KR101490877B1 - 디지털 텔레비전 시스템을 위한 프리앰블 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 하나의 송신 모드가 또 다른 송신 모드보다 더 강력한 동일한 송신 채널 내에서 디지털 텔레비전 신호들의 복수의 모드를 송신하기 위한 시스템에 관한 것이다. 본 발명은 또한 그러한 신호들을 수신하고 디코딩하기 위한 시스템에 관한 것이다. 더 구체적으로, 본 발명의 일 양상은 수신 향상을 위해 프리앰블 데이터(210,215)의 적절한 길이를 이용하기 위한 방법 및 장치를 포함한다. 더 나아가, 본 발명의 또 다른 양상은 필드 동기화 데이터에 관해 송신된 데이터 스트림(200)에서의 적절한 장소에 프리앰블을 삽입하기 위한 방법 및 장치를 포함한다. 본 발명의 또 다른 양상은 미리 결정된 프리앰블 데이터(210,215)를 사용하여, 트렐리스-코딩된 데이터를 디코딩하기 위한 방법 및 장치를 포함한다.

Description

디지털 텔레비전 시스템을 위한 프리앰블{PREAMBLE FOR A DIGITAL TELEVISION SYSTEM}
본 출원은 35 U.S.C.§119하에 미국 특허청에 출원된 후속하는 가 출원들 즉, (1) 2007년 10월 15일 출원된 60/998978호, (2) 2007년 10월 15일 출원된 60/998961호, (3) 2007년 10월 15일 출원된 60/999040호, (4) 2008년 8월 29일 출원된 61/190499호, (5) 2008년 8월 29일 출원된 61/190516호, (6) 2008년 8월 29일 출원된 61/190517호의 이익을 주장한다.
본 출원은 후속하는 공동-계류중이고, 공동 소유의 미국 특허 출원들, 즉 (1) 국제 특허 출원으로서 2008년 5월 16일 출원된 제목이 APPARATUS AND METHOD FOR ENCODING AND DECODING SIGNALS인 XXX호(국제출원번호 PCT/US08/006334, 톰슨 관리 번호 MICR07001), (2) 국제 특허 출원으로서 2008년 5월 16일 출원된 제목이 APPARATUS AND METHOD FOR ENCODING AND DECODING SIGNALS인 XXX호(국제출원번호 PCT/US08/006335, 톰슨 관리 번호 MICR07002), (3) 국제 특허 출원으로서 2008년 5월 16일 출원된 제목이 APPARATUS AND METHOD FOR ENCODING AND DECODING SIGNALS인 XXX호(국제출원번호 PCT/US08/006333, 톰슨 관리 번호 MICR07003), (4) 국제 특허 출원으로서 2008년 5월 16일 출원된 제목이 APPARATUS AND METHOD FOR ENCODING AND DECODING SIGNALS인 XXX호(국제출원번호 PCT/US08/006332, 톰슨 관리 번호 MICR07004), (5) 국제 특허 출원으로서 2008년 5월 16일 출원된 제목이 APPARATUS AND METHOD FOR ENCODING AND DECODING SIGNALS인 XXX호(국제출원번호 PCT/US08/006331, 톰슨 관리 번호 MICR08001), (6) 국제 특허 출원으로서 2008년 10월 14일 출원된 제목이 APPARATUS AND METHOD FOR ENCODING AND DECODING SIGNALS인 XXX호(출원번호 XXX, 톰슨 관리 번호 PU080159), (7) 국제 특허 출원으로서 2008년 10월 14일 출원된 제목이 CODE RATE IDENTIFIER IN PSUEDORANDOM SEQUENCE IN ATSC SIGNAL인 XXX호(출원번호 XXX, 톰슨 관리 번호 PU080162), 및 (8) 국제 특허 출원으로서 2008년 10월 14일 출원된 제목이 APPARATUS AND METHOD FOR ENCODING AND DECODING SIGNALS인 XXX호(출원번호 XXX, 톰슨 관리 번호 PU070255)에 관한 것이다.
본 발명은 일반적으로 디지털 텔레비전 신호 스트림에서 프리앰블 패킷들을 이용하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다. 이 방법 및 장치는 미국에서 이용된 ATSC A/53 디지털 텔레비전 표준을 따르는 것과 같이, 기존의 디지털 텔레비전 시스템과의 역 호환성을 유지하면서, 디지털 텔레비전 신호들을 수신할 수 있는 이동 및/또는 핸드헬드 휴대 가능한 디바이스(이후 "M/H 수신기들"이라고 함)들에 디지털 텔레비전 신호들을 송신하기에 특히 적합하다. "M/H 수신기들"에는 휴대 가능한 텔레비전 수신기, 차량 텔레비전 수신기, 셀룰러 전화기, 인텔리전트(intelligent) 전화기, 랩톱 컴퓨터, 및 PDA(personal data assistant)가 포함되지만 이들에 국한되는 것은 아니다. 본 발명은 또한 프리앰블 패킷들을 포함하는 디지털 텔레비전 신호들의 수신에 적합한 방법 및 장치에 관한 것이다.
과거 수십년간, 텔레비전 방송 송신 시스템은 아날로그 형태에서 디지털 형태로 이동하였다. 예컨대, 미국에서는 ATSC(Advanced Television Standards Committee)가 기존의 아날로그 방송 텔레비전 시스템을 대체하기 위해, "ATSC 표준: 디지털 텔레비전 표준 A/53"(ATSC A/53표준)이라고 부르는 표준을 개발하였다. ATSC A/53 표준은 디지털 텔레비전 방송용 데이터가 인코딩되고 디코딩되는 방법을 제공한다.
더 나아가, ATSC A/53 표준은 소스 데이터(예컨대, 디지털 오디오 및 비디오 데이터)가 공중을 통해 송신될 신호로 변조되는 방법을 한정한다. 특히, 수신기가 심지어 바람직하지 않은 잡음 및/또는 다중-경로 간섭 상태 하에서도 적절히 소스 데이터를 복구할 수 있도록 소스 데이터에 여분의(redundant) 정보가 추가된다. 비록 여분의 정보가 소스 데이터가 송신되는 유효 속도(effective rate)를 감소시키더라도, 그러한 정보는 수신된 신호로부터 소스 데이터의 성공적인 복구를 위한 가능성을 증가시킨다.
ATSC A/53 표준은 주로 고정된 위치(예컨대, 가정에서)에서 고선명 텔레비전(HDTV)를 위해 개발되었다. 즉, 시스템은 이미 시장에 진입하기 시작한 고해상도 스크린을 갖춘 텔레비전 수신기들을 위해 비디오 비트 속도(bit rate)를 최대화하기 위해 설계되었다. 그 결과, ATSC A/53 표준 하의 방송 송신은 이동 수신에 관해서는 어려움을 나타낸다. M/H 수신기들에 의한 디지털 텔레비전 신호들의 엄격한 또는 강력한 수신을 위해서는 표준에 대한 개선이 필요하다.
이러한 문제점을 인지하여, ATSC는 2007년에 디지털 텔레비전 신호들을 M/H 수신기들에 효율적으로 송신하기 위한 "ATSC-M/H 표준"이라고 하는 새로운 표준을 개발하기 위한 공정 착수를 발표하였다. ATSC-M/H 표준에 대한 요구 사항 중 하나는, M/H 수신기들에 의해 수신될 콘텐츠가 동일한 6㎒ 송신 채널 내에서 레거시(legacy) ATSC 신호와 함께 송신될 수 있도록, 기존의 ATSC A/53 방송 시스템과의 역 호환성을 유지하는 것이다.
ATSC-M/H 표준을 위한 제안된 송신 시스템들 중 일부는, 레거시 A/53 송신 시스템에 의해 보통 제공된 연속 데이터 스트림의 부분들을 주기적으로 대체함으로써, 주기적 또는 버스트 송신을 수행한다. 주기적 모드 송신 시스템은, 수신 시스템이 잡음, 다중경로 간섭 등과 같이, 송신 채널에 의해 야기된 역효과들을 극복하는 것을 돕기 위해, 그것의 데이터 스트림에 종종 프리앰블들을 추가한다. 프리앰블들은 통상적으로 그것들의 수신을 향상시키기 위한 훈련을 위해 수신기들에 의해 사용될 알려진 또는 미리 결정된 정보를 포함한다. 예컨대, 프리앰블들은 M/H 수신기들의 등화기 회로를 위한 훈련 지식을 제공한다. 그러므로, 프리앰블들의 적절한 사용은 이동 수신시 발견되는 것과 같은 가혹한 수신 상태 하에서 특히 유용할 수 있다.
비록 프리앰블들이 디지털 텔레비전 신호들의 수신을 개선할 수 있을지라도, 새로운 주기적 및 레거지 연속 텔레비전 데이터 모두를 방송할 수 있는 디지털 텔레비전 송신 시스템이 추가적인 문제점에 직면할 수 있다는 점이 주목된다. 즉, 주기적 데이터 스트림에 포함된 프리앰블들은 레거시 A/53 송신 회로에 의한 후속적인 교대(subsequent alternation)를 거칠 수 있다. 이는 새로운 ATSC-M/H와 기존의 레거시 A/53 송신 신호들 사이의 역 호환 능력을 충족시키기 위해, 프리앰블들을 포함하는 주기적 데이터 스트림이 입력 신호로서 레거시 A/53 송신 인코더에 제공되기 때문이다.
더 구체적으로, 레거시 ATSC 텔레비전 시스템에서 사용된 A/53 인코더 또는 8-VSB 인코더라고도 알려진 ATSC 인코더는, 통상적으로 데이터 랜더마이저(randomizer), 리드 솔로몬(Reed Solomon) 인코더, 바이트 인트리버(byte interleaver), 및 트렐리스(trellis) 인코더를 포함한다. ATSC 인코더의 동작은 선행하는 ATSC-M/H 송신 시스템에 의해 생성된 프리앰블 정보의 콘텐츠, 위치, 및 지속 기간을 변경하여, 프리앰블 정보의 바람직하지 않은 수정 및 확산을 초래한다. 이는 M/H 수신기들이 프리앰블들을 복구하기 어렵게 만든다.
두 번째는, 일반적으로 프리앰블들의 훈련 기능은, 송신 동안 일정한 미리 결정된 시간 구간에서 프리앰블이 제공된다면 가장 효과적이 된다. 레거시 ATSC 디코더의 바이트 인터리버에 의해 야기된 역효과를 최소화하기 위해서는 프리앰블들의 삽입을 위한 효율적인 타이밍이 필요하다.
세 번째는, 레거시 ATSC 데이터 스트림에서의 M/H 데이터의 주기적인 삽입이 수신기들에 의한 올바른 트렐리스 코딩 경로를 복원하는 문제점을 생성한다. 트렐리스 코딩이 "코딩 경로"에 의존하기 때문에, 트렐리스 디코더는 과거 결과들을 추적할 필요가 있다. 또한, 트렐리스 인코딩이 M/H와 레거시 A/53 데이터 모두를 포함하는 인터리빙된 데이터 스트림에 대해 ATSC 인코더에서 이루어지므로, 수신기가 새로운 M/H와 레거시 ATSC 신호들 중 하나만을 수신하도록 설계된다면, 수신기가 올바른 트렐리스 코딩 경로를 효율적으로 추적하기가 어렵게 된다.
따라서, 전술한 각각의 문제점을 해결하는 방법 및 장치에 대한 필요성이 존재한다. 본 발명은 이들 문제점 및/또는 다른 문제점을 다룬다.
본 발명의 일 양상에 따르면, 방법이 개시된다. 예시적인 일 실시예에 따르면, 이 방법은 데이터 패킷들의 스트림을 수신하는 단계와, 컨벌루션형(convolutional) 인터리빙을 사용하여 데이터 패킷들의 결과 스트림을 인터리빙하기 전에 데이터 패킷들의 스트림으로 복수의 프리앰블 패킷을 삽입하는 단계를 포함하고, 프리앰블 패킷들의 개수는 상기 컨벌루션형 인터리빙의 최대 지연에 대응하도록 선택된다.
본 발명의 또 다른 양상에 따르면, 장치가 개시된다. 예시적인 일 실시예에 따르면, 이 장치는 데이터 패킷들의 스트림을 수신하기 위한 수신 점(point)과 같은 수단과, 컨벌루션형 인터리버와 같은 인터리빙 수단을 사용하여 데이터 패킷들의 결과 스트림을 인터리빙하기 전에 데이터 패킷들의 스트림으로 복수의 프리앰블 패킷을 삽입하기 위한 프리앰블 패킷 삽입기와 같은 수단을 포함하고, 이 인터리빙 수단은 컨벌루션형 인터리빙을 사용하여 데이터 패킷들의 결과 스트림을 인터리빙하며, 삽입 수단에 의해 삽입된 프리앰블 패킷들의 개수는 인터리빙 수단에 의해 도입된 최대 지연에 대응하도록 선택된다.
본 발명의 또 다른 양상에 따르면, 방법이 개시된다. 예시적인 일 실시예에 따르면, 이 방법은 필드 동기화 데이터를 수신하는 단계, 트렐리스-인코딩된 인터리빙된 훈련 데이터를 수신하는 단계, 및 수신기의 동기화를 위해 필드 동기화 데이터와 트렐리스-인코딩된 인터리빙된 훈련 데이터의 한 부분을 사용하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 양상에 따르면, 장치가 개시된다. 예시적인 일 실시예에 따르면, 이 장치는 필드 동기화 데이터를 수신하기 위한 수신기 회로와 같은 수단, 트렐리스-인코딩된 인터리빙된 훈련 데이터를 수신하기 위한 동기화 회로와 같은 수단, 및 수신기의 동기화를 위해 필드 동기화 데이터와 트렐리스-인코딩된 인터리빙된 훈련 데이터의 한 부분을 사용하기 위한 수단을 포함한다.
본 발명의 또 다른 양상에 따르면, 장치가 개시된다. 예시적인 일 실시예에 따르면, 이 장치는 훈련 데이터를 데이터 스트림에 삽입하기 위한 프리앰블 패킷 삽입기와 같은 수단, 삽입된 훈련 데이터를 포함하는 데이터 스트림을 인터리빙하고 트렐리스 인코딩하기 위한 인코더와 같은 수단, 및 필드 동기화 데이터를 인터리빙되고 트렐리스-인코딩된 데이터 스트림에 삽입하기 위한 멀티플렉서와 같은 수단을 포함하고, 이 경우 훈련 데이터는 인터리빙과 트렐리스 인코딩 후, 수신기에서의 동기화를 위해, 필드 동기화 데이터가 필드 동기화 데이터와 훈련 데이터의 적어도 한 부분의 사용을 허용하는 고정된 위치 관계에서 트렐리스 인코딩되고 인터리빙된 훈련 데이터 중에서 또는 그러한 훈련 데이터에 인접하게 송신되도록 하는 위치에 삽입된다.
본 발명의 또 다른 양상에 따르면, 방법이 개시된다. 예시적인 일 실시예에 따르면, 이 방법은 미리 결정된 훈련 데이터를 포함하는 트렐리스-인코딩된 인터리빙된 데이터를 수신하는 단계, 미리 결정된 훈련 데이터에 관한 트렐리스 코딩 경로를 통계적으로 결정하는 단계, 및 그러한 결정에 기초하여 인터리빙된 데이터를 트렐리스 디코딩하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 양상에 따르면, 방법이 개시된다. 예시적인 일 실시예에 따르면, 이 방법은 미리 결정된 훈련 데이터를 포함하는 트렐리스-인코딩된 인터리빙된 데이터를 수신하는 단계, 미리 결정된 훈련 데이터에 관한 트렐리스 코딩 경로를 통계적으로 결정하는 단계, 및 그러한 결정에 기초하여 인터리빙된 데이터를 트렐리스 디코딩하는 단계를 포함하고, 이 경우 인터리빙된 데이터는, 레거시 A/53 송신과 같은 제 1 송신 모드와, M/H 송신과 같은 제 2 송신 모드로부터의 데이터를 포함한다.
본 발명의 또 다른 양상에 따르면, 장치가 개시된다. 예시적인 일 실시예에 따르면, 이 장치는 미리 결정된 훈련 데이터를 포함하는 트렐리스-인코딩된 인터리빙된 데이터를 수신하기 위한 회로 점과 같은 수단과, 미리 결정된 데이터에 관한 트렐리스 코딩 경로를 통계적으로 결정하기 위한 회로와 같은 수단을 포함하고, 이 경우 수단은 그러한 결정에 기초하여 인터리빙된 데이터를 트렐리스 디코딩한다.
본 발명의 전술한 그리고 다른 특징 및 장점, 그것들을 얻는 방식은, 첨부 도면과 함께 취해진 본 발명의 실시예들의 후속하는 설명을 참조할 때 더 분명해지고 본 발명이 더 잘 이해된다.
본 발명을 이용함으로써, 디지털 텔레비전 신호 스트림에서 프리앰블 패킷들을 사용할 수 있다.
도 1은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 M/H(mobile/handheld) 수신을 위한 지상파 방송 송신기의 블록도.
도 2는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 M/H 데이터 스트림의 한 부분을 예시하는 도면.
도 3은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 도 1의 SCBC(Serial Concatenated Block Code) 인코더(125)의 세부 사항을 도시하는 블록도.
도 4는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 프리앰블 패킷들의 한 부분을 도시하는 도면.
도 5는 종래 기술에 따른 컨벌루션형 인터리버의 동작들을 도시하는 도면.
도 6은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 바이트 인터리빙 후 송신 프레임에서의 데이터 블록들의 위치들을 도시하는 도면.
도 7은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 방법의 흐름도.
도 8은 종래 기술에 따른 트렐리스 코드 인터리버를 도시하는 도면.
도 9는 종래 기술에 따른 8 VSB 트렐리스 인코더, 프리코더(precoder), 및 심벌 맵퍼의 블록도.
도 10은 종래 기술에 따른 도 8의 프리코더(920)의 실례의 동작을 도시하는 도면.
도 11은 종래 기술에 따른 도 8의 트렐리스 인코더(910)의 실례의 동작을 도시하는 도면.
도 12는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 ATSC-M/H 수신기의 블록도.
도 13은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 도 11의 터보 디코더(1250)의 세부 사항을 도시하는 블록도.
도 14는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 또 다른 방법의 흐름도.
본 명세서에서 상설된 예증은 본 발명의 바람직한 실시예들을 예시하고, 그러한 예증은 어떤 방식으로든 본 발명의 범주를 제한하는 것으로 여겨지지 않는다.
본 발명이 바람직한 설계를 가지는 것으로 설명되었지만, 본 발명은 본 개시물의 취지와 범주 내에서 더 수정될 수 있다. 그러므로, 본 출원은 그것의 일반적인 원리들을 사용하는 본 발명의 임의의 변형예, 사용예, 또는 적응예를 포함하는 것으로 의도된다. 예컨대, 프리앰블 설계, 삽입, 디코딩, 동기화에서의 사용의 설명된 기술은, 다른 유형의 데이터에 관해 설계되거나 상이한 코딩, 에러-정정, 리던던시, 인터리빙, 또는 변조 구조들을 사용하는 송신 또는 수신 시스템에 적용 가능하다.
이제 도면들, 특히 예시적인 ATSC-M/H 송신기(100)의 블록도가 도시되는 도 1을 참조한다. 블록도의 상부는 예시적인 ATSC M/H 신호 전처리(preprocessing) 블록(115)(이후 ATSC "M/H 인코더"라고 함)을 나타내고, 블록도의 하부는 예시적인 레거시 ATSC A/53 신호 처리 블록(145)(이후 ATSC "A/53 인코더"라고 함)을 나타낸다. 레거시 ATSC A/53 인코더(145)는 당업자에게 알려진 ATSC A/53 표준에 따라 기능을 한다.
MPEG TS(Transport Stream) 소스(110)는 패킷 인터리버(120), GF(256) SCBC(Serial Concatenated Block Coder)(125), 패킷 디인터리버(130), MPEG TS 헤더 수정기(Modifier)(135), 및 프리앰블 패킷들 삽입기(140)를 포함하는 ATSC M/H 인코더(115)에 결합된다. ATSC M/H 인코더(115)는 인입 데이터 스트림을 처리하여, M/H 수신기들에 의한 수신 및 사용에 적합한 거친(rugged) 데이터 스트림을 만든다. ATSC M/H 인코더(115)의 출력은 ATSC A/53 표준에 따라 기능을 하는 레거시 ATSC A53 인코더(145)에 제공된다.
패킷 인터리버(120)는 패킷들에서 배치된 데이터의 스트림을 MPEG TS 소스(110)로부터 수신한다. 각각의 패킷은 187개의 바이트를 포함하고, 이러한 187개의 바이트는 패킷 식별을 위해 3-바이트 헤더를 포함한다. 패킷 인터리버(120)는 행 단위 순으로(row-by-row order)으로 연속 패킷들의 시퀀스로부터 바이트들을 취하고, 그러한 바이트들을 열 단위로(column-by-column) 출력한다. 패킷 인터리버(120)의 출력은 GF(256) SCBC(125)에 제공된다. GF(256) SCBC(125)는 패킷 인터리빙된 데이터를 코딩하는 기능을 한다. 본 명세서에서 설명된 실시예에서, GF(256) SCBC(125)는 n과 k가 바이트 단위인 GF(Galois Field)(256)에 대한 (n,k) 체계의(systematic) 선형 블록 코드로서 파라미터화된다. GF(256)의 세부 동작은 도 3과 관련하여 아래에 설명된다.
GF(256) SCBC(125)의 출력은 패킷 디인터리버(130)에 제공된다. 패킷 디인터리버(130)는 열 단위 순서로 블록 코딩된 출력 패킷들을 취하고, 행 단위로 바이트들을 출력한다. 특별한 블록 코드 때문에, 본래의 패킷들은 재구성되고, 새로운 패킷들이 SCBC 코드워드들의 패리티(parity) 바이트들로부터 생성된다. 패킷 디인터리버(130)의 출력은 MPEG TS 헤더 수정기(135)에 제공된다.
MPEG TS 헤더 수정기(135)는 디인터리빙된 187-바이트 패킷들을 수신한다. 전술한 바와 같이, 각각의 패킷은 3-바이트 헤더를 포함한다. 3개의 바이트는 패킷에 관한 정보를 운반하는데 사용된 비트들의 그룹들 또는 수개의 다른 비트들과 함께, 패킷 식별(PID)을 포함한다. MPEG TS 헤더 수정기(135)는 ATSC M/H 패킷들의 헤더 부분들에서 일정한 비트들을 수정하는 기능을 하여, 레거시 ATSC 수신기가 그러한 패킷들을 잘못된 것으로 간주하지 않으면서 그러한 패킷들을 무시할 수 있다. 그런 다음 TS 헤더 수정기(135)의 출력이 프리앰블 패킷 삽입기(140)에 제공된다.
프리앰블 패킷 삽입기(140)는 미리 결정된 추적 패킷들(즉, 프리앰블들)을 거친 데이터 스트림 내에 놓을 수 있다. 프리앰블 패킷들은 M/H 수신기들과 같은 거친 ATSC-M/H 데이터 스트림을 수신할 수 있는 수신기들에 완전히 또는 대부분이 알려진 미리 결정된 정보의 패킷들을 나타낸다. 그러한 프리앰블 패킷들은 M/H 수신기의 등화기 부분에서 집중을 통해 돕기 위해 사용된다. 비록 미리 결정된 패킷들이 M/H 수신기들에서 주로 수신을 개선하기 위해 제공되더라도, 본 명세서에서 개시된 프리앰블 패킷들을 처리할 선택적인 능력을 가지는 ATSC 레거시 수신기들에서 수신을 더 개선하기 위해서도 사용될 수 있다는 점이 주목된다. 또한, 프리앰블 패킷들이 또한 본 명세서에서 개시된 레거시 ATSC A53 인코더(145)에서 생성된 트렐리스 상태를 디코딩하는 것을 돕기 위해, M/H 수신기들에서도 사용될 수 있다는 점이 주목된다. 프리앰블 패킷 삽입기(140)의 출력은 레거시 ATSC A/53 디코더(145)에 제공된다.
ATSC-M/H 처리 후에는, 데이터의 스트림이 ATSC A/53 디코더(145)에 제공되고, 이러한 ATSC A/53 디코더(145)는 데이터 랜더마이저(150), 리드-솔로몬 인코더(155), 바이트 인터리버(160), 12-1 트렐리스 인코더(165), 동기 멀티플렉서(170), 파일럿 삽입기(175), 및 ATSC A/53 표준에 따른 변조기(180)를 포함한다.
데이터 랜더마이저(150)는 16비트의 최대 길이 의사 랜덤 2진 시퀀스(PRBS: pseudo random binary sequence)로 인입 ATSC-M/H 또는 ATSC A/53 데이터 바이트들을 XOR 연산을 행하고, PRBS는 데이터 필드의 시작시 초기화된다. 데이터 랜덤화 후, 리드-솔로몬(RS) 코딩이 리드-솔로몬 인코더(155)에서 수행된다. 리드-솔로몬 코딩은 에러 정정을 위해 송신된 스트림에 데이터를 추가하여 수신기들을 위한 추가적인 에러 정정 가능성을 제공한다.
컨벌루션형 바이트 인터리버(160)는 때를 맞춰 데이터를 추가로 랜덤화하기 위해 R-S 패킷을 인터리빙한다. 인터리빙은 방송 RF 신호들을 전파하는 동안 일어날 수 있는 버스트 에러들을 다루기 위한 흔한 기술이다. 인터리빙 없이는, 버스트 에러가 데이터의 하나의 특별한 세그먼트에 큰 영향을 미칠 수 있어, 세그먼트 정정 가능하지 않게 렌더링한다. 하지만 데이터가 송신 전에 인터리빙된다면, 버스트 에러의 효과는 다수의 데이터 세그먼트에 걸쳐 효과적으로 확산될 수 있다. 정정될 수 없는 큰 에러들이 하나의 국부화된 세그먼트에 도입되기보다는, 더 작은 에러들이 각각 순방향 에러 정정, 패리티 비트, 또는 다른 데이터 보전 구조의 정정 능력 내에 별도로 존재하는 다수의 세그먼트들에 도입될 수 있다. 예컨대, 공통(255,223) 리드-솔로몬 코드는 각각의 코드워드에서 16개의 심벌 에러들까지의 정정을 허용한다. 리드-솔로몬 코딩된 데이터는 송신 전에 인터리빙되고, 긴 에러 버스트가 디인터리빙 후 다수의 코드워드에 걸쳐 더 확산되는 경향이 있어, 임의의 특별한 코드워드에서 정정 가능한 심벌 에러들이 16개보다 많이 존재할 가능성을 감소시킨다.
"프리앰브들"이라고도 할 수 있는 미리 결정된 추적 패킷들은, 알려진 훈련 시퀀스 공정들을 사용하여 다수의 방식으로 생성될 수 있다. 바람직한 일 실시예에서, 미리 결정된 추적 패킷은 의사-난수(PN: pseudo-random number) 생성기를 사용하여 생성된 나머지 바이트들을 지닌 유효한(valid) 헤더를 포함한다.
이제 도 2를 참조하면, 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 ATSC-M/H 데이터 스트림(200)의 한 부분이 도시되어 있다. 더 구체적으로, 도 2는 ATSC-M/H 데이터 스트림(200)이 어떻게 조직되는지를 보여준다. 스트림(200)은 선택된 데이터 속도 모드에 관해 적절한 데이터 블록들(230)의 미리 결정된 개수가 후속하는 2개의 블록 길이를 지닌 프리앰블(블록 1과 블록 2로 표현된)을 가지는 버스트들로 구성된다. 설명된 제안에서, 각각의 데이터 블록(230)은 26개의 MPEG 패킷들을 포함한다. 2개의 블록 길이를 지닌 52개의 프리앰블 패킷들(210,215)은 도 1에서 레거시 동기 데이터가 동기 멀티플렉서(170)에 삽입되는 유효 동기 위치(240) 바로 전에 놓인다. 이러한 배치는 프리앰블 패킷 삽입기(140)에 삽입된 프리앰블들과, 동기 멀티플렉서(170)에 삽입된 동기화 데이터 사이의 최종 송신 스트림에서의 미리 결정된 관계를 확립한다. 비록 도 1에는 도시되지 않았지만, 동기화 데이터와 프리앰블들 사이의 정확한 타이밍을 유지하기 위해, 프리앰블 삽입기(140)에 동기 멀티플렉서(170)로부터 피드백 신호가 제공된다.
바람직한 실시예에서, 프리앰블 블록 1(212)은 261번째 패킷에서 시작한다. 프리앰블 블록 1(212)과 프리앰블 블록 2(215) 사이의 점선은 단일 2-블록 길이(즉 52개의 패킷들)의 프리앰블이 프리앰블 블록 1과 프리앰블 블록 2를 점유하고 있다는 것을 나타낸다. MPEG-포맷에서의 데이터 블록 0에 포함된 제어 패킷은 프리앰블 블록 2 다음에 오고, 이러한 프리앰블 블록 2는 현재 ATSC-M/H 버스트의 콘텐츠를 한정하는데 필요한 시스템 정보를 포함하고 있다. ATSC-M/H 데이터 블록들(230)은 하나의 필드에서 12개의 미리 결정된 위치들 중 각각의 위치에서 시작한다. 즉, 데이터 블록들(0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11)은, 모듈로(modulo) 12가 이용될 때, 첫 번째(즉, 패킷 0), 27번째(즉, 패킷 26), 53번째, 79번째, 105번째, 131번째, 157번째, 183번째, 209번째, 235번째, 261번째, 287번째 데이터 패킷 위치들에서 각각 시작한다. 데이터 블록들(10,11)은 프리앰블이 삽입될 때 프리앰블 데이터를 위해 사용될 수 있다. 선(240)들은 도 1에서 바이트 인터리버(160)와 트렐리스 인코더(165) 후 동기 멀티플렉서(170)에서 동기화 데이터가 삽입될 필드 동기화 데이터의 가상 위치들을 나타낸다.
이제 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 SCBC 인코더(300)가 도시된 도 3을 참조한다. 더 구체적으로, 도 3은 GF(256) SCBC(125)의 블록도를 도시한다. 여기서 GF(256) SCBC(125)는 12/52의 코드 속도로 데이터의 인입 스트림을 인코딩하기 위해 적응된다. 12/52의 속도 모드 하에서 동작하는 GF(256) SCBC(300)는 40개의 패리티 바이트를 모든 12-바이트 입력 데이터에 더한다. 12/52 코딩 경로는 GF(256) 인코더(R=1/2)(310), 24GF(256) 심벌 인터리버(320), 및 각각 첫 번째 12-바이트 데이터와 두 번째 12-바이트 데이터에 관해 병렬로 결합된 2개의 R=12/26 인코딩 경로를 포함한다. 각각의 12/26 인코딩 경로는 GF(256) 인코더(R=2/3)(330), 18GF(256) 심벌 인터리버, GF(256) 인코더(R=2/3), 및 도 3에 도시된 바와 같이 직렬로 결합된 GF(256) 펑처(Puncture)(R=27/26)를 포함한다.
전술한 바와 같이, 데이터 리던던시는 송신 채널의 바람직하지 않은 잡음 및/또는 다중-경로 간섭에 대항하는 송신 데이터의 강력함을 증가시키는 비결이다. 송신 스트림에 리던던시를 도입하는 한 가지 방법은 블록 코드를 사용하는 것이다. 도 1에 도시된 바와 같이, 본 명세서에서 개시된 바람직한 실시예에서, 소스 데이터 패킷들은 패킷 인터리버(120)에서 인터리빙되고, GF(256) SCBC(125)에서 블록 코딩되며, 패킷 디인터리버(130)에서 디인터리빙된다.
더 구체적으로, GF(256) SCBC(125)는 패킷 인터리버(120)로부터 출력된 열들을 따라 바이트들을 인코딩한다. 패킷 디인터리버(130)는 GF(256) SCBC(125)에의해 만들어진 코드워드들의 인코딩된 스트림을 수신하고, 187-바이트 패킷들의 재구성된 행들을 출력한다. 즉, 패킷 디인터리버(130)는 열 단위 순서로 인코딩된 코드워드들을 입력하고, 이 경우 각각의 열은 GF(256) SCBC(125)에서의 처리에 의해 추가된 여분의 바이트들을 포함하며, 패킷 디인터리버(130)는 바이트들을 행 단위 배열로 출력한다. 12/26 코드 속도에서는, 패킷들의 26개의 행들이 출력된다. 별도의 패킷들로 코딩된 여분의 정보가 후속하는 본래의 패킷들의 디인터리빙된 스트림을 만들기 위해 인터리빙 및 블록 코딩 기술들이 이용된다.
이제 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 프리앰블 패킷들(400)의 한 부분을 도시하는 도 4를 참조한다. 더 구체적으로, 도 4는 12개의 연속적인 MPEG 패킷들(410)로 구성된 일련의 프리앰블 패킷들(즉, 패킷 0부터 패킷 11까지)을 보여준다. 이들 패킷은 12/52 속도 모드로 코딩되어, 도 2에 도시된 2-블록 길이(즉, 52개의 패킷들)를 지닌 프리앰블(210)을 형성한다.
MPEG 패킷들(410)의 각각은 3-바이트 헤더(430)를 포함하는 187개의 바이트를 포함하고 있다. 전술한 바와 같이, 각각의 프리앰블 패킷의 비(non)-헤더 데이터(420)는 PN 생성기로부터 생성되어, 총 2208바이트의 PN 데이터를 초래한다. 의사-잡음은 프리앰블의 콘텐츠로서 유용한데, 이는 수신기가 정확성을 위해 수신기 단부에서 그것 자체의 PN 생성기에 의해 생성된 데이터와 수신된 프리앰블 데이터를 비교하기 때문이다.
3-바이트 헤더(430)는 패킷이 M/H 송신의 부분임을 식별하는 13 비트 패킷 식별자(PID)를 포함하고 있다. 각각의 헤더(430)는 MPEG TS 헤더 수정기(135)에서 수정되어, 레거시 ATSC A/53 수신기들이 인지할 수 없는 PID들을 포함한다. 그러므로, 레거시 수신기들은 ATSC-M/H 특정 데이터를 무시하여 역 호환성을 제공할 수 있다.
전술한 바와 같이 그리고 도 2에 도시된 바와 같이, 2-블록 길이의 프리앰블은 도 2의 ATSC 데이터 필드(200)에서 261번째 패킷과 313번째 패킷 사이에 놓인다. ATSC-M/H 데이터 패킷들은 2-블록 길이의 프리앰블(즉, 프리앰블 블록 1과 프리앰블 블록 2) 다음에 오는 일련의 데이터 블록(230)(즉, 데이터 블록 0부터 11까지)에 놓일 수 있다. 또한, 26개의 레거시 ATSC A/53 데이터 패킷들의 그룹이 ATSC-M/H 데이터 블록들의 버스트들에서 삽입될 수 있다. 어느 경우든, 데이터 블록들(230)의 일부는 26개의 ATSC-M/H 패킷들 또는 26개의 ATSC A/53 패킷들을 포함할 수 있다.
도 1을 다시 참조하면, 프리앰블들은 프리앰블 패킷 삽입기(140)에서, 변경된 헤더 정보를 포함하는 인코딩된 패킷들의 스트림으로 삽입된다. 알려진 또는 미리 결정된 정보를 포함하는 프리앰블의 삽입은 전술한 바와 같이 M/H 수신기들의 성능을 개선한다.
이제 도 1의 컨벌루션형 바이트 인터리버(160)의 동작의 개념도(500)가 도시된 도 5를 참조한다. 컨벌루션형 바이트 인터리버(160)는 각각 시간상 고정된 지연을 가지는 시프트 레지스터(510)들의 한 세트(이 예에서는 52)로서 구상될 수 있다. 지연들은 고정된 정수인 m(이 예에서는 4) 바이트의 배수인 음이 아닌 정수이다. 이 예에서, k번째 시프트 레지스터는 (k-1)*4개의 심벌을 가지고, 여기서 k=1,2,...,52이다. 첫 번째 "시프트 레지스터"는 어떠한 지연도 제공하지 않는다. R-S 인코더(155)로부터의 각각의 새로운 심벌(520)은 그 다음 시프트 레지스터에 공급된다. 그 레지스터에서의 가장 오래된 심벌은 출력 데이터 스트림의 부분이 된다.
출력 데이터에 래그(lag)를 도입하는 것 외에, 바이트 인터리버(160)는 또한 다수의 시프트 레지스터(510)의 지연들에 기초한 데이터의 확산(spreading)을 도입한다. 실제 MPEG 데이터와 같이, M/H 수신기들에 의한 사용을 위해 바이트 인터리버(160)에 앞서 삽입된 프리앰블 데이터가 또한 확산된다. 이는 훈련 및/또는 에러 평가 목적들을 위한 수신기에서의 프리앰블의 복구를 더 어렵게 하는데, 이는 수신기가 프리앰블들의 널리-확산된 인터리빙된 데이터를 재구성하는 것이 쉽지 않기 때문이다.
프리앰블의 길이를 적절히 선택함으로써, 바이트 인터리버(160)의 바람직하지 않은 영향을 감소시키는 것이 가능하다는 점이 주목된다. 한편으로, 더 짧은 프리앰블이 컨벌루션형 인터리빙의 바람직하지 않은 영향을 더 잘 완화시킬 수 있고, 그러한 프리앰블은 또한 훈련 목적을 위해 그것의 값을 감소시킬 수 있다. 다른 한편, 더 긴 프리앰블이 수신기 훈련을 위해 더 많은 데이터를 제공할 수 있고, 그러한 프리앰블은 컨벌루션형 인터리빙으로 인해 복구하기가 지나치게 어려울 수 있다. 그러므로, 시간상 프리앰블의 적절한 길이를 결정하는 것이 중요하다. 그러므로, 프리앰블의 길이는 컨벌루션형 인터리버에 의해 프리앰블의 확산에 대응하도록 선택되는데, 즉 인터리버에 의해 프리앰블의 최종 데이터 심벌들에 도입된 최대 지연에 대응하도록 선택된다. 예컨대, 본 명세서에서 개시된 예시적인 실시예의 경우, 각 프리앰블의 길이는 52개의 패킷까지 선택되고, 인터리버의 최대 지연은 52개의 세그먼트이다.
이제 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 바이트 인터리버(160) 후의 송신 프레임에서의 데이터 블록들의 위치들을 예시하는 도면이 도시된 도 6을 참조한다. 더 구체적으로, 인터리버 맵(600)은 도 1에서 컨벌루션형 바이트 인터리버(160)의 처리 동안 데이터의 인입 바이트들의 구성을 예시한다. 비록, 바이트 인터리버(160)가 도 5에 예시된 일련의 지연 선들을 사용하여 구현될 수 있지만, 인터리버 맵(600)은 인터리버에 관한 메모리 맵으로서 간주될 수 있다.
인터리버 맵(600)은 놓이거나 기입되는 입력 바이트들의 위치와 출력 바이트들이 판독되는 방법을 표시한다. 인터리버 맵(600)의 치수들은 상부를 가로질러 0부터 206까지 바이트로 표시되고, 0부터 103까지 위에서부터 아래로 옆면을 따라 세그먼트들의 행으로 표시된다. 점선(605)은 바이트들이 판독되는 순서를 표시한다. 예컨대, 선(605)은 행(20)을 나타내고, 바이트 0부터 시작해서 바이트 206으로 끝나는 식으로 행(20)에서의 모든 바이트가 판독된다. 마지막 바이트인 바이트 206이 행(20)으로부터 판독될 때, 인터리버의 마지막 행이 판독될 때까지, 판독은 행(21)으로 한 행 더 나아간다. 마지막 행이 판독되면, 판독은 제 1행(새로운 패킷 데이터의)부터 판독을 시작한다.
선(613)은 바이트 단위의 인터리버(160)에서의 판독에 기초하여, 207-바이트의 리드-솔로몬 코드 워드의 처음 52개의 바이트의 위치를 예시한다. 선(613)은 패킷에서 바이트 0의 위치에서 시작하여 바이트(51)의 위치를 지닌 중심 선(640)에서 끝난다. 선(615,617,619a,619b)은 제 1 패킷에서의 나머지 바이트들의 위치를 보여준다. 선(615)은 그 선의 상부에서 바이트 52의 위치서부터 시작하고, 선들(615,617,619a)의 각각에 관한 바이트 위치에서 처리한다. 바이트들의 나머지 부분은 선(619b)을 따라 위치하고, 선(640)의 한 행 아래의 한 행에서 위치에서 바이트 206으로 끝난다. 연속적인 패킷들에서의 바이트들의 위치는 제 1 패킷에 관한 위치들의 좌측까지 계속된 다음, 선(640) 위의 행렬과 위치들을 반영하는 선(640) 아래의 맵의 부분까지 처리한다. 예컨대, 선(650)은 바이트 인터리버(160)에서 52번째 패킷(즉, 제 1 패킷으로부터 52개 패킷 이후의 패킷 입력)에 관한 바이트들의 부분의 위치를 보여준다. 선(653)은 패킷들의 그룹핑(grouping)의 송신을 위한 경계선을 예시한다. 각각의 연속적인 패킷으로, 그 패킷으로부터의 다음 연속적인 바이트가 경계선에 놓인다. 그 결과, 선(653)은 패킷 0 바이트 0 위치를 나타내고, 그 다음 패킷 1 바이트 1의 위치를 나타내는 식으로 패킷 52 바이트 52 위치까지 나타낸다.
바이트 인터리버(160)와 동기 멀티플렉서(170) 후의 도 2의 M/H 데이터 블록들에서의 데이터의 위치들이 아래에 설명된다. 동기 데이터가 바이트 인터리버(160) 후 동기 멀티플렉서(170)에서 삽입되기 때문에, 동기 데이터는 인터리빙되지 않는다는 점이 주목된다. 도 6은 각각 하나의 행으로 나타나는 104개의 데이터 세그먼트들의 시퀀스를 예시한다. 이 예에서, 상부 쐐기-모양의(wedge-shaped) 섹션(620)들은 필드인 fn -1(250)로부터의 데이터 블록들(8,9){즉, 프리앰블 블록들(210,215)에 바로 선행하는 블록들}을 나타낸다. 하부 쐐기-모양의 섹션(630)들은 필드 fn(260)으로부터의 데이터 블록들(0,1){즉, 프리앰블 블록들(210,215) 바로 다음에 오는 2개의 블록}을 나타낸다. 가운데의 다이아몬드 모양의 섹션(610)들은 필드인 fn - 1(250)으로부터의 2개의 프리앰블 블록들(210,215)을 나타낸다. 선(640)은 동기 멀티플렉서(170)에 의해 삽입될 동기 데이터를 나타낸다.
도 6에 예시된 바와 같이, 프리앰블 데이터의 최종 바이트는 바이트 인터리버(160)로 인해, 대략 52-데이터 세그먼트만큼 지연된다. 그러므로, 2-블록 길이의 프리앰블(즉, 52개의 패킷)로부터의 데이터 - 52개의 인터리빙된 데이터 세그먼트와 동일한 양의 데이터 - 가 인터리빙된 ATSC A/53 송신 스트림에서 104-데이터 세그먼트들의 비교적 짧은 범위 내에서만 확산된다. 이는 M/H 수신기들이 바람직한 시간의 짧은 기간 내에서 인터리빙된 프리앰블 데이터를 디코딩하는 것을 돕는다. 전술한 바와 같이, 신속히 디코딩된 프리앰블 데이터는 M/H 디지털 텔레비전 신호들의 수신을 개선하기 위해 사용될 수 있다. 요약하면, 프리앰블의 적절한 길이는 프리앰블 정보의 디코딩을 포함하는 신호 처리의 속도를 높이는데 있어서 중요하다.
M/H 수신기들에 관한 프리앰블 데이터는 또한 수신기가 A/53 레거시 동기 데이터와 M/H 프리앰블 정보 모두를 디코딩하기 위해 설계된다면, 레거시 ATSC A/53 신호들의 수신을 개선하기 위해 사용될 수 있다는 점이 지적된다. 이는, 모두 미리 결정된 정보를 포함하는 레거시 동기 데이터와 함께 미리 결정된 프리앰블 정보의 부분이 수신기 훈련, 동기화, 또는 다른 목적을 위해 함께 사용될 수 있기 때문이다. 레거시 동기 데이터와 M/H 프리앰블 데이터 모두를 이용하기 위해, 나머지 것과의 미리 결정된 관계를 가질 필요가 있다는 점이 주목된다. 더 구체적으로, 프리앰블 패킷 삽입기(140)에 삽입된 미리 인터리빙된 프리앰블 데이터는 동기 멀티플렉서(17)에서 삽입된 레거시 동기 데이터와의 미리 결정된 시간-관계를 가질 필요가 있다.
예컨대, 도 2에서 프리앰블 패킷들이 동기 데이터가 삽입될 위치(240) 바로 전에 데이터 블록들에서 삽입된다. 도 6은 인터리빙된 프리앰블 데이터(610)의 절반이 동기 데이터(640) 전에 수신된다는 것을 보여준다. 이는 A/53 파일링된(filed) 동기 데이터만을 사용하는 것보다 훨씬 더 신속하게 동기화가 일어나는 것을 허용할 수 있다. 일 대안예로서, 예컨대 프리앰블 패킷들은 동기 데이터 위치(240) 직후 데이터 블록들에 삽입될 수 있다. 이는 프리앰블의 수신이 시작되기 전에 동기 데이터에 의한 등화기 훈련을 허용하여, 프리앰블 수신을 돕는다.
ATSC A/53 동기 데이터의 단일 세그먼트로 동기화가 이루어지지 않는다면, 동기 데이터만을 사용하는 레거시 ATSC A/53 수신기가 다음 동기 데이터가 수신될 때까지 대기하는 것이 요구된다. 이는 특히 사용자가 프로그램 채널들을 신속하게 변경하는 상태{프로그램 채널들을 신속하게 훌훌 넘기는 것(flipping)과 같은}에서 특히 바람직하지 않은데, 즉 동기화를 신속하게 달성하지 못하는 것은 동기화 달성을 전혀 하지 못하는 총체적인 실패를 야기할 위험을 무릅쓸 수 있다. 역으로, 레거시 동기 데이터를 수신할 수 있는 M/H 수신기는 그것의 훈련 및/또는 프리앰블 데이터와의 동기화가 보충될 수 있다. M/H 수신기에서, 수신 하드웨어의 부분들은 전반적인 전력 소비를 감소시키기 위해, M/H 데이터의 버스트들 사이에서 중단하도록 설계될 수 있다. 그러므로, 각각의 버스트를 수신하기 위해 전력이 다시 공급될 때의 빠른 동기화가 바람직하다.
도 7은 본 발명의 일 양상에 따른 방법(700)을 설명하는 흐름도이다. 이 방법은 미리 결정된 훈련 데이터를 데이터 스트림에서의 제 1 미리 결정된 위치에 삽입하는 제 1 단계(710)를 포함한다. 제 2 단계(720)는 삽입된 훈련 데이터를 포함하는 데이터 스트림을 인터리빙하고 트렐리스 인코딩하는 것을 수반한다. 최종 단계(730)는 필드 동기화 데이터를 데이터 스트림에서의 제 2 미리 결정된 위치에 삽입하는 단계를 포함한다. 예컨대, 제 1 미리 결정된 위치는 도 2에 도시된 인터리빙되지 않은 데이터에 관한 제 2 미리 결정된 위치의 바로 전에 또는 바로 다음에 있을 수 있다. 제 2 미리 결정된 위치는 ATSC A/53 표준에 따라 레거시 동기 데이터가 삽입되는 위치일 수 있다.
이제 트렐리스 코드 인터리버(800)를 예시하는 도면과, 트렐리스 인코더(910), 프리코더(precoder), 및 심벌 맵퍼(980)를 예시하는 블록도가 도시된 도 8과 도 9를 참조한다. 도 8과 도 9는 모두 ATSC A/53에 따라 동작하는 도 1에 도시된 12-1 트렐리스 인코더(165)의 기능을 예시한다. 즉, 데이터 바이트들이 바이트 인터리버(160)로부터 12개의 트렐리스 인코더 및 프리-코더 블록들(810)에 공급된다. 데이터 바이트들은 12개의 트렐리스 인코더 및 프리-코더 쌍들 중 각각의 것에 의해 전체 바이트들로서 처리된다. 각각의 바이트는 12개의 쌍 중 하나로부터 4개의 심벌을 만들어낸다.
도 9는 도 8에서의 블록들(810)로서 도시된 12개의 트렐리스 인코더 및 프리코더 쌍들 중 하나의 기능을 예시한다. ATSC A/53 시스템은 2/3 속도 트렐리스 코드를 사용한다. 즉, 하나의 입력 비트 X1(940)가 1/2-속도 컨벌루션형 코드를 사용하여 2개의 출력 비트인 Z0(950)와 Z1(960)로 인코딩되는데 반해, 다른 입력 비트인 X2(930)는 프리코더(920)에 의해 처리되어 단일 출력인 Z2(970)를 생성한다. 트렐리스 코드로 사용된 시그널링 파형은 8-레벨(3비트) 1차원 배열(constellation)(980)이다. 송신된 신호는 8 VSB라고 부른다. 트렐리스 인코더(910)는 4가지 가능한 상태를 가지고, 프리코더(920)는 2가지 가능한 상태를 가진다.
트렐리스 코딩과 프리코딩은 입력 바이트들을 2비트의 워드로 나누고, 이러한 2비트 입력과, 프리코더(920)와, 트렐리스 인코더(910)의 상태에 기초하여 대응하는 3비트 워드들을 출력한다. 3비트 출력의 각각의 가능한 값은 8VSB 변조 구조의 심벌 맵퍼(980)에서 8개의 레벨(즉, -7,-5,-3,-1,1,3,5,7) 중 하나로 맵핑된다.
병렬 바이트들로부터 직렬 비트들을 생성시, MSB가 먼저 보내진다. 각각의 들어오는 2비트 심벌 X2(930) -즉, 바이트의 비트들인 7,5,3,1 - 의 MSB가 프리코딩되고, 각각의 들어오는 2비트 심벌인 X1(940) -즉, 비트들인 6,4,2,0 - 의 LSB가 피드백 컨벌루션형 인코딩된다. ATSC A/53은 인코딩을 위해 표준 4-상태 최적 웅거보엑(Ungerboeck) 코드들을 사용한다. 프리코더(920)와 컨벌루션형 트렐리스 인코더(910)의 조합은 8개의 가능한 상태와 8개의 가능한 출력을 제공한다. 특정 시각에서의 출력은, 그 입력이 입력(930,940)에서 수신될 때 프리코더(920)와 컨벌루션형 트렐리스 인코더(910)의 상태에 의존한다.
이제, 도 9의 프리코더(920)의 일 예의 동작을 예시하는 도면이 도시된 도 10을 참조한다. 설명의 목적상, 프리코더(920)에서의 초기 상태는 t=0에서 0이라고 가정된다. 프리코더(920)의 입력 비트인 X2(930)는 t=1에서 0 또는 1이다. 입력 X2가 t=1에서 0이라면, 프리코더(920)는 상태가 0이고, Z2=0을 출력한다. 역으로, 입력 X2가 t=1에서 1이라면, 프리코더(920)는 상태 1로 이동하고, Z2=1을 출력한다. 프리코더(920)의 상태가 t=1에서 1이었고, 프리코더(920)가 t=2에서 X2=0인 입력을 수신한다면, 출력 Z2는 1 - 즉, (t=2에서의 0인 입력) XOR (지연으로부터의 1)이 된다. 하지만, 프리코더(920)의 상태가 t=1에서 1이었다면, 프리코더(920)는 t=2에서 0인 입력을 수신하고, 출력 Z2는 1 - 즉, (t=2에서의 0인 현재 입력 X2) XOR (지연=1로부터의 1)이 된다. 도 10에서, 1050의 설명 1(1)은 현재 입력 X2가 1이고, 출력 Z2가 1(괄호에서의 숫자)이라는 것을 표시한다. 특별한 상태 하에서의 프리코더(920)의 상태는 1050으로 도시된 괄호에서 설명된다. 프리코더(920)는 당업자에게 알려진 방식으로 동작한다.
트렐리스 인코더(910)의 일 예의 동작이 도 11에 예시된다. 예시의 목적상, 트렐리스 인코더(910)의 초기 상태는 시각 t=0에서 00이라고 가정된다. t=1에서, 입력 비트인 Y1(990)은 0이거나 1일 수 있다. Y1이 0이라면, 트렐리스 상태는 00에 있게 되고, Z1=0, Z0=0을 출력한다. t=1에서 Y1이 1이라면, 트렐리스 상태는 01로 이동하고, Z1=1, Z0=1을 출력한다. 특정 조건에서의 트렐리스 인코더(910)의 출력 값들(Z1,Z2)이 도 10에 도시된 것과 동일한 방식으로 괄호에서 설명된다. 트렐리스 인코더(910)는 당업자에게 알려진 방식으로 동작한다. 프리코더(920)와 인코더(910) 각각의 현재 상태는 이전에 수신된 입력 데이터에 기초하여 결정된다는 점이 주목된다.
ATSC-M/H 데이터 버스트들은 잡음이 있는 채널을 통한 송신을 위해 설계되고, M/H 데이터는 인터리빙된 방식으로 덜 강력한 레거시 A/53 데이터와 함께 수신된다. 전술한 바와 같이, 도 6은 도 1의 바이트 인터리버(160) 후의 인터리빙된 데이터의 다이아몬드-모양을 보여준다. 이 경우, ATSC-M/H 버스트의 시작시, 레거시 ATSC A/53 데이터가 구역들(620) 내에 위치하고, ATSC-M/H 프리앰블이 구역들(610) 내에 위치하며, ATSC-M/H 데이터(630)의 초기 블록들이 따라나온다. 도 6에서 행들로 나타난 예시된 데이터 세그먼트들 대부분의 경우, 다수의 레거시와 M/H 데이터 블록들의 조합은 인터리빙된 방식으로 송신된다는 점이 주목된다. 예컨대, 세그먼트(20)의 경우, 점선(605)으로 도시된 바와 같이, (1) 레거시 A/53 데이터(620)의 부분, (2) M/H 프리앰블(610)의 부분, (3) 레거시 A/53 데이터(620)의 또 다른 부분, (4) M/H 프리앰블(610)의 또 다른 부분, (5) 레거시 A/53 데이터(620)의 또 다른 부분, (6) M/H 프리앰블(610)의 또 다른 부분, (7) 레거시 A/53 데이터(620)의 또 다른 부분, (8) M/H 프리앰블(610)의 또 다른 부분, 및 (9) 레거시 A/53 데이터(620)의 또 다른 부분의 순서로 데이터가 송신된다. 비-이동성(non-mobile)(즉, 레거시 A/53) 데이터로부터 이동성(즉, M/H) 데이터로의 다수의 전이는, 궁극적으로 전체 세그먼트가 그림의 중간 부근에서 M/H 프리앰블 패킷들(610)로 만들어질 때까지, A/53 레거시 데이터로부터 ATSC-M/H 버스트로의 전이 동안 각각의 데이터 세그먼트 내에서 일어난다.
M/H 수신기에서는, 덜 강력한 레거시 A/53 신호들을 수신하면서 트렐리스 디코더의 상태를 추적하는 것이 용이하지 않을 수 있다. M/H 데이터 또는 M/H 프리앰블들의 시퀀스 수신을 시작할 때 레거시 A/53 데이터가 복구 가능하지 않다면, 수신기는 A/53 데이터로부터 M/H 데이터로 또는 프리앰블들로의 각각의 전이시 트렐리스의 상태를 전적으로 알지 못할 수 있다.
비록 레거시 A/53 데이터로부터 M/H 데이터 또는 프리앰블들로의 각각의 전이시의 인코딩 공정 동안 트렐리스 인코더(165)를 미리 결정된 상태로 재설정하는 것이 가능할지라도, 이는 각각의 데이터 세그먼트 동안 많은 재설정이 일어날 것을 필요로 하는데, 이는 데이터 스트림이 이미 도 6에 도시된 바와 같이, 바이트 인터리버(160)에 의해 인터리빙되었기 때문이다. 더 구체적으로, 데이터의 2개의 심벌들(즉, 도 9의 X1과 X2)이 A/53 데이터로부터 M/H 데이터 또는 M/H 프리앰블들로의 각각의 전이시 A/53과 M/H 데이터 또는 프리앰블들 중 각각의 것에 관해 재설정될 필요가 있게 된다. 그러므로, 트렐리스 인코더(165)의 재설정을 강요하는 것은 여분의 송신된 데이터에서의 큰 불리한 조건을 초래하고, 또한 시스템이 체계적이지 않은 인코더를 사용하여 리드 솔로몬 코드를 다시 계산할 것을 강요하게 된다.
본 명세서에서는 재설정을 강요하기보다는 M/H 데이터 또는 프리앰블 바이트들의 각각의 시퀀스의 시작시 트렐리스 인코더(165)의 상태를 추론하는 것이 유리하다. 트렐리스 인코더(165)의 상태는, 트렐리스 구조, 수신된 트렐리스 인코딩된 데이터, 및 트렐리스 인코더(165)에 입력되는 프리앰블 데이터의 미리 결정된 값들의 지식을 사용하여, 수신기 단부에서 통계적으로 확립될 수 있다.
트렐리스 상태의 결정은 트렐리스 인코딩의 필수적인 부분이다. 트렐리스-코딩된 데이터를 디코딩하기 위한 다양한 알고리즘이 존재한다. 파노(Fano) 알고리즘과 같은 순차 디코딩 메커니즘, 또는 비터비(Viterbi) 디코딩과 같은 최대 가능성 알고리즘, 또는 최대 귀납적인 확률(MAP: maximum a posteriori probability)이 사용될 수 있다.
이들 알고리즘은 트렐리스 인코딩된 데이터의 이전 지식 없이 기능을 한다. 수신된 데이터의 추정과, 트렐리스 또는 컨벌루션형 코드의 지식만이 디코딩을 위해 요구되고, 잡음 레벨들과 다른 에러들을 가정하는 것은 코드의 정정 역량 내에 있다. 하지만, 디코더가 그 자체로서 데이터의 지식을 가지고 있다면, 그러한 지식은 트렐리스 디코딩 공정의 속도를 높이는데 유리하게 사용될 수 있다. 더 구체적으로, 그러한 지식은 액세스되는 트렐리스 경로들의 개수를 감소시키거나, 알고리즘의 반복 회수를 감소시켜, 트렐리스의 위치를 더 효율적으로 결정한다. 전술한 바와 같이, M/H 프리앰블은 수신기에 알려진 미리 결정된 데이터를 포함한다. 프리앰블의 미리 결정된 지식을 사용함으로써, M/H 버스트의 수신이 시작될 때 신속하게 트렐리스 상태를 결정할 수 있다.
이제, 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 ATSC-M/H 수신기(1200)의 블록도가 도시된 도 12를 참조한다. 수신된 RF 신호는 튜너(1210)에 의해 중간 주파수(IF: intermediate frequency)로 하향-변환된다. 그런 다음 신호는 IF 필터와 검출기(Detector) 블록(1220)에 의해 필터링되고 디지털 형태로 변환된다. 신호는 SYNC(1230)에 의해 제공된 동기화 데이터를 거쳐, 등화기 및 위상 추적기(1240)에 의한 등화 및 위상 추적 과정을 거치게 된다. 그런 다음 회복된 인코딩된 데이터 심벌들은 터보 디코더(1250)에 의해 터보 디코딩된다. 그런 다음, 데이터 심벌들은 리드 솔로몬 디코더(1260)에 의해 리드 솔로몬 디코딩을 거치게 된다.
본 발명의 일 실시예에서, 터보 코드들은 ATSC-M/H 데이터를 위해 시용된다. 터보 코드들은 MAP 알고리즘을 사용하여 디코딩된다. MAP 알고리즘을 사용한 터보 디코딩은 도 3과 도 5에 관해 각각 설명된 컨벌루션형 인터리버와 함께, 12/52 속도 모드를 사용하는 것으로 인해, 본 명세서에 개시된 ATSC-M/H 시스템에서 가능하다.
이제 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 도 12의 터보 디코더(1250)의 세부 배열에 관한 블록도가 도시된 도 13을 참조한다. 터보 디코더 배열(1300)은 터보 디코더(1325), 훈련 데이터의 소스(1350), 스위치 심벌로 예시된 선택기(1355)를 포함한다. 터보 디코더(1310)는 2/3 속도 트렐리스 레거시 코드 디코더로서 기능을 하는 MAP 트렐리스 디코더(1310), 블록 코드 디코더로서 기능을 하는 디코더(1320), 인터리버(1330), 및 역-인터리버(1340)를 포함한다.
MAP 트렐리스 디코더(1310)는 소프트(soft) 입력(1360)과 연역적(priori) 입력(1365)을 가진다. 소프트 입력(1360)은 수신된 신호로부터 추정된 트렐리스-인코딩된 입력 심벌의 8가지 가능한 값들 각각에 관한 확률을 받는다. 연역적 입력(1365)은 4가지 가능한 디코딩된 출력 심벌 값들 각각에 관한 확률을 받는다. MAP 트렐리스 디코더(1310)는 소프트 출력(1375)과 하드(hard) 출력(1370)을 모두 만들어낸다. 소프트 출력(1375)은 인터리버(1330)를 위해 제공된다. 인터리버(1330)의 출력은 디코더(1320)의 소프트 입력(1380)을 위해 제공된다. 인터리버(1330)의 출력은 디코더(1320)의 연역적 입력(1385)을 위해 제공되는 것이 아니고 소프트 입력(1380)을 위해 제공된다는 점이 주목된다. 디코더(1320)는 또한 소프트 출력(1395)과 하드 출력(1390)인 2개의 출력을 만들어낸다. 소프트 출력(1395)은 역 인터리버(1340)에 공급되어 MAP 피드백 루프를 형성한다. 디코더(1320)의 하드 출력(1390)은 알고리즘의 다수의 반복 후 각각의 심벌에 관한 최종 2비트의 결과를 만들어낸다.
MAP 트렐리스 디코더(1310)의 연역적 입력(1365)은 보통 디코딩된 심벌의 4가지 가능한 값들의 확률을 나타내는 입력을 수신한다. 하지만, 심벌들의 올바른 사전-인코딩 값들은 프리앰블 데이터가 이미 수신기에게 알려져 있을 때 훈련 데이터를 수신하는 동안 결정된다는 점을 주목하는 것이 중요하다. 그러므로, 연역적 입력(1365)에 역 인터리버(1340)의 출력을 공급하는 대신, 프리앰블 데이터가 터보 디코더(1250)의 기능을 개선하기 위해 수신될 때마다 훈련 데이터(1350)(즉, 프리앰블 데이터)에 대한 확실성을 나타내는 확률 분포가 연역적 입력(1365)에 공급될 수 있다.
이러한 배열은, 미리 결정된 훈련 데이터(즉, 프리앰블 데이터) 확률과 피드백 루프(1345)로부터의 확률 사이에서 선택하는 선택기(1355)로 달성되는 것으로 개념적으로 설명될 수 있다. 미리 결정된 훈련 데이터 확률은 프리앰블이 수신될 때 선택된다. 프리앰블 데이터를 수신할 때, 각각의 심벌의 미리 결정된 값에 1의 확률이 할당될 수 있는데 반해, 나머지 가능성들에는 0의 확률이 할당된다.
디코딩된 심벌들의 값들에 대한 확실성을 나타내는 연역적 입력(1365)과, 심벌의 8가지 가능한 인코딩된 값들의 추정된 확률을 나타내는 소프트 입력(1360)으로, 알고리즘은 트렐리스의 상태를 결정하기 위해 신속하게 집중하여 추정된 값을 나타내는 하드 출력을 만들어낸다. 그런 다음 이들 값과 결정된 트렐리스 상태는 또한 훈련 데이터의 부분이 아닌 것들을 포함하는 미래의 심벌들을 위한 결정에서 사용된다.
도 14는 본 발명의 일 양상에 따른 방법(1400)을 설명하는 흐름도이다. 이 방법은 필드 동기화 데이터를 수신하는 제 1 단계(1410)를 포함한다. 제 2 단계(1420)는 트렐리스-인코딩된 인터리빙된 훈련 데이터를 수신하는 단계를 수반한다. 최종 단계(1430)는 수신기의 동기화를 위해, 필드 동기화 데이터와 트렐리스-인코딩된 인터리빙된 훈련 데이터를 사용하는 단계를 포함한다.
본 발명의 특정 실시예의 관점에서 설명되었지만, 본 발명의 범주 내에 있게 되는 수정예들이 만들어질 수 있음을 알게 된다. 예컨대, 다양한 처리 단계들이 독립적으로 또는 결합되어 구현될 수 있고, 범용 또는 전용의 데이터 처리 하드웨어에서 구현될 수 있다. 더 나아가, 다양한 인코딩 또는 압축 방법이 비디오, 오디오, 이미지, 텍스트, 또는 다른 유형의 데이터를 위해 이용될 수 있다. 또한, 패킷 크기들, 속도 모드들, 블록 코딩, 및 다른 정보 처리 파라미터들이 본 발명의 상이한 실시예에서 변화된다.
100: ATSC-M/H 송신기 110: MPEG TS 소스
115: ATSC M/H 인코더 120: 패킷 인터리버
125: GF(256) SCBC 130: 패킷 디인터리버
135: MPEG TS 헤더 수정기 140: 프리앰블 패킷들 삽입기
145: 레거시 ATSC A53 인코더 200: 송신된 데이터 스트림
210,215: 프리앰블 데이터

Claims (68)

  1. 프리앰블 패킷(210,215)을 비디오 스트림에 삽입하는 방법으로서,
    상기 프리앰블 패킷(210,215)에 대한 후속 처리의 영향을 감소시키는, 프리앰블 패킷(210,215)을 비디오 스트림에 삽입하는 방법에 있어서,
    데이터 패킷의 스트림(112)을 수신하는 단계와,
    복수의 프리앰블 패킷(210,215)을 상기 데이터 패킷의 스트림(112)에 삽입하는 단계를 포함하고,
    상기 삽입 단계는 컨벌루션형 인터리빙(convolutional interleaving)을 사용하여, 데이터 패킷들의 결과 스트림 내에 포함된 데이터를 인터리빙하기 전에 수행되며,
    프리앰블 패킷(210,215)의 시간상 길이는 상기 컨벌루션형 인터리빙의 최대 지연에 대응하도록 선택되고, 삽입된 프리앰블 패킷들은 동기 데이터(sync data)와의 미리 결정된 시간-관계(predetermined timed-relationship)를 갖는, 프리앰블 패킷을 비디오 스트림에 삽입하는 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 컨벌루션형 인터리빙은 ATSC A/53 처리 경로(145)의 부분으로서 수행되는, 프리앰블 패킷을 비디오 스트림에 삽입하는 방법.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 데이터 패킷의 스트림(112)은 MPEG 패킷들을 포함하는, 프리앰블 패킷을 비디오 스트림에 삽입하는 방법.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 복수의 프리앰블 패킷(210,215)은 MPEG 패킷들을 포함하는, 프리앰블 패킷을 비디오 스트림에 삽입하는 방법.
  5. 제 1항에 있어서,
    속도 모드(rate mode) 코딩 전의 프리앰블 패킷(210,215)의 개수는 12이고, 상기 프리앰블 패킷(210,215)은 12/52 속도 모드로 인코딩되어, 길이가 2개의 데이터 블록인 프리앰블(210)을 만드는, 프리앰블 패킷을 비디오 스트림에 삽입하는 방법.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 복수의 프리앰블 패킷(210)에 포함된 데이터는 다항 방정식에 기초하여 생성된 의사 잡음(pseudo noise)을 포함하는, 프리앰블 패킷을 비디오 스트림에 삽입하는 방법.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 프리앰블 패킷(210,215)은 상기 프리앰블 패킷(210,215)이 레거시(legacy) 수신기에 의해 무시되게 하는 패킷 식별자를 구비한 헤더(430)를 포함하는, 프리앰블 패킷들을 비디오 스트림에 삽입하는 방법.
  8. 제 1항에 있어서,
    상기 컨벌루션형 인터리빙은 ATSC A/53 컨벌루션형 바이트 인터리버(500)인, 프리앰블 패킷들을 비디오 스트림에 삽입하는 방법.
  9. 제 1항에 있어서,
    상기 인터리빙은 인터리빙된 데이터의 104개의 세그먼트(segment)에 걸쳐 분산된 프리앰블 데이터를 초래하는, 프리앰블 패킷들을 비디오 스트림에 삽입하는 방법.
  10. 장치로서,
    데이터 패킷의 스트림(112)을 수신하기 위한 수단(120)과,
    복수의 프리앰블 패킷(210,215)을 상기 데이터 패킷의 스트림에 삽입하기 위한 수단(140)을 포함하고,
    복수의 프리앰블 패킷(210,215)을 삽입하기 위한 상기 수단(140)은 컨벌루션형 인터리빙을 사용하여, 데이터 패킷들의 결과 스트림 내에 포함된 데이터를 인터리빙하기 위한 추가 수단(160)에 의한 동작 전에 상기 데이터 스트림(112)에 대해 동작하고, 프리앰블 패킷(210,215)의 개수는 상기 컨벌루션형 인터리빙의 최대 지연에 대응하도록 선택되며, 삽입된 프리앰블 패킷은 동기 데이터와의 미리 결정된 시간-관계를 갖는, 장치.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 컨벌루션형 인터리빙은 ATSC A/53 처리 경로(145)의 부분으로서 수행되는, 장치.
  12. 제 10항에 있어서,
    상기 데이터 패킷의 스트림(112)은 MPEG 패킷들을 포함하는, 장치.
  13. 제 10항에 있어서,
    상기 복수의 프리앰블 패킷(210,215)은 MPEG 패킷들을 포함하는, 장치.
  14. 제 10항에 있어서,
    속도 모드(rate mode) 코딩 전의 프리앰블 패킷(210,215)의 개수는 12이고, 상기 프리앰블 패킷(210)은 12/52 속도 모드로 인코딩되어, 길이가 2개의 데이터 블록인 프리앰블(210,215)을 만드는, 장치.
  15. 제 10항에 있어서,
    상기 복수의 프리앰블 패킷(210,215)에 포함된 데이터는 다항 방정식에 기초하여 생성된 의사 잡음을 포함하는, 장치.
  16. 제 10항에 있어서,
    상기 프리앰블 패킷(210,215)은 상기 프리앰블 패킷(210,215)이 레거시 수신기에 의해 무시되게 하는 패킷 식별자를 구비한 헤더(430)를 포함하는, 장치.
  17. 제 10항에 있어서,
    상기 데이터를 인터리빙하기 위한 추가 수단(160)은 ATSC A/53 컨벌루션형 바이트 인터리버(500)인, 장치.
  18. 제 10항에 있어서,
    상기 데이터를 인터리빙하기 위한 추가 수단(160)은 인터리빙된 데이터의 104개의 세그먼트에 걸쳐 프리앰블 데이터를 퍼뜨리는, 장치.
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