KR20130088008A - 전압 조정기 바이패스 저항 제어 방법 및 그 장치 - Google Patents

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제임스 이.씨. 브라운
브렛 로텐베르크
로렌스 엠. 번스
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알투 세미컨턱터, 인코포레이티드
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Abstract

전압조정기(voltage regulator)의 바이패스 저항을 컨트롤하는 적어도 하나의 방법 및 장치를 위한 실시예들이 개시된다. 그 하나의 방법은 스위칭 전압에 기초하여 조절된 출력전압을 발생하는 것을 포함한다. 상기 스위칭 전압은 입력전압에 기초하여 전압들 사이에 접속되어 있는 직렬(series) 스위치 요소와 션트(shunt) 스위치 요소에 대한 개폐의 제어를 통해 생성된다. 스위칭 전압의 듀티 사이클(duty cycle)의 제어는 조절된 출력전압을 감지하고 그것을 피드백함으로써 제공된다. 바이패스 저항은 듀티 사이클에 관련된 파라미터에 기초하여 조절되는데, 여기서 듀티 사이클에 대한 제어는 바이패스 저항의 제어 도중 지속적으로 유지된다.

Description

전압 조정기 바이패스 저항 제어 방법 및 그 장치{VOLTAGE REGULATOR BYPASS RESISTANCE CONTROL}
개시된 본 발명의 실시예들은 일반적으로 전력 변환에 관한 것이다. 더 상세하게는, 개시된 실시예들은 전압 조정기(voltage regulator)의 바이패스 저항의 제어에 관한 것이다.
스위치 모드(switched-mode) DC-DC 컨버터들은 공급전압을 고효율을 유지함과 동시에, 더 낮거나 더 높은 출력 값으로 변환하는 것이 필요할 때 광범위하게 활용되고 있는데, 이때 출력 값은 세밀하게 조절이 가능하다. 스위치 모드 DC-DC 컨버터는 배터리와 같은 공급장치로부터 인덕터 또는 캐패시터와 같은 저장요소로 전류를 전달하는 하나 또는 다수의 스위칭 요소들로 이루어진다. 도 1에 개략적으로 도시되어 있는 전형적인 벅 유도 컨버터(buck inductive converter)는 입력전압(Vin)을 더 낮은 값의 출력전압(Vout)으로 변환하기 위해 두 개의 스위치들(직렬 스위치, 션트 스위치)과 인덕터를 이용한다. 다양한 유형의 스위치 모드 컨버터들의 구성방식이 입력전압을 상승("부스트") 및 하강("벅")시킬 수 있는 다양한 응용들을 위해 존재한다는 것을 유념하여야 한다. 더욱이, 도 1에는 N-형 FET 스위칭 장치들로 도시되어 있지만, N-형 또는 P-형 FET들 또는 바이폴러(bipolar) 트랜지스터들을 포함하여 임의의 적절한 스위칭 수단이 사용될 수도 있다.
이러한 스위치들(직렬 스위치, 션트 스위치)의 상태는 도 2에 단순한 형태로 도시된 전압 파형들(Vc , ser 및 Vc , sh)에 의해 제어된다. 도 2의 파형들은 N-형 FET 스위치들에 대해 적절한데, 그 들 중의 어느 하나 또는 양자의 파형들은 P-형 스위치들 또는 바이폴러 스위치들이 이용될 경우 전압이 반전되고 오프셋 될 수도 있음을 유념하여야 할 것이다. 직렬 스위치는 전압공급장치(도 1의 예시된 컨버터의 경우에는 배터리)로부터 출력 저장 인덕터(Lout)로 전류가 흐르는 동안의 시간 Ton에 대해서는 ON 상태(닫힘)이다. 이 시간 동안, 출력 저장 인덕터를 통해 흐르는 전류는 시간에 따라 대략 선형으로 증가한다. 시간 Toff 중에는 직렬 스위치는 OFF 상태로 된다(열림). 두 개의 스위치들이 동시에 모두 ON 되지 않음을 보장하기 위해 필요한 단시간의 데드 타임(dead time) 후에는 션트 스위치가 ON 상태(닫힘)로 된다. 이때 전류는 그라운드로부터 출력 저장 인덕터로 흐르게 된다. 이 시간 동안, 전류는 대략 시간에 따라 선형으로 감소하지만, 만일 인덕터가 스위칭 주기에 대해 충분히 크다면, 전류는 영으로 떨어지지 않을 것이다. (이것은 연속 모드 동작으로 알려져 있다.) 주기 Toff의 끝에서 직렬 스위치는 다시 ON 상태로 변한다. 시간 Ton과 Toff의 합계는 스위칭 주기 T가 된다. 스위칭 주파수는 fsw = 1/T이다. 듀티 사이클 D는 직렬 스위치가 ON 되는 동안의 스위칭 주기의 분수로서 아래와 같이 정의된다.
Figure pct00001
정상상태(steady-state)의 연속 모드 동작에 있어서, 데드 타임 및 기생저항이 무시될 수 있다면, 출력전압은 아래와 같이 듀티 사이클에 비례한다:
Figure pct00002
출력전압은 스위칭 요소들에 대한 제어 펄스들의 폭을 조절함으로써 제어되기 때문에 이러한 유형의 제어는 펄스폭 변조 또는 PWM으로서 알려져 있다.
임의의 소정의 실시예에 대하여, 전형적으로 션트 스위치가 ON 될 수 있는 가장 짧은 시간(도면에 도시되지 않은 션트 스위치의 한정된 상승 및 하강 시간들에 의해 제한됨)과 최소 데드 타임들의 합계 이상인 값 Toff의 최소값이 일반적으로 존재해야만 한다. 특정한 구현수단들에 있어서는 회로 동작의 다른 측면들이 펄스 폭 단독으로서 보다 듀티 사이클에 대해 더 엄격한 제한을 부과할 수도 있다. 따라서, 듀티 사이클 D는 출력전압 대 입력전압의 최대 비율에 해당하는(벅 컨버터에 대하여) 고정 스위칭 주파수(fsw)에 대해 달성가능한 최대값을 갖는다. 많은 실제의 애플리케이션들에서 그러하듯이, 만일 출력전압이 실질적으로 고정되면, D의 최대값은 입력전압 Vin이 어떤 최소값보다 더 높게 되도록 강요한다. 전압소스가 배터리일 경우, 이러한 제약은 배터리가 다시 충전되거나 교체되어야만 하는 배터리의 이용가능한 수명에 대한 제한과 같다.
이러한 문제에 대한 하나의 종래기술의 해결책은 도 3에 도시된 바와 같이 off의 동일한 최소값에 대해 더 높은 듀티 사이클에서의 동작이 가능하도록 스위칭 주기 T(및 스위칭 주파수 fsw)를 변화하는 것이다. 직렬 스위치가 ON 되는 기간은 션트 스위치의 같은 최소 펄스 폭에 대해 연장되며, 따라서 Toff의 같은 최소값이 된다. 주기는 T에서 Tadj>T로 증가하고, 스위칭 주파수는 fsw,adj<fsc로 떨어진다. 실제로 주파수의 변화는, 예컨대, ON 펄스 지속시간의 연속적인 변화에 의해 또는 하나의 스위치를 몇몇 사이클 동안 연속적으로 ON 상태로 유지하는 반면 다른 사이클에서는 정상 (PWM) 방식에서 그것을 OFF 상태로 스위칭함으로써 구현될 수 있다. 이러한 후자의 기술은 "펄스 스킵(pulse skipping)"으로 종종 지칭된다. 만일 하나 걸러 하나씩 펄스가 건너뛴다면(skipped), 스위칭 주파수는 팩터 2만큼 감소되고, 따라서 최대로 획득가능한 듀티 사이클은 대략 같은 양만큼 증가한다.
아주 유사한 문제가 또한 매우 낮은 비율의 출력 대 입력 전압비에서 발생할 수도 있는데, 여기서 직렬 스위치가 ON 되어 있는 기간은 획득가능한 최소 펄스에 필적할만하게 된다. 이 경우 시간 Toff를 연장함으로써 또는 개개의 사이클들을 스킵함으로써 또는 사이클의 버스트들이 스위치가 OFF 된 동안의 시간과 교호하는 것을 가능하게 함으로써 스위칭 주파수를 감소시키는 것이 다시 한번 가능한데, 이 모든 경우에서 고정 주파수에서 획득가능한 것 밑으로 듀티 사이클 D를 감소시킨다. 이러한 저전력 펄스-스킵 또는 버스트-모드 조건에서 비연속 모드 동작을 가능케 하는 것 또한 흔한 일이다.
주파수 감소를 위한 예시적인 제어 절차가 도 4에 도시된다. 출력전압은 PWM제어기로부터의 요구된 듀티 사이클이 조정을 필요로 하는지 아닌지를 설정하기 위한 기준 전압과 비교된다(과정 410). 결과적인 요구된 듀티 사이클(과정 420)은 사용 시 특정 컨버터에 의해 제공될 수 있는 최대 듀티 사이클을 초과하는지 여부를 확인하기 위해 테스트 된다. 만일 요구된 듀티 사이클 D가 획득가능한 최대값을 초과한다면(과정 430), 스위칭 주파수는 요구된 값의 D가 달성될 때까지 감소된다(과정 440). (여기에 도시되지는 않았지만, 부가적인 제어의 제공은, 요구된 듀티 사이클이 하강할 때 명목 값(nominal value)으로 그것을 되돌리는 것을 포함하여, 스위칭 주파수를 증가할 것이다.) PWM은 요구된 D로 조절된다(과정 450). 이러한 알고리즘은 디지털 방식으로 구현될 수도 있고, 또는 아날로그 제어회로의 동작을 통해 특성화할 수도 있으며, 또는 위 두 가지 방식의 조합으로 이루어질 수도 있음을 이해할 것이다.
전형적인 상업용 스위치형 컨버터에 대한 이러한 동작특성의 예는 도 5에 도시된다. 만일 컨버터가 높은 듀티 사이클에서 입력전압이 떨어질 때 이용된다면, 스위칭 주파수는 고정 출력전압을 유지하도록 떨어질 것이다. 전형적인 리튬(lithium-based) 배터리에 대해서 도시된 전압들의 범위는 배터리의 작동 수명에 이르게 되는데, 이로써 컨버터 스위칭 주파수는 전체 배터리 수명 또는 방출 사이클에 걸쳐 서서히 아래로 떨어질 것으로 예상된다.
더 높은 출력전압을 획득하기 위한 또 하나의 해결방법은 전압 공급기와 컨버터의 출력을 직접 연결하는 저저항 스위칭 요소(전형적으로 트랜지스터)를 제공함으로써 스위칭 조정기를 완전히 바이패스하는 것이다. 그러한 소위 바이패스 모드에서는 벅 컨버터의 직렬 스위치와 저저항 바이패스 트랜지스터가 모두 완전히 ON 상태로 되는데(즉, 스위칭 조정기의 듀티 사이클이 100%로 고정됨), 이것은 배터리와 출력 사이의 저항을 최소화하기 위함이다. 결과적으로 출력전압은 더 이상 조절되지 않는다.
고정된 스위칭 주파수 및 그의 고조파는 전자회로에서 필터링 하기에 상대적으로 간단하지만, 변동 주파수들은 인접회로들로부터 제거하기에 더 어렵다. 수 MHZ 이하의 스위칭 주파수에서 동작하는 통상적인 스위치 모드 컨버터에 있어서, 스위칭 주파수의 변동은 전자기 간섭(EMI)과 관련된 문제의 증가를 일으키는 것으로 알려져 있고, 또한 초기 스위칭 주파수가 낮다면 오디오 주파수에 있어 간섭을 일으킬 수도 있다. 100MHZ 이상과 같은 훨씬 더 높은 스위칭 주파수의 사용 시에는 필요한 출력 캐패시턴스 및 인덕턴스의 크기의 감소와 변동 부하조건에 대한 응답속도의 향상을 포함하여 수많은 장점이 존재한다. 그러한 컨버터의 전형적인 응용에 있어 컨버터의 출력전압은 셀룰러 통신에서 사용되는 핸드셋의 송신기와 같은 무선 송신기를 위한 출력 파워증폭기에 접속된다. 그러한 경우에 스위칭 주파수에서의 출력전압의 사소한 변화는, 도 6에 도시된 바와 같이, 스위칭 주파수(그것의 고조파뿐만 아니라)에 의해 캐리어 주파수로부터 오프셋 된 주파수들에서 흔히 "스퍼(spur)"로서 알려져 있는, 바람직하지 못한 "기생방출성(spurious)" 출력신호들과 혼합될 것이다. 이러한 스퓨리어스 출력신호들은 엄격한 필요조건에 종속될 수도 있다. 예를 들면, 미국에서 동작되는 셀룰러 폰 핸드셋은 824 - 849 MHz 대역의 상향 밴드에서의 채널 상에서 송신을 수행하고, 동시에 869 - 894MHz 대역의 하향 밴드에서 상응하는 페어(paired) 채널 45MHz 이상에서 기지국으로부터 신호를 수신할 수도 있다. 이러한 밴드들은 도 7에 도식적으로 도시된다. 825MHz의 송신 주파수와 100MHZ의 스위칭 주파수에 대해 제1 고-측파 스퍼(high-side spur) 성분은 의도된 수신 밴드를 벗어난 925MHz에서 발생할 것이다. 그러나 만일 동작 주파수가 예를 들어 65MHz까지 떨어지도록 허용된다면, 스파 성분은 인접한 핸드셋들과 간섭할 수도 있는 하향 밴드 내에 놓일 것이며, 따라서 효과적인 방사 전력에 대하여 심한 제한을 받게 될 것이다. 만일 동작 주파수가 45MHz까지 더 떨어지도록 허용된다면, 스퍼 성분은 페어 수신 채널 내에 존재할 것인데, 핸드셋은 이에 대해 듣기를 시도할 것이다. 이 경우, 스퍼 성분들은 수신기 성능에 영향을 미치는 것을 피하기 위해서는 열잡음(thermal noise) 수준에 상당해야만 할 것이다. 유사한 제약들이 다른 밴드들에서의 전송에 대해서도 존재한다.
따라서 높은 입력전압 대 출력전압 비에서도 고정 스위칭 주파수에서 고주파 스위치 모드 DC-DC 컨버터를 동작시킬 수 있도록 하는 것이 바람직하다.
본 발명의 실시예는 전압조정기(voltage regulator)의 바이패스 저항을 컨트롤하는 방법을 포함한다. 상기 방법은 스위칭 전압에 기초하여 조절된 출력전압을 발생하는 것을 포함한다. 상기 스위칭 전압은 입력전압에 기초하여 전압들 사이에 접속되어 있는 직렬(series) 스위치 요소와 션트(shunt) 스위치 요소의 개폐의 제어를 통해 생성된다. 스위칭 전압의 듀티 사이클의 컨트롤은 조절된 출력전압을 감지하고 그것을 피드백함으로써 제공된다. 바이패스 저항은 듀티 사이클에 관련된 파라미터에 기초하여 컨트롤 되는데, 여기서 듀티 사이클에 대한 제어는 바이패스 저항의 제어 동안 지속적이다.
본 발명의 또 다른 실시예는 전압조정기의 바이패스 저항을 컨트롤하는 방법을 포함하고 있다. 상기 방법은 스위칭 전압에 기초하여 조절된 출력전압을 생성하는 것을 포함한다. 상기 스위칭 전압은 입력전압에 기초하여 전압들 사이에 접속되어 있는 직렬 스위치 요소와 션트 스위치 요소의 개폐를 제어함을 통해 생성된다. 스위칭 전압의 듀티 사이클의 컨트롤은 조절된 출력전압을 감지하고 그것을 피드백함으로써 제공된다. 바이패스 저항은 듀티 사이클에 관련된 파라미터에 기초하여 컨트롤 되는데, 여기서 바이패스 저항은 셋 이상의 값들에 대해서 제어가능하다.
본 발명의 또 다른 실시예는 전압조정기를 포함한다. 상기 전압조정기는 입력전압에 기초하여 전압들 사이에 접속되어 있는 직렬 스위치 요소와 션트 스위치 요소를 포함한다. 직렬 스위치 요소와 션트 스위치 요소의 개폐를 제어함을 통해 스위칭 전압을 생성하기 위해 컨트롤러(제어장치)가 동작되며, 조절된 출력전압은 상기 스위칭 전압에 기초하여 생성된다. 듀티 사이클 컨트롤러는 상기 조절된 출력전압을 감지하고 피드백함으로써 스위칭 전압의 듀티 사이클을 제어하도록 동작한다. 입력전압과 조절된 출력전압 사이에는 바이패스 저항이 연결된다. 바이패스 컨트롤러는 듀티 사이클에 관련된 파라미터에 기초하여 바이패스 저항을 제어하도록 동작되며, 여기서 듀티 사이클에 대한 제어는 바이패스 저항을 제어하는 동안 지속적이다.
전술한 실시예들의 다른 측면들과 이점들은 기술된 실시예의 동작원리를 예시적으로 보여주는 첨부한 도면들과 결합하여 이해할 때 후술하는 상세한 설명으로부터 명백해질 것이다.
도 1은 종래기술의 벅 유도성 전압 컨버터의 예를 도시한다.
도 2는 도 1의 벅 유도성 전압 컨버터의 스위치들의 상태를 제어하기 위한 전압제어 파형의 예를 도시한다.
도 3은 고정 최소 펄스 폭을 갖는 더 높은 듀티 사이클들을 제공하기 위한 스위칭 주기에 대한 조절을 포함하는 전압제어 파형들의 예를 도시한다.
도 4는 스위칭 주기 또는 스위칭 주파수를 조절하는 것을 통해 높은 듀티 사이클을 달성하기 위한 펄스 폭 변조 제어의 방법 과정들을 포함하는 흐름도이다.
도 5는 이용 가능한 입력전압이 변화함에 따라 높은 출력전압 조건에서 전형적인 DC-DC 컨버터의 동작을 묘사하는 도면이다.
도 6은 스위치형 컨버터를 포함하는 무선 송신기의 블록도 및 스퓨리어스 출력신호를 포함하는 주파수 스펙트럼의 예를 도시한다.
도 7은 무선장치의 송신(상향 링크) 및 수신(하향 링크) 채널들의 예를 도시한다.
도 8은 바이패스 저항에 대한 제어를 포함하는 전압조정기의 블록도의 예를 도시한다.
도 9는 전압조정기의 바이패스 저항을 제어하는 방법의 예의 과정들을 포함하는 흐름도이다.
도 10은 고정 스위칭 주파수와 높은 듀티 사이클을 갖는 컨버터의 동작을 가능하게 하는 DC-DC 컨버터의 바이패스 저항을 제어하는 방법의 예의 기능적 과정들을 포함하는 흐름도 및 제어 루프의 묘사도이다.
도 11A및 도 11B는 통상적인 벅 컨버터와 바이패스 저항 요소를 갖는 컨버터에 대한 소신호 등가회로의 예를 도시한다.
도 12는 저항 컨덕턴스의 함수로서 86%의 최대 듀티 사이클을 갖는 94%의 변환비를 제공하기 위해 필요한 바이패스 컨덕턴스의 예를 도시하는 도면이다.
도 13은 94%의 변환비에서 바이패스 컨버터에 대한 듀티 사이클의 함수로서의 효율과, 어떠한 듀티 사이클 제한과 바이패스도 갖지 않는 이상적인 컨버터의 효율을 도시하는 도면이다.
도 14는 컨버터 전류와 바이패스 전류로의 바이패스를 갖는 예시적인 컨버터의 전체 출력전류의 분해(decomposition)의 일례를 도시하는 도면이다.
도 15는 네거티브 컨버터 전류의 최소화 내에서 제어 알고리즘의 예의 일련의 과정들을 포함하는 흐름도이다.
도 16은 스위치 컨덕턴스의 변동을 통한 부의 전류 제어와 바이패스를 갖는 컨버터의 소신호 등가회로의 예를 도시한다.
도 17은 네거티브 전류 최소화의 적용으로 이루어진 컨버터 전류와 바이패스 전류로 바이패스를 갖는 예시적인 컨버터의 전체 전류를 분해한 것을 도시하는 도면이다.
도 18은 기술된 실시예들을 활용할 수 있는 바이패스 컨버터의 블록 회로도의 예를 도시한다.
도 19는 고정 출력전압에서 다른 수의 세그먼트 액티브를 갖는 입력전압의 함수로서 바이패스 액티브를 갖는 컨버터의 측정된 효율의 예를 도시하는 도면이다.
도 20은 변환비의 함수로서 측정된 바이패스 제어 전압의 예를 보여주는 도면이다.
도 21은 차지 펌프를 이용하는 바이패스 제어전압 발생회로의 구현의 예를 도시한다.
기술된 본 발명의 실시예들은, 스위칭 주파수를 감소시킴이 없이 이용 가능한 공급전압에 매우 근접한 값의 조절된 출력전압들을 제공할 수 있는 DC-DC컨버터를 동작하는 방법을 제공한다.
도 8은 기술된 실시예들의 적어도 일부에 따른 바이패스 저항 제어를 포함하는 전압 컨버터를 도시하고 있다. 입력전압(Vin)은 직렬 스위칭 요소(SW1) 및 션트 스위칭 요소(SW2)에 인가되는데, 상기 두 개의 스위치들 사이의 공통 노드(Vsw의 전위를 갖는)는 출력 인덕터(Lout)에 접속되어 통상적인 동기형 벅 컨버터를 구성한다. 입력전압(Vin)은 여기서는 배터리로부터 도출되는 것으로 도시되어 있지만, 어떤 임의의 입력 공급전압 소스가 사용될 수도 있다. 출력전압(Vout)은 도 8에 도시된 바와 같이 캐패시터(Cout)에 의해 필터링 되어 부하에 공급된다. 출력전압(Vout) 및 출력전류(Iout)은 모두 전류모드 제어방식을 위해 적절한 것으로 측정된다. 그러나, 통상적인 전압 제어가 또한 사용될 수도 있다.
펄스폭 변조(PWM) 스위치 제어부(810)는 듀티 사이클 D, 따라서 직렬 스위치(SW1)의 시간 Ton 및 Toff와, 션트 스위치(SW2)에 대한 상보 시간(complementary time)들을 조절하도록 시도함으로써, 입력 공급 및 출력 부하에 있어서의 가능한 변동에도불구하고 원하는 출력전압을 얻을 수 있도록 한다. 이러한 조절기능을 달성하기 위한 다양한 수단들은, 예를 들면, 출력전압과 기준전압과의 차이가 적분기를 통해 통과되도록 하고, 그리고 그 결과가 그 지속기간이 에러를 영으로 드라이브하도록 조절되는(전압 모드 제어) 일련의 출력 펄스들을 발생하기 위해 톱니파에 의해 구동되는 비교기를 위한 문턱치(threshold)로서 사용되는 것을 포함한다. 기준전압과 출력전압 사이의 차이는 순시적인 출력 전류에 대한 문턱치를 조절하도록 그 대신에 사용될 수도 있는데, 이것은 활성화되었을 때 스위치 상태의 변화를 유발한다(전류 모드 제어).
도 8의 예시적인 실시예는 공급전압(Vin)과 출력전압(Vout) 사이에 직접 접속된 바이패스 FET (Qbyp)를 부가적으로 포함하지만, 공급전압과 출력전압 사이에 가변 컨덕턴스를 제공하는 임의의 수단이 사용될 수도 있다. 일 실시예에 있어서, 바이패스 FET는 분리된 출력 패드에 연결될 수도 있다. 이러한 분리된 출력 패드는 일반적으로 인쇄회로 배선을 이용해 부하에 연결된다. 바이패스 제어부(820)는 PWM 요구 듀티 사이클과 출력 노드 전압에 기초하여 바이패스 FET의 게이트에 제공되는 전압을 조절한다. 적절한 듀티 사이클들에서의 정상 동작 시, 상기 바이패스 장치(FET Qbyp)는 OFF 변환되고, 전력 소비, 효율 또는 컨버터의 응답에 대해 아무런 영향도 갖지 않는다. 그러나, 상기 요구 듀티 사이클이 이용 가능한 최대 듀티 사이클을 초과할 때, 바이패스 장치는 ON 될 수 있다. 상기 바이패스 장치의 컨덕턴스는 최대 듀티 사이클 D를 초과하지 않고 또한 스위칭 주기 T 또는 주파수 fsw를 조절하지 않고 원하는 출력전압을 달성하도록 조절된다.
도 9는 전압조정기의 바이패스 저항을 제어하는 방법의 예의 일련의 과정들을 포함하는 흐름도이다. 제1 과정(910)은 스위칭 전압에 기초하여 조절된 출력전압을 발생하는 것을 포함한다. 제2 과정(920)은 입력전압에 기초하여 전압들 사이에 접속되어 있는 직렬 스위치 요소와 션트 스위치 요소의 개폐를 제어함으로써 스위칭 전압을 발생하는 것을 포함한다. 제3 과정(930)은 조절된 출력전압을 감지하고 피드백함으로써 스위칭 전압의 듀티 사이클을 제어하는 것을 포함한다. 제4 과정(940)은 듀티 사이클에 관련된 파라미터에 기초하여 바이패스 저항을 제어하는 것을 포함하는데, 여기서 듀티 사이클의 제어는 바이패스 저항의 제어 동안 지속적이다. 바이패스의 제어의 레벨이 무엇이든지 간에 듀티 사이클 제어가 계속된다는(스위치들의 스위칭 제어가 유지된다는) 점에 있어 듀티 사이클의 제어는 바이패스 저항을 제어하는 동안 지속적이다. 바이패스 제어는 또한 입력전압이 감소할 때 바이패스 저항을 적응적으로 조절함으로써 출력전압을 원하는 수준으로 유지하는 것을 가능하게 해준다. 부가적으로, 스위칭 주파수가 또한 유지될 수 있다.
도 8에 도시된 바와 같이, 바이패스 저항은 입력전압을 조절된 출력전압으로 연결한다. 바이패스 저항 제어의 실시예들은 바이패스 저항이 셋 이상의 값들에 대해 제어 가능하다는 의미에서 연속적이다. 다른 실시예들은 "ON" 및 "OFF"와 같은 셋 이상의 값들에 대해 디지털 방식으로 제어되는 바이패스 저항을 포함한다.
본 발명의 실시예들은 듀티 사이클에 관련된 파라미터가 제1 문턱치를 넘는 것으로 감지되면 제어 가능하게 ON 되는 바이패스 저항 및/또는 듀티 사이클에 관련된 파라미터가 제2 문턱치 아래인 것으로 감지되면 제어 가능하게 OFF 되는 바이패스 저항을 포함한다.
이하 기술되는 바와 같이, 바이패스 저항의 제어를 위한 일 실시예는 스위칭 전압의 주파수 검출을 포함한다. 설명되는 것과 같이, 전압조정기의 실시예들은 출력 저장 인덕터를 포함하며, 그리고 상기 방법은 출력 저장 인덕터를 통해 흐르는 네거티브 전류의 감지에 적어도 부분적으로 기초하여 직렬 스위치 요소와 션트 스위치 요소 중의 적어도 하나의 컨덕턴스를 조절하는 것을 더 포함한다. 부가적으로, 이하 기술되는 바와 같이, 상기 직렬 스위치 요소와 션트 스위치 요소 중의 적어도 하나의 실시예들은 스위치 세그먼트들을 포함하고, 그리고 상기 방법은 출력 저장 인덕터를 통해 흐르는 네거티브 전류의 감지에 적어도 부분적으로 기초하여 하나 또는 다수의 스위치 세그먼트들을 활성화하거나 불활성화함으로써 직렬 스위치 요소와 션트 스위치 요소 중의 적어도 하나의 컨덕턴스를 조절하는 것을 더 포함한다.
도 10은 고정 스위칭 주파수와 높은 듀티 사이클로써 컨버터의 동작을 가능하게 하는, DC-DC 컨버터의 바이패스 저항을 제어하는 방법의 예의 일련의 기능적인 과정들을 포함하는 흐름도 및 제어 루프의 설명도이다. 도 10을 참조하면, 과정 1030에서 새로이 요구된 듀티 사이클(D)를 찾기 위해, 과정 1020에서 출력전압을 원하는 목표 또는 기준 전압에 대해 테스트(비교) 함으로써 통상적인 방식으로 제어 접근 방법이 시작되는데(과정 1010), 여기서 펄스 폭 변조(PWM) 장치는 스위치들(SW1 및 SW2)에 대한 제어를 위해 이용된다. Drq > Dmax에 대하여는 스위치들의 실제적인 동작특성, 따라서 전압 Vsw의 동작특성이 제어장치에 의해 요구되는 동작특성에 상응하지 않을 수도 있는데, 이것은 전술한 바와 같이 최대 듀티 사이클은 부분적으로는 제어와 스위치 회로의 제한사항들에 의해 설정될지도 모르기 때문이라는 점을 유의하여야 할 것이다.
만일 요구된 듀티 사이클이 목표인 최대 듀티 사이클보다 크다면(과정 1040), 제어장치는 바이패스의 컨덕턴스가 증가하도록 요구한다(과정 1050)(본 실시예에 있어서는 FET의 게이트에 대한 전압을 조절함으로써 수행됨). 만일 요구된 듀티 사이클이 목표인 최대 듀티 사이클에 못 미친다면, 바이패스 저항은 감소된다(과정 1070).
이러한 알고리즘은 디지털 방식으로 구현될 수도 있고, 또는 아날로그 제어회로의 동작으로 수행될 수도 있으며, 또는 양자의 조합으로 될 수도 있다는 것을 유념하여야 할 것이다. 도 10에서, PWM 제어부(901) 및 바이패스 제어부(902)는 병렬로(즉, 동시에) 수행되는 것으로 묘사되고 있지만, 이러한 동작들은 제어 정보의 업데이트 속도가 제어의 안정성을 유지하기 위한 스위칭 주기에 대해 충분히 빠른 한 순차적으로 수행되어도 좋다. 도 10에 따른 제어장치를 구현함에 있어 사용될 정확한 제어 파라미터들은 스위칭 주파수, 애플리케이션의 요구조건 및 선택된 구성요소들에 따라서 변한다. 그러나, 안정성을 확보하기 위해 본 발명의 실시예들은 바이패스 제어 루프(902)보다 더 빠른 응답시간(아날로그 회로 구현의 경우) 또는 더 빠른 업데이트 속도(디지털 회로 구현의 경우)를 갖는 PWM 루프(901)를 포함한다. 낮은 인덕터 전류 조건하에서는 만일 바이패스 제어부가 액티브 상태일 때 SW1의 턴 오프와 SW2의 턴 온 사이의 상대적으로 긴 데드 타임이 사용된다면 안정성이 저하될 수도 있다. 35MHz 스위칭 주파수를 사용하는 실시예에서는 SW1의 턴 오프와 SW2의 턴 온 사이의 데드 타임은 약 100mA 미만의 인덕터 전류에 대해 양호한 안정성을 보장하기 위해서는 700psec를 초과하지 않아야 한다. 이러한 조건들에서는 SW2의 턴 오프와 SW1의 턴 온 사이의 데드 타임은 안정성을 확보할 뿐만 아니라 가능한 가장 큰 듀티 사이클을 획득하기 위하여는 최소화되어야 한다.
또 다른 실시예에 있어서는 듀티 사이클 D를 검출하고 그것을 최대치 Dmax에 비교하는 것 대신에, 제어 알고리즘은 직접적으로 또는 유도된 전압 또는 전류를 통해서 시간 Toff 또는 시간 Tond을 모니터하고 그것을 최소 허용시간에 비교할 수도 있다.
스위칭 주파수의 변동의 두 번째의 의도하지 않은 소스가 또한 제어 시스템 구성에 있어서 고려되어야만 한다. 요구된 듀티 사이클이 달성 가능한 듀티 사이클을 초과할 때, 제어회로는 특히 아날로그 톱니형 비교기로 구현된다면 Toff 주기들을 건너뛰어도 좋다. 주기를 하나씩 번갈아 뛰어넘는(스킵하는) 것은 스위칭 주기를 효과적으로 두 배로 하거나, 또는 스위칭 주파수를 반분하는 결과를 초래할 것이다. 마찬가지로, 여러 개의 연속되는 Toff 주기들을 건너뜀으로써 유효 스위칭 주파수를 더욱 감소시킬 수도 있다. 새로운 주파수 성분들은 정수로 나뉘어진 원래의 스위칭 주파수와 같기 때문에 이들은 부고조파 발진(subharmonic oscillation)으로 알려져 있다. 부고조파 발진은 비선형이고 산발성일 수도 있다. 전력증폭기에 의해 사용되고 있는 컨버터에서의 산발성 부고조파 발진은 캐리어 주파수로부터의 부고조파 오프셋들에서 스퓨리어스 출력들로 귀착될 것이며, 여기서 도 7을 고려하여 보면, 만일 스위칭 주파수가 임계대역들에서 스퓨리어스 방사를 피하기 위해 선택된다면, 부고조파 오프셋들에서의 스퍼 성분들은 그럼에도 불구하고 임계대역들 내에 존재할 수도 있어, 바람직하지 못한 무선성능으로 귀착된다는 것이 관찰될 수도 있다. 부고조파 동작은 원하는 출력전압이 감소된 fsw에서 달성되는 것을 가능하게 하는데, 이때 만일 듀티 사이클만이 바이패스 제어부에 의해 모니터 된다면, 그것은 동작 요구조건들이 충족되고 있고 바이패스의 컨덕턴스를 감소시킨다고 잘못 판단할 수도 있다.
부고조파 발진을 피하기 위해서 상기 바이패스 제어부에는 제어입력으로서 컨버터 스위치들(Vsw) 사이의 공통 노트에서 전압이 제공된다. 바이패스 제어부는 전류 스위칭 주파수를 추출하여 그것을 명목 주파수(도 10의 과정 1080)에 비교한다. 만일 전류 스위칭 주파수가 부고조파 발진을 지시하는 명목 주파수보다 실질적으로 아래로 떨어진다면, 바이패스 컨덕턴스는 더욱 증가하여 그것들을 억제하게 된다(도 10의 과정 1090). SW1 또는 SW2 입력 신호들(실시예에서는 스위칭 FET의 게이트로 안내됨)은 또한 소정의 스위칭 사이클 내에서 스위칭 에지의 결여(lack)를 검출하도록 사용될 수도 있다. 그러나, 어떤 경우들에서는 부고조파 발진들은 요구된 펄스가 너무 짧아서 SW2가 노드 Vsw를 그라운드 상태가 되도록 할 수가 없기 때문에 일어날 수도 있다는 점을 인식하는 것이 중요하다. 이것이 일어날 때, Vsw 노드 전압 대 시간은 제어전압들에 존재하는 상실된 에지들일 것이며, 그리고 Vsw 노드 전압보다는 제어전압을 모니터 함으로써 부고조파 발진들을 검출하는 것은 현저히 더 어렵다. 도 10에서 주파수 검출은 듀티 사이클 검출 후에 순차적으로 발생하는 것으로 도시되어 있지만, 이러한 과정들은 바이패스 컨덕턴스의 순차적인 또는 동시적인 조절과 함께 병렬로 진행될 수도 있다.
바이패스 컨덕턴스에 대한 설계 요구조건은 컨버터 시스템을 위한 단순화된 소신호 등가회로의 도움으로 설정될 수 있다. 통상적인 소신호 등가회로들과 바이패스 컨덕턴스를 갖는 컨버터가 도 11에 도시되어 있다. 여기서 스위칭 컨버터의 효과는 듀티 사이클과 실제적인 입력전압의 곱과 동일한 유효 전압소스에 흡수된다. 출력 인덕터의 기생저항은 RL로서 명시적으로 표현되어 있다. (실제로는 이러한 저항은 스위칭 요소들 SW1 및 SW2의 유한 컨덕턴스, 출력 캐패시터의 직렬저항, 및 기타 작은 손실 소스들로 인한 전형적으로 더 작은 손실들을 또한 포함할 수 있음) 연속적인 도전 동작이 취해진다.
도 11을 참조하여 통상적인 컨버터에 대한 출력전압이 아래 식에 의해 도출될 수 있다:
Figure pct00003
여기서, 조건 GL 및 Gload 는 직렬저항 및 부하저항에 등가인 인덕터에 해당하는 컨덕턴스들(각각, 1/RL 및 1/Rload)을 나타낸다. RL에 의해 표현되는 기생 손실들이 작은 값인 제한의 경우에 있어서는 이러한 표현은 출력전압이 듀티 사이클과 입력전압의 적(product)이라는 이전의 기술과 동등하게 된다. 예를 든 고속 컨버터에 대한 전형적인 값들은 Dmax= 0.86, Rload=8 ohms, RL=0.6 ohms, 및 3.2 V의 목표 출력전압 Vout 이고, 이 예에 대한 요구 입력전압은 4 V (80%의 변환비 Vout/Vin)인데, 이는 유용한 수명의 대부분에 걸쳐 전형적인 리튬 배터리로부터 획득 가능한 것을 초과하는 결과이다.
바이패스 컨덕턴스가 회로에 부가될 때, 출력전압은 아래와 같이 된다:
Figure pct00004
여기서, 항목 Gbyp 는바이패스 저항, 여기서는 트랜지스터 Qbyp의 컨덕턴스이다. 이것은 부하 및 손실 컨덕턴스의 견지에서 표현된 목표 변환비를 지지하기 위해 필요한 바이패스 컨덕턴스를 구하기 위해 아래와 같이 표현될 수 있다:
Figure pct00005
이러한 관계는 전술한 파라미터 값들에 대해 도 12에 그래픽으로 묘사되어 있다. 부하 컨덕턴스가 증가함에 따라(증가된 출력전류에 동등하게) 소정의 출력을 달성하기 위해 필요한 바이패스 컨덕턴스는 증가한다.
바이패스 저항 Gbyp의 값은 원하는 최대 출력 전압(또는 등가적으로는 원하는 최대 변환비)을 제공하도록 조절된다. 예를 들어, 상기 예에서의 파라미터 값들을 사용하면, 3.4V 입력으로부터 3.2V 출력을 달성하기 위하여(94%의 목표 변환비와 8ohm에 대한 40mA 출력전류에 해당함) 약 4.2S의 바이패스 컨덕턴스(0.24 ohm의 바이패스 저항에 해당함)가 필요하다. 필요한 컨덕턴스가 부하 컨덕턴스(여기서는 0.125 S)에 견주어 크기는 하지만, 전체적인 시스템 효율에 대해 최소한의 영향을 미치도록 선택되는 스위칭 장치들 SW1 및 SW2의 전형적인 컨덕턴스에 비교하면 여전히 작다는 것을 유념하여야 할 것이다. 따라서 집적회로 컨버터에 대한 바이패스 컨덕턴스의 부가는 결과적인 집적회로의 비용에 대해 그다지 크지 않은 영향을 미친다.
바이패스 컨덕턴스의 이용은 높은 변환비를 높은 고정 스위칭 주파수들에서조차 달성하도록 해주지만, 시스템 효율에는 영향을 미친다. 시스템 효율(η)은 도 11의 등가회로를 이용하여 산출될 수 있다:
Figure pct00006
도 13에는 이전에 사용된 부하 및 기생 저항들(각각 8 및 0.6 ohm)에 대하여 효율과 듀티 사이클 간의 결과적인 관계가 나타나 있다(이러한 단순화된 추산은 RL에 의해 표현된 손실들의 효과만을 포함하고 드라이버 및 제어 회로에서의 부가적인 고정 손실들과 같은 효과는 무시함). 바이패스가 없는 컨버터의 이상적인 효율이 또한 아래 식과 같이 구해진다:
Figure pct00007
약 0.93 미만의 듀티 사이클에 대하여 바이패스 경로를 갖춘 컨버터의 효율은 바이패스 경로가 없는 이상적인 컨버터의 그것보다 낮다는 것은 자명하다. 따라서, 예컨대, 만일 최대 듀티 사이클이 이전과 같이 86%인 것으로 하면, 바이패스를 갖는 컨버터는 94%의 변환비를 달성할 수 있을 것이나, 변환의 효율은 93%에서 81%로 떨어질 것이다. 매우 높은 변환비들에서의 정주파수 동작은 시스템 효율에 대해서는 양보를 해야만 할 것이다.
도 11을 다시 참조하여 볼 때, 바이패스 구조의 의도는, 바이패스가 액티브 상태일 때 출력 노드로부터 동등한 공급전압(DVin)(스위칭 된 컨버터 및 출력 인덕터의 출력을 나타냄)으로 전류가 흐를 수 있다는 것을 결과적으로 암시하면서, DVin보다 더 큰 출력전압들을 달성하는 것임을 상기해야만 할 것이다. 이러한 동작특성의 예는 도 14에 표현된다. 여기서 "컨버터 전류"라고 지칭된 전류는 도 11의 등가 손실 저항 RL 및 출력 인버터 Lout를 통해 흐르는 전류이다. "바이패스 전류"는 바이패스 저항 (Rbyp)을 통해 흐르는 전류이다. 총전류는 부하 저항(Rload)을 통해 흐르는 전류이다. 컨버터 전류는 변환비가 최대로 가능한 듀티 사이클 Dmax와 같을 때 네거티브 상태로 되는 것이 인식될 수 있을 것이다. Dmax보다 높은 변환비들에 대해서는 전류는 바이패스로부터 컨버터로 되돌아 흐른다. 이 전류는 부하에 전달되지 않기 때문에 일반적으로 바람직하지 않고, 따라서 그 전류를 최소화하기 위한 방도를 취하는 것이 유익할 것이다.
도 15에는 예시적인 접근방식이 나타나 있다. 출력 인덕터를 통해 흐르는 전류 (Iconv)가 원하는 문턱치보다 더 네거티브 상태로 될 때(과정 1510), 그리고 스위치 SW1의 컨덕턴스가 그것의 최소치보다 더 클 때(과정 1540), 컨덕터의 직렬 스위치 SW1의 컨덕턴스는 가능하다면 감소한다(과정 1550). 이것은 아래에서 도 18과 관련하여 기술된 바와 같이 SW1에 대해 이용 가능한 게이트 드라이브를 감소시킴으로써 달성될 수 있다. 또 다른 실시예는 세그먼트 스위치 SW1를 이용하는데, 세그먼트들에 대한 독립적인 제어를 가능케 한다. 그 다음에는 조절기능을 여전히 유지하면서도 SW1 컨덕턴스를 줄이기 위해 불필요한 세그먼트들이 off 상태로 바뀔 수도 있다. SW1의 최적 컨덕턴스는 벅 컨버터 부분을 이용하여 조절의 효과와 시스템 효율 간의 절충으로부터 설정된다. 만일 전류가 문턱치보다 덜 네가티브 상태이고(과정 1510) 그리고 스위치 SW1의 컨덕턴스가 그것의 최대치보다 더 적다면(과정 1520), SW1 컨덕턴스는 증가한다(과정 1530). 도 10과 관련하여 위에서 기술한 바와 같이, 이러한 제어방법은 아날로그 회로, 디지털 회로 또는 이들의 조합을 통해 구현될 수가 있다. PWM 스위치 제어부, 바이패스 제어부, 및 네거티브 전류 제어부는 병렬로 동작하거나, 또는 업데이트 속도가 제어 안정성을 보장하기에 충분할 정도라면 순차적으로 수행될 수도 있다. 시스템 동작특성의 결과적인 변화는 도 17에 도시된다. 네거티브 전류는 적절한 문턱치로 제한되는데, 그 후 인덕터 출력전류는 단지 부하저항만큼 빠르게 증가한다. 일 실시예는, 바이패스 컨덕턴스를 제어하는 루프 902에 관하여, PWM 루프 901(도 10 및 도 15)에 대한 가장 짧은(또는 등가적으로는 업데이트 속도가 가장 빠른 것) 응답 시간을 포함한다. 스위치 컨덕턴스를 제어하는 루프 903(도 15)은, 네거티브 전류 제어 루프의 효과는 순시성 동작 조건들보다는 차라리 효율에 있기 때문에, 루프 901 또는 902 중의 어느 하나보다 더 늦어야만 한다. SW2의 컨덕턴스는 또한 SW1의 컨덕턴스와 함께 변할 수 도 있다는 것을 유념하여야 한다. 스위치들 SW1 및/또는 SW2의 컨덕턴스가 변할 때 제어 루프 안정성 요구조건들이 또한 변할 수 있다는 것을 유념하여야 한다. 따라서, 제어 안정성은 모든 상정 가능한 컨덕턴스 배열 하에서의 제어의 안정성을 보장하도록 고려되어야만 한다.
도 16에는 네거티브 전류 감소를 갖는 컨버터에 대한 해당하는 소신호 등가회로가 도시되어 있다. 위에서 사용된 같은 표현들이 아래와 같은 치환을 적용하여 컨버터의 동작을 분석하기 위해 사용될 수 있다:
Figure pct00008
여기서, Ron(Res_Ctl) 및 Gon(Res_Ctl)은, 도 18에 도시된 실시예와 결부하여 아래에 기술되는 것과 같이, 여기서는 제어전압 Res_Ctl에 종속하는 것으로 정의된 각각의 스위치들 SW1 또는 SW2의 on-저항 및 on-컨덕턴스를 나타낸다.
또 다른 실시예에 있어서, 스위치 SW1은 그것을 통한 전류가 높은 듀티 사이클에서 영에 도달할 때 off로 변환된다(SW2와 함께). 그러나 이러한 실시예는 동작 중 제어 모델을 변경하는데, 그 이유는 모두 off 상태인 스위치들 SW1 및 SW2와 함께 전압 조절은 선형 레귤레이터로서 동작하는 Qbyp에 의해서만 단지 수행되기 때문이다. 스위치들이 액티브 상태가 아니기 때문에 듀티 사이클은 100%로 고정되고 제어 입력으로서 이용될 수가 없다. 대신에 출력 전압 또는 그것의 상관관계에 있는 것에 대해 직접 의존하도록 바이패스 컨덕턴스의 제어를 스위칭하는 것이 필요하다. 어떤 실시예에 대해서는 정상 동작 중 제어모델에서의 불연속적인 변화는 복잡하고 바람직하지 않은 동작특성을 야기할 확률이 높고, 스퓨리어스 출력의 추가와 기타 다른 해로운 결과를 초래할 가능성이 있어 피해야 할 것이다.
부가적인 세부사항들을 포함하는 예시적인 구현장치들이 도 18에 도시된다. 도시된 구현장치에 있어서 도 10의 제어 체계가 아래에 기술되는 것과 같은 주로 아날로그 방식의 구성요소들을 이용하여 구현된다. 그러나 디지털 또는 하이브리드 제어 체계를 이용하는 대안적인 실시예들도 또한 가능하다. 실질적으로 통상적인 벅 컨버터가 직렬 스위치 SW1, 션트 스위치 SW2, 및 해당하는 등가 직렬 저항 RL을 갖는 출력 인버터 L로부터 구성된다. 출력 전압 및 전류 ( Vout 및 IL )는 모두 제어입력들로서 사용된다. 출력전압은 저항 분배기(1510 및 1511)로써 추출되어 오류 트랜스컨덕턴스 증폭기(1512)로 안내되는데, 이것은 상기 출력전압을 출력 기준 전압(Vref)과 비교한다. 또한 상기 오류 증폭기의 출력은 통합되어 전류 제어 증폭기(1513)에 대한 기준전압을 생성한다. 출력전류는 본 실시예에서 상기 회로 1540을 이용하여 인덕터에 걸리는 전압을 통합함으로써 적절한 손실 보정이 되어 추산되지만, 직렬 저항 요소에 걸리는 전압을 감지하는 것과 같은 출력전류를 검출하는 임의의 수단이 사용되어도 좋다. 순시성 전류에 비례하는 결과적인 전압은 0.5를 넘는 듀티 사이클에서 안정성을 향상시키기 위한 기술에서 알려진 것과 같이 슬로프 보상 입력(하강 톱니파)에 추가된다. 그 결과는 증폭기(1513)에서의 적분기와 전압 오류 증폭기의 출력에 비교되어 컨버터 스위치들을 제어하는 비-중첩(non-overlapping) 클록 발생기(1515)를 차례로 구동하는 S/R 래치(1514)를 설정한다. 결과적인 제어는 전류제어 벅 컨버터에 대해 본질적으로 통상적인 것이고 당해 기술분야에서 공지된 다양한 대안적인 방식들로 구현되어도 좋다.
여기서 PMOS FET로서 구현된 바이패스 저항(Qbyp )은 공급전압과 출력전압 사이에서 가변 컨덕턴스를 제공한다. 본 발명에 따른 정주파수 제어를 구현하기 위하여 공통 노드 Vsw에서의 전압은 한 쌍의 반전 증폭기들(1530)을 통해 통과하는데, 이것은 더 정방형(square)인 시간-종속 파형들을 제공하고 공통 노드 전압의 가능한 상태들 간의 전환을 날카롭게 하는 역할을 한다. 그 다음에 제2 인버터의 출력전압은 후술하는 부고조파 검출회로(1502)에 안내되고, 한 쌍의 부가적인 인버터들 1531을 통해서는 저역통과 필터로 안내된다. 저역통과 필터는 2 내지 20 스위칭 주기의 컨버터의 시상수 RC를 갖도록 선택되는데, 시간-종속 노드 전압 Vsw를 현재의 듀티 사이클 D에 선형으로 종속하는 평균 전압으로 변환하게 된다. 이 전압은 기준전압과 비교되는데, 이 기준전압은 그 아래에서는 바이패스 컨덕턴스가 영으로 세트 되는 D의 최대치를 설정하도록 사용될 수가 있다. 트랜스컨덕턴스 증폭기(1532)는 D 가 Dmax를 초과하는 정도에 비례하는 출력전류를 생성한다. 출력전류는 캐패시터 Cint에서 합쳐진다. 선택적인 위상 리드 저항 Rlead 이 안정성을 향상시키기 위해 추가되어도 좋다. 캐패시터 전압은 비-반전 버퍼 증폭기를 경유해 바이패스 요소 제어부로 안내되고, 이로써 듀티 사이클이 최대로 허용 가능한 듀티 사이클을 초과할 때 바이패스 컨덕턴스를 증가시키게 된다.
출력전압은 또한 세 개의 D 플립-플롭(1522, 1523, 1524)로 이루어져 있는 주파수 검출기로 안내된다. 제1 플립-플롭 (1522)는 Vsw의 각각의 상승 에지에서 트리거 되고, 데이터 라인이 항상 "하이"로 만들어지기 때문에 출력 Q를 "하이"로 끌어당기게 된다. 만일 제2 플립-플롭(1523)의 입력이 '하이'라면
Figure pct00009
출력은 클록 상승 에지에서 '로우' 상태로 내려가게 된다. 이것은 두 플립-플롭들(1522 및 1524)을 리셋한다. 따라서, 플립-플롭(1524)
Figure pct00010
는 D1에 의해 지연된 클록 에지가 클록 입력에 도착해서 어떤 출력도 나오지 않을 때 활성화된다. 추가적인 지연 후에(D2-D1) 제2 플립-플롭(1523)은 그 자신을 리셋하고 사이클이 반복된다.
부고조파 발진들이 발생할 경우, 사이클들은 Vsw의 어떤 상승 에지도 없는 경우 발생할 것인데, 이로써 플립-플롭(1523)에 대한 입력은 클록 천이가 거기에 도달할 때 "로우"이다. 이것은 "하이" 상태인 Q로 귀착됨으로써 플립-플롭(1524)는 리셋되지 않고, 그것의 출력은 D1 지연 클록 에지가 도착할 때 "하이"로 간다. 플립-플롭 1524가 "하이"로 갈 때, 전류 싱크(1525)가 캐패시터 Cint에 접속되어 Cint를 더 낮게 끌어내리고 바이패스 컨덕턴스를 증가시킨다. 그렇지 않으면, 싱크(1525)를 통해 흐르는 전류는 공급전압 Vdd로부터 직접 공급되며 바이패스 컨덕턴스에 영향을 미치지 않는다.
현재의 감지 출력은 또한 트랜스컨덕턴스 증폭기 1505에 안내되고, 그의 출력은 합쳐져서 제어 응답 Res_Ctl을 생성한다. 평균 출력전류를 감지하기 위해 사용될 수 있는 다양한 대안적인 접근방식에 더하여 전류의 상관관계(코릴레이트: correlate)가 네거티브 전류 제어를 위해 대신 사용될 수도 있다는 것을 유념하여야 할 것이다. 인덕터 전류는 높은 바이패스 컨덕턴스에 대한 경우에 그러하듯이 평균하여 네거티브로 될 때 적분기는 Res_Ctl가 상승하도록 할 것이다. Res_Ctl는 차례로 제어 전압 소스(1506)로 안내되고, 그리고 포지티브일 때 SW1을 ON으로 하기 위해 이용 가능한 바이어스 전압을 감소하도록 동작함으로써 리버스 전류와 결과적인 전력 소비를 최소화하도록 그의 컨덕턴스를 감소시키는 반면에 출력전압을 조절하기 위해 벅 레귤레이터를 통해 충분한 전류를 유지하게 된다. 대안적인 실시예에 있어서, Res_Ctl은 아날로그-디지털 컨버터로 공급되고, 그 결과는 SW1의 변화하는 수의 세그먼트들의 활성화를 제어하기 위해 사용되어, 그의 컨덕턴스가 영으로 가지 않고 적절한 때에 제어 가능하게 감소하도록 해준다. SW1 및 SW2를 다수의 개별적으로 제어되는 세그먼트들로 분할(partitioning)하는 것은 가변 부하 조건 하에서 컨버터 효율을 최대화하기 위한 기술분야에서 일반적이다. 그러한 분할기술이 활용될 때, 네거티브 전류 흐름을 최소화하기 위해 액티브 세그먼트들을 감소시키는 것은 세그먼트 활동을 제어하기 위한 미리 존재하는 제공된 것들에 더해지는 부가적 경우가 될 것이다.
도 19에는 고정 출력 전압에서 입력전압의 함수로서 측정된 효율이 묘사된다. 도 19는 SW1 컨덕턴스가 바이패스 전류가 변화함에 따라(도 14에 해당) 일정하게 유지되는 실시예를 SW1이 네 개의 세그먼트들로 분할되는 제2 실시예와 비교하는데, 이로써 SW1의 컨덕턴스는 도 17에 해당하는 전력이 제공되는 세그먼트들의 수를 줄임으로써 감소될 수 있도록 한다. 스위칭 장치들의 컨덕턴스가 출력 인덕터를 통해 흐르는 네거티브 전류를 최소화하기 위해 감소될 수 있을 때 낮은 입력전압(높은 변환비)에서 훨씬 향상된 효율이 획득될 수 있음은 자명하다.
도 20에는 변환비의 함수로서 측정 제어전압이 도시되어 있다. 본 도면은 세 개의 상이한 동작특성 영역들이 구별 가능하다는 것을 보여주고 있는데, 시뮬레이션에 기초하여, 이것들은 도면에 도시된 바와 같이 Qbyp의 서브-문턱치(subthreshold) 동작, 정상적인 트리오드(triode) 동작, 및 드롭아웃(dropout)으로 분배된다. 가장 적게 안정적인 영역의 동작은 서브-문턱치 및 트리오드 동작 사이의 천이 영역인데, 여기서 제어전압은 변환비와 함께 빠르게 변한다. 만일 애플리케이션이 이 영역에서의 동작을 필요로 하면, 바이패스 제어 루프는 거기서의 안정성을 보장하도록 설계되어야 하며, 이것은 낮은 일시적 응답을 갖는 상대적으로 보수적인 설계를 필요로 할 수도 있다. 만일 애플리케이션 요구조건들이 트리오드 영역에서 바이패스 요소가 남아있는 것을 허용한다면 더 공격적인 제어 루프의 선택이 이루어질 수도 있다.
도 21에는 바이패스 제어장치의 또 다른 실시예가 도시되어 있다. 본 실시예에서는 제어전압은 저역통과 필터와 트랜스컨덕터보다는 차지 펌프 회로를 이용하여 생성된다. 상기 회로는, 그것의 제어로서 스위치 SW1으로부터의 게이트 전압(1508)을 사용하여, 전류 (Dmax)Icp,를 제공하는 고정 전류 소스(1801) 및 SW1이 on일 때만 on 상태로 스위칭 되는 전류 Icp를 제공하는 스위치 전류 소스(1802)로 이루어진다. (일 실시예에 있어서는 이러한 스위치 전류 소스는 블록 1502에 도시된 것과 유사한, 적분 캐패시터 또는 공급장치에 그의 입력을 안내하기 위해 스위치 FET들을 갖는 고정 전류 소스를 사용하여 구현될 수도 있다). 제2 전류 소스(1802)가 SW1이 ON 상태인 동일한 시간 동안 ON 상태이기 때문에 평균전류는 (D)Icp이다. D가 Dmax를 초과할 때, 전류 소스 1802는 노드 Vcontrol로부터 순 전류를 잡아당기고, 캐패시터 Cint에 걸리는 전압은 하강하여, Qbyp의 문턱치 전압에 도달할 때 바이패스 트랜지스터 Qbyp를 ON 상태로 만든다.
이상 특정한 실시예들에 대해서 기술하고 예시하였지만, 본 실시예들은 그렇게 기술되고 예시된 특정한 형태들과 구성에만 본 발명의 범위를 한정하기 위한 것이 아니라는 것을 이해하여야 할 것이다.

Claims (28)

  1. 전압조정기의 바이패스 저항을 제어하는 방법에 있어서,
    스위칭 전압에 기초하여 조절된 출력전압을 발생하고;
    입력전압에 기초하여 전압들 사이에 접속되어 있는 직렬 스위치 요소와 션트 스위치 요소의 개폐의 제어를 통해 상기 스위칭 전압을 생성하고;
    상기 조절된 출력전압을 감지하고 피드백함으로써 스위칭 전압의 듀티 사이클의 제어를 제공하고;
    듀티 사이클에 관련된 파라미터에 기초하여 바이패스 저항을 제어하되, 상기 듀티 사이클의 제어는 바이패스 저항의 제어 중에 지속적으로 유지되는, 바이패스 저항을 제어하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 바이패스 저항은 입력전압을 상기 조절된 출력전압에 연결하는 바이패스 저항을 제어하는 방법.
  3. 제1항에 있어서, 상기 바이패스 저항은 세 개 이상의 값에 대해 조절가능한 바이패스 저항을 제어하는 방법.
  4. 제1항에 있어서, 상기 바이패스 저항은 듀티 사이클에 관련된 상기 파라미터가 제1 문턱치를 넘는 것으로 감지될 경우 조절 가능하게 턴-온(on) 상태로 전환되는 바이패스 저항을 제어하는 방법.
  5. 제1항에 있어서, 상기 바이패스 저항은 듀티 사이클에 관련된 상기 파라미터가 제2 문턱치 아래인 것으로 감지될 경우 조절 가능하게 턴-오프(off) 상태로 전환되는 바이패스 저항을 제어하는 방법.
  6. 제1항에 있어서, 상기 바이패스 저항은 바이패스 FET를 포함하는 바이패스 저항을 제어하는 방법.
  7. 제1항에 있어서, 상기 바이패스 저항의 제어는 스위칭 전압의 주파수 검출을 포함하는 바이패스 저항을 제어하는 방법.
  8. 제1항에 있어서, 상기 전압 조정기는 출력 저장 인덕터를 포함하고, 그리고 상기 방법은 상기 출력 저장 인덕터를 통해 흐르는 네거티브 전압을 감지하는 것에 적어도 부분적으로는 기초하여 상기 직렬 스위치 요소와 션트 스위치 요소 중의 적어도 하나의 컨덕턴스를 조절하는 것을 더 포함하는 바이패스 저항을 제어하는 방법.
  9. 제1항에 있어서, 상기 전압 조정기는 출력 저장 인덕터를 포함하고, 여기서 상기 직렬 스위치 요소와 션트 스위치 요소 중의 적어도 하나는 스위치 세그먼트들을 포함하고, 그리고 상기 방법은 상기 출력 저장 인덕터를 통해 흐르는 네거티브 전압을 감지하는 것에 적어도 부분적으로는 기초하여 상기 스위치 세그먼트들 중의 하나 또는 둘 이상을 활성화 또는 비활성화 함으로써 상기 직렬 스위치 요소와 션트 스위치 요소 중의 적어도 하나의 컨덕턴스를 조절하는 것을 더 포함하는 바이패스 저항을 제어하는 방법.
  10. 제1항에 있어서, 상기 스위칭 전압의 주파수는 상기 바이패스 저항을 제어 가능하게 조절하는 동안에 기본적으로 유지되는 바이패스 저항을 제어하는 방법..
  11. 제1항에 있어서, 듀티 사이클을 제어하는 펄스-폭 변조(PWM) 루프는 바이패스 저항을 제어하는 바이패스 제어 루프보다 더 빠른 응답 시간을 갖는 바이패스 저항을 제어하는 방법.
  12. 전압조정기의 바이패스 저항을 제어하는 방법에 있어서,
    스위칭 전압에 기초하여 조절된 출력전압을 발생하고;
    입력전압에 기초하여 전압들 사이에 접속되어 있는 직렬 스위치 요소와 션트 스위치 요소의 개폐의 제어를 통해 상기 스위칭 전압을 생성하고;
    상기 조절된 출력전압을 감지하고 피드백함으로써 스위칭 전압의 듀티 사이클의 제어를 제공하고;
    상기 듀티 사이클에 관련된 파라미터에 기초하여 바이패스 저항을 제어하되, 상기 바이패스 저항은 셋 이상의 값들에 대해 제어 가능하게 된 것인, 바이패스 저항을 제어하는 방법.
  13. 제12항에 있어서, 상기 듀티 사이클의 제어는 바이패스 저항의 제어에 관계없이 지속적으로 유지되는 바이패스 저항을 제어하는 방법.
  14. 제12항에 있어서, 상기 바이패스 저항은 입력전압을 상기 조절된 출력전압에 연결하도록 된 바이패스 저항을 제어하는 방법
  15. 제12항에 있어서, 듀티 사이클을 제어하는 펄스-폭 변조(PWM) 루프는 바이패스 저항을 제어하는 바이패스 제어 루프보다 더 빠른 응답 시간을 갖는 바이패스 저항을 제어하는 방법.
  16. 전압 조정기에 있어서,
    입력전압에 기초하여 전압들 사이에 연결된 직렬 스위치 요소와 션트 스위치 요소;
    상기 직렬 스위치 요소와 상기 션트 스위치 요소의 개폐의 제어를 통해서 스위칭 전압을 발생하기 위한 수단;
    스위칭 전압에 기초하여 조절된 출력전압을 발생하기 위한 수단;
    상기 조절된 출력전압을 감지하고 피드백함으로써 스위칭 전압의 듀티 사이클을 제어하기 위한 듀티 사이클 제어장치(컨트롤러);
    입력전압과 상기 조절된 출력전압 사이에 접속된 바이패스 저항; 그리고
    듀티 사이클에 관련된 파라미터에 기초하여 바이패스 저항을 제어하기 위한 수단을 포함하되, 상기 듀티 사이클의 제어는 바이패스 저항의 제어동작 중 지속적으로 유지되는, 전압 조정기.
  17. 제16항에 있어서, 상기 바이패스 저항은 세 개 이상의 값에 대해 조절 가능한 전압 조정기.
  18. 제16항에 있어서, 상기 바이패스 저항은 듀티 사이클에 관련된 상기 파라미터가 제1 문턱치를 넘는 것으로 감지될 경우 조절 가능하게 턴-온(on) 상태로 전환되는 전압 조정기.
  19. 제16항에 있어서, 상기 바이패스 저항은 듀티 사이클에 관련된 상기 파라미터가 제2 문턱치 아래인 것으로 감지될 경우 조절 가능하게 턴-오프(off) 상태로 전환되는 전압 조정기.
  20. 제16항에 있어서, 상기 바이패스 저항은 바이패스 FET를 포함하는 전압조정기.
  21. 제16항에 있어서, 스위칭 전압의 주파수 검출에 기초하여 바이패스 저항을 제어하기 위한 주파수 검출기를 더 포함하는 전압 조정기.
  22. 제16항에 있어서,
    출력 저장 인덕터, 그리고
    상기 출력 저장 인덕터를 통해 흐르는 네거티브 전압을 감지하는 것에 적어도 부분적으로는 기초하여 상기 직렬 스위치 요소와 션트 스위치 요소 중의 적어도 하나의 컨덕턴스를 조절하기 위한 수단을 포함하는 전압 조정기.
  23. 제16항에 있어서,
    출력 저장 인덕터; 그리고
    상기 직렬 스위치 요소와 션트 스위치 요소 중의 적어도 하나는 스위치 세그먼트들을 포함하고, 그리고
    상기 출력 저장 인덕터를 통해 흐르는 네거티브 전압을 감지하는 것에 적어도 부분적으로는 기초하여 상기 스위치 세그먼트들 중의 하나 또는 둘 이상을 활성화 또는 비활성화함으로써 상기 직렬 스위치 요소와 션트 스위치 요소 중의 적어도 하나의 컨덕턴스를 조절하기 위한 수단을 더 포함하는 전압 조정기.
  24. 제16항에 있어서, 상기 스위칭 전압의 주파수는 상기 바이패스 저항을 제어 가능하게 조절하는 동안 기본적으로 유지되는 전압 조정기.
  25. 전압 조정기에 있어서,
    입력전압에 기초하여 전압들 사이에 연결된 직렬 스위치 요소와 션트 스위치 요소;
    상기 직렬 스위치 요소와 상기 션트 스위치 요소의 개폐의 제어를 통해서 스위칭 전압을 발생하기 위한 수단;
    스위칭 전압에 기초하여 조절된 출력전압을 발생하기 위한 수단;
    상기 조절된 출력전압을 감지하고 피드백함으로써 스위칭 전압의 듀티 사이클을 제어하기 위한 듀티 사이클 제어장치(컨트롤러);
    입력전압과 상기 조절된 출력전압 사이에 접속된 바이패스 저항; 그리고
    듀티 사이클에 관련된 파라미터에 기초하여 바이패스 저항을 제어하기 위한 수단을 포함하되, 상기 바이패스 저항은 세 개 이상의 값들에 대해 제어 가능한 전압 조정기.
  26. 제25항에 있어서, 상기 듀티 사이클의 제어는 바이패스 저항의 제어에 관계없이 지속적으로 유지되는 전압 조정기.
  27. 제25항에 있어서, 상기 스위칭 전압의 주파수는 상기 바이패스 저항을 제어 가능하게 조절하는 동안에 기본적으로 유지되는 전압 조정기.
  28. 전압조정기에 있어서,
    입력전압에 기초하여 전압들 사이에 연결된 직렬 스위치 요소와 션트 스위치 요소;
    상기 직렬 스위치 요소와 상기 션트 스위치 요소의 개폐의 제어를 통해서 스위칭 전압을 발생하기 위한 수단;
    스위칭 전압에 기초하여 조절된 출력전압을 발생하기 위한 수단;
    상기 조절된 출력전압을 감지하고 피드백함으로써 스위칭 전압의 듀티 사이클을 제어하도록 동작하는 펄스-폭 변조 루프;
    입력전압과 상기 조절된 출력전압 사이에 접속된 바이패스 저항; 그리고
    듀티 사이클에 관련된 파라미터에 기초하여 바이패스 저항을 제어하도록 동작하는 바이패스 제어 루프를 포함하되, 상기 펄스-폭 변조 루프는 바이패스 제어 루프의 응답시간보다 더 빠른 것인 전압 조정기.

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