KR101458220B1

KR101458220B1 - 파일럿 신호 전송 방법 및 장치

Info

Publication number: KR101458220B1
Application number: KR1020087019863A
Authority: KR
Inventors: 케빈 엘. 바움; 브라이언 케이. 클라슨; 비자이 난기아; 티모시 에이. 토마스
Original assignee: 모토로라 모빌리티 엘엘씨
Priority date: 2006-02-14
Filing date: 2007-02-14
Publication date: 2014-11-07
Also published as: BRPI0707820A2; WO2007095560A3; CN101467375B; KR20090003185A; US7848438B2; EP1987617A2; EP1987617B1; EP1987617A4; EP3182663A3; CN103139131A; EP3182663A2; CN101467375A; WO2007095560A2; US20070189404A1; CN103139131B

Abstract

파일럿(또는 기준) 송신 방식은 상이한 송신기에 상이한 사이클릭 타임 시프트를 가진 파일럿 시퀀스가 할당되는 경우에 이용된다. 파일럿 신호는 복수의 파일럿 블록에서 송신기에 의해 동시에 송신되며, 수신기는 복수의 수신 파일럿 블록을 처리하여 다른 송신기로부터의 파일럿 신호 때문에 생기는 간섭을 억제하면서 적어도 하나의 송신기에 대한 채널 추정치를 복구한다.

파일럿, 사이클릭 타이밍 시프트, 송신기, 수신기, 채널 추정

Description

파일럿 신호 전송 방법 및 장치{PILOT SIGNAL TRANSMISSION METHOD AND APPARATUS}

본 발명은 일반적으로 파일럿 신호 전송에 관한 것으로, 특히 통신 시스템에서의 파일럿 신호 전송 방법 및 장치에 관한 것이다.

통신 시스템에서 수신기는 일반적으로 파일럿 신호(또는 기준 신호)를 이용하여 다수의 중요한 기능, 예컨대, 타이밍 및 주파수 동기화의 획득과 추적, 정보 데이터의 후속 복조 및 복호를 위한 희망 채널의 추정 및 추적, 핸드오프나 간섭 억제 등을 위한 다른 채널의 특성의 추정 및 모니터링 (이에 한정되지 않음) 등과 같은 기능을 수행하게 된다. 통신 시스템에 이용되는 파일럿 방식은 몇 가지 있는데, 이들 파일럿 방식은 통상적으로 기지의(known) 시간 구간(time interval)에서 기지의 시퀀스의 송신을 포함한다. 시퀀스만을 또는 시퀀스 및 시간 구간 모두를 이미 알고 있는 수신기는 이 정보를 이용하여 상술한 기능들을 수행한다.

미래의 광대역 시스템 업링크를 위해서는, 직교 주파수 분할에 따른 단일 반송파 기반 방식이 주목을 받고 있다. 상기 방식, 특히, IFDMA(Interleved Frequency Division Multiple Access)와 주파수 영역 관련 변형(DFT-SOFEM(DFT-Spread-OFDM)으로 공지되어 있음)은 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)이 낮고, 사용자 간에 주파수 영역 직교성이 있고, 주파수 영역 등화가 복잡하지 않아 주목을 받고 있다.

IFDMA/DFT-SOFDM의 낮은 PAPR 속성을 유지하기 위해서는, 각 사용자에게 하나의 IFDMA 코드만을 전송해야 한다. 따라서, 파일럿 심볼 포맷에는 일정한 제한이 따르게 된다. 특히, 특정 사용자의 데이터와 파일럿이 동일한 IFDMA 블록 내에서 혼합되어 있지 않은 경우에는 TDM(Time Division Multiplexed) 파일럿 블록이 사용된다. 이렇게 되면 종래대로 블록 간에 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix)가 있기 때문에 PAPR 속성이 낮게 유지될 수 있을 뿐만 아니라 파일럿이 다중 경로 채널 내의 데이터로부터 직교성을 유지할 수가 있다. 도 1은 전송 프레임 또는 버스트를 위한 IFDMA 파일럿 블록과 이에 후속하는 IFDMA 데이터 블록의 예를 보여 주고 있다.

TDM 파일럿 방식은 주목을 끌고 있기는 하지만, 이 방식에서는 시스템 내의 상이한 송신기들이 이용할 수 있는 분리 가능한 또는 직교의 파일럿 신호들의 수가 제한되어 있다. 따라서, 분리 가능한 파일럿 신호의 수를 증가시키는 파일럿 신호 송신 방법 및 장치가 필요하게 된다.

당업자라면 하기의 상세한 설명과 첨부 도면을 통해 본 발명의 다양한 양상, 특징 및 장점을 더 잘 알게 될 것이다. 도면은 명료하게 하기 위하여 단순화되어 있을 수 있으며, 반드시 일정 비율에 따라 축소 또는 확대된 것은 아니다.

도 1은 IFDMA 시스템 또는 DFT-SOFDM 시스템에서의 데이터 블록과 파일럿 블 록을 도시한 도면.

도 2는 파일럿 송신을 이용하는 통신 시스템의 블록도.

도 3은 IFDMA 시스템 또는 DFT-SOFDM 시스템에서의 복수의 부반송파를 도시한 도면.

도 4는 본 발명의 일부 실시예에 따른 파일럿 블록과 데이터 블록의 버스트 포맷을 도시한 도면.

도 5는 도 4의 버스트 포맷에서의 전송의 시간-주파수 예를 도시한 도면.

도 6은 본 발명의 일부 실시예에 따른 파일럿 송신의 상이한 사이클릭 타임 시프트를 갖는 다수의 송신기의 채널 응답을 도시한 도면.

도 7은 본 발명의 일부 실시예에 따른 IFDMA 송신기의 블록도.

도 8은 본 발명의 일부 실시예에 따른 DFT-SOFDM 송신기의 블록도.

도 9는 본 발명의 일부 실시예에 따른 수신기의 블록도.

도 10은 발명의 일부 실시예에 따른 수신기의 플로우차트.

도 11은 본 발명의 일부 실시예에 따른 송신기의 플로우차트.

도 12는 발명의 일부 실시예에 따른 방법의 플로우차트.

도 13은 발명의 일부 실시예에 따른 컨트롤러의 블록도.

여기서는 앞에서 언급한 필요성에 초점을 맞추어 파일럿 또는 기준 신호 전송 방법 및 장치에 대해서 설명한다. 특히, 파일럿(또는 기준) 송신 방식은 상이한 송신기에 상이한 사이클릭 타임 시프트를 가진 파일럿 시퀀스가 할당된 경우에 이용된다. 파일럿 신호는 복수의 파일럿 블록에서 송신기에 의해 동시에 송신되며, 수신기는 복수의 수신 파일럿 블록을 처리하여 다른 송신기로부터의 파일럿 신호 때문에 생기는 간섭을 억제하면서 적어도 하나의 송신기에 대한 채널 추정치를 복구한다.

이제 도면을 참조로 설명한다. 도면에서 동일 구성요소에 대해서는 동일 도면부호를 병기한다. 도 2는 파일럿 전송을 이용하는 통신 시스템(200)의 블록도이다. 통신 시스템(200)은 바람직하게는 IFDMA(Interleaved FDMA), LFDMA(Localized FDMA), IFDMA 또는 LFDMA를 갖는 DFT-SOFDM(DFT-spread OFDM)과 같은, 업링크 전송(206)을 위한 OFDMA 또는 차세대 단일 반송파 기반 FDMA 구조를 이용한다. 이들 방식은 OFDM 보다는 피크-평균 전력비가 매우 낮은 단일 반송파 기반 전송 방식으로 분류될 수 있지만, 이들 방식은 OFDM처럼 블록 지향적이며, OFDM처럼 주파수 영역에서 특정 "부반송파" 세트만을 점유하도록 구성될 수 있기 때문에 다중 반송파 방식으로 분류될 수도 있다. 따라서, IFDMA 및 DFT-SOFDM은 시간 영역에서 단일 반송파 특성을 갖고 주파수 영역에서 다중 반송파 특성을 가지고 있으므로 단일 반송파와 다중 반송파 양쪽으로 분류될 수 있다. 이러한 기본적인 전송 방식에 더하여, 전송 구조는 1 또는 2차원 확산 또는 더 단순한 시간 및/또는 주파수 분할 멀티플렉싱/다중 접근 기술 또는 이들 기술의 조합을 갖는 DS-CDMA(direct-sequence CDMA), MC-CDMA(multi-carrier CDMA), MC-DS-CDMA(multi-carrier direct sequence CDMA), OFCDM(Orthogonal Frequency and Code Division Multiplexing)과 같은 확산 기술의 이용을 포함할 수 있다.

당업자라면 잘 알고 있는 바와 같이, IFDMA 및 DFT-SOFDM은 단일 반송파 방식으로 볼 수 있지만, IFDMA 시스템 또는 DFT-SOFDM 시스템이 작동되는 동안에는, 다중 부반송파(예컨대, 768개의 부반송파)를 이용하여 데이터를 송신한다. 이것은 도 3에 도시되어 있다. 도 3에 도시된 바와 같이, 광대역의 채널은 많은 좁은 주파수 대역(부반송파)(301)로 나누어지며, 데이터는 부반송파(301) 상에서 동시에 송신된다. 그러나, OFDMA와 IFDMA/DFT-SOFDM 간의 차이점은 OFDMA에서는 각 데이터 심볼이 특정 부반송파에 매핑되는 반면에 IFDMA/DFT-SOFDM에서는 각 데이터 심볼의 일부가 점유 부반송파(특정 전송을 위한 점유 부반송파 세트는 그 부반송파의 서브세트이거나 전부일 수도 있음) 상에 존재할 수 있다는 점이다. 따라서, IFDMA/DFT-SOFDM에서, 각 점유 부반송파는 다중 데이터 심볼의 혼합을 포함한다.

다시 도 2를 참조로 설명하면, 통신 시스템(200)은 하나 이상의 기지부(201, 202)와 하나 이상의 원격부(203, 210)를 포함한다. 기지부는 하나 이상의 송신기와 하나 이상의 수신기를 포함하여 한 섹터안에서 다수의 원격부에 서비스를 제공한다. 송신기 수는 예컨대, 기지부의 송신 안테나 수와 관련될 수 있다. 또는, 기지부는 액세스 포인트, 접속 단말기, Node-B, 또는 당업계에서 사용되는 다른 용어로 지칭될 수 있다. 원격부는 하나 이상의 송신기와 하나 이상의 수신기를 포함한다. 송신기 수는 예컨대, 원격부의 송신 안테나 수와 관련될 수 있다. 원격부는 가입자 부, 모바일 부, 사용자 장비, 사용자, 단말기, 가입자국, 사용자 단말 또는 당업계에서 사용되는 다른 용어로 지칭될 수 있다. 당업계에 공지된 바와 같이, 통신 네트워크가 서비스를 제공하는 전체 물리적 영역은 하나 이상의 섹터를 각각 포함하는 셀들로 분할된다. 다수의 안테나(209)를 이용하여 각 섹터에 다양한 고급 통신 모드(예컨대, 적응 빔형성, 송신 다이버시티, 송신 SDMA, 다중 스트림 송신 등)를 제공하는 경우에, 다수의 기지부가 전개될 수 있다. 한 섹터 내의 이들 기지부는 고밀도로 집적될 수 있으며, 다양한 하드웨어와 소프트웨어 성분을 공유할 수 있다. 예컨대, 셀에 서비스를 제공하기 위하여 같은 장소에 있는 모든 기지부는 기지국(통상, 기지국으로 공지되어 있음)을 구성할 수 있다. 기지부(201, 202)는 서비스를 제공받는 원격부에 동일한 자원(시간, 주파수, 또는 둘 다)의 적어도 일부분을 통해 다운링크 통신 신호(204, 205)를 송신한다. 원격부(203, 210)는 업링크 통신 신호(206, 213)를 통해 하나 이상의 기지부(201, 202)와 통신한다.

도 2에는 두 개의 기지부와 두 개의 원격부 만이 도시되어 있으나 당업자라면 통상적인 통신 시스템은 다수의 원격부와 동시에 통신하는 다수의 기지부를 포함함을 잘 알 것이다. 또한, 본 발명은 주로 모바일 부에서 기지국으로의 업링크 송신의 경우에 대해 설명되지만, 본 발명은 기지국에서 모바일 부로의 다운링크 송신, 심지어는 하나의 기지국에서 다른 기지국으로의 송신, 또는 하나의 모바일 부에서 다른 모바일 부로의 송신에도 적용될 수 있음도 알아야 한다. 기지부 또는 원격부는 더 일반적으로는 통신부라고 할 수 있다.

상술한 바와 같이 파일럿 지원 변조는 일반적으로 송신된 신호의 후속 복조를 위한 채널 추정과 같은 다수의 기능들을 지원하는데 이용된다. 이런 것을 염두에 두고 모바일 부(203)는 업링크 송신의 일부로서 기지의 (파일럿) 시퀀스를 기지의 시간 구간에서 송신한다. 시퀀스와 시간 구간을 알고 있는 기지국이라면 상기 정보를 송신을 복조/복호하는데 이용한다. 따라서, 통신 시스템(200) 내의 각 모바일/원격부는 데이터를 송신하는 데이터 채널 회로(208)와 함께 하나 이상의 파일럿 시퀀스를 송신하는 파일럿 채널 회로(207)를 포함한다.

파일럿 신호 전송의 경우, TDM 파일럿 방식은 PAPR과, 파일럿 및 데이터 스트림 간의 직교성을 제공하는데 주목을 끌고 있다. 그러나, 일부 시스템에서, 상기 방식은 파일럿 오버헤드 조정에 이용될 수 있는 입도(granularity)를 제한할 수 있다. 일 실시예에서, 파일럿 오버헤드의 선택을 위해 더 미세한 입도를 제공하기 위하여 데이터 블록에서보다 파일럿 블록에서 이용된 블록 지속기간이 더 짧다. 다른 실시예에서, 파일럿 블록은 데이터 블록과 동일한 지속 기간을 가질 수 있으며, 또는 데이터 블록보다도 더 긴 지속 기간을 가질 수 있다.

데이터 블록의 블록 길이보다 더 짧은 파일럿 블록의 블록 길이를 사용한 결과, 동일한 IFDMA 반복 계수(또는 점유 부반송파 데시메이션 계수)가 파일럿 블록 및 데이터 블록 모두에 사용된다고 가정하면, 파일럿 블록의 부반송파 대역폭과 점유 부반송파 간격은 데이터 블록의 부반송파 대역폭과 점유 부반송파 간격보다 크게 된다. 이 경우에 파일럿 블록 길이(사이클릭 프리픽스 제외함)가 Tp이고 데이터 블록 길이(사이클릭 프리픽스 제외함)가 Td라고 하면, 파일럿 블록의 부반송파 대역폭과 점유 부반송파 간격은 각각 데이터 블록의 부반송파 대역폭과 점유 부반송파 간격의 Td/Tp 배이다.

파일럿 송신은 모바일 부(203)와 모바일 부(210)와 같은 2 이상의 송신기에 의해 또는 모바일 부(210)의 2 이상의 안테나에 의해 동시에 발생할 수 있다. 상 이한 송신기들에 의해 송신된 파일럿 시퀀스는 기지부(201)와 같은 수신기가 각 송신기에 대해 채널을 정확하게 추정할 수 있도록 서로 직교하도록 또는 분리 가능하도록 설계하는 것이 유익하다(기지부와 모바일 장치의 역할은 뒤바뀔 수도 있으며, 이 경우에는 기지부 또는 기지부의 안테나는 송신기이고, 모바일 부는 수신기이다).

파일럿들간 또는 2 이상의 송신기의 채널 추정들 간의 분리성(separability)을 제공하는 한가지 방법은 파일럿 송신을 위해 상이한 세트의 부반송파를 상이한 송신기에 할당하는 것인데, 이를 FDMA 파일럿 할당이라 하기도 한다. 상이한 세트의 부반송파는 송신기 사이에 인터리브되거나 부반송파의 상이한 블록 상에 있을 수 있으며, 또는 시스템의 채널 대역폭의 작은 부분으로 한정되거나 한정되지 않을 수도 있다.

파일럿들 간에 또는 다수의 송신기의 채널 추정들 간에 분리를 제공하는 다른 방법은 2 이상의 송신기를 파일럿 송신을 위한 동일 세트의 부반송파에 할당하고 시퀀스 특성을 이용하여 분리를 제공하는 것이다. FDMA 파일럿 할당과 시퀀스 특성의 이용은 둘 다 시스템에 적용될 수 있음에 유의한다. 예컨대, 제1 세트의 송신기는 제1 세트의 부반송파를 이용할 수 있으며, 세트 내의 각 송신기는 제1 세트의 부반송파의 가능한 모든 부반송파 상에서 파일럿 신호를 송신한다. 제2 세트의 송신기는 파일럿 송신을 위한 제2 세트의 부반송파를 이용할 수 있으며, 제2 세트의 부반송파는 제1 세트의 부반송파(FDMA)에 직교한다. 부반송파 세트의 구성원들은 서로 인접할 필요는 없음에 유의한다. 한 세트 내의 송신기들은 파일럿 신호 전송을 위해 동일한 세트의 부반송파를 이용하게 되면 서로 간섭할 수 있기 때문에, 동일한 세트 내의 송신기들의 파일럿 시퀀스는 송신기들 중 어느 하나에 대한 채널 응답을 추정할 수 있으면서 동일한 세트 내의 다른 송신기로부터의 간섭을 억제하는 시퀀스 특성을 가져야 한다. 본 개시는 그와 같은 간섭을 억제하기 위한 방법과 장치를 제공한다.

본 개시에 따라서, 많은 송신기들이 파일럿 신호들을 송신함과 동시에 수신기 측에서 파일럿 또는 채널 추정의 분리성을 제공할 수 있다. 다수의 송신기는 제1 구간(예컨대, 제1 파일럿 블록) 중에 제1 세트의 부반송파 상에서 파일럿을 송신하고, 제2 구간(예컨대, 제2 파일럿 블록) 중에 제2 세트의 부반송파 상에서 파일럿을 송신한다. 구간 또는 파일럿 블록의 수는 2 이상일 수도 있다. 파일럿 시퀀스 특성은, 단 하나의 구간만 고려된다면 채널 추정들이 분리되지 않을 수 있기는 하지만, 복수의 구간에 대해 선택되어, 복수의 구간에 걸쳐 채널 추정 분리를 제공한다.

도 4에는 일 실시예에서 이용하기에 적합한 버스트 포맷이 도시되어 있다. 도 4에서, Td는 데이터 블록의 지속 기간이고 파일럿 블록의 지속 기간은 Tp = Td/2이다. 한 신호에 할당된 또는 신호가 이용하는 부반송파를 지정하는 한 가지 방법은 블록 길이 B, 반복 계수 R(또는 부반송파 데시메이션 계수 또는 스킵(skip) 계수), 및 부반송파 오프셋 지수 S를 지정하는 것이다. 이들 파라미터는 DFT-SOFDM 신호에 대해서 S의 부반송파 오프셋을 가진 R개의 부반송파의 간격을 가진 균일한 간격의 부반송파의 부반송파 매핑을 가진 B-부반송파 OFDM 변조기와 유사하다. 이들 파라미터는 정렬된 트리플릿(ordered triplet) (B, R, S)로 표현될 수 있다. 예컨대, 데이터 블록은 (Td,Rd, Sd)로 구성된다. 제1 파일럿 블록은 (Tp, Rp, Sp1)로 구성되며, 제2 파일럿은 (Tp, Rp, Sp2)로 구성된다. 사이클릭 프리픽스(CP)의 길이는 Tcp이다. 블록 길이, 반복 계수, 및 부반송파 오프셋은 일반적으로 파일럿 블록과 데이터 블록에 대해서 서로 다르고, 또는 데이터 블록 또는 파일럿 블록에 대해서 시간에 따라 변할 수 있다.

도 4는 버스트의 시간 영역 포맷을 보여주며, 도 5는 시간에 따른 주파수 영역 기술(description)을 보여 준다. 간략하게 하기 위하여, 도 5는 단 2개의 송신기에 대한 파일럿 및 데이터 송신을 보여주며, 도 5에서 각 송신기에 의한 송신은 음영으로 표시되어 있다. 도 5A에서, 제1 송신기의 데이터 블록은 (Td=40, Rd=8, Sd=3)으로 구성되어 있고, 제2 송신기의 데이터 블록은 (Td=40, Rd=4, Sd=0)으로 구성되어 있고, 제1 파일럿 블록(파일럿 세트 1)은 양 송신기에 대해 (Tp=20, Rp=2, Sp=0)으로 구성되어 있고, 제2 파일럿 블록(파일럿 세트 2)은 양 송신기에 대해 (Tp=20, Rp=2, Sp=0)으로 구성되어 있다. 도 5B에서, 제1 및 제2 송신기들의 데이터 블록은 도 5A와 비슷하게 구성되어 있고, 제1 및 제2 파일럿 블록은 둘 다 (Tp=20, Rp=1, Sp=0)으로 구성되어 있어, 파일럿 블록의 바로 인접한 부반송파 상에서 파일럿 정보를 제공한다. 당업자라면 잘 아는 바와 같이, 특정 송신기(예컨대, 도 5의 송신기(1))의 송신은 모든 부반송파(501)(단 한 개만 표기되어 있음) 중에서 음영 표시된 부반송파(503)(단 한 개만 표기되어 있음)로 나타낸 바와 같은 수개의 부반송파를 점유할 것이다. 도 5는 전체 가능한 데이터 블록 부반송파(0 내지 39)를 갖는 것으로 도시되어 있다. 송신기의 데이터 블록 구성(Td, Rd, Sd)은 버스트 내의 데이터 블록마다 상이할 수 있음에 유의한다. 또한, 파일럿 블록 구성은 버스트 내의 파일럿 블록마다 상이할 수 있다. 도 5의 예는 상이한 송신기로부터의 데이터 송신의 IFDMA를 위한 것이지만, Rd=1 및 Td<=40을 설정하고 Sd를 송신기의 데이터 송신의 제1 점유 부반송파로 선택함으로써 LFDMA도 나타낼 수 있음에 유의한다.

파일럿 채널 블록 지속 기간은 도 4의 버스트 포맷에서의 데이터 채널 블록 지속 기간보다 작기 때문에, 각 파일럿 부반송파(502)(하나만 표기됨)는 데이터 부반송파보다 더 큰 대역폭을 점유한다. 예컨대, 도 5에서, 파일럿 부반송파는 데이터 부반송파보다 2배 정도의 대역폭을 점유한다. 따라서, 가용 대역폭 내에서 데이터 부반송파보다 더 적은 수의 파일럿 부반송파가 송신될 수 있다. 도 5는 가능한 전체 파일럿 블록 부반송파들(0 내지 19)을 갖는 것으로 도시되어 있으며, 여기서 양 송신기가 음영 표시된 파일럿 부반송파를 점유한다(음영 표시되지 않은 나머지 데이터 및 파일럿 부반송파는 다른 송신기에 의해 이용될 수 있다).

일 실시예에서, 하나 이상의 파일럿 시퀀스의 사이클릭 타임 시프트는 도 5의 제1 파일럿 블록과 제2 파일럿 블록에서 모바일 부(210)와 모바일 부(203)에 의해 송신된다. 예컨대, 파일럿 블록의 끝에서 파일럿 블록의 시작까지 파일럿 블록의 시간 영역 샘플의 블록을 이동시킴으로써 파일럿 시퀀스의 사이클릭 타임 시프트가 구현될 수 있다. 그 후, 파일럿 블록의 사이클릭 프리픽스는 사이클릭 시프트가 적용된 후에 파일럿 블록의 샘플에 기초하게 된다. 블록의 끝에서 처음으로 이동하는 샘플 수는 블록 내의 사이클릭 시프트량이다. 예컨대, 특정 파일럿 블록에 6개의 시간 영역 샘플이 있고 이들 샘플이 시간 순서로 처음부터 마지막까지 x(1), x(2), x(3), x(4), x(5), x(6)으로 되어 있다면, 3개 샘플이 사이클릭 타임 시프트하게 되면 파일럿 블록은 처음부터 마지막까지 시간 순서로 x(4), x(5), x(6), x(1), x(2), x(3)의 샘플을 갖게 될 것이다. 파일럿 블록의 사이클릭 프리픽스가 2개의 샘플인 경우에는, 사이클릭 시프트 파일럿 블록의 사이클릭 프리픽스 샘플은 처음부터 마지막까지 x(2), x(3)이 될 것이다. 본원에 기재된 바와 같이, 사이클릭 타임 시프트를 제공하는 다른 방법들은 상술된 것과 동등하다.

다수의 송신기가 동일 세트의 부반송파 상에서 파일럿 블록을 동시에 송신하고 있을 때에는 송신기마다 동일한 파일럿 시퀀스의 상이한 사이클릭 타임 시프트를 이용하여 수신기가 수신기와 각 송신기 간의 채널을 추정할 수 있도록 할 수 있다. 예컨대, 제1 송신기가 주파수 영역에서 보았을 때에 파일럿 블록이 사용하는 부반송파 상에서 일정한 크기를 가진 제1 파일럿 시퀀스를 이용한다고 가정한다. 또 파일럿 블록 길이가 Tp이고 사이클릭 프리픽스 길이가 Tcp라고 가정한다. (도 5B에 도시된 바와 같이) 채널 임펄스 응답 지속 기간이 Tcp보다 작고 파일럿 블록이 Rp=1이라면, Tp/Tcp까지의 상이한 송신기는 동일 파일럿 블록에서 상이한 사이클릭 시프트 값을 갖고서 송신할 수 있고, 채널 추정들은 수신기에서 분리 가능하게(또는 거의 직교하게) 될 것임을 알 수 있다. 예컨대, Tp/Tcp=4이고 4개의 송신기가 있다면, 제1 송신기는 0의 사이클릭 타임 시프트를 이용하고, 제2 송신기는 Tp/4의 사이클릭 타임 시프트를 이용하며, 제3 송신기는 Tp/2의 사이클릭 타임 시프트를 이용하고, 제4 송신기는 3Tp/4의 사이클릭 타임 시프트를 이용할 수 있다. 수학식 형식으로 나타내면, Rp=1의 경우에서 부반송파 k와 블록 b 상의 ℓ번째 송신기를 위한 파일럿 시퀀스의 주파수 영역 표현은

으로 나타낼 수 있다. 여기서 s(k,b)는 기준선 또는 비시프트(un-shifted) 파일럿 시퀀스(예컨대, QPSK, CAZAC 시퀀스, GCL 시퀀스, 또는 CAZAC 또는 GCL 시퀀스의 DFT/IDFT와 같은 일정한 모듈러스 신호)이고, α_ℓ은 송신기 ℓ을 위한 사이클릭 타임 시프트(예컨대, α₁=0, α₂=Tp/4, α₃=Tp/2, α₄=3Tp/4)이며, P는 사이클릭 시프트 계수(위의 예에서 P=Tp)이다. 파일럿 시퀀스는 s(k,b)의 IFFT인 S(n,b)의 순환 시프트를 수행함으로써 시간 영역에서 구현될 수 있다(상기 예에서 송신기(1)는 S(n,b)의 비시프트 버전을 송신하고, 송신기(2)는 Tp/4 샘플만큼 순환적으로 시프트된 S(n,b)를 송신하고, 송신기(3)는 Tp/2 샘플만큼 순환적으로 시프트된 S(n,b)를 송신하고, 송신기(4)는 3Tp/4 샘플만큼 순환적으로 시프트된 S(n,b)를 송신한다).

상기 주어진 주파수 영역 파일럿 시퀀스의 수학식 표현은 Rp≠1인 경우에 대해서도 쉽게 확장된다. 이 경우에 파일럿 시퀀스는 특정 부반송파 상에서만 정의되고, 부반송파 오프셋 S는 다음과 같이 파일럿 시퀀스 수학식에 부가되어야 한다(다음 수학식에서 T_p=Tp이고 R_p=Rp 임을 유의할 것):

, 여기서, f=0, 1, ..., T_P/R_P-1. α_ℓ과 P의 값은 Rp의 값에 따라 바뀌어야 할 필요가 있음에 유의한다. 또한, 파일럿 시퀀스의 다음의 모든 수학식 표현은 Rp=1에 대해 주어질 것이지만, 상술한 바와 유사한 방식으로 Rp≠1에 대해서도 확장될 수 있음에 유의한다.

수신기에서, 수신기가 원 파일럿 시퀀스를 4개의 송신기로부터의 복합 수신 파일럿 블록과 상관시키는 경우에, 제1 송신기에 대한 채널 응답은 도 6의 602에서 보는 바와 같이 Tp/4 상관기 출력 샘플의 제1 블록 내에 있을 것이며, 제2 송신기에 대한 채널 응답은 도 6의 604에서 보는 바와 같이 Tp/4 상관기 출력 샘플의 다음 블록 내에 있을 것이며, 이런 식으로 도 6의 606과 608에서 보는 바와 같이 될 것이다. 상관기 기반의 채널 추정기는 단지 예로서 이용되었고, DFT 기반 채널 추정기와 MMSE 기반 채널 추정기와 같이 당업계에 공지된 다른 채널 추정 기술도 이용될 수 있음에 유의한다.

이 예에서 Tp/4의 타임 시프트 증분은 사이클릭 프리픽스(CP) 지속 기간(Tcp=Tp/4)과 동일하게 되도록 선택되었다. 파일럿 블록이 Rp=1 이라면, CP가 통상적으로 도 2의 시스템(200)에서 최대 예상 다경로 채널 지연 확산만큼 크게 되도록 선택되므로 타임 시프트 증분을 CP 길이와 유사하게 되도록 하는 것이 유익하다. 그러나, Tcp가 채널의 예상 지속 기간보다 짧으면, 수신기 측에서 분리될 수 있는 송신기 수는 Tp/L이다. 여기서 L은 채널의 예상 최대 길이이다. 이 경우에 타임 시프트 증분은 CP 길이보다 크고, 예상 최대 채널 길이 L과 동일할 수 있다. 타임 시프트 증분이 적어도 채널의 다중경로 지연 확산만큼 크다면, 각 송신기에 대한 채널 응답은 길이 Tcp의 각각의 상관기 출력 블록으로 한정된다(종래의 신호 컨디셔닝과 필터링, 샘플링 입도 등과 같은 실제적인 문제는 일반적으로 하나의 상 관기 출력 블록과 다른 상관기 출력 블록에서의 채널 응답의 추정들 간에 소량의 누설을 일으킬 것이나, 대부분의 경우 누설은 작고 본 발명의 설명 목적상 무시될수 있음에 유의한다). 그러나, 송신기들 간의 시간 지연 증분이 채널 응답 지속 시간보다 작으면, 한 송신기의 채널 응답의 일부가 다른 송신기의 채널 응답에 나타나 다른 송신기의 채널 추정을 간섭하게 될 것이다. 그 결과, 본 예에서, 채널 응답이 CP 길이와, CP 길이와 같은 송신기들 간 타임 시프트 증분(Tcp=Tp/4) 보다 크지 않으면, 총 4개의 송신기를 지원할 수 있고, 각 송신기에 분리 가능한 채널 추정을 제공할 수 있다.

분리 가능한 채널 추정이 지원될 수 있는 송신기의 수를 증가시키기 위하여, 본 발명은, 수신기 측에서 복수의 파일럿 블록에 대해서 처리될 때에 채널 추정들이 분리 가능하게 되도록, 복수의 파일럿 블록을 통해 복수의 송신기에 파일럿 시퀀스를 할당하는 방법을 제공한다. 도 6에는 분리 가능한 채널 추정이 지원될 수 있는 송신기의 수를 배가하는 일 실시예가 도시되어 있다. 일 파일럿 블록(도 6에서 SB#1로 표시됨)에서, 도 6의 송신기들 중에서 일부에 대해서는 Tcp의 정수배(배수 0, 1, 2, 3)인 사이클릭 시프트가 할당되고, 다른 송신기들에 대해서는 Tcp/2의 홀수배(배수 1, 3, 5, 7)인 사이클릭 시프트가 할당된다. 예컨대, Tx#1로 표시된 제1 송신기는 제로의 제1 사이클릭 타임 시프트 값을 사용하며, 제1 송신기를 위한 시간 영역 채널 응답은 송신기 Tx#1과 관련된 영역(602)에서 0 내지 Tcp의 시간 영역 내에서 5개의 화살표 또는 선으로 나타낸다. 도 6에서 Tx#5로 표시된 제2 송신기는 Tcp/2의 제2 사이클릭 타임 시프트 값을 사용한다. 그 결과, 송신기 Tx#1을 위한 채널 응답 길이가 Tcp/2 보다 클 때, 송신기 Tx#1을 위한 채널 응답은 Tcp/2와 Tcp 사이의 영역에서 송신기 Tx#5를 위한 채널 응답을 간섭하게 될 것이며(그 반대도 성립함), 채널 추정들은 더 이상 큰 간섭없이 독립적으로 될 수 없다. 수학식 형태로 나타내면, Rp=1의 경우에서 부반송파 k와 (제1 파일럿 블록의 위치인) 블록 b₁ 상의 ℓ번째 송신기를 위한 주파수 영역 파일럿 시퀀스는

으로 나타낼 수 있다. 여기서 s(k,b₁)은 제1 파일럿 블록에 대한 파일럿 시퀀스(예컨대, QPSK, CAZAC 시퀀스, GCL 시퀀스, 또는 CAZAC 또는 GCL 시퀀스의 DFT/IDFT 같은 일정한 모듈러스 신호)이고, α_ℓ은 송신기 ℓ을 위한 사이클릭 타임 시프트(예컨대, α₁=0, α₂=Tcp, α₃=2Tcp, α₄=3Tcp, α₅=Tcp/2, α₆=3Tcp/2, α₇=5Tcp/2, α₈=7Tcp/2)이며, P는 사이클릭 시프트 계수(위의 예에서 P=4Tcp)이다. 이 수학식에서 보는 바와 같이 이들 시프트는 s(k, b₁)와 s(n, b₁)의 IFFT를 적당한 양만큼 순환적으로 시프트함으로써 시간 영역에서 적용될 수 있음에 유의한다.

더 많은 수의 송신기에 분리를 제공하기 위하여, 송신기들은 제2 파일럿 블록을 송신한다. 제2 파일럿 블록을 위한 송신기들과 연관된 채널 응답은 도 6의 하반부(SB#2)에 나타나 있다. 송신기들의 파일럿 시퀀스는 제1 및 제2 파일럿 블록으로부터의 채널 추정들을 조합함으로써 제1 송신기와 제2 송신기 간의 간섭이 억제될 수 있게 하는 방식으로 할당된다. 일 실시예에서, 제1 및 제2 파일럿 블록 모두에 공통의 파일럿 시퀀스의 사이클릭 타임 시프트가 이용되지만, 공통의 파일럿 시퀀스의 부호는 하나 이상의 송신기에 대한 파일럿 블록들 중 어느 하나에서 반전된다. 도 6은 Tcp/2의 홀수배인 사이클릭 시프트를 이용하여 송신기들에 대한 제2 파일럿 블록 중에 파일럿 시퀀스의 부호가 반전되는 실시예를 보여 준다. 이 실시예를 수학식 형태로 나타내면, Rp=1의 경우에서 부반송파 k와 (제2 파일럿 블록의 위치인) 블록 b2 상의 ℓ번째 송신기를 위한 파일럿 시퀀스의 주파수 영역 표현은

으로 나타낼 수 있다. 여기서 s(k,b₂)는 제2 파일럿 블록에 대한 기준선 또는 비시프트 파일럿 시퀀스(예컨대, QPSK, CAZAC 시퀀스, GCL 시퀀스, 또는 CAZAC 또는 GCL 시퀀스의 DFT/IDFT 같은 일정한 모듈러스 신호)이고, α_ℓ은 송신기 ℓ을 위한 사이클릭 타임 시프트(예컨대, α₁=0, α₂=Tcp, α₃=2Tcp, α₄=3Tcp, α₅=Tcp/2, α₆=3Tcp/2, α₇=5Tcp/2, α₈=7Tcp/2)이며, P는 사이클릭 시프트 계수(위의 예에서 P=4Tcp)이다. 상기 수학식에서 보는 바와 같이 이들 시프트는 s(k, b₂)와 s(n, b₂)의 IFFT를 적당한 양만큼 순환적으로 시프트함으로써 시간 영역에서 적용될 수 있음에 유의한다. 이에 따라서, 수신된 파일럿 블록들을 조합함으로써 Tcp/2의 홀수배를 가진 송신기와 Tcp의 정수배를 가진 송신기 간의 간섭이 억제될 수 있다. 따라서, 채널 추정을 실시하기 전에 제1의 수신된 파일럿 블록을 제2의 수신된 파일럿 블록에 가산함으로써 Tx#1에 대한 채널 추정 중인 송신기 Tx#5로부터의 간섭이 억제될 수 있다. 대안으로서, Tx#1을 위해 제1 파일럿 블록으로부터 도출된 채널 추정은 Tx#1을 위해 제2 파일럿 블록으로부터 도출된 채널 추정에 가산하여 Tx#5로부터의 간섭을 억제할 수 있다. 마찬가지로, 채널 추정 전에 제1의 수신된 파일럿 블록으로부터 제2의 수신된 파일럿 블록을 감산함으로써 Tx#8 상의 Tx#1로부터의 간섭이 억제될 수 있으며, 또는 제2 파일럿 블록에서 Tx#8을 위해 얻은 채널 추정은 제1 파일럿 블록에서 Tx#8을 위해 얻은 채널 추정으로부터 감산될 수 있다 (이것은 반전된 채널 추정이 비반전 공통 파일럿 시퀀스와 상관함으로써 제2 파일럿 블록에서 Tx#8에 대해 얻어지지만, 반전 시퀀스가 제2 파일럿 블록과 상관한다면, 비반전 채널 추정이 Tx#8에 대해서 얻어지고 제1 파일럿 블록과 제2 파일럿 블록으로부터의 Tx#8에 대한 추정들이 감산되는 것이 아니라 가산될 것이라는 것을 가정한 것이다).

상술한 설명에서는 제2 파일럿 블록이 부정(negation)을 포함한 것으로 가정하였다. 제1 파일럿 블록에는 부정이 적용되고 제2 파일럿 블록에는 부정이 적용되지 않는다면, 상술한 처리와 유사한 처리를 이용할 수 있으나 이 경우 제1 파일럿 블록과 제2 파일럿 블록은 그 역할이 뒤바뀐다.

다른 실시예에서, 제1 공통 파일럿 시퀀스의 사이클릭 타임 시프트는 제1 파일럿 블록을 위한 송신기에 할당되고, (상술한 실시예에서처럼) 일부 송신기에 대해서 반전된 다른 제2 공통 파일럿 시퀀스의 사이클릭 시프트는 제2 파일럿 블록에 대한 송신기에 할당된다. 본 실시예는 다른 셀 간섭에 대한 평균화를 개선할 수 있다. 일 실시예에서, 제1 파일럿 블록에 대한 채널 추정은 제1의 수신된 파일럿 블록을 제1 공통 시퀀스와 상관시킴으로써 얻어질 수 있고, 제2 파일럿 블록에 대 한 채널 추정은 제2의 수신된 파일럿 블록을 제2 공통 시퀀스와 상관시킴으로써 얻어질 수 있다. 제1 및 제2 파일럿 블록에 대한 채널 추정은 조합되어(즉, 적당하게 가산 또는 감산되어) 그에 대응하는 간섭을 억제할 수 있다. 이 실시예를 수학식 형태로 나타내면, (Rp=1에 대해서) 부반송파 k와 (m번째 파일럿 블록의 위치인) 심볼 b_m 상의 ℓ번째 송신기를 위한 파일럿 시퀀스의 주파수 영역 표현은

으로 나타낼 수 있다. 여기서 sm(k,bm)은 m번째 파일럿 블록에 대한 기준선 또는 비시프트 파일럿 시퀀스(예컨대, 일정한 모듈러스 신호)이고, α_ℓ(b_m)은 파일럿 블록 m에 대한 송신기 ℓ을 위한 사이클릭 타임 시프트이며, P(b_m)은 파일럿 블록 m에 대한 사이클릭 시프트 계수이다. 사이클릭 시프트는 시간 영역 파일럿 신호를 적당한 양만큼 순환적으로 시프트함으로써 시간 영역에서 구현될 수 있음에 유의한다.

다른 실시예에서, 한 세트의 송신기에는 제1 및 제2 파일럿 블록 양자에 대한 제1 공통 파일럿 시퀀스의 사이클릭 시프트가 할당되고, 제2 세트의 송신기에는 제1 및 제2 파일럿 블록 양자에 대한 제2 공통 파일럿 시퀀스의 사이클릭 시프트가 할당되지만, 수신된 파일럿 블록을 처리하여 동일한 사이클릭 타임 시프트값에 할당된 송신기들 간의 간섭을 억제할 수 있도록 제2 파일럿 블록 내의 제2 공통 시퀀스는 제1 파일럿 블록 내의 제2 공통 시퀀스에 대해 반전된다. 이 실시예를 수학식 형태로 나타내면, (Rp=1에 대해서) 부반송파 k와 (m번째(m=0,1) 파일럿 블록의 위치인) 심볼 b_m 상의 ℓ번째 송신기를 위한 파일럿 시퀀스의 주파수 영역 표현은

으로 나타낼 수 있다. 여기서 L₁은 제1 세트의 송신기이고, L₂는 제2 세트의 송신기이고, s(k,b_m)은 m번째 파일럿 블록 상의 제1 세트의 송신기에 대한 기준선 또는 비시프트 파일럿 시퀀스(예컨대, 일정한 모듈러스 신호)이고, z(k,b_m)은 m번째 파일럿 블록 상의 27

제2 세트의 송신기에 대한 기준선 또는 비시프트 파일럿 시퀀스(예컨대, 일정한 모듈러스 신호)이고, α_ℓ은 송신기 ℓ을 위한 사이클릭 타임 시프트이며, P는 사이클릭 시프트 계수이다.

다른 실시예에서, 한 송신기에 할당된 사이클릭 타임 시프트는 다른 송신기에 할당된 사이클릭 타임 시프트와 같을 수 있다(예컨대, 송신기가 8개라면, 두 개에는 0의 사이클릭 시프트가 할당되고, 다른 두 개에는 Tcp의 사이클릭 시프트가 할당되는 식이다). 이 실시예에서 공통 파일럿 시퀀스의 사이클릭 타임 시프트는 제 1 및 제2 파일럿 블록 양쪽에 송신기에 의해 사용될 수 있지만, 수신된 파일럿 블록을 처리하여 동일한 사이클릭 타임 시프트값에 할당된 송신기들 간의 간섭을 억제할 수 있도록 공통 파일럿 시퀀스의 부호는 한 세트의 송신기에 대한 파일럿 블록들 중 하나에서 반전된다. 동일한 사이클릭 타임 시프트가 복수의 송신기에 할당되는 다른 실시예에서, 각 송신기가 상이한 사이클릭 시프트값을 가진 하나의 송신기 세트에는 제1 파일럿 시퀀스가 할당되고, 각 송신기가 상이한 사이클릭 시프트값을 가진 제2 송신기 세트에는 제2 파일럿 시퀀스가 할당된다. 제2 세트 내의 송신기는, 수신된 파일럿 블록을 처리하여 동일한 사이클릭 타임 시프트값에 할당된 송신기들 간의 간섭을 억제할 수 있도록, 파일럿 블록들 중 하나에서 제2 파일럿 시퀀스를 반전시킨다.

편의상, 상기 실시예들은 파일럿 블록이 Rp=1인 경우에 대해서 설명하였다(예를 들면, 도 5B). 송신기의 파일럿 블록 송신이 도 5A에서 Rp=2와 같이 부반송파의 데시메이트 세트를 점유하는 실시예들에서는 분리 가능한 채널 응답의 수가 감소된다. 분리 가능한 채널 응답의 수는 Rp=1로 가능했던 분리 가능한 채널 응답의 수의 (1/Rp)배가 된다. 예컨대, 도 6이 한 파일럿 블록 상의 Rp=1의 경우에 대한 것이라면, 도 6과 유사하지만 Rp=2인 실시예에 있어서는 제1 세트에서는 각각 0과 Tcp의 사이클릭 시프트를 가진 2개의 송신기가 있을 수 있고, 제2 세트에서는 각각 Tcp/2와 3Tcp/2의 사이클릭 시프트를 가진 2개의 다른 송신기가 있을 수 있다.

편의상, 본 개시의 실시예들은 채널 응답 분리가 얻어지는 2개의 파일럿 블록이 있는 경우에 대해서 설명하였다. 그러나, 본 개시는 파일럿 블록의 수가 3이상인 때에도 적용될 수 있다. 예컨대, 4개의 파일럿 블록을 가진 일 실시예는 2개의 파일럿 블록을 가진 실시예보다 2배 정도의 분리 가능한 채널 응답을 제공할 것이다. 도 6에 도시된 바와 같이, 각 세트가 상이한 세트의 사이클릭 시프트를 이용하는 4개의 송신기 세트가 있을 수 있다. 예컨대, 제3 송신기 세트에는 Tcp/4, 5Tcp/4, 9Tcp/4, 또는 13Tcp/4의 사이클릭 시프트가 할당될 수 있고, 제4 송신기 세트에는 3Tcp/4, 7Tcp/4, 11Tcp/4, 또는 15Tcp/4의 사이클릭 시프트가 할당될 수 있다. 3개 이상의 파일럿 블록을 가진 실시예에 있어서는 상술한 시퀀스 반전 방법은 파일럿 블록에 대한 배수 계수의 직교 세트의 일반적인 경우로 확장된다. 예컨대, 모든 송신기가 공통 파일럿 시퀀스의 사이클릭 시프트를 이용할 수 있고, 제1 송신기 세트의 4개 파일럿 블록에는 월시 코드나 기타 길이 4의 직교 시퀀스의 요소와 같은 제1 세트의 블록 변조 계수가 곱해질 수 있다(제1 파일럿 블록의 샘플들에는 직교 코드 등의 제1 요소가 곱해진다). 제2 송신기 세트는 유사한 방식으로 제2 직교 시퀀스를 이용한다. 수신기는 4개의 파일럿 블록으로부터의 가중된 채널 추정을 직교 시퀀스에 기초한 가중 계수와 조합하여 특정 채널 추정은 복구시키면서 다른 채널 추정은 억제한다(도 6에서 블록 변조 계수는 제1 세트 내의 송신기에 대해서는 (1,1)이고, 제2 세트 내의 송신기에 대해서는 (1, -1)임에 유의한다). 가중 계수는, (블록 변조 계수의 공액(conjugate)같은) 블록 변조 계수에 기초하거나, 채널 상태에 기초로 구성하여 버스트에서의 채널 응답의 변동을 추적하는 것과 다른 송신기로부터의 간섭 파일럿 신호의 억제 간에 절충을 제공할 수 있다. 일 실시예에서, 가중계수는 블록 변조 계수와 도플러 주파수 또는 버스트에서의 예상되는 채널 변동에 기초하여, 채널 추적과 간섭 억제 사이에서 절충을 제공한다. 가중 계수는 버스트 내의 각 위치에서 수신된 파일럿 블록을 처리하는데 이용되는 가중 계수 세트를 선택하거나 결정함으로써 버스트 내의 위치에 따라(예컨대, 데이터 블록 위치에 따라) 다를 수 있다. 가중 계수는 최소 평균 제곱 에러(MMSE) 기준에 기초할 수 있다. 처리는 가중 계수에 기초한 필터링/보간을 포함할 수 있다. Rp가 2이상인 경우, 처리는 2차원적(주파수 및 시간)이거나, 주파수에 대해 그 다음에 시간에 대해 따로 따로 수행될 수 있으며, 버스트 지속 기간에 걸쳐 변동이 제한된 일부 채널에 대해서는 2개의 수신된 파일럿 블록은 동시에 수신된 것으로 처리될 수 있고, 주파수 보간/ 필터링은 2개의 수신된 파일럿 블록으로부터의 점유된 파일럿 부반송파의 합성에 대해 수행될 수 있다. 지연 확산이 사이클릭 시프트(사이클릭 지연)들 간의 최소 증분보다보다 작은 경우, 처리는 성능을 개선하도록 구성될 수 있다. 이 경우, 송신기들 사이의 간섭은 각 파일럿 내에서 개별적으로 억제될 수 있으며, 따라서, 처리는 다수의 파일럿 블록에 걸친 파일럿을 억제하도록 설계된 가중치를 결정하거나 선택하는 대신에 채널 변동과 잡음의 예상량에 기초하여 가중 계수를 선택하거나 결정할 수 있다.

도 7은 시간 영역 신호를 생성하는 IFDMA 송신기(700)의 블록도이다. 동작 중에, 입력되는 데이터 비트는 직렬-병렬 컨버터(701)에 의해 수신되고, 컨스텔레이션 매핑(constellation mapping) 회로(703)에 m개의 비트 스트림으로서 츨력된다. 스위치(707)는 파일럿 신호 생성기(705)로부터 파일럿 신호(서브 블록) 또는 서브 블록 길이 Bs의 매핑 회로(703)로부터 데이터 신호(서브 블록)를 수신하도록 작용한다. 파일럿 서브 블록의 길이는 데이터 서브 블록의 길이보다 작거나 클 수 있다. 도 7B에 도시된 바와 같이, 파일럿 신호 생성기(705)는 파일럿 서브 블록에 파일럿 시퀀스의 사이클릭 타임 시프트를 제공할 수 있다. 서브블록 반복 회로(709)에 의해 수신되는 것이 파일럿 서브 블록이든지 데이터 서브 블록이든지 간에 상관없이, 회로(709)는 스위치(707)로부터 통과해 온 서브 블록 상에서 반복 계수 Rd를 가지고서 서브블록 반복을 수행하여 블록 길이 B의 데이터 블록을 형성하도록 작용한다. 신호가 인접 세트의 부반송파를 점유하여 단일 반송파 신호를 제공할 때에는, Rd=1도 이용될 수 있음에 유의한다. 블록 길이 B는 서브블록 길이 Bs와 반복 계수 Rd의 곱이며, 도 4에 도시된 바와 같이, 파일럿 블록과 데이터 블록에 대해서 서로 다르다. 서브블록 길이 Bs와 반복 계수 Rd는 데이터와 파일럿에 대해 상이할 수 있다. 데이터 블록과 변조 코드(711)는 변조기(710)에 공급된다. 따라서, 변조기(710)는 심볼 스트림(즉, 데이터 블록 요소)과 IFDMA 변조 코드(때로는 단순히 변조 코드라 함)를 수신한다. 변조기(710)의 출력은 특정의 균일한 간격의 주파수들, 즉, 특정 대역폭을 가진 부반송파에 존재하는 신호를 포함한다. 신호가 이용하는 실제 부반송파는 서브블록의 반복 계수 Rd와 이용된 특정 변조 코드에 의존한다. 서브블록 길이 Bs, 반복 계수 Rd 및 변조 코드도 시간에 따라 변할 수 있다. 변조 코드가 변하면 부반송파가 변하게 되고, 따라서, 변조 코드가 변한다는 것은 Sd가 변한다는 것과 같다. 블록 길이 B를 변화시키면, 각 부반송파의 특정 대역폭이 변하게 되는데, 예컨대, 블록 길이가 커지면 부반송파 대역폭은 작아진다. 그러나, 변조 코드를 변화시키면 송신에 이용되는 부반송파도 변할 것이지만, 부반송파의 균일 간격 특성은 그대로 남는다는 것을 알아야 한다. 따라서, 부반송파 변경 파일럿 패턴은 변조 코드를 변화시킴으로써 달성된다. 일 실시예에서, 변조 코드는 버스트당 적어도 한 번은 변한다. 다른 실시예에서, 변조 코드는 버스트 내에서 변하지 않는다. 사이클릭 프리픽스는 회로(713)에 의해서 부가되고, 펄스 성형은 펄스 성형 회로(715)를 통해 일어난다. 이렇게 해서 생성된 신호는 송신 회로(717)를 통해 송신된다.

송신기(700)는 송신 회로(717)가 복수의 제1 부반송파를 통해 복수의 데이터 심볼을 송신하도록 동작되며, 여기서 복수의 제1 부반송파 각각이 제1 대역폭을 갖는다. 이것의 일례로는 도 5에서의 t1과 t2 사이의 음영 표시된 부반송파와, t3과 t4 사이의 음영 표시된 부반송파와, t5에서 시작하는 음영 표시된 부반송파가 있다. 송신 회로(717)는 사용자에게 제1 시각에서 제1 파일럿 시퀀스를 송신하는데, 여기서 제1 파일럿 시퀀스는 복수의 제2 부반송파를 통해 제1 패턴으로 송신된다. 복수의 제2 부반송파 각각은 제2 대역폭을 가진다. 제1 대역폭과 다른 제2 대역폭을 가진 일례로는 도 5의 컬럼 파일럿 블록 1에서 (t2와 t3 사이의) 음영 표시된 부반송파가 있다. 제2 파일럿 시퀀스는 제2 시각에서 사용자에게 송신된다. 제2 파일럿 시퀀스는 각 부반송파가 제3 대역폭을 가진 복수의 제3 부반송파를 통해 제2 패턴으로 송신된다. 제2 대역폭과 동일한 제3 대역폭을 가진 이것의 일례로는 도 5의 컬럼 파일럿 블록 2에서 (t4와 t5 사이의) 음영 표시된 부반송파가 있다. 파일럿 시퀀스의 사이클릭 시프트가 파일럿 신호 생성기(705)에서 발생되는 것으로 보였지만, 다른 실시예에서는 파일럿 블록의 사이클릭 시프트는 다른 장소에서 구현될 수도 있음에 유의한다. 예컨대, 사이클릭 타임 시프트는 변조 코드(710) 적용과 사이클릭 프리픽스(713) 부가 사이에 파일럿 블록 샘플에 적용될 수 있다.

도 8은 DFT-SOFDM 송신기를 사용하여 주파수 영역에서 파일럿과 데이터를 송신하는데 사용된 송신기(800)(다음의 수학식에서 송신기ℓ로 나타냄)의 블록도이다. 블록들(801, 802, 806-809)은 종래의 OFDM/OFDMA 송신기와 매우 유사한 반면에 블록들(803, 805)은 DFT-SOFDM에 고유하다. 종래의 OFDM처럼, IDFT 크기(또는 포인트 수 N)는 통상적으로 허용된 비제로(non-zero) 입력의 최대수보다 크다. 더 구체적으로, 채널 대역폭의 에지 이상의 주파수에 대응하는 입력은 0으로 설정되고, 따라서, 당업계에 공지된 바와 같이, 다음 송신기 회로의 구현을 간단하게 하는 오버샘플링 기능을 제공한다. 앞서 설명한 것처럼 상이한 파일럿 블록과 데이터 블록 길이에 대응하는 상이한 부반송파 대역폭은 데이터 블록보다 파일럿 블록에 대해서 사용될 수 있다. 도 8의 송신기에서, 파일럿 블록과 데이터 블록에 대한 상이한 IDFT 크기(N)에 의해 상이한 부반송파 대역폭이 제공될 수 있다. 예컨대, 데이터 블록은 N=512를 가질 수 있으며, 채널 대역폭 내의 사용가능한 부반송파의 수는 B=384가 될 수 있다. 그러면, 큰 부반송파 대역폭(더 구체적으로는, 데이터 블록의 2배가 되는 부반송파 대역폭)을 가지고 있는 파일럿 블록의 예는 파일럿 블록의 N=512/2=256을 이용함으로서 얻을 수 있으며, 그러면 사용가능한 파일럿 부반송파의 수는 B=384/2=192가 된다. 도 5의 예서는 사용가능한 데이터 부반송파의 수는 40이고, 사용가능한 파일럿 부반송파수의 수는 20이다. 데이터 블록이나 파일럿 블록이 점유하는 사용가능한 부반송파 중에서 특정 세트의 부반송파는 매핑 블록(805)에 의해 결정된다.

파일럿 신호 생성기 블록(810)에서는 주파수 영역 파일럿 심볼이 생성되어,심볼-부반송파 매핑 블록(805)에 공급된다. 상술한 바와 같이, 일 실시예에서, 송신기 ℓ에 대한 주파수 영역 파일럿 심볼은 (Rp=1과 0≤ｋ≤Mp-1에 대해, 그리고 b는 파일럿 심볼이 위치한 심볼을 나타냄)

으로 주어진다. 여기서 s(k,b)는 기준선 또는 비시프트 파일럿 시퀀스(예컨대, QPSK, CAZAC 시퀀스, GCL시퀀스 또는 CAZAC 또는 GCL 시퀀스의 DFT-IDFT와 같은 일정 모듈러스 신호)이고, α_ℓ은 송신기 ℓ의 사이클릭 타임 시프트이고, P는 사이클릭 시프트 계수이다. 상술한 바와 같이, 시퀀스는 시간 또는 주파수 영역에서 생성될 수 있다. 파일럿 심볼의 시간 영역 생성을 위한 파일럿 신호 생성기(810)의 자세한 사항은 도 8B에 도시되어 있다. 이 도에서 보는 바와 같이, 길이 Mp의 시간 영역 파일럿 시퀀스 S(n,b)는 우선 직렬에서 병렬로 변환되고(821), 그 다음에 순환 사이클릭 시프트가 적용된다(810)(즉, P=Mp 이면 값들은 α_ℓ샘플만큼 순환적으로 시프트된다). 그런 다음에 도면부호 825에서 Mp 포인트 FFT가 적용되어 주파수 영역 파일럿 심볼 xℓ(k, b)를 주게 된다. 파일럿 심볼의 시간 영역 생성에 대한 대안으로서, 파일럿 심볼은 도 8C에 도시된 바와 같이 주파수 영역에서 직접 생성될 수 있다. 이 경우에 주파수 영역 파일럿 시퀀스 s(k,b)는 직렬-병렬 컨버터(821)에 공급되고, 그 다음에 적당한 타임 시프트에 대응하는 위상 램프(phase ramp)가 적용되어(829) 이전의 수학식에서의 지수항에 의한 배수만큼 주어진다.

사이클릭 프리픽스(cyclic prefix)는 병렬-직렬 컨버터(808) 앞 단에 있는 회로(807)에 의해 부가된다. 또한, 도시되어 있지는 않았지만, DFT-SOFDM 신호에 대해 추가적인 스펙트럼 성형이 수행되어 스펙트럼 점유율을 감소시키거나 피크-평균비(peak-to average ratio)를 감소시킬 수 있다. 추가적인 스펙트럼 성형은 IDFT(806) 앞에서의 추가적인 처리에 의해 편리하게 구현되며, 예컨대, 가중 처리 또는 중복 부가 처리에 기초할 수 있다. 마지막으로, 신호는 송신 회로(809)를 이용하여 RF채널을 통해 송신된다.

도 8D에서는 파일럿 블록 만을 위한 사이클릭 시프트가 시간 영역에서 적용되는 DFT-SOFDM 송신기(다음 수학식에서 송신기 ℓ로 표기됨)의 시간 영역 구현이 주어진다. 이 실시예는 시간 영역 사이클릭 시프트가 덜 복잡하고, 따라서, Mp 포인트 IFFT(도 8B에서 블록(825))에서처럼 위상 램프에 의한 승산(즉, 파일럿 심볼 방정식에서의 지수항 또는 도 8C에서의 블록(829))을 피할 수 있기 때문에 구현상 이점을 가질 수 있다. 도면부호 (811)에서의 사이클릭 시프트는 데이터 블록에 적용되지 않는다는 점에 유의한다. 그러면 도 8A와 공통되지 않는 블록에 대해서만 설명한다. 도 8E에는 시간 영역 파일럿 심볼 생성(810)에 대해서 설명한다. 파일럿 신호 생성기(810)에 대한 이 실시예에서, 시간 영역 파일럿 시퀀스 S(n,b)는 직렬- 병렬 컨버터(821)를 통과하고, 그 다음에 Mp 포인트 FFT를 택해 주파수 영역 파일럿 심볼을 생성한다. 도 8D에서의 송신기를 위한 시간 영역 파일럿 신호 생성기(810)의 대안은 도 8F에서 주어진 주파수 영역 파일럿 신호 생성기이다. 이 실시예에서, 주파수 영역 파일럿 시퀀스 s(k,b)는 직렬-병렬로만 변환되어(821) 파일럿 심볼을 생성한다. 파일럿 신호 생성기의 양 실시예에서, 파일럿 블록을 위한 사이클릭 시프트는 순환 타임 시프트(811)를 수행함으로써 생성된다. 일 실시예에서, 원하는 주파수 영역 파일럿은 (Rp=1과 0≤ｋ≤Mp-1에 대해, 그리고 b는 파일럿 심볼이 위치한 심볼을 나타냄)

으로 주어진다고 가정한다. 여기서, s(k,b)는 기준선 또는 비시프트 주파수 영역 파일럿 시퀀스(예컨대, QPSK, CAZAC 시퀀스, GCL시퀀스 또는 CAZAC 또는 GCL 시퀀스의 DFT/IDFT와 같은 일정한 모듈러스 신호)이고, α_ℓ은 송신기 ℓ의 사이클릭 타임 시프트이고, P는 사이클릭 시프트 계수이다. 그러면 α_ℓ 샘플의 시간 영역 시프트는 (P=Mp라 가정하면) 블록(811)에 의해 수신된 시간 영역 샘플에 적용될 수 있다.

일 실시예에서, (예컨대, 도 7과 도 8에 도시된 바와 같은) 송신기는 자원 할당 메시지를 수신하고, 수신된 자원 할당 메시지에 기초하여 파일럿 구성 정보를 결정한다. 파일럿 구성 정보는 제1 파일럿 블록과 제2 파일럿 블록에 대한 사이클릭 타임 시프트 정보, 파일럿 블록에 대한 블록 변조 계수 정보, 그리고 기준선 또는 비시프트 파일럿 시퀀스를 지정하는 정보를 포함할 수 있다. 자원 할당 메시지에 기초하여 파일럿 구성 정보를 제공하는 데는 다양한 방법이 있다. 예컨대, 파일럿 구성 정보는 메시지에서 명시적으로 규정될 수 있으며, 또는 파일럿 구성 정보는 자원 할당 메시지 내의 기타 정보와 소정의 매핑 규칙에 기초하여 암시적으로 규정될 수 있다. 암시적인 규정의 일례는 메시지가 송신기에 의한 데이터 송신에 사용될 자원(예컨대, (Td, Rd, Sd)와 중심 주파수)을 지정하는 것이며, 각 가능한 데이터 자원 할당과 파일럿 구성 정보 간에는 소정의 매핑이 있다. 파일럿 구성 정보는 또한, 자원 할당 메시지로부터의 직접적인 정보와 암시적인 정보의 조합으로 지정될 수도 있음에 유의한다.

도 9는 수신기(900)의 블록도이다. 수신 신호는 모든 송신기로부터의 채널 왜곡 송신 신호의 합성이다. 동작 중에 수신 신호는 베이스밴드 변화 회로(901) 에 의해 베이스밴드로 변환된 다음에 필터(902)를 베이스밴드 필터링된다. 파일럿 및 데이터 정보가 수신되고 나면, 파일럿 및 데이터 블록으로부터 사이클릭 프리픽스가 제거되고, 블록들은 채널 추정 회로(904) 및 등화 회로(905)로 보내진다. 상술한 바와 같이, 통신 시스템에서 수신기는 일반적으로 파일럿 신호를 이용하여 여러 가지 중요한 기능, 예컨대, 타이밍 및 주파수 동기화의 획득 및 추적, 정보 데이터의 후속 복조 및 복호를 위한 원하는 채널의 추정 및 추적, 핸드오프나 간섭 억제 등을 위한 다른 채널의 특성의 추정 및 모니터링 (이에 한정되지 않음) 등과 같은 기능을 수행하게 된다. 이를 염두에 두고, 회로(904)는 적어도 수신 파일럿 블록을 이용하여 데이터 블록을 위한 점유 부반송파에 대해 채널 추정을 수행한다.

상술한 바와 같이, 채널 추정기의 일 실시예는 상기 상관기이다. (Rp=1에 대해) 부반송파 k와 심볼(블록) b 상의 ℓ번째 송신기를 위한 주파수 영역 파일럿 시퀀스가

으로 주어진다고 가정한다. 여기서 s(k,b)는 기준선 또는 비시프트 파일럿 시퀀스(예컨대, QPSK, CAZAC 시퀀스, GCL 시퀀스 또는 CAZAC 또는 GCL 시퀀스의 DFT/IDFT와 같은 일정한 모듈러스 신호)이고, α_ℓ은 송신기 ℓ(예컨대, 4개의 송신기가 있고, α₁=0, α₂=Tp/4, α₃=Tp/2, α₄=3Tp/4이라고 가정한다)의 사이클릭 타임 시프트이고, P는 사이클릭 시프트 계수(예컨대, P=Tp)이다. 채널 추정기(904)는 원 파일럿 시퀀스를 사이클릭 프리픽스가 제거된 수신 파일럿 시퀀스(즉, 이 예에서 4개의 송신기로부터의 합성 수신된 파일럿 시퀀스)를 상관시켜 각 송신기에 대한 시간 영역 채널 추정치를 획득한다. 이 예에서, 제1 송신기에 대한 채널 응답은 Tp/4 상관기 출력 샘플의 제1 블록에 있을 것이며(이 예에 대해서는 도 6의 (602)에도 도시되어 있음), 제2 송신기에 대한 채널 응답은 Tp/4 상관기 출력 샘플의 다음 블록에 있을 것이며(이 예에 대해서는 도 6의 (604)에도 도시되어 있음), 기타 등등(도 6의 (606)과 (608)에 도시됨)이다.

채널 추정치는 등화 회로(905)로 보내져, 여기서 점유 부반송파 상의 데이터 블록의 적절한 등화가 수행될 수 있다. 회로(905)로부터 출력된 신호는 적절하게 등화된 데이터 신호를 포함하며, 이 신호는 사용자 분리 회로(906)로 보내져, 여기서 개별 사용자 신호가 데이터 신호로부터 분리된다(단일 사용자로부터의 송신은 그 사용자 측에서의 각 송신기로부터의 송신에 대응한다). 사용자 분리는 시간 영역 또는 주파수 영역에서 수행될 수 있으며, 등화 회로(905)와 조합될 수 있다. 마지막으로, 결정 장치(907)는 송신된 사용자 분리 신호로부터 심볼/비트를 결정한다.

도 10은, 2개의 송신기 중 어느 하나로부터 채널 추정치를 결정할 수신기(예컨대, 기지국)의 실시예의 플로우차트이다. 블록(1001)에서 수신기는 제1 시각에서 복수의 부반송파를 통해 제1 블록을 수신한다. 여기서 제1 블록은 제1 송신기로부터의 제1 타임 시프트를 가진 제1 파일럿 시퀀스와 제2 송신기로부터의 제2 타임 시프트를 가진 제2 파일럿 시퀀스를 포함한다. 그 다음, 블록(1003)에서 수신기는 제2 시각에서 복수의 부반송파를 통해 제2 블록을 수신한다. 여기서 제2 블록은 제1 송신기로부터의 제3 타임 시프트를 가진 제3 파일럿 시퀀스와 제2 송신기로부터의 제4 타임 시프트를 가진 제4 파일럿 시퀀스를 포함한다. 여기서 제3 타임 시프트는 제1 타임 시프트에 의존하며, 제4 타임 시프트는 제2 타임 시프트에 의존한다. 마지막으로, 블록(1005)에서 수신기는 제1 블록과 제2 블록을 처리하여 제1 송신기와 제2 송신기 중 하나에 대한 채널 추정치를 복구하고 나머지 하나의 송신기로부터의 신호를 억제한다.

도 11은, 파일럿 시퀀스를 생성할 송신기의 실시예의 플로우차트이다. 블록(1101)에서 송신기는 송신기의 파일럿 시퀀스를 수신할 수신기로부터 자원 할당 메시지를 수신한다. 블록(1103)에서 송신기는 자원 할당 메시지에 기초하여 제1 타임 시프트, 제2 타임 시프트 및 블록 변조 계수 세트를 결정한다. 그 다음, 블록(1105)에서 송신기는 제1 시각에서 복수의 부반송파를 통해 제1 블록을 송신한다. 여기서 제1 블록은 제1 타임 시프트를 가진 제1 파일럿 시퀀스를 포함하며, 제1 블록에 제1 블록 변조 계수가 곱해진다. 마지막으로, 블록(1107)에서 송신기는 제2 시각에서 복수의 부반송파를 통해 제2 블록을 송신한다. 여기서 제2 블록은 제2 타임 시프트를 가진 제2 파일럿 시퀀스를 포함하며, 제2 블록에 제2 블록 변조 계수가 곱해진다. 여기서 제2 타임 시프트는 제1 타임 시프트에 의존한다.

추가적인 실시예에서 복수의 송신기 각각에는 파일럿 블록 상의 파일럿 송신에 이용될 사이클릭 지연값 세트로부터 상이한 사이클릭 시프트값이 할당된다. 상이한 사이클릭 지연값들은, 할당된 사이클릭 시프트값들 간의 간격을 증가시킴으로써 수신기에서의 송신기 채널 추정의 분리성을 증가시키도록 선택되고 할당된다. 송신기에의 할당에 이용될 수 있는 사이클릭 지연값들이 TO + K*T1(여기서 k는 비음정수(non-negative integer) <= kmax)인 시스템을 생각하라. 이 실시예의 일 양상에서, 파일럿 블록 내의 파일럿을 송신하도록 할당되는 송신기의 수가 kmax보다는 작고 1보다는 큰 경우, 이들 송신기에 할당되는 사이클릭 지연값들(또는 k의 값)은 비인접적(non-contiguous)이다. 비인접적이란 송신기에 할당되지 않은 사이클릭 지연값이 적어도 2개(제1 미할당 사이클릭 지연과 제2 미할당 사이클릭 지연) 있고, 제1 미할당 사이클릭 지연과 제2 미할당 사이클릭 지연 사이의 값을 갖는 적어도 하나의 사이클릭 지연(제3 사이클릭 지연)이 송신기에 할당된다는 것을 의미한다. 또한, 송신기들에 할당된 사이클릭 지연값들은 바람직하게는 최대한으로 분리된다. 예컨대, 길이 4T1의 파일럿 블록 내에 4개의 가능한 사이클릭 시프트값(0, T1, 2T1 및 3T1)이 있고, 2개의 송신기가 파일럿 블록 내에서 송신하도록 할당되고 있다면, 할당된 사이클릭 지연들 간의 분리는 2T1으로 선택되어 최대 분리를 제공한다(파일럿 블록 길이가 4T1인 경우에는, 사이클릭 지연이 순환 지연이기 때문에 사이클릭 지연값 0과 3T1은 최대로 분리되는 것이 아니라 실제로는 서로 인접하게 됨에 유의할 것). 예컨대, 제1 송신기에는 사이클릭 시프트 0이 할당되고, 제2 송신기에는 사이클릭 시프트 2T1이 할당된다. 최대로 분리된 사이클릭 지연을 송신기들에 할당함으로써, 지연 확산이 연속한 사이클릭 지연들 간의 차보다 더 긴 채널과 같이 예기치 않은 채널 상황에 대해서도 특별한 보호책이 제공된다. 이 실시예의 플로우차트는 도 12에 나타난다. 단계(1202)에서 파일럿 송신 구성 정보의 할당을 위해 복수의 송신기가 선택된다. 복수의 송신기 각각에는 파일럿 송신 구성이 할당될 것이다. 단계(1204)에서 복수의 송신기 각각에 의한 파일럿 송신을 위해 각 송신기에 사이클릭 지연 세트로부터 상이한 사이클릭 지연이 할당된다. 여기서 사이클릭 지연은 할당된 사이클릭 지연값이 비인접적이도록(전혀 인접하지 않도록) 송신기에 할당된다. 비인접적 할당은 제1 사이클릭 지연과 제2 사이클릭 지연이 할당되지 않도록 하는 것을 더 포함할 수 있으며, 제1 미할당 사이클릭 지연과 제2 미할당 사이클릭 지연 사이의 값을 가진 사이클릭 지연들 중 적어도 하나를 송신기에 할당하는 것을 더 포함할 수 있다. 이 방법은 비연속 사이클릭 지연을 복수의 송신기 중 2개에 할당하는 것을 더 포함할 수 있는데, 여기서 2개의 송신기 중 적어도 하나는 사이클릭 지연값 세트 중 인접한 사이클릭 지연값들 간의 간격을 초과하는 채널 지연 확산을 갖는다.

도 13에는 도 12의 실시예에 따른 컨트롤러 부의 블록도가 도시되어 있다. 컨트롤러 부(1300)는 파일럿 송신 구성 정보가 할당될 복수의 송신기를 선택하기 위한 송신기 선택 회로(1302), 사이클릭 지연 할당 정보를 제공하기 위한 송신기 할당 회로(1304), 및 할당 정보를 송신하기 위한 송신기 회로(1306)를 포함한다. 컨트롤러 부(1300)는 기지국과 같은 통신부에 내장될 수 있으며, 통신부의 송신기에 연결되어 할당 정보를 복수의 송신기에 송신한다.

본 발명의 일부 실시예들은 버스트 내의 파일럿 블록 각각에 대해 동일한 블록 길이와 반복 계수(IFDMA에 대한 것) 또는 부반송파 매핑(DFT-SOFDM)을 이용하지만, 다른 실시예들은 버스트 내의 복수의 파일럿 블록에 대해 복수의 블록 길이 및/또는 복수의 반복 계수 및/또는 부반송파 매핑을 이용할 수 있다. 블록 길이에 따라 부반송파 대역폭이 달라져 채널 추정 능력이 더 향상될 수 있음에 유의한다.

버스트에 대한 파일럿 구성(예컨대, 도 13의 제1 또는 제2 구성)은 바람직하게는 채널 변화율(도플러)과 같은 채널 상태에 동적으로 기초하여 기지국에 의해 할당되지만, 할당은 모바일 부로부터의 요구에 기초하거나 이미 수신된 업링크 송신으로부터 기지부에 의해 수행된 업링크 측정에 기초할 수 있다. 상술한 바와 같이, 결정은 도플러 주파수와 같은 채널 상태에 기초하거나 데이터 심볼을 송신하는데 사용된 안테나 수에 기초할 수 있으며, 결정은 기지부에 의해, 또는, 기지부에 대응 요구를 송신하는 모바일 부에 의해 행해질 수 있다. 스케쥴된 업링크를 가진 시스템에서, 기지부는 모바일 부로부터의 후속 송신을 위해 적당한 파일럿 포맷을 모바일 부에 할당할 수 있다.

지금까지 특정 실시예들을 참조로 본 발명을 설명하였지만, 당업자라면 본 발명의 본질과 범위로부터 벗어남이 없이 형태와 세부 사항에 있어 여러 가지 변경이 가능함을 잘 알 것이다. 그와 같은 변경도 첨부된 청구범위에 속한다고 할 것이다.

Claims

무선 통신 단말기로서,

송수신기; 및

송수신기에 결합된 프로세서 - 상기 프로세서는 제1 사이클릭 시프트(cyclic shift) 및 제2 사이클릭 시프트를 결정하도록 구성됨 - ;

를 포함하고,

상기 무선 통신 단말기는 제1 복수의 부반송파들을 통해 제1 시각에 제1 블록을 전송하도록 구성되며, 상기 제1 블록은 제1 사이클릭 시프트를 갖는 제1 파일럿 시퀀스를 포함하고,

상기 무선 통신 단말기는 제2 복수의 부반송파들을 통해 제2 시각에 제2 블록을 전송하도록 구성되며, 상기 제2 블록은 제2 사이클릭 시프트를 갖는 제2 파일럿 시퀀스를 포함하고,

상기 제2 사이클릭 시프트는 상기 제1 사이클릭 시프트와는 상이하고,

상기 프로세서는, 상기 무선 통신 단말기에서 수신한 자원 할당 메시지에 기초하여, 상기 제1 사이클릭 시프트 및 상기 제2 사이클릭 시프트를 결정하도록 구성되는, 무선 통신 단말기.
삭제
제1항에 있어서,

상기 프로세서는, 자원 할당 메시지 및 미리 결정된 매핑 규칙에 기초하여, 상기 제1 사이클릭 시프트 및 상기 제2 사이클릭 시프트를 결정하도록 구성되는, 무선 통신 단말기.
제1항에 있어서,

상기 제2 시각에서의 제2 복수의 부반송파들은 상기 제1 시각에서의 제1 복수의 부반송파들과 동일한, 무선 통신 단말기.
제4항에 있어서,

상기 프로세서는, 상기 제1 사이클릭 시프트를 갖는 제1 파일럿 시퀀스에 한 세트의 블록 변조 계수들 중 제1 계수를 곱하도록 구성되고,

상기 프로세서는, 상기 제2 사이클릭 시프트를 갖는 제2 파일럿 시퀀스에 상기 한 세트의 블록 변조 계수들 중 제2 계수를 곱하도록 구성되는, 무선 통신 단말기.
제5항에 있어서,

상기 한 세트의 블록 변조 계수들은 한 세트의 직교 시퀀스들로부터 도출되는, 무선 통신 단말기.
제5항에 있어서,

상기 프로세서는, 상기 무선 통신 단말기에서 수신한 자원 할당 메시지에 기초하여, 상기 제1 사이클릭 시프트, 상기 제2 사이클릭 시프트, 및 상기 한 세트의 블록 변조 계수들을 결정하도록 구성되는, 무선 통신 단말기.
제7항에 있어서,

상기 프로세서는, 상기 자원 할당 메시지 및 미리 결정된 매핑 규칙에 기초하여, 상기 제1 사이클릭 시프트, 상기 제2 사이클릭 시프트, 및 상기 한 세트의 블록 변조 계수들을 결정하도록 구성되는, 무선 통신 단말기.
제1항에 있어서,

상기 제1 사이클릭 시프트 및 상기 제2 사이클릭 시프트는 비연속적인(non-contiguous), 무선 통신 단말기.
제9항에 있어서,

제2 세트의 사이클릭 시프트들은, 제1 세트의 사이클릭 시프트들에 0이 아닌 상수를 더한 값과 동일한, 무선 통신 단말기.
제1항에 있어서,

상기 제2 사이클릭 시프트는 상기 제1 사이클릭 시프트에 의존하는, 무선 통신 단말기.
제1항에 있어서,

상기 제1 파일럿 시퀀스는 상기 제2 파일럿 시퀀스와는 상이한, 무선 통신 단말기.
제1항에 있어서,

상기 제2 파일럿 시퀀스는 상기 제1 파일럿 시퀀스와 동일한, 무선 통신 단말기.
제1항에 있어서,

상기 제1 사이클릭 시프트는 제1 세트의 사이클릭 시프트들로부터 선택되고, 상기 제2 사이클릭 시프트는 제2 세트의 사이클릭 시프트들로부터 선택되며, 상기 제2 세트의 사이클릭 시프트들은 상기 제1 세트의 사이클릭 시프트들과는 상이한, 무선 통신 단말기.
제1항에 있어서,

상기 무선 통신 단말기는, 전송 구간 내에서 상기 제1 시각에 상기 제1 블록을 전송하고 상기 제2 시각에 상기 제2 블록을 전송하도록 구성되며,

상기 무선 통신 단말기는 상기 전송 구간 내에 복수의 데이터 블록들을 전송하도록 구성되고, 상기 복수의 데이터 블록들은, 상기 전송 구간 내에서 상기 제1 블록 및 상기 제2 블록으로 시분할 멀티플렉싱되는, 무선 통신 단말기.
제1항에 있어서,

상기 제1 사이클릭 시프트 및 상기 제2 사이클릭 시프트는 비연속적인, 무선 통신 단말기.
파일럿 전송 구성들을 할당하기 위한 기지국으로서,

송수신기; 및

송수신기에 결합된 프로세서

를 포함하고,

상기 프로세서는, 파일럿 전송을 위한 사이클릭 시프트를 상기 기지국에 의해 서빙되는 복수의 송신기들 각각에 할당하도록 구성되고, 상기 사이클릭 시프트들은 한 세트의 사이클릭 시프트들로부터 선택되며,

상기 사이클릭 시프트들은, 상기 복수의 송신기들 중 적어도 2개에 할당되는 사이클릭 시프트들이 비연속적이 되도록, 상기 복수의 송신기들에 할당되고,

상기 할당된 사이클릭 시프트들 중 적어도 하나는, 제1 미할당 사이클릭 시프트와 제2 미할당 사이클릭 시프트 사이의 값을 갖는, 기지국.
삭제
제17항에 있어서,

비연속적인(non-consecutive) 사이클릭 시프트들이, 상기 복수의 송신기들 중 2개에 할당되는, 기지국.
제17항에 있어서,

상기 복수의 송신기들 중 제1 송신기는 제1 사용자 단말기이고, 상기 복수의 송신기들 중 제2 송신기는 제2 사용자 단말기인, 기지국.
제17항에 있어서,

상기 복수의 송신기들 중 제1 송신기는 사용자 단말기의 제1 안테나를 포함하고, 상기 복수의 송신기들 중 제2 송신기는 상기 사용자 단말기의 제2 안테나를 포함하는, 기지국.
제17항에 있어서,

상기 사이클릭 시프트들은, 제1 시각에 제1 블록 상에서 파일럿 전송을 하기 위해 상기 복수의 송신기들에 할당되는, 기지국.
제17항에 있어서,

상기 복수의 송신기들 중 적어도 하나에 대해 할당된 사이클릭 시프트는, 자원 할당 메시지에 기초하여 지시되는, 기지국.
제23항에 있어서,

상기 자원 할당 메시지는, 상기 복수의 송신기들 중 적어도 하나에 대한 사이클릭 시프트를 포함하는, 기지국.
제23항에 있어서,

상기 복수의 송신기들 중 적어도 하나에 대한 사이클릭 시프트는, 상기 자원 할당 메시지 및 미리 결정된 매핑 규칙에 기초하여 지정되는, 기지국.
제17항에 있어서,

상기 프로세서는, 파일럿 전송을 위해 상기 복수의 송신기들 중 적어도 하나에 대해 한 세트의 블록 변조 계수들을 할당하도록 구성되는, 기지국.
제26항에 있어서,

상기 복수의 송신기들 중 적어도 하나에 대한 상기 한 세트의 블록 변조 계수들 및 상기 할당된 사이클릭 시프트는, 자원 할당 메시지 및 미리 결정된 매핑 규칙에 기초하여 지시되는, 기지국.
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