KR20020093590A - Ｈｅｍｔ-ｈｂｔ 도허티 마이크로파 증폭기 - Google Patents

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KR20020093590A
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Abstract

마이크로파 증폭기, 특히 도허티 증폭기로 구성된 마이크로파 증폭기. 상기 증폭기는 반송파 증폭기, 피크 증폭기, 상기 증폭기의 입력에 있는 렌지 커플러(Lange coupler) 및 상기 증폭기의 출력에 있는 1/4 파장 증폭기를 포함한다. 효율을 더 증가시키기 위하여, 도허티 증폭기는, 낮은 전력에서 저-잡음 증폭기로서 기능하고 비교적 고-임팩(high-impact) RF 전력 레벨 레벨에 대해서는 고-전력 증폭으로 자동적으로 스위칭하는 비교적 효율적인 증폭기를 형성하도록, HEMT의 저-잡음 성능과 HBT의 고-선형성을 이용하는 HEMT/HBT 기술에 의해 형성된다.

Description

ＨＥＭＴ-ＨＢＴ 도허티 마이크로파 증폭기{HEMT-HBT DOHERTY MICROWAVE AMPLIFIER}
관련된 출원의 상호 참조; 본 출원은 공동-소유 동시-계류 특허출원인, 이것과 함께 동시 출원되고 관리 번호 12-1101, 일련번호 09/878,104인 Kevin W.Kobayashi에 의한"Application of the Doherty as a Pre-Distortion Circuit for Linearizing Microwave Amplifiers"과, 이것과 함께 동시 출원되고 관리 번호 12-1110, 일련번호 09/878,11인 Kevin W. Kobayashi에 의한 "Asymmetrically Biased High Linearity Balance Amplifier"과 관계된다.
본 발명은 전력 증폭기에 관한 것으로서, 입력 신호 레벨이 낮을 때 저-잡음 증폭기로서 기능하고, 비교적 높은 입력 신호 레벨에 대해서는 고-전력 증폭으로 자동적으로 스위칭하는 마이크로파 전력 증폭기 토폴로지(topology)에 관한 것이다.
무선 주파수와 마이크로파 통신 시스템은 전력 증폭기의 선형성(linearity)과 효율에 관해 항상 증가하는 요구에 직면해 있는 것으로 알려져 있다. 그러나, 불행히도 종래의 전력 증폭기는 최대 효율 또는 거의 포화 상태에서 동작한다. 따라서, 다양한 진폭을 갖는 통신 신호를 수용하기 위해서, 종래 전력 증폭기를 사용하는 시스템은 통상 실질적인 시간 부분 동안 피크 효율보다 작은 효율에서 동작한다.
이러한 문제를 해결하기 위해서 소위 도허티 증폭기(Doherty amplifier)가 개발되었다. 도허티 증폭기는 참조로서 본 명세서에 병합되는 미국 특허(제 2,210,028호)뿐만 아니라 "Radio Engineering Handbook" 5판(McGraw Hill Book Company, 1959, pp. 18-39)에서 같은 이름을 갖은 발명자에 의해 처음으로 도입되었다. 도허티 증폭기의 표준 토폴로지는 클래스 AB 모드에서 동작하는 반송파 증폭기(carrier amplifier)와 클래스 C 모드에서 동작하는 피크 증폭기(peakamplifier)를 포함한다. 직각 렌지 커플러(quadrature Lange coupler)는 반송파 증폭기와 피크 증폭기 신호가 위상이 같게 결합되도록 입력에 사용된다. 1/4파장 증폭기(quarter wave amplifier)가 증폭기의 출력에 제공된다. 그러한 증폭기에서 반송파 증폭기로의 입력 RF 구동 신호가 증가할 때, 반송파 증폭기는 최대 선형 효율에 대한 포화 지점으로 구동된다. 피크 증폭기는 반송파 증폭기가 포화되기 시작할 때 출력 신호의 선형성을 유지하기 위해 사용된다.
상기 도허티 증폭기는 다양한 마이크로파 및 RF 응용에 사용되는 것으로 알려져 왔다. 그러한 응용의 예는 미국 특허(제5,420,541호; 제5,880,633호; 제5,886,575호; 제6,097,252호; 제6,133,788호)에 개시되어 있다. 상기 도허티 증폭기의 예는 모두 참조로서 본 명세서에 병합되는 자료{"A Fully Integrated Ku-Band Doherty Amplifier MMIC", by C. F. Campbell,IEEE Microwave and Guided Wave Letters, Vol. 9, No. 3, March 1999, pp. 114-116; "An 18-21 GHz InP DHBT Linear Microwave Doherty Amplifier", by Kobayashi et al, 2000IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium Digest of Papers, pages 179-182; "A CW 4 Ka-Band Power Amplifier Utilizing MMIC Multichip Technology", Matsunage, et al., 1999,GaAs IC Symposium Digest, Monterey, California, pp. 153-156}에 개시되어 있다.
전력 증폭기는 일정한 또는 거의 일정한 RF 진폭 포락선(envelope)에 응답할 필요만 있기 때문에 위에서 언급한 시스템은 비교적 양호한 위상 선형성과 높은 효율을 제공하는 것으로 알려졌다. 그러나, 불행히도 예를 들면, 위성 통신 시스템에사용되는 다중-반송파 신호(다중-주파수 신호)의 RF 진폭 포락선은 대역폭의 함수로서 시간에 따라 변화하여, 잡음 특성(noise-like characteristic)을 나타낸다. 다중-반송파 시스템에 사용되는 전력 증폭기는 일정하지 않은 포락선을 갖는 RF 신호에 대해 비교적 양호한 위상 선형성을 제공하면서도, 비교적 큰 순간 대역폭에 대해 동작할 수 있어야만 한다.
게다가 예를 들면 RF 또는 마이크로파 수신기에서의 제 1 증폭 스테이지로서 저-잡음 증폭기(LNA)로 사용되는 그러한 전력 증폭기는 비교적 높은 효율에서 선형 증폭을 제공할 수 있어야만 한다. 불행히도, 예를 들면 다중-반송파 위성 통신 시스템에서처럼 RF 구동 신호가 일정하지 않은 RF 포락선을 갖는 응용에서, 도허티 증폭기는, 반송파 증폭기가 비교적 낮은 잡음 성능을 제공하도록 저 전력 동작 동안에 최대 전력 능력의 약 절반에서 동작되게, 동작된다. 이러한 동작은 비교적 낮은 선형성과 낮은 효율을 야기한다.
일정하지 않은 RF 포락선의 응용에 사용되는 도허티 증폭기의 선형성과 효율을 증가시키기 위하여, 다양한 기술이 사용되어 왔다. 예를 들면, 미국 특허(제5,739,723호)는 효율을 개선시키기 위해 피크 증폭기를 바이어싱하는 능동 바이어스 회로를 개시한다. 불행히도, 능동 바이어스 회로는 회로의 전체 전력 소비를 증가시키는 다수의 저항을 포함하여, 최적 효율보다 작은 효율을 제공한다.
그러한 도허티 증폭기의 바이어스 전력 소비를 최소화시키기 위하여, 미국 특허(제5,568,086호)는 개선된 임피던스 정합(matching)을 제공하도록 반송파 증폭기와 피크 증폭기의 출력 신호를 결합하는 결합 네트워크를 개시한다. 결합 네트워크는 한 쌍의 1/4 파장 변환기와 다수의 1/4 파장 위상 이동(shifting) 요소를 포함한다. 불행히도 단지 40% - 50%의 효율이 상기 특허에 개시된 결합 네트워크에서 실현되었다. 위성 통신 시스템과 같은 많은 응용에서 전력 효율은 중요한 인자이다. 따라서, 이러한 응용에서 사용되는 전력 증폭기의 효율을 더 개선시키기 위한 점진적으로 증가하는 필요가 있다.
본 발명은 마이크로파 증폭기에 관한 것으로서, 특히 도허티 증폭기로 구성된 마이크로파 증폭기에 관한 것이다. 상기 증폭기는 반송파 증폭기, 피크 증폭기, 상기 증폭기의 입력에 있는 렌지 커플러(Lange coupler) 및 상기 증폭기의 출력에 있는 1/4 파장 증폭기를 포함한다. 효율을 더 증가시키기 위하여, 도허티 증폭기는, 낮은 전력에서 저-잡음 증폭기로서 기능하고 비교적 고-임팩(high-impact) RF 전력 레벨 레벨에 대해서는 고-전력 증폭으로 자동적으로 스위칭하는 비교적 효율적인 증폭기를 형성하도록, HEMT의 저-잡음 성능과 HBT의 고-선형성을 이용하는 HEMT/HBT 기술에 의해 형성된다.
도 1은 본 발명에 따른 마이크로파 전력 증폭기의 도시적인 도면.
도 2는 HBT 도허티 증폭기의 반송파 및 피크 증폭기의 다양한 바이어싱 점에 대한 이득의 함수로서의 출력 전력의 그래픽 표현.
도 3a 내지 도 3c는 본 발명과 함께 사용하기 위한 정합 네트워크를 도시하는 도면.
도 4a 내지 도 4b는 본 발명과 함께 사용하기 위한, 각각 HBT와 HEMT에 사용되는 바이어싱 네트워크를 도시하는 도면.
<도면 주요 부분에 대한 부호의 설명>
20:마이크로파 전력 증폭기 22:반송파 증폭기
24:피크 증폭기 26, 28:정합 네트워크
본 발명의 이러한 그리고 다른 장점이 후속하는 설명과 첨부된 도면을 참조하면 쉽게 이해될 것이다.
본 발명은 일반적으로 참조 번호(20)로 표시되고, 도허티 증폭기로서 구성된 마이크로파 전력 증폭기에 관한 것이다. 마이크로파 전력 증폭기(20)는 반송파 증폭기(22)와 피크 증폭기(24)를 포함한다. 알려진 도허티 증폭기에서, 반송파 증폭기와 피크 증폭기 모두는 헤테로접합 바이폴러 트랜지스터(heterojunction bipolar transistor; HBT)(22)로 형성될 수 있으며, 예를 들면 전체 180μm2의 에미터 면적(emitter area)을 갖는 사전정합된(prematched) 1.5 * 30μm2* 4 핑거(four finger) DHBT 디바이스로서 형성될 수 있다. 그러한 디바이스의 예는 참조로서 본 명세서에 병합되는 자료{"An 18-21 GHz InP DHBT Linear Microwave Doherty Amplifier", by Kobayashi et al,2000 IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium Digest of Papers, pages 179-182}에 개시되어 있다. 도허티 증폭기(20)의 효율과 선형성을 개선하기 위하여, 도허티 증폭기(20)는 HEMT의 저-잡음 성능과 낮은 상호변조(intermodulation) 왜곡과 HBT의 고-선형성을 이용하는 HEMT/HBT 기술에 의해 형성된다.
HBT로서 동일한 기판에 집적된 HEMT의 예는 자료{"Monolithic HEMT-HBT Integration by Selective MBE", by D. C. Streit, D. K. Umemoto, K. W. Kobayashi and A. K. Oki, IEEE Transactions on Electron Devices, Vol. 42, No 4, April 1995, pp. 618-623; "A Monolithic HBT-Regulated HEMT LNA by Selective MBE", by D. C. Streik, K. W. Kobayashi, A. K. Oki and D.K. Umemoto, Microwave and Guided Wave Letts., Vol. 5, No. 4, April 1995, pp. 124-126}뿐만 아니라 미국 특허(제5,838,031호, 제5,920,230호)와 공동 소유되는 유럽 특허 출원(제95115137.2호)에 따라 1996년 5월 8일 공개된 유럽 공보(EP0710984A1)에 개시되어 있다.
한 실시예에서 반송파 증폭기(22)는 HEMT로부터 형성되고, 반면 피크 증폭기(24)는 HBT로부터 형성된다. 이 경우에 저 잡음 HEMT 디바이스는 작은 입력 신호 조건하에서 클래스 A에서 동작하는 반송파 증폭기(22)로서의 역할을 하여, 저잡음과 고선형성을 제공한다. 입력 신호 강도가 증가하고, 클래스 A 증폭기가 압축하기(compress) 시작하여 입력 신호를 클리핑(clip)할 때, HBT 피크 증폭기(24)는 턴 온되어 선형 증폭을 확장한다(extend). HBT는 다이오드 특성을 닮은 갑작스런 베이스-에미터 턴 온을 갖기 때문에, HBT는 그의 턴-온 한계치(threshold)가 HBT 트랜지스터의 베이스에 세팅될 수 있는 피크 증폭기로서의 역할을 한다. 턴-온이 갑작스러울수록 증가하는 입력 전력의 증폭이 더 효율적이다.
본 발명의 대안적인 실시예에서 반송파 증폭기(22)는 HBT로서 형성되고, 피크 증폭기(24)는 HEMT로부터 형성된다. 상기 실시예는 낮은 입력 전력 조건 하에서 높은 선형성과 효율이 요구되고, 반송파 증폭기가 더 어트랙티브(attractive)할 때 더 효율적인 클래스 A HBT 증폭기를 동작시키는 응용을 위한 것이다. 피크 증폭기로서 더 빠른 속도의 저 잡음 HEMT 디바이스를 사용함으로써, HBT 증폭기가 피크 증폭기로서 사용된다면 HEMT보다 잡음이 더 심한 HBT의 갑작스런 다이오드/믹서 같은 특성 때문에 존재하는 추가적인 왜곡과 증가된 잡음 전송을 방지하는데 도움이 된다. HEMT는 입력 전력이 증가하면서 더 느리게 턴-온되며, 낮은 잡음 바이어스 작동 레짐(regime)에 근접하게 동작할 것이다. 게다가, 더 넓은 대역 HEMT 디바이스는, 그것이 클래스 B/C로부터 턴 온 될 때, 데이터 신호의 완전성(integrity)을 또한 보전할 수 있다. 그 결과 턴 온 될 때 더 적은 AM-AM 및 AM-PM 왜곡이 존재한다.
반송파 증폭기(22)와 피크 증폭기(24)의 출력 신호가 출력에서 위상이 같도록 하기 위해서, 렌지 커플러(Lange coupler)(32)가 제공된다. 렌지 커플러(32)의 하나의 입력단은 RF 입력 포트(34)로서 사용된다. 다른 입력단은 입력 저항(36)에 연결된다. 렌지 커플러(32)의 하나의 출력단은 반송파 증폭기(22)의 입력에 연결되고, 반면 다른 출력단은 피크 증폭기(24)의 입력에 연결된다. 특성 임피던스(characteristic impedance)(Z0= 2RL+ Ropt)를 갖는 8/4 임피던스 변환기가 증폭기(22, 24)의 출력에 제공된다. 전력 증폭기(20)의 출력단은 부하 임피던스(RL)에 연결된다. 반송파 증폭기(22)와 피크 증폭기(24) 모두는 부하 임피던스(RL)가 Ropt일 때 최대 전력을 전달하도록 구성된다.
피크 증폭기(24)가 클래스 B/C 증폭기로 동작하는 반면, 반송파 증폭기(22)는 클래스 A 증폭기로 동작된다. 예를 들면, 반송파 증폭기(22)가 클래스 A 증폭기로 바이어스되고 피크 증폭기(24)가 클래스 B와 C 사이에서 바이어스될 때, 반송파 증폭기(22)와 피크 증폭기(24) 사이의 아이솔레이션(isolation)을 향상시키기 위하여 정합 네트워크(matching network)(26, 28)가 반송파 증폭기(22)와 피크 증폭기(24)의 출력에 연결될 수 있다. 이처럼 각 증폭기 스테이지의 임피던스는 다른 스테이지의 상호-변조(IM) 성능에 기여하지 않을 것이다.
본 발명을 완전히 이해하기 위해서, 알려진 도허티 형의 증폭기에 관한 논의가 우선 제공된다. 특히, 상기 "A Fully Integrated Ku-Band Doherty AmplifierMMIC"에 설명된 것처럼, 알려진 도허티 증폭기의 반송파 및 피크 증폭기에 제공되는 부하 임피던스는 피크 증폭기에 의해 전달된 출력 전력의 기능을 한다. 저 입력 구동 레벨 동안(즉, RF 입력 진폭이 작은 레벨) 피크 증폭기는 턴 오프(turn off)되고, 그 결과 반송파 증폭기가 비교적 낮은 입력 구동 레벨로 포화되는 구성을 갖는다. 그처럼 반송파 증폭기는 저 입력 전력 레벨에서 더 높은 전력 추가 효율(power added efficiency; PAE)을 갖게 된다. 입력 전력 레벨이 증가함에 따라 피크 증폭기는 피크 증폭기에 의해 전달된 전력이 증가하므로 턴 온(turn on)되기 시작할 것이다. 반송파 증폭기에 제공된 부하는 감소되어, 반송파 증폭기(24)로 하여금 부하로의 전력을 증가시킬 수 있다.
정합 네트워크(26,28)는 반송파 및 피크 증폭기(22,24)의 출력에 직렬로 각각 연결된다. 이러한 정합 네트워크(26,28)는 예를 들면 도 3a 내지 3c에 도시한 것처럼 저역 통과 네트워크로 제공된다. 도 3a 내지 3c에 도시된 것처럼 정합 네트워크(26,28)는 직렬 인덕턴스(40) 또는 전송 라인(42) 및 분로 커패시턴스(shunt capacitance)(44) 또는 개방 스터브(open stub)(46)로 구현될 수 있다. 동작 시에 반송파 증폭기(22)가 온되고 피크 증폭기(24)가 오프되었을 때, 정합 네트워크(26,28)는 비교적 높은 임피던스를 제공하여{주로 고 임피던스 전송 라인(42) 또는 인덕턴스(40) 때문에}, 피크 증폭기(24)는 클래스 A에서 동작하는 반송파 증폭기(22)보다 부하가 가하여지지 않기 때문에 저 입력 전력 조건에서 최적의 선형성과 효율을 얻을 수 있다.
정합 네트워크(26,28)의 동작 이론은 종래 전력 증폭기에 사용되는 정합 네트워크의 동작과 반대이다. 특히 전형적으로 전력 증폭기 응용에서, 저 임피던스 직렬 전송 라인 또는 저 임피던스 분로 커패시턴스 또는 개방 스터브는, 증폭 트랜지스터 사이의 아이솔레이션을 제공하고 전력 트랜지스터의 낮은 임피던스를 더 높은 관리 가능한 임피던스로 효율적으로 변환하기 위하여, 전력 트랜지스터의 출력에 제공된다.
본 발명의 다른 양상에 따라 반송파 증폭기(22)와 피크 증폭기(24)는, 최적의 IM 성능이 증폭기의 특정 동작 주파수에 대해 달성되도록, DC 바이어스되어 튜닝될 수 있다. 예를 들면, 21GHz 반송파 주파수에 대해, 20GHz에서 IM 성능을 최소화하기 위해 마이크로파 증폭기(20)가 DC 바이어스되어 튜닝될 수 있다.
다양한 바이어싱 네크워크가 반송파 및 피크 증폭기(22,24)를 튜닝하기 위해 사용될 수 있다. 예시적인 바이어싱 네트워크(48,50)가 도 4a 및 4b에 도시되어 있다. 특히, 도 4a는 HBT의 예시적인 바이어싱 회로(48)의 도식적인 도면이고, 반면 도 4b는 HEMT의 바이어싱 회로(50)의 도식적인 도면이다.
우선 도 4a를 참조하면, HBT 바이어싱 네트워크(48)는 외부 DC 전원(Vbc)에 연결된 바이어싱 저항(Rbbc)을 포함한다. 저역 통과 커패시터(Cclp)는 바이어싱 저항(Rbbc), 외부 전원 DC 전압(Vbc) 및 잡음을 필터링하는 접지에 연결된다. 커플링 커패시터(Ccc)는 반송파 및 피크 증폭기(22,24)를 렌지 커플러(32)에 연결하는데 사용될 수 있다.
도 4b는 HEMT의 예시적인 바이어싱 네트워크(50)의 도식적인 도면이다.HEMT(H1)는 반송파 증폭기(22)나 또는 피크 증폭기(24)일 수 있다. HEMT(H1)의 게이트는 RF 초크(choke)(L1)에 의해 다른 HEMT(또는 FET)(H2)의 게이트에 연결된다. HEMT(H2)의 게이트와 접지 사이에 연결된 바이패스 커패시터(C1)는 RF 네트워크로부터 바이어스 네트워크를 분리시킨다(isolate). HEMT(H2)는 전류 미러(current mirror)로서 기능하며 HEMT(H1)보다 10-20 더 작은 면적(area)을 갖도록 선택된다.
HEMT(H1,H2) 모두는 공통 소스 구성에서 연결된다. HEMT(H1)의 드레인은 DC 전압 공급단(VDD)에 연결된다. HEMT(H2)의 드레인은 또한 대안적으로 전압 가변 저항으로서 구성된 FET(또는 미도시된 HEMT)로서 구현될 수 있는 가변 저항(R1)에 의해 DC 전압 공급단(VDD)에 연결된다. 가변 저항(R1)이나 전압 가변 저항(FET) 중 어느 하나는 위에서 논의한 것처럼 반송파 증폭기(22)나 또는 피크 증폭기(24)의 선형성과 바이어스를 조정하는데 사용할 수 있다. 전압 가변 저항(FET)을 사용하는 구성에서, 드레인 및 소스단은 도 4b에 도시된 가변 저항(R1)을 대신하여 HEMT(H2)의 드레인단과 DC 전압 전원(VDD)에 연결된다. 가변 DC 전압 공급원(미도시)이 저항과, HEMT(H1)의 바이어싱 레벨을 변화시키기 위해 전압 가변 저항(FET)의 게이트에 연결될 수 있다.
바이폴러 트랜지스터 또는 HBT는 HEMT(H1)에 낮은 임피던스 전압 소스를 제공하도록 바이어싱 네트워크(50)에 사용될 수 있다. 트랜지스터(Q1)는 클래스 B/C 동작 하에서 HEMT(H1)의 전류의 램프 업(ramp up)을 위해 또한 제공된다. 트랜지스터(Q1)는 그 콜렉터 및 에미터 단이 DC 전압 소스(VDD)와 HEMT(H2)의 게이트에 연결되도록 구성된다. 바이폴러 트랜지스터의 베이스는 가변 저항(R1)과 HEMT(H2)의 드레인 사이의 노드에 연결된다.
바이패스 커패시터(Cbypass)는 DC 전압 공급을 분리시키기 위해 사용될 수 있다. 바이패스 커패시터(Cbypass)는 DC 전압 공급(VDD)과 접지 사이에 연결된다.
예를 들면, 바이어싱 회로(48,50)와 같은 바이어싱 회로는 반송파 증폭기(22)와 피크 증폭기 중의 하나 또는 다른 하나 또는 모두를 전자적으로 튜닝되게 할 수 있다. 도 4a와 도 4b에 각각 도시된 예시적인 바이어싱 회로(48,50)의 경우에 반송파 및 피크 증폭기(22,24)의 바이어싱, 따라서 선형성은, 바이어싱 네트워크(48,50)에 연결된 외부 DC 전압의 진폭을 변화시킴으로서 변화될 수 있다.
바이어싱 회로(48,50)에 의해 제공되는 것처럼, 반송파 및 피크 증폭기(22,24)의 튜닝은 본 발명에 따른 많은 중요한 장점을 제공한다. 첫째, 튜닝에 의해 반송파 및 피크 증폭기(22,24)는 최적의 선형성으로 튜닝될 수 있다. 둘째, 튜닝은 비교적 넓은 입력 전력 범위에 대해 개선된 상호변조를 허용한다. 이처럼 증폭기(20)는 동작 범위(즉, 반송파 증폭기 주파수)가 가능한한 최대 IM 제거(rejection)를 갖도록 튜닝될 수 있다. 게다가 위에서 논의한 것처럼 정합 네트워크(26,28)의 비교적 높은 임피던스는 반송파 증폭기(22)와 피크 증폭기(24)의 IM 프로덕트(product)의 실질적인 아이솔레이션을 야기하고, 따라서 더 적은 IM 프로덕트를 제공한다. 마지막으로 튜닝은 또한 전치 보상 선형화 응용에 사용하기 위하여 이득 확장 및 위상 압축을 제고하는데 사용될 수 있다
도 2는 증폭기(20)의 다양한 바이어싱 조건에 대해 21GHz에서 출력 전력의 함수로서 측정된 이득 및 IM3(3차 변조 프로덕트)를 나타내며, 여기서 반송파 증폭기(22)와 피크 증폭기(24)는 모두 예시 목적을 위해 HBT로부터 형성된다. 본 발명처럼 복합 HEMT/HBT로부터 형성된 증폭기(20)는 다소 다를 것이다. 도 2는 디바이스의 전자적인 튜닝 능력을 나타내기 위해 제공된다. 특히, IM3 및 이득은 비대칭적 바이어스 조건뿐만 아니라 클래스 A 바이어스 동작(Ic1=64mA; Ic2=64mA)에 대해 도시되어 있다. 특히 비대칭적으로 바이어스된 조건이 피크 증폭기(24)는 오프되고 반송파 증폭기(22)는 클래스 A 모드(IC1=60-64mA)에서 바이어스되고 피크 증폭기가 클래스 B(IC2=0.3-10mA)로 바이어스되었을 때에 도시되어 있다. 도 2에 도시된 것처럼 피크 증폭기 바이이스 전류(IC2)의 조정은 IM3 선형성 비율의 모양(shape)과 성능이 비교적 넓은 출력 전력 범위에 걸쳐 상당히 개선되도록 한다. 바이어싱 조건(즉, Ic1=60mA; Ic2=0.3mA) 동안, 피크 증폭기가 거의 셧 오프(shut off)될 때, 본 발명에 따른 마이크로파 전력 증폭기(20)는 IM3 비율의 비교적 극적인 개선을 달성하고, 이는 약 -43dBc의 깊은(deep) IM3 상쇄를 야기한다. 다중-반송파 통신 시스템에서, 약 30 dBc의 IM3 비율은 선형성을 위해 전형적인 요구 조건이다. 그러한 선형성으로 인해, 마이크로파 전력 증폭기(20)는 약 20%의 전력 추가 효율(PAE)과 약 20.1 dBm의 출력 전력을 달성할 수 있는데, 이는 동일한 선형성에 대해 13% PAE 및 18.8 dBm의 출력 전력을 달성하는 종래 선형 클래스 A 바이어스 모드에 비교할 때 상당한 개선이다.
분명히 상기 설명을 참조해서 본 발명의 많은 변경과 변화가 가능하다. 그리하여 예를 들면, 첨부된 청구항의 범위를 벗어나지 않고 본 발명이 위에서 특별히 기술한 것과 다르게 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다.
상술한 바와 같이 위성 통신 시스템과 같은 많은 응용 등에서 사용되는 전력 증폭기의 효율을 개선시키는 등의 효과가 있다.

Claims (10)

  1. HEMT 또는 HBT 중 어느 하나로부터 형성되며, 제 1 입력과 제 1 출력을 갖는 반송파 증폭기(carrier amplifier)와,
    상기 HEMT 또는 HBT 중 다른 하나로부터 형성되며, 제 2 입력과 제 2 출력을 갖는 피크 증폭기(peak amplifier)와,
    제 1 및 제 2 입력단과 제 1 및 제 2 출력단을 갖는 커플러(coupler)로서, 상기 제 1 및 제 2 출력단은 상기 제 1 및 제 2 입력에 연결되고, RF 입력 포트를 한정하는 상기 제 1 입력단과 상기 제 2 입력단은 입력 종단(termination) 임피던스에 연결되는, 커플러를 포함하는,
    마이크로파 전력 증폭기.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 반송파 증폭기는 적어도 하나의 HEMT로부터 형성되는, 마이크로파 전력 증폭기.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 피크 증폭기는 적어도 하나의 HBT로부터 형성되는, 마이크로파 전력 증폭기.
  4. 제 1항에 있어서, 상기 반송파 증폭기는 적어도 하나의 HBT로부터 형성되는, 마이크로파 전력 증폭기.
  5. 제 4항에 있어서, 상기 피크 증폭기는 적어도 하나의 HEMT로부터 형성되는, 마이크로파 전력 증폭기.
  6. HEMT 또는 HBT 중 어느 하나로부터 형성되며, 제 1 입력과 제 1 출력을 갖는 반송파 증폭기와,
    상기 HEMT 또는 HBT 중 다른 하나로부터 형성되며, 제 2 입력과 제 2 출력을 갖는 피크 증폭기와,
    제 1 및 제 2 입력단과 제 1 및 제 2 출력단을 갖는 커플러로서, 상기 제 1 및 제 2 출력단은 상기 제 1 및 제 2 입력에 연결되고, RF 입력 포트를 한정하는 상기 제 1 입력단과 상기 제 2 입력단은 입력 종단 임피던스에 연결되는, 커플러와,
    상기 반송파 증폭기와 상기 HBT 증폭기 중 하나 또는 다른 하나를 전자적으로 튜닝하는 수단을 포함하는,
    마이크로파 전력 증폭기.
  7. 제 6항에 있어서, 상기 반송파 증폭기는 적어도 하나의 HEMT로부터 형성되는, 마이크로파 전력 증폭기.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 피크 증폭기는 적어도 하나의 HBT로부터 형성되는,마이크로파 전력 증폭기.
  9. 제 6항에 있어서, 상기 반송파 증폭기는 적어도 하나의 HBT로부터 형성되는, 마이크로파 전력 증폭기.
  10. 제 9항에 있어서, 상기 피크 증폭기는 적어도 하나의 HEMT로부터 형성되는, 마이크로파 전력 증폭기.
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