JP5522256B2 - 信号生成回路及びそれを有する無線送受信装置 - Google Patents

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Description

本発明は，信号生成回路及びそれを有する無線送受信装置に関する。
無線通信の受信装置は，アンテナで受信した高周波の受信信号をミキサ回路（乗算器）でダウンコンバートし，より低周波の受信信号に変換する。低周波の受信信号は復調され，復号処理などを経て，送信されたデータが出力される。ミキサ回路は，高周波受信信号に局部発振回路で生成したローカル信号を乗算する。ミキサ回路の出力信号は，ローパスフィルタで低周波成分のみ抽出され高周波成分が除去される。ダウンコンバート後の受信信号がベースバンド信号の場合，ローカル信号の周波数は受信信号の周波数と同じになる。ダウンコンバート後の受信信号が中間周波数の場合は，ローカル信号の周波数は受信信号の周波数と中間周波数との差にする必要がある。
したがって，広い周波数の範囲で受信するためには，ローカル信号の周波数も広い範囲で可変することが必要になる。しかし，ローカル信号を生成する信号生成回路に，広い周波数範囲の信号を生成させることは容易ではない。たとえば，ローカル信号生成回路は，電圧制御発振器(VCO)を有するが，VCOの可変幅を広くすることは容易ではなく，複数のVCOを設けることはチップ面積の増大を招く。
無線通信の送信回路においても，その出力段の高周波回路は，変調した送信信号を通信周波数帯にアップコンバートするミキサ回路を有する。このミキサ回路にも，上記と同様に通信周波数帯のローカル信号が供給され，変調した送信信号にローカル信号が乗算される。したがって，送信装置におけるミキサ回路にも周波数が広い範囲で異なるローカル信号を供給することが必要になる。
ローカル信号生成回路については，例えば，特許文献１〜３及び非特許文献１に記載されている。
特開２０００−１９６４１８号公報 特開２００９−１０５９５９号公報 ＵＳ ６，４０４，２９３ Ｂ１
H. Darabi,"A2.4GHz CMOS Transceiver for Bluetooth" IEEE J. Solid-State Circuits, vol.36, pp.2016-2024, Dec. 2001
上記の通り，ＶＣＯの発振周波数と周波数が異なるローカル信号を生成することができれば，ＶＣＯを多数搭載することなく広い周波数範囲の受信信号を受信し，送信信号を送信することができる。
そこで，本発明の目的は，ＶＣＯの発振周波数と周波数が異なる信号を生成する信号生成回路とそれを有する無線送受信装置を提供することにある。
信号生成回路の第１の側面は，第１の周波数を有する４相信号を生成する４相信号生成回路と，
前記４相信号を１／２分周して前記第１の周波数の１／２の第２の周波数を有する８相信号を生成する８相信号生成回路と，
前記４相信号の第１の４相信号及び第２の４相信号と，前記８相信号の第１〜第３の８相信号及び第３〜第５の８相信号とを，それぞれ異なる組み合わせで乗算する第１〜第４のハーモニックリジェクションミキサ回路と，
前記第１，第４のハーモニックリジェクションミキサ回路の出力を減算して前記第１の周波数と第２の周波数の和の第３の周波数を有する第１の出力信号を生成する減算器と，
前記第２，第３のハーモニックリジェクションミキサ回路の出力を加算して前記第１の出力信号と位相がπ／２異なる第３の周波数を有する第２の出力信号を生成する加算器とを有する。
第１の側面によれば，周波数が異なる信号を安定して生成し，不要波を抑制することができる。
無線受信装置を示す図である。 非特許文献１の信号生成回路を示す図である。 図２の信号生成回路の動作を説明する図である。 本実施の形態における信号生成回路を示す図である。 本実施の形態における信号生成回路を示す図である。 ハーモニックリジェクションミキサ回路の回路図である。 信号生成回路内の４相信号生成回路と８相信号生成回路とを示す図である。 ４相信号生成回路と８相信号生成回路の信号波形図である。 図５の信号生成回路の動作を示す図である。 本実施の形態におけるハーモニックリジェクションミキサ回路と加算器，減算器，LPFの具体的な回路図である。 本実施の形態における信号生成回路の変型例の図である。 本実施の形態の信号生成回路のシミュレーション結果を示す図である。 本実施の形態における信号生成回路を利用した無線送信受信回路の図である。
図１は，無線受信装置を示す図である。受信装置は，受信アンテナATで受信した高周波の受信信号を増幅するローノイズアンプLNAと，その増幅された受信信号RFにローカル信号LOI，LOQをそれぞれ乗算するミキサ回路MIXi，MIXqと，ミキサ回路の出力のうち低周波信号を通過させるローパスフィルタLPFi，LPFqと，一定の振幅に増幅する可変ゲインアンプVGAi，VGAqとを有する。可変ゲインアンプの出力はI信号とQ信号のベースバンド信号BB_I，BB_Qとして，図示しない後段のデジタルベースバンド回路に供給され，復調，復号処理などが行われる。
ローカル信号LOI，LOQは互いに位相が９０°（π／２）異なる高周波信号である。図１の例では，ローカル信号生成回路１０が，ＶＣＯにより生成される信号LOから，ミキサ回路に供給するローカル信号LOI，LOQを生成する。一般的なローカル信号生成回路１０は，例えば１／２分周器を有し，発振器出力LOを１／２分周することで，０°と９０°の位相を有するローカル信号LOI，LOQを生成する。
周波数帯が大きく異なる受信信号をそれぞれミキサ回路で直交検波するためには，ローカル信号LOI，LOQも受信信号の周波数帯に対応して大きく異なる周波数を持つ必要がある。そのためには，VCOの周波数可変幅を広くする必要があるが，回路設計上容易ではない。また，複数のVCOを設け，切り替えるようにすることもできるが，回路規模が大きくなり好ましくない。
無線送信装置も，同様に，デジタルベースバンド回路で生成されたI成分とQ成分の変調信号にローカル信号LOI，LOQを乗算するミキサ回路を有する。このミキサ回路の乗算により変調信号は通信周波数帯までアップコンバートされる。送信回路においても，周波数帯域が大きく異なる送信信号をミキサ回路で直交変調するためには，ローカル信号LOI，LOQもその周波数帯域に対応して大きく異なる周波数を持つ必要がある。
図２は，非特許文献１の信号生成回路を示す図である。VCOが信号LO=1.6GHzを生成し，バッファB1を介して分周器Dividerに供給する。分周器は信号LOを１／２分周して位相が９０°異なる２つの信号I,Qを生成する。この信号I,Qは１／２分周により0.8GHzの周波数になっている。そして，２つのミキサMIX_I，MIX_Qが，信号I,Qに信号LOを乗算することで，2.4GHz（＝1.6+0.8）のローカル信号LOI，LOQを生成する。そのローカル信号LOI，LOQは，バッファB3〜B6を介して，図示しない受信装置内のミキサ回路に供給される。
図２の信号生成回路は，周波数1.6GHzの信号LOから2.4GHzのローカル信号LOI，LOQを生成することができる。よって，ＶＣＯの発振信号LOとローカル信号LOI，LOQを利用すれば，1.6GHz周波数帯と2.4GHz周波数帯の受信信号をそれぞれ受信できる。しかし，回路の遅延特性などにより，ミキサMIX_I，MIX_Qに入力される信号LOと信号I,Qの位相関係によっては，周波数2,4GHzのローカル信号LOI，LOQを生成することができない場合があり，安定したローカル信号の生成が実現できない場合がある。
図３は，図２の信号生成回路の動作を説明する図である。図３（Ａ）は，ミキサMIX_I，MIX_Qに入力される信号LOと信号I,Qの位相が一致している例である。信号LOと信号I,Qの立ち上がりエッジ（位相０°）が一致している。この場合は，ミキサMIX_I，MIX_Qによって生成されるローカル信号LOI，LOQは，1.6GHz−0.8GHz＝0.8GHzの周波数のみになる。図３（Ａ）に示されるローカル信号LOI，LOQは，Hレベル(+1)とLレベル(-1)を有する信号LOと信号I,Qとの乗算結果であり，位相が一致しているため，信号I,Qと同じ周波数になっているのが理解できる。
一方，図３（Ｂ）は，ミキサMIX_I，MIX_Qに入力される信号LOと信号I,Qの位相が不一致の例である。信号LOと信号I,Qの立ち上がエッジが信号I,Qの1/4周期だけずれている。この場合は，ミキサMIX_I，MIX_Qによって生成されるローカル信号LOI，LOQは，1.6GHz−0.8GHz＝0.8GHzの周波数信号と，1.6GHz＋0.8GHz＝2.4GHzの周波数信号とが混在した信号になる。この場合は，バンドパスフィルタまたはハイパスフィルタを通過させることで，ローカル信号LOI，LOQを2.4GHzのみにすることができる。
そして，図３（Ａ）と（Ｂ）との間の位相ずれの場合は，（Ａ）の状態から2.4GHzの信号強度が徐々に大きくなり，（Ｂ）では1.6GHzと2.4GHzの信号強度が同等になる。
このように，ミキサMIX_I，MIX_Qの入力信号の位相関係によって生成されるローカル信号の周波数にばらつきがある。この位相関係は，回路の遅延特性などによりばらつくのが一般的であるので，位相関係が常に図３（Ａ）にならないように回路設計することは，容易ではない。
図４は，信号生成回路が生成する信号の周波数スペクトルを示す図である。この信号生成回路２０は，ＶＣＯが生成した信号LOから位相が９０°（π／２）ずれたローカル信号LOI，LOQを生成する。図２のように信号生成回路２０内にミキサ回路（乗算器）が設けられると，その乗算器の性質上，希望波である2.4GHzの周波数の信号に加えて，その３次，５次，７次などの高調波が発生する。このような高調波がローカル信号に含まれていると，受信装置や送信装置のミキサ回路の乗算処理においても，希望波以外に多くの不要波が生成される。
ＶＣＯが矩形波の信号LOを生成する場合は，矩形波に高調波が含まれているので，ローカル信号LOI，LOQにもそれによる高調波が含まれる。そこで，ローカル信号の生成回路では，この高調波が発生するのを抑制することが必要になる。
図５は，本実施の形態における信号生成回路を示す図である。図中の信号線は１本で示しているが，これらの信号線は単相信号でも差動信号でもよい。図５では単相信号で各信号が示されている。
この信号生成回路は，ＶＣＯ20_0が生成する信号LOから，ローカル信号LOI，LOQを生成する。一例として，ＶＣＯが生成する信号LOは3.2GHzの周波数を有し，ローカル信号LOI，LOQは2.4GHzの周波数を有する。
信号生成回路は，局部発振器20_0の出力信号LOを１／２分周して出力信号LOの１／２周波数の４相信号を生成する第１の分周器20_1を有する。第１の分周器20_1が生成する４相信号は，第１の４相信号I1（０°）とそれと位相が９０°ずれた第２の４相信号Q1（９０°）と，それらの逆相信号である，逆相信号は，第３の４相信号XI1（１８０°）と第４の４相信号XQ1（２７０°）である。図４には逆相信号のXI1,XQ1は示されていない。この４相信号I1,Q1は，上記の例では1.6GHzの周波数を有する。
上記の通り，ＶＣＯ20_0と第１の分周器20_1とで，第１の周波数（例えば1.6GHz）の４相信号を生成する４相信号生成回路が構成される。したがって，この４相信号生成回路は，後述するクワドラチャ発振器であってもよい。
第２の分周器20_2は，４相信号I1,Q1を１／２分周して８相信号I2,Q2を生成する８相信号生成回路である。４相信号I1,Q1が互いに９０°位相がずれた信号であるのに対して，８相信号I2,Q2は互いに４５°位相がずれた信号である。しかも，８相信号I2,Q2の周波数は，４相信号I1,Q1の周波数の１／２であり，上記の例では0.8GHzである。
図中に示された８相信号I2は，第１，第２，第３の８相信号であり，位相がそれぞれ０°，４５°，９０°の８相信号である。図中に示された８相信号Q2は，第３，第４，第５の８相信号であり，位相がそれぞれ９０°，１３５°，１８０°の８相信号である。これらの８相信号I2，Q2と逆相の８相信号は，位相が１８０°，２２５°，２７０°の８相信号XI2と，位相が２７０°，３１５°，３６０°（＝０°）の８相信号XQ2になる。これらの逆相信号XI2，XQ2も図中示されていない。
さらに，第１〜第４のハーモニックリジェクションミキサ回路HRMix1〜HRMix4が，第１の４相信号I1及び第２の４相信号Q1と，第１〜第３の８相信号I2（0,45,90）及び第３〜第５の８相信号Q2(90,135,180)とを，それぞれ異なる組み合わせで乗算する。
具体的な１例としては，第１のハーモニックリジェクションミキサ回路HRMix1は，第１の４相信号I1と第１〜第３の８相信号I2（0,45,90）とを乗算する。第２のハーモニックリジェクションミキサ回路HRMix2は，第２の４相信号Q１と第１〜第３の８相信号I2（0,45,90）とを乗算する。第３のハーモニックリジェクションミキサ回路HRMix3は，第１の４相信号I1と第３〜第５の８相信号Q2(90,135,180)とを乗算する。そして，第４のハーモニックリジェクションミキサ回路HRMix4は，第２の４相信号Q1と第３〜第５の８相信号Q2(90,135,180)とを乗算する。
これらのミキサ回路がそれぞれ差動信号を乗算する場合は，例えば，第１のハーモニックリジェクションミキサ回路HRMix1は，第１の４相信号I1(0)及びその逆相の第３の４相信号XI1(180)と，第１〜第３の８相信号I2（0,45,90）及びその逆相の第５〜第７の８相信号XI2(180,225,270)とを乗算する。ただし，図中にはこれらの逆相信号は示されていない。第２，第３，第４のハーモニックリジェクションミキサ回路RHMix2,3,4も同様である。
そして，第１，第４のハーモニックリジェクションミキサ回路HRMix1,HRMx4の出力を減算する減算器２２と，その出力から低周波成分を除去するローパスフィルタLPFiとを有する。同様に，第２，第３のハーモニックリジェクションミキサ回路HRMix2,HRMx3の出力を加算する加算器２４と，その出力から低周波成分を除去するローパスフィルタLPFqとを有する。これら減算器２２と加算器２４の出力は，第１の周波数(1.6GHz)と第２の周波数(0.8GHz)の和の第３の周波数（2.4GHz）を有する。この演算式については後述する。
それぞれのローパスフィルタLPFi，LPFqの出力は，バッファ回路BUFi，BUFqにより波形整形される。バッファ回路BUFi，BUFqの出力は，位相が９０°ずれたローカル信号LOI，LOQである。
この信号生成回路は，各ハーモニックリジェクションミキサ回路での乗算処理において，図３で示したような入力信号の位相関係によって生成される希望周波数の信号強度が変動することはない。さらに，この信号生成回路は，ハーモニックリジェクションミキサ回路において，乗算信号であるI2,Q2の３次，５次の高調波成分が除去された乗算が行われるので，図４に示したような不要波を抑制することができる。これらの理由については以下に示す。
図６は，ハーモニックリジェクションミキサ回路の回路図の１例である。第１のハーモニックリジェクションミキサ回路HRMix1は，第１の４相信号I1に第１〜第３の３つの８相信号I2(0,45,90)をそれぞれ乗算する第１〜第３の乗算器MIX＿A，MIX_B，MIX_Cと，それら第１〜第３の乗算器MIX＿A，MIX_B，MIX_Cの出力を１：√２：１の比率で利得調整する第１〜第３の利得調整回路GA_A，GA_B，GA_Cと，それらを加算する加算器３０とをする。
図６中には，入力信号である第１の４相信号I1が信号の「１（Hレベル）」の場合の波形が示されている。第１〜第３の８相信号I2(0,45,90)は，それぞれ位相が０°，４５°，９０°である。そして，入力される第１の４相信号I1が「１」であるので，乗算器MIX_A，MIX_B，MIX_Cの出力は，第１〜第３の８相信号I2(0,45,90)と同じである。それらを利得調整回路GA_A，GA_B，GA_Cが１：√２：１の比率で利得を調整すると，その加算された信号M1は，図示されるとおり，１周期に６回のレベル変化が発生し，そのレベル変化が１：√２：１：１：√２：１の比率になる。この信号M1はより正弦波に近い形状になっている。
この加算信号M1の周波数スペクトラムは，図示されるとおり，2.4GHzの周波数信号の１次波成分と７次以上の高調波成分を含み，３次及び５次の高調波成分は除去されている。
このことは，図６のハーモニックリジェクションミキサ回路HRMix1は，入力信号である第１の４相信号I1に，図６中の信号M1の波形の信号を乗算する乗算器と実質的に等価であることを意味する。つまり，図５の信号生成回路の出力信号LOI，LOQは，希望波の周波数2.4GHz以外の不要波成分が抑制されている。したがって，このような出力信号LOI，LOQが，無線送受信装置のローカル信号として使用されると，無線送受信回路内のミキサ回路の出力から不要波成分を抑制できる。つまり，図４に示した不要波成分を抑制することができる。
図７は，信号生成回路内の４相信号生成回路の１例と８相信号生成回路の１例とを示す図である。また，図８は，４相信号生成回路と８相信号生成回路の信号波形図である。
図７（Ａ）の４相信号生成回路20_1は，ＶＣＯ20_0の発振信号LOを１／２分周する分周器であり，ラッチ回路３０，３２を有する。ラッチ回路３０はクロック端子に入力される信号LOに同期して動作し，ラッチ回路３２はクロック端子に入力される信号LOの反転信号XLOに同期して動作する。また，ラッチ回路３２の差動出力が，ラッチ回路３０の差動入力に反転して入力される。
この分周器により，ラッチ回路３０は，１／２周波数(1.6GHz)の第２，第４の４相信号Q1(90),XQ1(270)を出力し，ラッチ回路３２は，１／２周波数1.6GHzの第１，第３の４相信号I1(0),XI1(270)を出力する。これらの４相信号I1(0)，Q1(90)，XI1(180)，XQ1(270)は，それぞれ位相が９０°ずれた信号である。
図７（Ｂ）の８相信号生成回路20_2は，第１の４相信号I1(0)を１／２分周する分周回路を構成するラッチ回路３４，３６を有する。このラッチ回路３４，３６は，図７（Ａ）と同様の構成であり，ラッチ回路３４．３６が生成する信号は，１／２周波数(0.8GHz)の４つの信号S2(0)，S2(90)，S2(180)，S2(270)である。さらに，８相信号生成回路20_2は，これらの４つの信号S2(0)，S2(90)，S2(180)，S2(270)を，第２，第４の４相信号Q1(90),XQ1(270)のタイミングでラッチするラッチ回路３８，４０を有する。つまり，ラッチ回路３８，４０は，周波数0.8GHzの４つの信号S2(0)，S2(90)，S2(180)，S2(270)を，周波数1.6GHzの第２，第４の４相信号Q1(90),XQ1(270)のタイミングにずらす機能を有する。そして，周波数1.6GHzの第２，第４の４相信号Q1(90),XQ1(270)の位相に対する時間は，周波数0.8GHzの４つの信号S2(0)，S2(90)，S2(180)，S2(270)の４５°の位相に対する時間である。したがって，フリップフロップ３８，４０の出力は，周波数(0.8GHz)の４つの信号S2(0)，S2(90)，S2(180)，S2(270)の位相をそれぞれ４５°ずらした４つの信号S2(45)，S2(135)，S2(225)，S2(315)になる。これら８つの信号S2が８相信号になる。
図７には，図５に示した８相信号I2,Q2とそれらの逆相信号XI2,XQ2と，上記の８相信号S2(0)，S2(45)，S2(90)，S2(135)，S2(180)，S2(225)，S2(270)，S2(315)との関係が示されている。それによれば，以下の通りである。
I2＝S2(0)，S2(45)，S2(90)
XI2＝S2(180)，S2(225)，S2(270)
Q2＝S2(90)，S2(135)，S2(180)
XQ2＝S2(270)，S2(315)，S2(0)
図５の信号生成回路におけるハーモニックリジェクションミキサ回路HRMix1〜HRMix4と減算器２２及び加算器２４の演算式について説明する。ハーモニックリジェクションミキサ回路HRMix1は，図６で説明したとおり，第１の４相信号I1(0)と，第１，第２，第３の８相信号I2(0)，I2(45)，I2(90)の合成信号M1とを乗算する。他のハーモニックリジェクションミキサ回路も同様である。ここで，４相信号も８相信号も共に正弦波または余弦波とすると，演算式は以下のとおりである。
HRMix1,HRMix4と減算器２２の場合
HR-MIX1
sin(2π1.6GHz・t)・sin(2π0.8GHz・t)=-1/2・cos(2π2.4GHz・t)+1/2・cos(2π0.8GHz・t)
HR-MIX4
cos(2π1.6GHz・t)・cos(2π0.8GHz・t)=1/2・cos(2π2.4GHz・t)+1/2・cos(2π0.8GHz・t)
よって，減算器２２の出力LOIは，次のとおりである。
HR-MIX1 - HR-MIX4 = -1 cos(2π2.4GHz・t)
つぎに，HRMix2,HRMix3と加算器２４の場合
HR-MIX2
cos(2π1.6GHz・t)・sin(2π0.8GHz・t)=-1/2・sin(2π2.4GHz・t)-1/2・sin(2π0.8GHz・t)
HR-MIX3
sin(2π1.6GHz・t)・cos(2π0.8GHz・t)=1/2・sin(2π2.4GHz・t)+1/2・sin(2π0.8GHz・t)
よって，加算器２４の出力LOQは，次のとおりである。
HR-MIX2 + HR-MIX3 = sin(2π2.4GHz・t)
以上のように，減算器２２の出力LOIも，加算器２４の出力LOQも共に，周波数0.8GHzの成分は除去され，周波数2.4GHzの成分のみとなっている。しかも，図６で説明したとおり，各ハーモニックリジェクションミキサ回路は，３つの８相信号を合成した信号M1を乗算するのと等価である。したがって，矩形波に含まれる３次，５次の高調波のない信号M1を乗算することで，各ミキサ回路の出力は希望波の周波数の近傍にある不要波が抑制されている。
図９は，図５の信号生成回路の動作を示す図である。図９には，ハーモニックリジェクションミキサ回路HRMix1とHRMix4においてそれぞれ乗算される信号I1(0),I2(0)とQ1(90),Q2(90)とが示されている。信号I2(0)は３つの８相信号を合成した信号M1と同じ位相であり，信号Q2(90)も３つの８相信号を合成した信号と同じ位相である。そこで，これらの信号I2(0),Q2(90)により，ハーモニックリジェクションミキサ回路HRMix1とHRMix4での乗算される信号間の位相がずれた場合について説明する。
もしハーモニックリジェクションミキサ回路HRMix1にて，信号I1(0)とI2(0)との立ち上がりエッジが一致した場合は，図３（Ａ）と同様に2.4GHzではなく0.8GHzの信号のみが出力される。しかし，信号I1(0)とI2(0)との立ち上がりエッジが一致した場合は，ハーモニックリジェクションミキサ回路HRMix4にて，信号Q1(90)とQ2(90)の立ち上がりエッジが一致することはない。なぜなら，周波数1.6GHzの信号Q1(90)と，周波数0.8GHxの信号Q2(90)とは，その周期が異なるので，同じ位相９０°どうしであても，両信号の立ち上がりエッジのタイミングは必ずずれるからである。
そうであれば，ハーモニックリジェクションミキサ回路HRMix1にて，信号I1(0)とI2(0)との立ち上がりエッジが一致して0.8GHzの信号のみしか出力されない場合でも，ハーモニックリジェクションミキサ回路HRMix4では，必ず周波数2.4GHxと0.8GHzの両方の周波数成分の信号が生成される。その結果，減算器２２の出力には必ず周波数2.4GHzの信号が含まれる。逆に，ハーモニックリジェクションミキサ回路HRMix4において信号の立ち上がりエッジが一致した場合は，ハーモニックリジェクションミキサ回路HRMix1において信号の立ち上がりエッジは一致しない。よって，同様に減算器２２の出力には必ず周波数2.4GHzの信号が含まれる。
上記の関係は，ハーモニックリジェクションミキサ回路HRMix2,HRMix3との関係においても同様に成り立つ。以上の通り，図５の信号生成回路によれば，図３で説明したように回路の遅延特性のばらつきなどにより一方のミキサ回路の信号間で立ち上がりエッジが一致するようなことが発生しても，必ず希望周波数である2.4GHzの信号成分を生成することができ，生成される信号の周波数のばらつきを抑制できる。
図１０は，本実施の形態におけるハーモニックリジェクションミキサ回路と加算器，減算器，LPFの具体的な回路例の図である。この回路図では，各信号が差動信号で示されている。図１０中，（Ｄ）は入力IN,XINに３つの信号Lo(0,45,90)，XLo(180,225,270)を乗算するハーモニックリジェクションミキサ回路HRMixの回路図を，（Ｃ）は加算器または減算器とローパスフィルタＬＰＦの回路図をそれぞれ示す。
図１０（Ｄ）のハーモニックリジェクションミキサ回路は，３つのミキサ回路MIX_A，MIX_B，MIX_Cが，スイッチSW0,SW1,SW2,SW3とNMOSトランジスタN0,N1，スイッチSW10,SW11,SW12,SW13とNMOSトランジスタN10,N11，スイッチSW20,SW21,SW22,SW23とNMOSトランジスタN20,N21でそれぞれ構成されている。
ミキサ回路MIX_Aについて説明すると，信号Lo(0)=Ｌ，XLo(180)=Ｈの場合は，入力IN,XINが図中破線のようにトランジスタN0,N1に入力される。これによりトランジスタN0,N1は電流源１×Isを出力OUT,XOUTのいずれかに流す。また，信号Lo(0)=Ｈ，XLo(180)=Ｌの場合は，入力IN,XINが図中一点鎖線のようにトランジスタN1,N0に入力される。これによりトランジスタN1,N0は電流源１×Isを出力OUT,XOUTのいずれかに流す。つまり，入力IN,XINは，信号Lo,Xloに応答して正相または逆相でトランジスタ対N0,N1に入力される。
ミキサ回路MIX_B，MIX_Cも同様の動作である。ただし，ミキサ回路MIX_Bの電流源は√２×Is，ミキサ回路MIX_Cの電流源は１×Isである。したがって，各ミキサ回路のトランジスタ対により切り替えられる電流の大きさは，１：√２：１に利得調整され，出力OUT,XOUTで加算される。これらの電流比１：√２：１の電流源が，利得調整回路GA_A，GA_B，GA_Cに対応する。
図中（Ｃ）の加算器または減算器は，抵抗R,XRに２つのハーモニックリジェクションミキサ回路HRMixの出力OUT,XOUTを正相でまたは逆相で接続することで実現される。加算器の場合はOUT,XOUT同士を接続すればよく，減算器の場合は一方のOUT,XOUTと他方のXOUT,OUTをそれぞれ接続すればよい。そして，容量C,XCを設けることで，ローパスフィルタLPFが構成される。この容量は寄生容量を利用してもよい。
出力OUT,XOUTは，次の段のバッファ回路BUFi，BUFqにそれぞれ出力される。
図１１は，本実施の形態における信号生成回路の変型例の図である。図５の例と異なる構成は，４相信号I1,Q1（XI1,XQ1）を生成する回路として４相発振器（クワドラチャ発振器）２５を有することである。それ以外の構成は図５と同じである。この信号生成回路は，1.6GHzの信号I1,Q1と，2.4GHzの信号LOI，LOQとを生成するので，これを無線送受信装置のミキサ回路のローカル信号生成回路に使用することで，1.6GHz帯と2.4GHz帯の無線通信に対応することができる。
図１２は，本実施の形態の信号生成回路のシミュレーション結果を示す図である。シミュレーション対象の信号生成回路は，図示されるとおり，図５の信号生成回路であって，ＶＣＯ20_0の発振信号LOの周波数を5GHzにした例である。したがって，４相信号生成回路20_1の出力I1,Q1は2.5GHzの周波数であり，８相信号生成回路20_2の出力I2,Q1は1.25GHzの周波数であり，ローカル信号LOI，LOQの周波数は3.625GHzである。
図中，左下から反時計回りに，４相信号I1,Q1,XI1,XQ1，８相信号I2,Q2,XI2,XQ2，ローカル信号LOI，LOQ，ローパスフィルタLPFi,LPFqの出力の波形が示されている。バッファ出力のローカル信号LOI，LOQは，互いに９０°位相がずれた信号である。
図１３は，本実施の形態における信号生成回路を利用した無線送信受信回路の図である。受信回路RXは，図１と同様に，ローノイズアンプLNAと，周波数をダウンコンバートするミキサ回路MIXi，MIXqと，ローパスフィルタLPFi，LPFqと，可変ゲインアンプVGAi，VGAqとからなる高周波回路と，高周波回路により生成されるベースバンドのI成分の受信信号RX_IとQ成分の受信信号RX_Qについて復調，復号などを行う受信側ベースバンド回路40RXとを有する。
一方，送信回路TXは，符号化，変調などを行ってI成分とQ成分の送信信号TX_I，TX_Qを生成する送信側ベースバンド回路40TXと，送信周波数帯にアップコンバートするミキサ回路MIXi,MIXqと，パワーアンプPAとを有する。
本実施の形態の信号生成回路３０は，受信回路RX及び送信回路TXのミキサ回路MIXi，MIXqにローカル信号LOI，LOQまたは４相信号I1,Q1を供給する。これらの信号の周波数は，図５の例では1.6GHzと2.4GHzであり，異なる周波数帯の無線通信に対応可能である。
さらに，図１３では，信号生成回路３０に供給される発振信号LO1，LO2を生成する２つのＶＣＯ１，ＶＣＯ２とを有する。これらの発振信号LO1,LO2は，例えば3.2GHz，6.4GHzのように大きく異なる周波数である。図７，１０に示した信号生成回路３０は，ローパスフィルタの部分を除いて，デジタル回路で構成されているので，局部発振回路の周波数に依存せず安定して動作可能である。したがって，大きく異なる周波数の発振信号LO1,LO2のいずれに対しても，信号I1,Q1,LOI，LOQを安定して生成することができる。このようにすることで，信号生成回路３０は，LO1=3.2GHｚの場合なら，I1,Q1=1.6GHz，LOI，LOQ=2.4GHzを生成し，LO2=6.4GHzの場合なら，I1,Q1=3.2GHz，LOI，LOQ=4.8GHzを生成する。したがって，これら４種類の周波数帯の無線通信に対応可能な無線送受信回路を実現可能である。
以上のとおり，本実施の形態における信号生成回路によれば，ミキサ回路に入力される信号の立ち上がりタイミングに依存することなく希望する周波数の信号を安定して生成することができるとともに，ハーモニックリジェクションミキサ回路を利用することで乗算する信号から３次，５次の高調波成分を除去することで，生成されるローカル信号の希望周波数以外の不要波を抑制することができる。
20_0：局部発振器 20_1：４相信号生成回路
20_2：８相信号生成回路 HRMix1〜4：ハーモニックリジェクションミキサ回路
２２：減算器 ２４：加算器
LPFi，LPFq：ローパスフィルタ

Claims (10)

  1. 第１の周波数を有する４相信号を生成する４相信号生成回路と，
    前記４相信号を１／２分周して前記第１の周波数の１／２の第２の周波数を有する８相信号を生成する８相信号生成回路と，
    前記４相信号の第１の４相信号及び第２の４相信号と，前記８相信号の第１〜第３の８相信号及び第３〜第５の８相信号とを，それぞれ異なる組み合わせで乗算する第１〜第４のハーモニックリジェクションミキサ回路と，
    前記第１，第４のハーモニックリジェクションミキサ回路の出力を減算して前記第１の周波数と第２の周波数の和の第３の周波数を有する第１の出力信号を生成する減算器と，
    前記第２，第３のハーモニックリジェクションミキサ回路の出力を加算して前記第１の出力信号と位相がπ／２異なる第３の周波数を有する第２の出力信号を生成する加算器とを有する信号生成回路。
  2. 請求項１において，
    前記第１のハーモニックリジェクションミキサ回路は，前記第１の４相信号と前記第１〜第３の８相信号とを乗算し，
    前記第２のハーモニックリジェクションミキサ回路は，前記第２の４相信号と前記第１〜第３の８相信号とを乗算し，
    前記第３のハーモニックリジェクションミキサ回路は，前記第１の４相信号と前記第３〜第５の８相信号とを乗算し，
    前記第４のハーモニックリジェクションミキサ回路は，前記第２の４相信号と前記第３〜第５の８相信号とを乗算する信号生成回路。
  3. 請求項１において，
    前記第１のハーモニックリジェクションミキサ回路は，前記第１，第３の４相信号からなる差動信号と前記第１〜第３，第５〜第７の８相信号からなる差動信号とを乗算し，
    前記第２のハーモニックリジェクションミキサ回路は，前記第２，第４の４相信号からなる差動信号と前記第１〜第３，第５〜第７の８相信号からなる差動信号とを乗算し，
    前記第３のハーモニックリジェクションミキサ回路は，前記第１，第３の４相信号からなる差動信号と前記第３〜第５，第７，第８，第１の８相信号からなる差動信号とを乗算し，
    前記第４のハーモニックリジェクションミキサ回路は，前記第２，第４の４相信号からなる差動信号と前記第３〜第５，第７，第８，第１の８相信号からなる差動信号とを乗算する信号生成回路。
  4. 請求項１〜３のいずれかにおいて，
    前記４相信号生成回路は，第１の発振器と，当該第１の発振器の出力信号を１／２分周して前記４相信号を生成する第１の分周器とを有する信号生成回路。
  5. 請求項４において，
    前記第１の発振器は，互いに異なる周波数で発振する複数の発振器を有し，当該複数の発振器の出力信号が切替可能に前記第１の分周器に入力される信号生成回路。
  6. 請求項１〜３のいずれかにおいて，
    前記４相信号生成回路は，前記４相信号を生成するクワドロチャ発振器を有する信号生成回路。
  7. 請求項１〜３のいずれかにおいて，
    前記８相信号生成回路は，前記第１の４相信号を１／２分周して第１，３，５，７の８相信号を生成する１／２分周ユニットと，前記第１，３，５，７の８相信号を前記第２の４相信号とその反転信号でラッチして第２，４，６，８の８相信号を生成するラッチユニットとを有する信号生成回路。
  8. 請求項１〜３のいずれかにおいて，
    さらに，前記減算器の出力信号から所定の低周波数成分を除去する第１のローパスフィルタと，
    前記加算器の出力信号から前記所定の低周波数成分を除去する第２のローカルパスフィルタとを有する信号生成回路。
  9. 請求項２において，
    前記第１〜第４のハーモニックリジェクションミキサ回路は，前記４相信号に３つの前記８相信号をそれぞれ乗算する第１〜第３の乗算器と，前記第１〜第３の乗算器の出力を１：√２：１の比率で利得調整する第１〜第３の利得調整回路と，前記第１〜第３の利得調整回路の出力を加算する加算器とを有する信号生成回路。
  10. 請求項１〜９のいずれかに記載の信号生成回路と，
    送信信号または受信信号に前記信号生成回路が生成する第１，第２の出力信号または第１，第２の４相信号をそれぞれ乗算する第１，第２のミキサ回路とを有する無線送受信装置。
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