。パッシブミキサとパッシブミキサを用いた高 Ｑ ＲＦフィルタは、ＬＯチェーン位相ノイズの総合システムのノイズへの貢献を減少させる。伝送ミキサの場合、ＬＯ ２ＬＯトポロジーは、トランスミッタの総合ノイズレベルを減少させ、レシーバの場合、ＬＯ ２ＬＯトポロジーは、レシーバの電磁波耐性を増加し、相互混合のせいで、所望の周波数にダウンコンバートする周波数を外れる信号をブロックする。パッシブミキサとパッシブミキサを用いた高 Ｑ ＲＦフィルタは、アップコンバーターの場合のサイドバンド拒絶を悪化させ、ダウンコンバータの場合のイメージ拒否を改善するＬＯチェーン中のＩＱ不均衡を減少させる。

受信ミキサの場合、ＬＯ ２ＬＯトポロジーは、雑音指数と直線性を大幅に改善する。アクティブ絶縁を提供する素子、又は、大領域を占有し、及び、又は、寄生ノイズを発生し、ＩとＱ間の直線性を悪化させるパッシブ絶縁を提供する素子を削除することにより、レシーバ利得を増加させ、ＲＦ経路の複雑さを減少させる。

パッシブミキサのパフォーマンスは、低ゲート長、高パフォーマンス相補型ＭＯＳ（ＣＭＯＳ）トランジスタの有効性により劇的に改善され、線形モード下で、卓越したスイッチとして操作する。上述のＬＯ ２ＬＯパッシブミキサ構造は、更に、パッシブミキサのパフォーマンスを増加し、電圧モードでも電流モード下でも操作できる。具体例中、以下のパッシブミキサの実施は、複数の長所を提供する電流モードのパッシブミキサの実施である。

パッシブミキサとパッシブミキサを用いた高 Ｑ ＲＦフィルタは、ハードウェア、ソフトウェア、又は、ハードウェアとソフトウェアの組み合わせで実施される。ハードウェアで実施される時、パッシブミキサとパッシブミキサを用いた高 Ｑ ＲＦフィルタは、専門のハードウェア素子とロジックを用いて実施される。ソフトウェア中で部分的に実施される場合、ＬＯと２ＬＯ信号が生成されるとき、ソフトウェア部分は、精確に様々な素子を制御するのに用いられる。ソフトウェアはメモリに保存され、適当な命令実行システム（マイクロプロセッサ）により実行される。パッシブミキサとパッシブミキサを用いた高 Ｑ ＲＦフィルタのハードウェア実施は、以下の技術のどれか、又は、組み合わせを含み、全て、当技術分野｛とう ぎじゅつ ぶんや｝で周知｛しゅうち｝で、個別の電子素子、データ信号に基づき、論理関数を実施するロジックゲートを有する個別のロジック回路、適切なロジックゲートを有するアプリケーション特有の集積回路、プログラマブル・ゲート・アレイ（ＰＧＡ）、フィールドプログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）等である。

パッシブミキサとパッシブミキサを用いた高 Ｑ ＲＦフィルタのソフトウェアは、論理関数を実行する実行可能命令の順序付けられたリストを含み、命令実行システム、装置、又は、装置と連結するあらゆるコンピュータ可読媒体に統合され、例えば、コンピュータベースシステム、プロセッサ含有システム、又は、その他のシステムは、命令実行システム、装置、又は、装置から命令をフェッチし、命令を実行する。

この文献の文脈中、“コンピュータ可読媒体”は、命令実行システム、器具、又は、装置と通信するプログラムを含有、保存、通信、伝播、又は、伝送するあらゆる手段である。コンピュータ可読媒体は、それらに限定されないが、例えば、電気、磁気、光学、電磁気、赤外線、又は、半導体システム、装置、又は、伝播媒質である。コンピュータ可読媒体の更なる具体例は以下である。一つ、或いは、それ以上のワイヤを有する電気的接続（電子回路）、ポータブルコンピュータディスケット（磁気）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、消去可能ＰＲＯＭ（ＥＰＲＯＭ か フラッシュメモリ）（磁気）、光ファイバ（光学）、及び、ＣＤ−ＲＯＭ（ｃｏｍｐａｃｔ ｄｉｓｃ ｒｅａｄ−ｏｎｌｙ ｍｅｍｏｒｙ）（光学）を含む。注意すべきことは、コンピュータ可読媒体は、プログラムをプリントできる紙か他の適当な媒体で、プログラムは、例えば、紙の光学スキャンや他の媒体により電気的に捕捉され、その後、コンパイル、判断されるか、そうでなければ、必要なときに適当に処理され、コンピュータメモリ中に保存される。

図１は、簡易化した携帯型トランシーバー１００を示す図である。パッシブミキサとパッシブミキサを用いた高 Ｑ ＲＦフィルタは、あらゆるＲＦレシーバ、ＲＦトランスミッタ、又は、ＲＦトランシーバ中で実施され、本例中、携帯型トランシーバー１００と関連するＲＦレシーバ１２０中で実施される。図１の携帯型トランシーバー１００は、例を簡潔にすることを目的として、多くの可能なアプリケーションのうちの一つを示し、ＬＯ ２ＬＯトポロジーを用いたパッシブミキサとフィルタが実施される。携帯型トランシーバー１００は、トランスミッタ１１０、レシーバ１２０、ベースバンドサブシステム１３０、デジタルーアナログコンバータ（ＤＡＣ）１６０、及び、アナログーデジタルコンバータ（ＡＤＣ）１７０からなる。トランスミッタ１１０は、変調器１１６、及び、アップコンバータ１１７を含む。具体例中、アップコンバータ１１７は変調器１１６のサブシステムである。別の具体例中、アップコンバータ１１７は分離した回路ブロックか回路素子である。

トランスミッタは、ベースバンド信号を変調、及び、アップコンバートする機能素子を含む。レシーバ１２０は、フィルタ回路とダウンコンバータ２００を有し、受信したＲＦ信号からの情報信号を復調させる。ダウンコンバータ２００は、ＬＯ ２ＬＯトポロジーを用いたパッシブミキサとフィルターの具体例を実施する。

携帯型トランシーバー１００は、電力増幅器１４０を有する。トランスミッタ１１０の出力は、接続１１２で、電力増幅器１４０に提供される。通信方法論に基づくと、携帯型トランシーバーは電力増幅制御素子を含む（図示しない）。

レシーバ１２０と電力増幅器１４０はフロントエンドモジュール１４４に接続される。フロントエンドモジュール１４４はデュプレクサ、ダイプレクサ、又は、受信信号から伝送信号を分離するあらゆる素子である。フロントエンドモジュール１４４は、接続１４２で、アンテナ１３８に接続される。

伝送モード下で、電力増幅器１４０の出力は、接続１１４で、フロントエンドモジュール１４４に提供される。受信モード下で、フロントエンドモジュール１４４は、接続１４６で、受信信号をレシーバ１２０に提供する。

ＬＯ ２ＬＯトポロジーを用いたパッシブミキサとフィルタの一部がソフトウェアで実行され、その後、ベースバンドサブシステム１３０は、マイクロプロセッサ１３５かその他のプロセッサにより実行されるＬＯ ２ＬＯソフトウェア１５５を含み、ＬＯ ２ＬＯトポロジーを用いたパッシブミキサとフィルタの操作を制御する。

伝送時、ベースバンド伝送信号は、接続１３２で、ベースバンドサブシステム１３０からＤＡＣ１６０に提供される。ＤＡＣ１６０は、デジタルベースバンド伝送信号を、接続１３４で、トランスミッタ１１０に供給されるアナログ信号に転換する。変調器１１６とアップコンバータ１１７は、携帯型トランシーバ１００が操作されるシステムにより規定される変調フォーマットに従って、アナログ伝送信号を変調、アップコンバートする。伝送信号の変調とアップコンバートは、その後、接続１１２で、電力増幅器１４０に供給される。

受信時、受信信号のフィルタとダウンコンバートは、接続１３６で、レシーバ１２０からＡＤＣ１７０に供給される。ＡＤＣはアナログ受信信号をデジタル化し、接続１３８で、アナログベースバンド受信信号をベースバンドサブシステム１３０に提供する。ベースバンドサブシステム１３０は、伝送情報を受信する。

図２は、約２５％のデューティサイクルか、ＬＯ ２ＬＯトポロジーを用いたパッシブミキサを実行することができるダウンコンバータ２００の具体例を示す図である。ダウンコンバータ２００は、接続２０４上に、所望のＬＯ信号の二倍の周波数であるＬＯ信号を生成するように設計された発振器２０２を有する。例えば、所望のＬＯ信号の周波数が名目上、１０００ＭＨｚの場合、接続２０４上の信号は、２００ＭＨｚである。ダウンコンバータ２００は、ミキサコア２１２とミキサコア２１４を含む。ミキサコア２１２と２１４は、直交信号ＩとＱ上に配置され、操作される。例中、差動ラジオ周波数（ＲＦ ｉｎ＋）入力信号は接続２０６で、ミキサコア２１２に供給され、差動ＲＦ入力信号（ＲＦ ｉｎ−）は接続２０８で、ミキサコア２１４に供給される。

接続２０４上の２ＬＯ信号は、ミキサコア２１２と２１４に供給され、分配器２２２に供給される。具体例中、分配器２２２は直交分配器である。分配器２２２は、接続２０４上の２ＬＯ信号を、接続２１６と２１８上のＬＯ名目値に分配する。本例中、ＬＯ＿１信号は、接続２１６で、ミキサコア２１２に供給され、ＬＯ＿１とＬＯ＿１信号は、接続２１６で、ミキサコア２１２に供給され、ＬＯ＿Ｑ信号は、接続２１８で、ミキサコア２１４に供給される。一般に、２ＬＯ、ＬＯ＿１、及び、ＬＯ＿Ｑ信号は、ミキサコア２１２と２１４に供給される前に、バッファを通過する。しかし、バッファは、簡潔化のため、図２から省略される。

以下｛いか｝により詳細｛しょうさい｝に論じるように、ミキサコア２１２と２１４は、それぞれ、ＬＯ信号と２ＬＯ信号を受信する。最小のノイズと損耗により、ミキサコア２１２はＲＦ ｉｎ＋信号をダウンコンバートし、ミキサコア２１４はＲＦ ｉｎ−信号をダウンコンバートする。本例中、ダウンコンバートされたＲＦ ｉｎ＋信号は、接続２２４上で、ベースバンド（ＢＢ）Ｉ＋とＩ−信号として現れ、ダウンコンバートされたＲＦ ｉｎ−信号は、接続２２６上で、ベースバンド（ＢＢ）Ｑ＋とＱ−信号として現れる。

ダウンコンバータ２００の構造は、周波数分配器のノイズ寄与を抑圧し、直交ＬＯ信号、ＬＯ＿１とＬＯ＿Ｑを生成するのに用いられ、これにより、レシーバのノイズ寄与を最小限にし、ＩとＱ入力端間の高レベルの入力絶縁を提供し、パッシブミキサを実施する。

図３は、ＬＯ ２ＬＯトポロジーを用いて約２５％のデューティサイクルを実行するシングルエンド電流モードのパッシブミキサの具体例を示す図である。図３の具体例中、ミキサ３００は、電圧ドメインでなく電流ドメインで操作し、ＲＦ入力端でシングルエンドであるが、ベースバンド出力端では差動構造である。フロントエンドモジュール１４４（図１）の出力は、接続１４６で受信する。これは、図１のレシーバ１２０への入力信号である。接続１４６上の入力信号は低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）３０２に供給される。具体例中、増幅器３０２は、トランスインピーダンス増幅器、別名、Ｇｍステージとして知られている。接続１４６上で増幅器３０２に入力するのは電圧信号Ｖｉｎで、接続３０４上の増幅器の出力は電流信号である。

接続３０４上の電流信号は、誘導／キャパシティブ（ＬＣ）タンク回路３０６に提供される。タンク回路３０６は、キャパシタンス３０８とインダクタンス３０９を有する。タンク回路３０６は所望のＲＦに調整し、ノード３０４から、高インピーダンス接続を接地かＶｃｃに提供する。高インピーダンス接続は、電流をＧｍステージの出力端からパッシブミキサステージに回す。接続３０４上のタンク回路３０６の出力は電流信号で、Ｉｏｕｔと称される。

ミキサコアは、同相のミキサコア３０５と直角位相ミキサコア３０７を含む。接続３０４上の信号は、それぞれ、キャパシタンス３１１と３２１により、一対のスイッチ３１０と３２０に提供される。スイッチ３１０は、２ＬＯ信号により制御され、スイッチ３２０は、２ＬＯ信号
（外１）

の逆により制御される。

スイッチ３１０の出力は、接続３１２で、スイッチ３３０と３３２に提供される。スイッチ３３０はＬＯ＿Ｉ信号により制御され、スイッチ３３２は
（外２）

により制御される。
スイッチ３２０の出力は、接続３２２で、スイッチ３４０と３４２に提供される。スイッチ３４０はＬＯ＿Ｑ信号により制御され、スイッチ３４２は
（外３）

により制御される。

スイッチ３３０の出力は、接続３３４で、増幅器３５２に提供される。同様に、スイッチ３３２の出力は、接続３３６で、増幅器３５２に提供される。増幅器３５２は、例えば、接続３５４上で、差動出力を有するトランスインピーダンス増幅器である。接続３５４上の出力は、差動同相（Ｉ）出力信号である。負荷抵抗３５６とキャパシタンス３５８は、出力端３５４と入力端３３４間に位置する。負荷抵抗３５７とキャパシタンス３５９は、出力端３５４と入力端３３６間に位置する。

スイッチ３４０の出力は、接続３３４で、増幅器３６２に提供される。同様に、スイッチ３４２の出力は、接続３４６で、増幅器３６２に提供される。増幅器３６２は増幅器３５２と同じである。接続３６４上の出力は差動直角位相（Ｑ）出力信号である。抵抗３６６とキャパシタンス３６８は、出力３６４と入力３４４間に位置する。抵抗３６７とキャパシタンス３６９は出力３６４と入力３４６間に位置する。

トランスインピーダンス増幅器３５２は、ノード３３４と３３６で、差動信号に、バーチャル接地接続を生成し、トランスインピーダンス増幅器３６２は、ノード３４４と３４６で、差動信号に、バーチャル接地接続を生成する。ミキサコア３０５と３０７で、スイッチにより、ＬＮＡ３０２の出力端から伝播する時、電流ドメインに信号が残るようにする。

図３のミキサトポロジーの具体例によると、接続３３４と３３６、又は、接続３４４と３４６上に、ＲＦ、又は、ベースバンド電圧振幅がない。同様に、ノード３０４に、電圧振幅がない。ノード３０４、３３４、３３６、３４４、及び、３４６上の低電圧利得は、レシーバフロントエンドが高直線性で操作できるようにする。

図５の効果的なＬＯ信号の図で示されるように、任意｛にんい｝の時点｛じてん｝で、次の接続の一つだけが確立される。ノード３０４とノード３３４間の接続、ノード３０４とノード３３６間の接続、ノード３０４とノード３３４間の接続、又は、ノード３０４とノード３４６間の接続、である。時間の分配は、信号２ＬＯと
（外４）

により、スイッチ３１０と３２０を切り換えることにより完成する。このように、Ｉミキサ３３０／３３２とトランスインピーダンス増幅器３５２、及び、Ｑミキサ３４０／３４２とトランスインピーダンス増幅器３６２間の絶縁は、時間ドメイン中、信号を分割することにより達成される。

トランスインピーダンス増幅器３５２と３６２間で達成される絶縁は、パッシブミキサのノード３３４／３３６とノード３３４／３４６から現れるインピーダンスを増加させる。このインピーダンスは高く、共振周波数で、タンク回路３０６の抵抗により制限される。この高インピーダンスは、トランスインピーダンス増幅器３５２と３６２の入力参照ノイズの転送利得を減少させ、これにより、レシーバの総合感度を改善する。

ノード３０４の与えられた電流Ｉｏｕｔにとって、電流対電圧利得は、効果的なインピーダンス利得Ｇａｉｎ ＝ （Ｖｏｕｔ／Ｉｉｎ） ＝ Ｒ_ｔｉａ （２／p√２） により与えられ、 Ｒ_ｔｉａは抵抗３５６の値である。この利得は、一対の公知のＩとＱミキサがノード３０４に接続される場合に得られる利得より３ｄＢ大きい。

低ミキサフリッカーノイズ、低熱雑音、優れたＩＱミスマッチと高ＩＰ２に貢献する更なるメカニズムは、出願日が２００５年９月６日の同時係属の米国特許第１１／２２０，０３０号の“低ノイズミキサ”で記述されている。

図４は、ＬＯ ２ＬＯトポロジーを実施する完全差動の電流モードのパッシブミキサの具体例を示す図である。図４の素子は図３の素子と同じで、述語体系４ＸＸを用いて表示され、ＸＸは図３と同じ素子である。

図４の具体例中、ミキサ４００は電流モードで操作し、ＲＦ入力とベースバンド出力で、完全差動である。フロントエンドモジュール１４４（図１）の出力は、接続１４６で受信される。これは、図１のレシーバ１２０への入力信号である。接続１４６上の入力信号は差動信号で、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）４０２に供給される。具体例中、増幅器４０２はトランスインピーダンス増幅器、別名、Ｇｍステージとして知られている。接続１４６上で、増幅器４０２に入力するのは差動電圧信号Ｖｉｎ＋ と Ｖｉｎ−で、接続４０４上で、増幅器４０２の出力は、差動電流信号Ｉｏｕｔ＋ と Ｉｏｕｔ−である。

接続４０４上の電流信号は、タンク回路４０６に提供される。タンク回路４０６はタンク回路３０６と同じである。タンク回路４０６は、所望のＲＦに調整し、ノード４０４から、高インピーダンス接続をＶｃｃに提供する。高インピーダンス接続は、電流をＧｍステージの出力端からパッシブミキサステージに回す。

正（Ｉｏｕｔ＋）経路上で、ミキサコアは、同相のミキサコア４０５と直角位相ミキサコア４０７を有し、接続４０４上の信号は、キャパシタンス４１１により、一対のスイッチ４１０と４２０に提供される。スイッチ４１０は２ＬＯ信号により制御され、スイッチ４２０は、２ＬＯ信号
（外５）

の逆により制御される。

スイッチ４１０の出力は、接続４１２で、スイッチ４３０と４３２に提供される。スイッチ４３０はＬＯ＿Ｉ信号により制御され、スイッチ４３２は
（外６）

により制御される。

スイッチ４２０の出力は、接続４２２で、スイッチ４４０と４４２に提供される。スイッチ４４０はＬＯ＿Ｑ信号により制御され、スイッチ４４２は
（外７）

により制御される。

スイッチ４３０の出力は、接続４３４で、増幅器４５２に提供される。同様に、スイッチ４３２の出力は、接続４３６で、増幅器４５２に提供される。増幅器４５２は、例えば、接続４５４上で、差動出力を有するトランスインピーダンス増幅器である。増幅器４５２は増幅器３５２と同じである。接続４５４上の出力は、差動同相（Ｉ）の出力信号である。

スイッチ４４０の出力は、接続４４４で、増幅器４６２に提供される。同様に、スイッチ４４２の出力は、接続４４６で、増幅器４６２に提供される。増幅器４６２は増幅器４５２と同じである。接続４６４上の出力は、差動直角位相（Ｑ）出力信号である。

負（Ｉｏｕｔ−）経路上で、ミキサコアは、同相のミキサコア４７５と直角位相ミキサコア４７７を有し、接続４０４上の信号は、キャパシタンス４２１により、一対のスイッチ４８０と４８５に提供される。スイッチ４８０は２ＬＯ信号により制御され、スイッチ４８５は、２ＬＯ信号
（外８）

の逆により制御される。

スイッチ４８０の出力は、接続４８２で、スイッチ４９０と４９２に提供される。スイッチ４９０はＬＯ＿Ｉ信号により制御され、スイッチ４９２は
（外９）

により制御される。

スイッチ４８５の出力は、接続４８４で、スイッチ４９４と４９６に提供される。スイッチ４９４はＬＯ＿Ｑ信号により制御され、スイッチ４９６は
（外１０）

により制御される。

スイッチ４９０の出力は、接続４３６で、増幅器４５２に提供される。同様に、スイッチ４９２の出力は、接続４３４により、増幅器４５２に提供される。増幅器４５２は、例えば、接続４５４上に差動出力を有するトランスインピーダンス増幅器である。増幅器４５２は増幅器３５２と同じである。接続４５４上の出力は、差動同相（Ｉ）の出力信号である。

スイッチ４９４の出力は、接続４４６で、増幅器４６２に提供される。同様に、スイッチ４９６の出力は、接続４４４で、増幅器４６２に提供される。
図５は、図３と図４のＬＯ ２ＬＯトポロジーを用いたパッシブミキサとフィルタの具体例に用いられるＬＯ信号を示す図である。同相ＬＯ信号は、差動素子ＬＯ＿Ｉと
（外１１）

を含む。直角位相ＬＯ信号は、差動素子ＬＯ＿Ｑと
（外１２）

を含む。２ＬＯ信号は、ＩとＱ ＬＯ信号の周波数の二倍で発生するＬＯ信号である。

２ＬＯ信号はトレース５０２で示され、ＬＯ＿１信号はトレース５０４で示され、ＬＯ＿Ｑ信号はトレース５０６で示される。

２ＬＯ＊ＬＯ＿Ｉ信号はトレース５０８で示される。信号５０８はＩ＋信号を示す。
（外１３）

信号はトレース５１２で示される。信号５１２はＩ−信号を示す。
（外１４）

はトレース５１４で示される。信号５１４はＱ−信号を示す。
（外１５）

信号はトレース５１６で示される。信号５１６はＱ−信号を示す。

効果的な同相ＬＯ信号、ｅＬＯ＿Ｉは５１８で示され、効果的な直角位相ＬＯ信号、ｅＬＯ＿Ｑは５２２で示される。図５のように、効果的な同相ＬＯ信号、ｅＬＯ＿Ｉ、５１８と効果的な直角位相ＬＯ信号、ｅＬＯ＿Ｑ、５２２は、約２５％のデューティサイクルを提供し、２ＬＯ信号５０２の遷移だけで切り換えが起こるように確保し、ＬＯ＿１信号５０４とＬＯ＿Ｏ信号５０６によるＩとＱ信号の重複部分を縮小する。

図６は、ＬＯ ２ＬＯトポロジーを実施するシングルエンド電圧モードのパッシブミキサを示す図である。具体例中、電圧モードのパッシブミキサは、キャパシタンスを有するスイッチ３３４、３３６、３４４、３４６（図３）の出力を終了し、その後、高インピーダンス低ノイズベースバンド増幅器により、図３で示されるＬＯ ２ＬＯパッシブミキサを用いて実施される。図６の素子は図３の素子と同じで、述語体系６ＸＸを用いて表示され、ＸＸは図３と同じ素子である。

図６の具体例中、ミキサ６００は電流ドメインでなく、電圧ドメインで操作し、ＲＦ入力でシングルエンドであるが、ベースバンド出力で差動構造である。フロントエンドモジュール１４４（図１）の出力は、接続１４６で受信される。これは、図１のレシーバ１２０への入力信号である。接続１４６上の入力信号は低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）６０２に供給される。具体例中、増幅器６０２はトランスインピーダンス増幅器、別名、Ｇｍステージとして知られている。接続６０４上の増幅器６０２の出力は電圧信号Ｖｏｕｔである。

接続６０４上の電圧信号は、タンク回路６０６に提供される。タンク回路６０６はタンク回路３０６と同じである。タンク回路６０６の出力は電圧信号で、Ｖｏｕｔと呼ばれる。

ミキサコアは、同相ミキサコア６０５と直角位相ミキサコア６０７を含む。接続６０４上の信号は、それぞれ、キャパシタンス６１１と６２１により、一対のスイッチ６１０、６２０に提供される。スイッチ６１０は、２ＬＯ信号により制御され、スイッチ６２０は２ＬＯ信号
（外１６）

の逆により制御される。

スイッチ６１０の出力は、接続６１２で、スイッチ６３０と６３２に提供される。スイッチ６３０はＬＯ＿Ｉ信号により制御され、スイッチ６３２は
（外１７）

信号により制御される。

スイッチ６２０の出力は、接続６２２で、スイッチ６４０と６４２に提供される。スイッチ６４０はＬＯ＿Ｑ信号により制御され、スイッチ６４２は
（外１８）

により制御される。

接続６３４と６３６上の出力スイッチ６３０、６３２は、それぞれ、キャパシタンス６５６、続いて、高インピーダンス低ノイズベースバンド増幅器６５２により終了される。同相差動出力Ｖ_{Ｉｏｕｔ＋} と Ｖ_{Ｉｏｕｔ−}は、接続６３４と６３６で提供される。バイアス抵抗６５７と６５８は、スイッチ６３０と６３２上のＤＣ電圧を設定する電圧信号Ｖｃｍを受信する。バイアス抵抗６５７と６５８は、一般に、極めて大きく、０．５Ｋｏｈｍから２０ｋＯｈｍの幅である。

接続６４０と６４２上の出力スイッチ６４０、６４２は、それぞれ、キャパシタンス６６６、続いて、高インピーダンス低ノイズベースバンド増幅器６６２により終了される。直角差動出力Ｖ_{Ｑｏｕｔ＋} ａｎｄ Ｖ_{Ｑｏｕｔ−}は、接続６４４と６４６で提供される。バイアス抵抗６６７と６６８は、スイッチ６４０と６４２上のＤＣ電圧を設定する電圧信号Ｖｃｍを受信する。バイアス抵抗６６７と６６８は、一般に、極めて大きく、０．５Ｋｏｈｍから２０ｋＯｈｍの幅である。以下で記述されるように、電圧モード操作は、約２５％のデューティサイクルかＬＯ−２ＬＯトポロジー構造を用いて、高Ｑフィルタリングを可能にする。

図７は、ＬＯ ２ＬＯトポロジーを実施する完全差動電圧モードパッシブミキサの具体例を示す図である。図７の素子は図６の素子と同じで、述語体系７ＸＸを用いて表示され、ＸＸは図６と同じ素子である。

図７の具体例中、ミキサ７００は、電流ドメインでなく、電圧ドメインで操作し、ＲＦ入力端とベースバンド出力端で完全差動である。フロントエンドモジュール１４４（図１）の出力は、接続１４６で受信する。これは、図１のレシーバ１２０への入力信号である。接続１４６上の入力信号は差動信号で、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）７０２に供給される。具体例中、増幅器７０２は、トランスインピーダンス増幅器、別名、Ｇｍステージとして知られている。接続１４６上の増幅器７０２に入力するのは差動電圧信号、Ｖｉｎ＋ ａｎｄ Ｖｉｎ−で、接続７０４上の増幅器７０２の出力は、差動電圧信号Ｖｏｕｔ＋ ａｎｄ Ｖｏｕｔ−である。

接続７０４上の電圧信号はタンク回路７０６に提供される。タンク回路７０６はタンク回路６０６と同じである。

正（Ｉｏｕｔ＋）経路上で、ミキサコアは、同相のミキサコア７０５と直角位相ミキサコア７０７を有し、接続７０４上のミキサは、キャパシタンス７１１により、一対のスイッチ７１０と７２０に提供される。スイッチ７１０は２ＬＯ信号により制御され、スイッチ７２０は、２ＬＯ信号
（外１９）

の逆により制御される。

スイッチ７１０の出力は、接続７１２で、スイッチ７３０と７３２に提供される。スイッチ７３０はＬＯ＿Ｉ信号により制御され、スイッチ７３２は
（外２０）

信号により制御される。

スイッチ７２０の出力は、接続７２２で、スイッチ７４０と７４２に提供される。スイッチ７４０はＬＯ＿Ｑ信号により制御され、スイッチ７４２は
（外２１）

信号により制御される。

接続７３４と７３６上の出力スイッチ７３０、７３２は、キャパシタンス７５６、続いて、高インピーダンス低ノイズベースバンド増幅器７５２により終了される。同相差動出力Ｖ_{Ｉｏｕｔ＋} ａｎｄと Ｖ_{Ｉｏｕｔ−}は、接続７３４と７３６により提供される。バイアス抵抗７５７と７５８は電圧信号Ｖｃｍを受信する。

接続７４４と７４６上の出力スイッチ７４０、７４２は、それぞれ、キャパシタンス７６６、続いて、高インピーダンス低ノイズベースバンド増幅器７６２により終了される。直角差動出力Ｖ_{Ｑｏｕｔ＋} ａｎｄ Ｖ_{Ｑｏｕｔ−}は、接続７４４と７４６により提供される。バイアス抵抗７６７と７６８は、電圧信号Ｖｃｍを受信する。以下で記述されるように、電圧モード操作は、約２５％のデューティサイクルかＬＯ−２ＬＯトポロジー構造を用いて、高Ｑフィルタリングを可能にする。

負（Ｉｏｕｔ−）経路上で、ミキサコアは、同相のミキサコア７７５と直角位相ミキサコア７７７を有し、接続７０４上の信号は、キャパシタンス７２１により、一対のスイッチ７８０と７８５に提供される。スイッチ７８０は２ＬＯ信号により制御され、スイッチ７８５は、２ＬＯ信号
（外２２）

の逆により制御される。

スイッチ７８０の出力は、接続７８２で、スイッチ７９０と７９２に提供される。スイッチ７９０はＬＯ＿Ｉ信号により制御され、スイッチ７９２は
（外２３）

信号により制御される。

スイッチ７８５の出力は、接続７８４で、スイッチ７９４と７９６に提供される。スイッチ７９４はＬＯ＿Ｑ信号により制御され、スイッチ７９６は
（外２４）

信号により制御される。

接続７３６と７３４上の出力スイッチ７９０、７９２は、キャパシタンス７５６、続いて、高インピーダンス低ノイズベースバンド増幅器７５２により終了される。同相差動出力Ｖ_{Ｉｏｕｔ＋} ａｎｄと Ｖ_{Ｉｏｕｔ−}は、接続７３４と７３６により提供される。

接続７４６と７４４上の出力スイッチ７９４、７９６は、それぞれ、キャパシタンス７６６、続いて、高インピーダンス低ノイズベースバンド増幅器７６２により終了される。直角差動出力Ｖ_{Ｑｏｕｔ＋} ａｎｄ Ｖ_{Ｑｏｕｔ−}は、接続７４４と７４６により提供される。

注意すべきことは、電流モード実行（図３と図４）と電圧モード実行（図６と図７）間に、利得の差異があることである。電流モード下で、利得はアクティブＬＯ ２ＬＯミキサと同じである。電圧モード下で、ＬＮＡ出力ノードから差動出力ノードへの電圧利得は、シングルエンド実行（図６）に対し、約６ｄＢであり、差動実行（図７）に対する０ｄＢに近接する。図６と図７のミキサ実行は、一連のサンプルホールド（Ｓ／Ｈ）機能として見なされ、ミキサスイッチがゼロに近づくにつれて、ＲＦ入力から各スイッチのサンプリング出力への電圧利得は、０ｄＢに接近する。スイッチのオンタイム幅（又は、デューティサイクル）が増加すると、利得は減少する。２５％のデューティサイクルの利得の点から考えると、０ｄＢより僅かに低く、０ｄＢに近似する。

図８は、約２５％のデューティサイクルトポロジーを用いて実行されるシングルエンド電圧モードパッシブミキサのもう一つの具体例を示す図である。電圧モード操作が図８の具体例で示されるが、電流モード実行も用いられる。図８は、約２５％のデューティサイクルとＬＯ ２ＬＯ構造を実施する間の差異を示す。ＬＯ ２ＬＯトポロジーは、ＬＯ周波数の１／４の時間か２５％のデューティサイクルで、基本的に、ＲＦ入力（例えば、図３のノード３０４）が各ベースバンド出力（例えば、図３のノード３３４、３３６、３４４と３４６）に接続されると認識することにより、回路実施が提供され、２５％のデューティサイクルＬＯ信号は、ＲＦ信号経路より、ＬＯチェーン中で生成される。実際に、スイッチのオンタイム間の重複を防止し、ミキサ実行の受信か伝送の両方で、好ましいノイズパフォーマンスを確保するため、２５％以下のデューティサイクルが望ましい。しかし、電流モードで、短いデューティサイクル（２５％以下）のミキサ実施は、直線性をすぐに悪化させ、ノイズの改善が僅かである。

例えば、図８のような電圧モード下のミキサ実施で、デューティサイクルを２０％かそれ以下にするのは可能であるが、快速に収穫逓減点に達すると、ＬＯ周波数の調波付近中の不要な入力信号やノイズをエイリアシングにより生じるノイズ寄与がパフォーマンスを低下させる。

図８のトポロジー中、ＬＯ ２ＬＯ乗算が、ＲＦ経路でなくＬＯ経路で実行される。これにより、パッシブミキサ８００を経る信号伝搬は、図３、図４、図６、及び、図７の直列の二個よりは、一スイッチ装置から伝搬されるＲＦ信号として簡易化される。図８の構造で、スイッチの直線性とノイズは、図３、図４、図６、及び、図７のトポロジーよりわずかにいいが、Ｉ−ＱミスマッチとＬＯ位相ノイズのために悪くなる。ＬＯ回路も、更に複雑で、更に多くの電力を消耗する。これらの欠点にもかかわらず、特に、電圧モードミキサトポロジーが用いられる時、信号経路の簡潔さが重要な長所を提供する。更に、以下のように、図８のパッシブミキサトポロジーのフィルタリング特性は、ＲＦ経路で高いフィルタリング反応を生じさせる図８の各直角位相ＩとＱ信号の一スイッチの低直列抵抗により、更に効果的である。

パッシブミキサ８００は、電圧モードで、約２５％のデューティサイクルのミキサトポロジーの具体例を示す。低ノイズ増幅器の出力は接続１４６で受信される。これは、図１のレシーバ１２０への入力信号である。接続１４６上の入力信号は増幅器８０２に供給される。具体例中、増幅器８０２はトランストランアドミッタンス増幅器、別名、Ｇｍステージとして知られている。接続８０４上の増幅器８０２の出力は電圧信号である。

接続８０４上の電圧信号は、タンク回路８０６に提供される。タンク回路８０６は、上述のタンク回路３０６と同じである。接続８０４上のタンク回路８０６は電圧信号で、Ｖｏｕｔと称される。

接続８０４上の電圧信号は、キャパシタンス８１１により提供され、８２２、８２４、８２６、８２８を切り換える。スイッチ８２２、８２４、８２６、８２８は、例えば、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）技術、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）技術、又は、その他のスイッチ技術等のスイッチ技術により実施される。当技術分野｛とう ぎじゅつ ぶんや｝で周知｛しゅうち｝のように、スイッチ８２２、８２４、８２６、８２８は、パスゲートにより代替でき、ＮＦＥＴとＰＦＥＴトランジスタの組み合わせである。スイッチ８２２、８２４、８２６、及び、８２８は、図８で、簡潔な単極単投スイッチとして示され、あらゆるタイプのスイッチが用いられて、スイッチ信号を生成する。

具体例中、同相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）信号は差動である。これにより、Ｉ信号は、Ｖ_Ｉ＋ 信号と Ｖ_Ｉ− 信号を含む。同様に、Ｑ 信号は、 Ｖ_Ｑ＋ 信号と Ｖ_Ｑ−信号を含む。スイッチ８２２は、Ｉ＋信号を生成し、スイッチ８２４はＩ−信号を生成し、スイッチ８２６はＱ＋信号を生成し、スイッチ８２８はＱ−信号を生成する。スイッチ８２２、８２４、８２６、８２８を駆動する信号は、２５％のデューティサイクルを有するように示され、以下のように生成される。クロック信号８３２はスイッチ８２２を駆動し、クロック信号８３４はスイッチ８２６を駆動し、クロック信号８３６はスイッチ８２４を駆動し、クロック信号８３８はスイッチ８２８を駆動する。約２５％のデューティサイクルトポロジーを用いたパッシブミキサの具体例によると、クロック信号８３２から８３８はどの時も重複することがないか、又は、同時に、ポジティブである。

スイッチ８２２の出力は、キャパシタンス８５６と抵抗８５７により終了されて、増幅器８５２の一入力端に提供される。スイッチ８２４の出力は、キャパシタンス８５８と抵抗８５９により終了される。スイッチ８２６の出力は、キャパシタンス８６６と抵抗８６７により終了されて、増幅器８６２の一入力端に提供される。スイッチ８２８の出力は、キャパシタンス８６８と抵抗８６９により終了されて、増幅器８６２のほかの入力端に提供される。接続８５４上の増幅器８５２の出力は、差動出力信号Ｖ_Ｉ＋ と Ｖ_Ｉ−であり、接続８６４上の増幅器８６２の出力は、差動出力信号Ｖ_Ｑ＋ と Ｖ_Ｑ−である。

図９は、図８のクロック信号を生成するのに用いられる回路のもう一つの具体例を示す図である。図９は、リップル計数器９００を示し、フリップフロップ９０２、９０４、９０６、及び、９０８からなる。クロック信号ＣＬＫは、接続９１２上でフリップフロップに供給される。具体例中、接続９１２上のクロック信号は、ＬＯ周波数の四倍（４ＬＯ）で操作する。接続９３２上のフリップフロップ９０８の出力はＩ＋ＣＬＫ信号で、接続９３４上のフリップフロップ９０４の出力は、Ｉ−ＣＬＫ信号を示し、接続９３８上のフリップフロップ９０６の出力はＱ−ＣＬＫ信号を示す。計数器９００は、フリップフロップをセット、又は、リセットすることにより、状態１０００に初期化されなければならない。

図１０は、図８のクロック信号を生成するのに用いられる回路１０００のもう一つの具体例を示す図である。回路１０００は、約２５％のデューティサイクルが図８の構造に生成される方法を示す。回路１０００はＣＭＯＳ分配器で、比較的感度が低く、２ノイズにより分配される図８のミキサにＬＯ信号を生成し、ＬＯ Ｉ−Ｑ位相と増幅ミスマッチを最小化する。

回路１０００は、ＮＯＲゲート１０２２、１０２４、１０２６、１０２８を含む。各ＮＯＲゲートは、接続１００６で、遅延素子１００４から２ＬＯ信号の遅延バージョンを受信する。遅延素子１００４により提供される遅延が選択されて、ＮＯＲゲート入力端上の二信号中の遷移は同時に発生しない。一旦、この状態が充分になると、ＮＯＲゲート出力端の信号は、分配器（図２）からのＬＯ信号より、２ＬＯ信号に依存する。ＮＯＲゲート１０２２は、接続１０１２で、ＬＯＩ＋信号を受信し、ＮＯＲゲート１０２４は、接続１０１４で、ＬＯＩ−信号を受信し、ＮＯＲゲート１０２６は、接続１０１６で、ＬＯＱ＋信号を受信し、ＮＯＲゲート１０２８は、接続１０１８で、ＬＯＱ−信号を受信する。

ＮＯＲゲート１０２２は、接続１０３２で、Ｉ＋クロック信号を提供し、ＮＯＲゲート１０２４は、接続１０３４で、Ｉ−クロック信号を提供し、ＮＯＲゲート１０２６は、接続１０３６で、Ｑ＋クロック信号を提供し、ＮＯＲゲート１０２８は、接続１０３８で、Ｑ−クロック信号を提供する。

２ＬＯ＊ＬＯ＿Ｉ信号はトレース１０４２で示される。信号１０４２はＩ＋クロック信号を示す。
（外２５）

信号はトレース１０４４で示される。信号１０４４はＩ−クロック信号を示す。
（外２６）

はトレース１０４６で示される。信号１０４６はＱ＋クロック信号を示す。
（外２７）

信号はトレース１０４８で示される。信号１０４８はＱ−クロック信号を示す。

信号トレース１０５２は接続１０１２上の信号を示し、ＬＯＩ＋信号の二機能により分配されることを示し、信号トレース１０５４は、接続１００６上の信号を示し、遅延素子１００４により提供される２ＬＯ信号の遅延バージョンを示す。

図１１Ａは、図１０の接続１０１２、１０１４、１０１６、１０１８上に信号を生成するのに用いられる回路１１００の具体例を示す図である。回路１１００は、ラッチ素子１１０４と１１０６を有するラッチ回路である。ＬＯ周波数の二倍（２ＬＯ）の周波数のクロック信号が接続１１０２に提供される。ラッチ素子１１０４はＬＯＱ＋とＬＯＱ−信号を生成し、ラッチ素子１１０６は、図１０の接続１０１２、１０１４、１０１６、及び、１０１８のＬＯＩ＋とＬＯＩ−信号を生成する。

図１１Ｂは、図１１Ａのラッチ回路の具体例を示す図である。回路１１５０は、スイッチ素子１１５２、１１５４、１１５６、１１５８、１１７６、及び、１１７８を有する。例中、スイッチ素子は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）装置であるが、他の実行装置でもよい。

スイッチ素子１１５２と１１５４は、接続１１６２で、入力信号Ｉｎｐｕｔを受信し、スイッチ素子１１５６と１１５８は、接続１１６４で、入力信号
（外２８）

の逆を受信する。スイッチ素子１１７８はクロック信号ＣＬＫを受信し、スイッチ素子１１７６は、クロック入力信号
（外２９）

の逆を受信する。

バッファ１１７２と１１７４はラッチ上で正のフィードバックを提供する。回路１１５０の出力は接続１１６６と１１６８で達成される。

図１２は、図１０の一対のＮＯＲゲートの実施例を示す図である。本例中、スイッチ素子は電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）として描かれるが、他の実行装置でもよい。

スイッチ素子１２５４と１２５８は入力信号Ａを受信する。スイッチ素子１２５２と１２７２は入力信号Ｂを受信し、スイッチ素子１２５６と１２７４は入力信号
（外３０）

の反転バージョンを受信する。図１０を簡単に参照すると、この実行は、例えば、ＮＯＲゲート１０２２と１０２４を結合する。図１２の入力Ａは、図１０の接続１００６に接続される。図１２の入力Ｂは図１０の接続１０１２に接続される。図１２の反転信号
（外３１）

は図１０の接続１０１４に接続される。

回路１２００のＩ＋ＣＬＫ （又は、 Ｑ＋ＣＬＫ） 出力が接続１２６６で得られ、Ｉ−ＣＬＫ （又は、 Ｑ−ＣＬＫ）出力は接続１２６８で得られる。回路１２００は“擬似的差動”実行と呼ばれる。図１２の実施では、トランジスタ１２７６が二ＮＯＲゲート間でシェアされ、入力Ａの負荷を減少させ、差動出力信号の位相ノイズを改善する。

図１３は、約２５％のデューティサイクルトポロジーを用いて実行されるフィルターの具体例を示す図である。図１３の具体例は、約２５％のデューティサイクルトポロジーの一般概念を示す。

オンチップ素子を用いたＲＦで実施される一般のフィルタは、２５以下のＱ倍数を達成する。９００Ｍｈｚレシーバで、２０ＭＨｚオフセット周波数でブロック信号をフィルタリングするのは、フィルタＱ＞３００が要求される。図１３は、約２５％のデューティサイクルトポロジーを用いた高Ｑフィルタ１３００の一般的な実施を示す。ＬＯ信号が得られる時、低周波数フィルタ（ベースバンド周波数で）はＬＯ周波数に変換することができる。５００を超えるＱ値が定期的に達成される。一般に、これらのフィルタは電圧モードで実施され、パッシブミキサスイッチの出力は電流でなく電圧である。公知のパッシブミキサベース設計が用いられて、ＤＣからＬＯ周波数にフィルタ反応を変換する。約２５％のデューティサイクルかＬＯ−２ＬＯアプローチで得られるＱは非常に高い。このような高Ｑ反応は、このトポロジー技術において、パッシブミキサのＩとＱ間の結果である。図６、図７、図８で示される実施は、ＬＮＡの出力端で、高Ｑフィルタを提供するのに用いられる。スイッチがオンである期間、入力ＲＦとベースバンド出力間の抵抗が小さいので、図８の単一スイッチＲＦ経路実施は、高Ｑフィルタと低ノイズを提供する。

パッシブミキサ１３００は、高Ｑフィルタの具体例を示す。接続１４６上の入力信号は増幅器１３０２により供給される。具体例中、増幅器１３０２は、トランスアドミッタンス増幅器で、別名、Ｇｍステージとして知られている。接続１３０４上の増幅器１３０２の出力は電圧信号である。

接続１３０４上の電圧信号は、タンク回路１３０６に提供される。タンク回路１３０６は、上述のタンク回路３０６と同じである。接続１３０４上のタンク回路１３０６は電圧信号で、Ｖｏｕｔと称される。接続１３０４上の信号はレシーバ１３０７に提供され、レシーバの実施にかかわらず、ＩとＱ出力信号を提供する。

接続１３０４上の電圧信号は、キャパシタンス１３１１により提供され、１３２２、１３２４、１３２６、１３２８を切り換える。スイッチ１３２２、１３２４、１３２６、１３２８は、例えば、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）技術、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）技術、又は、パスゲートと称されるＮＦＥＴ、ＰＦＥＴの組み合わせ、又は、その他のスイッチ技術により実施される。スイッチ１３２２、１３２４、１３２６、１３２８は、図１３で、簡潔な単極単投スイッチとして示され、あらゆるタイプのスイッチが用いられて、スイッチ信号を生成することを説明する。

具体例中、同相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）信号は差動である。これにより、Ｉ信号は、Ｖ_Ｉ＋信号とＶ_Ｉ− 信号を含む。同様に、Ｑ信号は、 Ｖ_Ｑ＋信号とＶ_Ｑ−信号を含む。スイッチ１３２２は、Ｉ＋信号を生成し、スイッチ１３２４はＩ−信号を生成し、スイッチ１３２６はＱ＋信号を生成し、スイッチ１３２８はＱ−信号を生成する。スイッチ１３２２、１３２４、１３２６、１３２８を駆動するクロック信号は、図８のクロック信号と同じである。

スイッチ１３２２の出力はキャパシタンス１３５６と抵抗１３５７により終了される。スイッチ１３２４の出力は、キャパシタンス１３５８と抵抗１３５９により終了される。スイッチ１３２６の出力は、キャパシタンス１３６６と抵抗１３６７により終了される。スイッチ１３２８の出力は、キャパシタンス１３６８と抵抗１３６９により終了される。

フィルタ１３００によると、グラフ１３７２を用いて説明されるスイッチ１３２２（スイッチ１３２４、１３２６、１３２８でもよい）の出力で、３ｄＢコーナー周波数を有するローパス反応は、グラフ１３７４により説明される接続１３０４上で、ＬＯ周波数に変換される。反応は＋ｆＬＯに変換される。簡潔化のため、３ＬＯ、５ＬＯ、７ＬＯ、及び、他の調波は簡便性のために省略される。

ＬＮＡ１３０２の出力で、接続１３０４は高Ｑフィルタ電圧で、ブロッカーが減衰する。２０Ｍｈｚの１０〜２０ｄＢの幅の一般的な減衰と高周波数ブロッカーは、高度なＣＭＯＳ技術で可能である。拒否反応は、共振（Ｒ_Ｔ）で、タンク回路１３０６のインピーダンスと、パッシブミキサに用いられるスイッチの直列抵抗により制限される。

接続１３０４上の回路の出力は、その後、レシーバチェーンの保養に供給され、制限なしで実施される。

３ｄＢコーナー周波数“ｆ_−３ｄＢ”は、以下に従って計算される。

Ｒ_Ｔ は、共振周波数でのタンク回路１３０６のインピーダンス （Ｚ_Ｔ） で、本実施例中、 ＬＯ 周波数Ｔ_ＬＯ＝１／ｆ_ＬＯであり、ＬＯ信号の期間、 Ｔ_ＯＮは、各スイッチがオンである期間で、Ｃは図１３のキャパシタンス１３５６の値である。

図１４は、ＩとＱの受信信号の約２５％のデューティサイクルトポロジーを用いて実行されるフィルタの出力を使用するレシーバチェーンの具体例を示す図である。図１４の素子は図１３と同じで、述語体系１４ＸＸを用いて表示され、ＸＸは図１３と同じ素子である。図１４の実施はシングルエンド実施を示し、フィルタ構造は容易に完全差動に転換される。

接続１４６上の入力信号は増幅器１４０２に供給される。具体例中、増幅器１４０２は、トランストランアドミッタンス増幅器、別名、Ｇｍステージとして知られている。接続１４０４上の増幅器１４０２の出力は電圧信号である。
接続１４０４上の電圧信号は、タンク回路１４０６に提供される。タンク回路１４０６は、上述のタンク回路１３０６と同じである。接続１４０４上のタンク回路１４０６は電圧信号で、Ｖｏｕｔと称される。

接続１４０４上の電圧信号は、キャパシタンス１４１１によりスイッチ１４２２、１４２４、１４２６、１４２８に提供される。スイッチ１４２２、１４２４、１４２６、１４２８は、例えば、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）技術、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）技術、又は、その他のスイッチ技術等のスイッチ技術により実施される。スイッチ１４２２、１４２４、１４２６、１４２８は、図１４で、簡潔な単極単投スイッチとして示され、あらゆるタイプのスイッチが用いられて、スイッチ信号を生成する。

具体例中、同相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）信号は差動である。これにより、Ｉ信号は、Ｖ_Ｉ＋ 信号と Ｖ_Ｉ− 信号を含む。同様に、Ｑ 信号は、 Ｖ_Ｑ＋ 信号と Ｖ_Ｑ−信号を含む。スイッチ１４２２は、Ｉ＋信号を生成し、スイッチ１４２４はＩ−信号を生成し、スイッチ１４２６はＱ＋信号を生成し、スイッチ１４２８はＱ−信号を生成する。スイッチ１４２２、１４２４、１４２６、１４２８を駆動するクロック信号は、図８のクロック信号と同じである。

スイッチ１４２２の出力は、キャパシタンス１４５６と抵抗１４５７により終了されて、増幅器１４５２の一入力端に提供される。スイッチ１４２４の出力は、キャパシタンス１４５８と抵抗１４５９により終了される。スイッチ１４２６の出力は、キャパシタンス１４６６と抵抗１４６７により終了されて、増幅器１４６２の一入力端に提供される。スイッチ１４２８の出力は、キャパシタンス１４６８と抵抗１４６９により終了されて、増幅器１４６２のほかの入力端に提供される。増幅器１４５２と１４６２は、トランスアドミッタンス増幅器かＧｍステージである。増幅器１４５２は、接続１４５４により、差動Ｉ＋ｏｕｔとＩ−ｏｕｔ信号を提供する。増幅器１４６２は、接続１４６４により、差動Ｑ＋ｏｕｔとＱ−ｏｕｔ信号を提供する。

フィルタ１４００によると、グラフ１４７２を用いて説明されるスイッチ１４２２（スイッチ１４２４、１４２６、１４２８でもよい）の出力で、３ｄＢコーナー周波数を有するフィルタ反応が、グラフ１４７４により説明される接続１４０４上で、ＬＯ周波数に変換される。反応は＋ｆＬＯに変換される。簡潔化のため、３ＬＯ、５ＬＯ、７ＬＯ、及び、他の調波は簡便性のために省略される。

３ｄＢコーナー周波数“ｆ_−３ｄＢ”は以下に従って計算される。

Ｒ_Ｔ は、共振周波数でのタンク回路のインピーダンス（Ｚ_Ｔ）で、本実施例中、ＬＯ周波数Ｔ_ＬＯ＝１／ｆ_ＬＯであり、ＬＯ信号の期間、Ｔ_ＯＮは、各スイッチがオンである期間で、Ｃは図１４のキャパシタンス１４５６の値である。

図１５は、約２５％のデューティサイクルトポロジーを用いて実行されるフィルタの具体例を示す図である。図１５の素子は図１３と同じで、述語体系１５ＸＸを用いて表示され、ＸＸは図１３と同じ素子である。

フィルタ１５００は、送信周波数で、ノッチ反応を提供する高Ｑフィルタの具体例を示す。接続１４６上の入力信号は増幅器１５０２に供給される。具体例中、増幅器１５０２はトランスアドミッタンス増幅器で、Ｇｍステージとして知られている。接続１５０４上の増幅器１５０２の出力は電圧信号である。

接続１５０４上の電圧信号は、タンク回路１５０６に提供される。タンク回路１５０６は、上述のタンク回路３０６と同じである。接続１５０４上のタンク回路１５０６は電圧信号で、Ｖｏｕｔと称される。接続１５０４上の信号はレシーバ１５０７に提供され、レシーバの実施にかかわらず、ＩとＱ出力信号を提供する。

接続１５０４上の電圧信号は、キャパシタンス１５１１により、スイッチ１５２２、１５２４、１５２６、１５２８に提供される。スイッチ１５２２、１５２４、１５２６、１５２８は、例えば、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）技術、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）技術、又は、その他のスイッチ技術により実施される。スイッチ１５２２、１５２４、１５２６、１５２８は、図１５で、簡潔な単極単投スイッチとして示され、あらゆるタイプのスイッチが用いられて、スイッチ信号を生成する。

スイッチ１５２２と１５２４の出力は回路ブロック１５５２に接続され、スイッチ１５２６と１５２８の出力は回路ブロック１５６２に接続される。回路ブロック１５５２と１５６２は、グラフ１５７２で示されるように、ベースバンド周波数で、ハイパス形状により負荷インピーダンスを提供する。このような限界インピーダンスの一具体例は、フィードバックレジスタを有する高利得増幅器の仮想接地接続である。一般に、ベースバンド周波数（通常、数十ＭＨｚまで）で、誘導負荷を合成するフィードバック回路を取り込んだ他の実施が用いられる。

フィルタ１５００によると、ＬＯ周波数でのノッチフィルタ反応は、接続１５０４で生成される。ＬＯ周波数が送信周波数として選択される場合、ノッチ反応は、グラフ１５７４で示される送信周波数で生成される。送信周波数で、ノッチ反応を有すると、レシーバ入力で、伝送ブロック信号をフィルタリングする。

図１６は、ＬＯ ２ＬＯトポロジーを用いて実行されるフィルタの別の具体例を示す図で、トランスミッタで、ノイズのフィルタリングを実行する。

パッシブミキサ１６００は、トランスミッタで実施される高Ｑフィルタの具体例を説明する。接続１６０１上の入力信号は、トランスミッタにより供給される伝送入力信号で、トランスミッタ１１０（図１）を含んでいる。伝送信号は増幅器１６０２に供給される。具体例中、増幅器１６０２はトランスミッタンス増幅器で、Ｇｍステージとして知られている。接続１６０４上の増幅器１６０２の出力は電圧信号である。

接続１６０４上の電圧信号は、タンク回路１６０６に提供される。タンク回路１６０６はタンク回路３０６と同じである。接続１６０４上のタンク回路１６０６の出力は電圧信号で、Ｖｏｕｔと呼ばれ、本例では、電力増幅器か電力増幅ドライバ１４０（図１）に供給される伝送信号である。増幅器１４０は、伝送信号を増幅し、接続１１４上に伝送信号を提供する。

接続１６０４上の電圧信号は、キャパシタンス１６１１により、スイッチ１６２２、１６２４、１６２６、及び、１６２８に提供される。スイッチ１６２２、１６２４、１６２６、及び、１６２８は、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）技術、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）技術、又は、その他のスイッチ技術等のスイッチ技術により実施される。スイッチ１６２２、１６２４、１６２６、１６２８は、図１６で、簡潔な単極単投スイッチとして示され、あらゆるタイプのスイッチが用いられて、スイッチ信号を生成する。

具体例中、同相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）信号は差動である。これにより、Ｉ信号は、Ｖ_Ｉ＋ 信号と Ｖ_Ｉ− 信号を含む。同様に、Ｑ 信号は、 Ｖ_Ｑ＋ 信号と Ｖ_Ｑ−信号を含む。スイッチ１６２２は、Ｉ＋信号を生成し、スイッチ１６２４はＩ−信号を生成し、スイッチ１６２６はＱ＋信号を生成し、スイッチ１６２８はＱ−信号を生成する。スイッチ１６２２、１６２４、１６２６、１６２８を駆動する信号は、図８のクロック信号と同じである。

スイッチ１６２２の出力は、キャパシタンス１６５６と抵抗１６５７により終了される。スイッチ１６２４の出力は、キャパシタンス１６５８と抵抗１６５９により終了される。スイッチ１６２６の出力は、キャパシタンス１６６６と抵抗１６６７により終了される。スイッチ１６２８の出力は、キャパシタンス１６６８と抵抗１６６９により終了される。

フィルタ１６００によると、フィルタ反応は、スイッチ１６２２、１６２４、１６２６、及び、１６２８を駆動するＬＯと２ＬＯ信号により生成される。これらのＬＯ ２ＬＯ信号は、それぞれ、ＴＸ_ＬＯと２ＴＸ_ＬＯに対応して選択される。この配置は、グラフ１６７４で示される接続１６７４上に、フィルタ反応を提供する。

ベースバンド周波数でのフィルタ反応、ローパス反応は、このトポロジーによりＴＸ ＬＯ周波数に変換される。これは、ＴＸ信号の帯域幅外で、信号の存在を拒否するノード１６０４で、とても高いＱフィルタを生成する。ＧＳＭアプリケーションの２０Ｍｈｚオフセットで、ｄＢｃ／Ｈｚノイズ、又は、ＷＣＤＭＡアプリケーションの４５ＭＨｚ、９０ＭＨｚ、１８０ＭＨｚの高い周波数オフセットは、入力ノード１６０１と比較すると、ノード１６０４で衰弱する。フィルタの帯域幅が調整され、衰弱は、キャパシタンス１６５６、１６５８、１６６６、１６６８の所望の値を選択することにより調整される。

このトポロジーの製品として、ダウンコンバートされたＩとＱ差動信号は、ベースバンドキャパシタンス１６５６、１６５８、１６６６、及び、１６６８上で有効である。キャパシタンス１６５６、１６５８、１６６６、及び、１６６８を横切る出力は、トランスミッタの較正に用いられる。

図１７は、ｎサンプルホールドスイッチを用い、ｎベースバンド出力を有するパッシブミキサとフィルタトポロジーの一般的な実施を示す図である。低ノイズ増幅器の出力は、接続１４６で受信される。これは、図１のレシーバ１２０への入力信号である。接続１４６上の入力信号は増幅器１７０２に供給される。具体例中、増幅器１７０２は、トランスアドミッタンス増幅器で、Ｇｍステージとして知られる。接続１７０４上の増幅器１７０２の出力は電圧信号である。

接続１７０４上の電圧信号は、タンク回路１７０６に提供される。タンク回路１７０６はタンク回路３０６と同じである。

接続１７０４上の信号は、キャパシタンス１７１１により、スイッチ１７２２−Ｉ〜１７２２−（ｎ−１）に提供される。図１７の一般的な実施で、ｎスイッチ１７２２−１から１７２２−（ｎ−１）は信号経路に用いられ、各スイッチは、デューティサイクル≦ （１００／ｎ）％を有する。スイッチ１７２２−１から１７２２−（ｎ−１）は、ＣＬＫ＿（ｎ−１）により、対応するクロック信号ＣＬＫ＿０ により駆動される。このアプリケーションの実施は、ｎ＝２の特定のケースである。しかし、ｎベースバンド出力は、レシーバトポロジーに用いられ、ＲＦサイクル毎に、二個以上のサンプルが必要である。ｎが増加すると、利得は０ｄＢに接近する。例えば、３^ｒｄと５^ｔｈ調波拒絶レシーバ構造は、ｎ＝８を用いて、０、４５、９０、１３５、１８０、２２５、２７０、及び、３１５度のＲＦ波形サンプルを生成する。図１７のＶ_０、Ｖ_１、・・・．Ｖ_{（ｎ−１）}で示される出力、この場合、ｎ＝８は、０、４５、９０、１３５、１８０、２２５、２７０と３１５度のサンプルにそれぞれ対応する。調波拒絶ミキサは、複数の位相の重量総和により実施される。

この技術は、パフォーマンスを著しく低下させたり、電力消耗やダイ領域を増加する余分な回路ブロックを追加することなく、ｎ分離経路で、時間ドメイン中のＲＦ信号を分割する効果的な方法である。電圧ドメインのｎ−タップパッシブミキサやサンプルホールドミキサアプローチは、ノード１４６で、フィルタＱ−増強長所を保持し、ｎ＝２として説明される。

図１８は、ＬＯ ２ＬＯ構造を用いたパッシブミキサとフィルタの具体例の操作を説明するフローチャート１８００である。フローチャートのブロックは、上述の素子により順に、又は、バラバラに実行される。

ブロック１８０２中、ＬＯ信号は、ミキサコアに供給される。ブロック１８０４で、ＬＯ信号の二倍（２ＬＯ）の信号がミキサコアに供給される。ブロック１８０６で、ミキサコアの出力は２ＬＯ信号上で変換される。

本発明では好ましい実施例を前述の通り開示したが、これらは決して本発明に限定するものではなく、当該技術を熟知する者なら誰でも、本発明の精神と領域を脱しない範囲内で各種の変動や潤色を加えることができ、従って本発明の保護範囲は、特許請求の範囲で指定した内容を基準とする。

携帯型トランシーバー １００
トランスミッタ １１０
接続 １１２
接続 １１４
変調器 １１６
アップコンバータ １１７
RFレシーバ １２０
ベースバンドサブシステム １３０
接続 １３２
接続 １３４
マイクロプロセッサ １３５
接続 １３６
接続 １３８
アンテナ １３８
電力増幅器 １４０
接続 １４２
フロントエンドモジュール １４４
接続 １４６
LO 2LOソフトウェア１５５
デジタルーアナログコンバータ（DAC） １６０
アナログーデジタルコンバータ（ADC） １７０
ダウンコンバータ ２００
発振器 ２０２
接続 ２０４、２０６、２０８、２２４、２２６
ミキサコア ２１２、２１４
ミキサ ３００
低ノイズ増幅器（LNA） ３０２
接続 ３０４
ミキサコア ３０５
タンク回路 ３０６
直角位相ミキサコア ３０７
キャパシタンス ３０８
インダクタンス ３０９
スイッチ３１０と３２０
キャパシタンス ３１１、３２１
接続 ３１２、３２２、３３４、３３６、３４４、３４６、３５４、３６４
スイッチ ３３０、３３２
スイッチ ３４０、３４２
増幅器 ３５２、３６２
負荷抵抗 ３５６、３５７、３６６、３６７
キャパシタンス ３５８、３５９、３６８
トランスインピーダンス増幅器 ３５２、３６２
ミキサ ４００
低ノイズ増幅器（LNA） ４０２
接続 ４０４、４１２、４２２、４３４、４３６、４４４、４４６、４５４、４６４、４８４
ミキサコア ４０５、４７５
タンク回路 ４０６
直角位相ミキサコア ４０７、４７７
スイッチ ４１０、４２０、４３０、４３２、４４０、４４２、４８０、４８５、４９２、４９４、４９６
キャパシタンス ４１１、４２１
増幅器 ４５２、４６２
2LO信号 ５０２
LO_1信号 ５０４
LO_Q信号 ５０６
2LO*LO_I 信号５０８
（外３２）

信号 ５１２
（外３３）

５１４
（外３４）

信号 ５１６
eLO_I ５１８
eLO_Q ５２２
ミキサ ６００
低ノイズ増幅器（LNA） ６０２
接続 ６０４、６１２、６２２、６３４、６３６、６４０、６４２、６４４、６４６
同相ミキサコア ６０５
タンク回路 ６０６
直角位相ミキサコア ６０７
スイッチ ６１０、６２０、６３０、６３２、６４０、６４２
キャパシタンス ６１１、６２１、６５６、６６６
高インピーダンス低ノイズベースバンド増幅器 ６５２、６６２
バイアス抵抗 ６５７、６５８、６６７、６６８
ミキサ ７００
低ノイズ増幅器（LNA） ７０２
接続 ７０４、７１２、７２２、７３４、７３６、７８２、７８７
ミキサコア ７０５、７７５
タンク回路 ７０６
直角位相ミキサコア ７０７、７７７
スイッチ ７１０、７２０、７３０、７３２、７４０、７４２、７４４、７４６、７８０、７８５、７９０、７９２、７９４、７９６
キャパシタンス ７１１、７２１、７５６、７６６
高インピーダンス低ノイズベースバンド増幅器 ７５２、７６２
バイアス抵抗 ７５７、７５８、７６７、７６８
パッシブミキサ ８００
増幅器 ８０２、８５２、８６２
接続 ８０４、８５４、８６４
タンク回路 ８０６
キャパシタンス ８１１
スイッチ ８２２、８２４、８２６、８２８
クロック信号 ８３２〜８３８
キャパシタンス ８５６、８５８、８６６、８６８
抵抗 ８５７、８５９、８６７、８６９
リップル計数器 ９００
フリップフロップ ９０２、９０４、９０６、９０８
接続 ９１２、９３２、９３４、９３８
回路 １０００
遅延素子 １００４
NORゲート １０２２、１０２４、１０２６、１０２８
接続 １００６、１０１２、１０１４、１０１６、１０１８、１０３２、１０３４、１０３６、１０３８
2LO*LO_I信号 １０４２
（外３５）

信号 １０４４
（外３６）

信号 １０４６
（外３７）

信号 １０４８
回路 １１００、１１５０
ラッチ素子 １１０４、１１０６
接続 １１０２、１１６２、１１６４、１１６６、１１６８
スイッチ素子 １１５２、１１５４、１１５６、１１５８、１１７６、１１７８
バッファ １１７２、１１７４
回路 １２００
スイッチ素子 １２５２、１２５４、１２５６、１２５８、１２７２、１２７４
接続 １２６６、１２６８
トランジスタ １２７６
パッシブミキサ １３００
増幅器 １３０２
接続 １３０４
タンク回路 １３０６
レシーバ １３０７
キャパシタンス １３１１、１３５６、１３５８、１３６６、１３６８
スイッチ １３２２、１３２４、１３２６、１３２８
抵抗 １３５７、１３５９、１２６７、１３６９
フィルタ １４００
増幅器 １４０２、１４５２、１４６２
接続 １４０４
タンク回路 １４０６
キャパシタンス １４１１、１４５６、１４５８、１４６６、１４６８
スイッチ １４２２、１４２４、１４２６、１４２８
抵抗 １４５７、１４５９、１４６７、１４６９
フィルタ １５００
増幅器 １５０２
接続 １５０４
タンク回路 １５０６
レシーバ １５０７
キャパシタンス １５１１
スイッチ １５２２、１５２４、１５２６、１５２８
回路ブロック １５５２、１５６２
パッシブミキサ １６００
接続 １６０１、１６０４、１６７４
増幅器 １６０２
接続タンク回路 １６０６
キャパシタンス １６１１、１６５６、１６５８，１６６６、１６６８
スイッチ １６２２、１６２４、１６２６、１６２８
抵抗 １６５７、１６５９、１６６７、１６６９
増幅器 １７０２
接続 １７０４
タンク回路 １７０６

Claims (20)

1. パッシブミキサであって、
   第一局部発振（ＬＯ）信号の差動素子と、前記第一局部発振（ＬＯ）信号の二倍の周波数である第二局部発振（２ＬＯ）信号の差動素子を用いて、差動同相（Ｉ）と差動直角位相（Ｑ）信号を生成するスイッチ構造からなることを特徴とするパッシブミキサ。
2. 前記スイッチ構造は、前記第二局部発振（２ＬＯ）信号上で、前記入力信号を切り換えるように設計されることを特徴とする請求項１に記載のパッシブミキサ。
3. 前記第一局部発振（ＬＯ）信号が安定状態の期間、前記スイッチ構造は、前記入力信号を切り換える効果的な局部発振信号（ｅＬＯ）になることを特徴とする請求項２に記載のパッシブミキサ。
4. 前記スイッチ構造は、更に、
   前記第二局部発振（２ＬＯ）信号により制御されるように設計される第一組スイッチと、
   前記第一局部発振（ＬＯ）信号により制御されるように設計される第二組スイッチと、
   からなることを特徴とする請求項３に記載のパッシブミキサ。
5. 前記スイッチ構造は、更に、
   各スイッチが前記の効果的な局部発振（ｅＬＯ）信号の周波数で操作する各差動同相（Ｉ）と差動直角位相（Ｑ）信号の単一スイッチを有することを特徴とする請求項３に記載のパッシブミキサ。
6. 前記単一スイッチの出力と前記単一スイッチの入力間の電圧振幅が消去されることを特徴とする請求項５に記載のパッシブミキサ。
7. パッシブミキサであって、
   増幅器の出力を受信するように設計されるフィルタリングミキサと、
   前記フィルタリングミキサ中に設置され、第一局部発振（ＬＯ）信号の差動素子と、前記第一局部発振（ＬＯ）信号の二倍の周波数である第二局部発振（２ＬＯ）信号の差動素子を用いて、差動同相（Ｉ）と差動直角位相（Ｑ）信号を生成するスイッチ構造と、
   からなることを特徴とする請求項５に記載のパッシブミキサ。
8. 前記スイッチ構造は、更に、
   各スイッチが前記の効果的な局部発振（ｅＬＯ）信号の周波数で操作する各差動同相（Ｉ）と差動直角位相（Ｑ）信号の単一スイッチを有することを特徴とする請求項７に記載のパッシブフィルタ。
9. 前記フィルタリングミキサは、バンドパスフィルタ反応を提供することを特徴とする請求項７に記載のパッシブミキサ。
10. 前記フィルタリングミキサは、送信周波数で、ノッチフィルタ反応を提供することを特徴とする請求項９に記載のパッシブミキサ。
11. 信号をミキシングする方法であって、
    入力信号を提供するステップと、
    第一局部発振（ＬＯ）信号の差動素子と、前記第一局部発振（ＬＯ）信号の二倍の周波数である第二局部発振（２ＬＯ）信号の差動素子を用いて、差動同相（Ｉ）と差動直角位相（Ｑ）信号を生成するステップと、
    からなることを特徴とする信号をミキシングする方法。
12. 更に、前記差動第二局部発振（２ＬＯ）信号の遷移で、前記入力信号を変換するステップを含むことを特徴とする請求項１１に記載の信号をミキシングする方法。
13. 前記第一局部発振（ＬＯ）信号が安定状態の期間、前記スイッチ構造は、前記入力信号を切り換える効果的な局部発振信号（ｅＬＯ）になることを特徴とする請求項１２に記載の信号をミキシングする方法。
14. 更に、
    前記第一局部発振（ＬＯ）信号の差動素子と、前記第一局部発振（ＬＯ）信号の二倍の周波数である前記第二局部発振（２ＬＯ）信号の差動素子を提供するステップと、
    前記フィルタリングミキサに参考周波数信号を提供するステップと、
    ラジオ周波数（ＲＦ）入力信号をフィルタリングするステップと、
    からなることを特徴とする請求項１２に記載の信号をミキシングする方法。
15. 前記参考周波数は、前記の受信したＬＯ周波数の二倍の受信ＬＯ信号に対応する信号であることを特徴とする請求項１４に記載の信号をミキシングする方法。
16. 前記参考周波数は、前記の伝送したＬＯ周波数の二倍の伝送ＬＯ信号に対応する信号であることを特徴とする請求項１４に記載の信号をミキシングする方法。
17. パッシブミキサであって、
    約２５％のデューティサイクル信号の遷移で操作される同相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）信号の差動素子を用いて、差動同相（Ｉ）と差動直角位相（Ｑ）信号を生成するスイッチ構造からなることを特徴とするパッシブミキサ。
18. 前記スイッチ構造は、前記の約２５％のデューティサイクル信号の遷移で、前記入力信号を切り換えるように設計されることを特徴とする請求項１７に記載のパッシブミキサ。
19. 前記スイッチ構造は高Ｑフィルタを形成することを特徴とする請求項１７に記載のパッシブミキサ。
20. パッシブミキサであって、ｎパッシブミキサを用いて、前記ＲＦ入力のｎベースバンドサンプルを生成するように設計され、それぞれ、約（１００／ｎ）％のデューティサイクルであるＬＯ信号により切り換えられることを特徴とするパッシブミキサ。

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