JPH06327256A

JPH06327256A - 電源装置

Info

Publication number: JPH06327256A
Application number: JP13419193A
Authority: JP
Inventors: Masahiro Kimata; 政弘木全; Ikuro Suga; 郁朗菅
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1993-05-13
Filing date: 1993-05-13
Publication date: 1994-11-25

Abstract

(57)【要約】【目的】電源装置における半導体スイッチ素子のスイ
ッチング損失を低減して高効率化を図ると共にスイッチ
ング周波数を高周波化して装置の小形化を図る。【構成】半導体スイッチ素子６と直列に第２のリアク
トル１７を接続すると共に第２のリアクトルと直列又は
並列に共振コンデンサ１８を接続する。また、半導体ス
イッチ素子６の端子間電圧の零を検出し、この端子間電
圧が零であるときに半導体スイッチ素子６をオンさせ
る。以上により、スイッチング損失が小さくなり、また
高周波化が可能になる。さらに、リアクトルやコンデン
サ等の部品の小形化が図れる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、交流電源から出力さ
れる交流電圧を直流電圧に変換する電源装置に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】図３４は例えば特公昭６３−２２１４８
号公報で記述された従来の電源装置を示す図であり、図
において、１は交流電圧を発生する交流電源、２は４個
のダイオードをブリッジ接続してなる整流回路であり、
交流電圧を直流電圧に変換する。３は直流電圧を安定化
する平滑コンデンサ（平滑回路）、４は負荷であり、平
滑コンデンサ３の両端に接続されている。５は交流電源
１と整流回路２との間に直列に介挿されたリアクトル、
６は半導体スイッチ素子（トランジスタ）であり、交流
電源１からリアクトル５に短絡電流を流すために使用さ
れる。

【０００３】７は上記整流回路２を構成する４個のダイ
オードのうちの２個を供用し、４個のダイオードをブリ
ッジ接続してなる整流回路（以下補助の整流回路とい
う）であり、交流電圧を直流電圧に変換して半導体スイ
ッチ素子６に印加する。８は供給される制御信号により
半導体スイッチ素子６をオン／オフ制御する制御回路で
ある。

【０００４】次に動作について説明する。この電源装置
の動作において極短い期間を限定すると、その期間では
交流電源電圧も負荷も変化しないものと見做すことがで
きる。したがって、この電源装置は図３５に示す等価回
路で置き換えることができる。以下、この等価回路の構
成を説明した後、この等価回路に基づいて動作説明を行
う。

【０００５】図３５において、９は交流電源１および補
助の整流回路７と等価な入力の直流電源、１１は整流回
路２と等価な環流ダイオード、１２は平滑コンデンサ３
および負荷４と等価な出力の直流電源である。リアクト
ル５と半導体スイッチ素子６は図３４と同様である。

【０００６】半導体スイッチ素子６がオンすると、直流
電源９がリアクトル５を介して短絡され、直流電源９か
らの入力電流Ｉ_seは図３６（ａ）に太線で示した経路を
流れる。この時、リアクトル５の両端には直流電源９の
電圧が印加されるので入力電流Ｉ_seは増加する。

【０００７】半導体スイッチ素子６がオフすると、環流
ダイオード１１がオンし、入力電流Ｉ_seは図３６（ｂ）
に太線で示した経路を流れる。この時、リアクトル５の
両端には直流電源９と直流電源１２との差の電圧が印加
される。この場合、通常の設計では直流電源１２の電圧
の方が直流電源９の電圧よりも高く設定されているの
で、半導体スイッチ素子６のオフ期間では入力電流Ｉ_se
は減少する。

【０００８】以上のことから、入力電流Ｉ_seは半導体ス
イッチ素子６がオンの時には増加し、オフの時には減少
するので、半導体スイッチ素子６のオン時間とオフ時間
の比を制御することにより、このオン時間とオフ時間を
通じての入力電流Ｉ_seの平均値を任意の値に制御するこ
とができる。

【０００９】ここで、この等価回路における入力電流Ｉ
_seと、この電源装置における入力電流Ｉ_s とはＩ_se＝｜
Ｉ_s ｜の関係にあるので、電源装置における入力電流Ｉ
_s も等価回路における入力電流Ｉ_seと同様に制御するこ
とができる。

【００１０】図３７は入力電流Ｉ_s の制御の様子を交流
電源１の電圧Ｖ_s の１周期に亘って示したものであり、
半導体スイッチ素子６のオン／オフ時間幅比を制御する
ことによって交流電源１からの入力電流Ｉ_s を交流電源
１の電圧Ｖ_s と同位相の正弦波になるように制御するこ
とができる。したがって、図３４の電源装置によれば、
交流電源１からの入力力率を向上させるとともに、入力
電流に含まれる高調波成分を低減することができる。

【００１１】すなわち、入力電流Ｉ_s の波形をフーリエ
級数に展開することにより、入力電流Ｉ_s に含まれてい
る各種の周波数成分に分解することができる。そして、
これらの周波数成分のうち、基本波成分以外のものが入
力電流Ｉ_s に含まれる高調波成分である。この高調波成
分が零の場合は入力電流Ｉ_s は基本波成分のみとなり、
交流電源１の周波数と同じ周波数で振動する正弦波とな
る。

【００１２】これに対し、高調波成分が含まれている場
合は入力電流Ｉ_s は正弦波ではなく歪んだ波形になる。
そこで、入力電流Ｉ_s を制御すれば、図３７に示すよう
に少なくとも入力電流Ｉ_s に含まれる高調波成分を低減
することができる。

【００１３】一方、入力力率は、上記の高調波成分の大
小と、上記の基本波成分と交流電源１の電圧Ｖ_s との位
相差で決まる。図３７に示したように入力電流Ｉ_s を制
御すれば、基本波成分を交流電源１の電圧Ｖ_s と同位相
に制御することができ、さらに上述のようにして高調波
成分を低減させることができるので、これらの両者を合
わせることで入力力率を向上させることができる。

【００１４】次に、上述した従来の電源装置の半導体ス
イッチ素子６に印加される電圧およびこの半導体スイッ
チ素子６を流れる電流について説明する。図３８に上記
の動作における半導体スイッチ素子６の出力端子間電圧
Ｖ_ceと出力電流Ｉ_c の挙動を示す。

【００１５】図３８から分かるように、半導体スイッチ
素子６がオンすると、直ちに出力電流Ｉ_c がその直前に
リアクトル５に流れていた電流まで急激に増加する。こ
れに対し、半導体スイッチ素子６がオフすると、直ちに
出力端子間電圧Ｖ_ceが平滑コンデンサ３の電圧まで急激
に増加する。実際は、半導体スイッチ素子６は理想的な
スイッチと異なり瞬時には動作することができないの
で、出力端子間電圧Ｖ_ceや出力電流Ｉ_c が急峻に変化す
るオンおよびオフの瞬間に大きなスイッチング損失が生
ずる。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】従来の電源装置は以上
のように構成されているので、半導体スイッチ素子６の
オン／オフの瞬間に大きなスイッチング損失を生じ、効
率が良くないという問題点があった。

【００１７】また、半導体スイッチ素子６のスイッチン
グ損失によりスイッチング周波数をあまり高くすること
がないことと、この制限から派生してリアクトルやコン
デンサが大形化し、さらに入力電流の制御性が悪いとい
う問題点があった。

【００１８】ここで、リアクトルやコンデンサを大きく
しなければならない理由と、入力電流の制御性が悪いと
いう理由について説明する。

【００１９】リアクトルのインピーダンスはＺ_L ＝２π
ｆＬと表すことができ、コンデンサのインピーダンスは
Ｚ_C ＝１／（２πｆＣ）と表すことができる。これらの
式から分かるように、同じインピーダンスを得ようとす
る場合、周波数ｆが大きければリアクトルのインダクタ
ンスＬやコンデンサの容量Ｃは小さくて済む。しかしな
がら、スイッチング周波数が制限されると、周波数ｆを
高くすることができないので、必然的にリアクトルのイ
ンダクタンスＬやコンデンサの容量Ｃを大きくしなけれ
ばならない。

【００２０】一方、上述したように半導体スイッチ素子
６のオン／オフ時間比を制御することにより、入力電流
Ｉ_s の１スイッチング周期における平均値を任意の値に
制御することができる。これにより、交流電源１から入
力力率を向上させることができるとともに入力電流に含
まれる高周波成分を低減させることができる。しかしな
がら、入力電流の１スイッチング周期における平均値を
制御するので、１スイッチング周期より早い時間では電
流を制御することができない。このため、スイッチング
周期が長くなり、電流の応答が遅くなる。この結果、電
流の制御性が悪くなる。

【００２１】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、スイッチング損失を低減して高
効率化と高周波化を可能にするとともに小形化を図るこ
とができる電源装置を得ることを目的としている。

【００２２】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明に係
る電源装置は、半導体スイッチ素子に対して直列に第２
のリアクトル（共振リアクトル）を接続するとともに、
この第２のリアクトルに対して直列または並列に共振コ
ンデンサを接続し、さらに、半導体スイッチ素子の端子
間電圧を検出して、零電圧のときにこの半導体スイッチ
ング素子をオンさせるようにしたものである。

【００２３】請求項２記載の発明に係る電源装置は、第
１のリアクトルの両端を短絡する第２の半導体スイッチ
素子を接続して半導体スイッチ素子の出力電流をクラン
プささせるようにし、さらに、第２の半導体スイッチ素
子を流れる電流を検知して、零電流のときにこの第２の
半導体スイッチ素子をオフするようにしたものである。

【００２４】請求項３記載の発明に係る電源装置は、環
流ダイオードと逆並列に第３の半導体スイッチ素子を接
続し、さらに、この第３の半導体スイッチ素子の端子間
電圧を検出して、零電圧のときにこの第３の半導体スイ
ッチング素子をオンさせるようにしたものである。

【００２５】

【作用】請求項１記載の発明における電源装置は、半導
体スイッチ素子に対して直列に接続された第２のリアク
トルと、この第２のリアクトルに対して直列または並列
に接続された共振コンデンサとにより、スイッチング損
失の原因となる半導体スイッチを流れる電流および半導
体スイッチ素子の端子間電圧の急峻な変化が抑えられ
る。

【００２６】また、第２のリアクトルと共振コンデンサ
との共振により電圧の零期間が作り出される。半導体ス
イッチ素子の端子間電圧を検知し、その端子間電圧が零
のときに半導体スイッチ素子をオンさせることにより、
この半導体スイッチ素子がオンした時に共振コンデンサ
に蓄えられた電荷が急速に放電される。これにより、急
峻な電流が流れなくなる。以上により、半導体スイッチ
素子のスイッチング損失が低減される。

【００２７】請求項２記載の発明における電源装置は、
第２の半導体スイッチ素子により第１のリアクトルの両
端を短絡することにより、電流クランプ動作を可能にす
る。これにより、半導体スイッチ素子を流れる電流の最
大値が低減し、スイッチング損失が低減する。また、第
２の半導体スイッチ素子を流れる電流を検知し、この電
流が零の時に第２の半導体スイッチ素子をオフさせるこ
とにより、第２の半導体スイッチ素子でのスイッチング
損失の発生が防止できる。

【００２８】請求項３記載の発明における電源装置は、
環流ダイオードと逆並列に接続された第３の半導体スイ
ッチ素子を備えることにより、第２のリアクトルに蓄え
られるエネルギーを自在に制御可能にする。これによ
り、第２のリアクトルと共振コンデンサの共振時に第１
の半導体スイッチ素子（請求項１に記載の半導体スイッ
チに対応する）の端子間電圧を確実に零にすることが可
能になる。したがって、第１の半導体スイッチ素子をオ
ンした時に共振コンデンサに蓄えられた電荷が急速に放
電され、急峻な電流が流れることが防止され、スイッチ
ング損失が低減される。また、第３の半導体スイッチ素
子の端子間電圧を検知して、零電圧の時に第３の半導体
スイッチ素子をオンさせることにより、第３の半導体ス
イッチ素子でのスイッチング損失の発生を防止できる。

【００２９】

【実施例】実施例１．以下、この発明の実施例１を図に
ついて説明する。図１において、１は交流電圧を発生す
る交流電源、２は４個のダイオードをブリッジ接続して
なる整流回路であり、交流電圧を直流電圧に変換する。
３は直流電圧を安定化する平滑コンデンサ（平滑回
路）、４は負荷、６は半導体スイッチ（第１の半導体ス
イッチ素子）である。これら交流電源１〜負荷４、半導
体スイッチ素子６の各々は図３４に示す従来の電源装置
と同様のものである。

【００３０】１４は第１のリアクトルであり、半導体ス
イッチ素子６のオン時にエネルギーを蓄積し、オフ時に
平滑コンデンサ３を充電する。１５は半導体スイッチ素
子６のオフ時に第１のリアクトル１４を流れる電流の経
路を確保して平滑コンデンサ３を充電するための環流ダ
イオード、１６は半導体スイッチ素子６と極性を逆にし
て半導体スイッチ素子６に並列接続された逆並列ダイオ
ード、１７は半導体スイッチ素子６に直列接続された第
２のリアクトルである。１８は第２のリアクトル１７と
ともに共振回路を構成する共振コンデンサ、１９は半導
体スイッチ素子６の端子間電圧が零であることを検知す
る零電圧検知回路である。

【００３１】２０は零電圧検知回路１９の出力により半
導体スイッチ素子６をオンするとともに、半導体スイッ
チ素子６のオン時間幅を可変する制御を行うオン制御回
路、２１は第２のリアクトル１７と共振コンデンサ１８
による共振経路を形成する補助のコンデンサである。な
お、この実施例では第１のリアクトル１４と第２のリア
クトル１７とを直列接続しているが、一つのリアクトル
でも兼用可能である。

【００３２】次に動作について説明する。まず、動作を
明確するために従来の電源装置と同様に等価回路に置き
換えるものとする。図２はその等価回路を示す図であ
る。図２において、入力の直流電源９および出力の直流
電源１２は従来の電源装置と同様である。２２は第１の
リアクトル１４と第２のリアクトル１７を一つのリアク
トルで表したものである。

【００３３】実施例の電源装置は従来の電源装置とは異
なり、動作モードは５モードある。以下それぞれのモー
ドにおける動作を順次説明する。

【００３４】モード１は、半導体スイッチ素子６がオン
している期間である。このモードでは、直流電源９がリ
アクトル２２を介して短絡されるため、直流電源９から
の入力電流Ｉ_seは図３（ａ）に太線で示した経路を流れ
る。この時、リアクトル２２の両端には直流電源９の電
圧が印加されるため、入力電流Ｉ_seは増加する。このモ
ードにおいて半導体スイッチ素子６をオフすると、動作
モードはモード２に移行する。

【００３５】モード２は、リアクトル２２と共振コンデ
ンサ１８の共振期間である。このモードでは、モード１
の期間にリアクトル２２に蓄積されたエネルギーによ
り、リアクトル２２と共振コンデンサ１８との間で共振
が開始されるため、入力電流Ｉ _seは図３（ｂ）に太線で
示した経路を流れる共振電流となる。

【００３６】これにより、共振コンデンサ１８の端子間
電圧すなわち半導体スイッチ素子６の出力端子間電圧Ｖ
_ceは共振周波数で比較的ゆっくりと増加する。そして、
共振コンデンサ１８の端子間電圧が直流電源１２の電圧
に達すると、環流ダイオード１５がオンし、動作モード
はモード３に移行する。

【００３７】モード３は、直流電源１２すなわち図１に
おける平滑コンデンサ３と負荷４にエネルギーを伝達す
るモードである。このモードでは環流ダイオード１５が
オンしているため、入力電流Ｉ_seは図３（ｃ）に太線で
示した経路を流れる。この時、リアクトル２２の両端に
は直流電源９と直流電源１２との差の電圧が印加され
る。通常の設計では直流電源１２の電圧の方が直流電源
９の電圧よりも高く設定されるため、この期間に入力電
流Ｉ_seは減少する。そして、入力電流Ｉ_seが零になる
と、環流ダイオード１５がオフするため、動作モードは
モード４に移行する。

【００３８】モード４は、リアクトル２２と共振コンデ
ンサ１８の共振期間である。このモードでは、モード２
の期間に共振コンデンサ１８に蓄積されたエネルギーに
より、リアクトル２２と共振コンデンサ１８の間で共振
が開始されるため、入力電流Ｉ_seは図３（ｄ）に太線で
示した経路を流れる共振電流となる。この結果、共振コ
ンデンサ１８の端子間電圧すなわち半導体スイッチ素子
６の出力端子間電圧Ｖ _ceは共振周波数で比較的ゆっくり
と減少する。そして、共振コンデンサ１８の端子間電圧
が零になると、逆並列ダイオード１６がオンするため、
動作モードはモード５に移行する。

【００３９】モード５は、逆並列ダイオード１６のオン
期間である。このモードでは、逆並列ダイオード１６が
オンするため、入力電流Ｉ_seが図３（ｅ）に太線で示し
た経路を流れる。この期間中、半導体スイッチ素子６の
出力端子間電圧Ｖ_ceは常に零に保たれているので、半導
体スイッチ素子６をオンしても損失が生じない。モード
５において半導体スイッチ素子６をオンにした後に入力
電流Ｉ_seが零になると、動作モードはモード１に戻り、
上記動作が繰り返し行われる。

【００４０】上記の動作から明らかなように、スイッチ
ング損失の低減を考えた場合、半導体スイッチ素子６の
オフは任意の時間に行なえるが、オンは図３（ｅ）に示
したモード５の期間に行なうことが望ましい。したがっ
て、この実施例による電源装置を低損失で動作させるた
めには半導体スイッチ素子６の出力端子間電圧Ｖ_ceが零
であることを検知する手段が必要である。

【００４１】ここで、半導体スイッチ素子６のオンをモ
ード５の期間に行なうことが望ましい理由について説明
する。図３８に示した従来の電源装置の動作波形から分
かるように。半導体スイッチ素子６をオンすると、半導
体スイッチ素子６の出力端子間電圧Ｖ_ceは零になり、出
力電流Ｉ_c が流れる。また、半導体スイッチ素子６をオ
フすると、半導体スイッチ素子６の出力電流Ｉ_c は零に
なり、出力端子間電圧Ｖ_ceは上昇する。

【００４２】半導体スイッチ素子６のスイッチング損失
は、この半導体スイッチ素子６をオンまたはオフする
時、すなわち、半導体スイッチ素子６の出力端子間電圧
Ｖ_ceまたは出力電流Ｉ_c が急変する時に発生する。

【００４３】図３（ｅ）に示したモード５の期間におい
ては、逆並列ダイオード１６がオンしているため、半導
体スイッチ素子６の出力端子間電圧Ｖ_ceが零である。し
たがって、この期間に半導体スイッチ素子６をオンして
も、もともと出力端子間電圧Ｖ_ceであるため、出力端子
間電圧Ｖ_ceが変化せず、スイッチング損失が生じない。

【００４４】これに対して、他のモードでは半導体スイ
ッチ素子６の出力端子間電圧Ｖ_ceが零にならない。した
がって、これらの期間に半導体スイッチ素子６をオンす
ると、大きなスイッチング損失が生ずる。このように、
スイッチング損失を考えた場合、半導体スイッチ素子６
のオンは図３（ｅ）に示したモード５の期間に行うのが
望ましい。

【００４５】図４〜図６は半導体スイッチ素子６の出力
端子間電圧Ｖ_ceの零電圧の検出方法の違いを示す回路図
である。まず、図４は半導体スイッチ素子６の出力端子
間電圧Ｖ_ceを直接検出する方法であり、半導体スイッチ
素子６の出力端間に接続された抵抗２４、２５による分
圧により出力端子間電圧Ｖ_ceを検出し、零であることを
検知する。

【００４６】図５はＣＴ（curent transformer）等の計
器用変流器を用いる方法であり、逆並列ダイオード１６
を流れる電流を変流器２６にて検出して、動作モードが
モード５であること、すなわち、半導体スイッチ素子６
の出力端子間電圧Ｖ_ceが零であることを間接的に検知す
る。

【００４７】図６は図５の別形態であり、逆並列ダイオ
ード１６を流れる電流を検出する代わりに第２のリアク
トル１７を流れる電流を変流器２６にて検出して、動作
モードがモード５であること、すなわち半導体スイッチ
素子６の出力端子間電圧Ｖ_ceが零であることを間接的に
検知する。

【００４８】半導体スイッチ素子６を零電圧検知回路１
９の出力によりオンさせる必要があるため、半導体スイ
ッチ素子６のオフ時間幅は回路定数などから決定される
値となる。したがって、自由に制御できる量は半導体ス
イッチ素子６のオン時間幅のみである。このため、零電
圧検知回路１９の出力により半導体スイッチ素子６をオ
ンするとともに、半導体スイッチ素子６のオン時間幅を
可変にできるオン制御回路２０が必要になる。

【００４９】ここで、オン制御回路２０を必要とする理
由を更に詳しく述べる。半導体スイッチ素子６の動作状
態はオンまたはオフの２通りしかないので、電源装置の
出力電圧の調整などに使用できる制御量は半導体スイッ
チ素子６のオン時間幅とオフ時間幅の２つしかない。

【００５０】上述したように半導体スイッチ素子６のオ
ンは図３（ｅ）に示したモード５の期間に行うことが望
ましい。半導体スイッチ素子６を一旦オフするとモード
２〜４を経なければ再びオンすることができない。した
がって、これらモード２〜４の期間がオフ時間幅にあた
る。そして、これらモード２〜４の期間における動作は
リアクトル２２や共振コンデンサ１８などの回路定数に
よって決まるため、自由に変化させることができない。

【００５１】このため、スイッチング損失を低減させる
ために半導体スイッチ素子６をモード５の期間にオンす
る場合には、オフ時間幅は制御量として使用できないこ
とになる。そこで、半導体スイッチ素子６のオン時間幅
を可変できるオン制御回路２０が必要になる。

【００５２】図７は零電圧検知回路１９とオン制御回路
２０の詳細な構成を示す回路図である。また、図８はこ
れらの回路における動作波形図である。図７において、
半導体スイッチ素子６の出力端子間電圧Ｖ_ceの検出信号
が零電圧検知回路１９の比較器Ｕ３の非反転入力端に供
給され、零電圧検知の閾値Ｖ_ref と比較されて零電圧オ
ンのための同期信号S_yncが作られる。この同期信号S_ync
によりオン制御回路２０の３角波発信器Ｕ１がリセット
させる。

【００５３】３角波発信器Ｕ１の出力T_ri がオン制御回
路２０の比較器Ｕ２でオン時間幅設定信号P_wm と比較さ
れ、オン制御回路２０の出力Out が作られる。このオン
制御回路２０の出力Out により半導体スイッチ素子６が
駆動される。

【００５４】ここで、オン制御回路２０の出力Out がＨ
レベルの時には半導体スイッチ素子６がオンし、出力Ou
t がＬレベルの時には半導体スイッチ素子６がオフする
ように設定すれば、半導体スイッチ素子６の出力端子間
電圧Ｖ_ceが零になった時に半導体スイッチ素子６をオン
することができる。また、オン制御回路２０の出力Out
がＨレベルとなる時間幅は、オン時間幅設定信号P_wm に
より可変させることができる。

【００５５】図９および図３８の波形図を用いて、この
実施例１の電源装置と従来の電源装置のスイッチング損
失について考える。図９は実施例１の電源装置の半導体
スイッチ素子６の出力端子間電圧Ｖ_ceと出力電流Ｉ_c の
挙動を示す波形図である。また、図３８は上述したよう
に従来の電源装置の半導体スイッチ素子６の出力端子間
電圧Ｖ_ceと出力電流Ｉ_c の挙動を示す波形図である。

【００５６】従来の電源装置では半導体スイッチ素子６
のオン／オフの瞬間に、半導体スイッチ素子６の出力端
子間電圧Ｖ_ceや出力電流Ｉ_c が急峻に変化するため大き
なスイッチング損失が生じていた。これに対し、実施例
１の電源装置の半導体スイッチ素子６は、モード１から
モード２に移行する時にオフする。

【００５７】そして、モード５の期間中にオンし、第２
のリアクトル１７と共振コンデンサ１８との共振により
半導体スイッチ素子６の出力端子間電圧Ｖ_ceが共振周波
数で比較的ゆっくりと増加することから、スイッチング
損失は従来の電源装置よりも出力端子間電圧Ｖ_ceの増加
率が緩和されている分、大幅に減少する。また、オンに
おいては、逆並列ダイオード１６がオンし、半導体スイ
ッチ素子６の出力端子間電圧Ｖ_ceが零に保たれている時
に半導体スイッチ素子６をオンするので、スイッチング
損失は生じない。

【００５８】したがって、スイッチング損失全体を比較
しても、従来の電源装置のスイッチング損失より、実施
例１の電源装置のスイッチング損失の方が小さくなるこ
とが分かる。以上のように、共振を利用することで半導
体スイッチ素子６のスイッチング損失を低減することが
できる。

【００５９】実施例２．次に、この発明の実施例２を図
について説明する。図１０において、１〜４、６、１
５、１６〜２０の各々は図１の実施例１と同様であるた
め説明を省略する。この実施例２は実施例１の整流回路
２と平滑コンデンサ３との間に設けられていた第１のリ
アクトル１４を、交流電源１と整流回路２との間に設け
たものである。

【００６０】この実施例の電源装置を図１のように簡単
な等価回路に置き直した場合、図２と同様になる。第１
のリアクトル１４を整流回路２と平滑コンデンサ３との
間に設けても、交流電源１と整流回路２との間に設けて
も同じ結果が得られる。

【００６１】実施例３．次に、この発明の実施例３を図
について説明する。図１１において、１〜４、６、１
５、１６〜２０の各々は図１の実施例１と同様であるた
め説明を省略する。この実施例３は実施例１の第２のリ
アクトル１７と直列に接続されていた共振コンデンサ１
８を、第２のリアクトル１７と並列に接続したものであ
る。

【００６２】この実施例３の電源装置を図１のように簡
単な等価回路に置き直した場合、図２と同様になる。な
お、図１１に示すように、この実施例３では第１のリア
クトル１４と第２のリアクトル１７を１個のリアクトル
により共用しているが、直列関係にある２個のリアクト
ルを１個のリアクトルに置き換えても同様に動作するこ
とは自明である。

【００６３】実施例４．次に、この発明の実施例４を図
について説明する。図１２において、１〜４、１７〜２
０の各々は図１の実施例１の電源装置と同様であるため
説明を省略する。２８は図示せぬトランジスタで構成さ
れた双方向スイッチであり、図１の実施例１の第１のリ
アクトル１４に短絡電流を流す半導体スイッチ素子６と
置き換えて、交流電源１と整流回路２との間に設けられ
ている。この双方向スイッチ２８を交流電源１と整流回
路２との間に設けることにより、環流ダイオード１５を
整流回路２のダイオードと兼用することができる。

【００６４】ここで、図１３、１４に双方向スイッチ２
８の構成例を示す。図１３に示すものはトランジスタ２
９と逆並列ダイオード３０ａ〜３０ｄとから構成されて
いる。また、図１４に示すものはトランジスタ２９ａ、
２９ｂと逆並列ダイオード３０ａ、３０ｂとから構成さ
れている。いずれも、トランジスタ２９、２９ａ、２９
ｂをオンすることにより、端子Ｔa 、Ｔb の間の双方向
において導通を図ることができる。

【００６５】この実施例４の電源装置を図１のように簡
単な等価回路に置き直した場合、図２と同様になる。な
お、図１２に示すようにこの実施例４では第１のリアク
トル１４と第２のリアクトル１７を１個のリアクトルに
より共用しているが、上述したように直列関係にある２
個のリアクトルを１個のリアクトルに置き換えても同様
に動作することは自明である。

【００６６】実施例５．次に、この発明の実施例５を図
について説明する。図１５において、１、３、４の各々
は図１の実施例１と同様であるため説明を省略する。こ
の実施例５は図１の実施例１の半導体スイッチ素子６、
環流ダイオード１５、逆並列ダイオード１６、共振コン
デンサ１８をそれぞれ４個用いたものである。

【００６７】例えば半導体スイッチ素子６ａに着目する
と、半導体スイッチ素子６ａの逆並列ダイオードは１６
ａ、共振コンデンサは１８ａ、環流ダイオードは１５ａ
であり、図１の実施例１の電源装置と同様の構成である
ことがわかる。

【００６８】また、この実施例の零電圧検知回路１９は
共振コンデンサ１８ａ〜１８ｄの各々の端子間電圧を検
知し、オン制御回路２０は半導体スイッチ素子６ａ〜６
ｄの各々のオン時間幅を可変する制御を行う。

【００６９】また、この実施例では、構成上同じ位置に
配置されるダイオードは１個のダイオードで兼用してい
る。例えば前述の半導体スイッチ素子６ａの環流ダイオ
ード１５ａは、半導体スイッチ素子６ｂの逆並列ダイオ
ード１６ｂと兼用されている。さらに整流回路２のダイ
オードも逆並列ダイオード１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１
６ｄと兼用されている。

【００７０】この実施例の電源装置の動作は、１個のト
ランジスタに着目すれば図１の実施例１と同様になるの
で、その説明を省略する。なお、この実施例では第１の
リアクトル１４と第２のリアクトル１７を１個のリアク
トルにより共用しているが、上述のように直列関係にあ
る２個のリアクトルを１個のリアクトルに置き換えても
同様に動作することは自明である。

【００７１】実施例６．次に、この発明の実施例６を図
について説明する。図１６において、１，３，４，１９
の各々は図１の実施例１と同様であるため、その説明を
省略する。この実施例６は図１５に示した実施例５の共
振コンデンサ１８ａ，１８ｂ，１８ｃ，１８ｄを１個の
共振コンデンサ１８で置き換えたものである。また、こ
の実施例６のオン制御回路２０は半導体スイッチ素子６
ａ〜６ｄの各々のオン時間幅を可変する制御を行う。

【００７２】この実施例の電源装置の動作は、図１５と
同様に１個のトランジスタに着目すれば図１の実施例１
と同様になるため、その説明を省略する。なお、この実
施例では、第１のリアクトル１４と第２のリアクトル１
７を１個のリアクトルにより共用しているが、上述のよ
うに直列関係にある２個のリアクトルを１個のリアクト
ルに置き換えても同様に動作することは自明である。

【００７３】実施例７．次に、この発明の実施例７を図
について説明する。図１７において、１、３、４の各々
は図１の実施例１と同様であるため、その説明を省略す
る。この実施例７は図１の実施例１の半導体スイッチ素
子６、環流ダイオード１５、逆並列ダイオード１６、共
振コンデンサ１８をそれぞれ２個用いたものである。

【００７４】例えば、半導体スイッチ素子６ａに着目す
ると、半導体スイッチ素子６ａの逆並列ダイオードは１
６ａ、共振コンデンサは１８ａ、環流ダイオードは１５
ａであり、図１の実施例１の電源装置と同様の構成であ
ることがわかる。

【００７５】また、この実施例７では、構成上同じ位置
に配置されるダイオードは１個のダイオードで兼用して
いるため、整流回路２のダイオードが逆並列ダイオード
１６ａ、１６ｂ、環流ダイオード１５ａ、１５ｂと兼用
されている。また、この実施例の零電圧検知回路１９は
共振コンデンサ１８ａ、１８ｂの各々の端子間電圧を検
知し、オン制御回路２０は半導体スイッチ素子６ａ、６
ｂの各々のオン時間幅を可変する制御を行う。

【００７６】この実施例の電源装置の動作は、１個のト
ランジスタに着目すれば図１の実施例１と同様になるた
め、その説明は省略する。なお、この実施例では第１の
リアクトル１４と第２のリアクトル１７を１個のリアク
トルにより共用しているが、上述のように直列関係にあ
る２個のリアクトルを１個のリアクトルに置き換えても
同様に動作することは自明である。

【００７７】実施例８．次に、この発明の実施例８を図
について説明する。図１８において、１、３、４、１９
の各々は図１の実施例１と同様であるため説明を省略す
る。この実施例８は図１７に示した実施例７の共振コン
デンサ１８ａ、１８ｂを１個のコンデンサ１８で置き換
えたものである。また、この実施例のオン制御回路２０
は半導体スイッチ素子６ａ、６ｂの各々のオン時間幅を
可変する制御を行う。

【００７８】この実施例の電源装置の動作は、図１７と
同様に１個のトランジスタに着目すれば図１の実施例１
の電源装置と同様の動作になるため、その説明を省略す
る。

【００７９】実施例９．次に、この発明の実施例９を図
について説明する。図１９において、１、３、４の各々
は図１の実施例１と同様であるため、その説明を省略す
る。この実施例９は図１の実施例１の半導体スイッチ素
子６、環流ダイオード１５、逆並列ダイオード１６、共
振コンデンサ１８をそれぞれ２個用いたものである。例
えば、半導体スイッチ素子６ａに着目すると、半導体ス
イッチ素子６ａの逆並列ダイオードは１６ａ、共振コン
デンサは１８ａ、環流ダイオードは１５ａであり、図１
の実施例１と同様の構成であることがわかる。

【００８０】また、この実施例では、構成上同じ位置に
配置されるダイオードは１個のダイオードで兼用してい
る。例えば、前述の半導体スイッチ素子６ａの環流ダイ
オード１５ａは、半導体スイッチ素子６ｂの逆並列ダイ
オード１６ｂと兼用されている。さらに、逆並列ダイオ
ード１６ａ、１６ｂが整流回路のダイオードと兼用され
ており、ダイオード２ａ、２ｂとともに整流回路２を構
成している。

【００８１】また、この実施例の零電圧検知回路１９は
共振コンデンサ１８ａ、１８ｂの各々の端子間電圧を検
知し、オン制御回路２０は半導体スイッチ素子６ａ、６
ｂの各々のオン時間幅を可変する制御を行う。

【００８２】この実施例の電源装置の動作は、１個のト
ランジスタに着目すれば図１の実施例１と同様になるた
め、その説明を省略する。なお、この実施例では、第１
のリアクトル１４と第２のリアクトル１７を１個のリア
クトルにより共用しているが、上述のように直列関係に
ある２個のリアクトルを１個のリアクトルに置き換えて
も同様に動作することは自明である。

【００８３】実施例１０．次に、この発明の実施例１０
を図について説明する。図２０において、１、３、４、
１９の各々は図１の実施例１と同様であるため説明を省
略する。この実施例１０は図１９に示した実施例９の共
振コンデンサ１８ａ、１８ｂを１個のコンデンサ１８で
置き換えたものである。また、この実施例の零電圧検知
回路１９は共振コンデンサ１８の端子間電圧を検知し、
オン制御回路２０は半導体スイッチ素子６ａ、６ｂの各
々のオン時間幅を可変する制御を行う。

【００８４】この実施例の電源装置の動作は、図１９と
同様に１個のトランジスタに着目すれば図１の実施例１
と同様の動作になるため、その説明を省略する。なお、
この実施例では、第１のリアクトル１４と第２のリアク
トル１７を１個のリアクトルにより共用しているが、上
述のように直列関係にある２個のリアクトルを１個のリ
アクトルに置き換えても同様に動作することは自明であ
る。

【００８５】実施例１１．次に、この発明の実施例１１
を図について説明する。図２１において、１、４の各々
は図１の実施例１と同様であるため説明を省略する。こ
の実施例１１は図１の実施例１の半導体スイッチ素子
６、環流ダイオード１５、逆並列ダイオード１６、共振
コンデンサ１８をそれぞれ２個用いて倍電圧整流回路と
したものである。例えば、半導体スイッチ素子６ａに着
目すると、半導体スイッチ素子６ａの逆並列ダイオード
は１６ａ、共振コンデンサは１８ａ、環流ダイオードは
１５ａであり、図１の実施例１における電源装置と同様
の構成であることがわかる。

【００８６】また、この実施例では、構成上同じ位置に
配置されるダイオードは１個のダイオードで兼用してい
る。例えば、前述の半導体スイッチ素子６ａの環流ダイ
オード１５ａは、半導体スイッチ素子６ｂの逆並列ダイ
オード１６ｂと兼用されている。さらに逆並列ダイオー
ド１６ａ、１６ｂが整流回路２のダイオードと兼用され
ている。

【００８７】また、この実施例の零電圧検知回路１９は
共振コンデンサ１８ａ、１８ｂの各々の端子間電圧を検
知し、オン制御回路２０は半導体スイッチ素子６ａ、６
ｂの各々のオン時間幅を可変する制御を行う。

【００８８】この実施例の電源装置の動作は、１個のト
ランジスタに着目すれば図１の実施例１と同様になるた
め、その説明を省略する。なお、この実施例では、第１
のリアクトル１４と第２のリアクトル１７を１個のリア
クトルにより共用しているが、直列関係にある２個のリ
アクトルを１個のリアクトルに置き換えても同様に動作
することは自明である。

【００８９】実施例１２．次に、この発明の実施例１２
を図について説明する。図２２において、１、４、１９
の各々は図１の実施例１と同様であるため説明を省略す
る。この実施例１２は図２１に示した実施例１１の共振
コンデンサ１８ａ、１８ｂを１個のコンデンサ１８で置
き換えたものである。図２１と同様に１個のトランジス
タに着目すれば図１の実施例１と同様の動作になるた
め、その説明を省略する。

【００９０】実施例１３．次に、この発明の実施例１３
を図について説明する。図２３において、１〜４、１４
〜２０は実施例１と同様であるため、その説明を省略す
る。３２は第１のリアクトル１４の端子間を短絡する第
２の半導体スイッチ素子であり、図示のようにトランジ
スタ３３とダイオード３４とから構成される。３５は計
器用変流器であり、第２の半導体スイッチ素子３２の出
力電流（トランジスタ３３のコレクタ電流）を検出す
る。３６は第２の半導体スイッチ素子３２の出力電流が
零であることを検知する零電流検知回路、３７は零電流
検知回路３６の出力により第２の半導体スイッチ素子３
２をオフするとともに、第２の半導体スイッチ素子３２
のオフ時間幅を可変にするオフ制御回路である。

【００９１】この実施例の動作を明確にするために、従
来の電源装置と同様にこの実施例１３の電源装置を図２
４に示した簡単な等価回路に置き直して考える。この図
において、直流電源９、１２の各々は従来の電源装置と
同様であり、また、他は図２３と同様であるため、その
説明を省略する。従来の電源装置と異なり、動作モード
は７モード存在する。以下、図２５を参照しながらそれ
ぞれのモードにおける動作を順に説明する。

【００９２】モード１は、半導体スイッチ素子６のみが
オンしている期間である。このモードでは、直流電源９
が第１のリアクトル１４および第２のリアクトル１７を
介して短絡されるため、直流電源９からの入力電流Ｉ_se
は図２５（ａ）に太線で示した経路を流れる。この時、
第１のリアクトル１４および第２のリアクトル１７の両
端には直流電源９の電圧が印加されるため、入力電流Ｉ
_seは増加する。モード１において半導体スイッチ素子６
をオフすると、動作モードはモード２に移行する。

【００９３】モード２は、第１のリアクトル１４および
第２のリアクトル１７と共振コンデンサ１８の共振期間
である。このモードでは、モード１の期間に第１のリア
クトル１４および第２のリアクトル１７に蓄積されたエ
ネルギーにより、第１のリアクトル１４および第２のリ
アクトル１７と共振コンデンサ１８の間で共振が開始さ
れるため、入力電流Ｉ_seは図２５（ｂ）に太線で示した
経路で流れる共振電流となる。

【００９４】この結果、共振コンデンサ１８の端子間電
圧すなわち半導体スイッチ素子６の出力端子間電圧Ｖ
_ce1は共振周波数で比較的ゆっくりと増加する。この共
振コンデンサ１８の端子間電圧が直流電源１２の電圧に
達すると、環流ダイオード１５がオンするため、動作モ
ードはモード３に移行する。

【００９５】モード３は、直流電源１２すなわち図２３
における平滑コンデンサ３と負荷４にエネルギーを伝達
するモードである。このモードでは、環流ダイオード１
５がオンしているため、入力電流Ｉ_seは図２５（ｃ）に
太線で示した経路を流れる。この時、第１のリアクトル
１４および第２のリアクトル１７の両端には直流電源９
と直流電源１２の差の電圧が印加される。通常の設計で
は直流電源１２の電圧の方が直流電源９の電圧よりも高
いため、この期間に入力電流Ｉ_seは減少する。ここで、
第２の半導体スイッチ素子３２をオンすると、動作モー
ドはモード４に移行する。

【００９６】モード４は、モード３と同じく直流電源１
２すなわち図２３における平滑コンデンサ３と負荷４に
エネルギーを伝達するモードである。このモードでは、
環流ダイオード１５と第２の半導体スイッチ素子３２が
オンしているため、入力電流Ｉ_seは図２５（ｄ）に太線
で示した経路を流れる。この時、第１のリアクトル１４
は第２の半導体スイッチ素子３２により短絡されている
ため、第１のリアクトル１４を流れる電流は変化せず一
定となり、第１のリアクトル１４を流れる電流と第２の
リアクトル１７を流れる電流との差電流が第２の半導体
スイッチ素子３２に流れる。

【００９７】直流電源９と直流電源１２の差の電圧は第
２のリアクトル１７の両端にのみ印加されるため、この
期間に入力電流Ｉ_seは直流電源９と直流電源１２の差の
電圧と第２のリアクトル１７のインダクタンスで決まる
傾きで減少する。この入力電流Ｉ_seが零になると、環流
ダイオード１５がオフするため、動作モードはモード５
に移行する。

【００９８】モード５は、第２のリアクトル１７と共振
コンデンサ１８の共振期間である。このモードでは、モ
ード２の期間に共振コンデンサ１８に蓄積されたエネル
ギーにより、第２のリアクトル１７と共振コンデンサ１
８の間で共振が開始されるため、入力電流Ｉ_seは図２５
（ｅ）に太線で示した経路を流れる共振電流となる。

【００９９】この結果、共振コンデンサ１８の端子間電
圧すなわち半導体スイッチ素子６の出力端子間電圧Ｖ
_ce1 は共振周波数で比較的ゆっくりと減少する。この共
振コンデンサ１８の端子間電圧が零になると、逆並列ダ
イオード１６がオンするため、動作モードはモード６に
移行する。

【０１００】モード６は、逆並列ダイオード１６のオン
期間である。このモードでは、逆並列ダイオード１６が
オンするため、入力電流Ｉ_seが図２５（ｆ）に太線で示
した経路を流れる。この期間中、半導体スイッチ素子６
の出力端子間電圧Ｖ_ce1 は常に零に保たれているので、
半導体スイッチ素子６をオンしても損失を生じない。こ
こで、半導体スイッチ素子６をオンにした後に入力電流
Ｉ_seが零になると、動作モードはモード７に移行する。

【０１０１】モード７は、第２のリアクトル１７にエネ
ルギーを蓄えるモードである。このモードでは、半導体
スイッチ素子６と半導体スイッチ回路がオンしているた
め、入力電流Ｉ_seは図２５（ｇ）に太線で示した経路を
流れる。この時、第１のリアクトル１４は第２の半導体
スイッチ素子３２により短絡されているため、直流電源
９の電圧は第２のリアクトル１７の両端にのみ印加され
る。

【０１０２】このため、この期間に入力電流Ｉ_seはモー
ド１よりも急速に増加する。この入力電流Ｉ_seが、第１
のリアクトル１４に流れている電流と等しくなると、第
２の半導体スイッチ素子３２には電流が流れなくなるた
め、動作モードはモード１に戻り、上記の動作が繰り返
される。このモード１の期間中、第２の半導体スイッチ
素子３２を流れる電流Ｉ_c2は常に零に保たれているの
で、第２の半導体スイッチ素子３２をオフしても損失を
生じない。

【０１０３】上記の動作から明らかなように、スイッチ
ング損失の低減を考えた場合、半導体スイッチ素子６の
オフは任意の時間に行なえるが、オンは図２５（ｆ）に
示したモード６の期間に行なうことが望ましい。したが
って、半導体スイッチ素子６の出力端子間電圧Ｖ_ce1 が
零であることを検知する零電圧検知回路１９が必要にな
る。この零電圧検知回路１９の出力により半導体スイッ
チ素子６をオンさせる必要があるため、半導体スイッチ
素子６のオフ時間幅は回路定数などから決定される値に
なる。

【０１０４】したがって、自由に制御できる量はオン時
間幅のみである。このため、零電圧検知回路１９の出力
により半導体スイッチ素子６をオンするとともに、半導
体スイッチ素子６のオン時間幅を可変できるオン制御回
路２０が必要になる。

【０１０５】同様に、第２の半導体スイッチ素子３２の
オンは任意の時間に行なえるが、オフは図２５（ａ）に
示したモード１の期間に行なうことが望ましい。したが
って、この発明による電源装置を低損失で動作させるた
めには、第２の半導体スイッチ素子３２の出力電流Ｉ_c2
が零であることを検知する零電流検知回路３６が必要と
なる。この零電流検知回路３６の出力により第２の半導
体スイッチ素子３２をオフさせる必要があるため、第２
の半導体スイッチ素子３２のオン時間幅は回路定数など
から決定される値となる。

【０１０６】したがって、自由に制御できる量はオフ時
間幅のみである。このため、零電流検知回路３６の出力
により半導体スイッチ素子３２をオフするとともに、第
２の半導体スイッチ素子３２のオフ時間幅を可変にでき
るオフ制御回路３７が必要になる。

【０１０７】ここで、図２６および図３８を用いて、従
来の電源装置と実施例１３の電源装置のスイッチング損
失について考える。図２６は実施例１３の半導体スイッ
チ素子６および第２の半導体スイッチ素子３２の出力端
子間電圧Ｖ_ce1、Ｖ_ce2と出力電流Ｉ_c1、Ｉ_c2の挙動を示
す波形図である。図３８は上述したように、従来の電源
装置の半導体スイッチ素子６の出力端子間電圧Ｖ_ceと出
力電流Ｉ_c の挙動を示す波形図である。

【０１０８】従来の電源装置では、半導体スイッチ素子
６のオン／オフの瞬間に、半導体スイッチ素子６の出力
端子間電圧Ｖ_ceや出力電流Ｉ_c が急峻に変化するため、
大きなスイッチング損失を生じていた。しかし、実施例
１３の電源装置の半導体スイッチ素子６は、モード１か
らモード２に移行する時にオフし、モード６の期間中に
オンする。

【０１０９】したがって、オフにおいては第２のリアク
トル１７と共振コンデンサ１８の間の共振により、半導
体スイッチ素子６の出力端子間電圧Ｖ_ce1 は共振周波数
で比較的ゆっくりと増加するため、半導体スイッチ素子
６のオフ時のスイッチング損失は、従来の電源装置のス
イッチング損失よりも出力端子間電圧の増加率が緩和さ
れている分、大幅に減少する。

【０１１０】また、オンにおいては、逆並列ダイオード
１６がオンし、半導体スイッチ素子６の出力端子間電圧
Ｖ_ce1 が零に保たれている時に半導体スイッチ素子６を
オンするため損失が生じない。また、第２の半導体スイ
ッチ素子３２は、モード３からモード４に移行する時に
オンし、モード１の期間中にオフする。

【０１１１】したがって、オンにおいては第２のリアク
トル１７のインダクタンスと印加電圧で決まる傾きで比
較的ゆっくりと増加するため、第２の半導体スイッチ素
子３２のオン時のスイッチング損失は、従来の電源装置
のスイッチング損失に比べて出力電流の増加率が緩和さ
れている分、十分に小さい。

【０１１２】また、オフにおいては、第２の半導体スイ
ッチ素子３２の出力電流Ｉ_c2が零に保たれている時にこ
の第２の半導体スイッチ素子３２をオフするため損失が
生じない。さらに、第２の半導体スイッチ素子３２の追
加により、半導体スイッチ素子６の出力電流Ｉ_c1がクラ
ンプされ、出力電流のピーク値が低減されるために、半
導体スイッチ素子６のスイッチング損失は、従来の電源
装置のみならず、実施例１から実施例１２までの各電源
装置よりも低減させることができる。

【０１１３】したがって、実施例１３の電源装置は第２
の半導体スイッチ素子３２の追加により、これのスイッ
チング損失が新たに加わるが、スイッチング損失全体を
比較した場合、従来の電源装置のスイッチング損失より
小さくなる。

【０１１４】以上のようにこの実施例１３によれば、共
振および電流クランプを利用することにより、半導体ス
イッチ素子のスイッチング損失を低減することが可能で
ある。

【０１１５】実施例１４．次に、この発明の実施例１４
を図について説明する。図２７において、１〜４、６、
１４〜２０、３２〜３７の各々は図２３に示す実施例１
３の電源装置と同様であるため、その説明を省略する。
この実施例１４は図２３に示す実施例１３の第１のリア
クトル１４と第２の半導体スイッチ素子３２の位置を変
更したものである。

【０１１６】図２７に示すように第２の半導体スイッチ
素子３２を配置することにより、半導体スイッチ素子６
と、この第２の半導体スイッチ素子３２が共通の電位か
ら駆動可能になる。この図２７の電源装置を簡単な等価
回路に置き直して考えると図２４と同様になるので、そ
の説明を省略する。

【０１１７】実施例１５．次に、この発明の実施例１５
を図について説明する。図２８において、１〜４、６、
１４〜２０、３２〜３７の各々は図２３に示す実施例１
３の電源装置と同様であるため、その説明を省略する。
この実施例１５は図２３の実施例１３の電源装置の第１
のリアクトル１４と第２の半導体スイッチ素子３２の位
置を、交流電源１と整流回路２との間に配置したもので
ある。図２８の電源装置を簡単な等価回路に置き直して
考えると図２４と同様になるので、その説明を省略す
る。

【０１１８】また、図１の実施例１と図２３に示した実
施例１３との回路構成の類似性により、実施例２〜１２
においても、第１のリアクトル１４を短絡する第２の半
導体スイッチ素子３２と、この第２の半導体スイッチ素
子３２を流れる電流が零であることを検知する零電流検
知手段３６と、零電流検知手段３６の出力により第２の
半導体スイッチ素子３２をオフするとともに、この第２
の半導体スイッチ素子３２のオフ時間幅を可変にできる
オフ制御手段３７との追加により、実施例１３と同様の
効果が得られる。

【０１１９】実施例１６．次に、この発明の実施例１６
を図について説明する。図２９において、１〜４、６、
１４、１５、１７〜２０の各々は図１に示す実施例１の
電源装置と同様であるため、その説明を省略する。３９
は環流ダイオード１５と逆並列に接続された第３の半導
体スイッチ素子（トランジスタ）、４０は第３の半導体
スイッチ素子３９の出力端子間電圧が零であることを検
知する第２の零電圧検知回路、４１は第２の零電圧検知
回路４０の出力により第３の半導体スイッチ素子３９を
オンするとともに、この第３の半導体スイッチ素子３９
のオン時間幅を可変する第２のオン制御回路である。

【０１２０】この実施例の動作を明確にするために、従
来の電源装置と同様にこの実施例１６の電源装置を図３
０に示した簡単な等価回路に置き直して考える。この図
において、直流電源９、１２の各々は従来の電源装置と
同様であり、また、他は図２９と同様であるため、その
説明を省略する。

【０１２１】また、２２は第１のリアクトル１４と第２
のリアクトル１７を一つのリアクトルで表したものであ
る。従来の電源装置と異なり、動作モードは６モード存
在する。以下それぞれのモードにおける動作を順に説明
する。

【０１２２】モード１は、半導体スイッチ素子６がオン
している期間である。このモードでは、直流電源９がリ
アクトル２２を介して短絡されるため、直流電源９から
の入力電流Ｉ_seは図３１（ａ）に太線で示した経路を流
れる。この時、リアクトル２２の両端には直流電源９の
電圧が印加されるため、入力電流Ｉ_seは増加する。モー
ド１において半導体スイッチ素子６をオフすると、動作
モードはモード２に移行する。

【０１２３】モード２は、リアクトル２２と共振コンデ
ンサ１８の共振期間である。このモードでは、モード１
の期間にリアクトル２２に蓄積されたエネルギーによ
り、リアクトル２２と共振コンデンサ１８との間で共振
が開始されるため、入力電流Ｉ _seは図３１（ｂ）に太線
で示した経路を流れる共振電流となる。

【０１２４】この結果、共振コンデンサ１８の端子間電
圧すなわち半導体スイッチ素子６の出力端子間電圧Ｖ
_ce1 は共振周波数で比較的ゆっくりと増加する。この共
振コンデンサ１８の端子間電圧が直流電源１２の電圧に
達すると、環流ダイオード１５がオンするため、動作モ
ードはモード３に移行する。

【０１２５】モード３は、直流電源１２すなわち図２９
における平滑コンデンサ３と負荷４にエネルギーを伝達
するモードである。このモードでは、環流ダイオード１
５がオンしているため入力電流Ｉ_seは図３１（ｃ）に太
線で示した経路を流れる。この時、リアクトル２２の両
端には直流電源９と直流電源１２の差の電圧が印加され
る。

【０１２６】通常の設計では直流電源１２の電圧の方が
直流電源９の電圧よりも高く設定されるため、この期間
に入力電流Ｉ_seは減少する。この期間中、第３の半導体
スイッチ素子３９の出力端子間電圧Ｖ_ce3 は常に零に保
たれているので、第３の半導体スイッチ素子３９をオン
しても損失を生じない。ここで、第３の半導体スイッチ
素子３９をオンにした後に入力電流Ｉ_seが零になると、
動作モードはモード４に移行する。

【０１２７】モード４は、リアクトル２２に共振に必要
なエネルギーを蓄えるモードである。このモードでは、
第３の半導体スイッチ素子３９がオンしているため、入
力電流Ｉ_seは図３１（ｄ）に太線で示した経路を流れ
る。この時、モード３と同じく、リアクトル２２に直流
電源９と直流電源１２の差の電圧が印加されるため、こ
の期間に入力電流Ｉ_seの極性が反転し、リアクトル２２
に共振に必要なエネルギーが蓄えられる。ここで、第３
の半導体スイッチ素子３９をオフすると、動作モードは
モード５に移行する。

【０１２８】モード５は、第２のリアクトル１７と共振
コンデンサ１８の共振期間である。このモードでは、モ
ード２の期間に共振コンデンサ１８に蓄積されたエネル
ギーとモード４の期間にリアクトル２２に蓄積されたエ
ネルギーとにより、リアクトル２２と共振コンデンサ１
８の間で共振が開始されるため、入力電流Ｉ_seは図３１
（ｇ）に太線で示した経路を流れる共振電流となる。

【０１２９】この結果、共振コンデンサ１８の端子間電
圧すなわち半導体スイッチ素子６の出力端子間電圧Ｖ
_ce1 は共振周波数で比較的ゆっくりと減少する。同様に
第３の半導体スイッチ素子３９の出力端子間電圧Ｖ_ce3
も共振周波数で比較的ゆっくりと減少する。この共振コ
ンデンサ１８の端子間電圧が零になると、逆並列ダイオ
ード１６がオンするため、動作モードはモード６に移行
する。

【０１３０】モード６は、逆並列ダイオード１６のオン
期間である。このモードでは、逆並列ダイオード１６が
オンするため、入力電流Ｉ_seが図３１（ｆ）に太線で示
した経路を流れる。この期間中、半導体スイッチ素子６
の出力端子間電圧Ｖ_ce1 は常に零に保たれているので、
半導体スイッチ素子６をオンしても損失を生じない。こ
こで、半導体スイッチ素子６をオンにした後に入力電流
Ｉ_seが零になると、動作モードはモード１に戻り、上記
の動作が繰り返される。

【０１３１】上記の動作から明らかなように、スイッチ
ング損失の低減を考えた場合、半導体スイッチ素子６の
オフは任意の時間に行なえるが、オンは図３１（ｆ）に
示したモード６の期間に行なうことが望ましい。したが
って、半導体スイッチ素子６の出力端子間電圧Ｖ_ce1 が
零であることを検知する零電圧検知回路１９が必要にな
る。

【０１３２】この零電圧検知回路１９の出力により半導
体スイッチ素子６をオンさせる必要があるため、半導体
スイッチ素子６のオフ時間幅は回路定数などから決定さ
れる値になる。したがって、自由に制御できる量はオン
時間幅のみである。このため、零電圧検知回路１９の出
力により半導体スイッチ素子６をオンするとともに、半
導体スイッチ素子６のオン時間幅を可変にできるオン制
御回路２０が必要になる。

【０１３３】同様に、第３の半導体スイッチ素子３９の
オフは任意の時間に行なえるが、オンは図３１（ｃ）に
示したモード３の期間に行なうことが望ましい。したが
って、この実施例１６の電源装置を低損失で動作させる
ためには、第３の半導体スイッチ素子３９の出力端子間
電圧Ｖ_ce3 が零であることを検知する第２の零電圧検知
回路４０が必要になる。

【０１３４】この第２の零電圧検知回路４０の出力によ
り第３の半導体スイッチ素子３９をオンさせる必要があ
るため、第３の半導体スイッチ素子３９のオフ時間幅は
回路定数などから決定される値になる。したがって、自
由に制御できる量はオン時間幅のみである。このため、
第２の零電圧検知回路４０の出力により第３の半導体ス
イッチ素子３９をオンするとともに、第３の半導体スイ
ッチ素子３９のオン時間を可変にできる第２のオン制御
回路４１が必要になる。

【０１３５】ここで、図３２および図３８を用いて、従
来の電源装置と実施例１６の電源装置のスイッチング損
失について考える。図３２は実施例１６の電源装置の半
導体スイッチ素子６および第３の半導体スイッチ素子３
９の出力端子間電圧Ｖ_ce1 、Ｖ_ce3 と出力電流Ｉ_c1、Ｉ
_c3の挙動である。図３８は従来の電源装置の半導体スイ
ッチ素子６の出力端子間電圧Ｖ_ceと出力電流Ｉ_c の挙動
である。

【０１３６】従来の電源装置では、半導体スイッチ素子
６のオン／オフの瞬間に半導体スイッチ素子６の出力端
子間電圧Ｖ_ceや出力電流Ｉ_c が急峻に変化するため、大
きなスイッチング損失を生じていた。しかし、実施例１
６による電源装置の半導体スイッチ素子６は、モード１
からモード２に移る時にオフし、モード６の期間中にオ
ンする。

【０１３７】したがって、オフにおいては第１にリアク
トル１４および第２のリアクトル１７と共振コンデンサ
１８との間の共振により、半導体スイッチ素子６の出力
端子間電圧Ｖ_ce1 は共振周波数で比較的ゆっくりと増加
するため、半導体スイッチ素子６のオフ時のスイッチン
グ損失は、従来の電源装置のスイッチング損失よりも出
力端子間電圧の増加率が緩和されている分、大幅に減少
する。

【０１３８】また、オンにおいては、逆並列ダイオード
１６がオンし、半導体スイッチ素子６の出力端子間電圧
Ｖ_ce1 が零に保たれている時に半導体スイッチ素子６を
オンするため損失を生じない。また、第３の半導体スイ
ッチ素子３９は、モード４からモード５に移る時にオフ
し、モード３の期間中にオンする。

【０１３９】したがって、オフにおいては第１のリアク
トル１４および第２のリアクトル１７と共振コンデンサ
１８の間の共振により、第３の半導体スイッチ素子３９
の出力端子間電圧Ｖ_ce3 は共振周波数で比較的ゆっくり
と増加するため、第３の半導体スイッチ素子３９のオフ
時のスイッチング損失は、従来の電源装置のスイッチン
グ損失に比べて出力電流の増加率が緩和されている分、
十分に小さい。

【０１４０】また、オンにおいては、第３の半導体スイ
ッチ素子３９の出力端子間電圧Ｖ_ce ₃ が零に保たれてい
る時に第３の半導体スイッチ素子３９をオンするため損
失を生じない。さらには、第３の半導体スイッチ素子３
９の追加により、モード４の期間に第１のリアクトル１
４および第２のリアクトル１７に蓄えるエネルギーを自
在に制御できるため、モード５の期間における第１のリ
アクトル１４および第２のリアクトル１７と共振コンデ
ンサ１８との間の共振により、半導体スイッチ素子６の
出力端子間電圧Ｖ_ce1 を確実に零にすることが可能とな
る。

【０１４１】したがって、実施例１６の電源装置は第３
の半導体スイッチ素子３９の追加により、このスイッチ
ング損失が加わるが、スイッチング損失全体を比較する
と、従来の電源装置のスイッチング損失よりこの実施例
１６の電源装置のスイッチング損失の方が小さくなる。
さらに、第３の半導体スイッチ素子３９の追加により、
回路や電源、負荷などの変動に対しても常に適正な共振
を行なうことが可能になる。以上の様に、この実施例１
６によれば、共振を利用して半導体スイッチ素子のスイ
ッチング損失を低減することが可能である。

【０１４２】実施例１７．次に、この発明の実施例１７
を図について説明する。図３３において、１〜４、６、
１４〜２０、３２〜３７、３９〜４１は図２３の実施例
１３の電源装置または図２９の実施例１６の電源装置と
同様であるため、その説明を省略する。

【０１４３】この実施例１７は、図２３の実施例１３の
電源装置に、環流ダイオード１５と逆並列に接続された
第３の半導体スイッチ素子３９と、第３の半導体スイッ
チ素子３９の出力端子間電圧が零であることを検知する
第２の零電圧検知回路４０と、第２の零電圧検知回路４
０の出力により第３の半導体スイッチ素子３９をオンす
るとともに、第３の半導体スイッチ素子３９のオン時間
幅を可変できる第２のオン制御回路４１を適用したもの
である。動作は図２４および図３０から容易に類推でき
るため、その説明を省略する。

【０１４４】また、図１に示した実施例１と図２９に示
した実施例１６との回路構成の類似性により、実施例２
〜１２においても、環流ダイオード１５と逆並列に接続
された第３の半導体スイッチ素子３９と、第３の半導体
スイッチ素子３９の出力端子間電圧が零であることを検
知する第２の零電圧検知回路４０と、第２の零電圧検知
回路４０の出力により第３の半導体スイッチ素子３９を
オンするとともに、第３の半導体スイッチ素子３９のオ
ン時間幅を可変できる第２のオン制御回路４１との追加
により、実施例１６と同様の効果が得られることは明ら
かである。

【０１４５】

【発明の効果】以上のように、請求項１記載の発明によ
れば、半導体スイッチ素子（第１の半導体スイッチ素
子）に対して直列に第２のリアクトルを接続するととも
に、この第２のリアクトルに対して直列または並列に共
振コンデンサを接続し、さらに、半導体スイッチ素子の
端子間電圧を検出して零電圧のときに半導体スイッチン
グ素子をオンさせるように構成したので、半導体スイッ
チ素子で発生するスイッチング損失を低減することがで
きる。また、半導体スイッチ素子のスイッチング損失を
低減できることから、高周波化が可能となり、また、小
形のリアクトルやコンデンサが使用できることから回路
の小形化ができる。

【０１４６】また、請求項２記載の発明によれば、リア
クトルの両端を短絡する第２の半導体スイッチ素子を接
続して電流クランプ動作させるようにし、さらに、第２
の半導体スイッチ素子を流れる電流を検知して零電流の
ときにこの第２の半導体スイッチ素子をオフするように
構成したので、半導体スイッチ素子（第１の半導体スイ
ッチ素子）を流れる電流の最大値を低減でき、この半導
体スイッチ素子のスイッチング損失を低減することがで
きる。また、第２の半導体スイッチ素子を流れる電流が
零の時にこの第２の半導体スイッチ素子をオフさせるこ
とから、この第２の半導体スイッチ素子のスイッチング
損失の発生も防止できる。

【０１４７】また、請求項３記載の発明によれば、環流
ダイオードと逆並列に第３の半導体スイッチ素子を接続
し、さらに、第３の半導体スイッチ素子の端子間電圧を
検出して零電圧のときにこの第３の半導体スイッチング
素子をオンさせるように構成したので、第２のリアクト
ルと共振コンデンサとの共振時に半導体スイッチ素子
（第１の半導体スイッチ素子）の端子間電圧を確実に零
にすることができ、半導体スイッチ素子のスイッチング
損失を低減することができる。また、第３の半導体スイ
ッチ素子の端子間電圧が零の時にこの第３の半導体スイ
ッチ素子をオンさせることから、この第３の半導体スイ
ッチ素子でのスイッチング損失の発生も防止できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例１による電源装置を示すブロ
ック図である。

【図２】この発明の実施例１による電源装置の等価回路
を示す回路図である。

【図３】この発明の実施例１による電源装置の等価回路
による動作説明図である。

【図４】この発明の実施例１による電源装置の零電圧検
知回路を示すブロック図である。

【図５】この発明の実施例１による電源装置の零電圧検
知回路を示すブロック図である。

【図６】この発明の実施例１による電源装置の零電圧検
知回路を示すブロック図である。

【図７】この発明の実施例１による電源装置の零電圧検
知回路とオン制御回路を示す詳細なブロック図である。

【図８】この発明の実施例１による電源装置の零電圧検
知回路とオン制御回路の動作波形図である。

【図９】この発明の実施例１による電源装置の半導体ス
イッチ素子の動作波形図である。

【図１０】この発明の実施例２による電源装置を示すブ
ロック図である。

【図１１】この発明の実施例３による電源装置を示すブ
ロック図である。

【図１２】この発明の実施例４による電源装置を示すブ
ロック図である。

【図１３】この発明の実施例４による電源装置の双方向
スイッチを示す回路図である。

【図１４】この発明の実施例４による電源装置の双方向
スイッチを示す回路図である。

【図１５】この発明の実施例５による電源装置を示すブ
ロック図である。

【図１６】この発明の実施例６による電源装置を示すブ
ロック図である。

【図１７】この発明の実施例７による電源装置を示すブ
ロック図である。

【図１８】この発明の実施例８による電源装置を示すブ
ロック図である。

【図１９】この発明の実施例９による電源装置を示すブ
ロック図である。

【図２０】この発明の実施例１０による電源装置を示す
ブロック図である。

【図２１】この発明の実施例１１による電源装置を示す
ブロック図である。

【図２２】この発明の実施例１２による電源装置を示す
ブロック図である。

【図２３】この発明の実施例１３による電源装置を示す
ブロック図である。

【図２４】この発明の実施例１３による電源装置の等価
回路を示す回路図である。

【図２５】この発明の実施例１３による電源装置の等価
回路による動作説明図である。

【図２６】この発明の実施例１３による電源装置の半導
体スイッチ素子の動作波形図である。

【図２７】この発明の実施例１４による電源装置を示す
ブロック図である。

【図２８】この発明の実施例１５による電源装置を示す
ブロック図である。

【図２９】この発明の実施例１６による電源装置を示す
ブロック図である。

【図３０】この発明の実施例１６による電源装置の等価
回路を示す回路図である。

【図３１】この発明の実施例１６による電源装置の等価
回路による動作説明図である。

【図３２】この発明の実施例１６による電源装置の半導
体スイッチ素子の動作波形図である。

【図３３】この発明の実施例１７による電源装置を示す
ブロック図である。

【図３４】従来の電源装置を示すブロック図である。

【図３５】従来の電源装置の等価回路を示す回路図であ
る。

【図３６】従来の電源装置の等価回路による動作説明図
である。

【図３７】従来の電源装置の入力波形図である。

【図３８】従来の電源装置の半導体スイッチ素子の動作
波形図である。

【符号の説明】

１交流電源２整流回路３平滑コンデンサ（平滑回路）６半導体スイッチ素子（半導体スイッチ）１４第１のリアクトル１５還流ダイオード１７第２のリアクトル１８共振コンデンサ１９零電圧検知回路２０オン制御回路３２第２の半導体スイッチ素子３６零電流検知回路３７オフ制御回路３９第３の半導体スイッチ素子４０第２の零電圧検知回路４１第２のオン制御回路

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成５年１０月２１日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２６

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２６】また、第２のリアクトルと共振コンデンサ
との共振により電圧の零期間が作り出される。半導体ス
イッチ素子の端子間電圧を検知し、その端子間電圧が零
のときに半導体スイッチ素子をオンさせることにより、
この半導体スイッチ素子がオンした時に共振コンデンサ
に蓄えられた電荷が急速に放電されることを防止する。
これにより、急峻な電流が流れなくなる。以上により、
半導体スイッチ素子のスイッチング損失が低減される。

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２８】請求項３記載の発明における電源装置は、
環流ダイオードと逆並列に接続された第３の半導体スイ
ッチ素子を備えることにより、第２のリアクトルに蓄え
られるエネルギーを自在に制御可能にする。これによ
り、第２のリアクトルと共振コンデンサの共振時に第１
の半導体スイッチ素子（請求項１に記載の半導体スイッ
チに対応する）の端子間電圧を確実に零にすることが可
能になる。したがって、第１の半導体スイッチ素子をオ
ンした時に共振コンデンサに蓄えられた電荷が急速に放
電されることを防止する。これにより、急峻な電流が流
れることが防止され、スイッチング損失が低減される。
また、第３の半導体スイッチ素子の端子間電圧を検知し
て、零電圧の時に第３の半導体スイッチ素子をオンさせ
ることにより、第３の半導体スイッチ素子でのスイッチ
ング損失の発生を防止できる。

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００４３

【補正方法】変更

【補正内容】

【００４３】図３（ｅ）に示したモード５の期間におい
ては、逆並列ダイオード１６がオンしているため、半導
体スイッチ素子６の出力端子間電圧Ｖ_ceが零である。し
たがって、この期間に半導体スイッチ素子６をオンして
も、もともと出力端子間電圧Ｖ _ceが零であるため、出力
端子間電圧Ｖ_ceが変化せず、スイッチング損失が生じな
い。

【手続補正４】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００５７

【補正方法】変更

【補正内容】

【００５７】そして、モード５の期間中にオンする。オ
フにおいては、第２のリアクトル１７と共振コンデンサ
１８との共振により半導体スイッチ素子６の出力端子間
電圧Ｖ_ceが共振周波数で比較的ゆっくりと増加すること
から、スイッチング損失は従来の電源装置よりも出力端
子間電圧Ｖ_ceの増加率が緩和されている分、大幅に減少
する。また、オンにおいては、逆並列ダイオード１６が
オンし、半導体スイッチ素子６の出力端子間電圧Ｖ_ceが
零に保たれている時に半導体スイッチ素子６をオンする
ので、スイッチング損失は生じない。

【手続補正５】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０１０１

【補正方法】変更

【補正内容】

【０１０１】モード７は、第２のリアクトル１７にエネ
ルギーを蓄えるモードである。このモードでは、半導体
スイッチ素子６と半導体スイッチ素子３２がオンしてい
るため、入力電流Ｉ_seは図２５（ｇ）に太線で示した経
路を流れる。この時、第１のリアクトル１４は第２の半
導体スイッチ素子３２により短絡されているため、直流
電源９の電圧は第２のリアクトル１７の両端にのみ印加
される。

【手続補正６】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０１２８

【補正方法】変更

【補正内容】

【０１２８】モード５は、第２のリアクトル１７と共振
コンデンサ１８の共振期間である。このモードでは、モ
ード２の期間に共振コンデンサ１８に蓄積されたエネル
ギーとモード４の期間にリアクトル２２に蓄積されたエ
ネルギーとにより、リアクトル２２と共振コンデンサ１
８の間で共振が開始されるため、入力電流Ｉ_seは図３１
（ｅ）に太線で示した経路を流れる共振電流となる。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源の出力を直流電圧に変換する整
流回路と、前記整流回路により変換された直流電圧を平
滑する平滑回路と、前記交流電源と前記整流回路との間
もしくは前記整流回路と前記平滑回路との間の少なくと
もいずれか一方に組み込まれた第１のリアクトルと、前
記第１のリアクトルに短絡電流を流す半導体スイッチ素
子と、前記半導体スイッチ素子のオフ時に前記第１のリ
アクトルに流れる電流の経路を確保する環流ダイオード
とを有する電源装置において、前記半導体スイッチ素子
と直列に接続された第２のリアクトルと、前記第２のリ
アクトルと直列又は並列に接続され、該第２のリアクト
ルと共に共振回路を構成する共振コンデンサと、前記半
導体スイッチ素子の端子間電圧が零であることを検知す
る零電圧検知回路と、前記零電圧検知回路により前記半
導体スイッチ素子の端子間電圧が零であることを検知さ
れたときに前記半導体スイッチ素子をオンすると共に該
半導体スイッチ素子のオン時間幅を可変するオン制御回
路とを具備したことを特徴とする電源装置。
【請求項２】前記第１のリアクトルの端子間に並列接
続された第２の半導体スイッチ素子と、前記第２の半導
体スイッチ素子を流れる電流が零であることを検知する
零電流検知回路と、前記零電流検知回路により前記第２
の半導体スイッチ素子を流れる電流が零であることを検
知されたときに前記第２の半導体スイッチ素子をオフす
ると共に該第２の半導体スイッチ素子のオフ時間幅を可
変するオフ制御回路とを具備したことを特徴とする請求
項１記載の電源装置。
【請求項３】前記環流ダイオードと逆並列に接続され
た第３の半導体スイッチ素子と、前記第３の半導体スイ
ッチ素子の端子間電圧が零であることを検知する零電圧
検知回路と、前記零電圧検知回路により前記第３の半導
体スイッチ素子の端子間電圧が零であることを検知され
たときに前記第３の半導体スイッチ素子をオンすると共
に該第３の半導体スイッチ素子のオン時間幅を可変する
オン制御回路とを具備したことを特徴とする請求項１又
は請求項２に記載の電源装置。