JP4347555B2

JP4347555B2 - デュアルコンバージョン受信機のミクサー

Info

Publication number: JP4347555B2
Application number: JP2002303884A
Authority: JP
Inventors: アーノウド・カサグランデ
Original assignee: Asulab AG
Current assignee: Asulab AG
Priority date: 2001-10-22
Filing date: 2002-10-18
Publication date: 2009-10-21
Anticipated expiration: 2022-10-18
Also published as: KR20030033934A; CA2406780A1; CH698390B1; HK1055526A1; CN1265665C; TW587364B; US20030078017A1; JP2003188649A; CN1414810A; KR100892020B1; US6907236B2

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、特にデュアルコンバージョン受信機で使用するミクサー構成に関する。この型式の受信機は移動電話で使用される。
【０００２】
ミクサーは、高周波キャリア信号により制御される第１の可変相互コンダクタンスステージと、この第１のステージに接続され、第１の中間周波数の第１及び第２の逆位相制御信号によりそれぞれ制御される並列に接続された第１及び第２のスイッチング手段を含む第２のステージとを含み、これら第１及び第２のスイッチング手段は、分極手段により供給されるほぼ等しい電流により給電されている。
【０００３】
この型式のミクサー構成は、図１に示される先行技術により公知である。ミクサーは、増幅モードで動作する第１のトランジスタＴ１を含む。このトランジスタのソースはアースに接続され、ゲートは所定の周波数の信号ｉｎ１により制御され、ドレインは第１のスイッチングモードトランジスタＴ２及び第２のスイッチングモードトランジスタＴ３のソースに接続されている。増幅モードトランジスタの制御信号は、図示していないアンテナによって受信される外部の高周波信号ＲＦでも、又は固有の周波数を有する局部発振器により直接供給される信号であってもよい。第１のスイッチングモードトランジスタＴ２及び第２のスイッチングモードトランジスタＴ３は、増幅モードで動作するトランジスタＴ１の制御信号の周波数よりも低い中間周波数ＩＦの逆位相制御信号ｉｎ２及びｉｎ２ｂをゲートで受信する。分極手段４は、スイッチングモードで動作するこれらのトランジスタＴ２及びＴ３のために設けられ、それらのドレインに接続された電流源を構成する。
【０００４】
スイッチングモードで動作する２つのトランジスタＴ２及びＴ３は、具体的には、増幅モードで動作するトランジスタＴ１の制御信号の周波数を、その周波数を低くするか或いは高くすることにより移相することができる。従って、周波数ＲＦ−ＩＦ及びＲＦ＋ＩＦの逆位相信号ｏｕｔ及びｏｕｔｂが、ミクサー出力、すなわち、これら２つのトランジスタＴ２及びＴ３のドレインに現出する。出力における有効な信号は、電流信号であるため、電流電圧コンバータとして機能する抵抗５が、スイッチングモードで動作するトランジスタＴ２及びＴ３のドレイン間に設けられる。
【０００５】
このようなミクサーは、ベースバンド周波数で受信される信号ＲＦの高い周波数を低くするためにデュアルコンバージョン受信機で使用される。このようなミクサーを使用している受信機を図２に示す。受信機は、所定の高いＲＦ周波数、例えば９００ＭＨｚの外部信号を受信するように調整されたアンテナ１１を少なくとも含む。局部発振器１２は、外部受信信号のＲＦ周波数、例えば６００ＭＨｚよりも低い周波数ＬＯのクロック信号を供給する。局部発振器の第１の出力は、分周手段１３に接続され、この分周手段によって４相位相信号Ｉ、Ｉｂ、Ｑ、及びＱｂを中間周波数ＩＦ、例えば３００ＭＨｚで得ることができる。
【０００６】
第１のコンバージョンステージＥ１は、図１で説明したような２つのミクサー１４及び１５で構成され、外部受信信号のＲＦ周波数、例えば９００ＭＨｚに移相された４相位相信号Ｉｃ、Ｉｃｂ、Ｑｃ、Ｑｃｂを前記ステージＥ１の出力で得ることができる。
【０００７】
第１のミクサー１４は、図１で説明した２つのスイッチングモードトランジスタの制御信号として、中間周波数ＩＦ（３００ＭＨｚ）の逆位相信号Ｉ及びＩｂを受信し、同様に図１で説明した増幅モードトランジスタの制御信号として、局部発振器１２のクロック信号（６００ＭＨｚ）を受信する。ミクサーの出力で得られる信号Ｉｃ及びＩｃｂは、特に周波数ＬＯ＋ＩＦの逆位相信号である。
【０００８】
第２のミクサー１５は、２つのスイッチングモードトランジスタの制御信号として、ミクサー１４の制御信号Ｉ及びＩｂに対してそれぞれ直角位相にある逆位相信号Ｑ及びＱｂを受信し、増幅モードトランジスタの制御信号として、局部発振器１２のクロック信号を受信する。
【０００９】
従って、２つのミクサー１４及び１５の出力では、特に前記ＲＦ周波数だけでなく周波数ＩＦ、ＬＯ、ＬＯ−ＩＦで４相位相信号Ｉｃ、Ｉｃｂ、Ｑｃ、Ｑｃｂが得られる。
【００１０】
局部発振器１２のクロック信号の周波数ＬＯ及び分周手段１３の出力信号の中間周波数ＩＦは、これらの周波数の和ＬＯ＋ＩＦが外部受信信号のＲＦ周波数と一致するように選定される点に留意することが重要である。
【００１１】
又、受信機は、図１で説明されているような２つのミクサー１６及び１７で構成された第２の受信及びコンバージョンステージＥ２を含む。
【００１２】
第３のミクサー１６は、２つのスイッチングモードトランジスタの制御信号として、ミクサー１４の出力から供給される逆位相信号Ｉｃ及びＩｃｂを受信し、増幅モードトランジスタの制御信号として、アンテナ１１により受信される外部のＲＦ高周波信号を受信する。
【００１３】
第４のミクサー１７は、２つのスイッチングモードトランジスタの制御信号として、第３のミクサー１６の制御信号Ｉｃ及びＩｃｂに対してそれぞれ直角位相にあり、且つ第２のミクサー１５の出力から供給される逆位相信号Ｑｃ及びＱｃｂを受信し、増幅モードトランジスタの制御信号として、アンテナ１１により受信される外部の高周波ＲＦ信号を受信する。
【００１４】
ベースバンド４相位相信号Ｉｏｕｔ、Ｉｏｕｔｂ、Ｑｏｕｔ、Ｑｏｕｔｂは、第３及び第４のミクサー１６及び１７のスイッチングモードトランジスタの出力に供給される。
【００１５】
又、異なる周波数、例えばＲＦ、ＩＦ、ＬＯ、ＲＦ＋ＬＯ＋ＩＦ等、の信号が同様に出力から供給される。
【００１６】
このような受信機の主要な欠点は、ベースバンド４相位相信号を得るために４つのミクサー１４、１５、１６及び１７の使用が必要とされることである。各々のミクサーは、スイッチングモードトランジスタを分極する手段４を含む。通常、これらの分極手段は電流源である。４つのミクサーの使用は必然的に８つの電流源を有することになる。この型式の受信機は、主に移動電話のような用途を目的とするので、電流消費量の低減は基本的な課題である。図２に示す受信機は、過剰な電流を消費し、その上集積回路上の著しい量のスペースを占有する。
【００１７】
当業者により考えられた１つの解決方法は、図１で説明したようなミクサー構成を異なる組み合わせにして、３つのミクサーだけを使用するデュアルコンバージョン受信機を得ることであった。そのような受信機が、図３に示される。
【００１８】
図２に示す受信機と同様に、この受信機は、所定の高いＲＦ周波数の外部信号を受信するように調整された少なくとも１つのアンテナ２１を含む。局部発振器２２は、アンテナ２１により受信される信号のＲＦ周波数よりも低い周波数ＬＯのクロック信号を供給する。局部発振器２２の第１の出力は、分周手段２３に接続され、該分周手段によって、中間周波数ＩＦの４相位相信号Ｉ、Ｉｂ、Ｑ、Ｑｂを得ることができる。
【００１９】
第１のミクサー２４は、アンテナ２１により受信される外部の高周波ＲＦ信号の周波数を中間周波数ＩＦまで低下させることができる。これを行うために、ミクサー２４は、図１で説明した２つのスイッチングモードトランジスタの制御信号として、局部発振器２２の周波数ＬＯの逆位相信号Ｉｌｏ及びＩｌｏｂを受信し、同様に図１で説明した増幅モードトランジスタの制御信号として、アンテナ２１により受信される高周波ＲＦの外部信号を受信する。
【００２０】
特に中間周波数ＩＦに移相された信号Ｉｃ及びＩｃｂは、第１のミクサー２４のスイッチングモードトランジスタの出力に給される。
【００２１】
第２のミクサー２５及び第３のミクサー２６は、ベースバンド４相位相信号Ｉｏｕｔ、Ｉｏｕｔｂ、Ｑｏｕｔ、Ｑｏｕｔｂを得るために、第１のミクサー２４の出力で得られた信号Ｉｃの周波数ＩＦを低下させることができる。
【００２２】
第２のミクサー２５は、２つのスイッチングモードトランジスタの制御信号として、分周手段２３の出力として供給される中間周波数ＩＦの逆位相信号Ｉ及びＩｂを受信し、増幅モードトランジスタの制御信号として、第１のミクサー２４の出力から供給される中間周波数ＩＦの信号Ｉｃを受信する。
【００２３】
第３のミクサー２６は、２つのスイッチングモードトランジスタの制御信号として、第２のミクサー２５の制御信号Ｉ及びＩｂに対してそれぞれ直角位相にあり、分周手段２３の出力から供給される逆位相信号Ｑ及びＱｂを受信し、増幅モードトランジスタの制御信号として、第１のミクサー２４の出力から供給される中間周波数ＩＦの信号Ｉｃを受信する。
【００２４】
受信機の出力から供給される信号は、ベースバンド４相位相信号Ｉｏｕｔ、Ｉｏｕｔｂ、Ｑｏｕｔ、Ｑｏｕｔｂである。
【００２５】
この解決方法による受信機もまた、電流消費量が非常に多く、且つ集積回路上の多大なスペースを占有する。３つのミクサーが依然として必要であり、２つのミクサー２５、２６の制御信号は、同一のミクサー２４により供給されるため、ミクサー２４の電流消費量は、単一の従来型ミクサーの標準消費量よりも多い。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
前述の先行技術の欠点を克服するために、本発明は、デュアルコンバージョン機能が、非常に少ない電力消費量で得られることを可能にするミクサー構成に関することを特徴とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
従って、本発明は、デュアルコンバージョン受信機のミクサーに関し、そのミクサーが、第２の中間周波数の第３の制御信号を用いて、第１のステージによって供給される第１の信号を変調する手段を更に含むことを特徴とする。
【００２８】
本発明はまた、本発明による２つのミクサーを使用するデュアルコンバージョン受信機に関する。
【００２９】
【発明の実施の形態】
添付図面により示される、実施例としてのみ開示される実施形態によって、本発明を詳細に説明する。
【００３０】
図４に示す本発明のミクサー構成は、図１に説明したのと同様の第１及び第２のステージを含む。
【００３１】
第１の可変相互コンダクタンスステージＡは、増幅モードで動作する第１のトランジスタＴ３１で構成することができる。このトランジスタは、図示していないアンテナにより受信される、例えば９００ＭＨｚの高周波ＲＦ制御信号ｉｎ１によってゲートで制御される。このトランジスタのドレインとソースは、有効な信号を供給する２つの端子、それぞれ３７及び３８を構成する。この具体的なミクサー構成において、この有効な信号は、第１の増幅モードトランジスタＴ３１のゲートで受信される制御信号ｉｎ１の関数として変化する電流である。
【００３２】
第１のステージＡの端子３７に接続された第２のステージＢは、第１のスイッチングモードトランジスタＴ３２及び第２のスイッチングモードトランジスタＴ３３で構成されるスイッチング手段を含む。これら第１及び第２のスイッチングモードトランジスタＴ３２及びＴ３３はゲートにそれぞれ逆位相制御信号ｉｎ２及びｉｎ２ｂが加えられて制御される。これらの制御信号は例えば３００ＭＨｚの第１の中間周波数ＩＦ１である。トランジスタＴ３２及びＴ３３は、それらのソースで第１のステージＡの端子３７にそれぞれ接続されており、電流源３４によりそれらのドレインにそれぞれ給電される。抵抗３５をこれらの２つのトランジスタＴ３２及びＴ３３のドレイン間に配置して、抵抗３５を電流電圧コンバータとして機能させるのが好ましい。
【００３３】
２つの電流源３４により供給される電流はほぼ同一になるように選定される。第１及び第２のスイッチングモードトランジスタＴ３２及びＴ３３の制御信号ｉｎ２及びｉｎ２ｂは逆位相状態にあるため、両トランジスタを通過する電流は、２つのトランジスタのどちらか一方で交互に遮断される。第１の増幅モードトランジスタＴ３１が端子３７で受ける平均電流は、電流源３４により供給される平均電流とほぼ同じである。第１の増幅モードトランジスタＴ３１は、可変相互コンダクタンスのように動作し、且つ可変電流を、ゲートで受信する制御信号ｉｎ１の関数として変調手段へ供給することができる。ミクサーの通過電流を変調するこれらの手段によって、図１の当初のミクサーに比べ電力消費量を増加させることなく第２のミクサー機能を達成することができる。
【００３４】
この変調手段は、第１のステージＡの端子３８に配置された第３の相互コンダクタンスステージＣで構成されるのが好ましい。この第３の相互コンダクタンスステージＣは、第２の中間周波数ＩＦ２の制御信号ｉｎ３がゲートに加えられて制御される第２の増幅モードトランジスタＴ３６を含む。この第３のステージＣの２つの端子、すなわち第２の増幅モードトランジスタＴ３６のソース及びドレインは、それぞれ基準電位Ｖｓｓと第１のステージＡの端子３８とに接続されている。
【００３５】
図４のようなミクサー構成を使用する目的は、有効な信号を含み、この有効な信号を再生可能にするためにベースバンド周波数で第１のステージＡのトランジスタＴ３１のゲートから受信される、キャリア信号ｉｎ１のＲＦ周波数を低下させることにある。
【００３６】
端子３８に供給される信号は、第３のステージＣの制御信号ｉｎ３の周波数と同じ周波数ＩＦ２、すなわち第２の中間周波数をもつ。第１のミクサー機能は、トランジスタＴ３１によって第１のステージＡで達成され、制御信号ｉｎ１の周波数を移相し、具体的には、端子３７において周波数ＲＦ−ＩＦ２まで低下させる。又、周波数ＲＦ、ＩＦ２、ＲＦ＋ＩＦ２の信号が端子３７に現出する。周波数ＲＦ−ＩＦ２近傍の帯域通過フィルタ手段を、図示しないが、例えば３００ＭＨｚのような所望の低い周波数の有効な信号だけを残すために、第１のステージＡと第２のステージＢとの間に備えることができる。
【００３７】
第２のミクサー機能は２つのトランジスタＴ３２及びＴ３３を用いた第２のステージＢで達成される。２つのトランジスタＴ３２及びＴ３３は、端子３７で受信する有効な信号の周波数を出力端子ｏｕｔ及びｏｕｔｂでのベースバンド周波数ＲＦ−ＩＦ２−ＩＦ１まで低下させることができる。これらの出力端子ｏｕｔ及びｏｕｔｂで得られる信号は逆位相状態にある。又、他の異なる周波数の信号、例えばＲＦ、ＩＦ２、ＩＦ１、ＲＦ＋ＩＦ２＋ＩＦ１が、これらの２つの出力端子に現出する。低域通過フィルタ手段を、図示しないが、有効なベースバンド信号だけを残すためにミクサーの出力に備えることができる。
【００３８】
このミクサー構成の例において、出力端子ｏｕｔ及びｏｕｔｂに再生される信号は電流信号である。これが、再生信号を電圧信号へ変換するために好ましくは一方の出力に電流電圧コンバータが配置される理由である。電流電圧コンバータは、例えばミクサーの２つの出力端子ｏｕｔ及びｏｕｔｂの間に抵抗３５が付加されることにより実現される。
【００３９】
それでもなお、電圧信号を出力端子で直接再生可能とするか、又は変換せずに再生された電流信号をそのまま使用する、本発明によるデュアルコンバージョンミクサーを構想することができる。
【００４０】
図５は、図４の２つのミクサーを用いるデュアルコンバージョンミクサーを示している。
【００４１】
図２に示す受信機と同様に、この受信機は、所定の高いＲＦ周波数で外部信号を受信するように調整された少なくとも１つのアンテナ４１を含む。局部発振器４２は、アンテナ４１により受信されるＲＦ信号よりも低い固有周波数ＩＦ２のクロック信号を供給する。局部発振器の第１の出力は、分周手段４３に接続される。分周手段４３は、４相位相信号（ｉｎ２、ｉｎ２ｂ、ｉｎ２ｑ、及びｉｎ２ｑｂ）を局部発振器４２の固有周波数ＩＦ２に依存する中間周波数ＩＦ１で得ることができる。この場合、例えば比率２であれば、局部発振器の固有周波数ＩＦ２は中間周波数ＩＦ１よりも２倍高い周波数となる。
【００４２】
又、受信機は、本発明による２つのミクサー４４及び４５を含み、それらミクサーは、ベースバンド４相位相信号ｌｏｕｔ、ｌｏｕｔｂ、Ｑｏｕｔ、Ｑｏｕｔｂをそれらの出力で供給することができる。
【００４３】
第１のミクサー４４は、第１のステージの制御信号として局部発振器４２により供給されるクロック信号を、第２のステージの制御信号として中間周波数ＩＦ１の逆位相信号ｉｎ２及びｉｎ２ｂを、第３のステージの制御信号としてアンテナにより供給されるＲＦキャリア信号を受信する。
【００４４】
第２のミクサーは、第１のステージの制御信号として局部発振器４２により供給されるクロック信号を、第２のステージの制御信号として信号ｉｎ２及びｉｎ２ｂに対してそれぞれ直角位相にある中間周波数ＩＦ１の逆位相信号ｉｎ２ｑ及びｉｎ２ｑｂを、第３のステージの制御信号としてアンテナにより供給されるＲＦキャリア信号を受信する。
【００４５】
図４で説明したように、各々のミクサーは、単一ミクサーの電流消費量でデュアルミクサーとして機能する。従って、受信機の電流消費量は多大に低減される。
【００４６】
本発明による受信機は、局部発振器の周波数及び分周手段のステージの数が与えられるだけで、例えば１.８ＧＨｚなどの全てのモバイル電話周波数帯域で作動することが可能である。
【００４７】
説明は実施例としてのみなされたものであること、及び、特にデュアルコンバージョン受信機の他の実施形態が、本発明の主題を構成することができることは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図１】前述した先行技術によるミクサー構成を示す図である。
【図２】前述した先行技術によるデュアルコンバージョン受信機を示す図である。
【図３】前述した別のデュアルコンバージョン受信機を示す図である。
【図４】本発明によるミクサー構成を示す図である。
【図５】本発明によるデュアルコンバージョン受信機を示す図である。
【符号の説明】
３４電流源
Ｔ３１第１の増幅モードトランジスタ
Ｔ３２第１のスイッチングモードトランジスタ
Ｔ３３第２のスイッチングモードトランジスタ
３５抵抗
Ｔ３６第２の増幅モードトランジスタ

Claims

特にデュアルコンバージョン受信機のミクサーであって、該ミクサーは、
高周波キャリア信号（ｉｎ１）により制御され、且つ第１の信号を供給する第１の端子（３７）及び第２の端子（３８）を含む第１の可変相互コンダクタンスステージ（Ａ）と、
前記第１の可変相互コンダクタンスステージ（Ａ）の第１の端子に接続された第２のステージ（Ｂ）と、
を含み、
該第２のステージ（Ｂ）は、第１の中間周波数（ＩＦ１）の第１の逆位相制御信号（ｉｎ２）及び第２の逆位相制御信号（ｉｎ２ｂ）によりそれぞれ制御される並列に接続された第１のスイッチング手段（Ｔ３２）と第２のスイッチング手段（Ｔ３３）を含み、該第１及び第２のスイッチング手段は、電流源（３４）により供給される等しい電流により給電されており、
さらに、第２の中間周波数（ＩＦ２）の第３の制御信号（ｉｎ３）を使用して、前記第１の可変相互コンダクタンスステージ（Ａ）により供給される前記第１の信号を変調する手段（３６）を含むことを特徴とするミクサー。
前記変調する手段は、前記第１の可変相互コンダクタンスステージ（Ａ）の第２の端子（３８）及び基準電位（Ｖｓｓ）にそれぞれ接続された第１の端子（３８）及び第２の端子（Ｖｓｓ）を含む第３の相互コンダクタンスステージ（Ｃ）を含むことを特徴とする請求項１に記載のミクサー。
前記第１の可変相互コンダクタンスステージ（Ａ）の可変相互コンダクタンスは、第１の増幅モードトランジスタ（Ｔ３１）により構成され、前記第２のステージ（Ｂ）の第１及び第２のスイッチング手段は、それぞれ第１及び第２のスイッチングモードトランジスタにより構成され、前記第３の相互コンダクタンスステージ（Ｃ）の相互コンダクタンスは、第２の増幅モードトランジスタにより構成されていることを特徴とする請求項２に記載のミクサー。
前記ミクサーは、前記第１の可変相互コンダクタンスステージ（Ａ）及び第２のステージ（Ｂ）間に配置された、前記第１の可変相互コンダクタンスステージ（Ａ）の第１及び第２の端子に供給される前記第１の信号の周波数近傍の帯域通過フィルタ手段と、
少なくとも、前記第２のステージ（Ｂ）の第１の出力（ｏｕｔ）と第２の出力（ｏｕｔｂ）の１つに接続された低域通過フィルタ手段と、
前記第２のステージ（Ｂ）の前記第１の出力（ｏｕｔ）と第２の出力（ｏｕｔｂ）との間に配置された電流電圧コンバータ（３５）と、を更に含み、前記第２のステージ（Ｂ）からの出力信号は前記低域通過フィルタ手段を介して得られることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のミクサー。
前記第１の中間周波数（ＩＦ１）と第２の中間周波数（ＩＦ２）の和が、前記高周波キャリア信号（ｉｎ１）の周波数に等しいことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のミクサー。
デュアルコンバージョン受信機であって、
外部の高周波信号（ＲＦ）を受信する少なくとも１つのアンテナ（４１）と、
第１の中間周波数（ＩＦ１）の第１の４相位相制御信号（ｉｎ２）、第２の４相位相制御信号（ｉｎ２ｂ）、第３の４相位相制御信号（ｉｎ２ｑ）、及び第４の４相位相制御信号（ｉｎ２ｑｂ）を供給する分周手段（４３）に接続された第１の出力と、第２の中間周波数（ＩＦ２）の第５の制御信号（ｉｎ３）を供給する第２の出力とを有する局部発振器（４２）と、
を含み、
該受信機は、上記各請求項のいずれか１項による第１のミクサー（４４）及び第２のミクサー（４５）を更に含み、
前記第１のミクサー（４４）は、制御信号として、第１のステージ（Ａ）を制御するために前記外部の高周波信号（ＲＦ）を受信し、第２のステージ（Ｂ）を制御するために前記第１の中間周波数（ＩＦ１）の前記第１の４相位相制御信号（ｉｎ２）及び第２の４相位相制御信号（ｉｎ２ｂ）を受信し、第３のステージ（Ｃ）を制御するために前記第２の中間周波数（ＩＦ２）の前記第５の制御信号（ｉｎ３）を受信し、
前記第２のミクサー（４５）は、制御信号として、第１のステージ（Ａ）を制御するために前記外部の高周波信号（ＲＦ）を受信し、第２のステージ（Ｂ）を制御するために前記第１の中間周波数（ＩＦ１）の前記第３の４相位相制御信号（ｉｎ２ｑ）及び第４の４相位相制御信号（ｉｎ２ｑｂ）を受信し、第３のステージ（Ｃ）を制御するために前記第２の中間周波数（ＩＦ２）の前記第５の制御信号（ｉｎ３）を受信する、ことを特徴とする受信機。