KR100892020B1 - 이중 컨버전 수신기용 믹서 - Google Patents

이중 컨버전 수신기용 믹서 Download PDF

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Abstract

본 발명은 이중 컨버전 수신기용의 믹서에 관한 것으로서,
상기 믹서는 고주파의 반송파인 제 1 신호(in1)에 의해 제어되는, 가변 트랜스컨덕턴스를 갖는 제 1 스테이지(A)와, 상기 제 1 스테이지(A)의 제 1 단자(37)로 연결되는 제 2 스테이지(B)를 포함하며,
상기 제 1 스테이지(A)는 제 1 신호(in1)를 전달하는 제 1 단자(37) 및 제 2 단자(38)를 포함하고,
상기 제 2 스테이지(B)는 제 1 중간 주파수(IF1)의 제 1, 2 위상 반대 제어 신호(in2, in2b)에 의해 각각 제어되는 제 1, 2 스위칭 수단(T32, T33)을 병렬로 포함하며, 이때 상기 제 1, 2 스위칭 수단은 분극 수단(34)에 의해 공급되는 동일한 전류에 의해 전력을 공급받는, 이러한 믹서에서,
제 2 중간 주파수(IF2)의 제 3 신호(in3)를 이용하여, 상기 제 1 스테이지(A)에 의해 전달되는 상기 제 1 신호(in1)를 변조하기 위한 변조 수단이 상기 믹서에 추가로 포함되는 것을 특징으로 한다.

Description

이중 컨버전 수신기용 믹서{MIXER FOR DUAL CONVERSION RECEIVER}
도 1은 종래 기술에 따른 믹서 구조의 도면.
도 2는 종래 기술에 따른 이중 컨버전 수신기의 도면.
도 3은 또다른 이중 컨버전 수신기의 도면.
도 4는 발명에 따른 믹서 구조도.
도 5는 발명에 따른 이중 컨버전 수신기 도면.
본 발명은, 특히 이중 컨버전 수신기에 사용되는, 믹서 구조에 관한 것이다. 이 종류의 수신기는 이동 전화에 사용된다.
믹서는 고주파 반송파 신호에 의해 제어되는 가변 트랜스컨덕턴스를 갖는 제 1 스테이지와, 상기 제 1 스테이지에 연결되는 제 2 스테이지를 포함한다. 상기 제 2 스테이지는 제 1 중간 주파수에서 제 1, 2 위상 반대 제어 신호에 의해 각각 제어되는 제 1, 2 스위칭 수단을 병렬로 포함하며, 이때 제 1, 2 스위칭 수단은 분극 수단(polarization means)에 의해 공급되는 동일한 전류에 의해 전력을 공급받는다.
이 종류의 믹서 구조는 도 1에 도시되는 바와 같이 공지 기술에서 잘 알려져 있다. 믹서에서는 제 1 트랜지스터(T1)가 증폭 모드에서 동작하고, 제 1 트랜지스터(T1)의 소스는 접지부에 연결되고, 게이트는 주어진 주파수에서 신호(in1)에 의해 제어되며, 그리고 드레인은 제 1, 2 스위칭 모드 트랜지스터(T2, T3)의 소스에 연결된다. 증폭 모드 트랜지스터의 제어 신호는 안테나를 이용하여 수신되는 외부 고주파 신호(RF)일 수도 있고, 또는 고유 주파수를 가지는 국부 발진기에 의해 직접 전달되는 신호일 수도 있다. 제 1, 2 스위칭 모드 트랜지스터(T2, T3)는 증폭 모드에서 동작하는 트랜지스터(T1)의 제어 신호 주파수보다 낮은 중간 주파수(IF)의 위상 반대 제어 신호(in2, in2b)를 그 게이트에서 수신한다. 트랜지스터(T2, T3)의 드레인에 연결된 전류 소스 형태로 스위칭 모드에서 동작하는 트랜지스터(T2, T3)를 위해 분극 수단(4)이 제공된다.
스위칭 모드로 동작하는 두 트랜지스터(T2, T3)는 이 주파수를 낮춤으로써, 또는 이 주파수를 높임으로써 증폭 모드로 동작하는 트랜지스터(T1)의 제어 신호 주파수를 변경시킬 수 있다. 따라서, 주파수(RF-IF, RF+IF)에서의 위상 반대 신호(out, outb)는 믹서 출력에 존재한다. 즉, 두 트랜지스터(T2, T3)의 드레인에 위치한다. 출력에서의 유용한 신호들이 전류 신호이기 때문에, 전류-전압 컨버터로 작용하는 저항(5)이 스위칭 모드로 동작하는 트랜지스터(T2, T3)의 드레인 사이에 제공된다.
이러한 믹서는 기저대역 주파수에서 수신되는 신호(RF)의 높은 주파수를 낮추기 위해 이중 컨버전 수신기에서 사용된다. 이러한 믹서를 이용한 수신기가 도 2에 도시된다. 수신기는 900MHz처럼 높은 RF 주파수의 외부 신호를 수신하도록 조정되는 안테나(11)를 하나 이상 포함한다. 국부 발진기(12)는, 가령 600MHz같이, 수신한 외부 신호의 RF 주파수보다 낮은 LO 주파수의 클럭 신호를 전달한다. 국부 발진기의 제 1 출력은 주파수 드라이버 수단(13)에 연결되어, 4개의 위상 신호(I, Ib, Q, Qb)를 가령 300MHz같은 중간 주파수에서 얻을 수 있게 한다.
도 1에 나타나는 바와 같이 두 믹서(14, 15)로 형성되는 제 1 컨버전 스테이지(E1)은 가령 900MHz같이 수신된 외부 신호의 RF 주파수에서 위상 편이된 네-위상 신호(Ic, Icb, Qc, Qcb)를 상기 스테이지(E1)의 출력에서 얻을 수 있게 한다.
제 1 믹서(14)는 도 1에 규정되는 두 스위칭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 중간 주파수(IF)(300MHz)의 위상 반대 신호(I, Ib)를 수신하고, 도 1에 또한 도시되는 증폭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 국부 발진기(12)의 클럭 신호(600MHz)를 수신한다. 믹서 출력에서 얻은 신호(Ic, Icb)는 특히 주파수(LO+IF)의 위상 반대 신호이다.
제 2 믹서(15)는 믹서(14)의 제어 신호(I, Ib)와 각각 90도 차이나는 위상 반대 신호(Q, Qb)를 두 스위칭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신하고, 국부 발진기(12)의 클럭 신호를 증폭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신한다.
따라서, 두 믹서(14, 15)의 출력에서, 4개의 위상 신호(Ic, Icb, Qc, Qcb)를 얻을 수 있고, 그 주파수는 RF 주파수일 수도 있으나, IF, LO, LO-IF 주파수일 수도 있다.
국부 발진기(12)의 클럭 신호의 주파수(LO)와 주파수 디바이더 수단 출력에서의 신호의 중간 주파수(IF)의 합(LO+IF)이 수신된 외부 신호의 RF 주파수에 대응하도록, 국부 발진기(12)의 클럭 신호의 주파수(LO)와 주파수 디바이더 수단 출력에서의 신호의 중간 주파수(IF)가 선택되는 점을 주목해야 한다.
수신기는 도 1에 도시되는 바와 같이 두 믹서(16, 17)로 형성되는 제 2 수신 및 컨버전 스테이지(E2)를 또한 포함한다. 제 3 믹서(16)는 믹서(14) 출력에 전달되는 위상 반대 신호(Ic, Icb)를 두 스위칭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신하고, 안테나(11)에 의해 수신되는 외부 RF 고주파 신호를 증폭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신한다.
제 4 믹서(17)는 제 2 믹서(15) 출력에 전달되는 제 3 믹서(16)의 제어 신호(Ic, Icb)와 각각 90도의 위상차를 보이는 위상 반대 신호(Qc, Qcb)를 두 스위칭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신하고, 안테나(11)에 의해 수신되는 외부 고주파 RF 신호를 증폭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신한다.
기저대역의 4개의 위상 신호(Iout, Ioutb, Qout, Qoutb)가 제 3, 4 믹서(16, 17)의 스위칭 모드 트랜지스터 출력에 전달된다. 여러 다른 주파수에서의 신호들이 RF, IF, LO, RF+LO+IF...처럼 출력에 전달된다.
이러한 수신기의 주된 단점은 기저대역 4개의 위상 신호를 얻기 위해 4개의 믹서(14, 15, 16, 17)를 이용하여야 한다는 점이다. 각각의 믹서는 스위칭 모드 트랜지스터를 분극시키기 위한 수단(4)을 포함한다. 통상적으로 이 분극 수단은 전류 소스이다. 4개의 믹서를 이용하면 반드시 8개의 전류 소스를 가지게 된다. 이 종류의 수신기는 이동 전화 등의 분야에서 주로 사용되기 때문에, 전력 소모 감소는 아주 기본적인 관심사이다. 도 2에 도시되는 수신기는 전류 소모가 크고, 집적 회로에서 상당한 크기의 공간을 차지한다.
한 가지 해법은 도 1에서 도시된 바와 같이, 단지 3개의 믹서만을 이용하여 이중 컨버전 수신기를 획득하기 위해, 믹서 구조를 달리 조합하는 것이다. 이러한 수신기가 도 3에서 도시된다.
도 2에서 도시되는 수신기와 마찬가지로, 이 수신기는 주어진 높은 RF 주파수의 외부 신호를 수신하도록 조율되는 하나 이상의 안테나(21)를 포함한다. 국부 발진기(22)는 안테나(21)에 의해 수신되는 신호의 RF 주파수보다 낮은 주파수(LO)의 클럭 신호를 운반한다. 국부 발진기(22)의 제 1 출력은 주파수 디바이더 수단(23)에 연결되어, 중간 주파수(IF)의 네 위상 신호(I, Ib, Q, Qb)를 얻을 수 있게 한다.
제 1 믹서(24)에서는 안테나(21)에 의해 수신된 높은 주파수의 외부 RF 신호의 주파수를 중간 주파수(IF)로 낮출 수 있다. 이를 위해, 믹서(24)는 국부 발진기(22)의 주파수(LO)의 위상 반대 신호(Ilo, Ilob)를 도 1에 도시되는 두 스위칭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신하고, 안테나(21)에 의해 수신되는 높은 주파수 RF의 외부 신호를 도 1에 도시되는 증폭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신한다.
중간 주파수(IF)로 주파수 편이된 신호(Ic, Icb)는 제 1 믹서(24)의 스위칭 모드 트랜지스터 출력에 전달된다.
제 2 믹서(26)와 제 3 믹서(26)에서는 제 1 믹서(24)의 출력에서 얻은 신호(Ic)의 주파수(IF)를 낮출 수 있어서, 기저대역 4개의 위상 신호(Iout, Ioutb, Qout, Qoutb)를 얻을 수 있다.
제 2 믹서(25)는 주파수 디바이더 수단(23)의 출력에 공급되는 중간 주파수(IF)의 위상 반대 신호(I, Ib)를 두 스위칭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신하고, 제 1 믹서(24) 출력에 전달되는 중간 주파수(IF)의 신호(Ic)를 증폭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신한다.
제 3 믹서(26)는 주파수 디바이더 수단(23) 출력에 공급되는 제 2 믹서(25)의 제어 신호(I, Ib)와 각각 90도 위상 차이나는 위상 반대 신호(Q, Qb)를 두 스위칭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신하고, 제 1 믹서(24) 출력에 전달되는 중간 주파수(IF)의 신호(Ic)를 증폭 모드 트랜지스터에 대한 제어 신호로 수신한다.
수신기 출력에 공급되는 신호들은 기저대역 4개의 위상 신호(Iout, Ioutb, Qout, Qoutb)이다.
이 해법에 따른 수신기의 전류 소모 역시 크며, 집적 회로 내에서 여전히 큰 공간을 차지한다. 세 개의 믹서가 여전히 필요하며, 두 믹서(25, 26)의 제어 신호가 동일 믹서(24)에 의해 제공되기 때문에 믹서(24)의 전류 소모는 종래의 단일 믹서의 통상적 소모에 비해 여전히 크다.
앞서 언급한 종래 기술의 단점을 극복하기 위해, 발명은 전력 소모를 크게 감소시키면서 이중 컨버전 기능을 갖춘 믹서 구조에 관한 것을 특징으로 한다.
따라서 발명은 서문에서 규정한 바의 믹서에 관한 것으로서, 제 2 중간 주파 수의 제 3 제어 신호를 이용하여 제 1 스테이지에 의해 전달되는 제 1 신호를 변조하는 수단을 추가로 포함하는 것을 특징으로 한다.
발명은 발명에 따른 두 믹서를 이용한 이중 컨버전 수신기에 또한 관련된다.
도 4에 도시되는 발명에 따른 믹서 구조는 도 1에 제시된 것과 유사한 제 1, 2 스테이지를 포함한다.
가변 트랜스컨덕턴스를 갖는 제 1 스테이지(A)는 증폭 모드로 동작하는 제 1 트랜지스터(T31)에 의해 형성될 수 있다. 이 트랜지스터(T31)는 안테나에 의해 수신되는 900MHz 같은 높은 주파수의 RF 제어 신호(in1)에 의해 그 게이트에서 제어된다. 그 드레인과 소스는 각각 이용 신호를 전달하는 두 단자(37, 38)를 형성한다. 본 특정 믹서 구조에서, 이용 신호는 제 1 증폭 모드 트랜지스터(T31)의 게이트에서 수신되는 제어 신호(in1)의 함수로서 변하는 전류이다.
제 1 스테이지(A)의 단자(37)로 연결되는 제 2 스테이지(B)는 제 1, 2 스위칭 모드 트랜지스터(T32, T33)에 의해 형성되는 스위칭 수단을 포함한다. 두 스위칭 모드 트랜지스터(T32, T33)는 가령 300MHz와 같은 제 1 중간 주파수(IF1)의 위상 반대 제어 신호(in2, in2b)에 의해 게이트에서 제어된다. 트랜지스터(T32, T33)는 그 소스에 의해 제 1 스테이지(A)의 단자(37)에 각각 연결되고, 이 트랜지스터(T32, T33)에 대한 분극 수단으로 작용하는 전류 소스(34)에 의해 그 드레인에서 전력을 공급받는다. 저항(5)이 두 트랜지스터(T32, T33)의 드레인 사이에 위치하는 것이 선호되며, 저항(5)은 전류-전압 컨버터의 역할을 한다.
두 전류 소스(34)에 의해 전달되는 전류는 본질적으로 동일하도록 선택된다. 제 1, 2 스위칭 모드 트랜지스터(T32, T33)의 제어 신호(in2, in2b)가 180도 위상차를 가지기 때문에, 상기 트랜지스터를 지나는 전류는 두 트랜지스터 중 하나나 나머지 하나에서 교대로 중단된다. 제 1 증폭 모드 트랜지스터(T31)에 의해 단자(37)에서 수신된 평균 전류는 전류 소스(34)에 의해 운반되는 전류와 같다. 제 1 증폭 모드 트랜지스터(T31)는 가변 트랜스컨덕턴스로 작용하며, 게이트에서 수신한 제어 신호(in1)의 함수로 가변 전류를 변조 수단에 공급하게 한다. 믹서를 통과하는 전류를 변조하기 위한 이 변조 수단에서는 도 1의 최초 믹서의 전력 소모를 증가시키지 않으면서 제 2 믹서 기능을 얻을 수 있다.
변조 수단은, 제 1 스테이지(A)의 단자(38)에 위치하는, 트랜스컨덕턴스를 갖는 제 3 스테이지(C)에 의해 형성되는 것이 바람직하다. 제 3 스테이지(C)는 제 2 중간 주파수(IF2)의 제어 신호(in3)에 의해 그 게이트에서 제어되는 제 2 증폭 모드 트랜지스터(T36)를 포함한다. 제 3 스테이지(C)의 두 단자, 즉, 제 2 증폭 모드 트랜지스터(T36)의 소스와 드레인은 각각 제 1 스테이지(A)의 기준 전위(VSS)와 단자(38)에 연결된다.
도 4에 따른 믹서 구조를 이용하는 목적은, 이 유용한 신호를 회복시키기 위해 기지대역 주파수의 제 1 스테이지(A)의 트랜지스터(T31)의 게이트에서 수신되는, 유용한 신호를 내장한, 반송파 신호(in1)의 RF 주파수를 낮추는 것이다.
단자(38)에서는, 공급되는 신호가 제 3 스테이지(C)의 제어 신호(in3)의 주파수(즉, 제 2 중간 주파수)와 동일한 주파수(IF2)를 가진다. 제 1 믹서 기능은 트랜지스터(T31)를 통해 제 1 스테이지(A)에서 얻을 수 있고, 따라서, 제어 신호(in1)의 단자(37)의 주파수를 변경할 수 있고, 특히 단자(37)의 주파수를 주파수(RF-IF2)로 낮출 수 있다. 주파수(RF, IF, RF+IF2)의 신호들이 단자(37)에도 또한 존재한다. 주파수(RF-IF2) 주변의 통과 대역 필터링 수단(도시되지 않음)이 제 1 스테이지(A)와 제 2 스테이지(B) 사이에 제공되어, 유용한 신호를 원하는 낮은 주파수, 가령, 300MHz로 유지할 수 있다.
제 2 믹서 기능은 두 트랜지스터(T32, T33)를 이용하여 제 2 스테이지(B)에서 달성되며, 단자(37)에서 수신된 유용한 신호의 주파수를 출력 단자(out, outb)에서 기저대역 주파수(RF-IF2-IF1)로 낮추게 한다. 출력 단자(out, outb)에서 얻은 신호들은 180도 위상차를 보인다. 가령, 주파수(RF, IF2, IF1, RF+IF2+IF1)처럼 여러 다른 주파수에서 여러 다른 신호들도 두 출력 단자에 존재한다. 유용한 기저대역 신호들만을 유지하기 위해 믹서의 출력에 저역통과 필터링 수단이 제공될 수 있다.
이 믹서 구조에서는 출력 단자(out, outb)에서 회복되는 신호들이 전류 신호이고, 이는 회복된 신호를 전압 신호로 변환하기 위해 전류-전압 컨버터가 한 출력에 위치하는 것이 선호되는 이유이다. 이 전류-전압 컨버터는 예를 들어 믹서의 두 출력 단자(out, outb) 사이에 저항(5)을 보탬으로써 이루어진다.
그럼에도 불구하고, 출력 단자에서 직접 전압 신호를 회복시킬 수 있고 심지어는 컨버전없이 회복되는 전류 신호를 이용하여 전압 신호를 회복시킬 수 있는, 발명에 따른 이중 컨버전 믹서를 생각할 수 있다.
도 5는 도 4에 따라 두 믹서를 이용하는 이중 컨버전 믹서의 도면이다.
도 2에서 도시되는 수신기와 마찬가지로, 이 수신기는 주어진 높은 RF 주파수에서 외부 신호를 수신하도록 조율되는 하나 이상의 안테나(41)를 포함한다. 국부 발진기(42)가 상기 안테나(41)에 의해 수신되는 RF 신호보다 낮은 자연 주파수(IF2)에서 클럭 신호를 전달한다. 상기 국부 발진기의 제 1 출력이 주파수 디바이더 수단(43)으로 연결되며, 상기 주파수 디바이더 수단(43)에 의해, 국부 발진기(42)의 자연 주파수(IF2)에 종속적인, 예를 들면, 2배의 비를 갖는 네-위상 신호(in2, in2b, in2q, in2qb)가 얻어질 수 있고, 그 후, 국부 발진기의 자연 주파수(IF2)는 중간 주파수(IF1)의 2배 높다.
또한 수신기는 본 발명에 따르는 두 개의 믹서(44, 45)를 포함하며, 그래서, 기저대역 네-위상 신호(Iout, Ioutb, Qout, Qoutb)를 그 출력에서 전달하게 한다.
제 1 믹서(44)는, 국부 발진기(42)에 의해 전달되는 클럭 신호를 제 1 스테이지(A)에 대한 제어 신호로서, 그리고 중간 주파수 (IF1)의 위상 반대 신호(in2, in2b)를 제 2 스테이지(B)에 대한 신호로서, 그리고 안테나에 의해 전달되는 RF 캐리어 신호를 제 3 스테이지(C)에 대한 제어 신호로서 수신한다.
제 2 믹서(45)는, 국부 발진기에 의해 전달되는 클럭 신호를 제 1 스테이지(A)에 대한 제어 신호로서, 그리고 중간 주파수(IF1)의 위상 반대 신호(in2, in2b)에 대하여 각각 90도 위상 차를 갖는 중간 주파수(IF1)의 위상 반대 신호(in2q, in2qb)를 제 2 스테이지(B)에 대한 신호로서, 그리고 안테나에 의해 전달되는 RF 캐리어 신호를 제 3 스테이지(C)에 대한 제어 신호로서 수신한다.
도 4에 나타나는 바와 같이, 각각의 믹서는 단일 믹서의 전류 소모로 이중 믹싱을 실행한다. 따라서, 수신기의 전류 소모가 크게 줄어든다.
발명에 따른 수신기는 모든 이동 전화 주파수 대역, 가령 1.8GHz에서 동작할 수 있고, 이때 국부 발진기의 주파수와 주파수 디바이더 수단의 스테이지 수가 적용되기만 하면 된다.

Claims (6)

  1. 이중 컨버전 수신기용의 믹서에 있어서,
    상기 믹서는 고주파의 반송파인 제 1 신호(in1)에 의해 제어되고 가변 트랜스컨덕턴스를 갖는 제 1 스테이지(A)와, 상기 제 1 스테이지(A)의 제 1 단자(37)로 연결되는 제 2 스테이지(B)를 포함하며,
    상기 제 1 스테이지(A)는 제 1 신호(in1)를 전달하는 제 1 단자(37) 및 제 2 단자(38)를 포함하고,
    상기 제 2 스테이지(B)는 제 1 중간 주파수(IF1)의 제 1, 2 위상 반대 제어 신호(in2, in2b)에 의해 각각 제어되는 제 1, 2 스위칭 수단(T32, T33)을 병렬로 포함하며, 상기 제 1, 2 스위칭 수단은 분극 수단(34)에 의해 공급되는 동일한 전류에 의해 전력을 공급받는 믹서에서,
    제 2 중간 주파수(IF2)의 제 3 신호(in3)를 이용하여, 상기 제 1 스테이지(A)에 의해 전달되는 상기 제 1 신호(in1)를 변조하기 위한 변조 수단이 상기 믹서에 추가로 포함되는 것을 특징으로 하는 믹서.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 변조 수단은 트랜스컨덕턴스를 갖는 제 3 스테이지(C)를 포함하며, 상기 제 3 스테이지(C)는, 상기 제 1 스테이지(A)의 상기 제 2 단자(38) 및 기준 전위로 각각 연결되는 제 1 단자(38) 및 제 2 단자(Vss)를 포함하는 것을 특징으로 하는 믹서.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 제 1 스테이지(A)의 가변 트랜스컨덕턴스가 제 1 증폭 모드 트랜지스터(T31)에 의해 형성되고, 상기 제 2 스테이지(B)의 상기 제 1, 2 스위칭 수단이 제 1, 2 스위칭 모드 트랜지스터에 의해 각각 형성되며, 상기 제 3 스테이지(C)의 트랜스컨덕턴스는 제 2 증폭 모드 트랜지스터(T36)에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 믹서.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항들 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제 1 스테이지(A)의 상기 제 1, 2 단자(37, 38)에 전달되는 상기 제 1 신호의 주파수에 대한 대역 통과 필터링 수단이 상기 믹서에 포함되고, 상기 대역 통과 필터링 수단은 상기 제 1 스테이지(A)와 제 2 스테이지(B) 사이에 위치하며, 상기 제 2 스테이지(B)의 제 1 출력(out)에 연결되는 저역 통과 필터링 수단이 상기 믹서에 또한 포함되며, 상기 제 2 스테이지(B)의 상기 제 1 출력(out)과 제 2 출력(outb) 사이에 전류-전압 컨버터(35)가 위치하는 것을 특징으로 하는 믹서.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1, 2 중간 주파수의 합계가 반송파 신호의 주파수와 같은 것을 특징으로 하는 믹서.
  6. 외부 고주파 신호(RF)를 수신하는 하나 이상의 안테나(41)와, 제 1 출력 및 제 2 출력을 지닌 국부 발진기(42)를 포함하는 이중 컨버전 수신기에 있어서,
    상기 제 1 출력은 주파수 디바이더 수단(43)에 연결되어 제 1 중간 주파수(IF1)를 갖는 위상 제어용의 4개의 신호(in2, in2b, in2q, in2qb)를 전달하고, 상기 제 2 출력은 제 2 중간 주파수(IF2)의 제 3 제어 신호(in3)를 공급하는 이중 컨버전 수신기에서,
    상기 수신기는 제 2 항에 따르는 믹서의 구성을 갖는 제 1 믹서(44) 및 제 2 믹서(45)를 추가로 포함하고,
    상기 제 1 믹서(44)는 제 1 스테이지(A)를 제어하기 위해 상기 외부 고주파 신호를 제어 신호로서 수신하고, 제 2 스테이지(B)를 제어하기 위해 제 1 중간 주파수를 갖는 위상 제어용의 상기 4개의 신호 중 신호(in2)와 신호(in2b)를 제어 신호로서 수신하며, 제 3 스테이지(C)를 제어하기 위해 제 2 중간 주파수의 제 3 신호(in3)를 제어 신호로서 수신하며,
    상기 제 2 믹서(45)는 제 1 스테이지(A)를 제어하기 위해 상기 외부 고주파 신호를 제어 신호로서 수신하고, 제 2 스테이지(B)를 제어하기 위해 제 1 중간 주파수를 갖는 위상 제어용의 상기 4개의 신호 중 신호(in2q)와 신호(in2qb)를 제어 신호로서 수신하며, 제 3 스테이지(C)를 제어하기 위해 제 2 중간 주파수의 제 3 신호(in3)를 제어 신호로서 수신하는 것을 특징으로 하는 이중 컨버전 수신기.
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