KR101430379B1

KR101430379B1 - 송신장치, 수신장치, 송신방법, 수신방법 및 다차원 성상도를 생성하는 방법

Info

Publication number: KR101430379B1
Application number: KR1020137022274A
Authority: KR
Inventors: 미하일 페트로프; 도모히로 기무라
Original assignee: 파나소닉 주식회사
Priority date: 2009-08-21
Filing date: 2010-08-17
Publication date: 2014-08-13
Also published as: JP2014116976A; HUE027490T2; US9215027B2; WO2011021382A3; EP2454822A2; EP2634930A3; CN104158571B; US20120140612A1; EP2634929B1; HUE026687T2; SG10201404873XA; ZA201200858B; KR20120050448A; US8792324B2; JP2014123967A; CN104135311B; CN104135311A; JP5789763B2; MY172697A; AU2010285975A1

Abstract

본 발명은 디지털 데이터통신에 관한 것으로, 높은 정도의 변조 다이버시티를 갖는 디지털 데이터 변조를 위한 다차원 성상도를 생성하는 방법, 이러한 성상도를 기초로 데이터를 송신 및 수신하는 방법, 및 대응하는 장치를 제공한다. 이것은 동일한 제 1 절대치를 갖는 대각선 상의 모든 요소와 동일한 제 2 절대치를 갖는 모든 다른 요소들에 대해 오직 다차원 회전 행렬만을 고려함으로써 달성된다. 이러한 방식에 있어서, 오직 단일 독립 파라미터들과 가능한 한 규칙적인 구조를 갖는 다차원 회전 행렬이 생성될 수 있다. 이러한 독립 파라미터는 다양한 성상도 크기에 대한 에러 확률을 최소화하기 위하여 구성될 수 있다.

Description

송신장치, 수신장치, 송신방법, 수신방법 및 다차원 성상도를 생성하는 방법{TRANSMISSION APPARATUS, RECEPTION APPARATUS, TRANSMISSION METHOD, RECEPTION METHOD, AND METHOD FOR GENERATING MULTI-DIMENSIONAL CONSTELLATIONS}

본 발명은 디지털 데이터통신에 관한 것으로, 특히 디지털 데이터 변조를 위한 다차원 성상도(multi-dimensionaL constellations)를 생성하는 방법, 다차원 성상도를 기초로 데이터를 변조 및 송신하는 방법, 및 대응하는 장치에 관한 것이다.

페이딩(fading)은 통신시스템에서 중요한 문제점 중 하나이다. 페이딩은 다중경로 전파(multi-path propagation)로 인해 수신된 신호의 진폭에서 무작위(random) 변동들을 나타낸다. 채널의 지연 전개가 신호의 심벌 주기보다 크면 페이딩은 또한 주파수 선택적이다. 페이딩의 진폭은 주로 레일리(Rayleigh) 분포에 의해 근사값을 구한다. 이러한 페이딩을 레일리 페이딩(Rayleigh fading)이라고 한다.

디지털 통신시스템에서 정보는 성상도로 언급되는 이산 알파벳(discrete alphabet)에 속한 심벌의 시퀀스로 인코딩된다. 이러한 성상도는 M개의 차원을 가지며, 차원당 B개의 정보 비트를 인코딩한다. 그러므로 성상도 포인트로도 언급되는 가능한 값의 수는 2^N*B이다. 차원(B)당 비트의 수는 bits/Hz로 주어지는 송신의 스펙트럼 효율을 직접적으로 결정한다. 차원의 수(N)는 스펙트럼 효율에 어떠한 영향도 미치지 않는다. N=2 및 B=1인 예시적인 성상도가 도 1(a)에 도시되어 있다.

종래에, 예를 들어 도 1(a)에 도시된 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation, QAM) 성상도에서 각 송신된 비트는 한 차원에만 영향을 미친다. 도 1(a)를 참조하면, 각 성상도 포인트 "b₁b₂"(="00", "01", "10" 및 "11")의 "b₁"은 수평축으로 표시된 차원에만 영향을 미치는 반면, 각 성상도 포인트 "b₁b₂"의 "b₂"는 수직축으로 표시된 차원에만 영향을 미친다. 송신된 비트에 의해 영향을 받는 차원이 심한 페이딩을 겪는다면, 이러한 차원을 변조하는 모든 비트는 극도로 신뢰할 수 없게 되며, 이는 에러 확률을 증가시킨다. 이러한 효과는 도 1(a)에 에러로 표시된다. 예를 들어, 수직축으로 표시된 채널이 페이딩되어 줄어든다면 성상도 포인트("00", "01", "10" 및 "11")은 (도 1(a)의 실선 화살표를 따라) 수평축으로 접근할 것이다. 결과적으로, 성상도 포인트 ("10" 및 "11") 뿐만 아니라 성상도 포인트 ("00" 및 "01")도 식별하기 어렵게 된다.

각 비트가 모든 차원에 영향을 미치도록 성상도가 수정된다면 페이딩에 대한 회복력이 증가한다. 차원 중 한 차원에 대한 심한 페이딩은 성상도의 모든 비트에 영향을 미치게 되지만, 이러한 효과는 종래의 경우에서만큼 악화하지 않을 것이므로, 평균적으로 에러 확률은 감소한다. 이를 문헌적으로 변조 다이버시티라고 한다.

(회전된 성상도(rotated constellation))

변조 다이버시티를 얻기 위한 한 가지 방법은 (초 입방체 : hyper-cubic) 성상도를 회전시켜 채널 페이딩의 효과를 모든 차원로 전개하는 것이다. 이를 N=2 및 B=1인 경우에 대해서 도 1(b)에 도시한다. 예를 들어 도 1(b)에 도시된 바와 같이, 수직축으로 표시된 채널이 페이딩되어 줄어들면 성상도 포인트("00", "01", "10" 및 "11")은 (도 1(b)의 실선 화살표를 따라) 수평축으로 접근할 것이다. 그러나 이들 성상도 포인트는 수평축으로 표시된 차원에서 여전히 식별할 수 있게 된다. 이와 같이, 성상도 포인트("00", "01", "10" 및 "11")은 수직축으로 표시된 채널의 심한 페이딩 이후에조차 식별할 수 있도록 유지된다.

다차원 회전은 N-요소 신호 벡터를 N*N 정방행렬로 곱함으로써 얻을 수 있다. 정방행렬이 회전행렬 (또는 반사행렬)이 되기 위한 필요충분 조건은 정방행렬이 직교해야 하는 즉 다음의 수학 식 1의 수식을 만족시키는 것이다.

위 수학 식에서 행렬 (R)은 정방행렬이고, 행렬 (R ^T )는 행렬 (R)의 전치행렬이며, 행렬 (I)는 단위 행렬이다.

이는 수학 식 1에 관해, 행/열 벡터가 직교하는 단위벡터가어야 함을 의미한다, 즉 다음의 수학 식 2의 수식을 만족시켜야 한다.

수학 식 2에서, j=k이면 δ_j,k = 1이고, j≠k이면 δ_j,k = 0임을 주목해야 한다.

이는 성상도의 임의의 두 점들 사이의 유클리드 거리(Euclidean distance)를 유지하고, 부가적인 백색 가우스 잡음을 갖는 채널(additive white Gaussian noise, AWGN channel) 내의 성능이 영향을 받지 않는 것을 보장한다.

명백하게, 모든 회전들이 개선된 변조 다이버시티의 효과를 산출하는 것은 아니다. 비 특허문헌 1로부터 16-QAM에 대한 최적의 회전각도(θ)가 다음의 수학 식 3에 나타낸 수식을 만족시킨다는 것이 알려졌다. 대응하는 2-D(2차원) 회전 행렬(R)은 다음의 수학 식 4에 나타낸 수식을 만족시킨다.

2개 이상의 차원의 성상도에 대한 최적의 회전을 찾는 것은 더욱 복잡하며, 그 이유는 2-D 성상도에서 회전각도에 속한 것과 같은 단일의 최적 파라미터가 존재하지 않기 때문이다. 4-D(4차원) 성상도의 경우, 예를 들어 6개의 독립적인 회전각도가 존재하고, 각기 자신의 부분 회전행렬을 갖는다. 부분 회전각도는 또한 비 특허문헌 2에서 기븐스 각도(Givens rotation)라고 불린다. 최종 4-D 회전행렬은 6개의 기븐스 회전행렬, 즉 다음의 수학 식 5에 나타낸 6개의 행렬을 곱함으로써 얻어진다.

비 특허문헌 2로부터, 다음의 수학 식 6에 나타낸 6개의 요소들을 갖는 벡터에 대해 최적화가 수행될 수 있음이 알려져 있다.

비 특허문헌 2에 따라서 차원당 2개의 비트를 갖는 4-D 성상도에 대한 최종 최적 회전각도는 수학 식 7에 나타낸 값을 갖는다.

본 방법의 단점은 특히 큰 수의 차원에 대한 파라미터들의 수이다. N 차원에 대해, 부분 회전각도의 수는 N의 집합으로부터 2의 가능한 조합의 수, 즉 수학 식 8에 의해 주어지는 값과 동일하다.

따라서 회전각도의 수는 차원의 수의 제곱으로 증가하여, 최적화 문제는 차원의 수가 크면 매우 어려워진다.

비 특허문헌 3은 파라미터들의 감소된 수의 장점을 갖는 대수학 수 이론(algebraic number theory)의 사용에 의존하는 두 가지 다른 접근법을 개시한다.

제 1 접근법은 대수학 수 분야에 "표준 삽입(canonical embedding)"을 적용함으로써 회전행렬의 구성을 허용한다. 두 가지 방법이 제안된다. 제 1 방법은 차원의 수 N = 2^e23^e3(e2, e3 = 0,1,2...)에 대해 다이버시티 L = N/2를 갖는 격자들을 생성한다. 다이버시티는 성상도의 임의의 2개의 고유 점들의 요소들에서 다른 값의 최소 수를 의미한다. 제 2 방법은 다이버시티 N = L을 갖는 격자들을 생성한다. N의 가능한 값은 3, 5, 9, 11, 및 15와 같이 매우 제한적이다.

N-차원의 회전된 성상도를 생성하기 위한 방법의 변형이 또한 비 특허문헌 3으로부터 알려져 있다. 회전행렬 (R)은 다음의 수학 식 9로 표시된다.

위첨자 "T"는 행렬의 전치를 나타낸다.

N=4에 대해, 회전행렬 (R)의 값은 다음의 수학 식 10에 의해 주어진다.

최종 회전행렬이 임의의 N에 대해 직교하는 회전행렬이라 할지라도 완전한 변조 다이버시티는 N이 2의 제곱일 때만 달성된다.

이들 방법은 각각 특정 정도의 다이버시티를 보장할 수 있다. 그러나 최종 회전행렬은 고정되며, 상이한 성상도 크기에 대한 최적화를 허용하는 어떠한 파라미터도 갖지 않는다. 그러므로 이들 방법의 심각한 단점은 변조 다이버시티의 영향이 상이한 성상도 크기에 따라 최대화되지 못하는 점이다.

제 2 접근법은 먼저, 수학 식 11에 나타낸 아다마르형 스택 전개(Hadamard-like stacked expansion)를 사용하여 더 큰 차원을 갖는 행렬을 구축하기 위한 기본 행렬로서 사용할 수 있는 2차원 및 3 차원을 갖는 회전행렬을 구축한다.

기본 2-D 및 3-D(3차원) 회전행렬은 성상도의 곱의 거리가 최대화되도록 선택된 단일 독립 파라미터를 갖는다. 4-D 회전행렬은 위 수학 식 11에 따라 2개의 2-D 회전행렬로부터 구축된다. 상대적으로 작은 차원으로 인해 2개의 2-D 회전행렬의 파라미터들 사이의 대수학적 관계를 찾는 것이 가능하여, 곱의 거리가 최대화된다. 큰 차원에 대해 이러한 최적화가 다루기 어려워지고, 이러한 점이 제 2 접근법의 기본적인 단점이다.

(독립적인 페이딩을 보장하기 위한 성상도 성분의 맵핑)

다른 양상은 독립적인 페이딩을 경험하도록 회전된 성상도의 N 차원의 분리 및 맵핑에 관한 것이다. 이것은 예측된 다이버시티 성능을 달성하기 위해 필요한 주요 양상이다.

N-차원의 회전된 성상도를 한 차원씩을 기초로 분리함으로써 얻어지는 N 성t상도 성분은 상이한 시간 슬롯, 주파수, 송신기 안테나, 또는 이들의 조합을 통해 송신될 수 있다. 추가적인 신호 처리는 송신 이전에 가능하다. 중요한 양상은 각각의 N 차원이 겪는 페이딩이 N 차원 중 임의의 다른 차원이 겪는 페이딩과 달라야 하거나, 이와 상호 관련되지 않아야 하는 점이다.

상이한 시간 슬롯, 주파수 및 안테나를 가로지르는 N 차원의 전개는 예를 들어 적절한 인터리빙 및 맵핑을 통해 달성될 수 있다.

(성상도 성분의 송신된 복소 셀로의 맵핑)

다른 양상은 회전된 성상도의 N 실수 차원(N real dimensions)의 송신을 위한 복소 심벌로의 맵핑에 관한 것이다. 원하는 다이버시티를 보장하기 위하여, N 차원은 상이한 복소 심벌로 맵핑되어야 한다. 다음에, 복소 심벌은 예를 들어 인터리빙 및 맵핑을 통해 이전에 설명한 바와 같이 전개되어, 수신시 각각의 N 차원이 겪는 페이딩이 N 차원 중 임의의 다른 차원이 겪는 페이딩과 상호 관련되지 않게 된다.

도 2는 송신장치의 블록도다.

송신장치는 FEC 인코더(210), 비트 인터리버(220), 회전된 성상도 맵퍼(230), 복소 심벌 맵퍼(240), 심벌 인터리버/맵퍼(250), 변조 체인(260-1 내지 260-M), 및 송신기 안테나(270-1 내지 270-M)로 이루어진다.

FEC 인코더(210)는 입력에 대해 포워드 에러 정정(FEC) 인코딩을 수행한다. 지금까지 알려진 최상의, 그리고 또한 새로운 표준들에서 가장 많이 사용되는 FEC 코드들은 터보 코드들과 저밀도 패리티 체크(low-density parity check, LDPC) 코드들이다.

비트 인터리버(220)는 FEC 인코더(210)로부터의 입력에 대해 비트 인터리빙을 수행한다. 본 명세서에서, 비트 인터리빙은 블록 인터리빙 또는 콘볼루션 인터리빙(convolution interleaving)이 될 수 있다.

회전된 성상도 맵퍼(230)는 비트 인터리버(220)로부터의 입력을 회전된 성상도로 맵핑한다.

일반적으로, 회전된 성상도 맵퍼(230)의 입력은 선택적인 비트 인터리빙을 수행하는 비트 인터리버(220)를 경유한 FEC 인코더(210)의 출력이다. 비트 인터리빙은 주로 차원당 1비트 이상이 존재할 때(B > 1) 요구된다. FEC 인코더(210)에 의해 수행된 FEC 인코딩은 제어된 방식으로 여분의 비트를 도입하여 전파 에러들이 수신장치에서 보정될 수 있게 된다. 전체적인 스펙트럼 효율이 감소하지만 송신은 전체적으로 더욱 강력해진다, 즉 비트 에러율(bit error rate, BER)이 신호대 잡음 비(signal to noise ratio, SNR)에 대해 훨씬 더 빠르게 감소한다.

회전되지 않은 초입방체 성상도 상의 정보 비트의 원래의 맵핑에 관해, 각 차원은 2진 또는 그레이 맵핑을 사용하여 B개 비트에 의해 별도로 변조되어, 이산 값의 수는 2^B가 되고, 성상도 포인트의 수는 2^B*N이 됨을 주목해야 한다.

복소 심벌 맵퍼(240)는 회전된 성상도 맵퍼(230)로부터 입력된 N 차원의 회전된 성상도 심벌을 나타내는 각각의 N 성상도 성분을 복소 심벌 중 상이한 심벌로 맵핑한다.

복소 심벌 맵퍼(240)에 의해 수행되는 맵핑, 즉 N 차원의 회전된 성상도 심벌을 나타내는 각각의 N 성상도 성분, 복소 심벌 중 상이한 심벌로의 맵핑에 대해 다수의 가능성이 존재한다. 이러한 가능성 중 일부는 도 3에 도시되었다. 복소 심벌 맵퍼(240)의 필수 기능은 하나의 회전된 성상도 심벌의 각각의 N 성상도 성분을 복소 심벌 중 상이한 심벌로 맵핑하는 것이다.

일 예로, 도 3은 4차원의 경우를 도시한다. 도 3을 참조하면, 동일한 숫자(예, "1")를 도시하는 박스들은 4-D 회전된 성상도 심벌의 한 그룹을 나타낸다. 각 박스로 도시한 숫자는 대응하는 그룹의 그룹 번호를 나타낸다. 또한 각 박스는 한 차원의 성상도 성분을 나타낸다.

도 3에서 "성상도 심벌" 아래에 도시된 것은 4-D 회전된 성상도 심벌의 6개 그룹들이 할당된 상태이다. 도 3에서 "복소 심벌" 아래에 도시된 것은 도 3에서 "성상도 심벌" 아래에 도시된 4-D 회전된 성상도 심벌의 6개 그룹을 재배열함으로서 얻어진 12개의 복소 심벌이다. 도 3이 예시로서 3가지 형태의 "복소 심벌"을 도시함을 주목해야 한다. 실제 송신 시간에, "복소 심벌" 아래에 수직으로 정렬된(재정렬의 결과) 2개의 성상도 성분의 쌍은 하나의 복소 심벌로서 변조되어 송신된다.

심벌 인터리버/맵퍼(250)는 복소 심벌 맵퍼(240)로부터 입력된 복소 심벌에 대한 심벌 인터리빙을 수행하고, 이후 복소 심벌을 상이한 시간 슬롯, 주파수, 송신기 안테나, 또는 이들의 조합으로 맵핑한다. 본 명세서에서, 심벌 인터리빙은 블록 인터리빙 또는 콘볼루션 인터리빙이 될 수 있다.

변조 체인(260-1 내지 260-M)은 송신기 안테나(270-1 내지 270-M)와 1대1 대응하여 제공된다. 각각의 변조 체인(260-1 내지 260-M)은 페이딩 계수들을 추정하기 위한 파일럿을 심벌 인터리버/맵퍼(250)로부터의 대응하는 입력에 삽입하고, 또한 대응하는 입력에 대해 시간 영역으로의 변환, 디지털-아날로그(D/A) 변환, 송신 필터링 및 직교 변조와 같은 다양한 처리를 수행한다. 이후, 각각의 변조 체인(260-1 내지 260-M)은 송신기 안테나(270-1 내지 270-M) 중 대응하는 하나의 안테나를 통해 송신 신호를 송신한다.

(수신기 측)

수신기 측 상에서 송신장치에 의해 수행된 단계들의 정확한 역 단계들이 수행되어야 한다. 도 4는 도 2에 도시된 블록도를 갖는 송신장치에 대응하는 수신장치의 블록도를 도시한다.

수신장치는 수신기 안테나(410-1 내지 410-M), 복조 체인(420-1 내지 420-M), 심벌 디맵퍼/디인터리버(430), 복소 심벌 디맵퍼(440), 회전된 성상도 디맵퍼(450), 비트 디인터리버(460), 및 FEC 디코더(470)로 구성된다.

복조 체인(420-1 내지 420-M)은 수신기 안테나(410-1 내지 410-M)와 1대 1 대응하여 제공된다. 각각의 복조 체인(420-1 내지 420-M)은 도 2의 송신장치에 의해 송신되어 수신기 안테나(410-1 내지 410-M) 중 대응하는 하나의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 A/D 변환, 수신 필터링, 및 직교 복조와 같은 처리를 수행한다. 다음에, 복조 체인(420-1 내지 420-M)은 (i) 파일럿을 사용하여 채널 특성의 진폭 값(페이딩 계수들)과 (ii) 잡음 분산을 추정하고, 추정된 진폭 값과 잡음 변수를 위상 정정된 수신 신호와 함께 출력한다.

심벌 디맵퍼/디인터리버(430)는 복조 체인(420-1 내지 420-M)로부터의 입력들에 대해 송신장치의 심벌 인터리버/맵퍼(230)에 의해 수행된 처리의 역처리를 수행한다.

복소 심벌 디맵퍼(440)는 심벌 디맵퍼/디인터리버(430)로부터의 입력들에 대해 송신장치의 복소 심벌 맵퍼(240)에 의해 수행된 처리의 역처리를 수행한다. 이러한 처리를 통해 N-차원의 회전된 성상도 심벌을 얻을 수 있다.

회전된 성상도 디맵퍼(450)는 N-차원의 회전된 성상도 심벌에 대해 디맵핑 처리를 수행하고, N-차원의 회전된 성상도에 포함된 각 비트의 결정 결과를 출력한다.

비트 디인터리버(460)는 회전된 성상도 디맵퍼(450)로부터의 입력에 대해 송신장치의 비트 인터리버(220)에 의해 수행된 처리의 역처리를 수행한다.

FEC 디코더(470)는 비트 디인터리버(470)로부터의 입력에 대해 FEC 디코딩을 수행한다.

아래에서, 회전된 성상도 디맵퍼(450)에 대해 추가로 설명한다.

회전된 성상도 디맵퍼(450)는 다음의 두 가지 방식{(i) 및 (ii)}으로 N-차원의 회전된 성상도 심벌을 디맵핑하는 처리를 수행한다.

(i) 먼저 성상도를 반회전(derotate)시키고, 다음에 각 차원에 대해 개별적으로 비트를 추출한다.

(ii) 하나의 단계에서 모든 차원의 비트를 디코딩한다.

제 1 해결책{상기 (i)}은 가장 단순하지만, 그 성능은 회전되지 않은 성상도에 대한 것보다 회전된 성상도에 대해 최적 이하이며, 심지어 악화된다. 그 단순성으로 인해, 이 해결책은 일부 저 비용의 수신장치들에서 사용할 수 있다.

제 2 해결책{상기 (ii)}은 더 복잡하지만, 주어진 SNR에서 BER에 대해 훨씬 더 양호한 성능을 제공한다. 제 2 해결책에 관해서는 아래에서 더욱 상세하게 기술한다.

송신장치에 대해서와 같이, 수신장치의 바람직한 실시 예는 도 4에 도시된 바와 같이, 회전된 성상도 디맵퍼(450) 이후에, 선택적인 비트 디인터리버(460)가 삽입된 상태로 FEC 디코더(470)를 포함한다. 보다 정확하게, 회전된 성상도 디맵핑을 수행하는 회전된 성상도 디맵퍼(450)는 도 5에 도시된 바와 같이, N-차원의 심벌 벡터(y₁,...,y_N)과 추정된 페이딩 계수 벡터(h₁,...,h_N)를 수신하고, 각 심벌로부터 N*B 비트(b₁,...,b_N _*B)의 데이터를 추출한다.

FEC 디코딩을 사용하면, N-차원의 회전된 성상도 심벌을 디맵핑하는 처리는 더 이상 경판정(hard decision) 방식으로 수행할 수 없는데, 왜냐하면 에러 정정의 성능이 최적 이하로 되기 때문이다. 대신에 "소프트 비트"("soft bits")은 확률의 형태로 또는 로그 가능도 비율(log-likelihood ratios, LLRs)의 형태로 사용해야 한다. LLR 표시가 바람직한데, 그 이유는 확률 곱셈을 합산으로 편리하게 표시할 수 있기 때문이다. 정의에 의해, 비트(b_k)의 LLR은 다음의 수학 식 12에 나타낸다.

수학 식 12에서,

와

는 심벌벡터(y)가 수신될 때, b_k = 0과 b_k = 1이 송신된 선험적인 확률이다. 알려진 이론에 따라, 성상도의 비트(b_k)의 LLR은 다음의 수학 식 13에 나타낸 정확한 표시를 갖는다.

수학 식 13에서, k는 비트 인덱스이고, y는 수신된 심벌 벡터이고, H는 주 대각선 상의 요소들로서 관련된(추정된) 페이딩 계수들을 갖는 대각선 행렬이고, s는 성상도 포인트 벡터이고, ∥∥²는 제곱 기준이고, σ²는 잡음 분산이다.

N-차원의 성상도에 대해, 제곱 기준은 수신된 심벌 벡터(y)로부터 N-차원의 공간에서부터 페이딩된 성상도 심벌 벡터(Hs)까지 제곱한 유클리드 거리를 나타낸다. 제곱 기준은 다음의 수학 식 14로 표시할 수 있다.

각 비트(b_k)는 성상도를, b_k가 0과 1인 점들에 대응하는 동일한 크기의 2개의 구획(S_k ⁰ 와 S_k ¹)로 각각 분할한다. 그레이 인코딩을 갖는 전통적인 16-QAM 성상도에 대한 예들을 도 6(a) 및 도 6(b)에 도시한다. 도 6(a)은 성상도 인코딩을 도시하고, 도 6(b)은 각 비트(b_k)에 대한 2개의 구획을 도시한다.

LLR에 대한 정확한 표시(위 수학 식 13)는 지수, 나눗셈 및 로그로 인해 계산하기 어렵다. 실제로는 무시해도 될 정도의 에러를 야기하는 맥스-로그로 부르는 수학 식 15에 도시한 근사식이 만들어진다.

위 수학 식 15를 사용함으로써, 위 수학 식 13은 다음의 수학 식 16에 나타낸, LLR에 대한 훨씬 더 간단한 표시를 가져온다.

각 수신된 심벌 벡터(y)에 대해, 모든 2^B*N 성상도 포인트에 대한 거리가 계산되어야 하고, 각 구획에 대한 대응하는 최소값이 결정된다.

도 7은 16-QAM 회전된 성상도 (N=2, B=2)에 대해 LLR 디맵퍼의 바람직한 하드웨어 구현 예(도 4에 도시된 회전된 성상도 디맵퍼(450)의 일례)를 도시한다.

LLR 디맵퍼는 카운터(710), 회전된 성상도 맵퍼(720), 제곱 유클리드 거리계산기(730), 미니마이저(740-1 내지 740-4), 및 가산기(750-1 내지 750-4)로 이루어진다.

각 수신된 심벌벡터 (y)에 대해, 카운터(710)는 반복적으로 모든 2⁴=16 성상도 포인트를 생성하고, 성상도 포인트를 나타내는 4개 비트(b₁, b₂, b₃ 및 b₄)을 회전된 성상도 맵퍼(720)에 출력한다.

회전된 성상도 맵퍼(720)는 인덱스로서 카운터(710)에 의해 제공된 카운터 값을 사용하여 룩업 테이블로부터 2-D 회전된 성상도 포인트를 선택하고, 이러한 선택을 통해 얻어진 2개의 성상도 성분 (s₁ 및 s₂)을 제곱 유클리드 거리계산기(730)에 출력한다.

제곱 유클리드 거리계산기(730)는 제곱 유클리드 거리를 계산한다(도 8 참조).

각 비트에 대해, 미니마이저(740-1 내지 410-4)은 2개 구획에 대해 대응하는 최소 제곱 유클리드 거리를 유지한다(도 9 참조). 각 비트에 대해 2개의 성상도 구획은 카운터(710)의 대응하는 비트에 의해 단순하게 표시된다.

각각의 가산기(750-1 내지 750-4)은 min0(비트 0에 대응)의 출력으로부터 min1(비트 1에 대응)의 출력을 감산하는데, min1과 min0은 각 미니마이저(740-1 내지 740-4)에서 제공된다. 이 후, 가산기(750-1 내지 750-4)은 감산 결과들을 L(b₁) 내지 L(b₄)로서 각각 출력한다.

도 8은 N-차원의 제곱 유클리드 거리를 계산하는 제곱 유클리드 거리계산기의 회로도다. 제곱 유클리드 거리계산기(730)의 회로 구조가 N=2를 만족시키도록 도 8에 도시된 것으로부터 수정되었음을 주목해야 한다.

제곱 유클리드 거리계산기는 곱셈기(810-1 내지 810-N), 가산기(820-1 내지 820-N), 곱셈기(830-1 내지 830-N), 가산기(840), 및 곱셈기(850)로 이루어진다.

곱셈기(810-1 내지 810-N)은 h₁ 내지 h_N을 각각 s₁ 내지 s_N으로 곱한다. 가산기(820-1 내지 820-N)은 y₁ 내지 y_N로부터 각각 h₁s₁ 내지 h_Ns_N를 감산한다. 곱셈기(830-1 내지 830-N)은 (y₁ - h₁s₁) 내지 (y_N - h_Ns_N)를 각각 (y₁ - h₁s₁) 내지 (y_N - h_Ns_N)으로 곱한다.

가산기(840)는 곱셈기(830-1 내지 830-N)의 출력을 합산한다. 곱셈기(850)는 가산기(840)의 출력을 1/(2σ²)으로 곱한다. 곱셈기(850)의 출력은 N-차원의 제곱 유클리드 거리이다.

도 9는 각 비트에 대해 각각 최소 제곱 유클리드 거리를 계산하는 미니마이저(740-1 내지 740-4)의 회로도다. 1-비트 하위세트(또는 구획) 입력은 현재 위치를 나타낸다.

각 미니마이저(740-1 내지 740-4)는 비교기(910), 선택기(920), 인버터(930), D 플립-플롭(940-0 및 940-1), 및 선택기(950)로 이루어진다.

다음에는 하위세트 값(카운터(710)로부터 입력된 값)이 "0"일 때, 도 9의 상황에서 수행해야 할 동작을 기술한다.

D 플립-플롭(940-0)의 출력과 D 플립-플롭(940-1)의 출력 중에서, 선택기(950)는 이전 것을 선택하여 출력한다.

비교기(910)는 제곱 유클리드 거리계산기(730)에 의해 계산된 제곱 유클리드 거리를 나타내는 din(A)을 선택기(950)의 출력 (B)와 비교한다. B가 A보다 작은 경우, 비교기(910)는 "0"을 출력한다. 이 경우, din과 선택기(950)의 출력 중에서 선택기(920)는 비교기(910)로부터 수신된 "0"을 기초로 후자를 선택하여 출력한다. 한편, A가 B보다 작은 경우, 비교기(910)는 "1"을 출력한다. 이 경우, din과 선택기(950)의 출력 중에서, 선택기(920)는 비교기(910)로부터 수신된 "1"을 기초로 전자를 선택하여 출력한다. A가 B와 동일한 경우, 선택기(920)가 din 또는 선택기(950)의 출력을 선택하는지에 관계없이 동일한 결과가 얻어질 것이다. 따라서 이 경우, 비교기(910)는 "0"과 "1" 중 하나를 출력할 수 있다.

반전기(930)는 하위세트 값 "0"을 반전시킨다. 따라서 "1"이 D 플립-플롭(940-0)의 인에이블 단자에 입력된다. D 플립-플롭(940-0)이 인에블 됨에 따라, 선택기(920)의 출력을 래치한다. 그동안 "0"이 D 플립-플롭(940-1)의 인에이블 단자에 입력된다. D 플립-플롭(940-1)이 디스에이블 됨에 따라 선택기(920)의 출력을 래치하지 않는다.

다음의 내용은 하위세트의 값이 "1"일 때에, 도 9의 상황에서 수행되어야 할 동작을 기술한다.

D 플립-플롭(940-0)의 출력과 D 플립-플롭(940-1)의 출력 중에서 선택기(950)는 후자를 선택하여 출력한다.

비교기(910)는 din(A)을 선택기(950)의 출력(B)과 비교한다. B가 A보다 작은 경우에는 비교기(910)는 "0"을 출력한다. 이 경우, din과 선택기(950)의 출력 중에서 선택기(920)는 비교기(910)로부터 수신된 "0"을 기초하여 후자를 선택하여 출력한다. 한편, A가 B보다 작은 경우, 비교기(910)는 "1"을 출력한다. 이 경우, din과 선택기(950)의 출력 중에서 선택기(920)는 비교기(910)로부터 수신된 "1"을 기초로 전자를 선택하여 출력한다. A가 B와 동일한 경우, 선택기(920)가 din 또는 선택기(950)의 출력을 선택하는지에 관계없이 동일한 결과가 얻어질 것이다. 따라서 이 경우, 비교기(910)는 "0"과 "1" 중 하나를 출력할 수 있다.

"1"이 D 플립-플롭(940-1)의 인에이블 단자에 입력된다. D 플립-플롭(940-1)이 인에블됨에 따라, 선택기(920)의 출력을 래치한다. 그 동안, 인버터(930)는 하위세트 값 "1"을 반전시킨다. 따라서 "0"이 D 플립-플롭(940-0)의 인에이블 단자에 입력된다. D 플립-플롭(940-1)이 디스에이블됨에 따라, 선택기(920)의 출력을 래치하지 않는다.

반복적인 디코딩을 사용함으로써 수신장치의 성능에서 상당한 개선이 달성될 수 있다. 도 10에 도시된 바와 같이, 이러한 반복적인 디코딩을 사용하도록 구성된 수신장치는 회전된 성상도 디맵퍼(1010), 비트 디인터리버(1020), FEC 디코더(1030), 가산기(1040), 및 비트 인터리버(1050)로 이루어진다. 여기에서, 회전된 성상도 디맵퍼(1010)와 FEC 디코더(1030)는 루프로 연결된다.

회전된 성상도 디맵퍼(1010)는 N-차원의 회전된 성상도 심벌에 대한 디맵핑 처리를 수행하고 L을 출력한다(도 11 참조). 비트 디인터리버(1020)는 회전된 성상도 디맵퍼(1010)로부터의 입력에 대해 송신장치의 비트 인터리버(220)에 의해 수행된 처리의 역처리를 수행한다. FEC 디코더(1030)는 비트 디인터리버(1020)로부터의 입력에 대해 FEC 디코딩을 수행한다.

가산기(1040)는 FEC 디코더(1030)의 출력으로부터 FEC 디코더(1030)의 입력을 감산한다. 비트 인터리버(1050)는 가산기(1040)의 출력에 대해, 송신장치의 비트 인터리버(220)에 의해 수행된 처리와 동일한 처리를 수행하고, L_E를 출력한다. 외부 정보로도 언급되는 L_E _는 회전된 성상도 디맵퍼(1010)에 의해 수행된 디맵핑 처리, 즉 N-차원의 회전된 성상도 심벌을 디맵핑하는 처리를 돕기 위하여, 회전된 성상도 디맵퍼(1010)에 피드백된다. 이 경우, FEC 디코딩이 소프트 비트를, 예를 들어 LLRs 형태로 생성하는 것이 필수적이다.

문헌적으로 알려진 바와 같이, 비트(b_k)에 대한 LLR을 계산하는 식은 다음의 수학 식 17에 의해 주어진다.

위 수학 식에서 x는 각 성상도 포인트과 관련된 K = N*B 비트를 나타내고, X_k ^o와 X_k ¹는 비트(k)와 관련된 2개의 성상도 구획을 나타내고, 각 성상도 포인트는 정수 좌표들의 N 비트 대신에 N*B 비트로 표시된다.

또한, s는 s(x)로 표시되고, 성상도 맵핑 함수를 나타낸다.

예를 들어, X₃ ^o와 X₃ ¹는 다음의 수학 식 18에 나타낸다.

도 11은 반복적인 디코딩을 위한 회전된 성상도 디맵퍼(1010) 구조의 예를 도시한다. 반복적인 디코딩을 위한 회전된 성상도 디맵퍼(1010)가 비-반복적인 디코딩을 위한 회전된 성상도 디맵퍼와 유사한 것을 주목해야 한다. 이하, 상술한 요소들과 동일한 요소들은 동일한 참조번호들을 부여하고, 이들의 상세한 설명은 생략한다.

회전된 성상도 디맵퍼(1010)는 카운터(710), 회전된 성상도 맵퍼(720), 제곱 유클리드 거리계산기(730), 미니마이저(740-1 내지 740-4), 가산기(750-1 내지 750-4), 논리 AND 연산기(1110-1 내지 1110-4), 가산기(1120), 가산기(1130-1 내지 1130-4) 및 가산기(1140-1 내지 1140-4)로 이루어진다.

*논리 AND 연산기(1110-1 내지 1110-4)는 비트 인터리버(1050)의 출력, 즉 L_E(b1) 내지 L_E(b4)와 카운터(710)의 출력, 즉 b1 내지 b4에 대해 논리 AND 연산을 수행한다. 가산기(1120)는 논리 AND 연산기(1110-1 내지 1110-4)의 출력을 합산한다. 각각의 가산기(1130-1 내지 1130-4)는 가산기(1120)의 출력으로부터 논리 AND 연산기(1110-1 내지 1110-4) 중 대응하는 하나의 출력을 감산한다. 각각의 가산기(1140-1 내지 1140-4)는 제곱 유클리드 거리계산기(730)의 출력으로부터 가산기(1130-1 내지 1130-4) 중 대응하는 가산기의 출력을 감산한다. 다음에, 각각의 가산기(1140-1 내지 1140-4)는 감산을 통해 얻어진 값을 미니마이저(740-1 내지 740-4) 중 대응하는 하나의 din에 출력한다.

비 특허문헌 1: K. Boulle and J. C. Belfiore. "Modulation Scheme Designed for the Rayleigh Fading Channel." Presented at CISS 1992. 비 특허문헌 2: B. D. Jelicic and S. Roy. "Design of Trellis Coded QAM for Flat Fading and AWGN Channels." IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol. 44. Feb. 1995. 비 특허문헌 3: J. Boutros and E. Viterbo. "Signal Space Diversity: A Power- and Bandwidth-Efficient Diversity Technique for the Rayleigh Fading Channel." IEEE Transactions on Information Theory, Vol. 44. Jul. 1998. 비 특허문헌 4: M. O. Damen, K. Abed-Meraim, and J.C. Belfiore. "Diagonal Algebraic Space-Time Block Codes." IEEE Transactions on Information Theory, Vol. 48. Mar. 2002.

상술한 바와 같이, 성상도를 회전시키기 위한 회전행렬에 관한 폭넓은 범위의 제안들이 이루어졌지만, 지금까지 이루어진 제안들은 다양한 성상도 크기에 관해 높은 정도의 변조 다이버시티를 갖는 디지털 변조를 위한 다차원 회전된 성상도(다차원 회전행렬)를 생성하는 어떠한 효율적인 방법도 제공하지 못한다.

비 특허문헌 2는 기븐스 회전을 사용하는 접근법을 소개한다. 이러한 접근법의 문제점은 최적의 다차원 회전된 성상도를 생성하기 위한 파라미터의 수가 성상도 차원의 수의 제곱 정도만큼 증가하는 점이다.

비 특허문헌 3은 두 가지 접근법을 소개한다. 제 1 접근법은 표준 삽입을 사용한다. 이러한 접근법에 따라, 다차원 회전행렬을 생성하는 방법은 차원의 수를 기초하여 고유하게 결정되고, 상이한 성상도 크기를 위한 최적화를 가능케 하는 파라미터를 갖지 않는다. 그러므로 이러한 접근법의 문제점은 다양한 성상도 크기에 대한 변조 다이버시티의 효과를 최대화시키는 것을 허용하지 않는 점이다.

비 특허문헌 3에 의해 소개된 제 2 접근법은 2-D 및 3-D 회전행렬이 스택형인 스택 전개를 사용함으로써 큰 수의 차원을 갖는 다차원 회전행렬을 생성한다. 이 접근법의 문제점은 스택형 회전행렬 사이의 수학적 관계가 차원의 수가 증감함에 따라 더욱 복잡해져 최적화를 어렵게 하는 점이다.

본 발명의 목적은 다양한 성상도 크기에 대해 높은 정도의 변조 다이버시티를 갖는 디지털 송신을 위한 다차원 회전된 성상도(다차원 회전행렬)를 생성하는 효율적인 방법을 제공하는 데 있다. 본 발명의 목적은 또한 상기 방법을 사용함으로써 얻어진 다차원 회전된 성상도를 기초하여 데이터를 송신하는 송신장치 및 송신방법, 상기 방법을 사용함으로써 얻어진 다차원 회전된 성상도를 기초하여 데이터를 수신하는 수신장치 및 수신방법을 제공하는 데 있다.

본 발명의 송신장치는, 복수의 송신채널을 이용하여 데이터 블록을 송신하는 송신장치로, 송신될 상기 데이터 블록에 따라서 N개의 성상도 성분(constellation component)을 취득하는 변조기와, 취득한 N개의 성상도 성분 각각을 송신하는 송신기를 포함하고, 상기 N개의 성상도 성분은 상기 데이터 블록에 대해 직교 변환을 실행하여 얻어지며, N은 4이고, 상기 직교 변환은, (ⅰ) N×N 행렬 R 표현, 또는, (ⅱ) N×N 행렬 R 표현의 열 및 행의 어느 일방 또는 양방을 치환함으로써 얻은 행렬 표현 중 하나를 가지며,

a와 b는 실수 파라미터(real parameter)이고, 각 부호 값 S_{i, j}는

을 만족하며, 실수 파라미터 b는 b≠0을 만족하고, 실수 파라미터 a와 b는 a²+(N-1)b²=1을 만족한다.

삭제

상기 송신장치는 다양한 성상도 크기에 대해 높은 정도의 변조 다이버시티를 갖는 디지털 송신을 위한 다차원 회전된 성상도(다차원 회전행렬)를 효율적으로 생성할 수 있게 한다. 생성된 다차원 회전행렬을 사용함으로써 얻어진 다차원 회전된 성상도로 인해 상기 송신장치는 또한 높은 정도의 변조 다이버시티의 효과를 산출하는 데이터 송신을 가능케 한다.

도 1(a)은 2D의 성상도와 페이딩 효과의 예를 도시하는 도면이다.
도 1(b)은 도 1(a)의 성상도를 회전시켜 얻어진 2D의 성상도와 페이딩 효과의 예를 도시한 도면이다.
도 2는 종래의 송신장치의 블록도다.
도 3은 성상도 심벌을 복소 심벌로의 맵핑을 도시하는 개략도다.
도 4는 종래의 수신장치의 블록도다.
도 5는 회전된 성상도 디맵퍼의 입력들과 출력을 도시하는 도면이다.
도 6(a)은 그레이 인코딩을 갖는 종래의 16-QAM 성상도의 일 예를 도시하는 도면이다.
도 6(b)은 도 6(a)의 성상도의 각 비트에 대해 2개의 구획을 도시하는 도면이다.
도 7은 16-QAM 회전된 성상도를 위한 LLR 디맵퍼의 하드웨어 구현 예를 도시하는 도면이다.
도 8은 N-차원의 제곱 유클리드 거리를 계산하는 제곱 유클리드 거리계산기를 위한 하드웨어 구현 예를 도시하는 도면이다.
도 9는 최소 제곱 유클리드 거리를 계산하는 미니마이저를 위한 하드웨어 구현 예를 도시하는 도면이다.
도 10은 반복적인 디코딩을 수행하는 회로의 블록도다.
도 11은 반복적인 디코딩을 위한 회전된 성상도 디맵퍼의 하드웨어 구현 예를 도시하는 도면이다.
도 12는 본 발명의 일 실시 예에 따른 송신장치의 블록도다.
도 13은 본 발명의 일 실시 예에 따른 수신장치의 블록도다.
도 14는 도 13에 도시된 회전된 성상도 디맵퍼의 블록도다.

본 발명은 데이터의 블록을 복수의 송신채널을 통해 송신하는 제 1 송신장치를 제공하며, 이 제 1 송신장치는 송신될 상기 데이터의 블록에 따라, 각기 복수의 성분을 갖는 복수의 성상도 포인트 중 하나를 선택하도록 동작하는 변조기와, 상기 선택된 성상도 포인트의 각 성분을 상기 복수의 송신채널 중 상이한 채널을 통해 송신하도록 동작하는 송신기를 포함하고, (ⅰ) 상기 복수의 성상도 포인트는 N 차원의 공간 내에서 이들의 위치에 의해 한정되고, 상기 위치는 N 차원의 정수 격자인

의 부분집합(subset)에 직교 변환을 적용함으로써 얻어지며, (ⅱ) N은 4의 배수이고, (ⅲ) 상기 직교 변환은 주 대각선 상에 있는 모든 요소의 절대치가 제 1 값과 동일하고, 상기 주 대각선 상에 있지 않은 모든 요소의 절대치는 0이 아닌 제 2 값과 동일한 N×N 행렬 표현을 갖는다.

본 발명은 또한, 데이터의 블록을 복수의 송신채널을 통해 송신하는 제 1 송신방법을 제공하며, 이 제 1 송신방법은 송신될 상기 데이터의 블록에 따라, 각기 복수의 성분을 갖는 복수의 성상도 포인트 중 하나를 선택하는 단계와, 상기 선택된 성상도 포인트의 각 성분을 상기 복수의 송신채널 중 상이한 채널을 통해 송신하는 단계를 포함하고, (ⅰ) 상기 복수의 성상도 포인트는 N 차원의 공간 내에서 이들의 위치에 의해 한정되고, 상기 위치는 N 차원의 정수 격자인

의 부분집합에 직교 변환을 적용함으로써 얻어지며, (ⅱ) N은 4의 배수이고, (ⅲ) 상기 직교 변환은 주 대각선 상에 있는 모든 요소의 절대치가 제 1 값과 동일하고, 상기 주 대각선 상에 있지 않은 모든 요소의 절대치는 0이 아닌 제 2 값과 동일한 N×N 행렬 표현을 갖는다.

상기 송신장치 및 송신방법은 다양한 성상도 크기에 대해 높은 정도의 변조 다이버시티를 갖는 디지털 송신을 위한 다차원 회전된 성상도(다차원 회전행렬)를 효율적으로 생성하는 것을 허용한다. 생성된 다차원 회전행렬을 사용함으로써 얻어진 다차원 회전된 성상도로 인해 상기 송신장치는 또한 높은 정도의 변조 다이버시티의 효과를 산출하는 데이터 송신을 가능케 한다.

본 발명은 또한, 상기 N×N 행렬 표현 대신에, 상기 직교 변환은 N×N 행렬 표현에서 행 및/또는 열을 치환함으로써 얻은 행렬 표현을 갖는 제 1 송신장치 및 제 1 송신방법인, 제 2 송신장치 및 제 2 송신방법을 제공한다.

상기 구조는 제 1 값과 동일한 주 대각선 상에 있는 모든 요소의 절대치를 갖고, 0이 아닌 제 2 값과 동일한 주 대각선 상이 아닌 모든 요소의 절대치를 갖는 N×N 행렬 표현으로 생성된 효과와 동일한 효과를 생성한다.

본 발명은 또한, 상기 선택된 성상도 포인트의 각 성분을, 상기 성분이 송신될 상기 복수의 송신채널 중 대응하는 채널에 맵핑하여, 상기 복수의 송신채널 중 각 채널의 페이딩이 상기 복수의 송신채널 중 임의의 다른 채널의 페이딩과 상호 관련되지 않게 되도록 동작하는 맵퍼를 더 포함하는 제 1 송신장치인 제 3 송신장치를 제공한다.

본 발명은 또한, 상기 선택된 성상도 포인트의 각 성분을, 상기 성분이 송신될 상기 복수의 송신채널 중 대응하는 채널에 맵핑하여, 상기 복수의 송신채널 중 각 채널의 페이딩이 상기 복수의 송신채널 중 임의의 다른 채널의 페이딩과 상호 관련되지 않게 하는 맵핑 단계를 더 포함하는 제 1 송신방법인 제 3 송신방법을 제공한다.

상기 구조는 심지어 페이딩의 존재 하에서도 송신 성능을 최적화할 수 있다.

본 발명은 또한, 상기 송신기는 상기 선택된 성상도 포인트의 각 성분을, 복수의 시간 슬롯, 주파수, 송신기 안테나, 또는 이들의 조합 중 다른 하나를 통해 송신하도록 적응되는 제 1 송신장치인 제 4 송신장치를 제공한다.

본 발명은 또한, 상기 복수의 송신채널은 직교 주파수분할 다중방식에서 복수의 상이한 반송파를 포함하는 각각 제 1 송신장치 및 제 1 송신방법인 제 5 송신장치 및 제 4 송신방법을 제공한다.

본 발명은 또한, 상기 복수의 송신채널은 직교 주파수분할 다중방식에서 복수의 상이한 심벌을 포함하는 각각 제 1 송신장치 및 제 1 송신방법인 제 6 송신장치 및 제 5 송신방법을 제공한다.

본 발명은 또한, 데이터의 블록을 복수의 송신채널을 통해 수신하기 위한 제 1 수신장치를 제공하며, 이 제 1 수신장치는 상기 복수의 송신채널을 통해 복수의 성분 신호를 수신하도록 동작하는 수신기와, 상기 수신된 복수의 성분 신호에 따라 복수의 성상도 포인트 중 하나를 선택하도록 동작하는 변조기를 포함하고, (ⅰ) 상기 복수의 성상도 포인트는 N 차원의 공간 내에서 이들의 위치에 의해 한정되고, 상기 위치는 N 차원의 정수 격자인

본 발명은 또한, 데이터의 블록을 복수의 송신채널을 통해 수신하는 제 1 수신방법을 제공하며, 이 제 1 수신방법은 상기 복수의 송신채널을 통해 복수의 성분 신호를 수신하는 단계와, 상기 수신된 복수의 성분 신호에 따라 복수의 성상도 포인트 중 하나를 선택하는 단계를 포함하고, (ⅰ) 상기 복수의 성상도 포인트는 N 차원의 공간 내에서 이들의 위치에 의해 한정되고, 상기 위치는 N 차원의 정수 격자인

의 부분집합에 직교 변환을 적용함으로써 얻어지며, (ⅱ) N은 4의 배수이고, (ⅲ)상기 직교 변환은 주 대각선 상에 있는 모든 요소의 절대치는 제 1 값과 동일하고, 상기 주 대각선 상에 있지 않은 모든 요소의 절대치는 0이 아닌 제 2 값과 동일한 N×N 행렬 표현을 갖는다.

상기 수신장치 및 수신방법은 다양한 성상도 크기에 대해 높은 정도의 변조 다이버시티를 갖는 디지털 송신을 위한 다차원 회전된 성상도(다차원 회전행렬)를 효율적으로 생성하는 것을 허용한다. 생성된 다차원 회전행렬을 사용함으로써 얻어진 다차원 회전된 성상도로 인해 상기 수신장치는 또한 높은 정도의 변조 다이버시티의 효과를 산출하는 데이터 수신을 가능케 한다.

본 발명은 또한, 상기 N×N 행렬 표현 대신에, 상기 직교 변환은 N×N 행렬 표현에서 행 및/또는 열을 치환함으로써 얻은 행렬 표현을 갖는 제 1 수신장치 및 제 1 수신방법인 제 2 수신장치 및 제 2 수신방법을 제공한다.

본 발명은 또한, 상기 복수의 송신채널은 직교 주파수분할 다중방식에서 복수의 상이한 반송파를 포함하는 제 1 수신장치 및 제 1 수신방법인 제 3 수신장치 및 제 3 수신방법을 제공한다.

본 발명은 또한, 상기 복수의 송신채널은 직교 주파수분할 다중방식에서 복수의 상이한 심벌을 포함하는 제 1 수신장치 및 제 1 수신방법인 제 4 수신장치 및 제 4 수신방법을 제공한다.

본 발명은 또한 데이터 통신시스템에서 디지털 변조 방식을 위한 다차원 성상도를 생성하는 제 1 생성방법을 제공하며, 이 제 1 생성방법은 다차원 벡터 공간의 복수의 벡터를 수신하는 단계와, 상기 수신된 복수의 벡터에 직교 변환을 적용함으로써 상기 다차원 성상도의 성상도 포인트를 얻는 단계를 포함하고, (ⅰ) 상기 직교 변환은 수신된 임의의 2개의 고유한 벡터의 성분에서 상이한 값의 최소 수에 관해 임의의 2개의 고유한 다차원 성상도 포인트의 성분에서 상이한 값의 최소 수를 증가시키도록 적응되고, (ⅱ) 상기 직교 변환은 N×N 행렬 표현을 갖고, N은 4의 배수이고, 주 대각선 상에 있는 모든 요소의 절대치는 제 1 값과 동일하고, 상기 주 대각선 상에 있지 않은 모든 요소의 절대치는 0이 아닌 제 2 값과 동일하다.

상기 생성방법은 다양한 성상도 크기에 대해 높은 정도의 변조 다이버시티를 갖는 디지털 송신을 위한 다차원 회전된 성상도(다차원 회전행렬)를 효율적으로 생성하는 것을 허용한다. 생성된 다차원 회전행렬을 사용함으로써 얻어진 다차원 회전된 성상도로 인해 상기 수신장치는 또한 높은 정도의 변조 다이버시티의 효과를 산출하는 데이터 수신을 가능케 한다.

본 발명은 또한, 상기 N×N 행렬 표현 대신에, 상기 직교 변환은 N×N 행렬 표현에서 행 및/또는 열을 치환함으로써 얻은 행렬 표현을 갖는 다차원 성상도를 생성하는 제 1 생성방법인 다차원 성상도를 생성하는 제 2 생성방법을 제공한다.

본 발명은 또한, 회전 계수 r을 0과 1 사이의 실수로서 선택하는 단계와, 수식

의 값을 구함으로써 제 1 값 a를 계산하는 단계와, 수식

의 값을 구함으로써 제 2 값 b를 계산하는 단계와, 행렬

의 각 요소 (i, j)에 대해 행렬 표현이 직교하도록 부호 값 (s_i _{, j})을 선택함으로써 직교 변환을 결정하는 단계를 포함하는 제 1 생성방법인, 다차원 성상도를 생성하는 제 3 생성방법을 제공한다.

상기 구조를 통해 직교 변환이 쉽게 결정될 수 있다.

본 발명은 또한, 상기 선택된 회전 계수 r은 임의의 2개의 고유한 다차원 성상도 포인트의 성분에서 상이한 값의 최소 수를 최대화하는 다차원 성상도를 생성하는 제 1 생성방법인 다차원 성상도를 생성하는 제 4 생성방법을 제공한다.

상기 구조는 스펙트럼 효율을 유지하면서, 높은 정도의 변조 다이버시티 및 이와 함께 페이딩의 존재 하에 증가된 강력함을 달성하는 것을 가능케 한다.

본 발명은 또한, 상기 수신된 복수의 벡터는 N 차원의 정수 격자인

의 부분집합를 나타내는 제 1 생성방법인 다차원 성상도를 생성하는 제 5 생성방법을 제공한다.

상기 구조는 간단한 수치 구현에 유용하다.

이하, 도면을 참조하여 본 발명의 실시 예를 설명한다.

먼저, 제안된 다차원 회전행렬에 대해서 설명한다.

다차원 회전행렬은 단일 독립 파라미터들과 가능한 한 규칙적인 구조를 갖는다. 파라미터는 다양한 성상도 크기를 위해 에러 확률을 최소화하도록 구성할 수 있다. 특히, 다음의 두 가지 조건 (i) 및 (ii)가 다차원 회전된 성상도를 얻기 위하여 사용된 다차원 회전행렬에 부가된다.

(i) 각 출력은 주 입력을 가져야 한다.

(ii) 나머지 입력들은 동일한 가중치를 가져야 한다.

다차원 회전행렬이 다음의 수학 식 19(N=4에 대한)에 나타낸 형태라면, 또는 보다 일반적으로 다음의 수학 식 20에 나타낸 형태라면 상기 조건 (i) 및 (ii)는 충족된다. 수학 식 20에 나타낸 다차원 회전행렬은 N×N 행렬인 것을 주목해야 한다.

여기에서, a와 b는 실 파라미터를 나타내고, 각 부호 값 S_i _{, j}는

를 만족시킨다. 상기 조건 (i) 및 (ii)를 충족시키는 파라미터 a와 b의 값은 관계식 a > b > 0을 만족시킨다.

명백하게, 동일한 장점들은 위 수학 식 20에 나타낸 다차원 회전행렬의 행 및/또는 열을 치환함으로써 얻을 수 있다. 그러므로 수학 식 20에 나타낸 행렬은 다차원 회전행렬로서 사용할 수 있다. 대안적으로, 수학 식 20에 나타낸 행렬의 행 및/또는 열을 치환함으로써 얻은 행렬을 다차원 회전행렬로서 사용하는 것이 가능하다. 수학 식 20에 나타낸 행렬과 수학 식 20에 나타낸 행렬의 행 및/또는 열을 치환함으로써 얻은 행렬은 다음의 특징들을 갖는다, 즉 (i) 각 행은 실수 파라미터 a를 갖는 요소를 포함하고; (ii) 각 열은 실수 파라미터 a를 갖는 요소를 포함하며, (iii) 각 행/열 내의 요소들 중 나머지는 실수 파라미터 b를 갖는다.

다음에, 수학 식 20에 나타낸 다차원 회전행렬의 정규화를 설명한다. 유사한 정규화는 수학 식 20에 나타낸 행렬의 행 및/또는 열을 치환함으로써 얻은 행렬(다차원 회전행렬)에 대해 수행할 수 있다.

정규화 조건은 파라미터 a와 b 사이에 다음의 수학 식 21에 나타낸 관계를 구축한다.

그러므로 다차원 회전행렬은 오직 하나의 독립 파라미터를 갖는다. 다음의 수학 식 22에서 0과 1 사이의 "회전 계수" r을 정의한다.

그러므로 파라미터 a 및 b는 다음의 수학 식 23에 나타낸 바와 같이 "회전 계수" r의 항에 관해 표시할 수 있다.

"회전 계수" r을 사용하는 장점은 차원의 수와 관계없이 범위가 항상 0에서 1까지라는 점이다. "회전 계수" r에 대한 최적 값은 성상도 크기, 즉 제곱/세제곱 성상도에 대한 차원의 수 N과 차원당 비트의 수 B에 의존한다. 위 조건 (i) 및 (ii)를 만족시키는 r의 값은 0보다 크고 1보다 작다.

다차원 성상도를 회전시키기 위한 다차원 회전행렬은 정규화되거나 정규화되지 않을 수 있다.

유일한 미해결 문제는 부호행렬(S)이 어떤 값을 취해야 하는가에 대한 것이다. 부호행렬(S)은 다음의 수학 식 24에 의해 정의된다.

필요조건이지만 충분하지는 않는 조건은 부호행렬(S)이 크기조정 계수까지 직교해야 하는 것이다. 이러한 행렬은 문헌적으로 아다마르 행렬로서 알려져 있다. 다차원 회전행렬 (R)에서 a와 b가 다르기 때문에, 다음의 수학 식 25에 나타낸 추가 조건이 부과되어야 한다.

이 조건은 임의의 a*b 곱이 대응하는 b*a 곱을 상쇄시키는 것을 보장한다.

주 대각선 상의 모든 요소가 동일한 부호를 가지면 주 대각선에 대해 대칭인 요소들의 각 쌍은 반대 부호를 가지며, 이 조건은 충족된다. 4-D 및 8-D(8차원)의 경우에 대한 이러한 특별히 선호되는 부호행렬의 예들은 다음의 수학 식 26과 수학 식 27에 각각 나타낸다.

아다마르 행렬은 4의 배수인 크기에 대해서만 가능함을 주목해야 한다. 그러므로 다차원 회전행렬은 4의 배수인 수의 차원에 대해서만 존재한다. 따라서 본 발명에 따른 성상도의 차원의 수는 4의 배수(예, 4, 8, 12 및 16)인 것이 바람직하다.

일단 부호행렬(S)이 고정되면, 결과적인 다차원 회전행렬 (R)은 다음의 단계들을 수행함으로써 특정 성상도 크기, 즉 차원당 비트 또는 성상도 포인트의 수에 대해 최적화할 수 있는데, 이들 단계는 "회전 계수" r을 적절하게 선택하는 단계와, 선택된 "회전 계수" r로 수학 식 23을 치환함으로써 파라미터 a와 b를 계산하는 단계다. 이를 위해, 임의의 적합한 최적화 알고리즘을 사용할 수 있다. 최적화 타깃으로서 임의의 2개의 고유한 다차원 회전된 성상도 포인트의 성분에서 상이한 값의 최소값을 사용할 수 있다. 다른 최적화 타깃 역시 사용할 수 있다. 본 발명의 바람직한 실시 예에 따라 임의의 2개의 고유한 다차원 회전된 성상도 포인트의 대응하는 성분 사이의 최소 절대치 차이를 고려하는 비용 함수가 정의된다. 이러한 비용 함수의 예는 2개의 다차원 회전된 성상도 포인트의 대응하는 성분 사이의 모든 N개의 절대치 차이들에 대한 최소값을 계산하고, 다차원 회전된 성상도 포인트의 모든 쌍들에 대해 이들 최소값 또는 이들의 제곱값을 합산한다.

만일 임의의 2개의 고유한 다차원 회전된 성상도 포인트의 성분 내의 다른 값의 최소 수가 다차원 회전되지 않은 성상도에 속한 것보다 크면 다차원 회전된 성상도는 이미 유용할 수 있다. 또한, 만일 임의의 2개의 고유한 다차원 회전된 성상도 포인트의 2개의 대응하는 성분의 최소 절대치 차가 다차원 회전되지 않은 성상도에 속한 것보다 크면 다차원 회전된 성상도는 이미 유용할 수 있다.

본 발명의 바람직한 실시 예에 있어서 송신 채널과 디코더를 포함하는 전체 송신 처리는 비트 에러율을 계산하기 위하여 시뮬레이션할 수 있다. 다음에, "회전 계수" r은 결정된 비트 에러율을 최소화하도록 적응할 수 있다.

따라서 본 발명은 복수의 페이딩 (부-)채널 또는 슬롯을 통해 데이터를 최적의 스펙트럼 효율로 변조하고 송신하기 위하여 사용할 수 있는 다차원 회전된 성상도를 생성하는 것을 허용한다. 이를 위해, 원하는 수의 차원 N과 차원당 원하는 수의 비트(즉, 방향당 성상도 포인트의 수)을 갖는 종래의 초 입방체 성상도는 예를 들어 N-차원의 정수 격자인

의 적절한 부분집합를 선택함으로써 설정할 수 있다. 여기에서,

은 정수 좌표들을 갖는 N-차원 공간의 모든 점들의 세트이다. 이러한 초 입방체 성상도는 예를 들어 종래의 정규 QAM 성상도의 N 차원에 대한 일반화가 가능하다. 그러나 원형 성상도의 N 차원에 대한 일반화 등과 같은 다른 초기 성상도를 사용할 수 있다.

일단 초기 성상도가 고정되면, 위에서 정의한 다차원 회전행렬 (R)을 성상도 포인트의 회전된 세트, 즉 다차원 회전된 성상도를 얻도록 각각의 초기 성상도 포인트에 적용함으로써 초기 성상도는 회전을 겪을 수 있다. 다차원 회전된 성상도는 "회전 계수" r의 특별한 선택에 의존하여, 제공된 변조 다이버시티의 정도에 관해 초기 성상도보다 더욱 유용할 수 있다. "회전 계수" r, 및 이와 함께 회전된 성상도는 특정 용도에서 요구하는 최대 변조 다이버시티, 또는 적어도 특정 최소값 정도의 변조 다이버시티를 제공하는 성상도를 얻도록 상술한 바와 같이 변할 수 있다.

본 발명은 또한, 상술한 방법에 의해 얻은 다차원 회전된 성상도를 사용하는 변조 구조를 기초하여, 복수의 페이딩 (부-)채널 또는 슬롯을 통해 데이터를 효율적으로 송신 및 수신하기 위한 방법 및 장치를 제공한다. 본 발명의 방법 또는 장치는 원하는 다차원 회전된 성상도를 얻기 위하여 상술한 방법을 수행할 수 있거나, 상술한 방법을 사용하여 계산한 다차원 회전된 성상도의 사전 정의되고 사전 저장된 성상도 포인트의 세트를 사용할 수 있다. 후자의 경우, 본 발명의 방법 또는 장치는 성상도 포인트의 적어도 일부의 위치를 나타내는 정보가 저장되는 저장수단을 액세스할 수 있다.

본 발명의 다른 양상은 N 차원의 회전된 성상도의 N 차원이 송신 도중에 독립적인 페이딩을 겪도록 하는 N 차원의 회전된 성상도의 N 차원의 분리 및 맵핑에 관한 것이다. 이러한 양상은 예상된 다이버시티 성능을 얻기 위해 필요한 주요 양상이다.

일반적으로, 이러한 양상은 복수의 송신채널 중 상이한 하나의 채널에 걸쳐 N 차원의 회전된 성상도의 성상도 포인트의 각 N개 성분을 송신함으로써, 이들 송신 채널의 각 페이딩이 송신 채널 중 임의의 다른 채널의 페이딩과 상호 관련되지 않으면 달성할 수 있다. 본 명세서에서 "복수의 송신채널 중 상이한 하나의 채널"이란 구절은 복수의 시간 슬롯, 주파수, 송신기 안테나, 또는 이들의 조합 중 상이한 하나를 언급할 수 있다. 직교 주파수-분할 다중화(orthogonal frequency-division multiplexing, OFDM)와 관련해서, "복수의 송신채널 중 상이한 하나의 채널"이란 구절은 특히 복수의 활성 반송파, OFDM 심벌, 또는 이들의 조합 중 상이한 하나를 언급할 수 있다. 단일 반송파 시스템과 관련해서, "복수의 송신채널 중 상이한 하나의 채널"이란 구절은 특히 복수의 심벌 또는 시간 슬롯 중 상이한 하나를 언급할 수 있다.

추가 신호처리는 송신 이전에 가능하다. 중요 한계 양상은 각각의 N 차원이 겪은 페이딩이 N 차원 중 임의의 다른 차원이 겪은 페이딩과 다르거나, 또는 이상적으로는 상호 관련되지 않아야 한다.

상이한 시간 슬롯, 주파수 및 송신기 안테나를 가로질러 N 차원의 전개는 예를 들어 적절한 인터리빙 및 맵핑을 통해 달성될 수 있다.

본 발명의 다른 양상은 N 차원의 회전된 성상도의 N개의 실수 차원의 송신을 위한 복소 심벌로의 맵핑에 관한 것이다. 주어진 채널의 동위상의 성분과 직교 성분의 페이딩이 전형적으로 동일하기 때문에, 복소 심벌은 동일한 성상도 포인트의 2개의 상이한 성분로 이루어지지 않을 수 있다. 대신에, 성상도 포인트의 N 성분은 원하는 다이버시티를 보장하기 위하여 상이한 복소 심벌로 맵핑되어야 한다.

이러한 방식으로 생성된 복소 심벌은 다음에, 예를 들어 인터리빙 및 맵핑을 통해 이용 가능한 시간 슬롯, 주파수, 및/또는 안테나를 통해 종래 방식으로 전개되어, 각각의 N 차원이 겪은 페이딩이 N 차원의 임의의 다른 채널이 겪은 페이딩과 상호 관련되지 않게 된다.

다음의 내용은 데이터 통신에서 디지털 변조 방식을 위한 다차원 성상도를 생성하기 위한 방법의 흐름 예를 기술한다. 이러한 흐름은 예를 들어 컴퓨터 시스템에 의해 달성된다. 다음의 각 단계들은 중앙 처리 유닛(CPU)에 의해 실행된다.

(단계 1) N 차원의 벡터 공간의 복수의 벡터가 수신된다. 예를 들어 복수의 수신된 벡터는 N 차원의 정수 격자인

의 부분집합를 나타낸다.

(단계 2) 상기 수학 식 24에 나타낸 부호행렬의 부호 값 (S_i _{, j})이 결정되어, 위 수학 식 20에 나타낸 N 차원의 회전행렬 (R)이 직교하게 된다.

(단계 3) "회전 계수" r은 0과 1 사이의 실수로서 선택된다. 예를 들어 "회전 계수" r이 선택되어, 임의의 2개의 고유 다차원 성상도 포인트의 성분 내에서 상이한 값의 최소값을 최대화시키는 것을 주목해야 한다. 그러나 본 발명은 이러한 점에 국한되는 것은 아니다. 대안적으로 "회전 계수" r은 임의의 2개의 고유한 N 차원의 회전된 성상도 포인트의 성분에서 상이한 값의 최소 수를, 단계 1에서 수신된 임의의 2개의 고유한 벡터의 성분에서 상이한 값의 최소 수에 관하여 증가시키도록 선택된다.

(단계 4) 파라미터들 a 및 b의 값은 단계 3에서 선택된 "회전 계수" r의 값을 위 수학 식 23에서 치환함으로써 계산할 수 있다.

(단계 5) N 차원의 회전행렬 (R)은 (i) 단계 2에서 결정된 부호 값 (S_i _{, j})을 갖는 부호행렬(S)과, (ii) 단계 4에서 계산된 파라미터들 a 및 b의 값을 사용함으로써 위 수학 식 20으로부터 결정할 수 있다.

(단계 6) N 차원의 회전된 성상도의 성상도 포인트는 단계 5에서 결정된 N 차원의 회전행렬 (R)을 단계 1에서 수신된 다차원 벡터 공간의 복수의 벡터에 적용함으로써 얻어진다.

도 12는 도 2에 도시된 바와 유사한 것으로, 본 발명의 일 실시 예에 따른 송신장치의 블록도다. 상술한 것과 동일한 요소들은 동일한 참조 번호들을 부여하고, 이들의 상세한 설명은 생략한다.

도 12의 송신장치는 회전된 성상도 디맵퍼(230)가 회전된 성상도 디맵퍼(demapper, 1230)로 대체된 점에서 도 2의 송신장치와 다르다. 회전된 성상도 맵퍼(mapper, 1230)는 N 차원의 공간 내에서 그들의 위치에 의해 한정된 복수의 성상도 포인트를 갖는 N 차원의 회전된 성상도를 기초로 한 처리를 수행하며, 이러한 위치는 수학 식 20에 나타낸 N 차원의 회전행렬, 또는 위 수학 식 20에 나타낸 N 차원의 회전행렬의 행 및/또는 열을 치환함으로써 얻은 N 차원의 회전행렬을 N 차원의 정수 격자인

의 부분집합(subset)에 적용함으로써 얻어진다. 더욱 명확하게, 이러한 처리는 비트 인터리버(bit interleaver, 220)의 출력을 회전된 성상도에 맵핑한다.

도 13은 도 4에 도시된 수신장치와 유사한 것으로, 본 발명의 일 실시 예에 따른 수신장치의 블록도다. 상술한 것과 동일한 요소들은 동일한 참조 번호를 부여하고, 이들의 상세한 설명은 생략한다.

도 13의 수신장치는 회전된 성상도 디맵퍼(450)가 회전된 성상도 디맵퍼(1350)로 대체된 점에서 도 14의 수신장치와 다르다. 회전된 성상도 디맵퍼(1350)는 N 차원의 공간 내에서 그들의 위치에 의해 한정된 복수의 성상도 포인트를 갖는 N 차원의 회전된 성상도를 기초로 한 처리를 수행하는데, 이러한 위치는 수학 식 20에 나타낸 N 차원의 회전행렬, 또는 위 수학 식 20에 나타낸 N 차원의 회전행렬의 행 및/또는 열을 치환함으로써 얻은 N 차원의 회전행렬을 N 차원의 정수 격자인

의 부분집합에 적용함으로써 얻어진다.

도 14는 16-QAM 회전된 성상도(N=2, B=2)에 대해 도 13의 회전된 성상도 디맵퍼(1350)를 위한 하드웨어 구현 예를 도시한다. 도 13의 회전된 성상도 디맵퍼(1350)는 도 7에 도시된 회전된 성상도 맵퍼(720) 대신에 회전된 성상도 맵퍼(1420)를 포함한다. 회전된 성상도 맵퍼(1420)는 카운터(710)의 출력(b₁ 내지 b₄)을 N 차원의 공간 내에서 그들의 위치에 의해 한정된 복수의 성상도 포인트를 갖는 N 차원의 회전된 성상도로 맵핑하며, 이러한 위치는 수학 식 20에 나타낸 N 차원의 회전행렬, 또는 위 수학 식 20에 나타낸 N 차원의 회전행렬의 행 및/또는 열을 치환함으로써 얻은 N 차원의 회전행렬을 N 차원의 정수 격자인

의 부분집합에 적용함으로써 얻어진다. 다음에, 회전된 성상도 맵퍼(1420)는 최종 성상도 성분 (s₁ 내지 s₄)을 제곱 유클리드 거리계산기(730)에 출력한다.

송신장치와 수신장치의 구조들은 상술한 것들에 국한되는 것이 아님을 주목해야 한다. 예를 들어, 수신장치는 도 10 및 도 11에 도시된 구조들 중 하나를 가질 수 있다. 이 경우, 회전된 성상도 디맵퍼(1010 또는 720)는 N 차원의 공간 내에서 그들의 위치에 의해 한정된 복수의 성상도 포인트를 갖는 N 차원의 회전된 성상도를 기초로 한 처리를 수행하며, 이러한 위치는 수학 식 20에 나타낸 N 차원의 회전행렬, 또는 위 수학 식 20에 나타낸 N 차원의 회전행렬의 행 및/또는 열을 치환함으로써 얻은 N 차원의 회전행렬을 N 차원의 정수 격자인

의 부분집합에 적용함으로써 얻어진다.

본 발명은 디지털 데이터통신에 관한 것으로, 높은 정도의 변조 다이버시티를 갖는 디지털 데이터 변조를 위한 다차원 성상도를 생성하는 효율적인 방법, 이러한 성상도를 기초하여 데이터를 송신 및 수신하는 방법, 및 대응하는 장치를 제공한다. 본 발명은 대각선 상의 모든 요소가 동일한 제 1 절대치를 갖고, 모든 다른 요소들이 동일한 제 2 절대치를 갖는 다차원 회전행렬만을 고려함으로써 달성된다. 이러한 방식으로 단일 독립 파라미터와 가능한 한 규칙적인 구조를 갖는 다차원 회전행렬을 생성할 수 있다. 독립 파라미터는 다양한 성상도 크기에 대한 에러 확률을 최소화하도록 구성할 수 있다.

본 발명은 성상도를 사용함으로써 변조/복조를 수행하는 통신 장치에 적용할 수 있다.

210 FEC 인코더
220 비트 인터리버
1230 회전된 성상도 맵퍼
240 복소 심벌 맵퍼
250 심벌 인터리버/맵퍼
260-1 내지 260-M 변조 체인
270-1 내지 270-M 송신기 안테나
410-1 내지 410-M 수신기 안테나
420-1 내지 420-M 변조 체인
430 심벌 디맵퍼/디인터리버
440 복소 심벌 맵퍼
1350 회전된 성상도 디맵퍼
460 비트 디인터리버
470 FEC 디코더

Claims

복수의 송신채널을 이용하여 데이터 블록을 송신하는 송신장치로,
송신될 상기 데이터 블록에 따라서 N개의 성상도 성분(constellation component)을 취득하는 변조기와,
취득한 N개의 성상도 성분 각각을 송신하는 송신기를 포함하고,
상기 N개의 성상도 성분은 상기 데이터 블록에 대해 직교 변환을 실행하여 얻어지며,
N은 4이고,
상기 직교 변환은, (ⅰ) N×N 행렬 R 표현, 또는, (ⅱ) N×N 행렬 R 표현의 열 및 행의 어느 일방 또는 양방을 치환함으로써 얻은 행렬 표현 중 하나를 가지며,

a와 b는 실수 파라미터(real parameter)이고,
각 부호 값 S_{i, j}는

을 만족하며,
실수 파라미터 b는 b≠0을 만족하고,
실수 파라미터 a와 b는 a²+(N-1)b²=1을 만족하는 송신장치.
복수의 송신채널을 이용하여 데이터 블록을 수신하는 수신장치로,
복수의 성분신호를 수신하는 수신기와,
수신한 상기 복수의 성분신호에 따라서 N개의 성상도 성분의 디맵핑 처리(demapping processing)를 하는 복조기를 포함하고,
상기 N개의 성상도 성분은 상기 데이터 블록에 대해 직교 변환을 실행하여 얻어지며,
N은 4이고,
상기 직교 변환은, (ⅰ) N×N 행렬 R 표현, 또는, (ⅱ) N×N 행렬 R 표현의 열 및 행의 어느 일방 또는 양방을 치환함으로써 얻은 행렬 표현 중 하나를 가지며,

a와 b는 실수 파라미터이고,
각 부호 값 S_{i, j}는

을 만족하며,
실수 파라미터 b는 b≠0을 만족하고,
실수 파라미터 a와 b는 a²+(N-1)b²=1을 만족하는 수신장치.
복수의 송신채널을 이용하여 데이터 블록을 송신하는 송신방법으로,
송신될 상기 데이터 블록에 따라서 N개의 성상도 성분을 취득하는 단계와,
취득한 N개의 성상도 성분 각각을 송신하는 단계를 포함하고,
상기 N개의 성상도 성분은 상기 데이터 블록에 대해 직교 변환을 실행하여 얻어지며,
N은 4이고,
상기 직교 변환은, (ⅰ) N×N 행렬 R 표현, 또는, (ⅱ) N×N 행렬 R 표현의 열 및 행의 어느 일방 또는 양방을 치환함으로써 얻은 행렬 표현 중 하나를 가지며,

a와 b는 실수 파라미터이고,
각 부호 값 S_{i, j}는

을 만족하며,
실수 파라미터 b는 b≠0을 만족하고,
실수 파라미터 a와 b는 a²+(N-1)b²=1을 만족하는 송신방법.
복수의 송신채널을 이용하여 데이터 블록을 수신하는 수신방법으로,
복수의 성분신호를 수신하는 단계와,
수신한 상기 복수의 성분신호에 따라서 N개의 성상도 성분의 디맵핑 처리를 하는 단계를 포함하고,
상기 N개의 성상도 성분은 상기 데이터 블록에 대해 직교 변환을 실행하여 얻어지며,
N은 4이고,
상기 직교 변환은, (ⅰ) N×N 행렬 R 표현, 또는, (ⅱ) N×N 행렬 R 표현의 열 및 행의 어느 일방 또는 양방을 치환함으로써 얻은 행렬 표현 중 하나를 가지며,

a와 b는 실수 파라미터이고,
각 부호 값 S_{i, j}는

을 만족하며,
실수 파라미터 b는 b≠0을 만족하고,
실수 파라미터 a와 b는 a²+(N-1)b²=1을 만족하는 수신방법.
데이터 통신시스템에서 디지털 변조 스킴(digital modulation scheme)을 위한 N차원 성상도(N은 4)를 생성하는 생성방법으로,
N차원 공간의 복수의 벡터를 수신하는 단계와,
수신한 상기 복수의 벡터에 직교 변환을 적용함으로써 N차원 성상도의 성상도 포인트를 얻는 단계를 포함하고,
상기 직교 변환은, (ⅰ) N×N 행렬 R 표현, 또는, (ⅱ) N×N 행렬 R 표현의 열 및 행의 어느 일방 또는 양방을 치환함으로써 얻은 행렬 표현 중 하나를 가지며,

a와 b는 실수 파라미터이고,
각 부호 값 S_{i, j}는

을 만족하며,
실수 파라미터 b는 b≠0을 만족하고,
실수 파라미터 a와 b는 a²+(N-1)b²=1을 만족하는 생성방법.