KR102125595B1 - 컨버터와 다단 배전압 정류회로를 병용한 균등화 기능을 구비한 충방전기 - Google Patents

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Abstract

축전 셀의 전압 편차를 해소하면서 충전할 수 있고, 또한 적어도 축전 셀 전압 균등화를 담당하는 회로부에 대해서는 전류 용량을 크게 설계할 필요가 없는 충전기를 제공하는 것 및 그러한 충전기에서 방전 기능을 더　구비하는 충방전기를 제공하는 것을 목적으로 한다. 컨버터, 입력회로, 및　다단 배전압 정류회로로 이루어진 충전기, 충방전기를 제공한다. 컨버터의 구형파형의 전압이 인가되는 소자를 입력회로를 통해 다단 배전압 정류회로에 연결하여 전압 균등화 기능을 구현하며, 컨버터의 출력부를 다단 배전압 정류회로 연결하여 충방전 기능을 구현한다.

Description

컨버터와 다단 배전압 정류회로를 병용한 균등화 기능을 구비한 충방전기{Charge-discharge device with equalization function using both convertor and multi-stage voltage doubler rectifier circuit}
본 발명은 복수의 축전 셀(이차 전지 및 전기 이중층 커패시터 등)의 직렬 연결로 구성된 축전 모듈에서 각 축전 셀의 전압을 균등화하면서 충방전하는 충방전기에 관한 것이다.
이차 전지 및 전기 이중층 커패시터 등의 축전 셀은 용도에 따라 원하는 전압을 얻기 위해 복수의 셀을 직렬로 연결함으로써 모듈을 구성하여 사용된다. 상술한 축전 모듈에서는 반복해서 충방전을 하는　사이에 각 셀의 용량, 내부 저항, 환경 온도, 자기 방전 등의 편차로 인한 셀 전압의 편차가　발생한다. 편차가 발생한 축전 모듈에서는 열화의 가속적 진행 및 사용 가능한 에너지의 저하 등과 같은 문제가 발생한다. 따라서 복수의 축전 셀을 직렬로 연결하여 사용하는 경우, 각 셀의 전압 편차를 해소하기 위한 균등화 회로가 필요하다.
지금까지 각종 균등화 회로가 사용되어 왔지만, 많은 방식에서는 다수의 스위치가 필요하여 회로 구성이 복잡해지는 문제가 있었다. 그에 반해, 일석(一石) 및　이석(二石)(즉, 스위치가　한 개 및 두 개)에서 작동 가능한 균등화 회로가 제안되고 있다(도 1, 도 2, 특허 문헌 1, 및 본 발명과 동일한 출원인에 의한 선출원인 일본 특허출원 2012-46569를 참조). 이러한 방식은 필요한 스위치의 수를 크게 줄일 수 있기 때문에 회로 구성을 대폭 간소화할 수 있는 장점을 가지고 있다. 그러나 이러한 방식은 전압 균등화에 특화한 "균등화 회로"이기 때문에 축전 셀을 충방전하기 위한　충방전기가 별도로 필요하다. 즉, 축전 시스템으로는 "균등화 회로" 이외에도 "충방전기"가 필요하기 때문에 축전 시스템에는 아직 간소화의 여지가 있다.
이와 관련하여　일석(즉, 스위치 한 개)에서 작동 가능한 균등화 기능을 갖는 충전기가 제안되고 있다(도 3, 특허 문헌 2). 이 방식은 충전기와 균등화 회로를 일체화 한 방식이기 때문에 직렬 연결된 축전 셀의 전압의 편차를 해소하면서 충전할 수 있다. 충전기와 균등화 회로를 따로 설치할 필요가 없기 때문에 축전 시스템으로의 간소화가 가능하다. 그러나 이 방식은 직렬 연결된 축전 셀에 대해 개별적으로 충전 전력을 공급하는 방식이며, 회로를 구성하는 모든 구성요소의 전류 용량을 비교적 크게 설계할 필요가 있기 때문에 회로의 대형화 및 비용 상승의 경향이 있다. 또한, 방전기로서의 기능을 가지고 있지 않기 때문에 방전기는 별도로 필요하다.
일본 특허 공개 2012-186881호 공보 일본 특허 공개 2011-199949호 공보 일본 특허 공개 2011-45162호 공보
M. Uno and A. Kukita, "Cell Voltage Equalizer Using Series Resonant Inverter and Voltage Multiplier for Series-Connected Supercapacitors", IEEE Energy Conversion Congress and Exposition, 2012, pp. 672-677.
본 발명은 이러한 배경하에서 이루어진 것이다. 본 발명은 축전 셀의 전압 편차를 해소하면서 충전할 수 있고, 또한, 적어도 축전 셀 전압의 균등화를 담당하는 회로부에 대해서는 전류 용량을 크게 설계할 필요가 없는 충전기를 제공하는 것과　이와 같은　충전기에 방전 기능을 더　구비한 충방전기를 제공하는 것을 과제로 한다.
상기 과제를 해결하기 위해, 본 발명은 직렬 연결된 제1 내지 제n(n은 2 이상의 정수)의 커패시터 각각에 대해 2개의 직렬 연결된 다이오드를 병렬로 연결하고, 더욱이　2개의 직렬 연결된 다이오드의 각각의 중간 지점에 중간 커패시터를 연결하여 이루어지는 다단 배전압 정류회로, 동작 시에 구형파형의 전압이 인가되는 소자를　구비한 컨버터, 및 소자에서 전압의 입력을 받아 다단 배전압 정류회로에 전압을 출력하는 입력회로를 구비하고, 컨버터의 출력부에 직렬 연결된　제1 내지 제n 커패시터를 연결함으로써 컨버터의 출력 전압에 의해　제1 내지 제n 커패시터를 충전하는 동시에 소자에서 입력회로를 통해 다단 배전압 정류회로에 전압을 입력함으로써 제1 내지 제n 커패시터를 균등하게 충전하도록 구성된 것을 특징으로 하는 충전기를 제공한다.
상기 충전기의 충전 동작에서 컨버터 내의 소자에 인가되는 구형파형의 전압을 이용하여 직렬 커패시터 체인의 전압을 균등화하면서 컨버터의 출력 전압에 의해 해당 직렬 커패시터 체인에 충전을 실시한다. 후술하는 실시예에 나타내는 바와 같이, 직렬 커패시터 체인에 축전 셀 또는 축전 셀 그룹을 연결하여 이들을 충전하는 것이 가능하다.
입력회로로는 상기 소자에 연결된 제1 코일 및 제1 코일과 자기적으로 결합되어 다단 배전압 정류회로에 연결된 제2 코일을 구비한 회로를 이용하는 것이 바람직하다. 이와 같이　트랜스를 사용하여 입력회로를 구성하면, 제1 코일 측과 제2 코일 측의 전류 비율을 조정할 수 있어 설계의 자유도가 증가한다. 이 경우, 특히 직렬 연결된 인덕터와 커패시터를 포함하는 직렬 공진 회로를 제1 코일에 연결하는 것이 바람직하다. 후술하는 실시예에 나타낸 바와 같이, 직렬 공진 회로를 이용함으로써 입력회로를 통해 다단 배전압 정류회로에　흘러들어오는 전류의 크기를 제어할 수 있다.
또한, 본 발명의 충전기에 사용되는 컨버터는 양방향 컨버터일 수도 있다. 양방향 컨버터를 이용함으로써 상기 제1 내지 제n 커패시터의 충방전이 가능해지기 때문에 본 발명의 충전기는 충방전기로서 작동할 수 있다.
본 발명의 균등화 기능을 구비한 충방전기에 따르면, 기존의 컨버터를 이용한 충방전기의 스위칭 노드에 다단 배전압 정류회로를 연결하여 균등화 기능을 새롭게 추가할 수 있다. 전형적인 실시예에서, 축전 셀의 충방전은 주로 컨버터에 의해 이루어지고, 다단 배전압 정류회로는 축전 셀 간의 전압 편차를 해소하는 미세한 전력만을 공급한다. 따라서 충방전 회로부(컨버터)와 균등화 회로부(다단 배전압 정류회로)를　각각 따로　적절히 설계하는 것이 가능하기 때문에 기존 방식과 비교하여　회로의 소형화 및 비용 절감이 가능해진다.
도 1은　특허 문헌 1에 기재되어 있는　종래의 일석(一石)식 균등화 회로의 회로도이다.
도 2는　일본특허출원 2012-046569에 의해 제안된 종래의　이석(二石)식 균등화 회로의 회로도이다.
도 3은 특허 문헌 2에 기재되어 있는 종래의 일석식 균등화 충전기의 회로도이다.
도 4a는 본 발명의 충전기, 충방전기에서 사용할 수 있는 강압형 컨버터의 회로도이다.
도 4b는 본 발명의 충전기, 충방전기에서 사용할 수 있는　승압형 컨버터의 회로도이다.
도 4c는 본 발명의 충전기, 충방전기에서 사용할 수 있는 승압/강압형 컨버터의 회로도이다.
도 4d는 본 발명의 충전기, 충방전기에서 사용할 수 있는 SEPIC 컨버터의 회로도이다.
도 4e는 본 발명의 충전기, 충방전기에서 사용할 수 있는 Zeta 컨버터의 회로도이다.
도 4f는 본 발명의 충전기, 충방전기에서 사용할 수 있는 Cuk 컨버터의 회로도이다.
도 5는 SEPIC 컨버터의 동작 파형을 나타내는 그래프이다.
도 6a는　SEPIC 컨버터 작동시 스위치(Q)가　온(on)일 때의　전류 경로를 나타내는 도면이다.
도 6b는 SEPIC 컨버터 작동시 스위치(Q)가 오프(off)일 때의 전류 경로를 나타내는 도면이다.
도 7은 다단 배전압 정류회로 및　입력회로의 일례를 나타내는 회로도이다.
도 8은 도 7에 나타내는 다단 배전압 정류회로 및　입력회로의 동작 파형을 나타내는 그래프이다.
도 9a는 도 7에 나타내는 다단 배전압 정류회로 및　입력회로의 동작시 모드 1의 전류 경로를 나타내는 도면이다.
도 9b는 도 7에 나타내는 다단 배전압 정류회로 및　입력회로의 동작시 모드 2의 전류 경로를 나타내는 도면이다.
도 10은 도 7에 나타내는　다단 배전압 정류회로의 등가 회로의 회로도이다.
도 11은 본 발명의 제1 실시예이며, SEPIC 컨버터, 입력회로 및 다단 배전압 정류회로를 이용한 균등화 기능을 구비한 충전기에 직렬 연결된 축전 셀(B1~B4)를 연결한 시스템의 회로도이다.
도 12는 다단 배전압 정류회로와 입력회로의 연결점을 도 7의 구성에서 변경했을 때의 회로도이다.
도 13a는도 12에 나타내는 다단 배전압 정류회로 및　입력회로의 동작시 모드 1의 전류 경로를 나타내는 도면이다.
도 13b는 도 12에 나타내는 다단 배전압 정류회로 및　입력회로의 동작시 모드 2의 전류 경로를 나타내는 도면이다.
도 14는 다단 배전압 정류회로 및 입력회로의 다른 일례를 나타내는 회로도이다. 입력회로로는 직렬 공진 회로가 이용되고 있다.
도 15는 도 14에 나타내는　다단 배전압 정류회로 및　입력회로의 DCM(Discontinuous Conduction Mode)에서의 동작 파형을 나타내는 그래프이다.
도 16a는 도 14에 나타내는 다단 배전압 정류회로 및 입력회로의 동작시 모드 1, 모드 5의 전류 경로를 나타내는 도면이다.
도 16b는 도 14에 나타내는 다단 배전압 정류회로 및 입력회로의 동작시 모드 2, 모드 4의 전류 경로를 나타내는 도면이다.
도 17은 본 발명의 제2 실시예이며, SEPIC 컨버터, 입력회로(직렬 공진 회로) 및 다단 배전압 정류회로를 이용한 균등화 기능을 구비한 충전기에 직렬 연결된 축전 셀(B1~B4)를 연결한 시스템의 회로도이다.
도 18은 본 발명의 균등화 기능을 구비한 충전기(SEPIC 컨버터 직렬 공진 회로 및 다단 배전압 정류회로를 이용한 균등화 기능을 구비한 충전기)을 이용한 실험 결과를 나타내는 그래프이다.
도 19는 본 발명의 충전기, 충방전기에서 사용할 수 있는 양방향 SEPIC 컨버터의 회로도이다.
도 20은 양방향 SEPIC 컨버터의 충전시의 동작 파형을 나타내는 그래프이다.
도 21a는 양방향 SEPIC 컨버터의 충전 동작시 스위치(Qa)가 온, 스위치(Qb)가 오프일 때의　전류 경로를 나타내는 도면이다.
도 21b는 양방향 SEPIC 컨버터의 충전 동작시 스위치(Qa)가 오프, 스위치(Qb)가 온일 때의 전류 경로를 나타내는 도면이다.
도 22는 양방향 SEPIC 컨버터의 방전시의 동작 파형을 나타내는 그래프이다.
도 23a는 양방향 SEPIC 컨버터의　방전 동작시 스위치(Qa)가　오프, 스위치(Qb)가 온일 때의 전류 경로를 나타내는 도면이다.
도 23b는 양방향 SEPIC 컨버터의 방전 동작시 스위치(Qa)가 온, 스위치(Qb)가 오프일 때의 전류 경로를 나타내는 도면이다.
도 24는 본 발명의 제3 실시예인 양방향 SEPIC 컨버터, 입력회로(직렬 공진 회로) 및 다단 배전압 정류회로를 이용한 균등화 기능을 구비한 충전기에 직렬 연결된 축전 셀(B1~B4)를 연결한 시스템의 회로도이다.
도 25는 코일을 이용하지 않고 컨버터와 다단 배전압 정류회로를 연결하는 경우의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 26a는 도 25에 나타내는 다단 배전압 정류회로 및 입력회로의 동작시 모드 1의 전류 경로를 나타내는 도면이다.
도 26b는 도 25에 나타내는 다단 배전압 정류회로 및 입력회로의 동작시 모드 2의 전류 경로를 나타내는 도면이다.
이하, 도면을 이용하여 본 발명에 따른 충전기 및 충방전기를 설명한다. 단, 본 발명에 따른 충전기, 충방전기의 구성은 각 도면에서 나타내는 특정의 구체적인 구성으로 한정되는 것은 아니고, 본 발명의 범위 내에서 적절하게 변경 가능하다. 예를 들어, 이하에서 각 커패시터는 주로 단독 축전 소자로 하고, 또한, 축전 셀은 이차 전지, 전기 이중층 커패시터 등으로 설명하지만, 이들은 충방전 가능한 임의의 소자, 복수의 소자로 된 모듈, 또는 그 모듈을　이용하여 구성된 임의의 장치일 수 있다. 그 외에도　하기 실시예의　다단 배전압 정류회로는 4단 배전압 정류회로로 나타내고 있지만, 본 발명의 다단 배전압 정류회로의 단수, 즉 직렬 연결되는 커패시터의 수(n)는 2 이상의 정수일 수 있다.
전압 균등화 기능을 갖는 본 발명의 충전기 및 충방전기는 컨버터(충전 회로), 입력회로 및 다단 배전압 정류회로의 3개의 기능부를 구비하고 있다. 컨버터로 이용하는 것이 가능한 대표적인 예로서, 도 4a 내지 도 4f는 강압형 컨버터, 승압형 컨버터, 반전형 강압 컨버터, SEPIC 컨버터, Zeta 컨버터, Cuk 컨버터를 각각 나타내고 있다. 이러한 컨버터의 출력 전압에 의해　다단 배전압 정류회로에 포함되는 각 커패시터를 충전할 수 있다.
도 4a 내지 도 4f 중에서는 컨버터 내의 스위칭 노드에서 발생하는 구형파형의 전압도 함께 도시되어 있다. 이러한 스위칭 노드에서 발생하는 구형파형의 전압을 입력회로를 통해 다단 배전압 정류회로에 입력함으로써 다단 배전압 정류회로에 포함되는 각 커패시터의 전압을 균등화하는 것이 가능하다.
도 4d의 SEPIC 컨버터, 도 4e의 Zeta 컨버터, 도 4f의 Cuk 컨버터에는 스위칭 노드가 각각 2 개 존재하지만, 어느 노드든 사용할 수 있다. 또한, 여기에서는 비절연형의 PWM(Pulse Width Modulation) 컨버터에 대한 예를 나타냈지만, 다른 비절연 컨버터나 절연 컨버터(하프 브리지나 풀 브리지 등), 공진형 컨버터 등을 이용하는 것도 가능하다. 여기서 나타낸 컨버터는 모두 다이오드를 이용한 단방향 컨버터이기 때문에 충전기(또는 방전기)에만 이용할 수 있다. 다이오드를 스위치로 교체하고, 이러한 컨버터 양방향 컨버터로 이용하여 후술하는 바와 같이 본 발명의 충방전기를 구성할 수 있다.
예를 들어, 도 4a 내지 도 4f의 컨버터 중, 도 4d의 SEPIC 컨버터 동작시의 동작 파형 및 전류 경로를 도 5 및 도 6a, 도 6b에 각각 나타낸다. 도 5의 그래프에서 VQ는 스위치(Q)에 인가되는 전압(도 6a에서 스위치(Q)를 흐르는 전류의 방향에 전류를 흘리려고 하는 극성을 양으로 한다.)을 나타내고, VL2는 인덕터(L2)에 인가되는 전압(도 6a에서 인덕터(L2)를 흐르는 전류의 방향에 전류를 흘리려고 하는 극성을 음으로 한다.)을 나타내며, iL은 인덕터(L1)를 흐르는 전류(도 5의 그래프 중 L1)와 인덕터(L2)를 흐르는 전류(도 5의 그래프 중 L2)를 나타내고, iDo는 다이오드(Do)를 순방향으로 흐르는 전류를 나타낸다.
스위치(Q)가 온(on)이 되는 기간에는 커패시터(Cin, Cet)에서 인덕터(L1, L2)에 각각 전압이 인가됨으로써 인덕터(L1, L2)를 흐르는 전류는 선형적으로 증가한다. 이때, 스위치(Q)에 인가되고 있는 전압은 제로이다(온(on) 저항을 무시했다). 스위치(Q)가　오프(off) 되는　기간에는 인덕터(L1, L2)를 흐르는 전류는 함께 다이오드(Do)를 통해 부하 측에 흐른다. 인덕터(L1)의 유도 기전력이 스위치(Q)에 인가되지만, 스위치(Q)는 오프이기 때문에 전류는 흐르지 않는다. 또한, 인덕터(L2)에 대해서는 커패시터(Cout)에서 전압이 인가된다(스위치(Q)의 온 기간에 커패시터(Cet)에서 인가되어 있던　전압과는 반대의 극성). 이와 같이, 스위칭 동작에 따라 스위치(Q)의 전압(VQ) 및 인덕터(L2)의 전압(VL2)는 모두 구형파형의 전압이 된다.
도 7에 다단 배전압 정류회로 및　입력회로의 일례가 도시되어 있다. 다단 배전압 정류회로는 직렬 연결된 커패시터(Cout1~Cout4) 각각에 대해 2 개의 직렬 연결된 다이오드(D1, D2와 D3, D4와 D5, D6와 D7, D8)를 각각 병렬로 연결하고, 또한, 2 개의 직렬 연결된 다이오드의 각각의 중간점에 중간 커패시터(C1~C4)를 각각 연결하여 이루어진다.
다단 배전압 정류회로에 대해서는 컨버터의 소자에서 출력되는 전압을 다단 배전압 정류회로에 입력하기 위한 입력회로가 연결되어 있다. 도 7의 예에서, 입력회로는 컨버터의 소자 측에 연결된 제1 코일 및　임의의 코어를　통하거나　하여 제1 코일과 자기적으로 결합되고 또한　다단 배전압 정류회로에 연결된 제2 코일을 구비하고 있다. 또한, 제1 코일에 연결된 커패시터(Cblock)는 컨버터 내의 소자에서 흘러 나오는 전류의 직류 성분을 차단하기 위한 블로킹 콘덴서이다. 또한, 제1 코일과 제2 코일의 권수비를 N : 1 로 한다.
입력회로의 단자 A - B 사이에는 상술한 컨버터 소자(스위칭 노드)에서 생성된 구형파형의 전압이 입력된다. 이때 입력되는 구형파형의 전압의 변화에 따라 커패시터(Cout1~Cout4)에 충방전 전류가 흘러, 다단 배전압 정류회로의 홀수 다이오드(D1, D3, D5, D7)와 짝수 번호의 다이오드(D2, D4, D6, D8)가 교대로 전도한다.
구체적으로는, 도 8에서 VSN 그래프에 표시된　구형파형 전압(예를 들어, 도 5의 VQ)가 입력회로에 입력되고, 트랜스에 의한 변압이나 블로킹　콘덴서(Cblock)의 직류 성분 제거 작용을 받아 다단 배전압 정류회로로 입력 될 때, 모드 1(도 8의 VSN 그래프 참조)에서는 도 9a에 나타낸 경로를 전류가 흐르고, 모드 2(도 8의 VSN 그래프 참조)에서는 도 9b에　나타낸 경로를 전류가 흐른다.
여기서 커패시터(Cout1~Cout4) 용량이 중간 커패시터(C1~C4)의 용량과 비교하여 충분히 크다고　여겨지면, 입력 전압(VSN)의 동작 주파수가 충분히 높은 경우, 커패시터(Cout1, Cout2, Cout3, Cout4)의 전압(VCout1, VCout2, VCout3, VCout4)는 1 사이클 전후에 변화가 없는 것으로 간주할 수 있다. 모드 1에서 VSN의 크기를 E라 하고(따라서 제2 코일에서 다단 배전압 정류회로에 입력되는 전압은 E/N이다), 모드 1에서 중간 커패시터(C1, C2, C3, C4)의 전압의 크기를 VC1a, VC2a, VC3a, VC4a라 하면, 도 9a의 전류 경로에 대해 키르히호프의 제2 법칙을 적용하여 다음 식(1)이 얻어진다.
Figure 112015113992959-pct00001
또한, VCout1~VCout4에 대해서 도 9a에서 커패시터(Cout3)를 흐르고 있는 방향으로 전류를　흘리는 극성의 전압을　양으로 하고, Vc1a~Vc4a(및　후술하는 Vc1b~Vc4b)에 대해서는 도 9a에서 중간 커패시터(C1~C4)를 흐르고 있는 방향으로 전류를　흘리는 극성의 전압을 음으로 하였다.
마찬가지로 모드 2의 VSN의 크기를 0으로 하고(예를 들면, 도 4d의 SEPIC 컨버터에 포함된 인덕터(L2)의 전압은 양과 음의 값을 취하지만, 전압의 기준점을 음 측의 전압으로 함으로써 모드 2의 VSN을 제로로 할 수 있다), 중간 커패시터(C1, C2, C3, C4)의 전압의 크기를 VC1b, VC2b, VC3b, VC4b로 하면, 도 9b의 전류 경로에 대해 키르히호프의 제2 법칙을 적용하여 다음 식(2)이 얻어진다.
Figure 112015113992959-pct00002
상기 식(1), (2)로부터, 중간 커패시터(C1~C4)의 모드 1과 모드 2 사이의 전압 변동(△VC1 = VC1a - VC1b, △VC2 = VC2a - VC2b, △VC3 = VC3a - VC3b, △VC4 = VC4a - VC4b)은 다음과 같이 계산된다.
Figure 112015113992959-pct00003
중간 커패시터(C1~C4)의 용량을 각각 G1, G2, G3, G4로 한 경우, 중간 커패시터(C1~C4)에서 커패시터(Cout1~Cout4)로 흐르는 전류(IC1, IC2, IC3, IC4)는 '전류 = 주파수 × 전하량 = 주파수 × 용량 × 전압 변동'이라는 관계에서
Figure 112015113992959-pct00004
가 된다. 여기서 f는 VSN의 주파수이다. 여기서 옴의 법칙을 통해　f × G1, f × G2, f × G3, f × G4는 각각 저항의 역수, 즉 컨덕턴스의 차원임을 알 수 있다.
따라서, 상기 식(4)에서 도 7의 회로를 도 10과 같은 등가 회로로 대체할 수 있다. 여기서 등가 전원(Vdc)은 출력 전압 E / N의 직류 전원이며, 등가 저항(R1~R4)은 중간 커패시터(C1~C4)의 충방전 동작을 등가 저항으로 대체한 것이며, 등가 저항(R1~R4)의 저항 값은 각각 1 / (f × G1), 1 / (f × G2), 1 / (f × G3), 1 / (f × G4)로 표시할 수 있다. G1~G4가 동일한 경우, R1~R4의 값도 동일하므로 도 10에서 커패시터(Cout1~Cout4)의 각 전압이 동일한 경우는 등가 저항(R1~R4)에 흐르는 전류도 동일하다. 즉 커패시터(Cout1~Cout4)는 균등하게 충전된다.
그 결과, 커패시터(Cout1~Cout4)의 전압은 정상 상태에서 균등해진다. 정상 상태에서의 커패시터(Cout1~Cout4)의 각 전압은 E / N이 된다(단, 다이오드의 전압 강하는 무시한다).
도 4d의 SEPIC 컨버터와 도 7의 입력회로 및 다단 배전압 정류회로를 연결하여 이루어지는 본 발명의 제1 실시예인 충전기에 4 직렬 축전 셀　그룹(B1~B4)를 연결한 균등화 기능을 구비한 충전 시스템의 회로도를 도 11에 나타낸다. SEPIC 컨버터 내의 커패시터(Cet)와 다이오드(Do)와 인덕터(L2)의 접점으로 구성된 스위칭 노드는 입력회로를 통해 다단 배전압 정류회로에 연결되어 있다. SEPIC 컨버터의 출력 단자, 즉 다이오드(Do)는 커패시터(Cout1~Cout4)에 연결되어 있으며, 또한　커패시터(Cout1~Cout4)는 축전 셀(B1~B4)에 연결되어 있다. 따라서 축전 셀(B1~B4)은 SEPIC 컨버터의 출력 전압에 의해 직렬로 충전된다. 한편, 다단 배전압 정류회로는 축전 셀(B1~B4) 각각에 연결되어 있다. 상기 식(1)~(4)를 이용하여 설명한 바와 같이, 커패시터(Cout1~Cout4)가 균등하게 충전되기 때문에 이들과 병렬로 연결된 축전 셀(B1~B4)에 대해서는 전압 편차 상태에 따라 전류가 공급되어 전압 편차가 해소된다. SEPIC 컨버터는 PWM 제어를 이용하여 축전 셀(B1~B4)의 충전을 실시하지만, 입력 전원(Vin)에 의한 입력 전압의 크기(Vin으로 함)와 B1~B4의　전압 합계(Vtotal)의 관계는 시간 비율(D)(스위치(Q)의 스위칭 1주기에 대한 온 기간의 비율)을 이용하여 다음 식으로 표시된다.
Figure 112015113992959-pct00005
상기 식 (1)~(4)를 이용하여 설명한 균등화 동작과 상기 식 (5)에 따른 충전 동작이 병행하여 이루어짐으로써 축전 셀(B1~B4)는 균등하게 충전되는 것으로 생각할 수 있다.
본 발명의 균등화 기능을 구비한 충전기에서 필요한 스위치의 개수는 컨버터 내에서 1개(스위치(Q))뿐이며, 밸런스 기능을 제공하기 위한 다단 배전압 정류회로 자체는 스위치 없이 구성 가능하다. 도 1이나 도 2에 나타낸 종래의 균등화 회로와 동일하게 소수의 스위치로 구성 가능하기 때문에 다수의 스위치를 필요로 하는 각종 기존 방식에 비해 회로 구성을 크게 간소화할 수 있다. 또한, 본 균등화 기능을 구비한 충전기는 충전 기능을　담당하는 컨버터 부와 균등화 기능을 담당하는 다단 배전압 정류회로를 각각 최적 설계함으로써 기존의 균등화 충전기에 비해　소형이며 경제적인 설계가 가능해진다. 예를 들어, 일반적으로 균등화에 필요한 전력은 충전에 필요한 그것과 비교하여 현저하게 작기 때문에　컨버터에는 대전력용 소자를 이용하고, 다단 배전압 정류회로에는 소전력용 소자를 이용하는 것과 같은　설계가 최적이다.
도 11에서 SEPIC 컨버터 내의 커패시터(Cet)와 다이오드(Do)와 인덕터(L2)의 접점으로 구성된 스위칭 노드를 입력회로를 통해 다단 배전압 정류회로에 연결한 구성(구형파형의 전압이 인가되는 인덕터 소자(L2)에 입력회로를 통해 다단 배전압 정류회로를 연결한 구성)에 대해 설명했지만, 다른 한쪽의 스위칭 노드, 즉 커패시터(Cet)와 스위치(Q)와 인덕터(L1)의 접점으로 구성된 스위칭 노드를 입력회로를 통해 다단 배전압 정류회로에 연결한 경우(구형파형의 전압이 인가되는 스위치 소자(Q)에 입력회로를 통해 다단 배전압 정류회로를 연결한 구성)에서도　유사한 기능을 제공한다. 또한, SEPIC 컨버터 이외의 컨버터를 사용해도 균등화 기능을 구비한 충전기를 구성할 수 있다.
또한, 다단 배전압 정류회로에 대해 균등화를 위한 전압을 입력회로에서 입력하는 위치는 도 7의 형태에 한정되지 않고 선택적이다. 일례로 다단 배전압 정류회로와 입력회로와의 연결점을 도 7의 구성에서 변경했을 때의 회로도를 도 12에 나타낸다.
도 7의 구성을 이용한　상술한 예와 마찬가지로 커패시터(Cout1~Cout4) 용량이 중간 커패시터(C1~C4)의 용량에 비해 충분히 큰 것으로 하여, 도 13a에 나타낸 전류 경로(모드 1)와 도 13b에 나타내는 전류 경로(모드 2)에 대해서 키르히호프의 제2 법칙을 적용하면 다음의 식(6), (7)을 얻을 수 있다(각 소자의 전압 등 기호는 상기 식(1)~(4)과 동일하게 사용한다).
Figure 112015113992959-pct00006
Figure 112015113992959-pct00007
상기 식 (6), (7)에서 상기 식 (3)을 얻을 수 있다. 따라서 도 12의 구성에서도 다단 배전압 정류회로의 동작은 도 10의 등가 회로를 이용하여 설명할 수 있다.
입력회로로 공진 회로를 이용하는 것도 가능하다. 일례로 직렬 공진 회로를 입력회로로 하고, 이에 다단 배전압 정류회로를 연결한 구성의 회로도를 도 14에 나타낸다.
공진 인덕터(Lr)과 공진 커패시터(Cr)에 의해 직렬 공진 탱크가 구성되어 있으며, 트랜스 이후의 회로는 도 7에 나타낸 것과 동일하다. 컨버터 내의 스위칭 노드에서 발생한 구형파형의 전압(VSN)이 단자 A - B 사이에 인가됨으로써 다단 배전압 정류회로에는 정현파형 교류 전압이 입력된다.
도 14에 나타낸 회로를 DCM(Discontinuous Conduction Mode)으로 동작시킨 경우의 동작 파형을 도 15에 나타낸다. iLr은 공진 인덕터(Lr)에 흐르는 전류(도 14의 화살표 방향으로 흐르는 전류를 양으로 한다)를 나타내며, iD(2i-1)는 홀수 번호의 다이오드(D1, D3, D5, D7)에 흐르는 순방향 전류를 iD(2i)는 짝수 번호의 다이오드(D2, D4, D6, D8)에 흐르는 순방향 전류를 각각 나타낸다.
구형파형의 전압(VSN)이 양(도 14의 단자 A 측이 고전압)으로 전환했을 때, 공진 인덕터(Lr)에는 양의 전류(iLr)가 흐르기 시작하지만(도 15의 모드 1), 그 파형은 공진 인덕터(Lr)와 공진 커패시터(Cr)의 공진 현상에 의해 정현파형이 되기　때문에 언젠가는 하강하고 음이 된다(모드 2). iLr은 최소값을 취한 후 다시 상승하여 제로가 되지만, 본 발명자의 연구에 의하면 이후, iLr은 제로의 일정 값을 취한다(모드 3). 이 타이밍에 구형파형의 전압(VSN)이　음으로 전환되면, 공진 인덕터(Lr)에는 음의 전류(iLr)가 흐르기 시작한다(모드 4). 공진 인덕터(Lr)와 공진 커패시터(Cr)와의 공진 현상에 의해 iLr은 정현파로 변화하고, 이후 상승하여 양이 된다(모드 5). iLr은 최대값을 취한 후 다시 하강하여 제로가 되는데, 본 발명자의 연구에 의하면　그 후, iLr은 제로의 일정 값을 취한다(모드 6). iLr이 양일 때, 다단 배전압 정류회로에는 도 16a에 나타낸 경로로 전류가 흐르고, iLr이　음인 경우, 다단 배전압 정류회로는 도 16b에 나타낸 경로로 전류가 흐른다. iLr이 정현파로 변화하는 것에 대응하여, 다단 배전압 정류회로 내의 각 다이오드를 흐르는 전류도 정현파로 변화한다(도 15).
이상과 같이, 도 14의 다단 배전압 정류회로는 공진 인덕터(Lr)에 흐르는 전류(iLr)의 극성에 따라 도 16a, 도 16b에 나타내는 2 개의 전류 경로에서 동작한다. 도 16a에 나타낸 전류 경로가 실현될 때(iLr이 양인 때. 도 15의 모드 1과 모드 5에 해당), 다단 배전압 정류회로의 홀수 다이오드(D(2i - 1)(i = 1…4))가 전도한다. 한편, iLr이 음일 때(도 15의 모드 2와 모드 4에 해당)는 다단 배전압 정류회로의 짝수 다이오드(D(2i))가 전도한다. 한편, 모드 3과 모드 6에서는 회로 내에 전류는 흐르지 않는다. DCM 동작이 성립하기(모드 3, 모드 6의 기간이 존재하기) 위해서는 직렬 공진 회로에 인가되는 전압(VSN)이 하이 및 로우가 되는 기간의 각각이 직렬 공진 회로의 공진 주기보다 길어지도록 스위칭 주파수 또는 회로 정수를 결정할 필요가 있다.
직렬 공진 회로가 DCM에서 동작할 때, 각 모드에서 공진 인덕터(Lr)에 흐르는 전류(iLr)를 시간(t)의 함수로서 다음 식 (8)로 나타낼 수 있다.
Figure 112015113992959-pct00008
여기서, |VSN|은 구형파 입력 전압의 전압 진폭, VP는 제1 코일에 인가되는 전압(도 14), Z0는 공진 회로의 특성 임피던스(공진 인덕터의 인덕턴스를 Lr, 공진 커패시터의 용량을 Cr로 하여, Z0 = (Lr / Cr)0.5), ω0은 공진각 주파수(fr을 직렬 공진 회로의 주파수로 하여, ω0 = 2πfr)를 나타낸다.
모드 1~모드 2의 동작과 모드 4~모드 5의 동작은 대칭 동작이다. 따라서 iLr의 절대값 평균 전류는 상기 식 (8)의 모드 1과 모드 2로 표시되는 iLr의 절대 값을 반주기(TS / 2)에 걸쳐 적분함으로써 다음 식 (9)과 같이 구할 수 있다.
Figure 112015113992959-pct00009
여기서 fS는 구형파형의 전압(VSN)의 스위칭 주파수이다. 이와 같이, DCM 동작에서 스위칭 주파수(fS) 또는 회로 정수(Z0)를 적절하게 설정함으로써 전류 제한을 위한 회로나 피드백 제어를 이용하지 않고도 회로 내 전류를 임의의 값 이하로 설정하는 것이 가능하다.
이미 언급한 바와 같이 직렬 공진 회로가 DCM에서 동작하기 위해서는 VSN이 하이 및 로우가 되는 기간이 각각　공진 회로의 공진 주기보다 길어질 필요가 있기 때문에 다음 부등식이 충족되어야 한다.
Figure 112015113992959-pct00010
여기서 Dmin은 SEPIC 컨버터의 작동시 최소 시간 비율이다. 식(5)에 나타낸 바와 같이, 컨버터에서는 입출력 전압 비율에 따라 시간 비율(D)이 변동하는데, 상기 식(10)이 충족된다면, 직렬 공진 회로 및 다단 배전압 정류회로에는 과대 전류가 흐를 수 없기 때문에 충전기는 안전하게 작동할 수 있다.
한편, 기타 공진 회로에서는　시간 비율의 변동에 의해 동작 특성이 크게 영향을 받기 때문에 어떤 형태의 전류 제한 기능과　회로가 필요하다. 이는 시간 비율 제어가 아닌 주파수 제어를 이용하는 것과 같은 공진형 컨버터의 경우에도 마찬가지이다.
도 4d의 SEPIC 컨버터와 도 14의 입력회로 및 다단 배전압 정류회로를 연결하여 이루어지는 본 발명의 제2 실시예인 충전기에 4 직렬의 축전 셀 그룹(B1~B4)를 연결한 균등화 기능을 구비한 충전 시스템의 회로도를 도 17에 나타낸다. 이미 언급한 바와 같이, 입력회로에 구형파형의 전압이 입력된 경우는 도 16a, 도 16b에 도시된 경로로 다단 배전압 정류회로에 전류가 흐르기 때문에 정성적으로는　상기 식 (1)~(4)에 의한 균등화 동작과 동일한 균등화 동작이 이루어지고 축전 셀　그룹(B1~B4)의 전압이 균등화된다. 아울러, SEPIC 컨버터의 출력 전압이 축전 셀 그룹(B1~B4)에 인가되고, 이에 따라 축전 셀의 충전이 이루어진다. 또한, 직렬 공진 회로의 DCM 동작에 의한 전류 제한 기능을 이용함으로써 별개의 전류 제한 기능과　전류 제한 회로가 필요하게 된다.
또한, 도 17에서는 SEPIC 컨버터 내의 커패시터(Cet)와 다이오드(Do)와 인덕터(L2)의 접점으로 구성된 스위칭 노드를 다단 배전압 정류회로에 연결한 구성을 나타냈지만, 다른 한쪽의 스위칭 노드, 즉 커패시터(Cet)와 스위치(Q)와 인덕터(L1)의 접점으로 구성된 스위칭 노드를 다단 배전압 정류회로에 연결해도　동일한 균등화 기능을 얻을 수 있다. 또한, SEPIC 컨버터 이외의 컨버터를　이용해도 본 발명의 균등화 기능이 구비된　충전기를 구성하는 것이 가능하다. 또한, 이상에서는 직렬 공진형 다단 배전압 정류회로를 나타냈지만, 기타 공진 방식을 채용하는 것도 가능하다.
본 발명의 균등화 기능을 구비한 충전기(충전 전력 50W)를 이용한 실험 결과를 도 18에 나타낸다. 실험은 정전 용량이 220F인 전기 이중층 커패시터 모듈을 4 직렬로 연결하고, 충전에는 본 발명의 도 17에　나타낸 충전기를, 방전에는 전자 부하(정전류 1.8A)를 각각 이용하여 충방전 사이클을 실시했다. 또한, 충전기에 사용한 각 요소의　파라미터로서 먼저 SEPIC 컨버터에 대해서는　인덕터(L1, L2)의 인덕턴스는 100μH, 커패시터(Cet) 용량은 20μF, N-Ch MOSFET 스위치(Q)의 온 저항은 150mΩ, 쇼트키 다이오드(Do)의 순방향 전압 강하는 0.67V였다. 또한, 다단 배전압 정류회로에 대해서는 중간 커패시터 (C1~C4)의 용량이 33μF, 커패시터(Cout1~Cout4)의 용량이 66μF, 쇼트키 다이오드(D1~D8)의 순방향 전압 강하가 0.43V이며, 입력회로에 대해서는　공진 인덕터(Lr)의 인덕턴스가 15.2 μH, 공진 커패시터(Cr)의 용량이 10nF이며, 제1 코일과 제2 코일의 권수비가 39 : 6이며, 상호 인덕턴스가 3.09mH였다. 각 전기 이중층 커패시터 모듈의 초기 전압을 흐트러뜨린 상태에서 실험을 실시했다. 충전 기간 동안은 본 발명의 충전기의 균등화 기능에 의해　전기 이중층 커패시터 모듈 전압의 표준 편차가 점차 감소하고 있기 때문에(도 18의 표준 편차 그래프) 전압 편차가 해소되는 방향으로 진행되고 있는 것을 알 수 있다. 한편, 방전 기간 동안 정전류 전자 부하를 이용하여 방전을 실시하고 있기 때문에 표준 편차에 큰 변화 없이 전압　편차 상태에 변화가 없는 것을 알 수 있다. 2 사이클 종료 시점에서 표준 편차는 30mV 정도까지 내려가고 있는 것을 통해 본 발명의 균등화 기능 충전기에 의해 전압 편차가 해소되는 것이 나타났다. 또한, 도 18의 모듈 전압의 그래프는 각 전기 이중층 커패시터 모듈의 전압을, 전압　합계　및 전류 그래프는 각 전기 이중층 커패시터 모듈의 전압, 전류의 합계를 각각 나타내고 있다.
이상으로 균등화 기능을 구비한 충전기의 실시예에 대해 설명하였다. 충전기는 전력의 전송 방향이 일방인 단방향 컨버터를 이용하여 구성되는데, 양방향 컨버터를 이용하여 양방향 전력 전송이 가능하도록 본 발명의 충전기를 구성함으로써 본 발명의 균등화 기능을 구비한 충방전기를 얻을 수 있다. 일례에서 도 17의 구성에 포함되는 SEPIC 컨버터내의 다이오드(Do)를 스위치로 대체하고, 컨버터를 양방향 SEPIC 컨버터로 사용함으로써 본 발명의 충방전기를 얻을 수 있다.
먼저, 양방향 SEPIC 컨버터의 동작에 대하여 도 19 내지 도 23b를 이용하여 설명한다. 도 19는 SEPIC 컨버터 내의 다이오드를 스위치로 대체함으로써 얻을 수 있는 양방향 SEPIC 컨버터의 회로도이다. 도 19의 전원(Vbat)은 직렬 연결된 축전 셀(B1~B4)(도 11, 도 17)에 대응한다. 전원(Vin)의 전압을 Vin으로 하고, SEPIC 컨버터의 출력 전압(Vin × D / (1 - D))가 전원(Vbat)의 전압보다 큰 경우, 양방향 SEPIC 컨버터는 전원(Vbat)를 충전하고(충전 모드), SEPIC 컨버터의 출력 전압이 전원(Vbat) 전압보다 작은 경우, 양방향 SEPIC 컨버터는 전원(Vbat)에 방전 동작을 시킨다(방전 모드).
충전 모드시의 전류 경로는 도 21a, 도 21b에 나타낸 바와 같고, 도 6a, 도 6b에 나타낸 전류 경로와 동일하다. 스위치(Qa)가 온, 스위치(Qb)가 오프되는　모드 1(도 21a)에서　전원(Vin)과 커패시터(Cet)에서 인덕터(L1, L2)에 각각 전압이 인가됨으로써 인덕터(L1, L2)를 흐르는 전류는 선형적으로 증가한다. 이 때 스위치(Qa)에 인가되는 전압은 제로이다(온 저항을 무시했다). 스위치(Qa)가 오프, 스위치(Qb)가 온 되는 모드 2(도 21b)에서 인덕터(L1, L2)의 전류는 모두 스위치(Qb)를 통해 전원(Vbat)로 흐른다. 인덕터(L1)의 유도 기전력이 스위치(Qa)에 인가되지만, 스위치(Qa)는 오프이기 때문에 전류는 흐르지 않는다. 또한, 인덕터(L2)에 대해서는 커패시터(Cout)에서 전압이 인가된다(스위치(Qa)의 온 기간에 커패시터(Cet)에서 인가된 전압과는 반대의 극성). 이와 같이, 스위칭 동작에 따라 스위치(Qa)의 전압(VQa) 및 인덕터(L2)의 전압(VL2)는 모두 구형파 전압이 되기 때문에(도 20), 이러한 소자를 입력회로를 통해 다단 배전압 정류회로에 연결함으로써 축전 셀 전압 균등화 동작이 가능해진다.
방전 모드에서 각 소자의 전압과 전류를 도 22에, 전류 경로를 도 23a과 도 23b에 각각 나타낸다. 스위치(Qa)가 오프, 스위치(Qb)가 온 되는 모드 1(도 23a)에서 전원(Vbat)의 전압이 인덕터(L2)에, 전원(Vbat)과 커패시터(Cet)의　합계 전압이 인덕터(L1)에 각각 인가됨에 따라 인덕터(L1, L2)의 전류는 선형적으로 증가한다. 스위치(Qa)에는 인덕터(L1)로부터 유도 기전력이 인가되는데, 스위치(Qa)는 오프이기 때문에 전류는 흐르지 않는다. 스위치(Qa)가 온, 스위치(Qb)가 오프되는 모드 2(도 23b)에서 인덕터(L1, L2)의 전류는 모두 스위치(Qa)를 통해 흐른다. 이때, 스위치(Qa)에 인가되는 전압은 제로이며, 인덕터(L2)에 대해서는 커패시터(Cet)로부터 모드 1에서 전원(Vbat)로부터 인가된 전압과는 반대 극성의 전압이 인가된다. 따라서 스위칭 동작에 따라 스위치(Qa)의 전압(VQa) 및 인덕터(L2)의 전압(VL2)는 모두 구형파형의 전압이 된다. 두 기간을 통해 인덕터(L1)의 전류 만이 전원(Vin)으로 흐른다. 이와 같이, 스위칭 동작에 따라 스위치(Qa) 전압(V Qa) 및 인덕터(L2)의 전압(VL2)는 모두 구형파 전압이 되기 때문에(도 22) 이러한 소자를 입력회로를 통해 다단 배전압 정류회로에 연결함으로써 축전 셀 전압의 균등화 동작이 가능해진다.
도 19의 양방향 SEPIC 컨버터를 입력회로(직렬 공진 회로)를 통해 다단 배전압 정류회로로 연결하여 이루어지는　본 발명의 충방전기를 직렬 연결된 축전 셀(B1~B4)에 연결하여 이루어지는 충방전 시스템의 회로도를 도 24에 나타낸다. 도 17의 시스템과 마찬가지로 입력회로에 구형파형의 전압이 입력된 경우는 도 16a, 도 16b에 도시된 경로로 다단 배전압 정류회로에 전류가 흐르기 때문에 정성적으로는　상기 식 (1)~(4)에 의한 균등화 동작과 동일한 균등화 동작이 이루어지고 축전 셀 그룹(B1~B4)의 전압이 균등화된다. 아울러 양방향 SEPIC 컨버터의 출력 전압이 축전 셀 그룹(B1~B4)에 인가되고, 이를 통해 축전 셀의 충방전이 이루어진다. 도 17의 시스템과 마찬가지로 직렬 공진 회로의 DCM 동작에 의한 전류 제한 기능을 이용함으로써 별개의 전류 제한 기능, 전류 제한 회로가 불필요하게 된다(단, 본 구성에서 직렬 공진 회로를 사용하는 것은 필수가 아니며, 11에 도시된 입력회로를 이용할 수도 있고, 또는 아래의 실시예 4에 나타낸 바와 같이　트랜스를 사용하지 않고 단순히 도선으로 양방향 컨버터와 다단 배전압 정류회로를 연결할 수도 있다).
상기 각 실시예는 모두 입력회로로서 트랜스를 포함하는 회로를 이용하여 다단 배전압 정류회로에 축전 셀 전압 균등화용의 전압을 입력했다. 그러나 본 발명에 있어서 트랜스를 사용하는 것은 필수는 아니다. 예를 들어, 도 4d 및 도 19의 SEPIC 컨버터 내의 인덕터(L2)의 양단에 도선(본 실시예의 「입력회로」이다.)을 통해 직접 다단 배전압 정류회로를 연결한 경우라도 다단 배전압 입력회로에는 인덕터(L2)로부터 구형파형의 전압이 입력되고, 도 9a, 도 9b의 전류 경로와　동일한 경로를 전류가 흐르는 것이며, 즉　상기 식 (1)~(4)에 의한 균등화 동작과 동일한 균등화 동작이 이루어지고 축전 셀 그룹(B1~B4)의 전압이 균등화된다. 아울러, 컨버터의 출력 전압에 의해 축전 셀(B1~B4)가 충전 또는 방전되는 것이며, 이러한　형태에 있어서　본 발명의 충전기, 충방전기는 작동 가능하다.
이때도 다단 배전압 정류회로에 대해 균등화를 위한 전압을 입력회로로부터 입력하는 위치는 선택적이다. 예를 들어, 도 25에 나타내는 다단 배전압 정류회로에서 동일 도면에 나타내는 바와 같이, 단자 A -B 사이에　컨버터 내　소자에서 구형파형의 전압(VSN)이 입력 될 때, 다단 배전압 정류회로 내를 흐르는 전류 경로는 도 26a(모드 1로 한다), 도 26b(모드 2)에 나타내는 경로 사이에서 전환되는 것이며, 상기 식 (1)~(4)와 같이 각 기호를 정의하면, 키르히호프의 제2 법칙에 의해　모드 1에서는
Figure 112015113992959-pct00011
이 성립하고, 모드 2에서는
Figure 112015113992959-pct00012
이 성립한다(구형파형의 전압(VSN)의 파형은 도 8에 나타낸 대로 하였다. 또한, VC1a~VC4a, VC1b~VC4b의 극성은 상기 식 (1)~(4)을 도출했을 때와는 반대로 정의했다).
상기 식 (11), (12)로부터, 중간 커패시터(C1~C4)의 모드 1과 모드 2 사이의 전압 변동(△VC1 = VC1a - VC1b, △VC2 = VC2a - VC2b, △VC3 = VC3a - VC3b, △VC4 = VC4a - VC4b)은 다음과 같이 계산된다.
Figure 112015113992959-pct00013
이상과 같이 도 25의 다단 배전압 정류회로의 동작을 도 10의 등가 회로를 이용하여 설명할 수 있다. 따라서 예를 들어 도 4d의 SEPIC 컨버터내의 인덕터(L2)의 양단을 도 25의 다단 배전압 정류회로의 단자 A, B와 직접 도선으로 연결하고, 더욱이 SEPIC 컨버터의 출력부를 직렬 연결된 커패시터(C1~C4)의 양단에 연결하여 이루어지는 충전기에 의해서도 축전 셀 그룹을 균등하게 충전할 수 있다.
본 발명에 따라 이차 전지, 전기 이중층 커패시터 등의 축전 셀을 균등하게 충전하기 위한 충전기, 충방전기를 구성할 수 있다. 본 발명은 이차 전지, 전기 이중층 커패시터 등의 축전 셀을 사용하는 전원에 널리 적용 할 수 있다.
B1~B4: 축전 셀
Cout1~Cout4: 커패시터
C1~C4: 중간 커패시터
D1~D8: 다이오드
Cblock: 블로킹 커패시터
Lr: 공진 인덕터
Cr: 공진 커패시터
Vin, Vbat: 전원
L1, L2: 인덕터
Q, Qa, Qb: 스위치
Do: 다이오드
Cet: 커패시터

Claims (4)

  1. 직렬 연결된 제1 내지 제n(n은 2 이상의 정수)의 커패시터 각각에 대해 2개의 직렬 연결된 다이오드를 병렬로 연결하고 또한, 상기 2개의 직렬 연결된 다이오드 각각의 중간점에 중간 커패시터를 연결하여 이루어지는 다단 배전압 정류회로;
    동작시에 구형파형의 전압이 인가되는 소자를 구비한 컨버터; 및
    상기 소자에서 전압을 입력받아, 상기 다단 배전압 정류회로에 전압을 출력하는 입력회로를 구비하고,
    상기 컨버터의 출력부에 상기 직렬 연결된 제1 내지 제n 커패시터를 연결함으로써, 상기 컨버터의 출력 전압에 의해 상기 제1 내지 제n 커패시터를 충전하는 동시에 상기 소자에서 상기 입력회로를 통해 상기 다단 배전압 정류회로에 전압을 입력함으로써 제1 내지 제n 커패시터를 균등하게 충전하도록 구성된 것을 특징으로 하는 충전기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 입력회로가 상기 소자에 연결된 제1 코일; 및
    상기 제1 코일과 자기적으로 결합되어 상기 다단 배전압 정류회로에 연결된 제2 코일을 구비한 것을 특징으로 하는 충전기.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제1 코일에 직렬 연결된 인덕터와 커패시터를 포함하는 직렬 공진 회로가 연결되어 있는 것을 특징으로 하는 충전기.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항의 충전기에 있어서,
    상기 컨버터에 양방향 컨버터를 이용하여 구성된 충방전기.
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