KR102242080B1 - 빠른 출력 전압 변화들을 가능하게 하는 ｄｃ―ｄｃ 변환기 - Google Patents

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Abstract

전압 조정기는 직렬 스위치 요소, 및 션트(shunt) 스위치 요소를 포함하고, 여기서 스위칭 전압은 직렬 스위치 요소 및 션트 스위치 요소의 제어된 폐쇄 및 개방을 통해 생성된다. 전압 조정기는 스위칭 전압을 필터링(filtering)하고 출력 전압을 생성하기 위한 스위칭된 출력 필터를 더 포함하고, 여기서 스위칭된 출력 필터는 스위칭된 출력 필터 내에 선택적으로 접속되고 포함되는 복수의 커패시터들을 포함한다. 전압 조정기는 모드 제어기를 더 포함하고, 여기서 모드 제어기는 제 1 표시자의 수신 시에 복수의 커패시터들 중 적어도 하나를 접속해제하도록 동작하며, 접속해제는 복수의 커패시터들 중 적어도 하나로 하여금 전기적으로 부동(float)하도록 하고, 여기서 적어도 하나의 커패시터가 접속해제되지만, 출력 전압은 제 1 값으로부터 제 2 값으로 변화되고, 적어도 하나의 값으로 출력 전압을 리턴(return)시킨다.

Description

빠른 출력 전압 변화들을 가능하게 하는 ＤＣ―ＤＣ 변환기{DC-DC CONVERTER ENABLING RAPID OUTPUT VOLTAGE CHANGES}
본 출원은, 본 명세서에 통합되는 2011년 3월 25일에 출원된 미국 가 특허 출원 일련 번호 제 61/467,900 호에 대한 우선권을 주장하는 2012년 2월 18일에 출원된 미국 특허 출원 일련 번호 제 13/400,048 호의 일부 계속 출원(CIP)이다.
설명된 실시예들은 일반적으로 전력 변환에 관한 것이다. 특히, 설명된 실시예들은 다수의 모드들로 동작가능한 전압 조정기를 위한 시스템들, 방법들 및 장치에 관한 것이다.
스위칭된 모드 전력 변환기들은 상이한 DC 전압들 사이를 변환하기 위해 널리 이용된다. (더 높은 전압 공급장치로부터 감소된 전압을 제공하기 위해 이용된) 벅(buck) 변환기의 전형적인 예가 도 1에 도시된다.
트랜지스터 스위치들은 스위칭 주파수(fsw)에서, 공급 전압 및 접지에 인덕터를 교대로 접속시키기 위해 이용된다. 인덕터의 출력부는 부하에 접속된다.
일부 애플리케이션들에서, 주어진 변환기의 타겟 출력 전압은 그것의 유용한 수명 동안 고정된다. 다른 애플리케이션들에서, 타겟 출력 전압은 변화될 수 있다. 예를 들면, DC-DC 변환기가 전력을 무선 송신기의 출력 증폭기에 제공하기 위해 이용되는 경우에, 변환기 출력 전압이 송신될 라디오 주파수 전력에 의존하여 달라지면, 개선된 전체 시스템 효율이 얻어질 수 있음이 잘 공지된다. 이 절차의 이득들은 송신될 무선 신호의 본질에 널리 의존하여 달라진다. 예를 들면, 코드 분할 다중 액세스(CDMA)에 기초한 셀룰러 통신들에서 이용된 신호들은 기지국에서 대략 같은 수신된 전력을 보장하기 위해 각각의 이동국에서의 평균 송신 전력의 의도적인 제어를 이용한다. 이 결과를 보장하기 위해, 이동국(전화, 핸드헬드(handheld) 디바이스, 또는 데이터 모뎀)에서의 송신된 전력은 주기적으로 조정된다. 많은 표준들에서, 이 조정은 송신 "슬롯"의 시작에서 발생하고, 고정된 수의 심볼들은 고정된 시간 기간에서 전송된다. 예를 들면, WCDMA 지속 송신에서, 평균 송신 전력은 각각의 667 마이크로초 슬롯의 시작에서 변화된다. 전체 시스템 효율을 최적화하기 위해, 송신 전력 증폭기로 전달된 공급 전압은 각각의 슬롯의 시작에서 유사하게 조정될 수 있다. 이 조정은 선형 조정기를 이용하여 달성될 수 있지만, 더 양호한 시스템 효율은 스위칭된 모드 변환기로 얻어질 수 있다.
데이터의 다수 스트림들이 코드 분할 또는 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(OFDM)을 이용하여 동시에 전송되는 현대의 무선 표준들에서, 송신된 신호의 순시(instantaneous) 진폭은 심볼 마다 상당히 달라진다. 공급 전압이 심볼 별 단위로 유사하게 조정되면, 또 다른 효율 개선들이 얻어질 수 있다; 이 동작 모드는 엔벨로프 추적(Envelope Tracking)으로서 공지된다. 엔벨로프 추적은 전력 증폭기 공급 전압에서의 매우 빠른 조정들을 요구하고; WCDMA 표준에서, 심볼 지속기간은 (1/3.84) 마이크로초이며, 각각의 심볼의 엔벨로프는, 다수의 코딩된 스트림들이 동시에 송신될 때 상관되지 않은, 의사 랜덤 방식으로 달라질 수 있다. 공급에서의 지나친 지연 또는 추적 에러들은 스퓨리어스(spurious) 출력 주파수들을 야기하는, 왜곡된 심볼들을 야기할 수 있고, 송신된 신호의 에러 벡터 크기(Error Vector Magnitude; EVM)를 증가시킨다. 이러한 고속 신호들의 엔벨로프 추적은 일반적으로, 선형 조정기들, 또는 스위칭된 모드 변환기와 조합된 선형 조정기를 이용하여 수행되는데, 이는 저 스위칭 주파수 변환기들이 엔벨로프 추적 애플리케이션들을 위해 요구된 빠른 응답을 제공할 수 없기 때문이다.
전력 제어된 이동국이 기지국에 상당히 가까운 경우에, 매우 적은 송신 전력은 간섭을 최소화하는 동안 저 비트 에러 레이트들을 제공하기 위해 충분할 수 있다. 예를 들면, 음성이 송신되고 있을 때, CDMA 또는 WCDMA 이동국 송신 전력이, 100mW보다 큰 송신된 전력에 대해 단지 드문 익스커션(excursion)들을 갖고, 10mW 미만, 및 종종 1mW으로 가장 흔하게 조정된다. 송신된 전력이 적을 때, 엔벨로프 추적은 소비된 총 전력에서 최소 이득들을 제공한다. 그러나, 스위칭된 변환기들은 전력 및 제어기 전력을 스위칭하는 실질적인 고정된 오버헤드 때문에 저 전력 레벨들에서 매우 비효율적이다. 변환기 효율에서의 실질적 개선들이 시간 기간 동안 스위칭 트랜지스터들을 비활성으로 만듦으로써 이 경우에 얻어질 수 있어서, 부하가 출력 전압이 원하는 최소 아래의 전압으로 강하할 때까지 저장 커패시터를 방전하도록 허용함이 잘 공지된다. 이 형태의 동작은 이력 제어, 펄스 스키핑(pulse skipping), 버스트 모드, 또는 펄스 주파수 변조로서 다양하게 공지된다.
전압의 빠른 적응이 유용한 또 다른 애플리케이션 영역은, 변환기가 애플리케이션 프로세서와 같은, 디지털 회로에 전력을 제공하도록 이용될 때 발생하고, 그 공급 전압은 성능을 개선시키기 위해 동적으로 스케일링(scaling)된다. 특히, 그것은, 바람직하게 출력 커패시턴스에 저장된 에너지를 보존하는 동안 하나 이상의 회로 블록들이 비활성이거나 저 전력 동작 중에 있을 때, 종종 전력 아일랜드(power island)들로서 공지된 디지털 회로에 대한, 또는 상기 하나 이상의 회로 블록들에 대한 공급 전압을 크게 감소시키고, 그 다음 원래 값 또는 또 다른 높은 값으로 공급 전압을 빠르게 리턴하기 위해 유용할 수 있다. 그것은 디지털 회로 또는 전력 아일랜드에 공급된 전압을 빠르게 조정하기 위해 또한 유용할 수 있다.
고 대역폭/고 전력 및 저 대역폭/저 전력 조정된 전압들 둘 모두를 제공하는 전압 조정을 위한 방법들 및 장치들을 갖는 것이 바람직하다. 최소 소실 또는 에너지 손실을 갖는 전압의 동작 시에 빠른 변화들을 지원하는 전압 조정을 위한 방법들 및 장치들을 갖는 것이 또한 바람직하다.
일 실시예는 전압 조정기를 포함한다. 전압 조정기는 직렬 스위치 요소, 및 션트(shunt) 스위치 요소를 포함하고, 여기서 스위칭 전압은 직렬 스위치 요소 및 션트 스위치 요소의 제어된 폐쇄 및 개방을 통해 생성된다. 전압 조정기는 스위칭 전압을 필터링(filtering)하고 출력 전압을 생성하기 위한 스위칭된 출력 필터를 더 포함하고, 여기서 스위칭된 출력 필터는 스위칭된 출력 필터 내에 선택적으로 접속되고 포함되는 복수의 커패시터들을 포함한다. 전압 조정기는 모드 제어기를 더 포함하고, 여기서 모드 제어기는 제 1 표시자의 수신 시에 복수의 커패시터들 중 적어도 하나를 접속해제하도록 동작하며, 접속해제는 복수의 커패시터들 중 적어도 하나로 하여금 전기적으로 부동(float)하도록 하고, 여기서 적어도 하나의 커패시터가 접속해제되지만, 출력 전압은 제 1 값으로부터 제 2 값으로 변화되고, 제 2 표시자의 수신 시에 제 1 값 또는 제 3 값 중 적어도 하나로 출력 전압을 리턴(return)시키며, 복수의 커패시터들 중 적어도 하나를 재접속시킨다.
또 다른 실시예는 전압 조정기를 동작시키는 방법을 포함한다. 방법은 직렬 스위치 요소 및 션트 스위치 요소의 제어된 폐쇄 및 개방을 통해 스위칭 전압을 생성하는 단계, 및 스위칭가능한 출력 필터에 의해, 스위칭 전압을 필터링함으로써 조정된 출력 전압을 생성하는 단계를 포함하고, 여기서 스위칭가능한 출력 필터는 스위칭가능한 출력 필터 내에 선택적으로 포함되는 복수의 커패시터들을 포함한다. 방법은 제 1 표시자의 수신 시에 복수의 커패시터들 중 적어도 하나를 접속해제하는 단계로서, 접속해제는 복수의 커패시터들 중 적어도 하나로 하여금 전기적으로 부동하도록 하고, 적어도 하나의 커패시터가 접속해제되지만, 출력 전압은 제 1 값으로부터 제 2 값으로 변화되는, 상기 복수의 커패시터들 중 적어도 하나를 접속해제하는 단계, 제 2 표시자의 수신 시에 제 1 값 또는 제 3 값 중 적어도 하나로 출력 전압을 리턴시키는 단계, 및 복수의 커패시터들 중 적어도 하나를 재접속시키는 단계를 더 포함한다.
또 다른 실시예는 디지털 시스템 전압 공급 디바이스를 포함한다. 디지털 전압 공급 디바이스는 직렬 스위치 요소, 및 션트 스위치 요소를 포함하고, 여기서 스위칭 전압은 직렬 스위치 요소 및 션트 스위치 요소의 제어된 폐쇄 및 개방을 통해 생성된다. 디지털 시스템 전압 공급 디바이스는 스위칭 전압을 필터링하고 출력 전압을 생성하기 위한 스위칭된 출력 필터를 더 포함하고, 스위칭된 출력 필터는 스위칭된 출력 필터 내에 선택적으로 접속되고 포함되는 복수의 커패시터들을 포함한다. 일 실시예에 대해, 디지털 시스템 전압 공급 디바이스는 선택적으로 하나 이상의 전력 아일랜드들을 포함하는 디지털 시스템에 전력을 공급하고, 여기서 출력 전압은 시스템에, 또는 시스템 내의 하나 이상의 전력 아일랜드들에 접속된다. 디지털 전압 공급 디바이스는 모드 제어기를 더 포함하고, 여기서 모드 제어기는 제 1 표시자의 수신 시에 복수의 커패시터들 중 적어도 하나를 접속해제하도록 동작하며, 접속해제는 복수의 커패시터들 중 적어도 하나로 하여금 전기적으로 부동하도록 하고, 여기서 적어도 하나의 커패시터가 접속해제되지만, 출력 전압은 제 1 값으로부터 제 2 값으로 변화되고, 제 2 표시자의 수신 시에 제 1 값 또는 제 3 값 중 적어도 하나로 출력 전압을 리턴시키며, 복수의 커패시터들 중 적어도 하나를 재접속시킨다.
또 다른 실시예는 전압 조정기를 포함한다. 전압 조정기는 직렬 스위치 요소 및 션트 스위치 요소로서, 스위칭 전압이 직렬 스위치 요소 및 션트 스위치 요소의 제어된 폐쇄 및 개방을 통해 생성되는, 상기 직렬 스위치 요소 및 상기 션트 스위치 요소, 스위칭 전압을 필터링하고 출력 전압을 생성하기 위한 스위칭된 출력 필터로서, 스위칭된 출력 필터 내에 선택적으로 접속되고 포함되는 복수의 커패시터들을 포함하는, 상기 스위칭된 출력 필터, 및 모드 제어기를 포함한다. 이 실시예에 대해, 모드 제어기는 제 1 표시자의 수신 시에 복수의 커패시터들 중 적어도 하나를 접속해제하는 것으로서, 접속해제는 복수의 커패시터들 중 적어도 하나로 하여금 전기적으로 부동하도록 하는, 복수의 커패시터들 중 적어도 하나를 접속해제하고, 전류 소스를 이용하여 출력 전압의 제 1 값으로부터 출력 전압의 제 2 값의 임계치 내로 복수의 커패시터들 중 적어도 하나를 충전하며, 복수의 커패시터들 중 적어도 하나를 재접속시키도록 동작한다.
설명된 실시예들의 다른 양태들 및 장점들은, 예로서 설명된 실시예들의 원리들을 도시하는, 첨부된 도면들과 결부하여 취해진 다음 상세한 설명으로부터 분명해질 것이다.
도 1은 종래의 전압 조정기의 일례를 도시한 도면.
도 2는 일 실시예에 따른 다중 모드 전압 조정기의 일례를 도시한 도면.
도 3a는 도 2의 전압 조정기의 펄스 스키핑 모드(PSM)의 커패시터를 충전하는 전류 소스의 파형의 일례를 도시한 도면.
도 3b는 제 1 전압으로부터 제 2 전압으로 전이할 때, 도 2의 전압 조정기의 PSM 또는 펄스 폭 변조(PWM) 모드의 커패시터를 충전하는 전류 소스의 파형의 일례를 도시한 도면.
도 4는 일 실시예에 따른 도 2의 PSM 커패시터의 충전을 제어하기 위해 이용될 수 있는 회로를 개략적으로 도시한 도면.
도 5는 또 다른 실시예에 따른 다중 모드 전압 조정기의 일례를 도시한 도면.
도 6은 일 실시예에 따른 다중 모드 전압 조정기를 동작시키는 방법의 단계들을 포함하는 흐름도.
도 7은 설명된 실시예들 중 적어도 하나에 따른 다중 모드 전압 조정기에 접속되는 전력 증폭기를 포함하는 모바일 디바이스의 블록도.
도 8은 일 실시예에 따른, 2개 이상의 출력 대역폭들 사이에 스위칭할 수 있는 구성가능한 출력 필터를 포함하는 전압 변환기를 도시한 도면.
도 9는 일 실시예에 따른, 부하가 다시 활성이 될 때, 요구된 공급 전압을 빠르게 복구하는 동안, 부하 회로의 비활성(inactivity)의 기간들 동안 저장 커패시터에서 전하를 보존하기 위한 충전 메커니즘을 포함하는 전압 조정기를 도시한 도면.
도 10a 및 도 10b는 일 실시예에 따른, 부하 활성 모드 및 부하 유휴 모드를 포함하는 도 9의 전압 조정기의 동작의 타이밍 시퀀스의 시간 라인들을 도시한 도면들.
설명된 실시예들은 다수의 동작 모드들을 포함하는 전압 조정기들의 구현들의 예들을 제공한다. 예시적인 모드들은 엔벨로프 추적 모드(ETM) 및 펄스 스키핑 모드(PSM)를 포함한다. 2개의 모드들은 일반적으로 고 대역폭 및 저 대역폭 모드들로서 설명될 수 있다. ETM에 대해, 전압 조정기의 출력은 그것이 PSM에 대해 할 수 있는 것보다 실질적으로 빠르게 변할 수 있다. 대안적으로, 일 실시예에 대해, 동작 모드들은 큰 출력 커패시턴스를 갖는 고 전력 모드, 및 적은 출력 커패시턴스를 갖는 저 전력 모드를 포함한다.
일부 전원 구현들은 단지 하나 또는 두 개의 동작 모드들을 지원한다. 엔벨로프 추적을 위해 적합한 스위칭된 모드 전원들은 저 전력 동작에 대해 최적화될 수 없다. 매우 효율적인 이력적으로 스위칭된 저 전원들은, 부하가 변할 때 주파수가 다양하고, 이는 원하지 않은 스퓨리어스 송신된 신호들을 야기한다. 설명된 실시예들은 단일 스위칭된 모드 변환기로부터 모든 3개의 동작 모드들(즉, 예를 들면, 엔벨로프 추적 모드(ETM), 펄스 스키핑 모드(PSM), 및 펄스 폭 변조(PWM) 모드)을 지원하고, 동작 모드는 주어진 동작 조건에 대해 최상의 성능을 제공하도록 적응적으로 조정된다.
스위칭된 모드 조정기 또는 전원의 일 실시예는 펄스 스키핑 모드에 있는 동안 적절한 동작을 위해 출력 커패시턴스의 큰 값(예를 들면, 2 이상의 마이크로패럿(microfarad)들)을 갖도록 요구될 수 있다. 그러나, 스위칭된 모드 조정기의 출력부에서의 커패시턴스의 이 높은 값을 갖는 고 주파수 모드(엔벨로프 추적 모드와 같은)를 또한 지원하는 것이 가능하지 않을 수 있다. 설명된 실시예들은 저 대역폭 펄스 스키핑 모드를 위해 필요한 고 커패시턴스, 및 엔벨로프 추적 모드를 위해 필요한 고 대역폭 (빠른 변화) 출력 둘 모두를 지원하는 모드들을 포함하는 전압 조정기들을 포함한다.
도 2는 일 실시예에 따른 다중 모드 전압 조정기(200)의 일례를 보여준다. 스위칭 전압 조정기(200)는 직렬 스위치 요소(SW1), 션트 스위치 요소(SW2), 스위칭 제어기(210), 및 스위칭된 출력 필터(220)를 포함한다. 적어도 하나의 실시예에 대해, 스위칭 제어기(210)는 직렬 스위치 요소(SW1) 및 션트 스위치 요소(SW2)의 제어된 폐쇄 및 개방을 통해 스위칭 전압을 생성하도록 구성된다. 적어도 하나의 실시예에 대해, 스위칭된 출력 필터(220)는 스위칭 전압을 필터링하고 조정된 출력 전압을 생성하고, 여기서 스위칭된 출력 필터(220)는 스위칭된 출력 필터(220) 내에 선택적으로 포함되는 복수의 커패시터들(커패시터들(C3 및 C1, 및 선택적으로 C2)과 같은)을 포함한다. C3의 용량성 값은 실질적으로 C1보다 크다. 일 실시예에서, C3는 다중 모드 스위칭 전압 조정기(200)의 펄스 스키핑 모드 동안 이용된다.
도 2에 도시된 바와 같이, 충전 기간("1") 동안, 전류 소스(230)는 펄스 스키핑 모드 동작 동안 PSM 커패시터(C3)를 충전하고, 충전 기간("2") 동안, 전류 소스(230)는 폐쇄된 스위치로 효과적으로 대체되고, 그에 의해 접지에 PSM 커패시터(C3)를 접속시킨다. 전류 소스(230)의 포함 및 전류 조정을 제어하기 위한 모드 제어기(211)가 도 2에 도시된다. 별개의 모드 제어기(211)로서 도시되지만, 적어도 일부 실시예들이 스위칭 제어기(210) 및 공통이거나 공유된 제어기인 모드 제어기(211)를 포함함이 이해되어야 한다.
예를 들면, 단순한 스위치가 PSM 동작 동안 커패시터(C3)를 접속시키기 위해 이용되었으면(즉, 예를 들면, 접지에 C3을 접속시킴), 출력 전압은, 스위치가 오프(OFF) 상태로부터 온(ON) 상태로 전이할 때 급작스런 변화를 겪을 것이다. 변화의 크기는 PSM 커패시터(C3) 상에 저장된 전하에 의존할 것이고, 이는 결과적으로 시스템의 과거 이력에 의존한다. 전형적인 조건들에서, 이 급작스런 외란(disturbance)은 타겟 출력 전압에서의 가장 큰 최근의 변화만큼 클 수 있고, 변환기가 조정을 복구할 수 있을 때까지 지속될 것이다. 많은 애플리케이션들에서, 출력 전압에서의 이러한 외란들은 바람직하지 않거나 수용가능하지 않다.
출력 전압에서의 외란들은, PSM 스위치 디바이스(전류 소스(230)로서 도시된)가 트랜지스터로서 구현될 수 있는 사실을 이용함으로써 최소화될 수 있다. 트랜지스터가, 드레인(drain)(FET에 대한) 또는 컬렉터(collector)(BJT에 대한)에 인가된 전압이 포화 영역에서의 동작을 보장하기 위해 충분하기만 하면 전류 소스로서 구성될 수 있음에 잘 공지된다. 공통적으로 이용된 접근법은 큰 트랜지스터의 게이트 또는 베이스를 공지된 적은 전류가 어쩔 수 없이 통과하는 더 작지만 그렇지 않으면 같은 트랜지스터의 게이트 또는 베이스에 접속시키는 것이다. 더 큰 트랜지스터를 통한 전류는 그 다음, 작은 트랜지스터를 통한 전류에 비례하고; 이 배열은 전류 미러로서 공지된다. 다른 수단이 또한 이용될 수 있다. 따라서, 스위치 트랜지스터는 PSM 커패시터(C3)가 접속되지 않은 동작 모드(엔벨로프 추적과 같은)와 그것이 접속되는 동작 모드 사이의 전이 동안 램핑(ramping)된 전류 소스로서 이용될 수 있다. 출력 전압은 타겟 출력 값에서 빠르게 안정화될 수 있고, PSM 커패시터(C3)는 출력에서의 원하지 않은 외란들 없이, 그 타겟 출력 전압으로 제어가능하게 충전될 수 있다.
도 3a는 도 2의 전압 조정기의 펄스 스키핑 모드(PSM)의 커패시터를 충전하는 전류 소스의 파형의 일례를 보여준다. 초기에, 전압 조정기는 엔벨로프 추적에 있다(모드(a)). 전류 소스(230)를 이용하기 위해, 변환기는 PSM 커패시터를 충전하는 프로세스 동안 펄스 폭 변조(PWM) 모드로 계속해서 동작한다(모드(b)). 엔벨로프 추적 동작이 종료될 때, PSM 스위치를 즉시 턴 온하기보다, 실시예들은 고정된 전류를 제공하기 위해 구성되고, 전류는 0으로부터 최대 값으로 램핑된다. 도 3a 및 도 3b에 묘사된 전류들이 명료성을 위해 직렬 및 션트 스위치들의 스위칭 사이클에 걸쳐 평균화됨이 이해되어야 한다. 그 값이 시간에 따라 선형적으로 램핑되는 전압 소스가 이 문맥에서 일정한 전류 소스와 같음이 이해되어야 하고, 도 2에 묘사된 전류 소스(230)로 대체될 수 있다.
도 3a를 참조하면, 전류 소스가 램핑되는 레이트는 전형적으로 주어진 애플리케이션의 요구조건들에 의해 확립된, 출력 전압에서 허용된 최대 외란, 및 PWM 제어기의 대역폭에 의해 설정된다. 램프 레이트의 편리한 추정치는, 주파수(w)의 함수로서 변환기의 활성 출력 임피던스가 측정 또는 시뮬레이션으로부터 공지되면, 얻어질 수 있다. 등가 주파수(
Figure 112015116583903-pct00001
)를 이용하여, 전압 외란(δVOUT)은 다음으로서 추정될 수 있다.
Figure 112015116583903-pct00002
램프 시간 및 전류 레벨은 애플리케이션 요구조건에 의해 설정된 미리 결정된 제한들 내의 외란을 유지하기 위해 필요한 대로 조정될 수 있다. 전류 소스 램프 및 충전 동작들 동안, PSM 스위치는 타겟 출력 전압과 PSM 커패시터에 걸친 전압 사이의 차를 흡수한다. 출력 전압은 엔벨로프 추적 동작을 위해 작은 것으로 선택되는 C1 및 C2의 충전 상태에 의해 설정된다. 따라서, 출력 전압은 PSM 커패시터를 충전하기 위해 요구된 시간에 관계 없이 원하는대로 용이하게 조정될 수 있다.
전류(Iadj)의 크기는 변환기의 출력 전류 용량을 초과하지 않고 주어진 애플리케이션의 요구조건들을 만족시키기 위해 (도 2에서 C3으로서 도시된) 주어진 출력 커패시터(CPSM) 및 전압들(VOUT)의 범위에 대해, 충분히 빠른 충전 응답을 제공하기 위해 선택된다. 요구된 시간은 PSM 커패시터에 걸친 초기 전압과 타겟 출력 전압 사이의 차에 비례한다.
Figure 112015116583903-pct00003
PSM 커패시터에 걸친 전압이 출력 전압에 가까워질 때, PSM 스위치 트랜지스터를 통한 전류는, 그것이 선형 동작에 진입할 때와 같이 떨어질 것이다. PSM 스위치 트랜지스터에 걸친 전압이 0에 충분하게 가까울 때, PSM 스위치 트랜지스터는 출력 전압에서의 또 다른 외란 없이 완전하게 턴 온하도록 설정될 수 있다(모드(c)). PSM 커패시터가 완전하게 충전되고, 변환기는 PWM 모드로 계속해서 동작할 수 있으며, 이전에 설명된 바와 같이 PSM 모드로 전이할 수 있다.
도 3b는 제 1 전압으로부터 제 2 전압으로 전이할 때, 도 2의 전압 조정기의 PSM 또는 펄스 폭 변조(PWM) 모드의 커패시터를 충전하는 전류 소스의 파형의 일례를 보여준다. 이 실시예에 대해, PSM 커패시터는, 조정된 출력 전압이 제 1 값으로부터 제 2 값으로 변화할 때 잠깐 스위칭 아웃된다. 초기에, 전압 조정기는 PSM 또는 PWM에 있다(모드(a)). 전류 소스(230)를 이용하기 위해, 변환기는 PSM/PWM 커패시터를 충전하는 프로세스 동안 PSM 또는 PWM 모드로 계속해서 동작한다(모드(b)). 조정된 전압이 제 1 값으로부터 제 2 값으로 스테핑(stepping)할 때, PSM 스위치를 즉시 턴 온하기보다, 실시예들은 고정된 전류를 제공하기 위해 구성되고, 전류는 0으로부터 최대 값으로 램핑된다. 이전에 명시된 바와 같이, 도 3a 및 도 3b에 묘사된 전류들이 명료성을 위해 직렬 및 션트 스위치들의 스위칭 사이클에 걸쳐 평균화됨이 이해되어야 한다.
도 3a의 설명과 유사하게, 전류 소스가 램핑되는 레이트는 전형적으로 주어진 애플리케이션의 요구조건들에 의해 확립된, 출력 전압에서 허용된 최대 외란, 및 PWM 제어기의 대역폭에 의해 설정된다.
도 4는 일 실시예에 따른 도 2의 PSM 커패시터(C3)의 충전을 제어하기 위해 이용될 수 있는 회로를 개략적으로 보여준다. 3개의 연속 회로들은 도 3a에 도시된 3개의 모드들((a) -- 램핑 모드, (b) -- 전류 소스 모드, (c) -- 충전된 모드)을 반영한다. 도 2의 커패시터(C3)는 도 4에서의 CPSM으로서 묘사된다. 트랜지스터들(Q1 및 Q2)로 구성된 제 1 전류 미러는 증가된 기준 전류(NIREF)를 제공하고, 상기 증가된 기준 전류는 초기에, 도 4의 부분(모드(a))으로 도시된 바와 같이, PSM 스위치 트랜지스터(QPSM)의 게이트로 지향된다. NIREF의 크기는 게이트 커패시턴스의 공지된 값들 및 QPSM의 임계 전압에 대한 원하는 램프 시간(tRAMP)을 제공하도록 선택된다.
QPSM을 통한 전류가 증가함에 따라, Q3을 통한 스케일링된 전류가 또한 증가한다. tRAMP의 끝까지, Q2로부터의 모든 전류는 Q3로 지향되고, QPSM으로부터의 전류는 필요한 전류를 소싱(sourcing)하기 위한 스위칭된 변환기(410)의 능력을 초과하지 않고 적합한 충전 시간들을 제공하기 위해 상기 언급된 바와 같이 선택된 MNIREF(모드(b))의 원하는 값에서 일정하다. 커패시터(CPSM)의 밑면에 대한 전압이 윈도우 비교기(420)의 윈도우 범위 내로 떨어지도록 충분히 적게 될 때, QPSM의 게이트는 FET를 완전하게 턴 온하기 위해 높게 취해질 수 있다(모드(c)). 비교기 윈도우의 폭은, 출력 전압의 결과로 발생하는 외란이 애플리케이션에 대해 수용가능하게 적음을 보장하도록 선택된다.
트랜지스터(QPSM)가 오프될 때, 커패시터(CPSM)의 밑면은 부동하고 있고, 출력 전압에서의 변화들을 따른다. 특히, 출력 전압이 PSM 커패시터 전압이 설정된 출력 전압으로부터 실질적으로 감소하면, 커패시터의 밑면에 대한 순시 포텐셜은 접지보다 낮을 수 있다(0 미만). 트랜지스터(QPSM)가 NMOS 트랜지스터로서 구현되면, 드레인 확산부에 인가된 다이오드 포워드 전압(Vf)보다 큰 크기의 음의 전압은 그것으로 하여금, 우물(well) 또는 바디(body) 포텐셜이 접지로 유지되면 순방향 바이어스되도록 할 것이다. 순방향 바이어스된 다이오드는 PSM 커패시터를 빠르게 방전시켜, 출력 전압을 일시적으로 클램핑(clamping)할 것이다. 이것은 엔벨로프 추적 동작 동안 바람직하지 않다. 따라서, MOS 트랜지스터가 이용될 때, 그것은 우물에 위치되어야 하고, 우물 포텐셜은 소스 또는 드레인 확산부들의 원하지 않는 순방향 바이어스를 회피하기 위해 요구된 바와 같이, 트랜지스터의 드레인 또는 소스 측에 접속되도록 구성되어야 한다.
도 2를 다시 참조하면, 실시예들은, 스위칭 전압 조정기가 엔벨로프 추적 모드로부터 비 엔벨로프 추적 모드로 스위칭하고 있는지의 여부를 결정하는 제어기를 포함한다. 더 특정한 실시예에서, 이것은 스위칭 전압 조정기가 엔벨로프 추적 모드로부터 펄스 스키핑 모드로 스위칭하고 있는지의 여부를 결정하는 제어기를 포함한다. 또 다른 실시예에 대해, 이것은 스위칭 전압 조정기가 고 대역폭 모드로부터 저 대역폭 모드로 스위칭하고 있는지의 여부를 결정하는 제어기를 포함한다. 일 실시예에 대해, 스위칭된 출력 필터의 설정들의 선택은 스위칭 전압 조정기를 이용하여 통신 디바이스의 송신 프로토콜의 슬롯 당 한번만큼 자주 행해질 수 있다.
일부 실시예들에 대해, 제어기는 스위칭 전압 조정기가 엔벨로프 추적 모드로부터 펄스 스키핑 모드로 스위칭하고 있다는 표시자를 수신한다. 모드는 예를 들면, 스위칭 전압 조정기가 위치되는 모바일 디바이스의 제어기에 의해 선택될 수 있다.
이전에 설명된 바와 같이, 스위칭 출력 필터의 실시예들은 PSM 커패시터를 포함하고, 여기서 PSM 커패시터는, 스위칭 전압 조정기가 엔벨로프 추적 모드로부터 펄스 스키핑 모드로 스위칭하는 것으로 결정될 때 충전된다. 구체적으로, PSM 커패시터는, PSM 커패시터에 대한 전압이 미리 결정된 임계치 내로 출력 전압에 대한 전압 리플(ripple)을 유지하는 동안 출력 전압과 대략 같을 때까지 충전된다.
또한, 이전에 설명된 바와 같이, 스위칭 전압 조정기의 일 실시예는, 스위칭 전압 조정기가 엔벨로프 추적 모드로부터 펄스 스키핑 모드로 스위칭하는 것으로 결정될 때 PSM 커패시터를 충전하기 위한 전류 소스를 포함한다. PSM 커패시터는, PSM 커패시터에 대한 전압이 출력 전압의 지나친 외란 없이 출력 전압과 같게 설정될 때까지 충전된다. 지나친 외란인 것으로 고려되는 것은 일반적으로 애플리케이션 특정이고, VOUT에 대해 허용된 최대값을 설정한다.
적어도 일부 실시예들에 대해, 전류 소스에 의해 전도되거나 소싱된 전류의 크기는, 스위칭 전압 조정기가 엔벨로프 추적 모드로부터 펄스 스키핑 모드로 스위칭하고 있다는 결정 시에 그 크기를 램핑하는 것을 포함한다. 이전에 설명된 바와 같이, 일 실시예에 대해, 전도된 전류의 충전 램프(도 3a에 도시된 바와 같은) 변환기의 출력 전류 용량을 초과하지 않고 주어진 애플리케이션의 요구조건들을 만족시키기 위해 주어진 출력 커패시터(CPSM) 및 전압들(VOUT)의 범위에 대해, 충분히 빠른 충전 응답을 제공하기 위해 선택된다.
일 실시예에 대해, 엔벨로프 추적으로부터 비 엔벨로프 추적까지의 전이가 검출될 때, 스위칭된 출력 필터의 설정들은 스위칭된 출력 필터의 비 엔벨로프 추적 커패시턴스의 직렬 저항을 감소시키도록 증가하여 조정된다. 즉, 도 5에 도시될 바와 같이, 큰 PSM 커패시터는 점진적으로 감소하는 직렬 저항을 갖고 스위칭 인된다.
설명된 실시예들은 스위칭 모드들보다 다른 목적들을 위해 이용될 수 있다. 더 구체적으로, 설명된 실시예들은 더 일반적으로, 조정된 전압을 하나의 값으로부터 또 다른 값으로 빠르게 스위칭시키기 위해 이용될 수 있다. 조정된 출력 전압의 더 빠른 변화들을 위해, 일 실시예는 조정된 출력 전압이 제 1 값으로부터 제 2 값으로 변화할 때, PSM 또는 C3과 같은, 다른 큰 값 커패시터를 스위칭 아웃하는 것을 포함한다. 일 실시예에서, 디지털 회로 공급 전압의 동적 전압 스케일링은 제 1 값으로부터 제 2 값까지의 공급 전압의 빠른 조정을 허용하기 위해 큰 값 커패시터를 스위칭 아웃하기 위한 설명된 메커니즘을 이용하여 지원될 수 있다. 일 실시예는 조정된 출력 전압이 제 2 값으로 충전된 후에 커패시터(C3)를 충전하기 위한 전류 소스를 더 포함하고, 전류 소스에 의해 전도되거나 소싱된 전류의 크기는 램핑된다.
이 실시예가 제 1 값으로부터 제 2 값까지의 빠른 변화를 포함하고, 이전에 설명된 PSM 모드가 적용가능하지 않음에 주의해야 한다. 이 예에 대해, 큰 커패시터(C3)는 조정된 전압의 빠른 전압 변화를 허용하기 위해 구성가능한 출력 필터 밖으로 잠깐 스위칭된다.
조정된 전압의 변화의 레이트는 애플리케이션에 의존할 수 있고, 원하는 조정된 출력 전압으로 엔벨로프 추적 커패시터(들)(C2 및 선택적으로 C3)를 슬루(slew)하기 위해 요구된 시간을 포함한다. 다수의 모드 전압 조정기들의 설명된 실시예들은 모바일 디바이스들에서 이용될 수 있다. 모바일 디바이스들은 WCDMA와 같은 무선 통신 프로토콜을 이용할 수 있다. 전형적으로, 통신 프로토콜은 슬롯 경계들을 포함하고, 여기서 더 큰 커패시터(C3)에 의해 억제될 스퓨리어스 신호들은 억제되도록 요구되지 않는다. 따라서, 슬롯 경계들은 조정된 출력 전압을 빠르게 변화시키기 위한 적절한 시간들, 및 더 큰 커패시터(C3)의 일시적인 접속해제를 제공한다. 그러나, 조정된 출력 전압의 변화는 슬롯 경계에 의해 할당된 시간 내에서 완료되어야 한다. 전압 변환기의 주어진 최대 전류에 대해 제 1 전압으로부터 제 2 전압까지의 슬루 시의 시간 개선은 (C3/(C1+C2))에 의해 근사화될 수 있고, 스위칭 주파수의 제약들 내의 설계에 의해 선택될 수 있다.
도 5는 또 다른 실시예에 따른 다중 모드 전압 조정기(500)의 일례를 보여준다. 제한된 출력 외란을 갖는 PSM 커패시터를 충전하기 위한 이 실시예는 복수의 스위치들 및 다양한 직렬 저항기 값들을 이용한다. 2개 이상의 스위치들은 접지에 PSM 커패시터의 밑면을 접속시키기 위해 병렬로 제공되고, 다양한 값들의 저항은 스위치들 일부 또는 전부와 직렬로 접속된다. 저항들은 흐를 수 있는 최대 충전 전류, 따라서 결과로 발생할 수 있는 출력 전압에 대한 최대 외란을 제한하도록 동작한다. 도 5에 묘사된 실시예에 대해, 구성가능한 출력 필터(510)는, 2개가 모드 제어기(540)에 의해 제어되는 직렬 저항기들(R2, R3)을 갖는 3개의 스위치들(S1, S2, S3)을 포함한다. 이 회로의 동작을 이해하기 위해, 먼저 엔벨로프 추적 동작을 위해 적절한 구성으로 도시된 바와 같이, 모든 스위치들이 개방된다고 가정한다. PSM 커패시터가 접속된 PSM 또는 PWM 동작으로 전이하기 위해, 제 1 단계로서, 스위치(S3)가 폐쇄되어, CPSM의 밑면과 접지 사이에 저항기(R3)를 접속시킨다. 저항기(R3)는 본 명세서에서 50 옴과 같은, 큰 값인 것으로 추정되어, 스위치가 폐쇄될 때 출력 전압의 적은 변화를 야기한다. 일단 PSM 커패시터가 부분적으로 충전되면, 스위치(S2)가 폐쇄된다. 저항기(R2)는 25 옴과 같은, R3보다 적은 값이다. 저항기들의 상대적 값들은, 그들이 회로로 스위칭될 때 CPSM 상의 나머지 전하에 대응하도록 선택되어, 각각의 스위칭 이벤트가 Vout에서 수용가능한 작은 외란을 생성하게 한다. 도면에 도시된 예에서, 일단 CPSM에 대한 전압이 최대 허용된 출력 외란보다 작으면, 스위치(S1)가 폐쇄되고, PSM 커패시터의 밑면은 접지에 묶여 있다.
각각의 스위치의 폐쇄가 변환기의 응답 시간에 빠르게 비례한다고 추정하면, 각각의 스위치 이벤트에서 출력 전압에서의 외란은 대략, 직렬 저항에 대한 변환기의 등가 개방 루프 저항의 비와 같고, 이는 스위치가 폐쇄되는 순간 PSM 커패시터에 걸친 전압으로 곱해진다:
Figure 112015116583903-pct00004
여기서, n은 폐쇄되는 스위치에 대한 식별자이고, δGn은 스위치(n)이 폐쇄될 때, PSM 커패시터의 밑면에 제공된 전도도의 변화이다. 예를 들면, 허용가능한 가장 큰 출력 외란이 40mV라고 가정하자. 변환기가 1 옴의 개방 루프 출력 저항을 갖게되면, R1 및 R2의 값들은 각각 50 및 35 옴들이고, 2 볼트는 초기에 PSM 커패시터에 걸쳐 제공되며, 제 1 단계는:
Figure 112015116583903-pct00005
이 될 것이다.
조정기의 폐쇄 루프 응답은 응답 시간 후에 이 외란을 보상하여, 조정된 타겟 값으로 출력 전압을 리턴할 것이다. 커패시터에 걸친 전압이 다음 단계 시에 1V로 떨어졌으면, 출력 전압 외란은:
Figure 112015116583903-pct00006
이 될 것이다.
PSM 커패시터 밑면에 대한 전압은 그 다음, 40mV로 떨어지도록 허용되고, 그 다음 S1이 폐쇄되며 프로세스가 완료된다. 요구된 총 시간은 다양한 구성들의 RC 시간 상수들, 및 각각의 단계가 초기 전압을 방전해야 하는 정도에 의해 결정된다. 저항기의 더 많은 스테이지(stage)들은 구상중인 애플리케이션에 의해 요구되면 PSM 커패시터를 충전하기 위해 요구된 총 시간을 감소시키기 위해 부가될 수 있다.
상기 언급된 바와 같이, 스위치들(S1, S2, 등)이 MOS 디바이스들로서 구현되면, 의도되지 않은 순방향 바이어스된 접합(junction)들을 회피하기 위해, 바디 전압들을 확립할 때 극성 반전의 확률을 설명할 필요가 있을 수 있다.
PSM 커패시터 충전 메커니즘은 또한, 변환기의 타겟 출력 전압이 드문 간격들로 빠르게 변화될 필요가 있는 경우에 이용될 수 있고, 그들 간격들 사이에서 일정하게 유지된다. PSM 커패시터는 일정-전압 동작 시에 출력부에 접속될 수 있다. 타겟 출력 전압의 변화가 요구될 때, PSM 커패시터는 PSM 스위치 또는 스위치들을 개방시킴으로써 접속해제되고, 새로운 타겟 출력 전압은 변환기에 제공된다. PSM 커패시터가 접속되지 않기 때문에, 변환기는 단지 도 2에서의 C1 및 C2와 같은, 나머지 커패시턴스들을 충전할 필요가 있고, 여기서 이들 커패시턴스들은 이전에 설명된 바와 같이 출력 전압의 빠른 변화들을 허용하도록 선택되었다. 요구된 전하의 총량은 더 큰 CPSM의 출력 전압을 변화시키기 위해 이용된 것으로부터 대단히 감소되고, 따라서 출력 전압은 새로운 값으로 빠르게 안정화될 수 있다. 새로운 타겟 출력 전압에 도달한 후에, 상기 설명된 PSM 커패시터 충전 동작이 실행될 수 있다. 절차의 끝에서, PSM 커패시터는 다시 출력 전압에 접속되고, 출력 전압 레벨은 실질적으로 새로운 타겟 값으로 일정하게 유지된다.
도 2의 C3과 같은, PSM 또는 다른 큰 커패시터가 접속해제되는 기간 동안, 듀티 사이클의 변화들에 대한 변환기의 출력 전압의 응답은 큰 값 커패시터가 접속될 때보다 빠르고; 등가적으로, 변환기의 단위 이득 대역폭이 증가하며, 예를 들면, 인덕터(L1) 및 다양한 출력 커패시턴스들로부터 야기되는 출력 공진의 주파수가 변경된다. 변환기의 출력 전압 제어 메커니즘은 안전한 동작을 보존하기 위해 이 변화를 설명해야 한다. 예를 들면, 베너블(Venable)의 명명법을 사용하여, 유형-Ⅲ 전압 모드 보상 루프는 회로에 접속된 C3과 같은 큰 커패시터를 이용한 PSM 또는 다른 저 대역폭 동작을 위해 사용될 수 있는 반면에, 유형-Ⅱ 보상 루프는, 큰 커패시터가 접속해제되거나 충전 중일 때 요구될 수 있다.
도 6은 일 실시예에 따른 다중 모드 전압 조정기를 동작시키는 방법의 단계들을 포함하는 흐름도이다. 제 1 단계(610)는 스위칭 제어기에 의해, 직렬 스위치 요소 및 션트 스위치 요소의 제어된 폐쇄 및 개방을 통해 스위칭 전압을 생성하는 단계를 포함한다. 제 2 단계(620)는 스위칭가능한 출력 필터에 의해, 스위칭 전압을 필터링함으로써 조정된 출력 전압을 생성하는 단계를 포함하고, 여기서 스위칭가능한 출력 필터는 스위칭가능한 출력 필터 내에 선택적으로 포함되는 복수의 커패시터들을 포함한다.
설명된 바와 같이, 실시예들은 스위칭 전압 조정기가 엔벨로프 추적 모드(고 대역폭 모드)로부터 비 엔벨로프 추적 모드(저 대역폭 모드)로 스위칭하고 있는지의 여부를 결정하는 것을 포함한다.
설명된 바와 같이, 실시예들은 엔벨로프 추적 모드로부터 비 엔벨로프 추적 모드로 스위칭하고 있다는 표시자를 수신하는 스위칭 전압 조정기를 포함한다.
설명된 바와 같이, 실시예들은 PSM 커패시터를 포함하는 스위칭가능한 출력 필터를 포함하고, 스위칭 전압 조정기가 엔벨로프 추적 모드로부터 비 엔벨로프 추적 모드로 스위칭하는 것으로 결정될 때 PSM 커패시터를 충전하는 것을 더 포함한다.
설명된 바와 같이, 실시예들에 대해, 전류 소스에 의해 전도되거나 소싱된 전류의 크기는, 스위칭 전압 조정기가 엔벨로프 추적 모드로부터 비 엔벨로프 추적 모드로 스위칭하고 있다는 결정 시에 전류 소스의 값을 램핑하는 것을 포함한다.
설명된 바와 같이, 실시예들은 2개 이상의 스위칭된 출력 필터 설정들 중 하나를 선택하는 것을 포함한다. 특정 실시예에 대해, 스위칭가능한 출력 필터의 설정들은 스위칭 전압 조정기를 이용하여 통신 디바이스의 송신 프로토콜의 슬롯 당 한번만큼 자주 선택된다.
적어도 일부 실시예들은, 원하는 조정된 출력 전압이 얻어질 때까지, 제 1 값으로부터 제 2 값까지 조정된 출력 전압을 변화시킬 때 PSM 커패시터를 스위칭 아웃하는 것을 포함한다. 더 구체적으로, 일 실시예는 조정된 출력 전압이 제 2 값으로 변화한 후에 전류 소스로 PSM 커패시터를 충전하는 것을 포함하고, 여기서 전류 소스에 의해 전도되거나 소싱된 전류의 크기는 램핑된다.
도 7은 설명된 실시예들 중 적어도 하나에 따른 다중 모드 전압 조정기(200)에 접속되는 전력 증폭기(740)를 포함하는 모바일 디바이스(700)의 블록도이다. 도시된 바와 같이, 모바일 디바이스(700)는 또한, 안테나(705), 송신기(780), 송신 필터(760), 수신 필터(770), 저 잡음 증폭기(LNA)(750), 수신기(790), 및 기저 대역 회로 및 제어부들(795)을 포함한다. 도시된 바와 같이, 기저 대역 회로 및 제어부들(795)은 다중 모드 전압 조정기(200)에 모드 선택을 제공한다. 일 실시예에서, 선택은, 다중 모드 전압 조정기(200)가 고 대역폭 모드(예를 들면, 엔벨로프 추적(ET) 모드)로 또는 저 대역폭 모드(예를 들면, 펄스 스키핑(PS) 모드)로 동작하는지의 여부에 기초한다.
이전에 설명된 실시예들과 유사하게, 다중 모드 전압 조정기(200)는 직렬 스위치 요소, 션트 스위치 요소, 및 직렬 스위치 요소 및 션트 스위치 요소의 제어된 폐쇄 및 개방을 통해 스위칭 전압을 생성하도록 구성된 스위칭 제어기를 포함하는 전압 변환기(710)를 포함한다. 다중 모드 전압 조정기(200)는 스위칭 전압을 필터링하고 조정된 출력 전압을 생성하기 위한 구성가능한 출력 필터(720)(즉, 스위칭된 출력 필터)를 더 포함하고, 구성가능한 출력 필터(720)는 구성가능한 출력 필터 내에 선택적으로 포함되는 복수의 커패시터들을 포함한다. 다중 모드 전압 조정기(200)의 (스위칭 제어기를 또한 포함할 수 있는) 전압 변환기 제어기(730)는 기저 대역 회로 및 제어부들(795)로부터 모드 선택을 수신하고, 따라서 구성가능한 출력 필터(720)의 설정들을 선택한다. 다중 모드 전압 조정기(200)는 따라서 그 다음, 전력 증폭기(740)에 고 또는 저 대역폭 조정된 전압을 제공한다.
일 대안적인 실시예에 대해, 상기 설명된 충전 메커니즘들은 유사하게, 부하가 다시 활성이 될 때, 요구된 공급 전압을 빠르게 복구하는 동안, 부하 회로의 비활성의 기간들 동안 저장 커패시터에서 전하를 보존하기 위해 이용될 수 있다. 도 9는 일 실시예에 따른, 부하가 다시 활성이 될 때, 요구된 공급 전압을 빠르게 복구하는 동안, 부하 회로의 비활성의 기간들 동안 저장 커패시터에서 전하를 보존하기 위한 충전 메커니즘을 포함하는 전압 조정기를 보여준다. 이 실시예는 직렬 스위치 요소, 및 션트 스위치 요소를 포함하는 스위치 변환기(910)를 포함하고, 여기서 스위칭 전압은 직렬 스위치 요소 및 션트 스위치 요소의 제어된 폐쇄 및 개방을 통해 생성된다. 전압 조정기는 스위칭 전압을 필터링하고 출력 전압(Vout)을 생성하기 위한 스위칭된 출력 필터(980)를 더 포함하고, 스위칭된 출력 필터(980)는 스위칭된 출력 필터(980) 내에 선택적으로 접속되고 포함되는 복수의 커패시터들(Cmain 및 Caux와 같은)을 포함한다.
일 실시예에 대해, 전압 조정기는 모드 제어기(970)를 더 포함하고, 여기서 모드 제어기(970)는 제 1 표시자의 수신 시에 복수의 커패시터들 중 적어도 하나(Cmain)를 접속해제하도록 동작하며, 접속해제는 복수의 커패시터들 중 적어도 하나로 하여금 전기적으로 부동하도록 하고, 여기서 적어도 하나의 커패시터가 접속해제되지만, 출력 전압(Vout)은 제 1 값으로부터 제 2 값으로 변화된다.
커패시터의 밑면이, 커패시터 밑면에 접속된 노드에서의 누출 전류가 노드 전압이 애플리케이션에서 관심 있는 시간 스케일에 대한 상부 면에서의 변화들을 따르는데 충분히 작을 때, 전기적으로 부동한다고 말해짐이 이해되어야 한다. 일 실시예에서, 노드 전압은 시간 기간에 따라 전압 임계치 내에 있다.
일 실시예에 대해, 노드 제어기(970)는 또한, 제 2 표시자의 수신 시에 제 1 값 또는 제 3 값 중 적어도 하나로 출력 전압을 리턴시키고, 복수의 커패시터들 중 적어도 하나를 재접속시키도록 동작한다.
일 실시예에 대해, 노드 제어기(970)는 또한, 전류 소스를 이용하여 복수의 커패시터들 중 적어도 하나를 출력 전압의 제 1 값으로부터 출력 전압의 제 2 값의 임계치 내로 충전하고, 복수의 커패시터들 중 적어도 하나를 재접속시키도록 동작한다.
일 실시예는 복수의 커패시터들 중 적어도 하나를 재접속시키기 이전에 복수의 커패시터들 중 적어도 하나를 충전하도록 동작하는 전류 소스(여기서, 전류 소스는 전류 소스 제어기(920) 및 트랜지스터(QCS)를 포함한다)를 더 포함한다. 일 실시예에서, 복수의 커패시터들 중 적어도 하나는 출력 전압의 임계치 내로 충전된다. 일 실시예에 대해, 전류 소스의 전류는 복수의 커패시터들 중 적어도 하나를 충전하는 동안 최대 전류 임계치 아래로 유지된다. 일 실시예에 대해, 전류 소스의 전류(I)의 제 1 도함수(즉, dI/dt)는 복수의 커패시터들 중 적어도 하나를 충전하는 동안 변화 임계치 아래로 유지된다. 이것은 전압 변환기가 출력 전압을 외란시키지 않고 여분의 전류를 제공하도록 허용한다.
일 실시예는 복수의 커패시터들 중 적어도 하나가 접속해제되는 동안 복수의 커패시터들 중 적어도 하나의 밑면 전압을 유지하도록 동작하는 전하 펌프 회로 및 조정기(950)를 더 포함한다.
일 실시예에 대해, 출력 전압(Vout)은 디지털 시스템(940)의 전력 아일랜드(960)에 접속된다. 도시된 바와 같이, 상기 설명된 PSM 커패시터와 유사한 큰 저장 커패시턴스(Cmain)는 시스템 온 칩(system-on-chip; SOC) 내의 전력 아일랜드(960)와 같은, 디지털 시스템 내의 파티션(partition)에 과도 전류들을 공급하기 위해 이용된다. 디지털 시스템(940)의 전력 아일랜드(960)와 같은 부하가 활성일 때, 1.2V와 같은 고정된 출력 전압이 제공된다. 출력 전압(Vout 또는 Vactive)은 또한, 주어진 애플리케이션에 적절한 계산 속도를 제공하는 동안 전력 소비를 최소화하기 위해 달라질 수 있다.
부하가 비활성이거나, 저 전력 조건에서 동작하고 있을 때, 전력 소비를 최소화하기 위해, 입력 전압(즉, 변환기의 Vout)을 0에 가까운 낮은 값(Vmin)으로 빠르게 감소시키는 것이 바람직하다. 이것을 달성하기 위해, 일 실시예에 대해, 트랜지스터(QCS)는 턴 오프되고, 변환기(910)는 그 다음, 출력 전압을 단지 더 작은 커패시턴스(Caux)를 방전시키는 최소 값으로 빠르게 감소시킨다. 일 예시적인 타이밍 시퀀스는 도 10에 묘사된다. 비활성 기간 동안, 커패시터(Cmain)의 상부 면은 최소 전압(Vmin)으로 유지되고, 하부 면(VCSW)은 접지에 대해 음이다. 상기 언급된 바와 같이, 관련 접합들 상에 음 전압들을 생성하기 위해 하나 이상의 전하 펌프 회로들을 통합시키는 것이 바람직할 수 있고, 이는 순방향 바이어스 조건들을 방지한다. 예를 들면, 도 9에서, QCS의 게이트는, 부하가 유휴인 시간 기간 동안 VCSW 위의 임계 전압보다 더 음으로 유지되어야 한다. 회로가 종래의 CMOS 기술을 이용하여 제작되면, QCS가 형성되는 우물은 또한, n+ 대 우물 접합들의 순방향 바이어싱을 방지하기 위해 충분하게 음으로 유지되어야 한다. 유휴 시간이 충분하게 짧으면, 큰 커패시터(Cmain) 상의 전하는 그 다음, 유휴 기간 동안 보존된다. 유휴 기간이, 누출 전류로 인한 전하 손실이 충분하도록 충분히 길면, 커패시터(Cmain)의 밑면 상의 전압(VCSW)은 도 10a에 도시된 바와 같이, 접지로 느리게 리턴된다. 누출 전류들은, 적절한 접합 전압 제어들이 제공되었으면 정상적으로 매우 적을 것이다. 원한다면, 선택적 전하 펌프 및 조정기(950)는 도 10b에 도시된 바와 같이, 밑면(VCSW)을 실질적으로 고정된 포텐셜(Vmin-Vactive)로 유지하기 위해 포함될 수 있다. 전하 펌프는 커패시터 밑면(VCSW)보다 낮은 음의 공급 전압을 제공하여, 조정기가 VSCW의 값을 정확하게 제어하는 것을 가능하게 한다. 실질적으로, 종래의 회로들은 이전에 언급된 바와 같이, CMOS 구현이 의도될 때, 우물 포텐셜들의 제어에 대한 세심한 관심이 요구되지만, 조정기 및 전하 펌프를 위해 이용될 수 있다.
부하가 다시 활성이 될 때, 출력 전압은 단지 커패시터(Caux)를 충전함으로써 활성 값으로 빠르게 리턴될 수 있다. 큰 커패시터(Cmain)에 걸친 전압이 상기 설명된 바와 같이, 비활성 기간 동안 유지되었고, 활성 공급 전압이 이전 활성 기간에서의 것과 동일하다면, 트랜지스터(QCS)는 단순하게 턴 온될 수 있다. 공급 전압이 이전 활성 기간에서의 것과 동일하지 않거나, 전압(VCSW)이 누출 전류들로 인해 접지를 향해 드리프트(drift)했으면, 도 3, 도 4, 및 도 5와 관련되어 상기 설명된 PSM 커패시터 충전 메커니즘들은 부하로 전달된 전압에 상당히 영향을 미치지 않고, 접지 포텐셜로 노드(VCSW)를 리턴하고 Cmain을 출력부에 재접속시키기 위해 이용될 수 있다.
설명된 실시예들이 출력 전압에서의 전이들 동안 큰 커패시터를 접속해제하기 때문에, 스위칭 변환기에 의해 공급되거나 싱크(sink)되어야 하는 피크 전류는 출력 전압이 변화되는 레이트에 거의 관계 없이 설정될 수 있다. 스위칭 변환기의 피크 전류 성능은, 변위 전류(Cmain*(dVout/dt))가 또한, 스위칭된 변환기에 의해 제공되어야 하는 종래의 구성들과 달리, 메인 커패시터에 대한 피크 부하 전류 플러스 충전 전류만큼 단지 클 필요가 있다. 따라서, 스위칭된 변환기의 피크 전류 성능은 더 긴 충전 지연을 희생하고 감소될 수 있다. 스위칭 변환기는, 메인 커패시터가 회로에 완전하게 접속되지 않을 때 메인 커패시터가 애플리케이션에 의해 요구된 성능을 제공하기 위해 충분한 속도로 충전 기간 동안 발생하는 부하 전이들에 응답해야 한다.
개시된 실시예들이 변환기 동작 모드들의 변화들의 맥락으로 설명되었을지라도, 구성가능한 출력 필터는 또한, 변환기의 동작 모드가 변화되지 않지만, 출력에 대한 상세한 요구조건들이 변화할 때 이용될 수 있다. 예를 들면, 구성가능한 출력 필터는 인덕터의 출력 측에 제공된 커패시턴스를 조절함으로써, 2개 이상의 출력 대역폭들 사이를 스위칭하는 능력을 제공할 수 있다. 일 예시적인 실시예가 도 8에 묘사된다. 이 실시예에 대해, PSM 커패시터(CPSM)에 더하여, 구성가능한 출력 필터(820)는 감소된 대역폭 동작을 허용하기 위한 커패시터(C4)를 포함한다. 스위치(830)는 회로에 C4를 포함시키도록 폐쇄될 수 있어서, L1, C1, 및 선택적으로 C4로 구성된 출력 필터의 공진 주파수를 감소시킨다. 일반적으로, C4의 커패시턴스는 C1의 커패시턴스보다 크지만 CPSM의 커패시턴스보다 훨씬 적다. 스위치(830)는 모드/대역폭 제어기(840)에 의해 구동되고, 여기서 모드/대역폭 제어기(840)는 예를 들면, 빠른 엔벨로프 추적(ET) 표시자, 느린 ET 표시자, 또는 PSM 표시자를 수신한다. 조절가능한 출력 대역폭은, 입력 대역폭이 일정하지 않을 수 없는 경우들에서 이롭다. 예를 들면, 엔벨로프 추적이 롱 텀 에볼루션(Long-Term Evolution; LTE) 무선 표준에서 이용될 때, 송신된 RF 신호의 대역폭은 주어진 송신기에 할당된 리소스 블록들이 수에 의존하여 달라질 수 있다. 더 낮은 대역폭 신호가 송신될 때, 더 낮은 대역폭 필터 구조는 스위칭 주파수 및/또는 저 주파수 잡음의 리젝션(rejection)을 개선하기 위해 이용될 수 있고, 따라서 인접 채널 간섭과 같은 핵심 RF 성능 조치들에 대한 스위칭된 변환기의 효과를 감소시킨다. 출력 전압의 변화가 적거나, 시스템이 대역폭 전이 동안 출력 전압 변동들에 민감하지 않은 경우들에서, 상기 언급된 바와 같이, 하나의 커패시턴스 상태로부터 또 다른 커패시턴스 상태로의 제어된 전이를 준비하는 것이 필요하지 않을 수 있고, 스위치(830)는 단순하게 개방 및 폐쇄된 상태들을 제공할 수 있다. 단순한 스위치가 불충분할 때, 스위치(830)는 PSM 전류 소스(230)와 유사한 제어된 전류 소스로서 동작할 수 있어서, 커패시터(C4)가 회로에서 완전하게 접속되기 전에 출력 전압으로 충전되도록 허용한다. 도면에서, L2 및 LPA1 내지 LPA (n)은 선택적이고, 다양한 회로들의 레이아웃(layout)으로부터 비롯된 기생 인덕턴스(parasitic inductance)들을 통합시킬 수 있다.
특정 실시예들이 설명되고 도시되었을지라도, 실시예들은 그렇게 설명되고 도시된 부분들의 특정 형태들 및 장치들로 제한되어서는 안된다.
200: 스위칭 전압 조정기 210: 스위칭 제어기
211, 970: 모드 제어기 220: 스위칭된 출력 필터
230: 전류 소스 410: 스위칭된 변환기
420: 윈도우 비교기
500: 다중 모드 전압 조정기
510, 820: 구성가능한 출력 필터 700: 모바일 디바이스
705: 안테나 750: 저 잡음 증폭기
760: 송신 필터 770: 수신 필터
780: 송신기 790: 수신기
795: 기저 대역 회로 및 제어부들 830: 스위치
840: 모드/대역폭 제어기 910: 스위치 변환기
920: 전류 소스 제어기 940: 디지털 시스템
950: 전하 펌프 회로 및 조정기 960: 전력 아일랜드
980: 스위칭된 출력 필터

Claims (26)

  1. 스위칭 전압 조정기에 있어서:
    직렬 스위치 요소;
    션트(shunt) 스위치 요소;
    상기 직렬 스위치 요소 및 상기 션트 스위치 요소의 제어된 폐쇄 및 개방을 통해 스위칭 전압을 생성하도록 구성되는 스위칭 제어기;
    상기 스위칭 전압을 필터링(filtering)하고 조정된 출력 전압을 생성하기 위한 스위칭된 출력 필터로서, 상기 스위칭된 출력 필터는 상기 스위칭된 출력 필터 내에 선택적으로 포함되는 복수의 커패시터들을 포함하는, 상기 스위칭된 출력 필터; 및
    상기 스위칭된 출력 필터의 상기 복수의 커패시터들 중 하나의 커패시터와 직렬로 연결될 수 있는 제어가능한 전류 소스;를 포함하고,
    상기 스위칭 제어기는:
    상기 조정된 출력 전압이 제 1 값으로부터 제 2 값으로 변화될 때, 상기 스위칭된 출력 필터의 상기 복수의 커패시터들 중 상기 하나의 커패시터를 접속해제하고;
    상기 조정된 출력 전압을 상기 제 1 값으로부터 상기 제 2 값으로 변화시키고;
    상기 하나의 커패시터에 직렬로 상기 제어가능한 전류 소스를 제어가능하게 연결하며 - 상기 조정된 출력 전압이 상기 제 2 값으로 변화된 후, 상기 제어가능한 전류 소스에 의해 제공되는 실질적인 모든 전류는 상기 하나의 커패시터를 충전하기 위하여 상기 하나의 커패시터로 흐름 - ;
    상기 하나의 커패시터를 상기 스위칭된 출력 필터에 재접속시키도록 동작하는, 스위칭 전압 조정기.
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 삭제
  5. 삭제
  6. 삭제
  7. 삭제
  8. 전압 조정기를 동작시키는 방법에 있어서:
    스위칭 제어기에 의해, 직렬 스위치 요소 및 션트 스위치 요소의 제어된 폐쇄 및 개방을 통해 스위칭 전압을 생성하는 단계;
    스위칭가능한 출력 필터에 의해, 상기 스위칭 전압을 필터링함으로써 조정된 출력 전압을 생성하는 단계로서, 상기 스위칭가능한 출력 필터는 상기 스위칭가능한 출력 필터 내에 선택적으로 포함되는 복수의 커패시터들을 포함하는, 상기 조정된 출력 전압을 생성하는 단계;
    상기 조정된 출력 전압이 제 1 값으로부터 제 2 값으로 변화될 때, 상기 스위칭가능한 출력 필터의 상기 복수의 커패시터들 중 하나의 커패시터를 접속해제하는 단계;
    상기 조정된 출력 전압을 상기 제 1 값으로부터 상기 제 2 값으로 변화시키는 단계;
    상기 하나의 커패시터에 직렬로 제어가능한 전류 소스를 제어가능하게 연결함으로써, 상기 조정된 출력 전압이 상기 제 2 값으로 변화된 후, 상기 하나의 커패시터를 충전하는 단계 - 상기 조정된 출력 전압이 상기 제 2 값으로 변화된 후 상기 제어가능한 전류 소스에 의해 제공되는 실질적인 모든 전류는 상기 하나의 커패시터를 충전하기 위하여 상기 하나의 커패시터로 흐름 - ; 및
    상기 하나의 커패시터를 상기 스위칭가능한 출력 필터에 재접속시키는 단계를 포함하는, 전압 조정기를 동작시키는 방법.
  9. 삭제
  10. 삭제
  11. 삭제
  12. 삭제
  13. 삭제
  14. 모바일 디바이스에 있어서:
    통신 신호들을 송신하기 위한 송신기;
    송신 전에 상기 통신 신호들을 증폭하기 위한 전력 증폭기;
    조정된 출력 전압을 상기 전력 증폭기로 제공하기 위한 다중 모드 스위칭 전압 조정기로서, 상기 다중 모드 스위칭 전압 조정기는:
    직렬 스위치 요소;
    션트 스위치 요소;
    상기 직렬 스위치 요소 및 상기 션트 스위치 요소의 제어된 폐쇄 및 개방을 통해 스위칭 전압을 생성하도록 구성되는 스위칭 제어기;
    상기 스위칭 전압을 필터링하고 조정된 출력 전압을 생성하기 위한 스위칭된 출력 필터로서, 상기 스위칭된 출력 필터는 상기 스위칭된 출력 필터 내에 선택적으로 포함되는 복수의 커패시터들을 포함하는, 상기 스위칭된 출력 필터; 및
    상기 스위칭된 출력 필터의 상기 복수의 커패시터 중 하나의 커패시터와 직렬로 연결될 수 있는 제어가능한 전류 소스;를 포함하고,
    상기 스위칭 제어기는:
    상기 조정된 출력 전압이 제 1 값으로부터 제 2 값으로 변화될 때 상기 스위칭된 출력 필터의 상기 복수의 커패시터들 중 상기 하나의 커패시터를 접속해제하고;
    상기 조정된 출력 전압을 상기 제 1 값으로부터 상기 제 2 값으로 변화시키고;
    상기 하나의 커패시터와 직렬로 상기 제어가능한 전류 소스를 제어가능하게 연결하며 - 상기 조정된 출력 전압이 상기 제 2 값으로 변화된 후 상기 제어가능한 전류 소스에 의해 제공되는 실질적인 모든 전류는 상기 하나의 커패시터를 충전하기 위하여 상기 하나의 커패시터로 흐름 - ;
    상기 하나의 커패시터를 상기 스위칭된 출력 필터에 재접속시키도록 동작하는, 모바일 디바이스.
  15. 삭제
  16. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위칭 전압 조정기가 엔벨로프 추적 모드(envelope tracking mode)로부터 비 엔벨로프 추적 모드(non-envelope tracking mode)로 전이하는지 여부를 판단하는 것을 더 포함하는, 스위칭 전압 조정기.
  17. 제 1 항에 있어서, 상기 스위칭 전압 조정기는,
    상기 스위칭 전압 조정기가 엔벨로프 추적 모드로부터 비 엔벨로프 추적 모드로 전이함을 나타내는 표시자(indicator)를 수신하는, 스위칭 전압 조정기.
  18. 제 1 항에 있어서, 상기 하나의 커패시터는,
    미리 결정된 임계치 내에서 상기 조정된 출력 전압에 대한 전압 리플(voltage ripple)을 유지하는 동안 상기 하나의 커패시터의 전압이 상기 조정된 출력 전압에 대략 같을 때까지 충전되는, 스위칭 전압 조정기.
  19. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위칭 전압 조정기가 엔벨로프 추적 모드로부터 비 엔벨로프 추적 모드로 전이한다고 결정되면, 상기 제어가능한 전류 소스에 의해 전도되거나 또는 소싱(sourcing)되는 전류의 크기를 램핑(ramping)하는 것을 더 포함하는, 스위칭 전압 조정기.
  20. 제 1 항에 있어서,
    두 개 이상의 스위칭된 출력 필터 설정들의 선택을 제어하도록 동작하는 제어기를 더 포함하는, 스위칭 전압 조정기.
  21. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위칭된 출력 필터의 설정들의 선택은 상기 스위칭 전압 조정기를 이용하는 통신 디바이스의 송신 프로토콜의 슬롯당 한 번씩의 빈도로 행해질 수 있는, 스위칭 전압 조정기.
  22. 제 8 항에 있어서,
    상기 스위칭 전압 조정기가 엔벨로프 추적 모드로부터 비 엔벨로프 추적 모드로 전이하는지 여부를 판단하는 단계를 더 포함하는, 전압 조정기를 동작시키는 방법.
  23. 제 8 항에 있어서, 상기 스위칭 전압 조정기는,
    상기 스위칭 전압 조정기가 엔벨로프 추적 모드로부터 비 엔벨로프 추적 모드로 전이함을 나타내는 표시자를 수신하는, 전압 조정기를 동작시키는 방법.
  24. 제 8 항에 있어서,
    상기 제어가능한 전류 소스에 의해 전도되거나 소싱되는 전류의 크기는, 상기 스위칭 전압 조정기가 엔벨로프 추적 모드로부터 비 엔벨로프 추적 모드로 전이한다고 결정되면, 상기 제어가능한 전류 소스의 값을 램핑(ramping)하는 것을 포함하는, 전압 조정기를 동작시키는 방법.
  25. 제 8 항에 있어서,
    두 개 이상의 스위칭된 출력 필터 설정들 중 하나를 선택하는 단계를 더 포함하는, 전압 조정기를 동작시키는 방법.
  26. 제 8 항에 있어서,
    상기 스위칭가능한 출력 필터의 설정들을 선택하는 것은, 상기 스위칭 전압 조정기를 이용하는 통신 디바이스의 송신 프로토콜의 슬롯당 한 번씩의 빈도로 행해질 수 있는, 전압 조정기를 동작시키는 방법.
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