JP6651910B2 - 太陽電池用コンバータシステム - Google Patents

Description

本発明は複数の太陽電池パネルの直列接続により構成される太陽電池ストリングにおいて、部分影による各種の悪影響を防止しつつ、且つ、太陽電池ストリングの出力制御が可能な、コンバータと部分影補償器を統合した統合型コンバータに関する。

太陽電池は、光起電力効果を利用して光エネルギーを電力に変換する電池であり、典型的には、ｐ型半導体とｎ型半導体とを接合して電極等を取り付けてなる構造を有している。複数枚の太陽電池パネルを直列に接続して太陽電池ストリングを構成して使用する場合においては、太陽電池パネルごとの出力にばらつきの問題が発生する。一般的に、太陽電池パネルの電気特性は日射量に大きく依存し、影が発生した状態では発生可能な電流は大きく低下する（図１）。ストリングにおいて一部のパネルに影がかかる「部分影」により各パネルの供給可能な電流に大きなばらつきが生じ、結果的にストリング全体としての発生可能な電力が大幅に低下することが知られている（図２）。このような問題を解消するために、各種の部分影補償器が提案されている。

回路構成の簡素な部分影補償器として多段倍電圧整流回路を用いた部分影補償器が提案されている（特許文献１，非特許文献１）。従来の多くの方式ではパネル数に比例した複数個のスイッチが必要であったのに対して、倍電圧整流回路を用いた部分影補償器では必要となるスイッチの数は２つのみであるため、回路構成を飛躍的に簡素化することが可能である。更に、多段倍電圧整流回路を用いた部分影補償器とストリング制御用コンバータを一体化した統合化方式も報告されている（特許文献２，非特許文献２）。コンバータ内のスイッチングノードにおいて副次的に発生する矩形波電圧を利用して倍電圧整流回路を駆動させることで、部分影補償器としてはスイッチレスの回路構成とすることができるため、回路構成の更なる簡素化が可能になる。更に、部分影補償器とコンバータの一体化によりシステム構成の簡素化も見込める。

上記のコンバータと部分影補償器を一体化させた統合化方式は回路構成とシステム構成の簡素化という観点から非常に有用なものであるが、欠点としてトランスが不可欠であるという点が挙げられる。コンバータのスイッチングノードで発生している矩形波電圧の電圧振幅をトランスによりいったん小さな矩形波電圧に変換しておき、その変換された矩形波電圧によりコンデンサとダイオードにより構成される多段倍電圧整流回路を駆動している。トランスを用いなくとも多段倍電圧整流回路の駆動は可能であるが、多段倍電圧整流回路に印加される矩形波電圧の振幅が大きいが故に多段倍電圧整流回路内に過大な電流が発生し大きな損失に繋がり実用的でなくなってしまう。

これに関し、トランスを用いて矩形波電圧の振幅を調節することで過大電流の発生を防止することができるが、トランスの巻線比は太陽電池パネルの直列接続数やコンバータの入出力電圧に応じて適切に決定する必要がある。言い換えると、何らかの理由により太陽電池パネルの直列接続数に変更が生じた際にはトランスの再設計が必要となる。一般的に、任意の仕様を満たすトランスは存在しない、即ちカタログ品が存在しないため、仕様に応じて適宜設計を行う必要があるが、一般的にトランスは設計が困難な素子である。よって、用途等によって太陽電池パネルの直列接続数に変更が生じた際に迅速な設計変更が困難であるため、このコンバータと均等化回路および部分影補償器を一体化した統合化方式は設計性や拡張性の観点で課題が残る。

特開２０１５−０５６００３号公報 特開２０１５−１６２０９４号公報

Masatoshi uno and Akio Kukita, "Two-switch voltage equalizer using an LLC resonant inverter and voltage multiplier for partially-shaded series-connected photovoltaic modules", IEEE Transaction on Industry Applications, Vol. 51, No. 2, pp. 1587-1601, Mar./Apr. 2015. Masatoshi uno and Akio Kukita, "Single-switch single-magnetic PWM converter integrating voltage equalizer for series-connected photovoltaic modules under partial shading", IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), pp. 5618-5625, 2015. 鵜野将年、久木田明夫 "直列共振形多段倍電圧整流回路を用いた二石式セルバランス回路−充放電器との統合化に適した動作モードについての検討−," 電子情報通信学会（電子通信エネルギー研究会）、信学技報告vol.114, no.63, pp.7-12.

本発明はこのような背景の下でなされたものである。本発明は、コンバータと多段倍電圧整流回路との間にトランスを用いる必要がない、コンバータと均等化回路との統合方式を提供し、また均等化回路内に過大な電流が流れることを防止できる方式を提供することを課題とする。

上記課題を解決するため、本発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）のキャパシタの各々に対して、２つの直列接続されたダイオードを並列に接続し、更に、２つの直列接続されたダイオードの各々における中間点に中間キャパシタを接続した、多段倍電圧整流回路と、スイッチ切り替えにより動作し、スイッチ切り替えに応じて変動する第１の電圧が印加されるコンバータ内インダクタを備えたスイッチングコンバータと、スイッチングコンバータの入力部と多段倍電圧整流回路との間に接続された中間インダクタであって、スイッチの切り替え状態のうち少なくとも一つの状態においてスイッチングコンバータを流れる電流経路上に配置されたことにより、スイッチ切り替えに応じて変動する第２の電圧が印加される、中間インダクタとを備え、第１から第ｎの太陽電池モジュールを直列接続してなる太陽電池モジュール鎖を、中間インダクタを介してスイッチングコンバータの入力部に接続するとともに、第ｋ（ｋ＝１，２，…ｎ）のキャパシタに対して第ｋの太陽電池モジュールを並列接続することにより、第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧をスイッチングコンバータによって変換するとともに、中間インダクタから多段倍電圧整流回路に入力される電圧で多段倍電圧整流回路が動作することにより、第１から第ｎの太陽電池モジュールのうち最も電圧の低い太陽電池モジュールに優先的に電流を供給するよう構成されたことを特徴とする、太陽電池用コンバータシステムを提供する。

上記太陽電池用コンバータシステムによれば、コンバータ内インダクタ，中間インダクタのインダクタンスの比を調整する等して、トランスを用いることなく、多段倍電圧整流回路に流れる電流が過大となることを防止できる。

スイッチングコンバータとしては、降圧型ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）コンバータ、昇圧型ＰＷＭコンバータ、Ｚｅｔａコンバータ等、任意のスイッチングコンバータを用いることができる。

スイッチングコンバータの入力部と多段倍電圧整流回路との間に共振キャパシタが更に接続されることにより、中間インダクタと共振キャパシタが共振回路を構成するよう、上記太陽電池用コンバータシステムを構成することができる。

コンバータ内インダクタと中間インダクタとが同一のコアに対して巻回されることによりカップルドインダクタを形成するよう、上記太陽電池用コンバータシステムを構成することができる。

本発明が教示するトランスレス均等化回路統合型コンバータによれば、トランスを用いることなくコンバータと均等化回路の一体化が可能である。トランスレスの回路構成であるため、太陽電池モジュールの直列接続数に変更が生じた際においても柔軟に迅速に設計変更が可能であるため、従来の方式と比較して優れた拡張性と設計柔軟性を実現できる。

部分影発生時における太陽電池ストリング内の電流経路ならびにモジュールの電気特性を示す図。 部分影の有無によるストリング特性の変化を示すグラフ。 本発明のシステムにおいて用いることができる、降圧型コンバータの回路図。 本発明のシステムにおいて用いることができる、昇圧型コンバータの回路図。 本発明のシステムにおいて用いることができる、昇降圧コンバータの回路図。 本発明のシステムにおいて用いることができる、ＳＥＰＩＣコンバータの回路図。 本発明のシステムにおいて用いることができる、Ｚｅｔａコンバータの回路図。 本発明のシステムにおいて用いることができる、Ｃｕｋコンバータの回路図。 昇圧型コンバータの動作時における、スイッチＱがオンの時の電流経路を示す図。 昇圧型コンバータの動作時における、スイッチＱがオフの時の電流経路を示す図。 多段倍電圧整流回路の一例を示す回路図。 図５に示す多段倍電圧整流回路の矩形波状電圧による動作時における、モード１の電流経路を示す図。 図５に示す多段倍電圧整流回路の矩形波状電圧による動作時における、モード２の電流経路を示す図。 図５に示す多段倍電圧整流回路の等価回路の回路図。 図５に示す多段倍電圧整流回路の、別の入力位置からの矩形波状電圧による動作時における、モード１の電流経路を示す図。 図５に示す多段倍電圧整流回路の、別の入力位置からの矩形波状電圧による動作時における、モード２の電流経路を示す図。 本発明の第１の実施形態である、昇圧型コンバータ、共振回路、多段倍電圧整流回路を用いた太陽電池用コンバータシステムに、直列接続された太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４を接続したシステムの回路図。 図９に示した太陽電池用コンバータシステムの理論動作波形。 図９に示した太陽電池用コンバータシステムの動作時における電流経路（モード１） 図９に示した太陽電池用コンバータシステムの動作時における電流経路（モード２） 図９に示した太陽電池用コンバータシステムの動作時における電流経路（モード３） 図９に示した太陽電池用コンバータシステムの動作時における電流経路（モード４） 降圧型コンバータの動作時における、スイッチＱがオンの時の電流経路を示す図。 降圧型コンバータの動作時における、スイッチＱがオフの時の電流経路を示す図。 本発明の第２の実施形態である、降圧型コンバータ、共振回路、多段倍電圧整流回路を用いた太陽電池用コンバータシステムに、直列接続された太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４を接続したシステムの回路図。 図１３に示した太陽電池用コンバータシステムの理論動作波形。 図１３に示した太陽電池用コンバータシステムの動作時における電流経路（モード１） 図１３に示した太陽電池用コンバータシステムの動作時における電流経路（モード２） 図１３に示した太陽電池用コンバータシステムの動作時における電流経路（モード３） 図１３に示した太陽電池用コンバータシステムの動作時における電流経路（モード４） 図１３に示した太陽電池用コンバータシステムの動作時における電流経路（モード５） Ｚｅｔａコンバータの動作時における、スイッチＱがオンの時の電流経路を示す図。 Ｚｅｔａコンバータの動作時における、スイッチＱがオフの時の電流経路を示す図。 本発明の第３の実施形態である、Ｚｅｔａコンバータ、共振回路、多段倍電圧整流回路を用いた太陽電池用コンバータシステムに、直列接続された太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４を接続したシステムの回路図。 本発明の第４の実施形態である、特にカップルドインダクタを用いた、昇圧型コンバータ、共振回路、多段倍電圧整流回路からなる太陽電池用コンバータシステムに、直列接続された太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４を接続したシステムの回路図。 本発明の第５の実施形態である、特にカップルドインダクタを用いた、降圧型コンバータ、共振回路、多段倍電圧整流回路からなる太陽電池用コンバータシステムに、直列接続された太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４を接続したシステムの回路図。 多段倍電圧整流回路にインダクタＬｒ，キャパシタＣｒを接続して直列共振形倍電圧整流回路とした回路図。 多段倍電圧整流回路にインダクタＬｒのみを接続して非共振形倍電圧整流回路とした回路図。 多段倍電圧整流回路にインダクタＬｒ，キャパシタＣｒを接続して並列共振形倍電圧整流回路とした回路図。 多段倍電圧整流回路にインダクタＬｒ，キャパシタＣｒ，インダクタＬａを接続してＬＬＣ共振形倍電圧整流回路とした回路図。

これより図面を用いて、本発明に係る太陽電池用コンバータシステムを説明する。但し、本発明に係る太陽電池用コンバータシステムの構成は、各図面にて示される特定の具体的構成へと限定されるわけではなく、本発明の範囲内で適宜変更可能である。例えば、以下において各キャパシタは主に単独の蓄電素子であるとして説明するが、これらは充放電可能な任意の素子、複数の素子からなるモジュール、あるいはそれらモジュールを用いて構成される任意の装置であってもよい。各蓄電素子の容量も、それぞれ異なっていてよい。その他、以下の実施例における多段倍電圧整流回路は４段倍電圧整流回路として示されているが、本発明における多段倍電圧整流回路の段数、すなわち直列接続されるキャパシタの数ｎは２以上の任意の整数であってよい。したがって太陽電池モジュール鎖におけるモジュールの直列数ｎも任意の整数となる。

電流補償機能を有する本発明の太陽電池用コンバータシステムは、（コンバータ内）インダクタを備えたスイッチングコンバータ、中間インダクタ、及び多段倍電圧整流回路の３つの機能部を備えている。コンバータとして用いることが可能な代表例として、図３ａ〜図３ｆは、降圧型コンバータ、昇圧型コンバータ、反転型昇降圧コンバータ、ＳＥＰＩＣコンバータ、Ｚｅｔａコンバータ、Ｃｕｋコンバータをそれぞれ示している。これらコンバータによって、入力電圧である太陽電池モジュール鎖の合計電圧を変換した上で出力することができるのであり、言い換えれば出力電圧を調整することにより太陽電池モジュール鎖の動作状態を制御できる。

図３ａ〜図３ｆ中では、コンバータ内のスイッチングノードにおいて発生する矩形波状の電圧も併せて図示されている。後述のとおりコンバータの入力側に配置される中間インダクタに、これら矩形波状電圧の一部が印加されることにより、中間インダクタからの入力電圧で多段倍電圧整流回路を動作させて、最も電圧の低い太陽電池モジュールに補償電流を供給することが可能となる。すなわち、コンバータと多段倍電圧整流回路を、中間インダクタにより統合することで部分影補償器を構成する。

ここでは非絶縁型のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）コンバータについて例を示したが、その他の非絶縁型コンバータ、共振形コンバータ等を用いることも可能である。

例として、図３ａ〜図３ｆのコンバータのうち、図３ｂの昇圧型コンバータの動作時における電流経路を図４ａ，図４ｂにそれぞれ示す。

スイッチＱがオンとなる期間では、キャパシタＣｉｎからインダクタＬに電圧が印加されることにより（入力電圧をＶ_inとすればＶ_inが印加される。）、インダクタＬを流れる電流は直線的に増加する。このときスイッチＱに印加されている電圧はゼロである（オン抵抗を無視した。）。スイッチＱがオフとなる期間では、インダクタＬを流れる電流はダイオードＤｏを介して負荷側へ流れる。インダクタＬに印加される電圧は、−（Ｖ_out−Ｖ_in）であり（図４ａ，図４ｂ中、矢印方向に電流を流す電圧を正とした。）、インダクタＬを流れる電流は直線的に減少する。このように、スイッチング動作に伴い、インダクタＬの電圧は矩形波状電圧となる。

図５に、多段倍電圧整流回路の一例が示されている。多段倍電圧整流回路は、直列接続されたキャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の各々に対して、２つの直列接続されたダイオードＤ１，Ｄ２と、Ｄ３，Ｄ４と、Ｄ５，Ｄ６と、Ｄ７，Ｄ８と、をそれぞれ並列に接続し、更に、２つの直列接続されたダイオードの各々における中間点に中間キャパシタＣ１〜Ｃ４をそれぞれ接続してなる。

多段倍電圧整流回路は、矩形波状や正弦波状の電圧等、交流電圧を入力することで動作する。図５の端子Ａ−Ｂ間に矩形波状電圧が入力されるとき、入力される矩形波状電圧の変化に応じてキャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４に充放電電流が流れ、多段倍電圧整流回路内の奇数番号のダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５，Ｄ７と偶数番号のダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ６，Ｄ８が交互に導通する。

具体的には、図５中、端子Ｂから端子Ａへと（矢印方向）電流を流す極性の電圧が多段倍電圧整流回路へと入力されるとき、図６ａに示すとおりの経路を電流が流れて、図５中、端子Ａから端子Ｂへと電流を流す極性の電圧が多段倍電圧整流回路へと入力されるとき、図６ｂに示すとおりの経路を電流が流れる。

ここで、キャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の容量が中間キャパシタＣ１〜Ｃ４の容量と比較して十分大きいとすれば、入力電圧Ｖ_SNの動作周波数が十分高い場合、キャパシタＣｏｕｔ１，Ｃｏｕｔ２，Ｃｏｕｔ３，Ｃｏｕｔ４の電圧Ｖ_Cout1，Ｖ_Cout2，Ｖ_Cout3，Ｖ_Cout4は１サイクル前後において不変であるとみなすことができる。図６ａのモード１におけるＶ_SNの大きさをＥとし、モード１における中間キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の電圧の大きさをＶ_C1a，Ｖ_C2a，Ｖ_C3a，Ｖ_C4aとすれば、図６ａの電流経路についてキルヒホッフの第２法則を適用することにより以下の式（１）が得られる。

（１）

なお、Ｖ_Cout1〜Ｖ_Cout4については、図６ａ中でキャパシタＣｏｕｔ２〜Ｃｏｕｔ４を流れている方向に電流を流す極性の電圧を正とし、Ｖ_c1a〜Ｖ_c4a（及び、後述のＶ_c1b〜Ｖ_c4b）については、図６ａ中で中間キャパシタＣ１〜Ｃ４を流れている方向に電流を流す極性の電圧を正とした。

同様に、図６ｂのモード２におけるＶ_SNの大きさを０とし（例えば図３ａの降圧型コンバータに含まれるインダクタＬの電圧は正と負の値をとり、後述のとおり中間インダクタが分担する電圧も正負で変動するが、電圧の基準点を負側の電圧と取ることにより、モード２におけるＶ_SNをゼロとしてよい。）、中間キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の電圧の大きさをＶ_C1b，Ｖ_C2b，Ｖ_C3b，Ｖ_C4bとすれば、図６ｂの電流経路についてキルヒホッフの第２法則を適用することにより以下の式（２）が得られる。

（２）

上記式（１），（２）より、中間キャパシタＣ１〜Ｃ４における、モード１とモード２の間での電圧変動△Ｖ_C1＝Ｖ_C1b−Ｖ_C1a，△Ｖ_C2＝Ｖ_C2b−Ｖ_C2a，△Ｖ_C3＝Ｖ_C3b−Ｖ_C3a，△Ｖ_C4＝Ｖ_C4b−Ｖ_C4aは以下のとおり計算される。

（３）

中間キャパシタＣ１〜Ｃ４の容量をそれぞれＧ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４とした場合、中間キャパシタＣ１〜Ｃ４からキャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４に流れる電流Ｉ_C1，Ｉ_C2，Ｉ_C3，Ｉ_C4は、電流＝周波数×電荷量＝周波数×容量×電圧変動という関係から、

（４）
となる。ここで、ｆは入力電圧Ｖ_SNの周波数である。ここで、オームの法則から、ｆ×Ｇ１，ｆ×Ｇ２，ｆ×Ｇ３，ｆ×Ｇ４はそれぞれ抵抗の逆数、つまりコンダクタンスの次元であることが分かる。

よって、上記式（４）から、図５の回路を図７のような等価回路に置き換えることができる。ここで等価電源Ｖｄｃは出力電圧Ｅの直流電源であり、等価抵抗Ｒ１〜Ｒ４は中間キャパシタＣ１〜Ｃ４の充放電動作を等価抵抗に置き換えたものであり、等価抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値はそれぞれ、１／（ｆ×Ｇ１），１／（ｆ×Ｇ２），１／（ｆ×Ｇ３），１／（ｆ×Ｇ４）と表すことができる。Ｇ１〜Ｇ４が等しい場合、Ｒ１〜Ｒ４の値も等しくなるため、図７においてキャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の各電圧が同じ場合は等価抵抗Ｒ１〜Ｒ４に流れる電流も等しくなる。つまりキャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４は均等に充電されることになる。

その結果、キャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の電圧は定常状態で均等となる。定常状態におけるキャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の各電圧はＥとなる（ただし、ダイオードにおける電圧降下は無視する。以下同様。）。なお、Ｇ１〜Ｇ４が異なる場合、等価抵抗Ｒ１〜Ｒ４に流れる電流も異なることとなるが、最終的にキャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の電圧が定常状態でＥの均一値となることに変わりはない。また、仮にキャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４のうちいずれかの電圧が低い場合には、そのキャパシタに対して優先的に電流が供給されることがわかる。影のかかった太陽電池モジュール、すなわち「影モジュール」の電圧は、一般に影のかからないモジュール、すなわち「日照モジュール」より低い電圧となるため、後述の太陽電池用コンバータシステムにおいて影モジュールと並列接続されたキャパシタの電圧が低くなる。上記のとおり電圧の低いキャパシタに優先的に電流が供給され、これが補償電流として影モジュールに供給される。

なお、多段倍電圧入力回路に対して交流電圧を入力する位置は、図５で示した位置に限らず任意である。一例として、特許文献２の図７に示す位置から入力した場合の動作を、特許文献２の［００２２］〜［００３０］に従って説明する。

図８ａ，図８ｂに示すとおり、入力回路の端子Ａ−Ｂ間には矩形波状電圧が入力される。このとき、入力される矩形波状電圧の変化に応じてキャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４に充放電電流が流れ、多段倍電圧整流回路内の奇数番号のダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５，Ｄ７と偶数番号のダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ６，Ｄ８が交互に導通する。

具体的には、図８ａに示すとおり端子Ｂから端子Ａへと電流を流す極性の電圧が多段倍電圧整流回路へと入力されるとき、図８ａに示すとおりの経路を電流が流れて、図８ｂに示すとおり端子Ａから端子Ｂへと電流を流す極性の電圧が多段倍電圧整流回路へと入力されるとき、図８ｂに示すとおりの経路を電流が流れる。

ここで、キャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の容量が中間キャパシタＣ１〜Ｃ４の容量と比較して十分大きいとすれば、入力電圧Ｖ_SNの動作周波数が十分高い場合、キャパシタＣｏｕｔ１，Ｃｏｕｔ２，Ｃｏｕｔ３，Ｃｏｕｔ４の電圧Ｖ_Cout1，Ｖ_Cout2，Ｖ_Cout3，Ｖ_Cout4は１サイクル前後において不変であるとみなすことができる。モード１におけるＶ_SNの大きさをＥとし、図８ａのモード１における中間キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の電圧の大きさをＶ_C1a，Ｖ_C2a，Ｖ_C3a，Ｖ_C4aとすれば、図８ａの電流経路についてキルヒホッフの第２法則を適用することにより以下の式（５）が得られる。

（５）

なお、Ｖ_Cout1〜Ｖ_Cout4については、図８ａ中でキャパシタＣｏｕｔ３を流れている方向に電流を流す極性の電圧を正とし、Ｖ_c1a〜Ｖ_c4a（及び、後述のＶ_c1b〜Ｖ_c4b）については、図８ａ中で中間キャパシタＣ１〜Ｃ４を流れている方向に電流を流す極性の電圧を負とした。

同様に、図８ｂのモード２におけるＶ_SNの大きさを０とし（電圧の基準点を負側の電圧と取ることにより、モード２におけるＶ_SNをゼロとしてよい。）、中間キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の電圧の大きさをＶ_C1b，Ｖ_C2b，Ｖ_C3b，Ｖ_C4bとすれば、図８ｂの電流経路についてキルヒホッフの第２法則を適用することにより以下の式（６）が得られる。

（６）

上記式（５），（６）より、中間キャパシタＣ１〜Ｃ４における、モード１とモード２の間での電圧変動△Ｖ_C1＝Ｖ_C1a−Ｖ_C1b，△Ｖ_C2＝Ｖ_C2a−Ｖ_C2b，△Ｖ_C3＝Ｖ_C3a−Ｖ_C3b，△Ｖ_C4＝Ｖ_C4a−Ｖ_C4bは上記式（３）のとおり計算され、したがって図８ａ，図８ｂに示す位置から電圧が入力される場合であっても多段倍電圧整流回路の動作は図７の等価回路で説明できる。

図３ｂの昇圧型ＰＷＭコンバータと多段倍電圧整流回路とを、中間インダクタであるインダクタＬｒを介して接続してなる、本発明の第１の実施形態である太陽電池用コンバータシステムに、４直列の太陽電池ストリングＰＶ１〜ＰＶ４を接続したシステムの回路図を図９に示す。Ｑはスイッチ、Ｄはダイオード、Ｌはコンバータ内インダクタ、Ｌｒは中間インダクタ、Ｃｉｎ１〜Ｃｉｎ４は入力側キャパシタ、Ｃｏｕｔは出力側キャパシタ、ＲＬは負荷を表わし、多段倍電圧整流回路については図５で示したとおりである（図５中のＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４が図９中のＣｉｎ１〜Ｃｉｎ４に対応）。図９に示すとおり、昇圧型コンバータと多段倍電圧整流回路との間には共振用キャパシタＣｒが更に接続されており、後述のとおり中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒとで共振回路（共振タンク）が構成されている（以下、共振回路と多段倍電圧整流回路が接続されてなる回路を直列共振形倍電圧整流回路と呼ぶ。またスイッチングコンバータと直列共振形倍電圧整流回路等、後述の図２１ａ〜図２１ｄのような変形例の整流回路とを接続してなるコンバータシステムを、トランスレス均等化回路統合型コンバータと呼ぶ。）。なお、Ｒｂｉａｓは、各キャパシタの電圧値が不定値になるのを防止するためのバイアス抵抗である。

２つのインダクタＬ，Ｌｒは、昇圧型ＰＷＭコンバータにおけるフィルタインダクタとして振る舞う。一方、中間インダクタＬｒは直列共振形倍電圧整流回路内で共振用インダクタとしても振る舞い、共振用キャパシタＣｒとの間で共振することで、直列共振形倍電圧整流回路において正弦波状電流を生成する。すなわち、中間インダクタＬｒは２つの回路部によって共有されており、２つの役割を担う。

実施例１のトランスレス均等化回路統合型コンバータにおいては、昇圧型ＰＷＭコンバータが太陽電池ストリング全体（直列接続された太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４）の電圧を変換する一方で、直列共振形倍電圧整流回路により、キャパシタＣｉｎ１〜Ｃｉｎ４のうち最も電圧の低いキャパシタ（太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４のうち影モジュールに並列接続されたキャパシタ）が充電され、その充電電流が補償電流として影モジュールに供給される。昇圧型ＰＷＭコンバータの動作時に自動的に直列共振形倍電圧整流回路は駆動される。入力電圧Ｖ_in（すなわち太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４の電圧の合計電圧であるストリング電圧Ｖ_string）と出力電圧Ｖ_outの関係は、汎用的な昇圧型ＰＷＭコンバータと同様、スイッチの時比率（スイッチＱのスイッチング１周期に対するオン期間の割合）をＤとすると、インダクタにおける磁束の変化分が定常状態、１周期を通してゼロであるという条件より、以下の式（７）で表わされる。

（７）

スイッチＱのスイッチングにより図９のシステムを動作させたときに各素子を流れる電流、電圧の動作波形を図１０に、全キャパシタ電圧が均一時における、各動作モード１〜４における電流経路を図１１ａ〜図１１ｄにそれぞれ示す（影モジュールに並列接続されたキャパシタだけでなく、日照モジュールに並列接続されたキャパシタに流れうる電流経路も示した。）。図１０中のＴｓはスイッチＱのスイッチング周期である。なお、図１０のグラフ中、各電流については、図９で示す向きを正とし、また共振用キャパシタＣｒの電圧Ｖ_Crについては、図９に示す向きに電流ｉ_Crが流れることで充電される電圧を正とした。

図１１ａに示すモード１ではスイッチＱがターンオンし、コンバータ内インダクタＬと中間インダクタＬｒには、それぞれのインダクタンス値に応じた電圧が印加される。コンバータ内インダクタＬのインダクタンスをＬとし、中間インダクタＬｒのインダクタンスをＬ_rとすれば、インダクタＬ，Ｌｒに印加される電圧値Ｖ_L、Ｖ_Lrはおおよそ次式で表される（図９中、ｉ_L，ｉ_Lrの矢印方向に電流を流す極性を正とする。）。

（８）

（９）

Ｖ_Lrにより共振タンク内で、すなわち中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒとの間で共振が起こり、直列共振形倍電圧整流回路内では正弦波状の共振電流が流れる。コンバータ内インダクタＬを流れる電流ｉ_Lは、既に降圧型コンバータの動作として説明したとおり、ほぼ直線的に増加する（図１０中、ｉ_Lのグラフ参照）。一方、中間インダクタＬｒを流れる電流ｉ_Lrは、図９の電流経路からわかるとおり、ｉ_Lと、共振用キャパシタＣｒの電流ｉ_Crとの和に相当するため、直線的に増加するｉ_Lに正弦波状電流ｉ_Crが重畳した（ｉ_Lにｉ_Crを足した）電流波形となる（図１０中、ｉ_Lrのグラフ参照）。多段倍電圧整流回路内の中間キャパシタＣ１〜Ｃ４を流れる電流は奇数番号のダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５，Ｄ７を経由して流れる。共振用キャパシタＣｒの電流ｉ_Crが共振により正弦波状に変化してゼロとなったとき、動作はモード２へと移行する。

図１１ｂに示すモード２においても依然としてスイッチＱはオン状態であり、インダクタＬ，Ｌｒに印加される電圧はモード１の場合と同様である。多段倍電圧整流回路内の電流は全てゼロとなるため、モード２においてはｉ_L＝ｉ_Lrとなる。

スイッチＱをターンオフさせると、インダクタＬ，Ｌｒを流れていた電流がダイオードＤへと転流し、図１１ｃに示すモード３の電流経路が実現する。モード３においてインダクタＬに印加される電圧Ｖ_Lと、インダクタＬｒに印加される電圧値Ｖ_Lrとは、ダイオードの順方向降下を無視するとおおよそ次式で表される（極性の定義は式（８），（９）と同様）。

（１０）

（１１）

Ｖ_Lrにより共振タンク内で、すなわち中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒとの間で共振が起こり、直列共振形倍電圧回路内では正弦波状の共振電流が再び流れる。コンバータ内インダクタＬを流れる電流ｉ_Lは、既に昇圧型コンバータの動作として説明したとおり、ほぼ直線的に減少する（図１０中、ｉ_Lのグラフ参照）。一方、中間インダクタＬｒを流れる電流ｉ_Lrは、図９の電流経路からわかるとおり、ｉ_Lと、共振用キャパシタＣｒの電流ｉ_Crとの和に相当するため、直線的に減少するｉ_Lに正弦波状電流ｉ_Crが重畳した（ｉ_Lにｉ_Crを足した）電流波形となる（図１０中、ｉ_Lrのグラフ参照）。多段倍電圧整流回路内の中間キャパシタＣ１〜Ｃ４の電流は偶数番号のダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ６，Ｄ８を経由して流れる。共振用キャパシタＣｒの電流ｉ_Crがゼロとなったとき、動作はモード４へと移行する。

図１１ｄに示すモード４においても依然としてスイッチＱはオフ状態であり、インダクタＬ，Ｌｒに印加される電圧はモード３の場合と同様である。多段倍電圧整流回路内の電流は全てゼロとなるため、モード４においてはｉ_L＝ｉ_Lrとなる。

以上、図１１ａ〜図１１ｄの電流経路と式（８）〜（１１）で示したとおり、中間インダクタＬｒの両端には、コンバータ内インダクタＬと中間インダクタＬｒのインダクタンスの比に応じた電圧が発生する。中間インダクタＬｒの両端に発生する電圧を簡単のために矩形波電圧であると仮定すると、その振幅Ｖ_{Lr_p-p}は式（９），（１１）より次式で表される。

（１２）

一般的に、共振タンクに流れる共振電流の波高値ｉ_Cr-peakは印加電圧に比例し、

（１３）
の形式で表わすことができる。ここで、Ｚｒは共振タンクのインピーダンスである。式（１２），（１３）が示すとおり、本発明のトランスレス均等化回路統合型コンバータではインダクタＬ，Ｌｒのインダクタンス比を任意に決定することでｉ_Cr-peakを抑えつつ、補償電流の供給を担う多段倍電圧整流回路を駆動することができる。

蓄電セル用均等化回路である直列共振形倍電圧整流回路による蓄電セル電圧均等化の原理については、特許文献２や非特許文献３で詳細な説明がなされており、また本明細書においても図５〜図８ｂを用いて詳細に説明したとおりである。ここで、図１０の波形図で示すシステムの動作は４つのモードからなり、スイッチＱのオン状態においてはモード１〜２が、スイッチＱのオフ状態においてはモード３〜４が実現されるが、電流が矩形波状であっても、あるいは正弦波状であっても、中間キャパシタＣ１〜Ｃ４が奇数番号のダイオードを介して、そして偶数番号のダイオードを介して充放電されさえすれば、多段倍電圧整流回路はキャパシタＣｉｎ１〜Ｃｉｎ４の電圧を均等化するよう動作する。すなわち、既に述べたとおりキャパシタＣｉｎ１〜Ｃｉｎ４のうち電圧の低いキャパシタに優先的に電流が供給され、これが補償電流として影モジュールに供給される。具体的に、太陽電池モジュールＰＶ１が影モジュールであれば、図１１ａ〜図１１ｄに示す電流経路のうち中間キャパシタＣ１を通る経路を電流が優先的に流れるし、あるいは太陽電池モジュールＰＶ３が影モジュールであれば、電流経路のうちキャパシタ中間キャパシタＣ３を通る経路を電流が優先的に流れるのであり、その電流が補償電流として影モジュールに供給される。したがって、中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒの共振によって４モード動作となった場合であっても、モード１〜モード４に亘るスイッチングの１周期を通じて、奇数番号、偶数番号のダイオードを介して中間キャパシタＣ１〜Ｃ４が充放電されることにより、キャパシタＣｉｎ１〜Ｃｉｎ４のうち影モジュールと並列接続されたキャパシタに優先的に電流が供給され、これが補償電流として影モジュールに供給されるのであり、定性的には上記式（１）〜（４）や図７の等価回路を用いて説明される均等化動作と同様であると考えられる。供給された補償電流を影モジュールが流すことにより、擬似的には日照モジュールと同様に大きな電流を出力することが可能となるのであり、したがって太陽電池ストリング全体として大きな出力を得ることが可能となる。

なお、図９のシステムが、共振タンクの共振周期よりもスイッチング１周期が短い連続モードで動作する場合、その動作は図１１ａと図１１ｃで電流経路が表わされる２モード動作となるから、定性的には、上記式（１）〜（４）や図６ａ，図６ｂ，図７の等価回路を用いて説明される均等化動作と同様であると考えられる。また図９の充電器から共振キャパシタＣｒを除き、共振キャパシタＣｒのあった部分を単なる導線とした場合（後述の図２１ｂ参照）も、その動作は図１１ａと図１１ｃで電流経路が表わされる２モード動作となるから（共振タンクがないため上述の共振が起こらない）、上記式（１）〜（４）や図６ａ，図６ｂ，図７の等価回路を用いて説明される均等化動作と同様であると考えられる。

以上では昇圧型ＰＷＭコンバータと直列共振形倍電圧整流回路を組み合わせた例について説明したが、その他のコンバータと共振形倍電圧整流回路の組み合わせも可能である。一例として、図３ａの降圧型ＰＷＭコンバータを用いた太陽電池用コンバータシステムについて説明する。なお、特に断りのない限り、以降の実施例においても実施例１と同様の参照符号、変数定義等を用いる。

図３ａの降圧型コンバータの動作時における電流経路を図１２ａ，図１２ｂにそれぞれ示す。スイッチＱがオンとなる期間では、キャパシタＣｉｎ，ＣｏｕｔからインダクタＬに電圧が印加されることにより（入力電圧をＶ_in、出力電圧をＶ_outとすればＶ_in−Ｖ_outが印加される。）、インダクタＬを流れる電流は直線的に増加する。このときスイッチＱに印加されている電圧はゼロである（オン抵抗を無視した。）。スイッチＱがオフとなる期間では、インダクタＬを流れる電流はダイオードＤｏを介して負荷側へ流れる。インダクタＬに印加される電圧は、−Ｖ_outであり（図１２ａ，図１２ｂ中、矢印方向に電流を流す電圧を正とした。）、インダクタＬを流れる電流は直線的に減少する。このように、スイッチング動作に伴い、インダクタＬの電圧は矩形波状電圧となる。

図３ａの降圧型ＰＷＭコンバータと多段倍電圧整流回路とを、中間インダクタであるインダクタＬｒを介して接続してなる、本発明の第２の実施形態であるシステムに、４直列の太陽電池ストリングＰＶ１〜ＰＶ４を接続したシステムの回路図を図１３に示す。Ｑはスイッチ、Ｄはダイオード、Ｌはコンバータ内インダクタ、Ｌｒは中間インダクタ、Ｃｉｎ１〜Ｃｉｎ４は入力側キャパシタ、Ｃｏｕｔは出力側キャパシタ、ＲＬは負荷を表わし、多段倍電圧整流回路については図５で示したとおりである。図１３に示すとおり、降圧型コンバータと多段倍電圧整流回路との間には共振用キャパシタＣｒが更に接続されており、実施例１の図９と同様に中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒとで共振回路（共振タンク）が構成されている。２つのインダクタＬ，Ｌｒや共振用キャパシタＣｒの動作、役割は実施例１と同様である。

実施例２のトランスレス均等化回路統合型コンバータにおいては、降圧型ＰＷＭコンバータが太陽電池ストリング全体（直列接続された太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４）の電圧を変換する一方で、直列共振形倍電圧整流回路により、キャパシタＣｉｎ１〜Ｃｉｎ４のうち最も電圧の低いキャパシタ（太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４のうち影モジュールに並列接続されたキャパシタ）が充電され、その充電電流が補償電流として影モジュールに供給される。降圧型ＰＷＭコンバータの動作時に自動的に直列共振形倍電圧整流回路は駆動される。入力電圧Ｖ_in（すなわち太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４の電圧の合計電圧であるストリング電圧Ｖ_string）と出力電圧Ｖ_outの関係は、汎用的な降圧型ＰＷＭコンバータと同様、スイッチの時比率（スイッチＱのスイッチング１周期に対するオン期間の割合）をＤとすると、インダクタにおける磁束の変化分が定常状態、１周期を通してゼロであるという条件より、以下の式（１４）で表わされる。

（１４）

スイッチＱのスイッチングにより図１３のシステムを動作させたときに各素子を流れる電流、電圧の動作波形を図１４に、各動作モード１〜５における電流経路を図１５ａ〜図１５ｅにそれぞれ示す（影モジュールに並列接続されたキャパシタだけでなく、日照モジュールに並列接続されたキャパシタに流れうる電流経路も示した。）。図１４のグラフ中、各電流については、図１３で示す向きを正とし、また共振用キャパシタＣｒの電圧Ｖ_Crについては、図１３に示す向きに電流ｉ_Crが流れることで充電される電圧を正とした。

図１４の動作波形に示すとおり、不連続モードにおいて図１３のシステムは５つの動作モード（モード１〜５）を繰り返しつつ動作する。便宜上、モード２から説明を行う。

スイッチＱがターンオンしているモード２（図１５ｂ）においては入出力電圧差Ｖ_in−Ｖ_outに相当する電圧によりコンバータ内インダクタＬの充電が行われ、コンバータ内インダクタＬを流れる電流ｉ_Lは直線的に増加する。このとき、共振形倍電圧整流回路内に電流は流れていない。モード２においてインダクタＬ，Ｌｒに印加される電圧値Ｖ_L，Ｖ_Lrは次式で表される。

（１５）

（１６）

図１５ｃに示すモード３では、スイッチＱをターンオフさせることでスイッチＱを流れていた電流がダイオードＤへと転流し、ダイオードＤに電流ｉ_Dが流れ始める。また中間インダクタＬｒを流れていた電流は、共振用キャパシタＣｒへと転流し、中間キャパシタＣ１〜Ｃ４に電流が流れ始める。モード３においてインダクタＬ，Ｌｒに印加される電圧値Ｖ_L，Ｖ_Lrはダイオードの順方向降下を無視するとおおよそ次式で表される。

（１７）

（１８）

中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒとの間で共振が起こり、直列共振形倍電圧回路内では共振電流が流れ始める。コンバータ内インダクタＬを流れる電流ｉ_Lは、既に降圧型コンバータの動作として説明したとおり、ほぼ直線的に低下する（図１４中、ｉ_Lのグラフ参照）。一方、中間インダクタＬｒを流れる電流ｉ_Lrは、図１５ｃの電流経路からわかるとおり、モード３においては正弦波電流ｉ_Crと等しい（図１４中、ｉ_Lrのグラフ参照）。多段倍電圧整流回路内の中間キャパシタＣ１〜Ｃ４を流れる電流は偶数番号のダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ６，Ｄ８を経由して流れる。共振用キャパシタＣｒの電流ｉ_Crが共振により正弦波状に変化してゼロとなり、電流極性が反転すると同時に、動作は次のモード４へと移行する。

図１５ｄに示すモード４においてもスイッチＱはオフ状態であり、インダクタＬ，Ｌｒに印加されている電圧はモード３の場合とほぼ同等である。中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒは共振を続けており、モード４では正弦波状共振電流ｉ_Crの極性がモード３の場合とは逆のため、奇数番号のダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５，Ｄ７が導通する。

図１５ｅに示すモード５においても依然としてスイッチＱはオフ状態であり、インダクタＬ，Ｌｒに印加される電圧はモード３の場合と同様である。多段倍電圧整流回路内の電流は全てゼロとなるため、モード５においてはｉ_Lr＝０となる。

スイッチＱをターンオンさせるとダイオードＤがターンオフされ、図１５ａに示すモード１が始まる。コンバータ内インダクタＬの電流ｉ_LはスイッチＱを経由して流れ始める一方、中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒにも電流が流れ始め、中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒの間で再び共振が始まる。モード１においてインダクタＬ，Ｌｒに印加されている電圧はモード２の場合とほぼ同等である。

以上、図１５ａ〜図１５ｅの電流経路と式（１５）〜（１８）で示したとおり、中間インダクタＬｒの両端には、コンバータ内インダクタＬと中間インダクタＬｒのインダクタンスの比に応じた電圧が発生する。中間インダクタＬｒの両端に発生する電圧を簡単のために矩形波電圧であると仮定すると、その振幅Ｖ_{Lr_p-p}は式（１６），（１８）より次式で表される。

（１９）

既に述べたとおり、一般的に、共振タンクに流れる共振電流の波高値ｉ_Cr-peakは印加電圧に比例して上式（１３）の形式で表わすことができるため、実施例２のトランスレス均等化回路統合型コンバータにおいても、インダクタＬ，Ｌｒのインダクタンス比を任意に決定することでｉ_Cr-peakを抑えつつ、補償電流の供給を担う多段倍電圧整流回路を駆動することができる。

蓄電セル用均等化回路である直列共振形倍電圧整流回路による蓄電セル電圧均等化の原理については、実施例１等で詳細に説明したとおりである。ここで、図１４の波形図で示すシステムの動作は５つのモードからなり、スイッチＱのオン状態においてはモード１〜２が、スイッチＱのオフ状態においてはモード３〜５が実現されるが、電流が矩形波状であっても、あるいは正弦波状であっても、中間キャパシタＣ１〜Ｃ４が奇数番号のダイオードを介して、そして偶数番号のダイオードを介して充放電されさえすれば、多段倍電圧整流回路はキャパシタＣｉｎ１〜Ｃｉｎ４の電圧を均等化するよう動作する。すなわち、既に述べたとおりキャパシタＣｉｎ１〜Ｃｉｎ４のうち電圧の低いキャパシタに優先的に電流が供給され、これが補償電流として影モジュールに供給される。具体的に、太陽電池モジュールＰＶ１が影モジュールであれば、図１５ａ〜図１５ｄに示す電流経路のうち中間キャパシタＣ１を通る経路を電流が優先的に流れるし、あるいは太陽電池モジュールＰＶ３が影モジュールであれば、電流経路のうちキャパシタ中間キャパシタＣ３を通る経路を電流が優先的に流れるのであり、その電流が補償電流として影モジュールに供給される。したがって、中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒの共振によって５モード動作となった場合であっても、モード１〜モード５に亘るスイッチングの１周期を通じて、奇数番号、偶数番号のダイオードを介して中間キャパシタＣ１〜Ｃ４が充放電されることにより、キャパシタＣｉｎ１〜Ｃｉｎ４のうち影モジュールと並列接続されたキャパシタに優先的に電流が供給され、これが補償電流として影モジュールに供給されるのであり、定性的には上記式（１）〜（４）や図７の等価回路を用いて説明される均等化動作と同様であると考えられる。供給された補償電流を影モジュールが流すことにより、擬似的には日照モジュールと同様に大きな電流を出力することが可能となるのであり、したがって太陽電池ストリング全体として大きな出力を得ることが可能となる。

なお、図１３のシステムが、共振タンクの共振周期よりもスイッチング１周期が短い連続モードで動作する場合、その動作は図１５ａと図１５ｃで電流経路が表わされる２モード動作となるから、定性的には、上記式（１）〜（４）や図６ａ，図６ｂ，図７の等価回路を用いて説明される均等化動作と同様であると考えられる。また図１３の充電器から共振キャパシタＣｒを除き、共振キャパシタＣｒのあった部分を単なる導線とした場合（後述の図２１ｂ参照）も、その動作は図１５ａと図１５ｃで電流経路が表わされる２モード動作となるから（共振タンクがないため上述の共振が起こらない）、上記式（１）〜（４）や図６ａ，図６ｂ，図７の等価回路を用いて説明される均等化動作と同様であると考えられる。

以上では昇圧型ＰＷＭコンバータおよび降圧型ＰＷＭコンバータと直列共振形倍電圧整流回路を組み合わせた実施例について説明を行ったが、その他のコンバータを基本回路として組み合わせることも可能である。一例として、図３ｅのＺｅｔａコンバータを用いたシステムについて説明する。

図３ｅのＺｅｔａコンバータの動作時における電流経路を図１６ａ，図１６ｂにそれぞれ示す。スイッチＱの切り替えに伴い、既に説明した降圧型、昇圧型と同様にインダクタに流れる電流が直線的に増加又は減少する。インダクタＬ１，Ｌ２における磁束の変化分が定常状態、１周期を通してゼロであるという条件より、入出力電圧比は

（２０）
と表わされる。

図３ｅのＺｅｔａコンバータと多段倍電圧整流回路とを、中間インダクタであるインダクタＬｒを介して接続してなる、本発明の第３の実施形態である太陽電池用コンバータシステムに、４直列の太陽電池ストリングＰＶ１〜ＰＶ４を接続したシステムの回路図を図１７に示す。図１７に示すとおり、Ｚｅｔａコンバータと多段倍電圧整流回路との間には共振用キャパシタＣｒが更に接続されており、実施例１の図９と同様に中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒとで共振回路（共振タンク）が構成されている。インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌｒや共振用キャパシタＣｒの動作、役割は実施例１と同様である。

実施例３のトランスレス均等化回路統合型コンバータにおいては、Ｚｅｔａコンバータが太陽電池ストリング全体（直列接続された太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４）の電圧を変換する一方で、直列共振形倍電圧整流回路により、キャパシタＣｉｎ１〜Ｃｉｎ４のうち最も電圧の低いキャパシタ（太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４のうち影モジュールに並列接続されたキャパシタ）が充電され、その充電電流が補償電流として影モジュールに供給される。Ｚｅｔａコンバータの動作時に自動的に直列共振形倍電圧整流回路は駆動される。入力電圧Ｖ_in（すなわち太陽電池モジュールＰＶ１〜ＰＶ４の電圧の合計電圧であるストリング電圧Ｖ_string）と出力電圧Ｖ_outの関係は、上式（２０）で表わされる。

スイッチＱのオン、オフ切り替えに応じてコンバータ内インダクタＬ１，Ｌ２には矩形波状電圧が印加され、これに伴い中間インダクタＬｒにも矩形波状電圧が印加される。中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒが共振回路を形成することにより、多段倍電圧整流回路には正弦波状電圧が入力される。以降、実施例１，２と同様の原理で、多段倍電圧整流回路の動作により影モジュールに補償電流が供給される。共振用キャパシタＣｒを除いた場合も実施例１，２と同様である（以降の実施例も同様）。

以上の実施形態では、フィルタ用のインダクタと共振形倍電圧整流回路用のインダクタＬｒが個別に必要であったため、回路全体としては少なくとも２つの磁性素子が必要であった。しかしながら、カップルドインダクタを用いることによりこれらの磁性素子を１つの素子として集約することも可能である。カップルドインダクタを用いて昇圧型ＰＷＭコンバータに共振形倍電圧整流回路を組み合わせた本発明の第５の実施形態である太陽電池用コンバータシステムに４直列の太陽電池ストリングＰＶ１〜ＰＶ４を接続したシステムの回路図を図１８に示す。

図１８の回路構成は概ね図９のものと同様であるが、２つのインダクタ（図９中、コンバータ内インダクタＬと中間インダクタＬｒ）が、同一のコアに対して巻回されることで一つの磁性素子（カップルドインダクタ）へと集約されている。図１８中、ＬｍｇとＬｋｇはそれぞれカップルドインダクタの励磁インダクタンスと漏洩インダクタンスを表わし、励磁インダクタンスＬｍｇは昇圧型ＰＷＭコンバータにおけるフィルタインダクタＬ（図９参照）として振る舞う一方、漏洩インダクタンスＬｋｇは直列共振形倍電圧整流回路用の共振用インダクタＬｒの機能を果たす。カップルドインダクタはトランスと同様で１つのコアに複数の巻線が施された磁性素子であり、各々の巻線に印加される電圧は巻線比（Ｎ１：Ｎ２）で決定される。漏洩インダクタンスＬｋｇに印加される電圧は十分小さく無視できるため、スイッチＱがオンの期間に一次巻線に印加される電圧Ｖ_N1、二次巻線に印加される電圧Ｖ_N2はおおよそ下式（２１），（２２）で表される（一次巻線の巻数をＮ１、二次巻線の巻数をＮ２とする。）。

（２１）

（２２）

Ｖ_N2により共振タンク、すなわち漏洩Ｌｋｇと共振用キャパシタＣｒの間で共振が起こり、直列共振形倍電圧回路内では正弦波状の共振電流が流れる。一方、スイッチQがオフの期間はダイオードＤが導通する。一次巻線と二次巻線に印加される電圧値は、ダイオードの順方向降下を無視するとおおよそ下式（２３），（２４）で表される。

（２３）

（２４）

スイッチＱがオフの期間においてもＶ_N2により共振タンク、すなわち漏洩インダクタンスＬｋｇと共振用キャパシタＣｒの間で共振が起こり、直列共振形倍電圧回路内では正弦波状の共振電流が流れる。

以上、式（２２），（２４）で示したとおり、二次巻線の両端にはＮ１とＮ２の比に応じた電圧が発生する。二次巻線の両端に発生する電圧を簡単のために矩形波電圧であると仮定すると、その振幅Ｖ_{N2_p-p}は式（２２），（２４）より次式で表される。

（２５）

共振タンクに流れる共振電流の波高値i_Cr-peakは式(１３)と同様で印加電圧に比例し、

（２６）
の形式で表わすことができる。ここで、Ｚｒは共振タンクのインピーダンスである。式（２５），（２６）式が示すように、カップルドインダクタを用いたトランスレス均等化回路統合型コンバータでは、Ｎ１とＮ２の比を任意に決定することでｉ_Cr-peakを抑えつつ、セル電圧の均等化機能を担う倍電圧整流回路を駆動することができる。なお、図１９のシステムの動作原理も実施例１等と同様であり、上式（７）で表わされる昇圧型ＰＷＭコンバータの動作によって太陽電池ストリングＰＶ１〜ＰＶ４の電圧を変換しつつ、共振タンクの共振電流によって多段倍電圧整流回路を動作させることにより影モジュールに補償電流を供給する。

実施例４では、昇圧型ＰＷＭコンバータに対してカップルドインダクタを用いつつ均等化回路を統合した例について示したが、その他のコンバータに対してもカップルドインダクタを用いた統合が可能である。一例として、降圧型ＰＷＭコンバータに対してカップルドインダクタを用いつつ均等化回路を統合した、本発明の第５の実施形態である太陽電池用コンバータシステムに４直列の太陽電池ストリングＰＶ１〜ＰＶ４を接続したシステムの回路図を図１９に示す。

図１９の構成は、図１３で示した降圧型コンバータのコンバータ内インダクタＬと共振形倍電圧整流回路内の中間インダクタＬｒを、同一のコアに対して巻回することでカップルドインダクタにより集約した実施例に相当する。基本的な動作原理は図１３に示したものと同様であり、上式（１４）で表わされる降圧型ＰＷＭコンバータの動作によって太陽電池ストリングＰＶ１〜ＰＶ４の電圧を変換しつつ、共振タンクの共振電流によって多段倍電圧整流回路を動作させることにより影モジュールに補償電流を供給する。図１９を用いて説明した実施例５と同様の原理から、各巻線に発生する矩形波状電圧の振幅はカップルドインダクタの巻線比に依存するのであり、一次巻線と二次巻線の比を任意に決定することで共振電流の波高値ｉ_Cr-peakを抑えつつ、セル電圧の均等化機能を担う倍電圧整流回路を駆動することができる。

その他の変形例
以上の各実施例においては、主には直列共振形の共振回路から共振電流を入力することで多段倍電圧整流回路を動作させる実施形態について説明を行ってきたが、非共振形の入力部や、その他の共振形の入力部からの入力電流により多段倍電圧整流回路を動作させることも可能である。

本発明の教示するトランスレス均等化回路統合型コンバータに用いることができる、入力部と多段倍電圧整流回路との構成例を図２０ａ〜図２０ｄに示す。図２０ａは直列共振形入力部と多段倍電圧整流回路との接続例であり、これまで説明してきた各実施形態で用いている構成である。図２０ｂは非共振形の入力部と多段倍電圧整流回路との接続例であり、図２０ａの直列共振形の回路における共振用キャパシタＣｒを削除した形態と同等である。非共振形の入力部を用いる場合の多段倍電圧整流回路の動作は、図５〜図７等を用いて説明したとおりである。図２０ａの共振用キャパシタＣｒの容量を十分大きく設定した場合においても、図２０ｂの非共振形と同等の動作波形や特性を得ることができる。

図２０ｃは並列共振形の入力部と多段倍電圧整流回路との接続例であり、図２０ｄはＬＬＣ共振形の入力部と多段倍電圧整流回路との接続例である。これらの入力部を用いる場合であっても、多段倍電圧整流回路は共振電流により、上述の各実施例と同様に動作する。図２０ａ〜図２０ｄで示した各回路は一般的によく知られた共振・非共振回路方式を多段倍電圧整流回路に適用したものであり、その他の共振・非共振回路を多段倍電圧整流回路に適用することも可能である。

本発明は、太陽電池を用いるシステム等に広く適用できる。

Ｂ１〜Ｂ４ 蓄電セル
Ｃｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４ キャパシタ
Ｃｉｎ１〜Ｃｉｎ４ キャパシタ
Ｃ１〜Ｃ４ 中間キャパシタ
Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード
Ｌｒ インダクタ
Ｃｒ 共振キャパシタ
Ｖｉｎ，Vｄｃ 電源
Ｌ１，Ｌ２ インダクタ
Ｑ，Ｑａ，Ｑｂ スイッチ
Ｄｏ ダイオード
Ｃｏｕｔ，Ｃｉｎ，Ｃｅｔ キャパシタ
Ｒｂｉａｓ バイアス抵抗
Ｌｍｇ 励磁インダクタンス
Ｌｋｇ 漏洩インダクタンス
Ｌａ インダクタ
ＱＬ，ＱＨ スイッチ

Claims (6)

1. 直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）のキャパシタの各々に対して、２つの直列接続されたダイオードを並列に接続し、更に、該２つの直列接続されたダイオードの各々における中間点に中間キャパシタを接続した、多段倍電圧整流回路と、
   スイッチ切り替えにより動作し、スイッチ切り替えに応じて変動する第１の電圧が印加されるコンバータ内インダクタを備えたスイッチングコンバータと、
   前記スイッチングコンバータの入力部と前記多段倍電圧整流回路との間に接続された中間インダクタであって、前記スイッチの切り替え状態のうち少なくとも一つの状態において該スイッチングコンバータを流れる電流経路上に配置されたことにより、スイッチ切り替えに応じて変動する第２の電圧が印加される、中間インダクタと
   を備え、
   第１から第ｎの太陽電池モジュールを直列接続してなる太陽電池モジュール鎖を、前記中間インダクタを介して前記スイッチングコンバータの入力部に接続するとともに、第ｋ（ｋ＝１，２，…ｎ）の前記キャパシタに対して第ｋの該太陽電池モジュールを並列接続することにより、該第１から第ｎの太陽電池モジュールそれぞれに印加された電圧の合計電圧を前記スイッチングコンバータによって変換するとともに、前記中間インダクタから前記多段倍電圧整流回路に入力される電圧で該多段倍電圧整流回路が動作することにより、該第１から第ｎの太陽電池モジュールのうち最も電圧の低い太陽電池モジュールに優先的に電流を供給するよう構成された
   ことを特徴とする、太陽電池用コンバータシステム。
2. 前記スイッチングコンバータとして降圧型ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）コンバータを用いる、請求項１に記載の太陽電池用コンバータシステム。
3. 前記スイッチングコンバータとして昇圧型ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）コンバータを用いる、請求項１に記載の太陽電池用コンバータシステム。
4. 前記スイッチングコンバータとしてＺｅｔａコンバータを用いる、請求項１に記載の太陽電池用コンバータシステム。
5. 前記スイッチングコンバータの入力部と前記多段倍電圧整流回路との間に共振キャパシタが更に接続されることにより、前記中間インダクタと該共振キャパシタが共振回路を構成する、請求項１乃至４のいずれか一項に記載の太陽電池用コンバータシステム。
6. 前記コンバータ内インダクタと前記中間インダクタとが同一のコアに対して巻回されることによりカップルドインダクタを形成している、請求項１乃至５のいずれか一項に記載の太陽電池用コンバータシステム。

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