CN101467375B

CN101467375B - 导频信号传输的方法和装置

Info

Publication number: CN101467375B
Application number: CN2007800055055A
Authority: CN
Inventors: 凯文·L·鲍姆; 布赖恩·K·克拉松; 维贾伊·南贾; 蒂莫西·A·托马斯
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Mobility LLC; Google Technology Holdings LLC
Priority date: 2006-02-14
Filing date: 2007-02-14
Publication date: 2013-05-08
Anticipated expiration: 2027-02-14
Also published as: KR101458220B1; KR20090003185A; CN103139131A; EP1987617A2; CN103139131B; WO2007095560A3; BRPI0707820A2; EP1987617A4; US20070189404A1; US7848438B2; EP1987617B1; WO2007095560A2; CN101467375A; EP3182663A3; EP3182663A2

Abstract

使用了一种导频(或基准)传输方案，其中向不同的发射机分配具有可能不同循环时移的导频序列。发射机在多个导频块中同时发射导频信号，并且接收机对多个接收到的导频块进行处理以恢复对至少一个发射机的信道估计，同时抑制由于来自其他发射机的导频信号所引起的干扰。

Description

导频信号传输的方法和装置

技术领域

本发明总体上涉及导频(pilot)信号传输，并且具体涉及用于在通信系统中进行导频信号传输的方法和装置。

背景技术

导频信号(或基准信号)通常用于通信系统，以使得接收机能够执行多种重要功能，包括但不限于：获取并跟踪定时及频率同步、估计并跟踪用于信息数据的后续解调和解码的期望信道、估计并监视其他信道的特性以用于切换、干扰抑制等。多种导频方案可为通信系统所使用，并且典型地包括在已知时间间隔上传输已知序列。预先仅知道序列或知道序列和时间间隔的接收机使用该信息来实现上述功能。

对于未来宽带系统的上行链路来说，使用正交频分的基于单载波方法受到关注。这些方法，尤其是交织频分多址接入(IFDMA)及其频域相关的变体(被称为DFT扩展OFDM(DFT-SOFDM))具有吸引力，因为其具有较低的峰均功率比(PAPR)和在用户之间的频域正交性、以及较低复杂性的频域均衡。

为了保持IFDMA/DFT-SOFDM的较低PAPR属性，每个用户只应当发射单个IFDMA码。这导致了导频码元格式的限制。具体而言，应当使用时分复用(TDM)导频块，其中不在同一IFDMA块中混合特定用户的数据和导频。因为常规上在块之间有循环前缀，所以这允许保持较低的PAPR属性，并且还使得导频能够在多路径信道中与数据保持正交。图1示出一个例子，其中示出IFDMA导频块和用于传输帧或猝发(burst)的后续IFDMA数据块。

尽管TDM导频方法很吸引人，但是在系统中可供不同发射机使用的可分离或正交的导频信号的数量有限。所以，需要用于增加可分离导频信号数量的导频信号传输的方法和装置。

本领域的普通技术人员只要仔细考虑本公开的以下详细描述和下述附图，本公开的各个方面、特性和优点将变得更明显。出于简明考虑，所以附图被简化并且不必按比例被绘制。

附图说明

图1示出在IFDMA系统或DFT-SOFDM系统中的数据块和导频块。

图2是使用导频传输的通信系统的框图。

图3示出在IFDMA系统或DFT-SOFDM系统中的多子载波使用。

图4示出根据本发明一些实施例的具有导频块和数据块的猝发格式。

图5示出在图4所示的猝发格式中的传输的时间-频率例子。

图6示出根据本发明一些实施例的多个发射机的信道响应，在所述多个发射机的导频传输中有不同的循环时移。

图7是根据本发明一些实施例的IFDMA发射机的框图。

图8是根据本发明一些实施例的DFT-SOFDM发射机的框图。

图9是根据本发明一些实施例的接收机的框图。

图10是根据本发明一些实施例的接收机的流程图。

图11是根据本发明一些实施例的发射机的流程图。

图12是根据本发明一些实施例的方法的流程图。

图13是根据本发明一些实施例的控制器的框图。

具体实施方式

为了解决上述需求，这里公开了一种用于导频或基准信号传输的方法和装置。具体而言，使用了导频(或基准)传输方案，其中为不同的发射机分配了具有可能不同循环时移的导频序列。发射机在多个导频块中同时发射导频信号，并且接收机对多个接收到的导频块进行处理以恢复对至少一个发射机的信道估计，同时抑制来自其他发射机的导频信号所引起的干扰。

现在看附图，其中相同的标号指示相同的部件，图2是使用导频传输的通信系统200的框图。为了进行上行链路传输206，通信系统200优选地使用OFDMA或下一代基于单载波的FDMA架构，例如交织FDMA(IFDMA)、局部FDMA(LFDMA)、使用IFDMA或LFDMA的DFT扩展OFDM(DFT-SOFDM)。尽管可将这些方案归类为具有比OFDM低得多的峰均功率比的基于单载波的传输方案，但是也可将其归类为多载波方案，因为其类似于OFDM是面向块(block-oriented)的，并且与OFDM类似，可以被配置为在频域中仅占用特定组的“子载波”。所以可将IFDMA和DFT-SOFDM归类为单载波和多载波二者，因为它们在时域具有单载波特性而在频域具有多载波特性。在基线传输方案的顶层，架构还可包括扩展技术的使用，例如直接序列CDMA(DS-CDMA)、多载波CDMA(MC-CDMA)、多载波直接序列CDMA(MC-DS-CDMA)、使用一维或二维扩展的正交频率码分复用(OFCDM)、或是较简单的时分和/或频分复用/多址接入技术、或是这些不同技术的组合。

本领域的普通技术人员将意识到，即使可将IFDMA和DFT-SOFDM看作基于单载波的方案，在IFDMA系统或是DFT-SOFDM系统的操作期间，使用多个子载波(例如768个子载波)来发射数据。这在图3中示出。如图3所示，宽带信道被划分为许多窄频带(子载波)301，其中在子载波301上并行发射数据。但是，OFDMA和IFDMA/DFT-SOFDM之间的不同之处在于：在OFDMA中，每个数据码元都被映射到特定的子载波，而在IFDMA/DFT-SOFDM中，在每个已占用的子载波(用于特定传输的已占用子载波的集可以是子载波的子集或是全部)上呈现每个数据码元的一部分。所以，在IFDMA/DFT-SOFDM之中，每个已占用的子载波包含多个数据码元的混合。

回到图2，通信系统200包括一个或多个基地单元(base unit)201和202，以及一个或多个远程单元203和210。基地单元包括一个或多个发射机和一个或多个接收机，它们服务于扇区内的多个远程单元。发射机的数量可以与例如基地单元上的发射天线的数量相关。还可将基地单元称为接入点、接入终端、节点B、或在本技术领域中使用的其他术语。远程单元包括一个或多个发射机和一个或多个接收机。发射机的数量可以与例如远程单元上的发射天线的数量相关。也可将远程单元称为订户单元、移动单元、用户设备、用户、终端、订户站、用户设备、用户终端或在本技术领域中的使用的其他术语。如本技术领域中所知，可以将通信网服务的整个物理区域划分为小区，而每个小区可包括一个或多个扇区。当使用多个天线209来服务于每个扇区，以提供各种先进的通信模式时(例如，自适应波束形成、发射分集、发射SDMA、和多流传输等)，可采用多个基地单元。这些在一个扇区中的基地单元可以是高度集成的，并且可共享各种硬件和软件组件。例如，共处一地来服务小区的所有基地单元可组成传统上所称的基站。基地单元201和202发射下行链路通信信号204和205，以服务于在相同资源(时间、频率、或两者)的至少一部分上的远程单元。远程单元203和210经由上行链路通信信号206和213与一个或多个基地单元201和202进行通信。

应当注意，尽管在图2中只示出两个基地单元和两个远程单元，本领域的普通技术人员将意识到，典型的通信系统包括同时与很多远程单元进行通信的很多基地单元。还应当注意，尽管本发明主要是针对从移动单元到基站的上行链路传输的情形进行描述的，但本发明也可应用于从基站到移动单元的下行链路传输，或甚至是从一个基站到另一基站或从一个移动单元到另一移动单元的传输。基地单元或远程单元可总称为通信单元。

如上所述，导频辅助的调制在帮助很多功能中是共用的，所述功能诸如用于已发射信号的后续解调的信道估计。为此，移动单元203在已知时间间隔发射已知(导频)序列作为其上行链路传输的一部分。知道该序列和时间间隔的任何基站在对传输进行解调/解码时使用该信息。所以，通信系统200中的每个移动/远程单元包括导频信道电路207，该导频信道电路207发射一个或多个导频序列，同时数据信道电路208发射数据。

对导频信号传输来说，TDM导频方法在PAPR和在导频与数据流之间提供正交性方面是有吸引力的。但是，在一些系统中，这可能会限制用于调整导频开销所用的粒度。在一个实施例中，为了对导频开销的选择提供较精细的粒度，相比数据块，对导频块使用较短的块持续时间。在其他实施例中，导频块可具有与数据块相同的持续时间，或是导频块可具有比数据块更长的持续时间。

由于对导频块使用比数据块更短的块长度，假定同一IFDMA重复因子(或已占用的子载波抽取因子)被用于导频块和数据块二者，那么用于导频块的子载波带宽和已占用的子载波间距比用于数据块的子载波带宽和已占用的子载波间距更大。在此情形中，如果导频块长度(不包括循环前缀)是Tp，而数据块长度(不包括循环前缀)是Td，那么用于导频块的子载波带宽和已占用的子载波间距分别是用于数据块的子载波带宽和已占用的子载波间距的Td/Tp倍。

两个或两个以上的发射机，例如移动单元203和移动单元210，或移动单元210的两个或两个以上的天线，可同时进行导频发射。将由不同发射机发射的导频序列设计为正交的或以其他方式可分离，以使得接收机(例如基站201)能够对每个发射机进行准确的信道估计，是有益的(注意基地单元和移动单元的角色可以互换的，其中基地单元或是基地单元的天线为发射机，而一个或多个移动单元为接收机)。

在导频之间提供可分离性或对两个或两个以上的发射机进行信道估计的一种方法是将不同的子载波集分配到不同的发射机以进行导频传输，这也称为FDMA导频分配。不同的子载波集可以在发射机间或可以在不同的子载波块之上交织，并且可能会或可能不会局限于系统信道带宽的一小部分。

在导频之间提供分离，或对多个发射机进行信道估计的另一方法是将两个或两个以上的发射机分配到同一子载波集以进行导频传输，并且使用序列属性来提供分离。注意，可将FDMA导频分配和序列属性的使用二者都应用于系统。例如，第一组发射机可使用第一组子载波，其中在组中的每个发射机在第一组子载波中的所有可能子载波上发射其导频信号。第二组发射机可使用第二组子载波进行导频传输，其中第二组子载波正交于第一组子载波(FDMA)。注意，一组子载波中的成员不需相互邻近。由于在一个组中的发射机因为使用同一组子载波进行导频信号传输，所以会相互干扰，因此在同一组中的发射机的导频序列应当具有这样的序列属性，即，使得能够对一个发射机估计信道响应，同时抑制来自同一组中的其它发射机的干扰。本发明提供抑制这种干扰的方法和装置。

本发明使得大量发射机能够同时发射导频信号，同时提供接收机上的导频可分离性或信道估计。多个发射机在第一时间间隔(例如第一导频块)期间在第一组子载波上发射导频，并且多个发射机在第二时间间隔(例如第二导频块)期间在第二组子载波上发射导频。间隔或导频块的数量也可大于2。针对多个时间间隔挑选了导频序列属性，以在多个时间间隔上提供信道估计分离，即使如果仅考虑单个时间间隔的话，信道估计将是不可分离的。

图4示出适合于本发明的一个实施例使用的猝发格式。在图4中，Td是数据块的持续期间，而导频块的持续期间是Tp＝Td/2。一种规定被分配到信号或由信号使用的子载波的方法是规定块长度B、重复因子R(或是子载波抽取因子或跳跃因子)、以及子载波偏移指数S。这些参数类似于B子载波OFDM调制器，对DFT-SOFDM信号，具有均匀间隔开的子载波与具有子载波偏移S的R个子载波的间距的子载波映射。这可以写为有顺序的三元组：(B，R，S)。在一个例子中，将数据块配置为(Td，Rd，Sd)。将第一导频块配置为(Tp，Rp，Sp1)，而将第二导频配置为(Tp，Rp，Sp2)。循环前缀(CP)的长度是Tcp。注意，对导频块和数据块而言，块长度、重复因子、和子载波偏移一般可以不同，或对数据块或导频块而言，它们可随时间发生变化。

尽管图4示出了猝发的时域格式，但是图5示出随时间推移的频域描述。为了简化，图5仅示出两个发射机的导频和数据传输，其中每个发射机进行的传输都被打上阴影。在图5A中，将第一发射机的数据块配置为(Td＝40，Rd＝8，Sd＝3)，将第二发射机的数据块配置为(Td＝40，Rd＝4，Sd＝0)，将两个发射机的第一导频块(导频组1)都配置为(Tp＝20，Rp＝2，Sp＝0)，将两个发射机的第二导频块(导频组2)都配置为(Tp＝20，Rp＝2，Sp＝0)。在图5B中，类似于图5A，配置第一和第二发射机的数据块，同时将第一和第二导频块二者配置为(Tp＝20，Rp＝1，Sp＝0)，由此在导频块直接邻近的子载波上提供导频信息。本领域的普通技术人员将意识到，如所有子载波501(仅标出一个)中有阴影的子载波503(仅标出一个)所指示的那样，特定发射机(例如图5中的发射机1)进行的发射将占用数个子载波。图5示出为具有所有可能数据块子载波0到39。注意，发射机的数据块配置(Td，Rd，Sd)可能在猝发内不同的数据块上不同。而且，导频块配置在猝发中的不同导频块上可以不同。尽管图5中给出的例子是用于来自不同发射机的数据传输的IFDMA，但注意也可通过设定Rd＝1、Td＜＝40，并且通过选择Sd为发射机的数据传输的第一已占用子载波来表示LFDMA。

因为在图4的猝发格式中，导频信道块持续时间少于数据信道块持续时间，每个导频子载波502(仅标出一个)占用比数据子载波更多的带宽。例如，在图5中，导频子载波占用数据子载波两倍的带宽。所以在可用带宽内，相比数据子载波而言，较少的导频子载波可以被发射。图5示出为具有全部可能的导频子载波0到19，其中两个发射机都占用阴影的导频子载波(剩余未标记阴影的数据和导频子载波可由其他发射机来使用)。

在一个实施例中，移动单元203和移动单元210在图5的第一导频块和第二导频块中发射一个或多个导频序列的循环时移。例如，可通过将导频块的时域采样块从导频块的末端移到导频块的始端来实施导频序列的循环时移。随后，在应用循环移位之后，导频块的循环前缀基于导频块的采样。从块的末端移动到块的始端的采样的数量是块中的循环移位的量。出于说明的目的，如果在特定导频块中有六个时域采样，并且它们按时间顺序从第一到最后是x(1)、x(2)、x(3)、x(4)、x(5)、x(6)，那么三个采样的循环时移将导致具有时间顺序从第一到最后为x(4)、x(5)、x(6)、x(1)、x(2)、x(3)的采样的导频块。并且，如果导频块的循环前缀是两个采样，那么循环移位导频块的循环前缀采样从第一到最后将是x(2)、x(3)。如在此所述，上述方法等效于用于提供循环时移的其他方法。

当多个发射机在同一组子载波上同时发射导频块时，不同的发射机可使用同一导频序列的不同循环时移，以使得接收机能够估计在接收机和每个发射机之间的信道。出于解释的目的，当在频域中观察时，在由导频块所用的子载波上，假定第一发射机正在使用具有固定大小的第一导频序列。还假定导频块长度是Tp，而循环前缀长度是Tcp。如果信道脉冲响应持续时间小于Tcp，且导频块具有Rp＝1(如图5B中所示)，那么可以看出在具有不同的循环移位值情况下，多达Tp/Tcp个不同发射机可在同一导频块中发射，并且在接收机上信道估计可以分离(或近似正交)。例如，如果Tp/Tcp＝4并且有4个发射机，那么第一发射机可使用循环时移0，第二发射机可使用循环时移Tp/4，第三发射机可使用循环时移Tp/2，而第四发射机可使用循环时移3Tp/4。以等式形式，对Rp＝1的情形，在子载波k和块b上的第l个发射机的导频序列的频域表达，可以表示为：

其中s(k，b)是基线或未移位的导频序列(例如恒模信号，诸如QPSK、CAZAC序列、GCL序列、或者CAZAC或GCL序列的DFT/IDFT)，α_l是发射机l的循环时移(对上述例子，α₁＝0，α₂＝Tp/4，α₃＝Tp/2，和α₄＝3Tp/4)，而P是循环移位因子(上述例子中P＝Tp)。注意，导频序列可以通过执行S(n，b)的循环移位来在时域中实施，S(n，b)是s(k，b)的IFFT(对以上例子，发射机1将发射S(n，b)的未移位形式，发射机2将发射循环移位Tp/4个采样的S(n，b)，发射机3将发射循环移位Tp/2个采样的S(n，b)，而发射机4将发射循环移位3Tp/4个采样的S(n，b))。

注意，可以将上述的频域导频序列的等式表达轻易地扩展为Rp≠1的情形。在此情形中，如下所示，导频序列仅在特定子载波上被定义并且必须将子载波偏移S加到导频序列等式中(注意，在下一等式中T_p＝Tp并且R_p＝Rp)。

对于f＝0，1，...，T_p/R_p-1注意αl和P的值可能需要根据Rp的值进行变化。还要注意，导频序列的所有后续等式表达将对Rp＝1给出，但是如刚刚所展示的，可以用类似的方式扩展到Rp≠1。

在接收机上，当接收机将原始导频序列与从四个发射机混合接收到的导频块相关联时，如图6的602所示，对第一发射机的信道响应将在Tp/4个相关器输出采样的第一个块中，如图6的604所示，对第二发射机的信道响应将在Tp/4个相关器输出采样的下一个块中，依次类推，如图6的606和608所示。(注意基于相关器的信道估计器仅作为示例，并且可使用本领域的其他信道估计技术，例如基于DFT的信道估计器或是基于MMSE的信道估计器)。

注意在此例子中，将Tp/4的时移增量选择为与循环前缀(CP)持续时间相同(Tcp＝Tp/4)。由于通常将CP选择为与在图2的系统200之中的最大预期多路径信道延迟扩展(delay spread)一样大，所以如果导频块具有Rp＝1的话，使得时移增量类似于CP长度是有益的。但是，如果Tcp短于信道的预期持续时间，那么可在接收机上分离的发射机的数量是Tp/L，其中L是信道的预期最大长度。在此情形中，时移增量将大于CP长度并将受限于预期的最大信道长度L。当时移增量至少与信道的多路径延迟扩展一样大时，那么对每个发射机的信道响应将被限定到其各自的长度Tcp的相关器输出块(注意实际的问题，例如常规信号调节和过滤、采样粒度等将通常造成在一个相关器输出块中和另一相关器输出块中的信道响应的估计之间少量的泄露，但在大多数令人感兴趣的情形中，为了描述本发明，可以认为各种泄露很小并且将其忽略)。但是，如果在发射机之间的时延增量小于信道响应持续时间，一个发射机的信道响应的一部分将在另一发射机的信道响应中出现，并且将干扰其他发射机的信道估计。结果就是，在此例子中，如果信道响应不大于CP长度并且在发射机之间的时移增量等于CP长度(其中Tcp＝Tp/4)，总共四个发射机可被支持，同时对每个发射机提供分离的信道估计。

为了增加可被支持可分离信道估计的发射机的数量，本发明提供了一种方法，用于通过多个导频块将导频序列分配到多个发射机，以使得当在接收机上处理多个导频块时，信道估计变得可分离。在图6中，示出了一个实施例，其提供两倍数量的所示出的可被支持可分离信道估计的发射机。在一个导频块中(在图6中标记为SB#1)，在图6中的一些发射机被分配Tcp整数倍(乘以0，1，2，3)的循环移位，而其他被分配Tcp/2的奇数倍(乘以1，3，5，7)的循环移位。例如，标记为Tx#1的第一发射机使用值为0的第一循环时移，并且此发射机的时域信道响应是通过在与发射机Tx#1相关联的区域602中的从0到Tcp的时间区之内的五个箭头或射线来表示的。第二发射机，在图6中标记为Tx#5，使用值为Tcp/2的第二循环时移。作为结果，当发射机Tx#1的信道响应长度大于Tcp/2的时，那么在Tcp/2到Tcp之间的区域中，发射机Tx#1的信道响应将干扰对发射机Tx#5的信道响应，反之亦然，并且在没有显著干扰的情况下，信道估计不再可分离。以等式形式，对Rp＝1的情形，在子载波k和块b1(其是第一导频块的位置)上的第l个发射机的导频序列的频域表达，可以表示为：

其中s(k，b1)是第一导频块的导频序列(例如常模数信号，诸如QPSK、CAZAC序列、GCL序列、或者CAZAC或GCL序列的DFT/IDFT)，α_l是对发射机l的循环时移(对上述例子，α₁＝0，α₂＝Tcp，α₃＝2Tcp，和α₄＝3Tcp，α₅＝Tcp/2，α₆＝3Tcp/2，α₇＝5Tcp/2，α₈＝7Tcp/2)，而P是循环移位因子(上述例子中P＝4Tcp)。注意，在先前的等式中，通过适当量地循环移位s(k，b1)，S(n，b1)的IFFT，可将这些移位应用在时域中。

为了对大量发射机提供分离，由发射机发射第二导频块。在图6的下半部分中示出对第二导频块的与发射机相关联的信道响应(SB#2)。将发射机的导频序列以此种方式分配，即，使得在第一发射机和第二发射机之间的干扰可通过结合来自第一和第二导频块的信道估计被抑制。在一个实施例中，在第一和第二导频块二者中使用公共导频序列的循环时移，但是，在用于一个或多个发射机的一个导频块中，公共导频序列的符号(sign)被反相。图6示出了一实施例，其中对使用Tcp/2的奇数倍的循环移位的发射机而言，导频序列的符号在第二导频块期间被反相。对此实施例，以等式形式，对Rp＝1的情形，在子载波k和块b2(其是该第二导频块的位置)上的第l个发射机的导频序列的频域表达，可以表示为：

其中s(k，b2)是第二导频块的基线或未移位导频序列(例如常模数信号，诸如QPSK、CAZAC序列、GCL序列、或者CAZAC或GCL序列的DFT/IDFT)，α_l是对发射机l的循环时移(对上述例子，α₁＝0，α₂＝Tcp，α₃＝2Tcp，α₄＝3Tcp，α₅＝Tcp/2，α₆＝3Tcp/2，α₇＝5Tcp/2，α₈＝7Tcp/2)，而P是循环移位因子(上述例子中P＝4Tcp)。注意，在先前的等式中，通过适当量地循环移位s(k，b2)，S(n，b2)的IFFT，可将这些移位应用在时域中。这使得通过将接收到的导频块进行组合，可抑制在具有奇数倍的Tcp/2的发射机和具有整数倍的Tcp的发射机之间的干扰。所以，在执行信道估计之前，可通过将第一接收到的导频块加到第二接收到的导频块，来抑制在信道估计方面发射机Tx#5对Tx#1的干扰。替代性地，可以将从第一导频块导出的对Tx#1的信道估计加到从第二导频块导出的对Tx#1的信道估计，以抑制来自Tx#5的干扰。同样，在信道估计之前，可将第一已接收到的导频块减去第二已接收到的导频块来抑制从Tx#1对Tx#8的干扰，或是可将在第一导频块中获取的对Tx#8的信道估计减去在第二导频块中获取的对Tx#8的信道估计(这假定通过与非反相的公共导频序列相关联，在第二导频块中获取了对Tx#8的反相信道估计，但是如果反相序列与第二导频块相关联，那么将获取Tx#8的非反相信道估计，并且应当将来自第一导频块和第二导频块的对Tx#8的估计相加而不是相减)。

注意，在以上描述中，假定第二导频块包含非操作(negation)。如果非操作应用到第一导频块并且非操作未应用到第二导频块，那么除了第一和第二导频块的作用颠倒之外，可使用与以上描述类似的处理。

在另一实施例中，将第一公共导频序列的循环时移分配到第一导频块的发射机，并且将第二、不同的公共导频序列(如上述实施例，它也对一些发射机反相)的循环移位分配到第二导频块的发射机。该实施例可对其他小区干扰提供改进的平均化。在该实施例中，第一导频块的信道估计可以通过将第一接收到的导频块和第一公共序列相关联来获取，并且第二导频块的信道估计可以通过将第二接收到的导频块和第二公共序列相关联来获取。可将第一和第二导频块的信道估计进行组合(例如，按需要相加或相减)以抑制相应的干扰。对此实施例，以等式形式，对Rp＝1的情形，在子载波k和码元b_m(其是该第m个导频块的位置)上的第l个发射机的导频序列的频域表达，可以表示为：

其中s_m(k，b_m)是第m个导频块的基线或未移位导频序列(例如常模数信号)，α_l(b_m)是导频块m的发射机l的循环时移，而P(b_m)是导频块m的循环移位因子。注意，通过将时域导频信号适量地循环移位，也可在时域中实施循环移位。

在另一实施例中，对第一和第二导频块二者而言，一组发射机都被分配第一公共导频序列的循环移位，且对第一和第二导频块二者而言，第二组发射机都被分配第二公共导频序列的循环移位，但是第二公共序列在第二导频序列中相对在第一导频块中的第二公共序列被反相，这样可处理接收到的导频块，以抑制被分配了同一循环时移值的发射机之间的干扰。对此实施例，以等式形式，对Rp＝1的情形，在子载波k和块b_m(其是该第m个导频块的位置，m＝0，1)上的第l个发射机的导频序列的频域表达，可以表示为：

其中L₁是第一组发射机，L₂是第二组发射机，s(k，b_m)是导频块m上的第一组发射机的基线或未移位导频序列(例如，常模数信号)，z(k，bm)是导频块m上的第二组发射机的基线或未移位导频序列(例如，常模信号)，α_l是发射机l的循环时移，而P是循环移位因子。

在另一实施例中，分配到一个发射机的循环时移可以与分配到另一发射机的循环时移相同(例如有8个发射机，两个可以被分配循环移位0，另外两个可以被分配循环移位Tcp等)。在此实施例中，第一和第二导频块中的发射机都可以使用公共导频序列的循环时移，但是公共导频序列的符号在用于一组发射机的一个导频块反相，这样可对接收到的导频块进行处理，以抑制在被分配了同一循环时移值的发射机之间的干扰。在另一实施例中，其中将同一循环时移分配到多个发射机，对每个都有不同的循环移位值的一组发射机被分配第一导频序列，而对每个都有不同的循环移位值的第二组发射机分配第二导频序列。在第二组中的发射机在一个导频块中将第二导频序列反相，这样可对接收到的导频块进行处理，以抑制被分配了同一循环时移值的发射机之间的干扰。

为了简便，已经针对导频块具有Rp＝1的情形(例如图5B)描述了上述实施例。在实施例中-其中发射机的导频块传输占用了子载波的抽取组，例如图5A中的Rp＝2，可分离信道响应的数量就减少了。可分离信道响应的数量变为可能具有Rp＝1的可分离信道响应的数量的(1/Rp)倍。例如，如果图6是关于在导频块上Rp＝1的情形，那么对类似于图6的实施例，但是Rp＝2时，在第一组中将有两个发射机，分别具有循环移位0和Tcp，并且在第二组中将有两个其他发射机，分别具有循环移位Tcp/2和3Tcp/2。

为了简便，针对在两个导频块上获取信道响应分离的情形来描述本发明的实施例。但是，当导频块的数量大于2时，本发明也适用。例如，具有四个导频块的一个实施例将提供是具有两个导频块的实施例的两倍的可分离信道响应。在图6上构建，将有四组发射机，每组使用可能不同的循环移位组。例如，第三组发射机将被分配Tcp/4，5Tcp/4，9Tcp/4，或13Tcp/4的循环移位，而第四组发射机将被分配3Tcp/4，7Tcp/4，11Tcp/4，或15Tcp/4的循环移位。对于具有超过两个导频块的实施例，将上述序列反相方法扩展到在导频块上的乘法因子的正交组的一般情形。例如，所有的发射机可使用公共导频序列的循环移位，并且第一组发射机的四个导频块可以乘以第一组块调制系数，例如Walsh码的元素或其他长度为4的正交序列(第一导频块的采样乘以正交码的第一元素等)。第二组发射机可以用类似方式使用第二正交序列等。接收机可基于正交序列使用加权系数将来自四个导频块的加权信道估计组合，以恢复特定的信道估计，同时抑制其他。(注意在图6中，对第一组中的发射机，块调制系数是(1，1)，对第二组中的发射机，块调制系数是(1，-1))。加权系数可以是基于块调制系数(例如块调制系数的共轭)的，或可以基于信道条件被调整，以在跟踪猝发上的信道响应的任何变化和抑制来自其他发射机的干扰导频信号之间提供折衷。在一个实施例中，加权系数基于块调制系数和多普勒频率或在猝发上的预期信道变化，因此提供了在信道跟踪和干扰抑制之间的折衷。通过选择或确定要用于处理在猝发中的每个位置上接收到的导频块的一组加权系数，对在猝发中的不同位置(例如不同的数据块位置)，加权系数也可以不同。加权系数可以基于最小均方差(MMSE)准则。基于加权系数，处理可包括过滤/内插(interpolation)。在Rp大于等于2的情形中，处理可以是两维的(频率和时间)，或可先在频率上然后在时间上分离执行，或对一些在猝发持续时间上具有有限变化的信道，可将两个接收到的导频块看作为是在同一时间接收到的，并且可在来自两个接收到的导频块的已占用导频载波的混合上执行频率内插/过滤。在延迟扩展小于循环移位(循环延迟)之间的最小增量的情形下，可将处理进行调整以提供增强的性能。在此情形中，在发射机之间的干扰可以在每个导频内单独抑制，所以该处理可基于噪声和信道变化的预期量来选择或确定加权系数，而不是选择那种被设计成在多个导频块上抑制导频干扰的加权。

图7是执行时域信号生成的IFDMA发射机700的框图。在操作期间，进来的数据比特由串行-并行转换器701接收，并且被以m比特流输出到星座映射电路703。开关707用来从导频信号生成器705接收导频信号(子块)，或者从子块长度Bs的映射电路703接收数据信号(子块)。导频子块的长度可以小于或大于数据子块的长度。如图7B所示，导频信号生成器705可对导频子块提供导频序列的循环时移。不管子块接收电路709接收的是导频子块还是数据子块，电路709用于对从开关707通过的子块执行具有重复因子Rd的子块重复，以形成块长度B的数据块。注意，当信号占用毗邻组的子载波由此提供单载波信号时，也可使用Rd＝1。如图4所示，块长度B是子块长度Bs和重复因子Rd的乘积，并且对导频和数据块可以不一样。对数据和导频来说，子块长度Bs和重复因子Rd可以不一样。将数据块和调制码711提供给调制器710。所以调制器710接收码元流(即数据块的元素)和IFDMA调制码(有时简称为调制码)。调制器710的输出包括存在于特定均匀间隔开的频率或子载波上的信号，子载波具有特定的带宽。信号实际使用的子载波取决于使用的子块的重复因子Rd以及特定调制码。子块长度Bs、重复因子Rd，和调制码也可随时间而变化。改变调制码就改变了子载波集，所以改变调制码就等效于改变Sd。在较大的块长度具有较小的子载波带宽的情况下，改变块长度B就改变了每个子载波的特定带宽。但是应当注意，尽管改变调制码将改变用于传输的子载波，但是子载波的均匀间隔特性将维持。所以，通过改变调制码就实现了子载波改变导频模式。在一个实施例中，调制码在每个猝发至少改变一次。在另一个实施例中，调制码在猝发中不改变。循环前缀由电路713进行添加，并且通过脉冲成形电路715来进行脉冲成形。通过发射电路717来发射得到的信号。

操作发射机700，以使得发射电路717在第一多个子载波上发射多个数据码元，其中，在第一多个子载波内的每个子载波具有第一带宽。一个这样的例子是图5中t1和t2之间的类似的有阴影的子载波，t3和t4之间的类似的有阴影的子载波，和开始于t5的有阴影子载波。发射电路717在第一时间向用户发射第一导频序列，其中，第一导频序列在第二多个子载波上以第一模式被发射。来自第二多个子载波的每个子载波都具有第二带宽。一个这样的第二带宽不同于第一带宽的例子是在图5的列导频块1中的有阴影的子载波(在t2和t3之间)。在第二时间向用户发射第二导频序列。在第三多个子载波上以第二模式来发射第二导频序列，来自第三多个子载波的每个子载波都具有第三带宽。一个这样的第三带宽与第二带宽相同的例子是在图5的列导频块2中的有阴影子载波(在t4和t5之间)。注意尽管将导频序列的循环移位示出为在导频信号生成器705处产生，但是在其他实施例中，可以在其他位置实施导频块的循环移位。例如，在应用调制码(710)和添加循环前缀(713)之间，可以将循环时移应用于导频块采样。

图8是发射机800(在以下等式中被标记为发射机l)的框图，发射机800用于在频域中使用DFT-SOFDM发射机来发射导频和数据。块801、802和806-809与常规OFDM/OFDMA发射机非常类似，而块803和805是DFT-SOFDM所特有的。如常规OFDM，IDFT大小(或是点数，N)典型地是大于最大数量的允许的非零输入。具体而言，如本领域所知，将对应于超过信道带宽的边缘的频率的一些输入设置为0，由此提供了过采样功能，以简化了后续发射电路的实施。如上所述，对应于不同的导频块和数据块长度，在导频块上可使用与数据块上不同的子载波带宽。在图8的发射机中，对导频块和数据块而言，不同的IDFT大小(N)可以提供不同的子载波带宽。例如，数据块可具有N＝512，并且在信道带宽内的可用子载波的数量可以是B＝384。那么，通过对导频块使用N＝512/2＝256来获取具有更大子载波带宽的导频块(具体而言，子载波带宽是数据块的两倍)的例子，那么其中可用导频子载波是B＝384/2＝192。注意在图5中的例子具有数量为40的可用数据子载波，以及数量为20的可用导频子载波。映射块805来确定由数据块或导频块所占用的可用子载波中选出的特定组的子载波。

在导频信号生成器块810中，产生频域导频码元，并将其提供给码元-子载波映射块805。如上所述，在一个实施例中，用于发射机l的频域导频码元表示为(对Rp＝1和0≤k≤Mp-1，以及b指示导频码元所处位置的码元)：

其中s(k，b)是基线或未移位的导频序列(例如常模数信号，诸如QPSK、CAZAC序列、GCL序列、或者CAZAC或GCL序列的DFT/IDFT)，α_l是对发射机l的循环时移，而P是循环移位因子。如上所述，在时域或频域中产生序列。图8B中示出用于导频码元的时域生成的导频信号生成器810的具体详情。可以看出，首先将长度Mp的时域导频序列S(n，b)从串行转换到并行821，随后应用周期循环移位810(即如果P＝Mp，那么值就被周期性移动α_l)。随后在825中，应用Mp点FFT以给出频域导频码元x_l(k，b)。作为对导频码元的时域生成的替代，如图8C所示，可在频域中直接生成导频码元。在此情形中，将频域导频序列s(k，b)提供给串行-并行转换器821，随后应用相位斜波(phase ramp)829，其对应于适当的时移，并且通过乘以在以上等式中的指数项来给出。

循环前缀由电路807来添加，之后是并行-串行转换器808。而且，尽管未示出，在DFT-SOFDM信号上可以执行附加的频谱成形，以减少其频谱占用或减少其峰均比。常规上，由在IDFT806之前的附加处理来实施该附加的频谱成形，并且例如可基于加权或叠加处理。最后通过使用发射电路809，在RF信道上发送信号。

在图8D中，给出了DFT-SOFDM发射机(在以下等式中标记为发射机l)的时域实施，其中仅有对导频块的循环移位被应用于时域。本实施例将具有实施优点，因为时域循环移位是低复杂性的，并由此如Mp点IFFT(图8B中的块825)一样，避免了由相位斜波进行的乘法(即导频码元等式中的指数项或图8C中的块829)。注意，811中的循环移位没有应用于数据块。现在仅解释与图8A不共用的块。在图8E中，描述了时域导频码元的生成810。在导频信号生成器810的本实施例中，时域导频序列S(n，b)经过串行-并行转换器821，并且随后采用Mp点FFT来产生频域导频码元。对图8D中的用于发射机的时域导频信号生成器810的替代是图8F中给出的频域导频信号生成器。在此实施例中，频域导频序列s(k，b)仅经过串行-并行转换器821来产生导频码元。在导频信号生成器的两个实施例中，通过执行循环时移811来产生对导频块的循环移位。在一个实施例中，假定期望的频域导频序列表示为(对Rp＝1和0≤k≤Mp-1，以及b指示导频码元所处位置的码元)：

其中s(k，b)是基线或未移位的频域导频序列(例如常模数信号，诸如QPSK、CAZAC序列、GCL序列、或者CAZAC或GCL序列的DFT/IDFT)，α_l是发射机l的循环时移，而P是循环移位因子。随后可将α_l个采样的时域移位应用于由块811接收的时域采样(假定P＝Mp)。

在一个实施例中，发射机(例如，如图7和图8所示)接收资源分配消息，并基于接收到的资源分配消息来确定导频配置信息。导频配置信息可包括用于第一导频块和第二导频块的循环时移信息、用于导频块的块调制系数信息、以及可能包括规定基线或未移位导频序列的信息。可有各种方式来基于资源分配消息提供导频配置信息。例如，可在消息中清楚地规定导频配置信息，或可基于资源分配消息中的其他信息和预定的映射规则来隐性规定导频配置信息。隐性规定的一个例子是：消息规定要用于发射机进行数据传输的资源(例如(Td，Rd，Sd)和中心频率)，并且在每个可能数据资源分配和导频配置信息之间有预定的映射。注意，也可使用来自资源分配消息的直接和隐性信息的组合来规定导频配置信息。

图9是接收机900的框图。接收到的信号是来自所有发射机的信道失真的发射信号的混合。在操作过程中，基带转换电路901将接收到的信号转换为基带，并通过滤波器902对其进行基带过滤。一旦接收到导频和数据信息，将循环前缀从导频和数据块中去除，并且将块传递给信道估计电路904和均衡电路905。如上所述，导频信号通常用于通信系统，以使接收机可以执行多种重要功能，包括但不限于：获取并跟踪定时及频率同步、估计并跟踪用于信息数据的后续解调和解码的期望信道、估计并监视其他信道的特性以用于切换、干扰抑制等。为此，电路904通过至少使用接收到的导频块，针对数据块执行已占用子载波上的信道估计。

如上所述，信道估计器的一个实施例是以上给出的相关器。假定在子载波k和码元(块)b上的第l个发射机的频域导频序列被给定为(对于Rp＝1)：

其中s(k，b)是基线或未移位的导频序列(例如常模数信号，诸如QPSK、CAZAC序列、GCL序列、或者CAZAC或GCL序列的DFT/IDFT)，α_l是用于发射机l的循环时移(例如假定有四个发射机，并且α₁＝0，α₂＝Tp/4，α₃＝Tp/2，和α₄＝3Tp/4)，而P是循环移位因子(例如P＝Tp)。信道估计器904将原始导频序列与循环前缀被去除的接收到的导频序列进行相关(即在例子中为从四个发射机接收到的导频块的混合)，以获得对每个发射机的时域信道估计。在一个例子中，对第一发射机的信道响应将位于Tp/4个相关器输出采样的第一个块中(对此例子，还例如图6中602所示)，对第二发射机的信道响应将位于Tp/4个相关器输出采样的下一个块中(如图6中604所示)，依此类推(如图6中606和608所示)。

将信道估计传递到均衡电路905，以使得可执行已占用子载波上的数据块的适当均衡。从电路905输出的信号包括适当均衡后的数据信号，将该数据信号传递到用户分离电路906，其中从数据信号中分离单个用户的信号(来自单个用户的传输对应于来自用户处的每个发射机的传输)。用户分离可在时域或频域中执行，并且可以与均衡电路905相结合。最后判定设备907从用户分离信号确定码元/比特的，其是发射机。

图10是接收机(例如基站)实施例的流程图表示，其从一个或两个发射机确定信道估计。在框1001中，接收机在第一时间在多个子载波上接收第一个块，其中第一个块包括来自第一发射机的具有第一时移的第一导频序列，和来自第二发射机的具有第二时移的第二导频序列。接着，在框1003中，接收机在第二时间在多个子载波上接收第二个块，其中第二个块包括来自第一发射机的具有第三时移的第三导频序列，以及来自第二发射机的具有第四时移的第四导频序列，其中第三时移取决于第一时移，而第四时移取决于第二时移。最后，在框1005中，接收机处理第一个块和第二个块，以恢复对第一发射机和第二发射机其中之一的信道估计，同时抑制来自其他发射机的信号。

图11是发射机实施例的流程图表示，该发射机将创建导频序列。在框1101中，发射机从将接收发射机导频序列的接收机接收资源分配消息。在框1103中，发射机基于资源分配消息确定第一时移、第二时移、和一组块调制系数。随后在框1105中，发射机在第一时间在多个子载波上发射第一个块，其中第一个块包括具有第一时移的第一导频序列，并乘以第一块调制系数。最后，在框1107中，发射机在第二时间在多个子载波上发射第二个块，其中第二个块包括具有第二时移的第二导频序列，并乘以第二块调制系数，其中第二时移取决于第一时移。

在本发明的附加实施例中，对多个发射机中的每个分配不同的循环移位值，该循环移位值来自要被用于导频块上的导频传输的一组循环延迟值。选择不同循环延迟值并将用以下方式对其进行分配，即通过增加在已分配循环移位值之间的间距，来提高在接收机处的发射机的信道估计的可分离性。考虑这样的系统，其中可用于发射机的分配的循环延迟值是T0+k*T1的，其中k是非负整数＜＝kmax。在本实施例的一方面，当被分配来在导频块中发射导频的发射机的数量小于kmax且大于1时，那么分配到发射机的循环延迟值(或值为k)为非连续的。非连续意味着至少有两个未被分配到发射机的循环延迟值，即第一未分配的循环延迟和第二未分配的循环延迟，并且具有在第一未分配的循环延迟和第二未分配的循环延迟之间的值的至少一个循环延迟(第三循环延迟)被分配到发射机。另外，分配到的发射机的循环延迟值优选地是被最大化分离。例如，如果在长度4T1的导频块中，有四个可能的循环移位值0、T1、2T1和3T1，并且分配两个发射机在导频块中进行发射，可将已分配循环延迟之间的间隔选择为2T1，为提供最大的间隔(注意当导频块长度为4T1时，循环延迟值0和3T1实际上邻近的，而不是最大化分离，因为循环延迟是周期延迟)。例如，可为第一发射机分配循环移位0，而为第二发射机分配循环移位2T1。通过将最大化分离的循环延迟分配到发射机，对不可预料的信道条件(例如其中延迟扩展大于在连续循环延迟之间的差值的信道)可提供额外的保护。在图12中示出本实施例的流程图。在步骤1202中，选择多个发射机来分配导频传输配置信息。将对多个发射机中的每个分配导频传输配置。在步骤1204，将来自一组循环延迟的不同循环延迟分配到多个发射机中的每个，以用于由每个发射机进行的导频传输，其中将循环延迟分配到发射机，以使得被分配的循环延迟值是非连续的(不是所有都连续)。非连续分配还可包括留下未分配的第一循环延迟和未分配的第二循环延迟，并且还可包括将具有在第一未分配循环延迟和第二未分配循环延迟之间的值的至少一个循环延迟分配到发射机。该方法还可包括将非连续的循环延迟分配到多个发射机中的两个，其中两个发射机中的至少一个具有的信道延迟扩展超过该组循环延迟值的邻近循环延迟值之间的间距。

在图13中示出根据图12的实施例的控制器单元的框图。控制器单元1300包括发射机选择电路1302，用于选择多个发射机来分配导频传输配置信息，还包括发射机分配电路1304，用于提供循环延迟分配信息，以及发射机电路1306，用于发射分配信息。控制器单元1300可嵌在诸如基站的通信单元中，并耦合到通信单元的发射机，以将分配信息发射到多个发射机。

尽管本发明的一些实施例中，对在猝发内的每个导频块，使用相同的块长度和重复因子(对IFDMA)或子载波映射(对DFT-SOFDM)，但替代实施例对在猝发内的多个导频块，可使用多个块长度和/或多个重复因子和/或子载波映射。注意，不同的块长度提供不同的子载波带宽，这可进一步增强信道估计的能力。

对猝发的导频配置(例如图13的第一或第二配置)优选地是由基站基于诸如信道变化速率(多普勒)的信道条件来动态地分配，但是分配可以基于来自移动单元的请求，或是基于由基地单元根据先前接收到的上行链路传输的进行的上行链路测量。如上所述，确定可以基于诸如多普勒频率的信道条件，或是基于用于发射数据码元的天线数量，并且确定可以由基地单元来做出，或是由随后将对应的请求发送到基地单元的移动单元来做出。在具有已调度上行链路的系统中，基地单元可对移动单元分配适当的导频格式，以用于来自移动单元的后续传输。

尽管已经具体展示了本发明并且参照特定实施例对其进行了描述，但是应当理解，在不偏离本发明的精神和范围的前提下，本领域的技术人员可以在形式和细节上做出各种修改。意图使这类变化处于以下权利要求的范围之内。

Claims

1.一种用于导频接收的方法，所述方法包括以下步骤：

在第一时间在多个子载波上接收第一个块，其中所述第一个块包括来自第一发射机的具有第一时移的第一导频序列，和来自第二发射机的具有第二时移的第二导频序列；

在第二时间在所述多个子载波上接收第二个块，其中所述第二个块包括来自所述第一发射机的具有第三时移的第三导频序列，以及来自所述第二发射机的具有第四时移的第四导频序列，其中所述第三时移取决于所述第一时移，而所述第四时移取决于所述第二时移；并且

处理所述第一个块和所述第二个块，以恢复对所述第一发射机和所述第二发射机其中之一的信道估计，同时抑制来自其他发射机的信号。

2.如权利要求1所述的方法，其中所述第三时移等于所述第一时移，而所述第四时移等于所述第二时移。

3.如权利要求1所述的方法，其中所述第三时移等于所述第一时移加上偏移，而所述第四时移等于所述第二时移加上偏移。

4.如权利要求1所述的方法，其中所述第一时移从第一组时移中选出，而所述第二时移从第二组时移中选出。

5.如权利要求4所述的方法，其中所述第一和第二组时移相同。

6.如权利要求4所述的方法，其中所述第二组时移等于所述第一组时移加上常数。

7.如权利要求4所述的方法，其中所述第一组时移是k*Tcp，k是从0到Tp/Tcp的整数，其中所述第一个块具有循环前缀持续时间Tcp、导频块持续时间Tp和包括循环前缀持续时间的整个持续时间Tp+Tcp。

8.如权利要求6所述的方法，其中所述常数等于Tcp的一小部分，其中所述第一个块具有循环前缀持续时间Tcp。

9.如权利要求8所述的方法，其中所述一小部分是1/2。

10.如权利要求1所述的方法，其中所述第二导频序列、所述第三导频序列和所述第四导频序列都等于所述第一导频序列。

11.如权利要求1所述的方法，其中所述第二导频序列等于所述第一导频序列，而所述第四导频序列等于所述第三导频序列。

12.如权利要求1所述的方法，其中所述第三导频序列等于所述第一导频序列，而所述第四导频序列等于所述第二导频序列。

13.如权利要求1所述的方法，其中所述处理步骤还包括将所述第一和第二个块相加，以恢复对所述第一发射机的信道估计。

14.如权利要求1所述的方法，其中所述处理步骤还包括将所述第一和第二个块相减，以恢复对所述第二发射机的信道估计。

15.如权利要求1所述的方法，其中所述处理在原始接收到的采样上进行。

16.如权利要求1所述的方法，其中由于非操作，所以能够进行所述抑制。

17.如权利要求1所述的方法，其中所述处理步骤还包括用加权系数将所述第一和第二个块进行组合，以恢复对所述第一发射机的信道估计。

18.如权利要求1所述的方法，其中所述处理步骤还包括用加权系数将对所述第一个块的信道估计和对所述第二个块的信道估计进行组合，以恢复对所述第一发射机的信道估计。

19.如权利要求1所述的方法，其中处理所述第一个块和所述第二个块，以对所述第一发射机和所述第二发射机中的一个恢复信道估计，同时抑制来自其他发射机的信号的所述步骤包括：基于用于所述第一发射机的第一组块调制系数和用于所述第二发射机的第二组块调制系数，来处理所述第一个块和所述第二个块。

20.如权利要求1所述的方法，其中所述第一发射机是第一用户终端，而所述第二发射机是第二用户终端。

21.如权利要求1所述的方法，其中所述第一发射机是第一天线，而所述第二发射机是第二天线，其中所述第一和第二天线在用户终端上。

22.如权利要求1所述的方法，其中所述第一发射机是第一天线，而所述第二发射机是第二天线，其中所述第一和第二天线在基站上。

23.如权利要求1所述的方法，其中所述第一发射机是第一基站，而所述第二发射机是第二基站。