KR102553197B1 - 신호 증폭기 회로, 전압 변환기 및 시스템 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 신호를 증폭시키기 위한 신호 증폭기 회로, 특히 오디오 증폭기 회로에 관한 것으로, 적어도 하나의 제 1 증폭기 트랜지스터(Q1)와 적어도 하나의 제 2 증폭기 트랜지스터(Q2), 상기 제 1 증폭기 트랜지스터(Q1) 및 제 2 증폭기 트랜지스터(Q2)는 푸시-풀 회로에서 서로 연결되고 그리고 증폭기 전압 소스(V+, V-)에 의해 전원공급되며; 그리고 관련 증폭기 트랜지스터(Q1, Q2)에 열적으로 커플링된 하나 이상의 바이어스 다이오드들(D1, D2)을 포함하고, 상기 바이어스 다이오드들(D1, D2)은 크로스오버 왜곡(crossover distortion)을 줄이거나 방지하기 위해, 상기 증폭기 트랜지스터(Q1, Q2)에 대해 병렬로 연결되며, 상기 바이어스 다이오드들(D1, D2)은 상기 증폭기 전압 소스(V+, V-)와 독립적인 전압 소스(UA)에 의해 적어도 부분적으로 전원공급된다. 또한, 본 발명은 출력측 DC 전압을 제공하기 위한 시스템 및 전압 변환기에 관한 것으로, 제 1 변압기(T1) 및 제 1 변압기(T1)에 연결된 제 2 변압기(T2)를 포함한다.

Description

신호 증폭기 회로, 전압 변환기 및 시스템{SIGNAL AMPLIFIER CIRCUIT, VOLTAGE CONVERTER AND SYSTEM}
본 발명은 신호 증폭기 회로, 특히 오디오 증폭기 회로에 관한 것이다. 특히, 오디오 출력 스테이지 회로가 여기에 포함된다.
오늘날의 신호 증폭기는 일반적으로 푸시-풀 회로에서 서로 연결된 증폭기 트랜지스터들로 구성된다. 이 클래스의 증폭기는 클래스 B 증폭기라고도 한다. 이러한 증폭기의 기본 원리는 이미터들에서 상호연결되며 그리고 각각의 컬렉터에 의해 포지티브 및 네거티브 증폭기 전압 소스에 각각 연결되는 2개의 상보형 트랜지스터로 구성된다. 대칭 신호에서 진행하는 경우, 이 경우 2개의 상보형 트랜지스터 각각은 절반의 발진 주기 동안 도통된다. 보다 현대적인 신호 증폭기, 특히 고전력이 생성되는 출력 스테이지에서, 각각의 발진 사이클마다 2 개 이상의 트랜지스터들이 종종 제공되며, 상기 트랜지스터들 각각은 특정 전압 범위를 커버한다. 발진 주기 당 2 개의 트랜지스터가 주어지면, 이는 4 개의 트랜지스터를 갖는 푸시 풀 회로를 의미하며, 최대 12 개의 트랜지스터를 갖는 증폭기도 드물지 않다.
2 개의 상보형 트랜지스터의 베이스 단자들이 증폭기의 입력 신호에 직접 연결되면, 소위 크로스오버(crossover) 왜곡 문제가 종종 발생한다. 그 이유는 베이스-이미터 임계 전압이 미달된 경우(undershot), 관련 트랜지스터가 도통하지 않기 때문이며, 이러한 이유로 입력 신호의 제로 크로싱(zero crossing)인 경우, 크로스오버 왜곡이 발생한다. 크로스오버 왜곡을 줄이거나 방지하기 위해서는, 트랜지스터들 중 하나는 항상 온 상태에 있어야만 한다. 이것은 베이스의 바이어스 전압에 의해 달성된다. 충분히 낮은 크로스오버 왜곡을 얻기 위해, 매우 특정한 바이어스 전압을 적용할 필요가 있다. 출력 스테이지를 통한 특정 대기 전류(quiescent current)는 상기 바이어스 전압으로 인해 확립된다. 상기 대기 전류가 너무 낮은 경우, 출력 전류의 제로 크로싱 주위에서 충분한 턴온에 의해 주어진 값보다 출력 스테이지의 이득이 현저히 낮은 범위가 존재한다. 따라서, 크로스오버 왜곡이 여전히 발생한다. 반대로, 대기 전류가 너무 높으면, 푸시-풀 회로의 2개의 브랜치들이 제로 크로싱 영역에서 활성화된다. 크로스오버 왜곡이 마찬가지로 발생할 수 있는데, 왜냐하면 크로스오버 포인트에서의 이득이 "정상" 턴-온의 경우보다 상당히 높기 때문이다. 트랜지스터 또는 트랜지스터의베이스-이미터 임계 전압의 온도 계수는 음수이다(negtive). 따라서, 히트 싱크 온도가 변함에 따라 최적의 왜곡이 유지되기 위새서는, 동일한 온도 계수에서 바이어스 전압이 감소되어야만 한다. 이는 일반적으로 이하에서 바이어스 다이오드 또는 감지 다이오드로 지칭되는 다이오드에 의해 달성되며, 마찬가지로 그 임계 전압은 관련 트랜지스터들의 베이스-이미터 임계 전압의 온도 계수와 가능한 유사한 네가티브 온도 계수를 갖는다. 이 경우, 각각의 트랜지스터에는 전용 바이어스 다이오드가 할당되고 열적으로 결합된다. 푸시-풀 회로의 브랜치가 복수의 트랜지스터로부터 형성되는 경우, 바이어스 전압을 생성하기 위해 대응하는 개수의 관련된 바이어스 다이오드들이 다이오드 체인 내에 배열된다.
증폭기의 대기 전류는 바이어스 다이오드들을 통해 흐르며, 그 결과 바이어스 전압은 트랜지스터의 온도가 상승함에 따라 베이스-이미터 임계 전압과 유사한 정도로 감소한다. 일반적으로, 바이어스 다이오드들은 증폭기 트랜지스터들에게도 전원을 공급하는 동일한 증폭기 전압 소스에 의해 전원을 공급받는다. 이를 위하여, 포텐셔미터(potentiometer)가 바이어스 다이오드들과 병렬로 배치되고 그리고 증폭기의 평균 예상 동작 온도에서 바이어스 전압의 "오프셋 값"을 가능한 최소 왜곡으로 설정한다. 그러나, 상기 "오프셋 값"은 증폭기의 전압-증폭 스테이지를 통한 대기 전류에 의존하고, 상기 대기 전류는 실제로 온도에 크게 의존하는바, 주로 속도를 기준으로 증폭기를 최적화하고자 하는 경우에 그러하며, 속도는 오디오 증폭기의 경우에 특히 중요하다. 이것은 바이어스 전압의 바람직하지 않은 변동을 야기하며, 이는 증폭기 출력에서 왜곡을 유발할 수 있다.
본 발명의 목적은 적은 왜곡으로 신호를 증폭할 수 있는 신호 증폭기 회로를 제공하는 것이다.
상기 목적은 본 발명에 따른 제1항의 특징을 갖는 신호 증폭기 회로에 의해 달성된다. 본 발명의 유리한 내용들은 종속항들에 제시된다.
본 발명은 가능한한 정확하고 가능한한 정확하게 재현될 수 있으며 온도와 무관한 전류를 바이어스 다이오드가 이용가능하게 만드는 점에 기초한다. 이것은 증폭기 전압 소스와 독립적인 전압 소스에 의해서 바이어스 다이오드들이 적어도 부분적으로 전력을 공급받는다는 사실에 의해 본 발명에 따라 달성된다. 증폭기 전압 소스에 독립적인, 바이어스 다이오드들 또는 바이어스 회로에 전력을 공급하기 위한 전압 소스는, 업스트림에 연결된 전압 증폭기 스테이지의 요구 사항들과 무관하게, 증폭기 회로가 치수화될 수 있다(can be dimensioned)는 장점을 갖는다. 특히, 증폭기 전압 소스의 독립성은 전압 소스가 상기 증폭기 전압 소스로부터 전기적으로(galvanically) 절연됨을 의미할 수 있다. 특히, 상기 전압 소스는 증폭기 전압 소스로부터 직접/간접적으로 에너지를 획득하지 못한다.
이러한 전압 소스를 실현하기 위한 하나의 가능성은 바이어스 다이오드에 전원을 공급하기 위한 배터리를 사용하는 것이다. 그러나, 바람직하게는, 상기 전압 소스는 연속적인 전압 소스이다. 즉, 이는, 상기 전압 소스가 방전하지 않으며, 따라서 정기적으로 충전하거나 교체될 필요가 없음을 특히 의미한다. 이러한 전압 소스는 태양 전지를 일정한 광원(예를 들어 하나 이상의 LED)과 조합함으로써 실현될 수 있다. 바람직하게는, 이를 위해, 태양 전지는 공통 하우징 내에서 LED 어레이 반대편에 배치된다. 그런 다음 LED/태양 전지 트랜지션(transition)은 갈바닉(galvanic) 절연을 형성한다. 또한, LED/태양 전지 트랜지션(transition)은 매우 낮은 커플링 커패시턴스를 형성하거나 또는 커플링 커패시턴스를 형성하지 않는다. 대안적으로 또는 이에 부가하여, 상기 전압 소스는 갈바닉 절연을 위해 적어도 하나의 변압기를 가질 수 있다.
바람직한 일실시예는 증폭 트랜지스터들에 대하여 플로팅 전압 소스로서 구현되는 독립적인 전압 소스를 제공한다. 이는 특히 상기 전압 소스가, 전압 증폭기 회로의 출력으로부터 접지로의 단락(shunt)을 형성하지 않음을 의미한다. 달리 말하면, 전압 소스는 전압 증폭기 회로와 전압 증폭기 회로의 접지 또는 신호 접지 사이에서 추가적인 연결 경로를 형성하지 않는다. 바람직하게는, 바이어스 다이오드들 및 바이어스 저항에 대한 전류는 증폭기 전압 소스로부터 인출되지 않거나 또는 이것이 다시 대칭적으로 피드백되는 것과 같은 정도로 인출된다. 따라서, 바이어스 다이오드들을 통한 바이어스 전류는 신호 전류에 영향을 미치지 않으면 인가된다.
또한, 바람직하게는, 상기 전압 소스는 접지에 대하여 매우 낮은 커플링 커패시턴스만을 갖거나 커플링 커패시턴스를 갖지 않아야 하는데, 왜나하면 (공통 모드에서) 상기 전압 소스는 증폭될 신호의 신호 주파수를 "추종(track)"하고 그리고 증폭기 회로의 고-임피던스 신호 출력을 로딩하기 때문이다. 상기 전압 소스의 커플링 커패시턴스는 결합 정전 용량은 높은 부하를 가하기 때문에 접지에 대해 결합 정전 용량이 없거나 매우 낮은 것이 바람직하다. 또한, 상기 전압 소스는 무시할 수 있는 공통 모드 간섭 전압을 갖거나 아예 갖지 않는 것이 바람직한데, 그렇지 않으면 이러한 간섭 전압이 증폭기 회로의 고-임피던스 신호 출력에서 신호 경로로 공급되기 때문이다.
본 발명의 유리한 양상들 중 하나는 바이어스 증폭기를 통해 독립적인 전압 소스에 의해 전원공급되는(fed) 바이어스 다이오드들을 제공하는 것이다. 일례로서, 상기 바이어스 증폭기는 DC 전압 증폭기, 특히 정밀 DC 전압 증폭기일 수 있으며, 이는 예를 들어 연산 증폭기(operational amplifier)와 결합된다. 증폭 트랜지스터들 및 관련 바이어스 다이오드들의 온도 계수는 약 1.2 정도인 특정 계수(factor)만큼 서로 상이한 것이 일반적이다. 따라서, 바이어스 다이오드들에 걸쳐서 강하된 전압이 이러한 계수와 곱해지면 유리하다. 바이어스 증폭기의 이득은 온도와 무관한 것이 바람직하다.
하나의 바람직한 실시예는 바이어스 다이오드들에 전원을 공급하는 정전류 소스(constant-current source), 특히 정밀 정전류 소스의 일부분이 되는 독립적인 전압 소스 및/또는 바이어스 증폭기를 제공한다. 따라서, 정전류 소스는 전압 소스 및/또는 바이어스 증폭기 및 선택적으로는 추가적인 전자 부품으로 구성된다. 따라서, 바이어스 다이오드들을 통해 흐르는 정전류는 항상 정확하게 재현될 수 있으며, 온도와 무관하다.
본 발명의 바람직한 일 양상에 따르면, 정전류 소스가 조정가능한 방식으로 구현될 수 있다. 이에 의해, 정밀 정전류 소스에 의해 제공되는 정전류를 변화시킴으로써, 바이어스 전압의 "오프셋"을 증폭기 회로의 매우 작은 왜곡들로 설정할 수 있다. 다이오드의 순방향 전압은 전류에 따라 증가하고 온도에 따라 감소한다. 그러나 순방향 전압의 온도 계수는 실제로 전류와 무관하다.
바람직한 일 실시예는 각각의 경우에 공통 하우징 내에서 관련 증폭기 트랜지스터와 함께 배치되는 바이어스 다이오드들을 제공하거나, 또는 각각의 경우에 관련 증폭기 트랜지스터의 히트 싱크 상에 배치되는 바이어스 다이오드들을 제공한다. 바람직하게는, 열적으로 밀접하게 커플링된 바이어스 다이오드가 각각의 증폭기 트랜지스터에 제공되는바, 이는 증폭기 트랜지스터들의 칩 온도들의 정확한 이미지를 획득하기 위한 것이다. 증폭기 트랜지스터의 하우징 내에 다이오드를 통합하면, 특별하게 밀접한 열적 커플링을 얻을 수 있다는 장점이 있는 반면에, 바이어스 다이오드가 자유롭게 선택될 수 없다는 단점이 존재한다. 그런 다음 바이어스 다이오드와 증폭기 트랜지스터 사이에 존재하는 서로 다른 전자적 특성들의 균형을 맞추기 위해 바이어스 회로가 사용된다.
증폭기 트랜지스터(들)는 바람직하게는 바이폴라 트랜지스터(들)로서 구현된다.
본 발명의 유리한 양상 중 하나는, 제 1 달링턴 회로에서 서로 연결된 복수의 제 1 증폭기 트랜지스터들을 포함하는 적어도 하나의 제 1 증폭기 트랜지스터를 제공하거나 및/또는 제 2 달링턴 회로에서 서로 연결된 복수의 제 2 증폭기 트랜지스터들을 포함하는 적어도 하나의 제 2 증폭기 트랜지스터를 제공한다. 달링턴 회로에서, 2 개, 3 개 또는 그 이상의 증폭기 트랜지스터들이 연결될 수 있으며 단일 증폭기 트랜지스터처럼 작동할 수 있지만, 상당히 높은 (전류) 이득 계수를 갖는다.
바람직한 일 실시예에서, 신호 증폭기 회로는 오디오 증폭기 회로, 특히 오디오 출력 스테이지 회로로서 구현된다. 따라서, 신호 증폭기 회로에 의해 증폭된 신호는 오디오 신호이다. 오디오 출력 스테이지 회로는 특히 입력 증폭기 스테이지가 신호 증폭기 회로의 업스트림에 연결됨을 의미한다.
바람직한 일 실시예에 따르면, 제 1 1차 권선(first primary winding) 및 제 1 2차 권선(first secondary winding)을 갖는 입력측 제 1 변압기 및 제 2 1차 권선 및 제 2 2차 권선을 갖는 출력측 제 2 변압기를 포함하는 독립적인 전압 소스가 제공되며, 상기 제 2 변압기는 상기 제 1 변압기에 연결되고, 상기 제 1 변압기의 제 1 2차 권선은 상기 제 2 변압기의 제 2 1차 권선에 직접 연결된다. 이는 제 1 변압기의 2차 권선 또는 2차 코일이 제 2 변압기의 1차 권선 또는 1차 코일에 직접 연결됨을 의미한다. 제 1 변압기의 제 1 2차 권선이 제 2 변압기의 제 2 1차 권선에 연결된다라는 사실은, 특히 2개의 권선들 사이에 전기적 연결이 존재함을 의미하며 즉, 2개의 변압기는 직렬로 연결된다. 바람직하게는, 제 1 변압기의 제 1 2차 권선은 제 2 변압기의 제 2 1차 권선에 직접 연결된다. 이는, 특히, 상기 제 1 2차 권선에서 생성된 전류가 전류 프로파일이 크게 변경되지 않고 제 2 1차 권선을 통해 흐른다는 것을 의미한다. 바람직하게는, 이 경우, 제 1 2차 권선과 제 2 1차 권선 사이에는, 대부분 순수한 저항성 요소, 예를 들어 옴 저항 또는 하나 이상의 라인 세그먼트들만이 배치된다.
제 2 2차 권선과 출력 단자 사이에 배치된 정류기는, 제 2 2차 권선에 존재하는 AC 전압을 정류하기 위해 다이오드 브리지를 포함하는 것이 바람직하다. 이후, 정류된 신호는 바람직하게는 추가적인 회로들에 의해서 고조파들이 제거될 수 있다. 특히, 직렬 코일 또는 직렬 인덕터를 사용하는 것이 유리하며, 선택적으로는 저역 통과 필터 회로로서 출력 커패시터와 상호연결된다. 대안적으로 또는 추가적으로, 정류기의 각 다이오드에는 RC 직렬 회로들(소위 스너버: snubber)의 병렬 회로가 제공될 수 있다. 결과적으로, 다이오드들의 오프-상태 전이 동안의 발진들이 방지된다.
그것의 입력 단자들에서, 전압 소스에는 1차(primary) AC 전압이 공급되어야 한다. 1차 AC 전압의 주파수, 이하 "1차 주파수"는 바람직하게는 10 kHz 내지 1 MHz, 바람직하게는 20 kHz 내지 500 kHz의 범위이다. 바람직하게는, 1차 AC 전압은 20kHz, 25kHz, 30kHz, 35kHz 또는 40kHz 이상의 1차 주파수를 갖는다. 1차 AC 전압은, 예를 들어, 고주파수에서 AC 전압으로 변환되는 DC 전압에 의해서 생성될 수 있다. 이러한 변환은 전자식 파워 스위치들에 의해서 또는 발진기들 및 선형 증폭기들을 통해 수행될 수 있다. 이 경우, 전자식 파워 스위치는 직사각형 구동(rectangular driving)을 생성하며, 이는 특히 높은 효율을 제공한다. 이와 반대로, 발진기들과 선형 증폭기들은 정현파 구동에 적합하며, 이는 가장 낮은 간섭 레벨을 제공한다. 또한, 직사각형 전압을 사용하는 경우, LC 필터를 사용하여 직사각형 전압을 "둥글게(rounded)"할 수 있으며, 그 결과 여전히 매우 우수한 효율과 함께 더욱 감소된 간섭 레벨이 획득될 수 있다.
바람직하게는, 1차 AC 전압이 예를 들어 커플링 효과로 인해 증폭된 신호에서 추가적인 전압 성분을 생성하지 않도록 1차 주파수가 선택된다. 신호 증폭기가 오디오 증폭기인 경우, 1차 주파수는 오디오 대역 제한인 대략 20kHz와 오디오 증폭기의 차단 주파수(보통 수백 kHz) 사이가 바람직하지만, 이 보다 훨씬 더 큰 범위를 가질 수도 있다. 증폭기 차단 주파수에서 더 멀어질수록 1차 주파수는 증폭기의 네가티브 피드백으로 인해 1차 AC 전압 교란을 효과적으로 억제할 수 있다. 일례로서, 증폭기 차단 주파수가 500kHz 로 주어지면, 대략 100kHz의 1차 주파수가 적절할 것이다. 오디오 대역 제한에 대한 분리는 80kHz가 될 것이고, 증폭기 차단 주파수에 대한 분리는 400kHz가 될 것이다.
바람직하게는, 제 1 변압기는 제 2 변압기의 제 2 코어로부터 분리된 제 1 코어를 가지며, 그 결과 제 1 코어의 자속은 제 2 코어를 통해 실질적으로 흐르지 않는다.
본 발명의 일 양상에 따르면, 제 1 2차 권선 및/또는 제 2 1차 권선은 최대 5 턴(five turns), 바람직하게는 최대 3 턴, 바람직하게는 최대 1 턴을 갖는다. 바람직하게는, 제 1 2차 권선 및 제 2 1차 권선은 2 개의 변압기들의 2 개의 코어들을 통과하는 단락된 턴(short-circuited turn)에 의해 형성된다. 이 경우, 단락된 턴은 2 개의 코어의 각각의 다리(limb) 주위에 원을 형성하거나 또는 이들 2 개의 다리들(limbs) 사이에서 8자 형상으로 교차할 수도 있다. 적은 횟수의 턴 또는 심지어 이러한 단락된 턴은 용량성 커플링을 상당히 감소시키는데, 왜냐하면 고전류 및 이와 동시에 매우 낮은 저전압에 의해서 제 1 변압기로부터 제 2 변압기로 에너지가 전달되기 때문이다. 제 1 1차 권선과 제 2 2차 권선 사이의 용량성 커플링은, 저전압 및 1회 혹은 수회의 턴들의 낮은 커플링 커패시턴스, 이들 모두에 의해서 상당히 감소한다.
2 개의 변압기 사이의 연결 라인들 또는 단락된 턴은 유리하게는 전치(transposition)에 의해 낮은 인덕턴스로 구현될 수 있다. 이러한 방식으로, 2 개의 변압기들 사이 또는 2 개의 코어들 사이의 거리를 더 증가시킬 수 있으며, 이는 용량성 커플링을 추가로 감소시킨다.
바람직하게는, 연결 라인들은 2 개의 변압기 사이에 연결되며 또는 단락된 턴은 제 1 변압기의 코어로부터 제 2 변압기의 코어로 연장되는 페라이트 물질로 구성된 튜브 또는 링을 통해 연결된다(만일, 이들 코어들이 존재하는 경우). 하지만, 이 경우, 상기 튜브 또는 링은 2 개의 코어들에 닿아서는 안된다. 이 경우, 튜브 또는 링은 원형 단면, 정사각형 단면 또는 다른 방식으로 성형된 단면을 가질 수 있다. 튜브 또는 링에 의해, 연결 라인들 또는 단락된 턴을 통한 유용한 전류는 실질적으로 영향을 받지 않는데 왜냐하면, 반대로(역평행:antiparallel) 흐르는 전류에 대해서 페라이트에서 형성되는 자속이 실질적으로 서로 상쇄되기 때문이다. 다른 한편으로, 2개의 연결 라인들 혹은 단락된 턴의 2개의 라인들(평행인)을 통해 흐르는 공통-모드 간섭 전류들은 페라이트에 의해서 감쇠된다.
바람직하게는, 2 개의 변압기들은, 제 1 1차 권선 및/또는 제 2 2차 권선이, 제 1 2차 권선 및/또는 제 2 1차 권선의 턴 횟수의 배수(multiple)인 턴을 갖도록 구현된다. 이것은 특히, 2개의 변압기들 사이의 트랜지션(transition)에서의 전압이 변압기 쌍의 입력 전압 및 출력 전압과 비교하여 작다는 효과를 갖는다. 바람직하게는, 제 1 1차 권선 및/또는 제 2 2차 권선은, 제 1 2차 권선에 존재하는 제 1 2차 전압 및 제 1 1차 권선에 존재하는 제 1 1차 전압은 최대 25 %의 비율을 갖는 방식으로 치수화되며, 특히 이러한 방식으로 턴 횟수를 갖는다.
일 실시예에 따르면, 실질적으로 동일한 구조를 갖는 제 1 변압기와 제 2 변압기가 제공된다. 특히, 본 실시예에서, 제 1 1차 권선과 제 2 2차 권선은 동일한 턴 수를 갖는다. 또한, 2 개의 변압기들의 코어들은(존재한다면) 동일하게 구현될 수 있다. 이것은, 제 2 변압기의 출력에 존재하는 전압과, 입력 단자들 또는 제 1 변압기의 입력에 존재하는 1차 AC 전압이 실질적으로 대응하는 것을 보장한다.
바람직한 일 실시예에 따르면, 제 2 변압기의 제 2 1차 권선의 단자에 연결된 쉴드에 의해 둘러싸이도록, 제 2 변압기 및/또는 정류기가 제공된다. 이러한 쉴드는 2 개의 변압기들 또는 이들의 코어들의 디커플링을 야기하며, 2 개의 변압기들의 공간적 분리에 의한 디커플링에 부가하여 또는 대안으로서 수행될 수 있다. 이러한 쉴드는 바람직하게는 변압기 및/또는 정류기를 커버하거나 또는 적어도 부분적으로 둘러싸는 금속 시트 또는 금속 그리드에 의해 달성된다. 이러한 경우, 제 2 1차 권선에 쉴드를 연결하는 것은, 2 개의 변압기들 사이의 연결 라인들 또는 단락된 턴에 연결하는 것과 동일하게 될 수 있다.
바람직한 일 실시예에 따르면, 제 2 변압기의 제 2 1차 권선의 단자 및/또는 제 1 변압기의 제 1 2차 권선의 단자는 접지된다. 여기에서도, 또한 다음과 같은 사실이 참조될 수 있는바, 특히 2 개의 변압기들 사이의 연결 라인들 또는 단락된 턴이 접지된다. 만일, 전술한 제 2 변압기의 쉴드가 제공된다면, 상기 쉴드도 마찬가지로 접지될 수 있다. 대안적으로는, 변압기 단자들을 접지하지 않아도, 쉴드 자체만을 접지할 수도 있다.
바람직한 일 실시예에 따르면, 제 2 변압기의 제 2 1차 권선의 단자는 기준 전위에서 동적으로 유지되며, 상기 기준 전위는 증폭될 신호를 따른다. 이 프로세스는 또한, "부트스트래핑(boot5strapping)"이라 지칭된다. 연결 라인 또는 단락된 턴이 전위라는 관점에서 신호를 동적으로 따르기 때문에, 변압기 쌍의 1차 측으로부터 용량성 디커플링을 통해 접지에 대한 용량성 커플링을 감소시키는 것이 가능하다. 이를 위해, 바람직하게 상기 기준 전위는 임피던스 변환기를 통해 각각의 단자, 연결 라인 또는 단락된 턴에 연결된다. 임피던스 변환기는 예를 들어 실질적으로 1의 이득 계수를 갖는 버퍼 증폭기에 의해 형성될 수 있다. 기준 전위는 특히, 상기 신호(임피던스 변환기에 의해 분리된) 자체일 수 있다. 바람직하게는, 임피던스 변환기는 푸시-풀 회로에 의해서 구현될 수 있으며, 특히 상보적인 이미터 팔로워로서 구현될 수 있다. 이 경우, 기준 전위는 바이어스 저항의 양단에서 탭핑되어(tapped) 푸시-풀 회로의 2 개의 입력에 공급되는 것이 바람직하다. 푸시-풀 회로의 출력 신호는 부트스트랩 신호로 사용된다.
AC 전압은 제 2 변압기의 제 2 2차 권선에 걸쳐 존재한다. 상기 AC 전압은 제 2 2차 권선의 2 개의 단자들에서 역위상(in-antiphase) 진동을 초래한다. 접지에 대한 또는 전술한 기준 전위에 대한 기생 커패시턴스(stray capacitance)는 항상 2차 권선의 양쪽 단자들에서 존재한다. 상기 기생 커패시턴스는 일반적으로 동일하지 않으므로, 공통 모드 간섭 전압이 이로부터 발생할 수 있으며, 이는 전압 소스의 출력에 나타날 수 있다.
이러한 추가적인 공통 모드 간섭 전압을 감소시키거나 완전히 제거하기 위하여, 바람직한 일 실시예에서는 제 2 변압기의 제 2 2차 권선의 단자가 제 1 교정 커패시턴스를 통해 접지에 연결되거나 및/또는 제 2 2차 권선의 추가 단자가 제 2 교정 커패시턴스를 통해 접지에 연결된다. 상기 기생 커패시턴스는 교정 커패시턴스(들)의 올바른 선택에 의해 보상될 수 있다. 교정 커패시턴스는 바람직하게는 0.5 pF 내지 10 pF 범위의 값을 갖는다. 전술한 접지에 대한 대안으로서, 바람직하게는, 제 2 변압기의 제 2 2차 권선의 단자가 제 1 교정 커패시턴스를 통해 기준 전위에 동적으로 연결되거나 및/또는 제 2 2차 권선의 추가 단자가 제 2 교정 커패시턴스를 통해 기준 전위에 동적으로 연결될 수 있다. 여기서, 기준 전위는 바람직하게는 임피던스 변환기를 통해 교정 커패시턴스 또는 교정 커패시턴스들에 연결되며, 상기 임피던스 변환기는 예를 들어 버퍼 증폭기에 의해 형성될 수 있다.
바람직하게는, 상기 제 1 교정 커패시턴스 및/또는 제 2 교정 커패시턴스는 하나 이상의 캐패시터들로 구성된다. 바람직하게는, 교정 커패시턴스는 0.5 pF 내지 10 pF의 값을 갖는다.
제 1 교정 커패시턴스 및 선택적으로는 제 2 교정 커패시턴스가 제공되는 전술한 모든 실시예에서, 바람직하게는 제 1 교정 커패시턴스 및/또는 제 2 교정 커패시턴스는 조정가능한 방식으로 구현된다. 조정가능한 교정 커패시턴스(들)에 의해, 신호 증폭기 회로의 신호 출력에서 출력 신호를 관찰하면서 기생 커패시턴스의 보상을 수행할 수 있으며, 이는 출력 신호에서 공통 모드 간섭을 최소화하는데 기여할 수 있다. 바람직하게는, 조정가능한 또는 가변 커패시터가 조정가능한 교정 커패시턴스로 이용된다. 교정 커패시턴스들이 상기 기생 커패시턴스들에 부가되어, 각각의 총 커패시턴스를 형성한다. 2개의 총 커패시턴스들을 매칭시킴으로써, 대칭성이 제공될 수 있다. 이 경우, 2차 권선에서 공통 모드 간섭 전압에 대한 2 개의 위상 각도들의 기여는 서로 상쇄되며, 공통 모드 간섭 전압이 사라진다. 바람직하게는, 생산에 의해 결정된 기생 커패시턴스의 변동이 있는 경우에도 항상 최소로 조정될 수 있도록 제 2 교정 커패시턴스로 양방향으로의 조정이 가능하도록 제 1 교정 커패시턴스가 선택된다.
독립적인 전압 소스에 대한 3 개의 서로 다른 보상 방법들, 접지(groundung)/부트스트래핑, 교정 커패시턴스(들) 및 쉴딩이 각각 설명되었다. 하지만, 바람직하게는, 적어도 2 개의 보상 방법들이 동시에 사용된다. 보다 바람직하게는, 3 개의 보상 방법들 모두가 동시에 구현된다.
전압 변환기의 형태로, 바이어스 다이오드들 또는 바이어스 회로에 공급하기위한, 증폭기 전압 소스과 무관한 상술된 전압 소스는 또한 전술한 전력 증폭기와 독립적으로 그리고 또한 완전히 다른 적용 분야에서 유리할 수 있다.
따라서, 본 발명은 또한 출력측 DC 전압을 제공하기 위한 전압 변환기에 관한 것이다. 또한, 본 발명은 전압 변환기 및 전압 변환기에 의해 공급되는 소비자를 포함하는 시스템에 관한 것이다.
이러한 전압 변환기는 일반적으로 변압기와 정류기로 조립된다. 변압기는 발진하는 1차 전압(primary voltage)의 전압 레벨을 다운스트림 회로의 요구 사항에 적응시키는 역할을 수행한다. 1차 전압과 상기 회로 간의 갈바닉 절연이 동시에 이루어진다. 적응된 AC 전압은 다운스트림 정류기에서 정류되는바, 이는 DC 전압이 상기 회로에서 사용될 수 있게 하기위한 것이다. 정류기는 일반적으로 다이오드 브리지 및 저역 통과 필터를 포함한다.
매우 신중한 설계에도 불구하고, 이러한 전압 변환기의 경우, 공통 모드 간섭 전압의 발생을 완전히 피할 수는 없는 것이 일반적이다. 특히, 의료 계측의 응용 분야 및 정교한 오디오 기술에서, 이러한 공통 모드 간섭 전압은 측정된 신호 또는 증폭된 신호에 영향을 미칠 수 있으며 그 결과, 바람직하지 않는 신호 중첩이 발생할 수 있다.
본 발명의 목적은 공통 모드 간섭 전압이 감소되거나 방지되는 전압 변환기 및 시스템을 제공하는 것이다.
이러한 본 발명의 목적은 제15항의 특징들을 갖는 전압 변환기 및 제23항의 특징들을 갖는 시스템에 의해 달성된다. 본 발명의 다른 유리한 점들은 종속항들에 제시된다.
본 발명은, 1차 권선 및 2차 권선을 갖는 종래의 변압기에서, 이들 2 개의 권선들은 자기적으로 뿐만 아니라 용량적으로도 커플링되어 있다는 통찰에 기초한다. 권선들의 용량성 커플링의 결과, 1차 측 AC 전압의 일부는 공통 모드 전압으로서 정류기의 출력으로 전달된다. 전압 변환기의 2 개의 출력 라인들 모두는 1차 측 기준 전위와 관련하여 이러한 전압을 전달한다. 이러한 용량성 커플링을 감소시키기 위해, 본 발명에 따르면, 서로 직접 연결된 2 개의 변압기로 구성된 변압기 쌍이 하나의 변압기 대신에, 사용된다. 이는 제 1 변압기의 2차 권선 또는 2차 코일이 제 2 변압기의 1차 권선 또는 1차 코일에 직접 연결됨을 의미한다.
이러한 방식으로 변압기 쌍의 입력 권선(제 1 1차 권선)과 출력 권선(제 2 2차 권선) 사이의 거리가 변압기의 사이즈와 무관하게 증가될 수 있다는 사실에 의해서, 용량성 커플링은 이미 어느 정도 감소되었다. 출력 전압에 나타나는 공통 모드 간섭은 또한 용량성 커플링이 감소되는 것과 같은 정도로 감소한다.
제 1 변압기의 제 1 2차 권선이 제 2 변압기의 제 2 1차 권선에 연결되어 있다는 사실은, 특히 2 개의 권선들 사이에 전기적 연결이 존재함을 의미하는바, 즉 2 개의 변압기들이 직렬로 연결됨을 의미한다. 바람직하게는, 제 1 변압기의 제 1 2차 권선은 제 2 변압기의 제 2 1차 권선에 직접 연결된다. 특히, 이것은, 제 1 2차 권선에서 생성된 전류가 전류 프로파일이 크게 변경되지 않고 제 2 1차 권선을 통해 흐른다는 것을 의미한다. 바람직하게는, 제 1 2차 권선과 제 2 1차 권선 사이에는, 이 경우, 기껏해야 순수한 저항성 요소, 예를 들어 옴 저항 또는 라인 세그먼트만이 배치된다.
제 2 2차 권선과 출력 단자들 사이에 배치된 정류기는 바람직하게는 제 2 2차 권선에 존재하는 AC 전압을 정류하기 위해 다이오드 브리지를 포함한다. 그 후, 정류된 신호의 리플은 바람직하게는 추가 회로에 의해 감소될 수 있다. 특히, 직렬 코일 또는 직렬 인덕터를 사용하는 것이 유리하며, 선택적으로는 저역 통과 필터 회로로서 출력 커패시터와 상호연결될 수도 있다. 대안적으로 또는 추가적으로, 정류기의 각 다이오드에는 RC 직렬 회로들(소위 스너버)의 병렬 회로가 제공될 수 있다. 그 결과, 다이오드들의 오프-상태 전이(off-state transition) 동안의 발진이 방지된다.
전술한 또는 후술될 임의의 실시예에 따른 전압 변환기는 바람직하게는, 전위에 관하여 자유로운(free in terms of potential) 매우 민감한 신호를 위한 신호 처리 회로 또는 회로부에 공급하기 위해 사용된다. 프로세싱될 신호 또는 그것의 기준 전위에 따라 전위가 동적으로 변화될 수 있는 회로 혹은 회로부는, 전위에 관하여 자유로운 것으로 간주된다. 이 경우, 전압 변환기는 무시할 수 있는 공통 모드 간섭 전압을 출력하므로, 프로세싱될 신호에 영향을 주지 않고, 심지어 고-임피던스 신호 회로에도 공급하는데 이용될 수 있다.
유리하게는, 신호를 프로세싱하는 소비자는 전압 변환기에 의해 DC 전압을 공급받는다. 따라서, 본 발명은 또한 상기 또는 하기에 기재된 임의의 실시예에 따른 전압 변환기 및 전압 변환기에 의해 공급되는 소비자를 포함하는 대응 시스템에 관한 것이다. 상기 소비자는 바람직하게는, 신호에 대한 신호 증폭기이다. 특히, 상기 소비자는 신호 측정 디바이스, 예를 들어 의료 측정 디바이스, 또는 오디오 증폭기, 특히 오디오 증폭기의 출력 스테이지 내의 신호 처리 회로일 수 있다.
그것의 입력 단자들에서, 전압 변환기에 1차(primary) AC 전압이 공급되어야한다. 1차 AC 전압의 주파수(이하, "1차(primary) 주파수")는 바람직하게는 1 kHz 내지 10 MHz, 바람직하게는 10 kHz 내지 500 kHz의 범위를 갖는다. 바람직하게는, 1차 AC 전압은 1 kHz, 5 kHz, 10 kHz, 20 kHz 또는 30 kHz 이상의 1차 주파수를 갖는다. 1차 AC 전압은 예를 들어 DC 전압이 고주파수에서 AC 전압으로 변환됨으로써 생성될 수 있다. 이러한 변환은 전자식 파워 스위치를 통해 수행되거나 또는 발진기 및 선형 증폭기를 통해 수행될 수 있다. 이 경우, 전자식 파워 스위치는 직사각형 구동을 생성하며, 이는 특히 높은 효율을 제공한다. 반대로 발진기와 선형 증폭기는 정현파 구동에 적합하며, 이는 가장 낮은 간섭 레벨을 제공한다. 또한, 직사각형 전압을 사용하는 경우, LC 필터를 사용하여 직사각형 전압을 "둥글게(rounded)"할 수 있으며, 그 결과 여전히 매우 우수한 효율과 함께 더욱 감소된 간섭 레벨이 획득될 수 있다.
전압 변환기가 시스템에서 신호 프로세싱 소비자에게 연결되면, 1차 AC 전압이 프로세싱된 신호에서 추가적인 전압 성분을 생성하지 않도록(예를 들어, 커플링 효과로 인해), 1차 주파수가 선택되는 것이 바람직하다. 소비자가 오디오 증폭기인 경우, 1차 주파수는 오디오 대역 제한인 대략 20kHz와 오디오 증폭기의 차단 주파수(보통 수백 kHz) 사이가 바람직하지만, 이 보다 더 큰 범위를 가질 수도 있다. 증폭기 차단 주파수에서 더 멀어질수록 1차 주파수는 증폭기의 네가티브 피드백으로 인해 1차 AC 전압 교란을 더욱 효과적으로 억제할 수 있다. 일례로서, 증폭기 차단 주파수가 500kHz 로 주어지면, 대략 100kHz의 1차 주파수가 적절할 것이다. 오디오 대역 제한에 대한 분리는 80kHz가 될 것이고, 증폭기 차단 주파수에 대한 분리는 400kHz가 될 것이다.
바람직하게는, 제 1 변압기는 제 2 변압기의 제 2 코어로부터 분리된 제 1 코어를 가지며, 그 결과 제 1 코어의 자속은 제 2 코어를 통해 실질적으로 흐르지 않는다.
본 발명의 일 양상에 따르면, 제 1 2차 권선 및/또는 제 2 1차 권선은 최대 5 턴(five turns), 바람직하게는 최대 3 턴, 바람직하게는 최대 1 턴을 갖는다. 바람직하게는, 제 1 2차 권선 및 제 2 1차 권선은 2 개의 변압기들의 2 개의 코어들을 통과하는 단락된 턴(short-circuited turn)에 의해 형성된다. 이 경우, 단락된 턴은 2 개의 코어의 각각의 다리(limb) 주위에 원을 형성하거나 또는 이들 2 개의 다리들(limbs) 사이에서 8자 형상으로 교차할 수도 있다. 적은 횟수의 턴 또는 심지어 이러한 단락된 턴은 용량성 커플링을 상당히 감소시키는데, 왜냐하면 고전류 및 이와 동시에 매우 낮은 저전압에 의해서 제 1 변압기로부터 제 2 변압기로 에너지가 전달되기 때문이다. 제 1 1차 권선과 제 2 2차 권선 사이의 용량성 커플링은, 저전압 및 1회 혹은 수회의 턴들의 낮은 커플링 커패시턴스, 이들 모두에 의해서 상당히 감소한다.
2 개의 변압기 사이의 연결 라인들 또는 단락된 턴은 유리하게는 전치(transposition)에 의해 낮은 인덕턴스로 구현될 수 있다. 이러한 방식으로, 2 개의 변압기들 사이 또는 2 개의 코어들 사이의 거리를 더 증가시킬 수 있으며, 이는 용량성 커플링을 추가로 감소시킨다. 바람직하게는, 연결 라인들은 2 개의 변압기 사이에 연결되며 또는 단락된 턴은 제 1 변압기의 코어로부터 제 2 변압기의 코어로 연장되는 페라이트 물질로 구성된 튜브 또는 링을 통해 연결된다(만일, 이들 코어들이 존재하는 경우). 하지만, 이 경우, 상기 튜브 또는 링은 2 개의 코어들에 닿아서는 안된다. 이 경우, 튜브 또는 링은 원형 단면, 정사각형 단면 또는 다른 방식으로 성형된 단면을 가질 수 있다. 튜브 또는 링에 의해, 연결 라인들 또는 단락된 턴을 통한 유용한 전류는 실질적으로 영향을 받지 않는데 왜냐하면, 반대로(역평행:antiparallel) 흐르는 전류에 대해서 페라이트에서 형성되는 자속이 실질적으로 서로 상쇄되기 때문이다. 다른 한편으로, 2개의 연결 라인들 혹은 단락된 턴의 2개의 라인들(평행인)을 통해 흐르는 공통-모드 간섭 전류들은 페라이트에 의해서 감쇠된다.
바람직하게는, 2 개의 변압기들은, 제 1 1차 권선 및/또는 제 2 2차 권선이, 제 1 2차 권선 및/또는 제 2 1차 권선의 턴 횟수의 배수(multiple)인 턴을 갖도록 구현된다. 이것은 특히, 2개의 변압기들 사이의 트랜지션(transition)에서의 전압이 변압기 쌍의 입력 전압 및 출력 전압과 비교하여 작다는 효과를 갖는다. 바람직하게는, 제 1 1차 권선 및/또는 제 2 2차 권선은, 제 1 2차 권선에 존재하는 제 1 2차 전압 및 제 1 1차 권선에 존재하는 제 1 1차 전압은 최대 25 %의 비율을 갖는 방식으로 치수화되며, 특히 이러한 방식으로 턴 횟수를 갖는다.
일 실시예에 따르면, 실질적으로 동일한 구조를 갖는 제 1 변압기와 제 2 변압기가 제공된다. 특히, 본 실시예에서, 제 1 1차 권선과 제 2 2차 권선은 동일한 턴 수를 갖는다. 또한, 2 개의 변압기들의 코어들은(존재한다면) 동일하게 구현될 수 있다. 이것은, 제 2 변압기의 출력에 존재하는 전압과, 입력 단자들 또는 제 1 변압기의 입력에 존재하는 1차 AC 전압이 실질적으로 대응하는 것을 보장한다.
바람직한 일 실시예에 따르면, 제 2 변압기의 제 2 1차 권선의 단자에 연결된 쉴드에 의해 둘러싸이도록, 제 2 변압기 및/또는 정류기가 제공된다. 이러한 쉴드는 2 개의 변압기들 또는 이들의 코어들의 디커플링을 야기하며, 2 개의 변압기들의 공간적 분리에 의한 디커플링에 부가하여 또는 대안으로서 수행될 수 있다. 이러한 쉴드는 바람직하게는 변압기 및/또는 정류기를 커버하거나 또는 적어도 부분적으로 둘러싸는 금속 시트 또는 금속 그리드에 의해 달성된다. 이러한 경우, 제 2 1차 권선에 쉴드를 연결하는 것은, 2 개의 변압기들 사이의 연결 라인들 또는 단락된 턴에 연결하는 것과 동일하게 될 수 있다.
바람직한 일 실시예에 따르면, 제 2 변압기의 제 2 1차 권선의 단자 및/또는 제 1 변압기의 제 1 2차 권선의 단자는 접지된다. 여기에서도, 또한 다음과 같은 사실이 참조될 수 있는바, 특히 2 개의 변압기들 사이의 연결 라인들 또는 단락된 턴이 접지된다. 만일, 전술한 제 2 변압기의 쉴드가 제공된다면, 상기 쉴드도 마찬가지로 접지될 수 있다. 대안적으로는, 변압기 단자들을 접지하지 않아도, 쉴드 자체만을 접지할 수도 있다.
전압 변환기가 시스템에서 신호 프로세싱 소비자에게 연결되면, 전술한 접지에 대한 대안으로서, 바람직하게는, 제 2 변압기의 제 2 1차 권선의 단자, 제 1 변압기의 제 2 2차 권선의 단자, 2개의 변압기들 사이의 연결 라인, 및/또는 단락된 턴은, 기준 전위에서 동적으로 유지되며, 상기 기준 전위는 소비자에서 프로세싱될 신호를 따른다.
이러한 프로세스는 또한, "부트스트래핑(boot5strapping)"이라 지칭된다. 연결 라인 또는 단락된 턴이 전위라는 관점에서 신호를 동적으로 따르기 때문에, 변압기 쌍의 1차 측으로부터 용량성 디커플링을 통해 접지에 대한 용량성 커플링을 감소시키는 것이 가능하다. 이를 위해, 바람직하게 상기 기준 전위는 임피던스 변환기를 통해 각각의 단자, 연결 라인 또는 단락된 턴에 연결된다. 임피던스 변환기는 예를 들어 실질적으로 1의 이득 계수를 갖는 버퍼 증폭기에 의해 형성될 수 있다. 바람직하게는, 임피던스 변환기는 푸시-풀 회로에 의해서 구현될 수 있으며, 특히 상보적인 이미터 팔로워로서 구현될 수 있다. 기준 전위는 특히, 상기 신호 그 자체일 수 있다. 소비자가 오디오 증폭기인 경우, 상기 기준 전위는 바람직하게는 증폭기 입력에서, 보다 바람직하게는 오디오 증폭기의 출력 스테이지의 입력에서 탭핑될 수 있다(tapped).
AC 전압은 제 2 변압기의 제 2 2차 권선에 걸쳐 존재한다. 상기 AC 전압은 제 2 2차 권선의 2 개의 단자들에서 상호간에 역위상이다(mutually in antiphase). 접지에 대한 또는 전술한 기준 전위에 대한 기생 커패시턴스(stray capacitance)는 항상 2차 권선의 양쪽 단자들에서 존재한다. 상기 기생 커패시턴스는 일반적으로 동일하지 않으므로, 공통 모드 간섭 전압이 이로부터 발생할 수 있으며, 이는 전압 변환기의 출력에 나타날 수 있다.
이러한 추가적인 공통 모드 간섭 전압을 감소시키거나 완전히 제거하기 위하여, 바람직한 일 실시예에서는 제 2 변압기의 제 2 2차 권선의 단자가 제 1 교정 커패시턴스를 통해 접지에 연결되거나 및/또는 제 2 2차 권선의 추가 단자가 제 2 교정 커패시턴스를 통해 접지에 연결된다. 상기 기생 커패시턴스는 교정 커패시턴스(들)의 올바른 선택에 의해 보상될 수 있다. 교정 커패시턴스는 바람직하게는 0.5 pF 내지 10 pF 범위의 값을 갖는다. 만일, 전압 변환기가 시스템에서 신호 프로세싱 소비자에게 연결되면, 전술한 접지에 대한 대안으로서, 바람직하게는, 제 2 변압기의 제 2 2차 권선의 단자가 제 1 교정 커패시턴스를 통해 기준 전위에 동적으로 연결되거나 및/또는 제 2 2차 권선의 추가 단자가 제 2 교정 커패시턴스를 통해 기준 전위에 동적으로 연결될 수 있다. 여기서, 기준 전위는 바람직하게는 임피던스 변환기를 통해 교정 커패시턴스 또는 교정 커패시턴스들에 연결되며, 상기 임피던스 변환기는 예를 들어 버퍼 증폭기에 의해 형성될 수 있다.
바람직하게는, 상기 제 1 교정 커패시턴스 및/또는 제 2 교정 커패시턴스는 하나 이상의 캐패시터들로 구성된다. 바람직하게는, 교정 커패시턴스는 0.5 pF 내지 20 pF의 값을 갖는다.
제 1 교정 커패시턴스 및 선택적으로는 제 2 교정 커패시턴스가 제공되는 전술한 모든 실시예에서, 바람직하게는 제 1 교정 커패시턴스 및/또는 제 2 교정 커패시턴스는 조정가능한 방식으로 구현된다. 조정가능한 교정 커패시턴스(들)에 의해, 소비자의 출력 신호를 관찰하면서 기생 커패시턴스의 보상을 수행할 수 있으며, 이는 출력 신호에서 공통 모드 간섭을 최소화하는데 기여할 수 있다. 바람직하게는, 조정가능한 또는 가변 커패시터가 조정가능한 교정 커패시턴스로 이용된다. 교정 커패시턴스들이 상기 기생 커패시턴스들에 부가되어, 각각의 총 커패시턴스를 형성한다. 2개의 총 커패시턴스들을 매칭시킴으로써, 대칭성이 제공될 수 있다. 이 경우, 2차 권선에서 공통 모드 간섭 전압에 대한 2 개의 위상 각도들의 기여는 서로 상쇄되며, 공통 모드 간섭 전압이 사라진다. 바람직하게는, 생산에 의해 결정된 기생 커패시턴스의 변동이 있는 경우에도 항상 최소로 조정될 수 있도록 제 2 교정 커패시턴스로 양방향으로의 조정이 가능하도록 제 1 교정 커패시턴스가 선택된다.
3 개의 서로 다른 보상 방법들, 접지(groundung)/부트스트래핑, 교정 커패시턴스(들) 및 쉴딩이 각각 설명되었다. 하지만, 바람직하게는, 적어도 2 개의 보상 방법들이 동시에 사용된다. 보다 바람직하게는, 3 개의 보상 방법들 모두가 동시에 구현된다.
본 발명은 도면을 참조하여 예시적인 실시예에 기초하여 아래에서 설명된다.
도 1은 종래 기술에 따른 신호 증폭기 회로의 회로도를 도시한다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 신호 증폭기 회로의 회로도이다.
도 3은 바람직한 일실시예에 따른 바이어스 다이오드를 공급하기 위한 정전류 소스의 회로도이다.
도 4는 바이어스 다이오드를 공급하기 위한 바람직한 일 실시예에 따른 플로팅 전압 소스의 회로도이다.
도 5는 바람직한 일 실시예에 따른 전압 변환기의 회로도를 도시한다.
도 6은 부트 스트래핑을 갖는 다른 바람직한 실시예에 따른 전압 변환기의 회로도를 도시한다.
도 7은 부트 스트래핑 및 교정 커패시턴스를 갖는 다른 바람직한 실시예에 따른 전압 변환기의 회로도를 도시한다.
도 8은 3 개의 보상 수단을 갖는 또 다른 바람직한 실시예에 따른 전압 변환기의 회로도를 도시한다.
도 1은 종래 기술에 따른 신호 증폭기 회로의 회로도를 도시한다. 오디오 증폭기로서 구현되는 이러한 공지된 회로는 대략적으로 전압 증폭기 스테이지(voltage amplifier stage: VAS) 및 출력 스테이지로 세분될 수 있다.
VAS는 2개의 트랜지스터들(Q3, Q3') 및 2 개의 저항들(R3, R3')로 구성된 수정된 달링턴 스테이지를 갖는 포지티브 부분 및 2개의 트랜지스터들(Q4, Q4') 및 2 개의 저항들(R4, R4')로 구성된 추가 수정된 달링턴 스테이지를 갖는 네거티브 부분으로 형성된다. 입력 차동 증폭기 스테이지 LTP(Long Tailed pair)는 전치증폭기(preamplifier) 입력들 E+ , E- 에 있는 신호를 증폭하고 그리고 이를 전치증폭기 출력들 A+ , A- 에 제공하는 역할을 한다. 전치증폭된 신호는 출력 스테이지에 도달하기 위해, 전압 증폭기 스테이지를 통과하는바, 상기 신호의 포지티브 발진 사이클은 상기 포지티브 부분을 통과하고, 상기 신호의 네가티브 발진 사이클은 상기 전압 증폭기 스테이지의 네가티브 부분을 통과한다.
출력 스테이지는 푸시-풀 회로에서 제 1 증폭기 트랜지스터들(Q1, Q11, Q12) 및 제 2 증폭기 트랜지스터들(Q2, Q21, Q22)로 구성된다. 여기에 도시된 3 개의 제 1 증폭기 트랜지스터들(Q1, Q11, Q12)는 서로 연결되어 달링턴 회로를 형성하며, 3 개의 제 2 증폭기 트랜지스터들(Q2, Q21, Q22)도 마찬가지이다. 역 전압 증폭기 스테이지 및 출력 스테이지에 의해 증폭된 오디오 신호는 최종적으로 신호 출력(6)에 나타나며, 그리고 라우드스피커 디바이스(미도시)를 구동하는데 사용될 수 있다.
전압 증폭기 스테이지와 출력 스테이지 둘다는 증폭기 전압 소스 V+, V- 에 의해 공급된다. 바이어스 다이오드들(감지 다이오드라고도 함)(D1, D11, D12, D2, D21, D22)로 구성된 다이오드 체인이 증폭기 트랜지스터들(Q1, Q11, Q12, Q2, Q21, Q22)과 병렬로 배열되며, 이는 증폭기 트랜지스터들(Q1, Q11, Q12, Q2, Q21, Q22)의 열적 거동(thermal behavior)을 따르는 바이어스 전압을 제공하기 위한 것이다. 이를 위해, 각각의 바이어스 다이오드(D1, D11, D12, D2, D21, D22)는 증폭기 트랜지스터들(Q1, Q11, Q12, Q2, Q21, Q22) 중 관련된 하나에 열적으로 커플링된다. 이 경우, 바이어스 다이오드(D1)는 증폭기 트랜지스터(Q1)에 커플링되고, 바이어스 다이오드(D2)는 증폭기 트랜지스터(Q2)에 커플링된다(기타 등등). 열적 커플링은 도 1에서 점선으로 표시된다. 열적 커플링은 예를 들어, 공통 하우징 내에 트랜지스터와 다이오드를 배치함에 의해서, 또는 다이오드를 관련 트랜지스터의 히트 싱크에 고정시킴에 의해서 달성될 수 있다.
다이오드의 임계 전압은 트랜지스터의 베이스-이미터 접합의 임계 전압과 마찬가지로 네가티브 온도 계수를 갖는다. 따라서, 바이어스 다이오드들(D1, D11, D12, D2, D21, D22)로 구성된 다이오드 체인의 열적 거동은 증폭기 트랜지스터들(Q1, Q11, Q12, Q2, Q21,Q22)의 직렬 연결된 베이스-이미터 접합들의 열적 거동을 반영하며, 이는 다이오드 체인에 의해 생성된 바이어스 전압도 상응하는 열적 거동을 경험하는 효과가 있다.
전압 증폭기 스테이지의 대기 전류는 다이오드 체인을 통해 흐른다. 하지만, 실제로는, 다이오드 및 트랜지스터의 임계 전압들의 온도 계수들은 공지된 계수 예를 들어, 본 일례에서는 계수 1.202 만큼 서로 다르다. 또한, 실제로는 상기 바이어스 다이오드들은 자유롭게 선택될 수 없는데, 왜냐하면 공통 하우징에서 바이어스 다이오드와 통합된 증폭기 트랜지스터들이 사용되는 것이 일반적이기 때문이다. 이러한 불일치를 보상하기 위하여, 다이오드 체인과 병렬로 배치된 바이어스 포텐셔미터(potentiometer: pb)가 제공되어, 바이어스 전압의 오프셋 값을 증폭기의 평균적인 예상 동작 온도에서 신호 출력(6)에서 출력 신호의 가능한 최소 왜곡으로 설정하는데 사용된다. 이러한 오프셋 값은 전압 증폭기 스테이지를 통한 대기 전류에 의존한다. 또한, 출력 스테이지가 주로 속도에 최적화된 경우 상기 대기 전류는 온도에 크게 의존한다. 이것은 바이어스 전압의 바람직하지 않은 변동을 초래한다.
이러한 변동을 줄이거나 제거하기 위하여, 본 발명에 따르면, 바이어스 다이오드들(D1, D11, D12, D2, D21, D22)은 정밀 정전류 소스(Ib)에 의해 공급되고, 정밀 정전류 소스(Ib)는 증폭기 전압 소스 V+, V-와 무관한 Vb에 의해 공급된다. 바이어스 다이오드들(D1, D11, D12, D2, D21, D22)의 온도 계수를 증폭기 트랜지스터들(Q1, Q11, Q12, Q2, Q21, Q22)의 온도 계수에 적응시키기 위하여, 바이어스 증폭기(Ab)가 제공된다. 이것은 대략 1.202의 대응하는 이득 계수를 갖는다.
바이어스 증폭기 Ab의 출력은 전류를 방출하고 전류를 취할 수도 있다(take up). 상기 바이어스 증폭기 Ab가 존재하지 않으면, 전압 증폭기 스테이지의 대기 전류에 의해 야기된 전압 강하가 바이어스 저항 Rb 양단에서 발생될 것이다. 상기 전압 강하가 최적의 바이어스 전압 설정에 대응하는 값보다 높으면, 바이어스 증폭기 Ab는 많은 전류를 흡수하여 정확한 바이어스 전압이 다시 설정되게 한다. 반대로, 전압 증폭기 스테이지의 대기 전류가 너무 낮아서 필요한 전압 강하를 생성 할 수 없다면, 바이어스 증폭기 Ab는 원하는 바이어스 전압을 달성하기 위해 추가 전류를 대응하게 출력한다. 이는 바이어스 저항 Rb에 걸쳐 강하된 바이어스 전압이 전압 증폭기 스테이지의 대기 전류와 무관하며 또한 증폭기 트랜지스터의 온도 응답을 정확하게 보상한다는 결과를 갖는다.
바이어스 증폭기 Ab는 정밀 증폭기이다. 용량성 부하를 구동할 수 있는 방식으로 주파수 보상되는 것이 바람직하다.
도 2에 도시된 바와 같은 바이어스 증폭기 Ab, 정전류 소스 Ib 및 전압 소스 Vb를 포함하는 구성은, 다이오드 체인에 의해 생성된 바이어스 전압을 설정 및 조절하기 위한 바이어스 회로의 개략적 예시를 포함한다. 이러한 바이어스 회로는 실질적으로 DC 전압 범위에서 작동한다. 신호 주파수와의 상호작용을 방지하기 위해, 바이어스 커패시터 Cb가 제공된다. 바이어스 커패시터 Cb는 증폭될 신호의 주파수 범위에서는 단락 회로를 구성한다. 그러므로 신호 주파수 범위 또는 신호 주파수 대역에서 양호한 특성들에 대한 바이어스 회로의 기능 그룹들을 설계할 필요가 없다.
바이어스 회로의 정전류 소스 Ib의 유리한 실시예가 도 3에 도시된다. 본 실시예에서, 정전류 소스 Ib는 연산 증폭기 UA 및 몇몇 추가 컴포넌트로 구현된다.
바람직하게는 도 3에 도시되지 않은 추가 피드백을 갖는 밴드 갭 기준으로서 구현되는 제너 다이오드 DZ에서, 상기 제너 다이오드는 션트 기준 전압 소스(shunt reference voltage source)로서 기능하고, 전압은 높은 절대 정확도로 강하되며, 이 전압은 또한 열 안정성이 높다. 연산 증폭기(UA)는 그것의 포지티브 입력에 있는 상기 전압을 포텐셔미터 P1 및 저항 R1을 포함하는 직렬 회로에 걸쳐 인가한다. 포텐셔미터 P1 및 저항 R1을 통한 전류 흐름은 제너 다이오드(DZ)에 걸쳐 강하된 전압을 포텐셔미터 P1 및 저항 R1의 저항값들의 합계로 나눈 것과 동일하다. 이 전류는 또한 트랜지스터 Qb의 이미터 입력으로 흐르며, 트랜지스터 Qb의 베이스는 연산 증폭기 UA의 출력에 연결된다. 트랜지스터 Qb의 베이스 전류는 본원에서 관련된 정확도에 대해서는 무시될 수 있고, 따라서 트랜지스터 Qb의 컬렉터 전류도 인가되고 그리고 포텐셔미터 P1 및 저항 R1을 통해 흐르는 전류와 동일하다. 따라서, 바이어스 다이오드들(D1, D11, D12, D2, D21, D22)의 다이오드 체인을 통해서도 흐르는 콜렉터 전류는 콜렉터에 존재하는 전위와 무관하다. 따라서, 이와 같이 정의되고 열 안정성이 있는 전류가 바이어스 다이오드들(D1, D11, D12, D2, D21, D22)을 통해 흐른다. 이러한 정전류 소스 Ib의 전류는 포텐셔미터 P1의 세팅에 의해 제어된다. 트랜지스터 Qb의 콜렉터에서의 신호(상기 신호는 "Usense"로 식별됨)는, 도 2의 바이어스 증폭기 Ab에 입력 신호로서 입력된다.
연산 증폭기 UA 및 도 3의 바이어스 회로의 다른 요소들은 플로팅 전압 소스 Vb에 의해서 전원공급된다. 전압 소스 Vb의 바람직한 일 실시예가 도 4에 도시된다. 전압 소스 Vb은 입력 단자(In) 및 출력 단자(Out)를 갖는다. 입력 단자(In)는 1차 AC 전압(2)에 의해 공급된다. 출력 단자(Out)에서, 전압 소스 Vb은 바이어스 회로를 구동하는 DC 전압을 제공하며, 이는 예를 들어 도 3에 도시된 바와 같이 구성될 수 있다.
전압 소스 Vb의 중심 요소는 연속적으로 서로 연결된 2 개의 변압기들(T1, T2)이고, 이들 각각은 1차 권선들(T11, T21) 및 2차 권선들(T12, T22)을 갖는 다. 제 1 1차 권선(T11)은 입력 단자(In)를 통해 1차 AC 전압(2)을 공급받는 반면, AC 전압은 제 2 2차 권선(T22)에 존재하며, 구조적으로 동일한 변압기들(T1, T2)인 경우 상기 AC 전압은 1차 AC 전압(2)과 실질적으로 동일하다. 제 1 2차 권선(T12) 및 제 2 1차 권선(T21)은 단락된 턴(1)에 의해 형성된다. 후자는 변압기들(T1, T2)의 2 개의 코어를 통과하는 단락된 와이어 조각이다.
제 2 2차 권선(T22)에 형성된 AC 전압은 다이오드 브리지(3) 및 정류기 인덕턴스(L)와 정류기 커패시턴스(C)를 포함하는 저역 통과 필터로 구성된 정류기에 의해 정류된다. 단락된 턴(1)은 기준 전위로 유지된다. 이것은 부트스트래핑이라 지칭되며, 그리고 단락된 턴(1)이 임피던스 변환기(4)를 통해 임피던스 변환기 입력(41)에 존재하는 기준 전위에 연결되는 것에 의해 수행된다. 기준 전위는 신호 증폭기 회로에서 증폭되는 신호이거나, 또는 상기 기준 전위는 이 신호를 추종한다. 여기에 도시된 실시예에서, 기준 전위는 바이어스 저항(Rb)에서 탭핑되고 그리고 임피던스 변환기 입력(41)에서 임피던스 변환기(4)로 공급된다.
단락된 턴(1)의 부트스트랩핑 이외에, 제 2 변압기(T2)의 출력의 2 개의 단자들, 즉 제 2 2차 권선(T22)의 2 개의 단부들(ends)은, 제 1 교정 커패시턴스(CN1) 및 제 2 교정 커패시턴스(CN2)를 통해 기준 전위에 연결된다. 이 경우, 제 2 교정 커패시턴스(CN2)는 조정가능한 커패시터로서 구현된다. 2 개의 교정 커패시턴스들(CN1, CN2)에 의해, 제 2 2차 권선(T22)의 각 단부로부터의 기준 전위에 대해 존재하는 기생 커패시턴스들은, 신호 증폭기 회로의 신호 출력(6)에서 출력 신호를 관찰하면서 제 2 교정 커패시턴스(CN2)를 조정함에 의해서 보상된다.
마지막으로, 제 2 변압기(T2)의, 다이오드 브리지(3)와 LC 회로를 포함하는 정류기의 및 교정 커패시턴스들(CN1, CN2)의 쉴드(5)가 도 4에 개략적으로 심볼화되어 있다. 쉴드(5)는 특히 회로를 둘러싸고 있는 금속 케이지이며, 따라서 쉴딩된 구성요소들을 커버한다. 쉴드도 마찬가지로 기준 전위로 유지된다.
도 5 내지 도 8을 참조하여 아래에 설명된 전압 변환기는, 증폭기 전압 소스과 무관한 전압 소스로서 사용될 수 있으며, 전술한 바와 같이 바이어스 다이오드들 또는 바이어스 회로에 공급하기 위한 것이다. 하지만, 도입부에서 설명된 바와 같이, 전압 변환기는 다른 소비자들에게 전압을 제공하는데 대신 사용될 수도 있으며, 그리고 완전히 다른 응용 분야들에서 사용될 수도 있다.
도 5는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 전압 변환기를 개략적으로 도시한 회로도이다. 후속되는 도면들에서와 같이, 본 발명을 설명하기 위한 가장 중요한 구성요소들만이 도면에 도시된다. 전압 변환기는 입력 단자들 In 및 출력 단자들 Out을 포함한다. 입력 단자(In)는 1차 AC 전압(2)에 의해 공급된다. 출력 단자(Out)에서, 전압 변환기는 하나 이상의 소비자들에게 공급하기 위한 DC 전압을 제공하며, 소비자들은 도면에 도시되지 않는다.
전압 변환기의 중심 요소는 연속적으로 서로 연결된 2 개의 변압기들(T1, T2)이며, 이들 각각은 1차 권선(T11, T21) 및 2차 권선(T12, T22)을 갖는다. 제 1 1차 권선(T11)은 입력 단자(In)를 통해 1차 AC 전압(2)을 공급받는 반면에, AC 전압은 제 2 2차 권선(T22)에 존재하며, 상기 AC 전압은 변압기들(T1, T2)이 구조적으로 동일한 경우 1차 AC 전압(2)과 실질적으로 동일하다. 제 1 2차 권선(T12) 및 제 2 1차 권선(T21)은 단락된 턴(1)에 의해 형성된다. 후자는 변압기들(T1, T2)의 2 개의 코어를 통과하는 단락된 와이어 조각이다. 바람직하게는, 단락된 턴(1)은 2 개의 코어들 사이를 가로 질러 8자 형태를 형성한다. 단락된 턴(1)은 도 5에 따른 실시예에서 접지된다.
제 2 2차 권선(T22)에 형성된 AC 전압은 다이오드 브리지(3) 및 저역 통과 필터로 구성된 정류기에 의해 정류되며, 저역 통과 필터는 정류기 인덕턴스(L)와 정류기 커패시턴스(C)를 포함한다.
이러한 제 1 실시예에 따라 수행되는 단락된 턴(1)의 접지는, 출력 단자(Out)에서 공통 모드 간섭 전압을 감소시키거나 방지하기 위한 하나의 수단을 구성한다. 다른 수단들은 다음의 도면들에서 개략적으로 설명된다. 이들 후속하는 예시적인 실시예들에서, 전술한 바와 같은 전압 변환기의 기본 구성을 유지할 수 있다.
도 6에 따른 실시예에서. 도 6에 도시된 바와 같이, 단락된 턴(1)은 접지되는 대신 기준 전위로 유지된다. 이것은 임피던스 변환기 입력(41)에 존재하는 기준 전위에 상기 단락된 턴(1)을 임피던스 변환기(4)를 통해 연결됨으로써 수행된다. 전압 변환기는 출력 단자 Out을 통해 소비자(도시되지 않음)에게 공급한다. 기준 전위는 상기 소비자에서 처리되는 신호이거나, 기준 전위는 소비자에서 프로세싱되는 신호이거나 또는 상기 기준 전위는 소비자에서 프로세싱되는 상기 신호를 추종한다.
도 6에 도시된 단락된 턴(1)의 부트스트랩핑 이외에도, 제 2 변압기(T2)의 출력의 2개의 단자들, 즉 제 2 2차 권선(T22)의 2 개의 단부들은 제 1 교정 커패시턴스(CN1) 및 제 2 교정 커패시턴스(CN2)을 통해 기준 전위에 연결된다. 기준 전위에 대한 대안으로서, 2 개의 교정 커패시턴스들(CN1, CN2)은 도 5의 단락된 턴(1)과 같이 접지될 수 있다.
이 경우, 제 2 교정 커패시턴스(CN2)는 조정가능한 커패시터로서 구현된다. 2 개의 교정 커패시턴스들(CN1, CN2)에 의해, 제 2 2차 권선(T22)의 각 단부로부터의 기준 전위에 대해 존재하는 기생 커패시턴스들은, 소비자의 출력 신호 또는 출력 단자 Out 에서 측정된 전압을 관찰하면서 제 2 교정 커패시턴스(CN2)를 조정함에 의해서 보상된다.
마지막으로, 도 8은 제 2 변압기(T2)의, 다이오드 브리지(3) 및 LC 회로를 포함하는 정류기의, 및 교정 커패시턴스들(CN1, CN2)의 쉴드(5)를 개략적으로 도시한다. 상기 쉴드(5)는 특히, 회로 위에 배치되고 쉴딩된 구성 요소를 커버하는 금속 플레이트이다. 쉴드는 마찬가지로 기준 전위로 유지된다. 대안적으로, 상기 쉴드는 도 5의 단락된 턴(1)과 같이 접지될 수 있다.
1 단락된 턴
2 1차 AC 전압
3 다이오드 브릿지
4 임피던스 변환기
41 임피던스 변환기 입력
5 쉴드
6 신호 출력
A+, A- 전치증폭기 출력
Ab 바이어스 증폭기
C 정류기 커패시턴스
Cb 바이어스 커패시터
CN1 제 1 교정 커패시턴스
CN2 제 2 교정 커패시턴스
D1, D11, D12, D2, D21, D22 바이어스 다이오드(감지 다이오드)
DZ 제너 다이오드
E+, E- 전치증폭기 입력
Ib 정전류 소스
In 입력 단자
L 정류기 인덕턴스
LTP 입력 차동 증폭기 스테이지
Out 출력 단자
P1 포텐셔미터
Pb 바이어스 포텐셔미터
Q1, Q11, Q12 제 1 증폭기 트랜지스터들
Q2, Q21, Q22 제 2 증폭기 트랜지스터들
Q3, Q3', R3, R3' 전압 증폭기 스테이지, 포지티브
Q4, Q4', R4, R4' 전압 증폭기 스테이지, 네거티브
Qb 트랜지스터
R2 저항기
Rb 바이어스 저항
T1 제 1 변압기
T11 제 1 1차 권선
T12 제 1 2차 권선
T2 제 2 변압기
T21 제 2 1차 권선
T22 제 2 2차 권선
UA 연산 증폭기
V+, V- 증폭기 전압 소스
Vb 전압 소스

Claims (16)

  1. 출력측 DC 전압을 제공하기 위한 전압 변환기로서,
    -1차(primary) AC 전압(2)에 연결하기 위한 입력 단자들(In);
    - 제공된 DC 전압이 탭핑될 수있는 출력 단자들(Out);
    - 상기 입력 단자들(In)에 의해 전원공급되는 제 1 1차 권선(T11), 및 제 1 2차 권선(T12)을 갖는 제 1 변압기(T1), 상기 제 1 변압기(T1)는 상기 입력 단자들(In)에 연결되며;
    - 제 2 1차 권선(T21)과 정류기(3, L, C)에 연결된 제 2 2차 권선(T22)을 갖는 제 2 변압기(T2), 상기 제 2 변압기(T2)는 상기 제 1 변압기(T1)에 연결되고;
    - 상기 제 2 변압기(T2)의 제 2 2차 권선(T22)과 출력 단자들(Out) 사이에 배치된 정류기(3, L, C)를 포함하고,
    상기 정류기(3, L, C)는 상기 제 2 2차 권선(T22)에 존재하는 AC 전압을 정류하여 상기 출력 단자들(Out)에 제공되는 DC 전압을 형성하며, 상기 제 1 변압기(T1)의 제 1 2차 권선(T12)은 상기 제 2 변압기(T2)의 제 2 1차 권선(T21)에 연결되고, 상기 제 2 변압기(T2)의 제 2 2차 권선(T22)의 단자는 제 1 교정 커패시턴스(CN1)를 통해 접지에 연결되는 것을 특징으로 하는 전압 변환기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제 1 변압기(T1)의 제 1 2차 권선(T12)은 상기 제 2 변압기(T2)의 제 2 1차 권선(T21)에 직접 연결되는 것을 특징으로 하는 전압 변환기.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제 1 2차 권선(T12) 또는 제 2 1차 권선(T21)은 최대 5 턴을 갖는 것을 특징으로 하는 전압 변환기.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제 1 변압기(T1)와 상기 제 2 변압기(T2)는 실질적으로 동일한 구조를 갖는 것을 특징으로 하는 전압 변환기.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제 2 변압기(T2) 또는 상기 정류기(3, L, C)는 쉴드에 의해 부분적으로 또는 완전히 둘러싸이며, 상기 쉴드는 상기 제 2 변압기(T2)의 제 2 1차 권선(T21)의 단자에 연결되는 것을 특징으로 하는 전압 변환기.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제 2 변압기(T2)의 제 2 1차 권선(T21)의 단자 또는 상기 제 1 변압기(T1)의 제 1 2차 권선(T12)의 단자는 접지되는 것을 특징으로 하는 전압 변환기.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제 2 2차 권선(T22)의 추가 단자는 제 2 교정 커패시턴스(CN2)를 통해 접지에 연결되는 것을 특징으로 하는 전압 변환기.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제 1 교정 커패시턴스(CN1) 또는 상기 제 2 교정 커패시턴스(CN2)는 조정가능한 것을 특징으로 하는 전압 변환기.
  9. 제1항에 따른 전압 변환기와 신호 프로세싱 소비자를 포함하는 시스템으로서,
    상기 신호 프로세싱 소비자는 상기 출력 단자들(Out)에 연결되고 그리고 상기 출력 단자들(Out)에 제공된 DC 전압을 공급받는 것을 특징으로 하는 시스템.
  10. 제1항에 따른 전압 변환기와 신호 프로세싱 소비자를 포함하는 시스템으로서,
    상기 신호 프로세싱 소비자는 상기 출력 단자들(Out)에 연결되고 그리고 상기 출력 단자들(Out)에 제공된 DC 전압을 공급받으며,
    상기 제 2 변압기(T2)의 제 2 1차 권선(T21)의 단자 또는 상기 제 1 변압기(T1)의 제 1 2차 권선(T12)의 단자는 기준 전위로 동적으로 유지되고, 상기 기준 전위는 상기 신호 프로세싱 소비자에서 프로세싱되는 신호를 추종하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  11. 제1항에 따른 전압 변환기와 신호 프로세싱 소비자를 포함하는 시스템으로서,
    상기 신호 프로세싱 소비자는 상기 출력 단자들(Out)에 연결되고 그리고 상기 출력 단자들(Out)에 제공된 DC 전압을 공급받으며,
    상기 제 2 변압기(T2)의 제 2 2차 권선(T22)의 단자는 제 1 교정 커패시턴스(CN1)를 통해 기준 전위에 동적으로 연결되고 또는 상기 제 2 2차 권선(T22)의 추가 단자는 제 2 교정 커패시턴스(CN2)를 통해 상기 기준 전위에 동적으로 연결되며, 상기 기준 전위는 상기 신호 프로세싱 소비자에서 프로세싱되는 신호를 추종하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 제 1 교정 커패시턴스(CN1) 또는 상기 제 2 교정 커패시턴스(CN2)는 조정가능한 것을 특징으로 하는 시스템.
  13. 제9항 내지 제12항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 신호 프로세싱 소비자는 상기 신호에 대한 신호 증폭기인 것을 특징으로 하는 시스템.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 신호 프로세싱 소비자는 오디오 증폭기의 출력 스테이지인 것을 특징으로 하는 시스템.
  15. 제3항에 있어서,
    상기 제 1 2차 권선(T12) 또는 제 2 1차 권선(T21)은 최대 3 턴을 갖는 것을 특징으로 하는 전압 변환기.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 제 1 2차 권선(T12) 또는 제 2 1차 권선(T21)은 최대 1 턴을 갖는 것을 특징으로 하는 전압 변환기.
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