KR101305386B1 - Ｒｆ 기술을 이용한 객체 추적용 감소된 감쇄 방법 및시스템 - Google Patents

Ｒｆ 기술을 이용한 객체 추적용 감소된 감쇄 방법 및시스템 Download PDF

Info

Publication number
KR101305386B1
KR101305386B1 KR1020087017249A KR20087017249A KR101305386B1 KR 101305386 B1 KR101305386 B1 KR 101305386B1 KR 1020087017249 A KR1020087017249 A KR 1020087017249A KR 20087017249 A KR20087017249 A KR 20087017249A KR 101305386 B1 KR101305386 B1 KR 101305386B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
tag
ranging signal
master
master unit
Prior art date
Application number
KR1020087017249A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20080086889A (ko
Inventor
알렉세이 탈리세브
안드레이 유쓰코브
휄릭스 막호브스키
Original Assignee
인비시트랙, 인크.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 인비시트랙, 인크. filed Critical 인비시트랙, 인크.
Publication of KR20080086889A publication Critical patent/KR20080086889A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101305386B1 publication Critical patent/KR101305386B1/ko

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G08—SIGNALLING
    • G08B—SIGNALLING OR CALLING SYSTEMS; ORDER TELEGRAPHS; ALARM SYSTEMS
    • G08B1/00—Systems for signalling characterised solely by the form of transmission of the signal
    • G08B1/08—Systems for signalling characterised solely by the form of transmission of the signal using electric transmission ; transformation of alarm signals to electrical signals from a different medium, e.g. transmission of an electric alarm signal upon detection of an audible alarm signal
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/74—Systems using reradiation of radio waves, e.g. secondary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/76—Systems using reradiation of radio waves, e.g. secondary radar systems; Analogous systems wherein pulse-type signals are transmitted
    • G01S13/767—Responders; Transponders
    • G—PHYSICS
    • G08—SIGNALLING
    • G08B—SIGNALLING OR CALLING SYSTEMS; ORDER TELEGRAPHS; ALARM SYSTEMS
    • G08B13/00—Burglar, theft or intruder alarms
    • G08B13/02—Mechanical actuation
    • G08B13/14—Mechanical actuation by lifting or attempted removal of hand-portable articles
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/0003—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/0003—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain
    • H04B1/0007—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain wherein the AD/DA conversion occurs at radiofrequency or intermediate frequency stage
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B5/00—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems
    • H04B5/40—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems characterised by components specially adapted for near-field transmission
    • H04B5/48—Transceivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/24—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/46—Indirect determination of position data
    • G01S2013/466—Indirect determination of position data by Trilateration, i.e. two antennas or two sensors determine separately the distance to a target, whereby with the knowledge of the baseline length, i.e. the distance between the antennas or sensors, the position data of the target is determined
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/46—Indirect determination of position data
    • G01S2013/468—Indirect determination of position data by Triangulation, i.e. two antennas or two sensors determine separately the bearing, direction or angle to a target, whereby with the knowledge of the baseline length, the position data of the target is determined

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)
  • Near-Field Transmission Systems (AREA)

Abstract

객체를 추적하고 위치 확인하는 무선 주파수(RF)-기반 인식 방법 및 시스템. 상기 방법 및 시스템은, 저주파범위에 있는 초단파(VHF)의 협대역폭 신호를 사용하며, 이는 상기 RF 위치 신호의 정확도 감소 및 전파 감소를 최소화한다. 신호 회전시간이 기록되고 마스터와 태그 간 거리가 측정된다. 상기 방법과 시스템은, VHF 대역을 사용함으로써 길어진 RF 신호 관통 거리 및 증가한 정확도를 얻게한다. 디지털 신호 처리 기술 및 소프트웨어 기반 무선 기술이 사용된다. 상기 무선들에 의해 전송 및 수신된 실재 파형은, 상기 소프트웨어에 의해 정의된다. 상기 마스터 유니트 및 태그의 역활은 반대일 수 있다.
무선 주파수, RF 송수신기

Description

ＲＦ 기술을 이용한 객체 추적용 감소된 감쇄 방법 및 시스템{METHODS AND SYSTEM FOR REDUCED ATTENUATION IN TRACKING OBJECTS USING RF TECHNOLOGY}
본 발명은, 객체를 추적하고 위치를 확인하는 무선 주파수(RF)-기반 인식 방법 및 시스템에 관한 것이다.
객체의 상대적 및 지리학적 위치 측정을 위한 RF 기반인식 및 위치확인 시스템은, 개체를 추적할 뿐 아니라, 일반적으로 단일 객체들 또는 객체 집단을 추적하는데 사용된다. 종래의 위치확인 시스템은 개방된 외부환경에서 위치측정에 사용되어왔다. RF 기반, 범지구위치결정시스템(GPS), 및 보조 GPS는 전형적으로 사용된다. 그러나, 종래의 위치확인 시스템은 UFH 대역에서 작동되며, 외부는 물론 폐쇄된 환경에 있는 객체를 위치확인하는 경우, 어느 정도의 부정확성을 경험한다.
실내 및 외부 위치 부정확성은, 주로 RF 전파에 의한 것이며, 특히, RF 신호의 감소/감쇄, 분산 및 반사에 의한 것이다. 이에 따라, 객체 인식 및 실내와 외부 모두에서 정확성을 가지는 위치확인을 위한 방법 및 시스템에 대한 욕구가 있다.
종래의 인식 및 추적위치 시스템은 정확한 RF 추적 및 위치확인을 위한 협대역폭 신호를 사용하지 않았다. 이전의 성과들은 객체 추적 및 위치확인을 위한 RF인식용의 상기와 같은 협대역폭 신호를 개시해왔었다. 상기 협대역폭 신호는 비실 제적인 것으로 간주해 왔다. 왜나하면, 객체의 정확한 인식 및 위치확인은 매우 정확한 거리 측정을 필요로 하기 때문이다. 상기 거리측정은 3각 측량/삼변측량술 또는 가상의 3각 측량 측정법에 사용된다.
종래의 시스템은 지점 대 지점(point-to-point)간 통신용 단독 오피스로 한정된다. 추가예의 방법에 의해, 병원빌딩은, 금속 외장(metal enclosures)으로 입혀진 의학장비, 금속 캐비넷, 테이블등을 포함한 다양한 금속 객체로 가득하다. 만일, 900 MHz RF 신호가 이런 형태의 공간에 전송된다면, RF 파장은 단지 30 cm이며, 이들 객체의 대부분이 30 cm보다 현저히 크기 때문에 RF 에너지의 상당부분이 반사될 것이다. 또한 900 MHz에서, 상기 RF 에너지는, 신호가 내부벽 또는 빌딩 층계를 통과함에 따라 현저하게 감쇄될 것이며, 작동범위를 감소시킬 것이다. 이들 실내 효과들은, 벽에 의한 신호 감소와 잠재적 반사물에 의해 야기된 RF 신호의 감소로 인하여, 무리없이 복잡한 실내 환경에 위치하는 객체에 있어서 900 MHz의 신호 주파수를 비효과적이게끔 한다.
무선 RF 기반 시스템은 신호의 감쇄와 관련하여 "자유 공간" 손실이 되기 쉽다. "자유 공간" 손실 외에, 현실세계의 RF 기반 시스템에 있어서 기타 전파 감소는, 반사, 분산, 회절, 섀도윙(shadowing), 굴절 및 흡수를 포함한다. UHF 고주파 사용의 제한은, 이가 벽을 통과함에 있어 매우 감쇄되며(이를 테면, http://www.stanford.edu/class/ee359/lecture2.pdf), 전도체 및 비전도체에 의해 분산되거나 또는 흡수된다는 것이다.
상기 UHF 고주파 감쇄는, 일반적으로 도시환경 및 빌딩에서 찾을 수 있는 객체와 비교하여 작은 파형에 의해 일어난다. 그러므로, 고주파(UHR) RF 추적 및 위치확인 시스템은 두 개의 체계(regime)에서 작동되는 것으로 제한된다. GPS에 의해 우선적으로 사용된 제1체계는, 3개 이상의 위성에 신호를 퍼트리는 직접적인 방해받지 않는 시선(direct unobstructed line of sight)이 세워질 수 있는 개방된 공간에 효과적이다. 이것은 원만한 삼각 측량 및 객체 위치 확인을 가능하게 한다. 그러나, 이는 도시의 인구 밀집지대, 산림지, 깊은 협곡 및 불리한 기후 조건과 같은 폐쇄 환경에서도 마찬가지로 작용하지는 않는다.
제2체계는, 때때로 빌딩 내 위치확인에 사용되는 활성 RFID이다. 그러나, 상기 신호의 감쇄 및 분산은 100 피트로 작동범위를 제한한다. 각 방에 활성 RFID 판독기가 필요할 수도 있다. 마스터 유니트/판독기 및 슬레이브 유니트/태그 간의 작동거리가 증가함에 따라, 직접경로 RF 신호 에너지의 반사, 분사 및 감쇄가 더 많아진다. 이는 직통가시선(Direct Line of Sight , DLOS) 신호와 기타 모든 간접경로 신호 간 전력비를 감소시킨다.
한편, 전송된 신호의 전력을 증가시키는 것은 "자유공간" 손실 및 기타 전파 감소 문제들을 해결하는 것은 아니다. 고 전송 신호전력은 RF 링크버짓(Link Budget)을 증가시켜 그 결과로서, 작동범위를 증가시키고, RF 신호 에너지의 전파에 영향을 미치지 않는다. 고 전송 신호전력은 직통경로 RF 신호 에너지의 더 많은 반사, 분산 및 감쇄를 일으킨다. 모든 간접경로 신호들의 전력은 비율적으로 증가한다. 따라서, 전송 신호 전력을 증가시키는 것은 정확성의 감소 없이는 작동 범위를 연장하지 않는다.
기존의 RFTL (RF 추적-위치) 시스템은 대게 "활성 RFID" 기술 또는 "GPS" 기술을 사용한다. 여하튼, 그들은 300 과 3000 MHz 사이로 한정된 무선 주파수의 UHF 대역에서 작동한다.
이들 상대적으로 높은 무선 주파수 대역에서, 일시적으로 협소한 (이를 테면, 단 펄스(short pulse)) 범위 신호가 마스터 유니트로부터 슬레이브 태그에 또는 슬레이브 태그 사이에 보내질 수 있다. 이들 신호들은, 그들이 수신되는 경우, 상대적으로 분명한 형상이며, 잘 정의된 TOA (도착시간) 및 DTOA (차등 도착시간) 측정을 가능하게 함으로써, 상대적으로 정확한 시간 및 거리 측정이 만들어진다.
따라서, 레인징 정확도(ranging accuracy)는, 초단기 지속기간 RF 펄스에 따라 다른 것으로 보통 여겨진다. 이는, RF 펄스가 상당히 많은 주파수 구성요소로 이루어진다는 푸리에 해석으로부터 잘 이해될 수 있다. 때맞추어 더 가팔라지고 더 협소해진 상기 펄스는, 더 많은 주파수 구성요소를 가진다. 따라서 이는 "광대역"으로서 또는 "광 대역폭"을 가지는 것으로서 기술된다. 이 광대역 신호는 일반적으로, 사용되지 않은 대역폭이 더 많이 이용될 수 있는 UHF 또는 고주파수 대역에서만 허용된다.
그러나, 고 RF 주파수의 사용은 다른 문제를 개입시킨다. 구체적으로, 상기 신호는 빌딩의 일반 벽을 포함한 다수의 물질에 의해 크게 감쇄되거나 흡수된다. 이러한 이유로, GPS-기반 RFTL 시스템은 외부에서 사용되는 것으로 제한된다. 유사하게, 활성 RFID-기반 RFTL 시스템은, 빌딩 안에서 사용하는 경우, 방의 벽 내 흡수 및 감쇄로 인해 매우 제한된 범위(100 피트 또는 200피트)를 갖는다. 이것은 빌 딩 내에서 사람 또는 객체의 위치 확인에 사용되는 RFTL 시스템이, 가능하다면 각방에 하나씩의 다중 고정판독기(또는 마스터 유니트)를 필요로 하는 것을 의미하며, 이로써 그의 고유 비용이 증가한다.
더 나아가, 심지어 높아진 주파수 RF 레인징신호들이 흡수되지 않는 경우에, 그들은 그들의 통로 내에서 금속 및 비금속 객체에 의해 분산되기 쉽다. 이는 비분산 또는 직접적인 신호로부터 약간 다른 시간으로 슬레이브 태그에 도달(또는 마스터 유니트로 돌아오는)하는 별개 레인징신호의 과잉을 초래하며; 이는 수신된 레인징신호에 있어서 소리로서 분명히 나타내어지며, 초기 텔레비전 신호로 보인 "고스트"와 유사하다.
정확한 거리 측정은, RF 레인징신호 전달시간의 정확한 측정에 의해 결정된다(위성에서 GPS 수신기로, 또는 활성 RFID 판독기에서 태그로, 그리고 상기 판독기로 돌아간다). 정확한 거리 측정은, 가능하면 협소한 레인징신호를 가지고 얻어질 수 있다. 종래의 시스템에서 상기 협대역폭 신호가 사용되지 않았던 이유는, RF 신호 대역이 협소해 질수록 상기 신호가 일시적으로 더 넓어지기 때문이다. 또한, 특히, 이를 테면 연방통신위원회(FCC) 요구사항과 같은 정부기관의 스펙트럼 제한 때문에, VHF 대역 위치확인 신호가 개발되지 않았다. 상기 FCC는 VHF에서 제한된 신호와 매우 협소한 대역폭(30 KHz 이하)에 비해 낮은 주파수 대역을 가진다.
결과로써, VHF 또는 저주파수에서 협대역폭 신호를 사용하는, 객체를 인식하고 위치 확인하는 방법 및 시스템에 대한 요구가 있다.
환경에 오직 두 개의 장치(마스터 및 타겟)가 존재하는 경우, 또는 GPS 신호 와 같은 신호가, 이를 테면 쇼핑몰, 도심 협곡등 내부에서 수신될 수 없는 경우에 효과적인, 객체를 인식하고 위치를 확인하는 방법 및 시스템에 대한 요구도 있다.
본 발명은, 객체를 추적하고 위치 확인하는 무선 주파수(RF) 기반 인식 방법 및 시스템에 관한 것이다. 상기 제시된 방법 및 시스템은 전파 감소와 RF 위치확인 신호 정확성의 감소를 최소화하는, 이를 테면, VHF 또는 저주파수와 같은 협대역폭 신호를 사용한다. 디지털 신호 과정이 사용될 수 있다. 본 발명은 소프트웨어 실행 디지털 신호 과정(Digital signal processing, DSP) 및 소프트웨어 정의 무선(software defined radio, SDR) 기술을 사용할 수 있다.
본 발명의 시스템은, 상기 장치 및 전체 시스템에 대해 아주 작은 증분비용으로 표준 FPGAs와 표준 신호 과정 하드웨어 및 소프트웨어를 사용하여 구성될 수 있다. 따라서, 비용이 많이 들지 않으면서도 고정확도의 객체 인식 및 추적 장치가 제공될 수 있다. 상기 시스템은, 객체를 추적하고 유니트를 위치확인하는 네트워크를 조정하는 소프트웨어를 가진 관리국(management station)을 포함할 수 있다. 상기 소프트웨어는 컴퓨터 시스템상에 설치될 수 있다.
협대역폭 신호를 위한 송신기 및 수신기(이를 테면, VHF 또는 저주파수)는 사람 또는 객체의 위치를 인식하는데 사용된다. 디지털 신호 과정(DSP) 및 소프트웨어 정의 무선(SDR) 기술은 협대역폭 신호를 생성하고, 수신하고, 공정하도록 사용될 수 있다. 상기 협대역폭 신호는 작동의 반이중 모드(half-duplex) 또는 단일 모드(simplex mode)로 사람 또는 객체를 인식하고, 위치 확인하며 추적하는데 사용된다.
본 발명의 부가적인 특징 및 이점은, 다음의 기재를 통해 언급될 것이며, 부분적으로 상기 기재를 통해 명백해질 것이며, 또는 본 발명의 실행을 통해 알게 될 것이다. 본 발명의 이점은 첨부된 도면과 함께 청구항 및 서면 기재에 나타내어진 구성에 의해 인식 및 달성될 수 있을 것이다.
전술된 일반적인 기재 및 다음의 상세한 설명 모두는 예시 및 설명이며, 청구된 바와 같이 본 발명의 추가 설명을 제공하기 위해 의도되었다는 것이 이해되어야 할 것이다.
본 발명의 바람직한 실시형태에 대한 언급이 상세히 만들어질 것이며, 이의 실시예는 첨부 도면에 도시된 것이다.
본 발명은, 객체를 추적하고 위치 확인하는 무선 주파수(RF) 기반 인식 방법 및 시스템에 관한 것이다. 본 발명의 방법 및 시스템은 전파 감소와 RF 위치확인 신호 정확성의 감소를 최소화하는, 이를 테면, VHF 또는 저주파수와 같은 협대역폭 신호를 사용한다. 협대역폭을 가지고 저 무선 주파수에서 레인징신호를 사용하는 것은 추적 및 위치확인 시스템의 추적 정확성과 작용 범위를 증가시킨다.
협대역폭 레인징신호는, 동일한 힘이 주어진 기존의 레인징(ranging) 기술보다 연장된 범위를 제공한다. 또한, 방해 및 감쇄를 멀티패스(multipath)할 여지가 적다.
협대역 레인지는 다음의 세 개 기술로 인해 사용될 수 있다. 바람직한 실시형태는 세 개 모두를 사용한다.
(1) 신호 대 잡음 비율을 증가시키는 기술 - 이를 테면, 코히런트/넌코히런트 + 합산,
(2) 루프백(Loop Back)(캘리브레이션:calibration)
(3) IF 필터링, 프로그램가능한 변조기, 복조기 및 다중경로 제거(multipath rejection)를 위한 적응 등화(Adaptive Equalization)중 어느 것을 포함한 기저대역 프로세싱(DSP 및 SDR를 사용하여 무선 신호를 디지털화)
상기 협대역 신호는 순차적인 스펙트럼 기술(간섭), 스펙트럼 확산 및 신호 확산과 병행하여 사용될 수 있다.
무선 주파수 추적 및 위치확인(RFTL) 시스템이 제공되는 것은 특별한 고정 기반구조없이 " 마스터 유니트"와 관련한 다중 "슬레이브" 태그(사람 또는 객체에 부착된)를 위치확인하고 추적할 수 있다. 더 나아가, 상기 시스템은 합리적으로 높은 정확성(이를 테면, 10 피트 이내), 범위(이를 테면, 1500 피트까지)를 가지며,실내 및 외부에서의 사용을 포함한 복잡한 환경에서 이를 할 수 있는 두 장치 간 거리측정을 제공한다. 이는 전체 시스템(다중 태그를 가진다)이 광대한 지리학적 지역을 위한 위치 정보를 제공하는 것을 가능하게 한다.
정확한 위치확인은 삼변측량 또는 삼각측량을 위한 알고리즘을 사용함에 의해 얻어질 수 있으며, 제공되는 정확한 거리측정은 마스터 유니트와 다중 슬레이브 태그 간 및 다중 태그들 간에 만들어질 수 있다.
RF 파장의 전달 속도는 대기에서 일정하기 때문에, 이들 거리의 정확한 측정은 하나의 태그에서 두 번째 태그로의 RF "레인징" 신호의 전달 속도를 정확하게 측정하는 것에 의해(또는, 마스터 유니트에서 태그로 그리고 다시 상기 태그에서 원래 마스터 유니트로의 레인징 전달 속도를 측정함에 의해, 더 일반적으로 실행된다) 얻어질 수 있다는 것이 잘 알려져 있다.
"도착시간" TOA(time of arrival) 또는 "차등 도착시간" DTOA(differential time of arrival)으로서 잘 알려진 기술을 가지고 이들 전달 시간을 계산하는 것은 마스터 유니트와 관련하는 주어진 슬레이브 태그를 위치확인하고 추적하게 하는 것을 가능하게 한다.
여기 기재된 접근은 복잡한 환경 빌딩 내부 및 외부 공간을 포함하며, 저전력에서 각 장치들 간 1500 피트까지의 범위를 갖는 복잡한 환경에서 사용될 수 있다. 감쇄 및 분산이 현저히 감소되는 빌딩에서도 이를 테면 VHF 대역 (30 MHz 과 300 MHz 사이로 한정되는)과 같은 저 RF주파수에서 작동하는 것이 필요하다.
VHF에서 작동하는 것으로 인한 주 문제점은, 상기 대역이 UHF 대역에 비해 상당히 협소하며, 협소함은 채널당 6.25 KHz, 11.25 KHz, 12.5 KHz, 25 KHz 을 포함하는 다른 협소한 대역폭을 배치하는 FCC 규제에 의해 더욱 제한적으로 만들어진다는 것이다.
이는 VHF의 어떤 레인징신호도 최대 협대역이어야 하며, 이에 따라 상대적으로 일시 연장되어야만 한다는 것을 의미한다. 이는, 레인징 펄스(ranging pulse)의 도달(이를 테면, 최고점) 시간을 분명히 인식하게 하는 것을 더욱 어렵게 만든다. 특히, 소음으로 인해 상기 펄스가 왜곡(distortion)되는 경우, 분산 및 감쇄가 그대로 전파된다. 이러한 왜곡은 종종, 상기 레인징 펄스의 신호대잡음비("SNR")에 있어서 감소를 나타낸다.
본 접근은, 상대적으로 긴 범위, 복잡한(실내 및 실외) 환경에서 작동하는 정확한 RFTL(무선 주파수 추적 및 위치확인) 시스템을 허용하기 위하여 저 또는 초단파의 매우 협소한 대역폭 레인징신호를 사용한다.
그러나, 상기 협대역폭 레인징신호의 사용은, 일반적으로 여러 가지의 것들을 필요로 한다. 첫 번째는, SNR을 향상시킴으로써 레인징신호의 도달 시간에 있어 모호함을 감소시키도록 코히런트(coherent)/넌코히런트(noncoherent) 합산과 같은 기술의 사용하는 것이다. 구체적으로, 각각의 TOA 또는 DTOA 측정은 다중(이를 테면, 100) 순차 레인징 펄스의 측정 및 이들 펄스들의 전자 합산 또는 평균을 기초로 한 것이다. 백색 소음 및 임 의 왜곡을 대상으로 한 이러한 다중 펄스 평균화(이를 테면, N 펄스)의 효과는
Figure 112008050905001-pct00001
에 의해 수신된 신호의 SNR을 향상시킬 수 있을 것이다.
슬레이브 태그에서 수신된(또는 마스터 유니트에서 다시 수신된) 강화된 레인징신호는, 협대역 VHF 레인징신호의 도달 시간이 UHF 또는 마이크로파 대역의 광역 대역 분파 신호만큼 정확하게 측정되는 것을 가능하게 한다. 이는, 다음으로(in turn), VHF-기반 RFTL 시스템을 가지고 고 정확도의 위치파악 가능성을 허용한다. 이러한 평균화는 아날로그 레인징신호를 사용하여, 또는 더 편리하게는, 상기 레인징신호의 디지털화된 형식을 사용하여 행해질 수 있다. 신호대잡음비를 증가시키는 신호의 코히런트/넌코히런트 합산은 이전에 RF 추적 및 위치확인 분야에 적용되지 않았다.
실제 RFTL 시스템에 있어서, 전파 시간은 이를 테면, 태그에서 레인징신호를 수신하고 그의 도착시간을 레인징신호가 마스터 유니트로부터 송신된 시간에 비교하는 것에 의해 측정된다. 따라서, 실제 측정된 것은 TRoundTrip = 2 X TFL + TDS 에 의해 주어진 전체 "비행(fligh)" 시간, TFL 이다.
상기 TDS 는 슬레이브 태그를 회전하여 마스터 유니트로 재송신되는 레인징신호의 지연이다. 그러므로, 전파 시간 TFL 을 알기 위하여는, TDS 를 정확히 알아야만 한다.
이를 테면, 마스터 유니트 또는 슬레이브 태그와 같은 송수신기에 있어서, 소망 레인징신호와 기타 외래 RF 신호를 식별하기 위하여 RF 및/또는 IF 대역 필터는 반드시 수신기에 사용되어야 한다. 이러한 필터 또는 필터들은 다음으로 수신기 전자장치의 대역폭을 측정한다. 그러나, 전자회로에 있어서 상기 지연은 상기 회로의 패스대역 폭에 반비례한다.
UHF 또는 마이크로파 대역에서 작동하는 종래의 RFTL 시스템에 있어서, 신호 대역폭은 크며, 필터 패스대역은 적당히 광범할 것이다. 그러므로, 상기 회로에 유발된 지연, TDS 는 작을 것이고, TDS 에 있어서 다른 변형 또한 작을 것이며, TFL 의 측정에 작은 문제를 개입할 수 있다.
그러나, 여기에 기술된 상기 시스템은 매우 협소한 대역폭 레인징신호를 사용하며, 수신기는 수신된 신호의 소음을 줄이고, VHF 및 하위 대역(25 kHz 이하)에 근접하게 위치될 수 있는 다른 신호들을 차별하는 협대역폭 필터를 가지고 있어야 한다. 따라서, TDS 는 클 것이며, 상기 TDS 의 값이 일정하며, TFL 에 특별한 변이를 발생하지 않을 정도로 변동이 적다면, 이는 허용가능하다. 그러나, 계산에 의해, 경험적으로, 발명자들은 이를 테면, 주위 환경, 구동전압 및 신호 강도와 같은 요인들의 변화에 의해 도입된 TDS 의 변화는 TFL 의 측정에 상당한 오류를 도입하기에 충분하며, 이에 따라 위치 측정에 용인하기 어려운 오류를 만든다는 것을 발견했다.
다행히도, 전자회로에 있어 디지털화된 신호의 전파는 구성요소 또는 주위 조건의 어떤 변화에 대해서도 민감하지 않다. 따라서, 수신기 내부에 수신된 레인징신호를 디지털화하고 디지털 도메인에 있어서 상기 레인징신호를 처리하는 것에 의해 고정 TDS 는 유지될 수 있으며, 정확한 측정이 만들어질 수 있다.
아날로그 디지털 변환은 IF 또는 RF 수신기의 중간 주파수 부분에서 실행되며, 아날로그 레인징신호는 안테나를 통과한 후, 확장되어 IF로 하향 변환된다. 추가 과정은 디지털 신호 과정을 사용하여 처리된다. 디지털 형식의 레인징신호 과정을 함에 있어 부가적인 이점은, 다양한 신호 처리 기술이 사용될 수 있다는 것이다. 이를 테면, 오류 정정은 반응성을 증대할 수 있으며, 전파된 그대로 레인징신호의 다중-경로 또는 분산 결과를 최소화하는 알고리즘을 사용할 수 있다.
마지막으로, "루프백(Loop-Back)" 기술은, 회로의 아날로그 부분에 있어 수신기 전달 지연의 실제시간 측정을 제공하도록 사용된다.
본 발명은 협대역폭 레인징신호의 디지털 신호 처리용 다중 주파수 범위(대역)에서 작동하는 표준적인 시스템 구성요소를 사용할 수 있다. 디지털 신호 처리용 소프트웨어 및 소프트웨어 정의 무선이 사용될 수 있다. 최소한의 하드웨어로 조합된 상기 신호 처리 소프트웨어는, 소프트웨어에 의해 정의된 파형을 송신 및 수신하는 라디오의 집합을 가능하게 한다.
연장된 RF 파는 현저히 낮은 전파 감소를 가진다. 상기 전자파는 낮은 수준의 직접적인 가시선(DLOS) 감쇄를 가지며, 분산 및 반사가 훨씬 덜하다. 그러므로, 레인징신호를 위해 저 주파수를 사용함에 의해, 본원 발명은 정확도가 감소하지 않으면서, 위치 파악의 작동 범위를 상당히 증가시킨다.
본원 발명에 의하면, 저 주파수(900 MHz 이하)는 이를 테면, 병원 환경에서 객체를 추적하고 위치확인 하는데 효과적이다. 약 2 미터의 파장을 가진 150 MHz RF 신호는 대부분의 병원 객체보다 크다. 게다가, 약 2 미터의 파장을 가진 150 MHz RF 신호는 병원 빌딩의 내부벽 또는 층계에 의해 덜 감쇄된다( http://fire.nist.gov/bfrlpubs/build97/PDF/b97123.pdf.참조).
일반적으로 추적 및 위치확인 시스템은, 추적-위치확인 네비게이트 방법으로 알려진 것을 사용한다. 이러한 방법은 도착 시간(TOA), 차등 도착시간(DTOA) 및 TOA와 DTOA의 조합을 포함한다. 거리측정기술로서 도착 시간(TOA)은 일반적으로 미국특허번호. 5,525,967에 기재되어 있다. TOA-기반 시스템에 있어서, 거리측정의 정확성 또는 분해능(resolution)은 추정된 시간-지연의 오류에 의해 결정된다. 본원 발명은 이롭게도 협대역폭(이를 테면, 1% 이하의 반송파 주파수, 2.5 KHz이하) 및 레인징신호를 사용하며, 지연 추정시간을 계산하는 신호 기술에 응답한다. 이는 종래의 TOA 또는 DTOA 거리측정에 걸쳐 증진된 것이다.
본 발명은 장 파장(VHF 대역에 있어서 일반적인)을 갖는 저 주파수 대역을 가진 협대역폭을 사용하여 시스템을 인식, 위치확인 및 추적하기 위한 분해능(resolution)을 제공한다. 상기 제시된 방법 및 시스템은, VHF 대역을 사용함으로써 장거리의 신호 전파 및 증진된 정확도를 얻게 한다. 디지털 신호 처리(DSP) 및 SDR(소프트웨어-정의 무선)이 사용될 수 있다. 따라서, 상기 무선에 의해 송신 및 수신된 실제 파형은 소프트웨어에 의해 정의된다.
협대역폭 신호 레인징신호의 처리는, AM, FM, PM (위상 변조), OFDM (직교 주파수 분할), QAM (직각 진폭 변조) 및 기타를 포함하지만 이에 한정되지는 않는 모든 형태의 신호변조를 사용할 수 있다.
이를 테면, DSS(직접 확산 스펙트럼) 및 FH(주파수 도약)과 같은 다양한 변조 기술이 협대역폭 레인징신호에 적용될 수 있다. 협대역폭 레인징신호에 적용되는 복조(demodulation) 기술은 동기 복조(coherent demodulation) 및 비동기 복조(non-coherent demodulation), 영점교차 복조(zero-crossing demodulation) 그리고 직교 복조를 포함할 수 있지만, 이에 한정되는 것은 아니다.
추가적으로 협대역폭 레인징신호를 가지고 사용되는 소음 감소 방법은 코히런트/넌코히런트 합산(coherent/noncoherent summing), 비합산, 정합 필터링(Matched Filtering), 펄스간 변조(제로/피(Zero/Pi) 변조로 또한 알려진) 및 디더링(dithering)을 포함할 수 있지만, 이에 한정되는 것은 아니다. 방해 감소 알고리즘(interference reduction algorithms)은 이를 테면, CMA(일정 모듈 알고리즘:Constant Modulo Algorithm), DFE(결정 궤환 등화:Decision Feedback Equalization), 비테르비(Vitterbi) 알고리즘 및 칼만 알고리즘을 포함할 수 있다. 다른 주파수들에서 여러 개의 채널을 작동하는 능력, 즉 이것은 거리측정의 다중 경로 영향을 훨씬 덜 받도록 사용될 수 있는 추가 정보를 제공하는데 이런 능력이 포함될 수 있다.
협대역폭 레인징신호의 사용은, RF 송수신기/응답기 회로를 통한 신호 전파의 지연이 온도, 신호 강도, 시간 및 기타와 같은 외부 변수에 의존하지 않는 것을 요한다. 또한, RF 송수신기/응답기 및 FPGA 회로를 통해 전파가 측정되는 것을 요한다.
본 발명에 있어서, 이는 상기 전술한 회로를 통한 다양한 "루프백(Loop-Back)" 측정을 실행함으로써 이루어질 수 있다. "루프백(Loopback)" 모드에서 송신된 레인징신호는 수신기에 피드백된다(이를 테면, 동시에 수신되는). 결과로써, 신호 비행시간은, RF 송수신기/응답기 및 FPGA 회로를 통한 전달 지연의 측정결과가 된다. 환경의 매개변수(이를 테면, 인입 레인징신호 강도)를 충분히 재창조하는 것이 항상 가능한 것은 아니다. 이 경우에 있어서, 팩토리(factory) 또는 필드 교정 테이블(field calibration tables) (장치 메모리에 저장된)이, 전달 지연을 측정한 "루프백(Loopback)" 값을 삽입하도록 사용될 수 있다.
본 발명은, 단일 또는 반-이중 시스템으로서 사용될 수 있으며, 상기 시스템에서 판독기(자주 "마스터"로 언급되는) 및 태그(때때로 "슬레이브" 또는 "타겟"으로도 언급되는)는 소정의 주어진 시간에 마스터 또는 슬레이브가 전송하게 하는 것만 가능하게 하는 프로토콜에 의해 조정된다. 이러한 송신 및 수신의 교대는, 거리측정에 단일 주파수가 사용되는 것을 가능하게 한다. 상기 배열은, 전 이중(full duplex ) 시스템에 비해 시스템의 복잡성 및 비용을 감소시킨다. 전형적인 이중 시스템은, 마스터 및 태그의 갯 수가 시스템 및 통신 프로토콜의 복합성을 증가시킴에 따라 두 개의 주파수를 사용한다. 또한 거리측정에 두 개의 주파수를 사용하는 것은 작동 범위에 약간의 제한을 부과한다는 것은 알려졌다.
거리측정의 도착 시간(TOA)이, 상기 언급한 바와 같이, 사용될 수 있다. 거리측정의 TOA 방법을 실행하는 경우, 10 ns 이내의 정확성을 갖는 신호 전달 지연을 추적하는 것이 필요하다. 신호 전달 지연에 있어서의 변동은, 주위 온도, 신호 강도, 공급 전압 등에 민감한 장치 회로에 의해 야기될 수 있다. 소프트웨어 정의 무선(SDR) 및 디지털 신호 처리(DSP)가 사용된다. 따라서, 송신된 RF 신호의 실제 파형은 상기 소프트웨어에 의해 정의된다.
SDR/DSP 하드웨어는, 고주파 전단(RF front-end) 아날로그 회로 전달 지연 측정 회로와 함께 디지털 필터링 및 디지털 변조기/복조기를 사용한다. SDR/DSP 하드웨어는 몇몇의 고주파 전단 회로를 위한 자체 시험 능력을 포함한다. 이는 또한 구성 요소 온도, 전압 및 신호 강도를 측정하는 것에 의해 다른 회로의 전달 지연 추정을 제공한다. 본 발명의 SDR/DSP 실행은, 온도 및 SDR/DSP 시스템 변화폭(dynamic range)내 신호 강도 의존도를 제거한다.
고 대역폭의 레인징신호는, 시간 지연 오류가 적어지기 때문에 TOA 거리측정 분해능(정확도)을 향상시킬 수 있다. 또한, 레인징신호의 높은 신호대잡음비(SNR)는 시간 지연 오류를 낮추는 결과를 가져온다. 따라서, 본 발명은 레인징신호 대역폭을 낮게 유지하면서 TOA 거리측정 분해능(정확도)을 향상시킨다.
전체 SNR을 향상시키기 위하여, 다수의 연속적으로 생성된 레인징신호들에 걸쳐서 회귀된 레인징신호 샘플(펄스)의 값을 동시에 평균치하는 것이 필요하다. 상기 연속적인 레인징신호(및 샘플)의 수가 증가함에 따라, SNR은 증가하고 거리측정의 정확도를 높이는 결과를 가져온다.
또 다른 접근은, 이를 테면, 정합 필터링 기술(matching filter techniques)을 사용하여 모든 회귀된 레인징신호에 대한 시간 지연 추정을 측정하는 것이다. 다음으로 다수의 연속적인 레인징신호에 걸쳐 획득된 시간 지연 추정 값들이 평균치 된다. 상기 정합 필터 지연 추정은 상기 정합된 필터의 아웃풋(output)을 최대화하는 신호시간 기지점이다.
상기 기재된 방법은, 송신된 RF 신호의 실제 파형을 생성하고 수신된 신호를 처리하는데 사용되어온 디지털 신호 처리(DSP) 기술에 의해 실행된다. 또한, 아날로그 기술을 사용하여 이들 방법을 실행하는 것을 비효율적이다.
본 발명의 추적 시스템은, 장치들(마스터 대 태그, 또는 마스터 대 마스터, 또는 태그 대 마스터 대 마스터(tag to Master to master))간의 가능한 클락 타이밍(clock timing) 차이를 설명한다. 이들 차이들은, 시스템에 의해 실행되며, 사용자 또는 SW 조정하에 자동적으로 개시되는 주기 측정 과정을 통해 결정된다.
측정을 위하여, 개시장치(마스터 유니트/판독기)에 의해 다른 장치(슬레이브 유니트/태그)로 보내진 각각의 레인징신호에 응답하여 상기 시스템은, 소정시간(클럭 계산) TD에 의해 나누어진 두 개의 연속적인 동일한 레인징신호를 발송한다. 거리측정 간 TOA를 측정하기 위해 사용된 표준 방법에 의해 이들 두 개의 신호를 처리한 후, 상기 개시장치(마스터)는 그 자체 클럭 계산에서 TD 값을 측정할 것이다. 다음으로 상기 클럭 계산비(clock counts ratio)는, 장치들간 클럭 타이밍 차이를 결정한다.
몇몇의 사례에 있어서, 다중 마스터 유니트/판독기는, 이들 마스터 유니트/판독기와 관계한 그의 좌표(coordinates)을 판단하기 위하여 슬레이브 유니트/태그에 대한 거리를 확인할 필요가 있다. 그러나, 각 판독기가 상기 거리를 측정하도록 독립적으로 태그를 폴링(poll)하는 경우, 이 과정은 너무 오래 시간이 걸린다. 다중 판도기와 태그 간 거리측정에 요구되는 시간을 줄이는 것이 필요하다. 이를 위하여 다음 방법이 사용된다. 다중 마스터들 중 하나는 발신 마스터(originating master)가 되며, 상기 발신 마스터는 "단일 발신 마스터" 모드로 작동한다. 나머지 마스터들은 위성 모드로 작동한다:
(a) 각 위성 마스터들의 RF 송수신기는 "수신" 모드로 전환된다.
(b) 각각의 위성 마스터는 두 개의 레인징신호 시퀀스를 수신할 것이다: 하나는 발신 마스터에 의해 생성되고, 하나는 태그에 의해 재송신된다.
(c) 각각의 레인징신호 시퀀스는 거리측정 동안 TOA를 측정하기 위해 사용된 표준 방법에 의해 개별적으로 처리된다. (발신 마스터에서와 같은 동일한 절차를 사용)
(d) 레인징신호 처리가 완성된 후, 상기 위성 마스터는 각 레인징신호의 비행시간(지연 시간)을 계산한다. 두 신호의 지연시간 차이는 발신 마스터 및 위성 마스터와 관련한 태그 위치를 결정하는데 사용될 수 있다.
(e) 발신 마스터는 표준 판독기-태그 또는 판독기-판독기 거리측정작동을 실행한다.
(f) 모든 장치들간 클럭 타이밍 차이는 기재된 방법의 실행을 위하여 미리 계산된다.
다중 태그 및 판독기의 위치 결정을 위한 필요 시간의 추가적인 감소는 DTOA 위치확인 방법을 사용하여 이루어질 수 있다. 이를 위하여, 다중 마스터들 중 하나는 발신 마스터가 되고, 상기 발신 마스터는 "단일 발신 마스터" 모드로 작동한다. 나머지 마스터들은 상기 발신 마스터의 조정하에 작동한다:
(a) 각 태그들의 RF 송수신기는 "수신" 모드로 전환된다.
(b) 각각의 태그는 두 개의 레인징신호 시퀀스를 수신할 수 있는데 이들은: 한 쌍의 위성 마스터 DTOA 또는 발신 마스터와 위성 마스터(위성마스터들 각 쌍은 태그로서 작용)로 구성된 한 쌍의 DTOA에 의해 발산된다.
(c) 태그 내부에서, 각각의 레인징신호 시퀀스는 거리측정 동안 TOA를 측정하기 위해 사용된 표준 방법에 의해 개별적으로 처리된다. (발신 마스터에서와 같은 동일한 절차를 사용)
(d) 레인징신호 처리가 완성된 후, 상기 태그는 각 레인징신호의 비행시간(지연 시간)을 계산한다. DTOA 각 쌍에서 두 신호의 지연시간 차이는 발신 마스터에 발송되며, 발신 마스터 및 위성 마스터와 관련한 태그 위치를 결정하는데 사용된다.
(e) DTOA 각 쌍에 있어서, 상기 마스터는 표준 판독기-태그 거리측정작동을 실행한다.
(f) 모든 장치들간 클럭 타이밍 차이는 기재된 방법의 실행을 위하여 미리 계산된다.
무선 RF 기반 추적 및 위치확인 시스템은, 작동 범위 R을 갖는 검색 마스터 유니트를 가진다. RF 링크 버짓(RF link budget)은 시스템 작동 범위 R을 정의하며, 직접적인 가시선(Direct Line of Sight, DLOS) 신호 및 모든 기타 간접 경로 신호들 간 전력비는, RF 기반 시스템 실행을 정의한다. RF 무선 네트워크 시스템을 위하여, 저 전력비는 저조한 데이타 작업처리량의 결과를 가져오며, RF 추적 및 위치확인 시스템에 있어서, 이러한 조건은 상당한 위치 오류를 발생한다(http://www. wpi. edu/Pubs/ETA/Available/etd-0430104121009/unrestricted/alsindi.pdf 참조). 본 발명의 RF 추적 및 위치확인 시스템은, 이를 테면, 다수의 방을 가진 큰 빌딩의 내부를 포함하는 개방 또는 폐쇄 공간 어느 곳에서도 작동할 수 있다. 상기 시스템은 이를 테면, VHF 또는 그 이하의 저 주파수에서 작동한다. 따라서, RF 파장은 어떠한 전형적인 반사 객체의 치수들보다 길다. 또한, 벽을 통과하는데 있어서 덜 분산되고 덜 감쇄된다. 직접적인 가시선(DLOS) 신호 및 모든 기타의 간접 경로 신호들 간 전력비는 상당히 증가된다. 따라서, 송신된 전력의 허용가능할만한 증가는 거리측정의 정확성을 떨어뜨리지 않고서도 작동 범위를 더 확대시키는데 사용될 수 있다.
구체적으로, RF 파장이 길어질수록(또는 작동 주파수가 낮아질수록), 현실-세계 RF(real-world RF) 전달 효과는, 로스(loss)를 포함하여, 덜 나타나게 된다. 이는 하기의 이유로 인한 것이다.
(1) 저 주파수에서 벽 또는 다른 장애물을 통과함에 따른 RF 신호의 흡수 및 감쇄는 고 주파수에서보다 덜하다;
(2) 반사, 섀도잉(shadowing) 및 기타 RF 전파 영향은, 장애물이 RF 파장으로 거의 방해를 받지 않거나 방해가 없는 정도의 RF 파장보다 더 작은 경우 현저하게 감소된다. 따라서, RF 신호는, 특별한 감쇄, 분산 및 반사 없이 이들 객체들을 단순히 우회한다. (Dan Dobkin "Indoor Propagation and Wavelength," WJ Communications, V 1.4, 7/10/02 참조)
저 주파수의 한 가지 이점은 RF 신호가 벽 또는 기타 장벽을 통화함에 따른 흡수 및 감쇄가 낮다는 것이다. 수신된 RF 신호 강도에 있어서, 큰 범위의 변동은작동 주파수에 크게 의존한다(S. E. Alexander and G. Puglies, "Cordless Communication Within Buildings: results of measurements at 900 MHz and 60 GHz," British Telecom Technology Journal, l(l):99-105, July 1983 참조).
본 발명의 추적 및 위치확인 시스템은 긴 파장, 이를 테면, 저 작동 주파수에서 가능한 증가된 작동 범위를 사용한다. 작동 범위의 실험상 추정은 다음의 두 개 연구로부터 획득된다.
1) http://www.invivoresearch.com/arti _use_autonet _wireless.html 및
2) http://www. rauma. tut.fi/projects/Kilavi/publication_files/Ali-Rantala.pdf
상기 항목 1은, 별개 무선 환자 모니터의 작동 범위가 병원에서 비교되며, 상기 모니터는 (1) VHF 대역(164 MHz - 216 MHz); (2) UHF 대역 (902 MHz - 928 MHz) 및 (3) 2.4 GHz의 높은 주파수에서 작동된다. 고 주파수 2.4 GHz 모니터는 VHF 모니터의 관통성능에 부응할 수 없었으며, 허용가능하지 않았다. 유사하게, 900 MHz 모니터가 VHF 시스템과 동일한 작동 범위를 획득하는 한편, 이러한 900 MHz 모니터는 그들이 100배 이상의 큰 전력에 따른 신호를 생산해야 했음에 따라 초과 송신된 신호 전력을 필요로 했다.
이에 따라, 상기 실험의 결과들을 사용하고, 이들을 단순화된 경로 손실 모델(Simplified Path Loss Model, http://sahand.kntu.ac.ir/~kmpour/part2. doc?bcsi_scan_72FFC7016F6A94A4=0&bcsi_scan_filename=part2.doc 참조) 및 실내 경로 손실 분산 모델(indoor Path Loss Scatter Model, see http://www.sss-mag.com/indoor.html#tutorial 참조)에 입력하는 것에 의해, 위치 확인 및 파악 과정은 효과적인 것으로 증명될 수 있다. 이를 테면, 900 MHz에서 최대 작동 범위는 100 미터이며, n=4라는 경로 손실 멱승 팩터(path loss exponentiation factor)를 추론한다.
동일한 모델을 사용하여, VHF 주파수(약 200 MHz)에서, 상기 경로 손실 멱승 팩터 n은 대략 1.3에 의해 감소되고, 900 MHz 시스템과 동일한 전력에서는, VHF 모니터의 작동범위가 400미터일 것이라는 것이 밝혀진다.
본 발명의 기술은, 아파트 내부 RF 송신을 고려한 제2 연구(실내 경로 손실 분산 모델)로부터의 자료를 사용하고, 2.45 GHz과 433 MHz를 비교함에 의해 추가 효과적으로 증명된다. 이 연구에서, 송신기는 아파트 내 전계강도(field strength)가 어느 위치에서건 적어도 50 dB/m 이도록 위치되었다. 모든 다른 조건들은(송신기 전력, 층계로부터 송신기 높이, 기타 등)은 모두 동일하였다. 전체 아파트를 커버하기 위해서 5개의 2.45 GHz 송신기가 취해진 한편, 적절히-위치된 433 MHz 송신기 하나가 상기 요건을 만족시키거나 또는 거의 가깝게 만족시킬 수 있었다.
무선 RF 기반 추적 및 위치확인 시스템은, 동일한 통신 가능 영역(coverage area)을 가정하고, 단순화된 경로 손실 모델 및 경로 손실 분산 분석을 사용하여 효과적인 것으로 증명된다. 본 발명의 시스템은, 433 MHz 주파수를 사용하는 경우, 2.45 GHz 시스템보다 적어도 2.2배의 작동 범위를 가진다. 또, 10 미터의 작동범위 및 2.45 GHz에서 n=4라는 경로 손실 멱승 팩터(path loss exponentiation factor)에 상기 시스템을 사용하는 433 MHz에서의 작동범위는 22미터이다. 측정된 바와 같이, 는 433 MHz에서, 경로 손실 멱승 팩터 n 은 이전 연구에서와 일관된 대략 1.3 팩터(factor)에 의해 감소한다.
이에 따라, 본 발명의 무선 RF 기반 추적 및 위치확인 방법 및 시스템은, VHF 주파수에서 작동할 경우, 경로 손실 멱승 팩터(path loss exponentiation factor) n을 감소시킴으로써 작동 범위를 증가시킬 수 있으며, 직접적인 가시선(DLOS) 신호 및 모든 기타의 간접 경로 신호들 간 전력비를 향상시킬 수 있다.
작동 범위 획득은 신호 전력을 증가시킴에 의해서가 아니라 상기 시스템의 작동 주파수를 감소시킴으로써 양쪽 경우의 데이타에 의하여 이루어질 수 있다. 따라서, RF 전파 영향은 감소하며, 저 경로 손실 멱승 팩터 n에 의해 측정될 수 있는 바와 같이, 작동 범위는 확대되며, 직접적인 가시선(direct line-of-sight , DLOS) 신호 및 모든 기타의 간접 통로 신호들 간 전력비는 향상된다.
본 발명의 방법은, 실내 RF 추적 및 위치확인 시스템을 구성하거나 실외 RF 추적 및 위치확인 시스템을 구성하는 VHF 또는 HF 대역과 같은 장 파장 또는 저 주파수를 사용할 수 있다. 현재, 시장에서 이들 주파수 대역에서 작동되는 시스템이 생산되지 않는다. 가능한 이유 하나는, 연방통신위원회(FCC)가 VHF, HF에서 허용가능한 신호 대역폭 및 저 주파수 대역을 엄격하게 제한하도록 허용가능한 주파수의 스펙트럼을 배치하였다는 것이다.
이는 또한 일반적으로 광역 신호 대역폭의 개발 및 일반적으로 광역 신호 대역폭이 고 정확성의 거리측정에 필요하다는 가정에 기반한 접근에 기인한다. 상기 광대역폭 레인징신호는 고 분해능 거리측정을 위하여 RF 채널 실행 및 레인징신호 기저대역 처리를 단순화한다. 그러나, 저주파수의 협소한 대역폭 필요가 무선 네트워크 하부 구조 또는 장치의 데이타 작업처리량을 제한하고, 모두 무선 전자통신 네트워크가 900 MHz의 UHF 대역 또는 높게, VHF 보다 큰 등급의 허용가능한 신호 대역폭의 상황에서 작동하도록 압력이 주어지는 경우, 이는 도움되지 않는다.
본 발명의 도착 시간(TOA) 시스템에 의하면, 유한 지속시간을 갖는 레인징신호를 사용하는 시에 거리측정 분해능(resolution)이 제공되며, 여기서 신호대잡음비(SNR)를 위한 평균 제곱 지연 추정(Mean Squared Delay Estimation : MSDE) 에러 오차 ε2 바운드 > 에너지 E 및 주파수 ω0 의 유한 지속시간 정현파 신호(finite duration sinusoidal signals of energy E and frequency ω0 )를 위한 13 dB (크라이머-라오 바운드:Cramer--Rao bound)가 다음 등식에 의해 주어진다.
Figure 112008050905001-pct00002
상기
Figure 112008050905001-pct00003
은 소음 에너지이다. 등식(1)로부터, 고주파수 레인징신호(대역폭)로 작업함에 의해 TOA 거리측정 분해능이 개선될 수 있다(즉, 시간-지연 추정 오류가 감소될 수 있음).
신호 대역폭이 레인징신호에 포함된 최고주파수에 의해 제한됨에 따라, SNR을 증가시키는 것은 또한 시간-지연 오차를 줄이며, 결과적으로, 레인징신호 대역폭을 낮게 유지시키고 상기 레인징신호 내 최고주파수를 검출하며, TOA 거리측정 분해능을 개선한다.
추가적으로, 상기 SNR은 다수의 연속적인 레인징신호에 걸쳐, 회귀 레인징신호의 샘플화된 값을 평균화함에 의해 개선될 수 있다. 연속적인 레인징신호(및 샘플)의 수가 증가함에 따라,
Figure 112008050905001-pct00004
의 값은 감소하고, 이로써 SNR을 개선한다.
바람직하게, 코히런트 합산(coherent summation)은 FPGA에 일관되게 합산된 다중/반복 레인징신호상에 사용된다. N 동일 간접성 신호의 합산 크기(amplitude)는 N*A이고, 상기 A는 개별(단일) 레인징신호이다. 동시에, 백색(랜덤)소음 및 모든 개별적인 레인징신호에 존재하는 다른 임의적인 왜곡이 또한 합산된다. 그러나, 백색(랜덤)소음 및 모든 개별적인 레인징신호에 존재하는 다른 임의적인 왜곡이 레인징신호에 간접적이지 않기 때문에, N 동일 비-간접성(랜덤) 신호의 합산 크기는
Figure 112008050905001-pct00005
와 동일하고, 상기 σn은 개별 레인징신호를 위한 소음 분산이다. N 동일 간접성 신호의 합산 크기(amplitude)를 평균화하는 것에 의해, N 비-간접성 백색 소음의 합산도 또한 평균화된다. 이 평균화된 신호의 크기는 개별 레인징신호 - A의 크기와 동일할 것이나, 상기 소음 분산은
Figure 112008050905001-pct00006
일 것이다. 따라서, N 신호의 상기 코히런트 합산된 평균치의 신호대잡음비는 σn와 동일한 단일(개별) 레인징신호의 신호대잡음비와 비교하여 더 큰
Figure 112008050905001-pct00007
이다.
또 다른 접근은, 이를 테면, 정합 필터 기술을 사용함에 의해 시간 지연 추정을 측정하고,다수의 연속적인 레인징신호에 걸쳐 얻어진 시간 지연 추정 결과를 평균화하도록 각각의 회귀 레인징신호를 사용하는 것이다. 상기 정합 필터 기술에 있어서, 지연 추정은 필터의 출력을 최대화하고 정합할 수 있도록 신호 시간 기시점(origin)을 이용한다.
도 1은, 마스터 유니트(판독기)를 묘사하는 블록도이다. 상기 마스터 유니 트는 RF 레인징신호를 생성하거나 또는 수신된 RF 레인징신호를 처리하기 위한 RF 송수신기(40)를 포함한다. 상기 수신된 신호는, 슬레이브 유니트(태그)로부터의 응답 신호 또는 레인징신호일 수 있다.
대안적으로, 상기 수신된 신호는, 다른 마스터 유니트로부터의 응답 신호 또는 레인징신호일 수 있다. 상기 RF 송수신기(40)는 수신기 하향-변환기(42) 및 송신기 상향-변환기(44)를 포함한다. RF 송수신기(40)의 하향-변환기(42)는 레인징 또는 응답신호를 수신한다. 상기 수신된 신호는 상기 하향-변환기(42)에 의해 처리되며(변환되며), 상기 하향-변환된 신호는 증폭기(46)에 공급된다.
상기 증폭기(46)는, 하향-변환된 신호를 증폭하고, 이를 상기 하향-변환된 수신 신호의 추가 필터링을 위하여 밴드패스 필터(band pass filter)(48)에 보낸다. 상기 대역 여파기(48)을 통과한 후에, 신호는 별도의 증폭기(50)을 지나간다. 상기 별도의 증폭기(50)은 상기 수신된 신호를 아날로그 디지털 변환기(ADC)(52)에 통과시킨다. 상기 ADC(52)는 수신된 신호를 이를 테면, 16-비트 신호 표시와 같은 디지털 형식으로 변환한다. 따라서, 상기 신호는 디지털 신호 처리(DSP)를 사용하여 및/또는 소프트웨어 정의 무선(SDR) 기술에 의해 처리될 수 있다.
ADC 변환기(52)는 디지털 형식의 하향-변환된 RF 신호를 출력한다. 상기 신호는 FPGA(60)에 발송된다. 상기 FPGA(60)는, 신호를 FIR 필터(64) 및 적응형 다중 경로 제거기(AMC)(90)에 통과시킴에 의해 처리한다. 상기 적응형 다중 경로 제거기(AMC)(90)는 혼신 감소(interference reduction)에 의해 등화기로써 역활한다. 다음의 알고리즘, 즉, 일정 모듈 알고리즘(CMA), 결정 궤환 등화(DFE), 비테르비 알고리즘(Vitterbi Algorithm) 및 칼만 알고리즘 등은 상기 적응형 다중 경로 제거기(AMC)(90)에서 방해를 감소하는데에 사용될 수 있다.
그리고 나서, 신호는 디지털 복조기(70)에 발송된다. 상기 디지털 복조기(70)은 여과되어진 하향-변환된 신호를 기저대역 레인징신호로 또한 디지털 형식으로 변환한다. 상기 디지털 복조기(70)은 또한 이들 기저대역 신호들을 여과한다.
레인징신호를 수신할 경우, 상기 레인징신호는 코히런트 합산/통합 블록(72), 이를 테면 메모리 버퍼 또는 FIFO 버퍼와 같은 메모리(74), 판독 전용 메모리(ROM)(75), 시간 지연/거리 측정기(76) 및 콘트롤 로직(control logic)(78)을 포함하는 상기 기저대역 레인징신호 처리기/검출기에 발송되는 기저대역 신호에 여과된다.
모든 기타 신호들, 예를 들면, 기저대역 음성/데이타 통신 신호들, 상기 복조기(70)를 통과한 후, 기저대역 처리 로직(76) 및 콘트롤 로직(78)은 인간-기계 인터페이스(man-machine interface) 또는 외부 호스트로 이동하도록 혹은 I/O 제어기(85)에 연결된 CPU(80)에 의해 내부 처리되도록 디지털 형식으로 I/O 제어기(85)에 발송된다. 상기 FIR 필터(64), 디지털 복조기(70), CPU(80) 및 기능블록(72, 74, 75, 76 및 78) 을 포함하는 기저대역 레인징신호 처리기는 모두 FPGA(60)에 실행된다.
유사하게, 상기 상향-변환기(44)는 기저대역 레인징신호 또는 기저대역 음성/테이터 통신 신호를 상향 변환하여 전송한다. 상기 기저대역 레인징신호 값은, 이를 테면, 상기 기저대역 레인징신호가 레인징신호 처리기의 ROM (75)에 저장되는 바와 같이, FPGA(60)의 비휘발성 메모리(non-volatile memory)에 저장될 수 있다. 상기 기저대역 레인징신호는, FPGA(60) 로직에 실행된 상기 기저대역 레인징신호 처리기(로직)에 의해 디지털 형식으로 생성될 수 있다.
상기 기저대역 레인징신호는 디지털 아날로그 변환기(DAC, 예를 들면, 12 비트)(54) 및 밴드패스 필터(band-pass filter)(56)를 지나 상기 상향-변환기(44)를 통과한다. 상기 밴드패스 필터(56)의 출력은 RF 송수신기(40)의 상향-변환기(44)에 발송된다. RF 송수신기(40)의 상향-변환기(44)는 RF 변조기를 포함한다. 유사하게, 기저대역 음성/테이터 통신 신호는 상기 언급한 경로를 따를 것이다.
도 1을 참조하여, FPGA(60)에서, 통합 블록 (72)( ∑로 라벨 되는)은 코히런트/ 넌코히런트 합산을 실행함으로써 기저대역 레인징신호의 모든 값들을 집합한다. FPGA(60)에서, RAM 메모리는 이를 테면, 레인징신호 샘플 값 및 거리측정에서의 값을 저장하도록 메모리 버퍼 또는 FIFO 버퍼로서 작용한다. FPGA(60)에서, 시간 지연/거리 측정기(76)은 거리측정 값을 생성한다.
FPGA(60)에 있어서, I/O 제어기(85)는 상기 FPGA(60) 및 포트의 CPU(80)에 있는 데이터,상태 및 요구들을 조절한다. FPGA(60)에 있어서, 일반 목적의 포트(들) 및 RS232 인터페이스는 효과적인 인간-기계 인터페이스(91)을 제공하는 다른 컴퓨터, 스피커 및 마이크로폰에 결부하는 것이 가능하다 .
일구성부(33)는, RF 송수신기(40)에 중요한 구성요소(들)의 온도를 측정하는 열 센서이다. 이는 상기 RF 송수신기(40) 회로의 신호 전파에 있어서 변화들을 오프셋(offset)하는 것을 목적으로 한다. 다른 일구성부(34)는 상기 FPGA(60) 구성을 영구적으로 저장하는 플래시 메모리이다. 상기 FPGA는 전원이 오프된 이후에는 그의 구성을 유지할 수 없다. 전원이 켜진 후, 상기 소자(34) 플래시의 내용이 FPGA(60)에 업로드된다. 또 다른 일구성부(35)는 이를 테면, 20 MHz의 시스템 클럭(system clock)이다.
도 2는 타겟(태그)으로써 작용하는 슬레이브 유니트(태그)의 블록도를 도시한다. 대안적으로 도 2는 타켓(태그) T로서 작용하는 마스터 유니트의 회로 블록도를 도시한다. RF 송수신기(상향/하향 변환기)(100) 작동은, 도 1에 있어서, 마스터의 RF 송수신기(상향/하향 변환기)(40)와 동일하다.
일구성부(173)는, RF 송수신기(100)에 중요한 구성요소(들)의 온도를 측정하는 열 센서이다. 이는 상기 RF 송수신기(100) 회로의 신호 전파에 있어서 변화들을 오프셋(offset)하는 것을 목적으로 한다. 다른 일구성부(174)는 상기 FPGA(120) 구성을 영구적으로 저장하는 플래시 메모리이다. 상기 FPGA는 전원이 오프된 이후에는 그의 구성을 유지할 수 없다. 이는 소자(174)에서 이루어진다. 전원이 켜진 후, 상기 소자(174) 플래시의 내용이 FPGA(120)에 업로드된다. 또 다른 일구성부(175)는 이를 테면, 20 MHz의 시스템 클럭(system clock)이다.
RF 송수신기(100)은 신호를 수신하여 하향-변환기(102)에 상기 신호를 공급한다. 상기 수신된 신호는 상기 블록(102)에 의해 하향 변환되어 증폭기(106)에 통과된다. 상기 증폭기(106)는, 수신된 하향-변환된 신호를 증폭하여 대역 여파기(band pass filter)(108)에 통과시킨다. 다음으로 상기 여과된 신호는 별도의 증폭기(110)를 통과하여 상기 수신된 신호를 디지털 형식으로 변환하는 아날로그 디 지털 변환기(ADC)(112)에 발송된다. 상기 디지털화된 신호는 디지털 신호 처리(DSP) 또는 소프트웨어 정의 무선(SDR) 기술을 사용함으로써 처리될 수 있다.
ADC 변환기(112)의 출력이 FPGA(120)에 발송된다. 상기 하향 변환된 디지털 RF 신호는 FIR 필터(124) 및 적응형 다중 경로 제거기(Adaptive Multi-path Canceller , AMC)(150)를 통과한다. 상기 적응형 다중 경로 제거기(AMC)(150)는 방해 감소(interference reduction)에 의해 등화기(equalizer)로써 역할한다. 다음의 알고리즘, 즉, 일정 모듈 알고리즘(CMA), 결정 궤환 등화(DFE), 비테르비 알고리즘(Vitterbi Algorithm) 및 칼만 알고리즘 등은 상기 적응형 다중 경로 제거기(AMC)(90)에서 방해를 감소하는데에 사용될 수 있다.
이어서, 신호는 디지털 복조기(130)에 발송된다. 상기 디지털 복조기(130)는 여과되어진 하향-변환된 디지털 신호를 기저대역 레인징신호로 변환한다(이는 레인징신호 또는 디지털 형식의 음성/테이터 통신 기저대역 신호일 수 있다).
상기 디지털 복조기(130)은 또한 이들 기저대역 신호들을 여과한다.
레인징신호의 경우, 이 여과된 기저대역 신호는, 이를 테면 RAM 또는 FIFO 버퍼와 같은 메모리(134), 판독 전용 메모리(ROM)(135), 시간 지연/거리 측정기(136) 및 콘트롤 로직(control logic)(138)을 포함하는 상기 기저대역 레인징신호 처리기/검출기에 발송된다.
상기 복조기(130)를 통과한 후, 모든 기타 신호들, 예를 들면, 기저대역 음성/데이타 통신 신호들과 기저대역 처리 로직(136) 및 콘트롤 로직(138)은 인간-기계 인터페이스(man-machine interface)/외부 호스트로 이동하도록, 혹은 I/O 제어 기(145)에 연결된 CPU(140)에 의해 내부 처리되도록 디지털 형식으로 I/O 제어기(145)에 발송된다. 상기 FIR 필터(124), 디지털 복조기(130), CPU(140)와 RAM (134), ROM (135), 시간 지연/거리측정 및 기저대역 처리 로직(136)을 포함하는 기저대역 레인징신호 처리기 및 콘트롤 로직(138)이 모두 FPGA(120)에서 실행된다.
상기 과정 동안, 수신된 디지털 형식의 상기 기저대역 레인징신호는 메모리(134)에 저장된다. FPGA(120)에서 처리된 후, 메모리(134)에 저장되어, 디지털 형식의 기저대역 레인징신호는 디지털 아날로그 변환기(DAC)(114) 및 대역-통과 필터(116)을 통하여 상향 변환기(104)에 발송된다. 상기 DAC(114)는 디지털 형식의 기저대역 레인징신호를 아날로그 기저대역 레인징신호로 변환한다.
상기 거론된 바와 같이, 상기 FPGA(120)는, 감시 통신(monitoring communication)이 설립되는 경우, 요청하에 작동하여 마스터 검색 모니터(master searching monitor) 후방으로 레인징신호를 전송하는 것으로 구성될 수 있다. 상기 상향 변환기(104)는 수신된 레인징신호를 기반으로 기저대역 응답신호를 전송하도록 작동한다. 상기 응답 신호는 필드 프로그래머블 게이트 어레이(FPGA : Field Programmable Gate Array)(120)의 콘트롤 로직에 의해 변조될 수 있다. 상기 기저대역 레인징신호는 이를 테면, ROM(135)과 같은 FPGA(120)의 비휘발성 메모리(non-volatile memory)에 저장될 수 있다.
RF 송수신기(40) 및 RF 송수신기(100)는 동일한 하드웨어 구성요소를 사용하여 구성될 수 있다. 유사하게, 증폭기(46) 및 (106)의 회로 구성요소, 필터(48) 및 (108), 개별 증폭기(50) 및 (110), ADC(52) 및 (112) 그리고 DAC(54) 및 (114)이 동일한 구성요소를 사용하여 실행될 수 있다. 상기 FPGA(60)와 FPGA(120)는 어떤 면에서 유사하지만, 마스터 유니트(21) 또는 슬레이브 유니트(31)에 있어서 실행되는 기술에 있어 차이가 있다. 이를 테면, 상기 FPGA(60)는, FPGA(120) 기저대역 레인징신호 처리 및 신호 생성 기능성을 모두 포함한다. 마스터 유니트와 슬레이브 유니트 간 차이는, FPGA(60) 또는 FPGA(120), 및 FPGA 핵심 마이크로프로세서 소프트웨어(CPU (80) 및 CPU (140) 각각) 에서 프로그램되는 알고리즘 및/또는 소프트웨어에 있을 수 있다.
상기 기저대역 레인징신호는, 실질적으로 상기 레인징신호 대역폭을 10 KHz 또는 더 낮게 제한하는, -π 에서 +π까지, 200㎲ 지속시간의 코사인 파형(cosine waveform)이다. 그러나, 기타 파형도 본 발명에 유용하게 사용된 것으로 알려지며 또한 용하게 사용될 수도 있는 것이며, 이는 상기 신호들에 제한되지 않는다. 상기 기저대역 레인징신호 처리기/검출기는 다수의 연속적으로 생성된 레인징신호들에 걸쳐서 회귀된 레인징신호 샘플(펄스)의 값을 일관되게 평균화한다. 이어서, 이는, FPGA(60)의 ROM (75)에 저장된 관련 생성된(reference generated) 레인징신호의 "무게중심" 시간 값(기시점)에 상대적인 평균적으로 회귀된 레인징신호 파형의 "무게중심" 시간 값(기시점)을 알아냄으로써 지연 시간을 측정한다.
대안적으로, 모든 생성된 레인징신호를 평균화하여, 참조와 같이 상기 평균화되어 생성된 레인징신호 파형의 "무게중심" 시간 값을 사용하는 것이 가능하다. FPGA(120)의 기능 모두는 FPGA(60)에 포함된다. 따라서, 어떠한 마스터 유니트도 태그로써 작동할 수 있다.
코히런트 노이즈(coherent noise)을 줄이기 위한 하나의 접근법은 zero/π 변조이다. 백색(넌코히런트) 노이즈는, 코히런트 합산(coherent summing)을 사용하여 감소될 수 있다. 그러나, 코히런트(비 임의적인 노이즈)는 이러한 접근법을 사용하여 감소하지는 않을 것인데, 이는 그의 진폭이 관심 신호와 동일한 모드로 추가할 것이기 때문이다. 코히런트 노이즈를 줄이기 위한 하나의 방법은 zero/π 변조를 사용하는 것이다. 상기 코히런트 노이즈는 클럭 노이즈 커플링(clock noise coupling) 등의 결과로써 장치 내부에 존재할 수 있다.
일련의 동일한 레인징신호(펄스)를 전송하기보다는, 홀수 번의 번호가 매겨진 레인징신호가 다른 동일한 짝수 번의 번호가 매겨진 레인징신호와 관련이 있는 π (180 도) 위상 편이(phase shift)를 갖는 일련의 신호들을 전송한다. 한번 수신되면, 상기 π 위상 편이는, 상기 홀수 번호가 매겨진 펄스들에 상응하는 에코들(echoes)로부터 제거되고, 따라서, 코히런트 합산 처리 동안, 그들은 상기 짝수 번(even-numbered)의 신호들로 구조적으로 합산된다.
상기 코히런트 노이즈(coherent noise)는, 한편, 0/180 도 위상 편이(phase shift) 변경을 경험하지 않으며, 때문에 수신되는 경우, 이는 상기 홀수 번으로 번호가 매겨진 펄스의 보상 위상 편이를 경험하며, 짝수 번의 번호가 매겨진 펄스를 수반하는 코히런트 노이즈의 샘플로 비구조적으로(destructively) 추가된다. 상기 결과는 소망하는 레인징신호를 보호하면서 코히런트 노이즈를 감소 또는 제거하는 것이다. 아날로그 도메인에 있어서의 실행은 코히런트 노이즈 감소의 이러한 상쇄 효과를 제한할 진폭 및 위상 결함을 도입할 수 있더라도, 거의 완벽한 실행이 상기 도입 및 이를 테면, FPGA(60) 및 FPGA(120)에 있어서의 디지털 도메인의 π 위상 편이 제거로 실현될 수 있다. 이는, 단지 그들의 위상(phase)에서만 차이가 있는 두 개의 송신 기저대역 레인징신호를 디지털 생성하고, 다음으로 수신기 ADC 기저대역 처리기(FPGA(60) 및 FPGA(120)에서)를 잇따르는 이러한 위상 편이를 제거함으로써 이루어진다.
추가적으로, 여러 다른 파장에서 신호가 생성된다는 점에서 다른 주파수에서 다양한 채널에 작동할 수 있는 능력이 사용될 수 있다. 어떤 경우에 있어서, FCC는 2개 이상의 연속 채널의 연쇄를 허용하거나 다중의 비연속 채널에서 작동하는 것을 가능하게 한다. 다른 예들에 있어서, 이는 사용되지 않는 TV 채널에서의 작동도 가능하다. 여러 개의 연결된 채널 또는 사용되지 않는 TV 채널에서 작동할 수 있는 능력은 레인징신호 대역폭의 증가를 가능하게 한다. 이러한 넓어진 대역폭은 거리측정 분해능 및 다중-경로 제거에 있어서의 추가 개선 및 광범위한 대역 방출의 군 지연 시간(group delay)에 의해 추가적인 정보를 얻게 할 수 있다.
다른 주파수의 여러 채널에 작동할 수 있는 능력은,거리측정에 다중-경로 영향을 추가 감소시키도록 사용될 수 있는 추가 정보를 제공한다. 이를 테면, 하나의 다중-경로 현상은 " 주파수 선택 페이딩(frequency selective fading)"이라 일컬어진다. 이러한 현상은 다중-경로 신호들간 파괴적인 간섭으로 인해 수신된 신호 전력 스펙트럼에 있어 딥 널(deep nulls)을 결과로 가져온다.
적응 등화기는 이러한 페이딩(fading)을 완화하고, 이와 관련한 소망 되지 않은 거리측정 오류를 감소시킨다. 그러나 인커밍 레인징신호 SNR은 심하게 훼손될 것이며, 적응 등화기의 어떠한 형식/알고리즘에 의해서도 완전히 저장될 수 없다. 따라서, 상기 조건(사용가능한 적응 등화기를 사용하여)을 검출상에서, 최고의 방어는, 심각한 페이딩(fading)을 경험한 신호로부터 채널(작동 주파수)을 변경하는 것이다.
또한, 다중 주파수에서의 작동은 여러 다른 채널(주파수)로부터 얻어진/축적된 통계(데이타)를 사용함으로써 더 정확한 다중-경로 전파 채널 추정/특징 부여/동일화를 가능하게 한다. 이는 다음으로, 작동범위를 손상시키는 것 없이 거리측정 다중-경로 이뮤너티(distance measurement multi-path immunity)를 추가 개선한다.
군(military), 방어 및 공적안전 장치 등에 있어서, 전파 방해로부터 스텔스(stealth) 및 로버스트니스(robustness)가 종종 크게 요구되고 있다. 비군사적 또는 산업적 및 소비자 ISM 대역(파트 15) 장치들은, 고전압의 비 허가된 작동으로부터 이득을 얻는 것을 확장하고, 다른 서비스들과 공존가능하게 하기 위한 어떤 방출(emission)을 필요로 한다. 상기 제시된 시스템은, 넓어진 대역폭을 확보하기 위하여 쉽게 디지털 확산할 수 있는 협대역 아날로그 기술을 기반으로 한다. 상기 반송파 정보(carrier information)는 본래 극도로 협소한 대역이기 때문에, 적당한 확산은 기존의 아날로그 채널 내 상당한 처리 이득(gain)을 가지게 하면서 전송을 쉽게 숨길 수 있다. 확산은 전송을 숨길뿐 아니라, 전파 방해에 덜 영향을 받게 하여 다중-경로 이뮤너티(immunity)를 증가시키고, 더 진보된 신호처리 기술 및 넓어진 대역폭에 걸친 전파 특성의 추가 정보로부터 이익을 갖게 된다. 상기 레인징신호는 공지의 서열에 의해 코드화되기 때문에, 추가 처리는, 다중-경로, 페이딩, 전 파 방해, 또는 채널 대 채널 방해(channel to channel interference)의 영향을 줄이기 위하여 실행될 수 있다. 고 확산 레인징신호는, 스텔스 작동(stealth operation)을 위하여 이를 완전히 보이지 않게 하고 아날로그 채널의 소음에 묻히게 하거나 또는 UWB(초광대역) 레인징 어플리케이션(ranging application)이 가능하도록 허용하는, Hz 당 저에너지(very low energy per Hz)를 용이하게 가질 수 있다.
디지털 위상신호를 유지하기 위하여, DSSS(직접 순차 확산 스펙트럼) 기술이 사용될 수 있다. 상기 코드화된 레인징신호는, 아날로그 하드웨어 지연 오류를 수학적으로 정정할 수도 있으며, 전체 디지털 코딩 및 디코딩 처리는 마이크로제어기 코드 또는 FPGA 상태 기계 또는 ASIC 내에 존재할 수 있다. 관련된 확산 코드는 디지털 채널에 한정되는 것은 아니며, 약한 신호, 다중경로 효과, 페이딩(fading) 또는 전파 방해로부터 현실 조건 레인징하에 비트오류율(Bit Error Rate, BER) 및 EVM(오류 벡터 크기:Error Vector Magnitude)을 높이는 일반 통신 기술(레이크(Rake), 비테르비(Vitterbi), 리드/솔로몬(Reed/Solomon), OFDM, 오류 정정 등)에서도 이점을 갖는다. 목적 시스템 위치확인을 망치는 것을 방지하기 위하여, 신호 시퀀스는 암호화될 수도 있다. 상기 레인징신호는, 유니트들 간 시스템 통신 또는 사용자 통신에서 조력하기 위하여 이들 데이터를 일부분 코드화할 수도 있다.
본 발명은 또한, 협대역 채널을 획득할 수 있으며, 달리 FHSS (주파수 도약 확산 스펙트럼)으로서 알려진 도약 순서를 통해 도약될 수 있다. 상기 응용에 있어서, 레인징신호는, 상기 시스템이 일치되는 알고리즘을 통해 주파수 변화를 가능하 게 하는 독립적인 협대역 채널로서 다루어질 수 있다. 상기 시스템은 채널이 순간이라도 어떤 한 주파수를 갖도록 허용하지 않았을 것이며, 다수의 시스템 또는 서비스들이 동일한 대역에서 공존할 수 있었다. 각 채널은, 획득된 FHSS 대역폭에 걸친 채널 오류를 추정하고 정정하는 측정 루틴(calibration routines), 표 또는 알고리즘에 의해 정정될 수 있었다. 상기 변조 방식은 지그비(Zigbee), 블루투스(Bluetooth) 또는 기타 FHSS 시스템과 같은 통상의 ISM 기준과 호환할 수도 있다.
본 발명은 다중-경로 현상이 거의 요인 없이 이루어진다는 점에서 VHF 응용에 한정되는 것은 아니다. 공중수송 또는 우주응용을 위하여, 상기 환경은 지상계 응용을 위한 반사체보다 적은 반사체를 가지므로, 단파장에서 다중경로 현상(multi-path phenomena)의 영향을 덜 받기 쉽다. 결과로써, 이러한 시스템은 상기 VHF 를 포함한 주파수들에 매우 적합하다.
광 대역폭 레인징신호가 허용되는 경우에 있어서, 펄스압축 기술이 알져졌으며, 레이더에서 광범위하게 사용되지만, RFTL에서는 사용되지 않는다. 이는 잠정적으로 확대된 신호의 분해능(resolution)을 증가시키는 것도 가능하다. 다른 이점은 개선된 다중-경로 실행을 포함한다. 그러나, 이러한 기술은, 상대적으로 넓은 대역폭 레인징신호(MHz의)를 여전히 필요로 한다. 현재 최신식 전자기기의 제한으로 인해, 협대역폭 레인징신호(KHz 가 거의 없는)로부터 중요한 해결 이점을 얻는 것은 불가능하다.
일부 경우에 있어서, 이용가능한 대역폭을 확장하거나 또는 사용하지 않은 TV 채널에서 작동할 수 있도록 여러 개의 연속적인 RF 채널을 연결하는 것이 가능하다. 이를 테면, 산호세에서는, 210에서 216 MHz 의 TV 채널이 사용되지 않는다. 펄스압축 기술을 사용하는 6 MHz 대역폭에서는, 1 미터 정도의 거리측정 분해능을 획득하고, 예를 들어, 적응 등화기와 같은 다른 수단을 의지하지 않고 다중-경로 이뮤너티(multi-path immunity)를 상당히 증가시키는 것이 가능하다. 상기 고 레인징신호 대역폭의 약점은 작동범위의 손실이지만, 이는 코히런트 합산을 통해 다소 완화될 수 있다.
펄스압축은 펄스-코딩(바커 코드(Barker codes)), 첩 생성(chirp generation) 및 압축 등)을 사용하여 실행될 수 있다. 이에는 다수의 구현 방법이 있다. 상기 기술된 장치 구성을 근접하게 조화시킨 하나는 첩 신호의 상호 처리이다(도 5 참조):
- 수신된 신호를 주파수 영역으로 변환(FFT);
- 레퍼런스 첩 기능의 주파수 영역 버전으로 증식;
- 생성물(PRODUCT)을 시간영역의 후방으로 변환(IFFT).
상기 펄스압축 기술을 실행하는 것은 마스터/태그 장치 구성에 있어 어떠한 변화도 필요로 하지 않으며, 장치 하드웨어에 있어 단지 작은 변화를 필요로 한다. 바람직한 실시형태에 있어서, RF 프론트 엔드(RF Front End)의 IF 필터는 상기 레인징신호의 더 넓은 스펙트럼을 수용하기 위해 변화할 수 있다. 모든 다른 변화들은 FPGA(60)/(120)에서 다루어질 수 있다. 이를 테면, 디지털 변조기는 신규 레인징신호를 생성하도록 재계획될 수 있다. FFT, IFFT 및 주파수 영역 레퍼런스 첩 (frequency domain reference chirp) 기능들은 프로그래밍을 통해 FPGA　60/120에 부가될 수 있다.
도 3은, 본 발명에 사용된 레인징신호 순차도를 도시한다. RF 기반 추적 및 위치확인 시스템 TFL은, 마스터 유니트와 태그 및 태그와 마스터 유니트 간 레인징신호의 이를 테면, 왕복여행과 같은 "비행 시간"이다. TDM 및 TDS 는 마스터 및 슬레이브(타겟) RF 송수신기/응답기(Rx 에서 Tx으로)/(Tx에서 Rx으로) 전환시간(들)이다.
개념적으로, TDM 은 TDS 와 동일하다. 그러나, 24개의 DC 구성요소 샘플들을 수집할 목적의 본 발명에 있어서, 상기 마스터 및 태그 지연시간(TDM 및 TDS)은 24개의 샘플링 간격이 달라야만 한다. 발신 마스터는 레인징신호를 송신하는 송수신기(40)(도 1 참조)를 전환한다. Rx 에서 Tx으로의 전환시간 후, 첫 번째 단계에서, , 상기 FPGA(60)(도 1 참조)는 상향 변환기를 통과함에 의해, RF 송수신기(40)에서 RF 반송파(carrier)를 변조하는 기저대역 레인징신호를 생성하며, 상기 변조된 RF 레인징신호는 태그 Tx 로 발송된다(도 3참조).
상기 레인징 시퀀스의 제 1 단일 사례가 발송되는 때에, 콘트롤 로직(78)(도 1 참조) FPGA(60)는 TDM 시간측정을 시작한다(도 3참조). 상기 레인징신호가 송신된 후, RF 송수신기(40)(도 1참조)는 송신상태에서 수신상태로 전환된다. 그러나, 하향 변환기(44)의 출력은 TDM 시간측정종료 때까지 무시된다(가능하지않다). 따라서, 에너지 절약은 ADC(52) 클럭 및 DAC(54) 클럭을 중지시키고, 전력을 순환시키 고 사용하는 것을 지속하는 RF 송수신기(40) 및 FPGA(60)의 수신부에 있어서의 회로와 같은 몇몇의 다른 회로들을 무능력하게 함으로써 얻어질 수 있다.
부가적인 매개변수도 사용될 수 있다. 이러한 매개변수는, 도 1의 디지털 변조기(70) 및 도 1의 회로(58)로부터의 제어/상태 신호를 통해 RF 송수신기(40)에서 얻어진 RSSI (수신 신호 강도)레벨을 포함할 수 있다. 상기 제어 신호는 클럭을 무능하게(disable) 또는 재개하게(re-start) 할 수 있으며, 회로를 무능하게(disable) 또는 재가능(re-enable)하게 할 수 있다.
제 2단계에서, "수신" 상태의 상기 태그 T(예를 들면, 슬레이브 또는 마스터)는 도 2의 송수신기(100)을 수신하고, RF 레인징신호를 하향 변환한다(변환기(102)에서). ADC(112)에서 신호를 변환한 후, 디지털화된 기저대역 하향 변환된 레인징신호(데이터 샘플)는 FPGA(120)에 발송된다(도 2참조). 상기 FPGA(120) 내부에서, 상기 하향 변환된 기저대역 레인징신호는 디지털 형식의 FIR 필터(124)를 통과하고, 디지털 복조기(130)을 통과한다. 상기 복조된 기저대역 레인징신호는 FIFO 버퍼 ROM(134)에 저장되며, 한편 상기 FPGA(120) 콘트롤 로직(138)은 도 4에 나타내어진 유효한 기저대역 레인징신호 데이터 윈도우 종료/개시점(경계)을 결정한다.
제 3단계에서, 상기 태그 T 유니트는 수신된 기저대역 레인징신호 샘플들을 분석함으로써 상기 기저대역 신호 스캔들 처리한다. 다음 매개변수들은 동일시된다:
기저대역 레인징신호의 최고점;
신호 진폭 감소(또는 증가);
신호 수준이 일정할 경우 지점.
따라서, 상기 유효한 기저대역 레인징신호 데이터 윈도우의 종료점(윈도우 경계)은 한정된다. 또한, 이러한 윈도우 개시점 경계가 결정된다(도 4 참조). 노이즈 영향을 줄이기 위하여, 상기 방법은 m(이를 테면, m=10) 데이터 점의 평균을 측정하고, 상기 기저대역 레인징신호 정점, 진폭 감소(또는 증가) 및 일정한 신호 수준을 측정하기 위해 m의 평균치를 사용한다. 상기 신호 데이터 윈도우를 측정하기 위한 부가적인 매개변수는 진폭 감소의 시간 지속을 포함할 수 있다.
제 4단계에 있어서, 상기 윈도우 경계가 정의된 후, 태그 RF 송수신기(100)이 "송신" 모드로 전환된다. Rx 에서 Tx으로의 지연 이후, 메모리(135)의 FIFO 버퍼로부터의 상기 기저대역 레인징신호 샘플들은 I/O 제어기(145)를 통해 DAC 변환기(114)로 이송되고 , 이어서 상향 변환기(104)를 통해 상기 송수신기(100)에 의해 발신 마스터의 후방으로 전송된다. 상기 지저대역 레인징신호 윈도우 경계(개시점)를 결정한 후, 상기 지저대역 레인징신호 샘플 전송 지연이 시작된다.
도 3에 도시된 바와 같이, 상기 전송은 상기 지저대역 레인징신호 윈도우 경계(개시점)로부터 이후의 TDS 시간을 개시하며, Rx 에서 Tx으로의 지연을 포함한다. 상기 수신된 레인징신호를 재송신함으로, 상기 태그 RF 송수신기(100)은 수신 모드로 다시 전환된다. 에너지 절약을 위하여, ADC(112) 및 ADC(112) 클럭은 정지될 수 있으며, RF 송수신기(100) 및 FPGA(120)의 수신부에 있어서의 회로들은 디스에이블(disable)된다. RSSI 레벨과 같은 매개변수가 회로(118) 및 디지털 복조기(130) 로부터 제어/상태 신호를 통해 얻어졌다. 상기 제어/상태 신호는 상기 클럭의 기능을 억제((disable)하고 재개(re-start)하게 하는 것 및 상기 회로의 기능을 억제하게(disable) 하고/다시 재가능(re-enable)하게 한다.
제 5단계에서, 발신 마스터 RF 송수신기(40)는 "수신" 상태에 있고, TDM 시간은 종료된다. 상기 발신 마스터 RF 송수신기(40)는 복조된 RF 신호 형식의 재전송된(회귀된) 레인징신호를 수신한다. RF 송수신기(40)은 하향 변환된 아날로그 기저대역 레인징신호를 발생한다. ADC(52)에 의해 변환되어 샘플링된 후, 상기 디지털화된 기저대역 레인징신호(데이터 샘플)는 FPGA(60)으로 발송된다. 상기 FPGA(60) 내부에서, 상기 하향 변환된 기저대역 레인징신호는 FIR 필터(64)를 통과하고 이어서 디지털 복조기(70)을 통과한다.
다음으로, 상기 디지털 형식의 복조된 기저대역 레인징신호는 RAM(74)의 FIFI 버퍼에 저장되며, 거기서 현재 샘플들의 값은 앞선 레인징신호 예들로부터의 샘플 값에 대해 동기통합을 사용하고/ 블록(72)(도 2 참조)을 평균화하여 부가된다. 초기 버퍼 콘텐츠는 0이며, 축적 버퍼 길이는 256 샘플들에 동일하다. 기저대역 신호 샘플링비 및 기타 조건에 따라 다양한 사이즈의 버퍼도 사용될 수 있다.
TDM 시간이 종료된 후, 상기 FPGA(60)은, TDM 측정 종료 이후, 다음 기저대역 레인징신호 사례(TDM + constant) 시간을 개시한다. 단계 1에서 5는 축적 레인징신호 사례의 수가 소정의 수 N 에 이를 때까지 반복된다. N은 프로그램가능하며, 특정신호를 위해 작업자에 의해 설정될 수 있거나 적응 알고리즘을 통해 측정될 수 있다. 상기 기저대역 레인징신호 샘플 축적의 회귀된 사례들은, 다음 사례들이 수신되기 전에 완성된다.
상기 시스템의 또 다른 실행은 200개 샘플의 기저대역 레인징신호 지속시간을 갖도록 사용될 수 있다. 도 1에 있어서의 FPGA(60)의 축적 버퍼 RAM(74) 또는 도 2에 있어서의 FPGA(120)의 유사 버퍼 RAM(similar buffer RAM)(74)이, 1 마이크로초의 기저대역 레인징신호 샘플비를 추정하는데 사용될 수 있다. RAM 축적 버퍼의 제 1 (23) 위치는 DC 구성요소 값을 측정하기 위하여 유지된다. 상기 RAM 축적 버퍼는 메모리를 다음과 같이 배분한다.
처음 0-22 번호 버퍼 위치는, DC 구성요소 값을 측정하기 위해 사용되는 샘플들을 보유하며;
위치 번호 23은, 레인징신호의 왕복비행 시간이 0인 경우에서의 제1 기저대역 레인징신호 샘플을 보유하며, 상기 왕복비행시간은 2x TFL 와 동일하며(도 3참조),
위치 번호 24-52은, 왕복비행 시간이 0이 아닌 경우에서의 제1 기저대역 레인징신호 샘플을 포함한다. 따라서, 비행의 최대(왕복)시간은 28개의 샘플(28 ㎲)까지 이며, 상기 샘플들은 4km(~2.5mi)이상 거리의 마스터-태그로의 한 방향을 포함할 것이며;
샘플 252를 포함한 나머지 버퍼 위치들은, 남은 기저대역 레인징신호 샘플들을 보유하며, 버퍼 위치 번호 253-255는 보유위치로서 사용된다.
다른 실시예에 따른 버퍼 구조도 사용될 수 있는데, 이를 테면, 버퍼 중앙에 있는 기저대역 레인징신호 샘플들을 보유한 구조를 포함한다.
24 개의 DC 구성요소 간격들을 수집하기 위하여, 상기 마스터 및 태그 지연시간(TDM 및 TDS)은 24개의 샘플링 간격이 달라야만 하며, 이는 총 24 ㎲과 동일하다.
한번 루프(loops)의 수(단계 1-5)가 N 에 이르면, 기저대역 신호 처리는, ADC(52) (또는 ADC(112)) 플랫폼과 관련한 DC(일정한) 구성요소와 노이즈 간의 차감값(subtraction value)을 측정한다. DC 구성요소( 위치 0-19의)의 차감 후에, 마스터의 FPGA(60)에 있어서 거리 측정/기저대역 처리 로직(76)에서 계산된 레인징신호 비행시간이 측정된다. 이어서, N 연속 레인징신호들(회귀된 기저대역 레인징신호 파형을 평균화한)에 걸친 축적 샘플들의 평균값이 결정된다.
다음으로, 평균화된 회귀 레인징신호 파형의 "무게중심" 시간 값(최초) T1을 확인함으로써 비행시간(지연시간)이 측정된다. 이어서, 본 발명의 과정은 왕복비행시간 값
Figure 112008050905001-pct00008
을 계산한다.
상기 T0 는 마스터 유니트에 의해 생성된 레퍼런스 기저대역 레인징신호 파 형의 "무게중심" 시간 값(최초)이다.
대안적으로, 등식(2)의 T0 값은, FPGA(60)의 ROM(75)에 저장된 사전-측정된 값일 수 있다(도 1). 등식(2)의 ΔTDS 값은, 측정 간 결정된다. 이러한 값은 TFL 값 결정: ΔTDS = TDS - TDM 에 영향을 미치기 쉬운 마스터 유니트 및 태그 간 가능한 클럭 타이밍 차이를 참작한다.
상기 TDM 및 TDS 은 다음, 즉 마스터 및 슬레이브의 (Rx-에서 Tx으로)/(Tx에서 Rx으로) 송수신기(40/100) 전환시간; 기저대역 레인징 시퀀스 시간 지속기간; 레인징신호 전달 지연시간 및 송수신기(40/100)와 FPGA(들)(60/120)의 신호 처리 회로들를 통한 이들 지연시간의 변동을 포함하는 고정 시간 지연 값(fixed time delay values)이다. 개념적으로, 상기 TDM 은 TDS 와 동일하다. 그러나, 24개의 DC 구성요소 샘플들을 수집할 목적의 본 발명에 있어서, 상기 마스터 및 태그 지연시간(TDM 및 TDS)은 24개의 샘플링 간격이 달라야만 하며, 이는 본 발명에서 24 ㎲과 동일하다.
마스터-태그 및 마스터-마스터 장치 간 클럭 주기에 있어 가능한 차이는
한 장치의 클럭 주기를 다른 장치의 클럭 주기로 옮기는 것을 가능하게 하는 계수 k에 의해 나타내어질 수도 있다. 이러한 계수 값의 결정은 상기 교정 연산에 포함된다:
Figure 112008050905001-pct00009
대안적으로, 상기 TFL 값은 다음과 같이 결정될 수 있다:
Figure 112008050905001-pct00010
상기 T1 은 마스터의 FPGA(60)에 의해 측정되며, 상기 T1 측정은, 레인징 시퀀스의 제 1 단일 사례가 마스터의 FPGA(60)에 의해 발송되는 때로부터 시작한다. T1 은 발신 마스터 유니트에 의해 계산되며, TDS 는 슬레이브 또는 다른 마스터에 의해 측정된다.
상기 측정 과정은 작업자의 요청하에 또는 장치/시스템에 의해 주기적으로(자동적으로) 실행된다. 제 1단계에서, 상기 마스터 유니트는 거리측정을 위하여, TDM 시간의 측정을 시작한다. 전체 교정과정에 걸쳐, 이를 테면, 레퍼런스로써 마스터 또는 태그 클럭을 사용하여 TDM 및 TDS 간 차이로서 ΔTDS 를 측정하는 것이 필요하다.
마스터 유니트(21)가 보정하게 되면, RF 송수신기(40)가 송신하도록 설정되며, FPGA(60)은 RF 송수신기(40)에 있어서 송신기의 상향 변환기 변조기(44)를 통 과할 것인 표준 기저대역 레인징신호를 생성한다. 상기 신호가 전송된 후에, RF 송수신기(40)은 수신 모드로 전환되어 응답을 대기한다.
상기 전송된 레인징신호를 수신하자마자 상기 태그는
TDS(또는 마스터 유니트가 측정된 경우, TDM + const)의 간격을 가진 2개의 레인징신호(FPGA(120)에 의해 생성된)에 반응할 것이다. 상기 마스터의 유니트 하향 변환기(42)는, 상기 시간간격(TDM + const)에 의해 분리된 2개의 하향 변환된 레인징신호를 생성한다. 이들 하향 변환된 기저대역 신호들은, ADC(52)에 의해 변환되어 샘플링된 후, FPGA(60)에 발송된다.
이들 두 개의 신호를 예견하여, 상기 FPGA(60)은 2개의 시간 윈도우를 "개방" 할 것이다:하나는 TDM 이후 개시되는 보통 윈도우이며, 두 번째는 (TDM + const + TDS) 또는 2*TDS 시간 이후에 개시되는 것이며, 상기 TDS 는 마스터 유니트의 클럭 값으로 계산(측정)된다. 첫 번째로 수신되어 복조된(이를 테면, 기저대역) 레인징신호는, RAM(74)의 축적 버퍼에 저장되며, 한편 두 번째로 수신되어 복조된(이를 테면, 기저대역) 레인징신호는, FPGA(60)의 RAM(74)에 있는 보조 버퍼에 저장된다.
상기 제2 레인징신호가 상기 보조 버퍼에 이송된 후, FPGA(60)에서 교정과정이 개시된다. 상기 교정과정은, 비행시간의 측정과 동일한 방식으로 각각의 버퍼에 저장된 샘플들을 사용한다. 각 버퍼의 데이터를 위한 "무게중심"시간 값(최초)이 측정된다. 이들 값 간의 차이, 상기 TDS 측정이 마스터 클럭을 사용하여 측정된다. 상기 태그 및 마스터 클럭 측정을 동일한 TDS 시간 동안 비교함으로써 ΔTDS 값이 밝혀진다. TDM + const 값은 이를 테면, TDS 값과 동일하도록 선택될 수 있다는 것을 알아야한다.
고 정확도는 측정 절차 P 시간을 반복하고, P에 걸쳐 축적된 ΔTDS 값을 평균화함에 의해 얻어질 수 있다. 마스터-태그 및 마스터-마스터 장치 간 클럭 주기의 차이는 한 장치의 클럭 주기를 다른 장치의 클럭 주기로 옮기는 것을 가능하게 하는 계수 k에 의해 나타내어질 수도 있다. 이러한 계수 값을 결정하기 위하여, (TDM 및 TDS) 값을 사용할 필요는 없다. 이를 테면, 고정된 다수의 클럭이 사용될 수 있다. 이러한 계수는, 일부 마스터가 "위성 모드"에서 작동하는 경우에도 사용될 수 있다.
장치 회로를 통해 레인징신호 전달 지연시간 및 지연시간 변동을 정확하게(+/- 10 ns 이내에) 추적하는 것이 바람직하다. 상기 전달 지연시간 및 그의 변동은 직접적으로 TFL 값에 영향을 준다. 상기 지연시간 변동은 대기 온도, 신호 강도, 공급 전압 등과 상관관계이다.
그러므로, 한 실시형태에 있어서, 본 발명은 SDR(소프트웨어 정의 무선) 및 기술 디지털 필터(64/124) 및 디지털 복조기(70/130)를 활용하는 DSP 기술을 사용한다. SDR와 DSP는, 상기 구성요소 온도, 신호 강도 등을 측정함으로써 몇몇 다른 회로의 RF 프론트 엔드 회로 및 전달 지연 추정을 부분적으로 혹은 전부 하기 위한 FPGA(60)/FPGA(120)의 제어하의 루프-백(loop-back)/자체 시험을 포함하는 RF 프론트 엔드(RF Front End) 회로 전달 지연시간 측정과 함께 사용된다.
상기 SDR/DSP 실행은 온도 및 신호강도(SDR 시스템 역동 범위 내) 의존도를 추정한다. 그러나, 현재 반도체 기술의 제한은, SDR/DSP 컴플라이언트 디지털 형식에서 RF 송수신기(상/하향 변환기) 기능 전체를 실행하는 것을 허용하지 않는다. 상기 전달 지연 측정 및 전달 지연 추정은 FPGA(60)/FPGA(120) 제어 하에 주기적으로 실행될 수 있으며, 온도, 신호 강도 또는 기타 조건에 의해 변화할 수 있다. 이를 테면, 마스터로부터의 요청에 의해, 모든 전달 지연시간 측정 및 전달 지연시간 추정은 상기 FPGA(60)/FPGA(120) 의 제어하에 실행될 수 있다.
다중 마스터 및 태그 간 거리측정을 위해 필요한 시간은, 상기 다중 마스터중 하나를 발신 마스터(OM)로 가짐으로써 줄어들 수 있다. 상기 OM은 "단일 발신 마스터" 모드에서 작용하며, 나머지 마스터들은 다음과 같은 위성 모드에서 작동할 것이다:
모든 위성 마스터의 RF 송수신기(40)는 "수신" 모드으로 전환된다. 각각의 위성 마스터는 두 개의 레인징신호를 받는다: 하나는 단일 발신 마스터 유니트에 의해 생성되고 다른 하나는 태그에 의해 재송신된다. 상기 OM으로부터 제 1레인징신호의 수신 후, 상기 위성 마스터는 상기 OM 축적 버퍼(FPGA(60), RAM(70))에서 기저대역신호를 저장하여, 상기 태그가 통상 작동에서 하는 것과 동일한 방식으로 종료/개시점(윈도우 경계)을 측정한다.
이러한 윈도우 개시점은 상기 OM(이들 윈도우들 간 시간간격이 (TDMS + constant) 와 동일해지는 시간)으로부터 모든 연속 레인징신호를 위하여 윈도우들을 생성하도록 사용될 수 있다. 제 1신호를 포함한 이들 모든 신호는, 상기 발신 마스터가 통상 작동에 있어서 태그로부터 기저대역 레인징신호를 축적하는 방식과 동일한 방식으로 위성의 OM 버퍼 RAM(74)내에 축적되며, 상기 TDMS 은 위성 마스터의 TDM 과 동일하다.
태그로부터의 제 2 레인징신호는 TDS 시간 동안 지연된다. 상기 위성 마스터는 상기 TDS 시간에 의해 제 1윈도우로부터 교대된 제 2윈도우을 생성시키며, 제 1 수신 기저대역 레인징신호가 저장되어 축적되는 바와 동일한 방식으로 태그 RAM 축적 버퍼(FPGA(60), RAM (74))에 제 2 기저대역 레인징신호를 저장하고 축적한다.
상기 기저대역 레인징신호를 완료하자마자 상기 위성 마스터 유니트는 단일 발신 마스터 작동에서와 동일한 절차를 사용하여 각각의 레인징신호를 위한 비행시간(지연시간)을 측정한다(FPGA(60), block (76)). 두 개의 기저대역 신호에 있어 비행시간 값의 차이는 OM 및 위성 마스터들과 관련한 태그 위치를 결정하는 데 사용될 수 있다.
모든 마스터들(단일 발생 및 위성)은 동일한 (TDM + const) 및 (TDMS + constant) 값을 사용한다. 그러나 동일한 (TDM + const) 또는 (TDMS + constant) 값은, 각 유니트 간 클럭 주기에 있어서 가능한 차이들을 가지고 개별적인 마스터 유니트들에 의해 측정된다. 클럭 주기에 있어 이러한 차이는 i-번째 m (마스터) 장치의 클럭 주기를 j-번째 m (마스터) 장치의 클럭 주기로 전환시키는 것을 가능하게 하는 계수 행렬 - k mi j 로 표현될 수 있다.
유사하게, 마스터 유니트에 의한 TDS 값의 측정을 위한 슬레이브 유니트 클럭 주기 이행이, j-번째 s(슬레이브) 장치의 클럭 주기를 i-번째 m (마스터) 장치의 클럭 주기로 전환시키는 것을 가능하게 하는 k msij 행렬을 통해 실행될 수 있다. 개별적인 계수 값의 측정은 상술된 교정절차로써 실행된다.
DTOA 위치확인(DTOA locating)의 경우, 모든 태그들은 실질적으로 마스터들이다. 발생 및 위성 마스터들은 DTOA 쌍들을 형성하고, 그들 간 거리측정을 실행하는 것과 같이 작용한다. DTOA 쌍은, 발신 마스터 제어하에 2 개의 위성 마스터 또는 발신 마스터 및 위성 마스터를 구성한다. 각 쌍의 마스터들 중 하나는 마스터로써 작동하고 다른 하나는 태그로써 작동하며, 발신 마스터는 항상 마스터 모드로 존재한다.
모든 마스터-태그의 RF 송수신기(40)은 "수신" 모드로 전환된다. 각 태그는 각 쌍의 DTOA(하나는 마스터로써 작용하는 위성/OM 마스터 유니트에서, 다른 하나는 태그로써 작용하는 위성 마스터 유니트에서)로부터 2 개의 레인징신호를 수신한다. 상기 마스터로부터 제 1레인징신호를 수신한 후, 상기 마스터-태그는 그의 축적 버퍼(FPGA(60), RAM (74))에 기저대역 신호를 저장하며, 상기 태그가 통상 작동에서 하는 것과 동일한 방식으로 종료/개시점(윈도우 경계)을 측정한다.
이러한 윈도우 개시점은 상술한 DTOA 쌍(이들 윈도우들 간 시간간격이 (TDMS + constant)와 동일해지는 시간)으로부터 모든 연속 레인징신호를 위하여 윈도우들을 생성하도록 사용될 수 있다. 제 1신호를 포함한 이들 모든 신호는, 상기 발신 마스터가 통상 작동에 있어서 태그로부터 기저대역 레인징신호를 축적하는 방식과 동일한 방식으로 태그 마스터 버퍼 RAM(74)내에 축적되며, 상기 TDMS 은 상술한 쌍에 있어서 마스터의 TDM 과 동일하다.
상술한 DTOA 쌍의 태그로써 작용하는 위성 마스터로부터의 제 2레인징신호는 TDS 시간 동안 지연된다. 상기 마스터-태그는 상기 TDS 시간에 의해 제 1윈도우로부터 교대된 제 2윈도우를 생성시키며, 제 1 수신 기저대역 레인징신호가 저장되어 축적되는 바와 동일한 방식으로 태그 RAM 축적 버퍼(FPGA(60), RAM (74))에 제 2 기저대역 레인징신호를 저장하고 축적한다.
상기 기저대역 레인징신호의 완료에 의해, 상기 위성 마스터 유니트는 단일 발신 마스터 작동에서와 동일한 절차를 사용하여 각각의 레인징신호를 위한 비행시간(지연시간)을 측정한다(FPGA(60), block (76)). 두 개의 기저대역 신호에 있어 비행시간 값의 차이는 발신 마스터로 발송된다.
이러한 과정은 각각의 DTOA 쌍의 결합을 위해 반복되며, 모든 사례들에서 두 개의 기저대역 신호에 있어서의 비행시간 값의 차이는 발신 마스터로 발송된다. 이러한 정보는 상기 OM 및 위성 마스터들과 관련한 각각의 마스터-태그 위치를 결정하는데 사용된다.
DTOA 쌍에 존재하는 모든 마스터들은 동일한 (TDM + const)값을 사용하며, 상기 DTOA 쌍에서 태그로서 작용하는 위성 마스터들은 동일한 (TDS)값을 사용한다.
그러나 동일한 (TDM + const) 또는 (TDS) 값은, 각 유니트 간 클럭 주기에 있어서 가능한 차이를 가지고 개별적인 마스터 유니트들에 의해 측정된다. 클럭 주기에 있어 이러한 차이는 i-번째 m (마스터) 장치의 클럭 주기를 j-번째 m (마스터) 장치의 클럭 주기로 옮기는 것을 가능하게 하는 계수 행렬 - kmij 에 의해 나타내어질 수 있다.
유사하게, 슬레이브 유니트로써 작용하는 위성 마스터들을 위한 마스터 유니트에 의한 TDS 값 측정용 클럭 주기 이행이, j-번째 s(슬레이브) 장치의 클럭 주기를 i-번째 m (마스터) 장치의 클럭 주기로 전환시키는 것을 가능하게 하는 kmsij 행렬을 통해 실행될 수 있다. 개별적인 계수 값의 측정은 이전에 상술된 교정절차로써 실행된다.
이 특허 출원에 기술된 거리측정 플랫폼은 다수의 다른 방법으로 사용될 수 있다. 상기 거리측정 플랫폼은 접근 정보(proximity information) 또는 부가적인 3각 측량 기술, 위치확인을 제공하기 위하여 사용될 수 있다.
본 발명은 다른 유니트 위치의 영상 표시를 제공하는 컴퓨터 또는 PDA에 부착된 "스마트 태그" 또는 마스터 유니트를 사용할 수 있고, 혹은 마스터 유니트로 구성되며, 자체 영상을 포함하는 PDA와 유사한 사이즈의 독립형 소형 장치에 구현될 수 있다. 다른 실시형태에 있어서, "슬레이브 유니트"(태그)의 일부는 자리에 고정될 수 없으며, 상기 시스템은 UHF RFID 기술을 사용하여 고정 판독기(fixed readers)에 의존하는 종래의 RFTL 시스템만큼 기능을 할 수 있다. 본 발명의 시스 템에 있어서 이점은 각각의 판독기 유니트를 대상으로 훨씬 넓은 범위를 제공한다는 것이다. 따라서, 사무용 빌딩 또는 빌딩집중지역과 같은 소정 넓이의 공간에 대한 커버리지(coverage)를 제공하기 위해서, 종래의 판독기보다는 적은 판독기가 요구된다. 판독기 비용이 거의 비슷하기 때문에, 이는 이러한 기술에 근거한 시스템이 훨씬 적은 판독기를 필요로 하며, 종래의 UHF 기술을 사용하던 것보다 현저하게 비용이 덜 든다는 것을 의미한다.
상기 위치확인 시스템은 다음의 예시적인 사업, 상업시장에서 사용될 수 있다:
제 1 응답기는 점화(fire), EMT, SWAT 팀; 교정 시설 관리(Corrections facilities management); 공항 및 항공기 안전; 항구 및 해상 안전; 물리적 기반 시설 보호; 병원; 공장; 건설 대지; 쇼핑몰; 학교; 사무실 빌딩; 및 자동차를 포함한다.
상기 시스템이 상기 열거된 시장을 위해 실행할 수 있는 별개의 방법이 적어도 두 개 있다. 첫 번째는 고정된 기반 시설이 없는 사람들로 구성된 작은 그룹이다. 이를 테면, 한 그룹의 소방대원들이 불타는 빌딩에 진입하는 경우, 상기 위치확인 시스템은 빌딩내에서 상기 소방대원들의 위치를 볼 수 있을 것이다. 자동적으로 거리 시스템은 어떠한 3각 측량 기술을 사용하지 않고도 사용될 수 있다. 이를 테면, 수감자들이 작업장(교정 시설 외부)에 있는 경우, 그들은 교도관에 의해 감독을 받게 된다. 상기 수감자들은 비주얼 인터페이스상에서 감독관들에 의해 분명하게 식별될 수 있다. 감독되는 수감자들의 거리를 측정함에 의해, 상기 사무관은 항상 모든 수감자들의 상대거리를 확인할 수 있을 것이다. 또한, 상대거리의 증가 또는 감소 여부에 근거하여 사용자로부터 사람 또는 물품이 근접한지 또는 떨어져 있는지 여부를 측정함에 의해 어떠한 사람 또는 물품도 추적될 수 있다. 이를 테면, 자동차 부분에 있어서, 상기 시스템을 가진 자동차는 사용자로 하여금 정확한 거리를 사전결정할 수 있게 할 것이고, 주인이 차에 접근할 경우, 상기 자동차 문은 자동으로 열릴 것이며 또는 상기 자동차 주인이 주차지역에서 자신의 차를 확인하기 위해 상기 시스템을 사용할 수 있을 것이다.
두 번째 방법은 빌딩 및 실외 환경이 혼합되어 구성될 수 있는 고정된 캠퍼스형 환경을 위한 것이다. 상기 시스템은 실외 위치 또는 실내 위치에 개별적으로 사용될 수 있다. 첫 번째 방법과의 주요한 차별점은, 상기 두 번째 방법에서는 빌딩 및 실외를 걸친 고정된 장치가 있다는 것이다. 전형적으로, 이러한 형식의 설비는 전체 시스템의 일부로써 배치되는 다수의 더 많은 태그를 가질 것이다. 상기 시스템은 병원에서 의사와 환자들을 추적하고 의류공장에서 재고를 조사하는데 사용될 수 있다.
사람들은 항상 키, 지갑, 동전 지갑, 휴대폰, 랩탑 컴퓨터, 리모콘 조절기등을 잃어버리거나 둔 곳을 잃어버린다. 여기 기술된 기술로, 사람들은 동시에 다수의 빈번히 잃어버린 객체를 추적할 수 있으며, 그로 인해, 둔 곳을 잃어버린 물품을 찾는데 걸리는 시간 및 잃어버렸을 경우 대체하기 위한 비용을 줄인다. 또한, 여기 기술된 기술은 사용자로 하여금 그들 그룹에 있는 모든 사람들의 정확한 위치를 볼 수 있도록, 필요한 경우 이들 각 각을 위치확인하고 추적하는데 사용될 수 있다. 이는 아이들이 여행을 떠나거나 그들의 부모와 여행중인 경우 특별한 용도를 가진다.
e911라고 호칭이 주어진 최근 정부는 모든 무선회사들에게 핸드폰으로 911을 전화한 사람들의 위치확인을 할 수 있도록 요구했다. 그러나, e911을 위하여 사용되는 상기 기술은 전체 전화의 67%인 100미터 이내 및 전화의 95%인 300 미터 이내의 협소한 발신자 위치확인을 한다. 여기 기술된 기술은 더 정확하고 포괄적인 분해능을 제공하기 위해 기존의 e911 기술과 결합할 수 있다. 이러한 시스템을 GPS 또는 e911 위치확인에 사용되는 기타 아날로그 적인 기술과 결합하는 것에 의해, 결과되는 통합은 더 신뢰할 수 있고, 완전하고 정확한 분해능을 제공할 것이며, 널리 포괄적이면서도 정확한 상대 위치 정보 모두를 가능하게 한다. 이를 테면, 검색 및 구조 업체는 현재의 e911 기술을 사용하여 911 발신자의 정확한 위치가 신고될 수 있다. 1 마일 내 도착에 따라, 상기 911 발신자의 정확한 위치는 확인될 수 있으며, 구조의 속도가 상당히 증진된다. 상기 통합은 상술한 어떠한 기능도 가능하게 할 수 있을 것이다.
상기 시스템은 GPS 수신기와 고르게 통합될 수 있으며, 네트워크 내 위치 정보를 제공한다. 스카이 뷰(sky view)를 가진 유니트는, 어떠한 시스템 유니트도 GPS 기준점으로서 작용할 수 있게 허용하는 표준적인 GPS NEMA 데이터를 수용하도록 인터페이스될 수 있다. 상기 네트워크 내 다른 유니트들은, 상기 GPS 기준점에서 그들의 상대 위치를 정확하게 알 것이며, 그들의 가상 GPS 위치를 측정할 수 있을 것이다. 이러한 시스템은 스카이 뷰를 가지지 않지만 마스터/슬레이브 유니트의 무선 범위(radio range)내 있는 지역에 있어, GPS와 같은 정확도를 제공하는 이점을 갖는다.
상기 시스템은 보조 GPS 시스템, 기저역, 피코셀(Pico cells) 또는 EOTD 셀룰러 시스템과 결부함으로써 보조 셀룰러 위치 정보도 제공할 수 있다. 상기 위치확인 기술 및 알고리즘은 불가피하게 셀룰러 네트워크-의존적인 것은 아니다. 각 각의 무선 범위 내에 있어서 모든 휴대전화는 그 자체로도 잠재적인 RTFL 네트워크의 부분이 될 수 있으며, 전화기에 의해 근접한 가상 GPS 위치를 제공할 수 있다. GPS 스카이의 무선 범위에서 전화기를 갖는 것이 불가능한 경우, 알려진 위치를 가진 마스터 유니트는 GPS 레퍼런스로써 대체될 수 있다. 본 발명의 시스템이 이상적으로 VHF 전송에 적합하기 때문에, 911을 위한 다른 전화기에 통신 및 위치 정보를 허용하도록 셀룰러 채널 외부의 대체적인 긴급 채널이 제공될 수도 있다.
여기 기술된 휴대전화는 무선 범위에서 어떠한 전화기에도 짧은 범위의 상대 위치를 제공할 수 있다 이는 상점, 집, 쇼핑몰 또는 사람들이 돌아다니는 어떤 장소에 있어서도 동료, 친구 또는 가족의 위치를 알아내는데 매우 유용할 수 있다. 다양한 알고리즘이 셀 방식 무선 전화에서 실행될 수 있으며, GPS, 기저역 또는 외부 기준 없이 그룹 내 구성원의 상대 위치를 독립적으로 제공할 수 있다.
두 가지 방식의 무선(radio)은 전형적으로, 상기 시스템이 각 구성원의 상대 위치를 측정할 수 있는 독립적인 무선망을 형성한다. 상기 레인징신호는 일반적인 협대역 FM 통신 채널을 가진다는 것을 인지하여야 한다. 시간 또는 주파수 분할, 부반송파(sub-carrier) 또는 파일럿 톤(pilot tone)에 의한 통신 및 레인징 정보를 용이하게 하도록, 통신 프로토콜이 적용될 수 있다. 이러한 시스템은 일단의 무선(radio)이 서로 간의 상대 위치를 알게 하거나, 리피터(repeater) 또는 기저역에 상대적일 수 있도록 허용한다.
또 다른 실시예는, 지역망 시스템(무선 라우터(wireless router)와 같은)에 기술을 통합하는 것이다. 본 발명의 시스템은 기존의 무선 라우터에 통합될 수 있으며, 라우터들을 위해 UHF 기반 추적 실행보다 더 큰 위치확인 능력을 제공한다.
상기 기재된 시스템 그 자체가 협대역 레인징 시스템임에도 불구하고, 비디오 또는 고 속력의 데이터와 같은 광대역 전송에도 적용될 수 있다. 상기 시스템은, 시간 또는 주파수에 맞추어 비디오 또는 데이터 망에 다중 송신할 수 있거나 혹은 레인징(rainging)를 위한 특수 채널, 부반송파 또는 파일럿 톤을 가질 수 있다.
상기 시스템이, 아날로그 채널을 넘어 DSP 알고리즘을 사용하기 때문에, 그의 레인징 기술은 어떤 무선 펌웨어의 부분이 될 수 있고, 또는 아날로그, 디지털 또는 소프트웨어 무선에 대한 자립형 DSP 레인징 기술로서 있을 수 있다.
다른 응용들로서, 정확한 기술적 상세사항(specifications)(전력, 방출, 대역폭과 같은)을 결정할 수 있을 것이다. 상기 발명은, 최고 긴축 대역폭을 포함한, FCC에 개시된 6.25 kHz, 11.25 kHz, 12.5 kHz, 25 kHz 및 50 kHz 을 포함한 다수의 다른 대역폭에서 작동하는 것을 가능하게 하며, 적정 부분을 위한 해당 기술 요구사항을 따른다. 결과로서, 상기 부분 내 다중 FCC 부분 및 면제부분이 적용가능할 것이다. 이를 테면, 47 CFR 파트 90-프라이빗 랜드 모바일 라디오 서비 스(Private Land Mobile Radio Services: Private Land Mobile)내에서 다중 서브파트(subpart)에 대한 컴플라이언스(compliance)는 우리 시스템의 FCC 순응 동작을 가능하게 하는데 사용될 수 있다. 상기 두 개의 서브파트는 공적안전 및 산업적/상업적 무선 어플리게이터를 위한 응용을 다루고 있다. 공적 안전 대역 내에서는, 이러한 대역(퍼블릭 세이프티 풀 프리퀀시 테이블(Public Safety Pool Frequency Table)에 나타내어진 대역)에서 작동하는 것이 가능하며, 이는 상기 시스템이 11.25와 같은 대역폭에서도 작동할 수 있기 때문이다. 산업적/상업적 라디오 풀 내에서, 본 발명의 시스템은, 이러한 대역(퍼블릭 세이프티 풀 프리퀀시 테이블(Public Safety Pool Frequency Table)에 나타내어진 대역)에서 작동하기 위한 라이센스를 받기 위해 필요한 요구조건에 부응할 수 있느데, 이는 상기 시스템이 11.25 kHz와 같은 대역폭에서도 작동할 수 있기 때문이다.
서브파트 F-무선위치 서비스도 사용될 수 있다. 이러한 서브파트는 확산 스펙트럼 및 비확산 스펙트럼 응용에서도 가능하다. 예로써, 사업적 응용을 위하여, 확산 스펙트럼은 섹션 90.103, 무선위치에 서비스에 개시된 바와 같이 사용될 수 있다. 공적안전은 또한 퍼블릭 세이프티 풀(Public Safety Pool) 90.20(f)에서의 확산 스펙트럼의 사용도 가능하게 한다(서브파트 5 참조). 일반 기술 기준이, 6.25 kHz, 12.5 kHz, 25 kHz 및 50 kHz와 같은 레인징폭의 사용을 필요로 한다는 것을 인지하는 것은 중요하다.
또한, 섹션 90.217은, 출력 전력은 120 밀리와트로 제한되지만, 채널 대역폭은 25 kHz로 제한되는 기술 표준으로부터 면제부분을 갖는다. 상기 시스템은 이러 한 섹션에 완전히 호응하여 작동할 수 있다. 또한, 섹션 90.259는 216-220 MHz 및 1427-1432 MHz에서의 주파수 사용을 위한 산업적/상업적 풀(pool)을 위한 특수한 기능을 갖는다. 이는 50 kHz까지의 연속 채널의 사용을 가능하게 한다.
47 CFR 파트 90-프라이빗 랜드 모바일 라디오 서비스(Private Land Mobile Radio Services: Private Land Mobile)내에서 다중 서브파트(subpart)에 대한 컴플라이언스 정도(compliance)는 시스템의 FCC 순응 동작을 가능하게 하는데 사용될 수 있다. 예로써, 서브파트 A, 일반모바일무선서비스(General Mobile Radio Services), 서브파트 B, 패밀리무선서비스(Family Radio Service), 서브파트 G, 저전력무선서비스(Low Power Radio Services), 서브파트 다용도 무선서비스(Subpart Multi-Use Radio Service)가 사용될 수 있다. 47 CFR 파트 15 내 무선 주파수 장치내에서, 서브파트 C- 인텐셔널 라디에이터(Intentional Radiators)가 사용될 수 있다. 이는 상기 장치들이 모든 소비자들에 의해 사용되는 것을 가능하게 한다. 시스템 및 방법의 개별적인 실시형태를 여기 기술함으로써, 상기 기재된 방법 및 장치의 확실한 이점이 성취될 수 있다는 것이 이 분야의 기술자들에게 명백할 것이다. 특히, 객체를 추적하고 위치확인 하는 상기 시스템이, 매우 적은 증가비용으로 FPGA 또는 ASIC 및 표준 신호 처리 소프트웨어/하드웨어 결합을 사용하여 조립될 수 있다는 것은 이 분야의 기술자들에게 높이 평가되어야만 한다. 상기와 같은 시스템은, 이를 테면, 실내 또는 실외 환경, 적막하고 부적당한 환경에서 사람의 위치를 확인하는 다양한 응용이 가능하다.
본 발명의 범위 및 사상을 벗어나지 않는 한 이의 다양한 변형, 개조 및 대 안적 실시형태가 만들어질 수 있다. 본 발명은 다음 청구항에 의해 더 정의된다.
도 1은, RF 모바일 추적 및 위치확인 시스템에 있어서, 마스터 유니트의 블록도.
도 2는, RF 모바일 추적 및 위치확인 시스템에 있어서, 슬레이브 유니트(태그)의 블록도.
도 3은, RF 모바일 추적 및 위치확인 시스템에 사용된 신호를 나타낸다.
도 4는, 도 1 내지 도 2의 마스터 또는 슬레이브 유니트의 FPGA의 FIFO(first in - first out) 버퍼에서의 신호도(diagram of a signal )이다.
도 5는, 첩 신호(chirp signals)의 상관과정을 도시한다.

Claims (20)

  1. RF 송수신기를 가지며, 태그까지의 거리를 측정하기 위해 상기 태그에 대한 인터페이스에 적응되는 마스터 유니트; 및
    RF 송수신기를 가지며, 상기 마스터 유니트에 대한 인터페이스에 적응되는 태그를 포함하며,
    상기 마스터 유니트의 상기 RF 송수신기 및 상기 태그의 상기 RF 송수신기는, 상기 마스터 유니트와 태그 간의 거리를 측정하기 위해 VHF 대역을 넘지 않는 협대역폭 레인징신호를 전송하고 수신하며, 상기 협대역폭 레인징신호는 다른 주파수의 다중 펄스를 포함하는 것을 특징으로 하는 RF 기반 객체 추적 및 위치확인 시스템.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 마스터 유니트 및 태그는, 반이중 모드(Half-duplex mode)로 작동하는 것을 특징으로 하는 RF 기반 객체 추적 및 위치확인 시스템.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 마스터 유니트 및 태그는, 단일 모드(simplex mode)로 작동하는 것을 특징으로 하는 RF 기반 객체 추적 및 위치확인 시스템.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 협대역폭 레인징신호는, 수신(RX) 기저대역 레인징신호, 수신(RX) 기저대역 음성신호 및 수신(RX) 기저대역 데이터 신호 중 어느 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 RF 기반 객체 추적 및 위치확인 시스템.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 신호는 디지털 신호 처리(DSP) 및 소프트웨어 정의 무선(SDR) 기술을 사용하여 처리되는 것을 특징으로 하는 RF 기반 객체 추적 및 위치확인 시스템.
  6. 제 5항에 있어서,
    신호 처리는, 코히런트 합산(coherent summing), 넌코히런트 합산(non-coherent summing), 정합 필터링(matched filtering), 펄스간 변조(inter-pulse modulation), 제로/피 변조(Zero/Pi modulation), 디더링(dithering), 다중경로 축소 기술(multipath reduction technology), 적응 등화 - CMA(일정 모듈 알고리즘:Constant Modulo Algorithm), DFE(결정 궤환 등화:Decision Feedback Equalization), 비테르비 알고리즘(Vitterbi algorithm), 다중 주파수 특징부여(Multi-frequency characterization)를 사용한 RF 채널 다중경로 (지연) 확인, 칼만 평가(Kalman estimation), 임펄스 압축(Impulse compression) 및 확산 스펙트럼 중 어느 하나의 방법에 의한 소음 감소를 포함하며,
    루프-백(loop-back)/자체 시험 기술을 사용하여, 송신(TX) 및 수신(RX) 회로 전달 지연시간 측정 및/또는 추정하는 것을 특징으로 하는 RF 기반 객체 추적 및 위치확인 시스템.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 마스터 유니트와 태그 간의 거리는,
    상기 협대역폭 레인징신호의 차등 도착시간(DTOA)에 의해 측정되는 것을 특징으로 하는 RF 기반 객체 추적 및 위치확인 시스템.
  8. 제 1항에 있어서,
    상기 마스터 유니트와 태그의 역할이 반대인 것을 특징으로 하는 RF 기반 객체 추적 및 위치확인 시스템.
  9. 삭제
  10. 제 1항에 있어서,
    상기 협대역폭 레인징신호는 동일한 주파수의 다중 펄스를 포함하는 것을 특징으로 하는 RF 기반 객체 추적 및 위치확인 시스템.
  11. RF 송수신기를 각각 가지고, 태그에 대한 인터페이스에 각각 적응되어, 각각의 마스터 유니트로부터 태그까지의 거리를 측정하는 복수 개의 마스터 유니트; 및
    RF 송수신기를 가지며, 상기 복수 개의 마스터 유니트에 대한 인터페이스에 적응되는 태그를 포함하며,
    상기 마스터 유니트의 상기 RF 송수신기 및 상기 태그의 상기 RF 송수신기는, 상기 마스터 유니트와 태그 간의 거리를 측정하기 위해 VHF 대역을 넘지 않는 협대역폭 레인징신호를 전송하고 수신하며, 상기 협대역폭 레인징신호는 다른 주파수의 다중 펄스를 포함하는 것을 특징으로 하는 RF 기반 객체 추적 및 위치확인 시스템.
  12. 제 11항에 있어서,
    상기 마스터 유니트와 태그는 VHF 대역 내 또는 그 이하의 협대역폭 레인징 신호를 송신 및 수신하는 것을 특징으로 하는 RF 기반 객체 추적 및 위치확인 시스템.
  13. 제 11항에 있어서,
    상기 복수 개의 마스터 유니트 중 일부는, 단일 발생 판독기 모드(single originating reader mode)로 작동하고, 일부는 위성 모드(satellite mode)로 작동하며, 일부는 태그 모드(tag mode)로 작동하는 것을 특징으로 하는 RF 기반 객체 추적 및 위치확인 시스템.
  14. 제 11항에 있어서,
    상기 협대역폭 레인징신호는, 수신(RX) 기저대역 레인징신호, 수신(RX) 기저대역 음성신호 및 수신(RX) 기저대역 데이터 신호 중 어느 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 RF 기반 객체 추적 및 위치확인 시스템.
  15. 제 11항에 있어서,
    상기 신호는 디지털 신호 처리(DSP) 및 소프트웨어 정의 무선(SDR) 기술을 사용하여 처리되는 것을 특징으로 하는 RF 기반 객체 추적 및 위치확인 시스템.
  16. 제 11항에 있어서,
    각각의 위성 마스터 유니트 및/또는 태그 유니트는, 발신 마스터 유니트에 의해 생성되는 제 1레인징신호 시퀀스 및 상기 태그에 의해 재전송되는 제 2레인징신호 시퀀스를 수신하고,
    상기 각각의 레인징신호 시퀀스는 거리측정 동안 시간지연을 측정하도록 개별적으로 처리되며, 상기 각각의 위성 마스터는 각 레인징신호의 비행시간을 측정하는 것을 특징으로 하는 RF 기반 객체 추적 및 위치확인 시스템.
  17. 제 14항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 레인징신호의 비행시간 간 차이는 상기 마스터 유니트에 대한 태그의 상대 위치를 측정하는데 사용되며,
    마스터-태그 거리 측정 및 마스터-마스터 거리 측정은,
    협대역폭 레인징신호의 차등 도착시간(DTOA)에 의해 측정되는 것을 특징으로 하는 RF 기반 객체 추적 및 위치확인 시스템.
  18. 태그에 대한 인터페이스에 적응된 RF 송수신기를 가지는 마스터 유니트가 협대역폭 레인징신호를 전송하고,
    상기 마스터 유니트에 대한 인터페이스에 채용된 RF 송수신기를 가지는 태그가 상기 신호를 수신하며,
    상기 마스터 유니트의 상기 RF 송수신기 및 상기 태그의 상기 RF 송수신기는, 상기 마스터 유니트와 태그 간의 거리를 측정하기 위해 VHF 대역을 넘지 않는 협대역폭 레인징신호를 전송하고 수신하며, 상기 협대역폭 레인징신호는 다른 주파수의 다중 펄스를 포함하는 것을 특징으로 하는 RF 기반 객체 추적 및 위치확인 방법.
  19. 제 18항에 있어서,
    상기 마스터 유니트와 태그는 VHF 대역 내 또는 그 이하의 협대역폭 레인징신호를 송신 및 수신하는 것을 특징으로 하는 RF 기반 객체 추적 및 위치확인 방법.
  20. 제 18항에 있어서,
    상기 마스터 유니트와 태그 간의 거리는,
    상기 협대역폭 레인징신호의 차등 도착시간(DTOA)에 의해 측정되는 것을 특징으로 하는 RF 기반 객체 추적 및 위치확인 방법.
KR1020087017249A 2005-12-15 2006-12-15 Ｒｆ 기술을 이용한 객체 추적용 감소된 감쇄 방법 및시스템 KR101305386B1 (ko)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US59764905P 2005-12-15 2005-12-15
US60/597,649 2005-12-15
US11/610,595 US7561048B2 (en) 2005-12-15 2006-12-14 Methods and system for reduced attenuation in tracking objects using RF technology
US11/610,595 2006-12-14
PCT/US2006/062133 WO2007136419A2 (en) 2005-12-15 2006-12-15 Methods and system for reduced attenuation in tracking objects using rf technology

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20080086889A KR20080086889A (ko) 2008-09-26
KR101305386B1 true KR101305386B1 (ko) 2013-09-06

Family

ID=38172775

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020087017249A KR101305386B1 (ko) 2005-12-15 2006-12-15 Ｒｆ 기술을 이용한 객체 추적용 감소된 감쇄 방법 및시스템

Country Status (5)

Country Link
US (1) US7561048B2 (ko)
EP (1) EP1960977A4 (ko)
JP (4) JP2009520193A (ko)
KR (1) KR101305386B1 (ko)
WO (1) WO2007136419A2 (ko)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101695904B1 (ko) 2016-03-16 2017-01-16 부산대학교산학협력단 비콘과 수신기를 이용한 건설장비 위치 추적 시스템 및 그 방법
US11385327B2 (en) * 2018-10-10 2022-07-12 Sri International CubeSat radar systems

Families Citing this family (103)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070037568A1 (en) * 2005-08-15 2007-02-15 Robert Warner Networked wireless devices for local tracking and interaction
US10834531B2 (en) 2005-12-15 2020-11-10 Polte Corporation Multi-path mitigation in rangefinding and tracking objects using reduced attenuation RF technology
US10091616B2 (en) 2005-12-15 2018-10-02 Polte Corporation Angle of arrival (AOA) positioning method and system for positional finding and tracking objects using reduced attenuation RF technology
US7969311B2 (en) 2005-12-15 2011-06-28 Invisitrack, Inc. Multi-path mitigation in rangefinding and tracking objects using reduced attenuation RF technology
US9913244B2 (en) 2005-12-15 2018-03-06 Polte Corporation Partially synchronized multilateration or trilateration method and system for positional finding using RF
US9699607B2 (en) 2005-12-15 2017-07-04 Polte Corporation Multi-path mitigation in rangefinding and tracking objects using reduced attenuation RF technology
US10281557B2 (en) 2005-12-15 2019-05-07 Polte Corporation Partially synchronized multilateration/trilateration method and system for positional finding using RF
US7872583B1 (en) * 2005-12-15 2011-01-18 Invisitrack, Inc. Methods and system for multi-path mitigation in tracking objects using reduced attenuation RF technology
US9288623B2 (en) 2005-12-15 2016-03-15 Invisitrack, Inc. Multi-path mitigation in rangefinding and tracking objects using reduced attenuation RF technology
US9813867B2 (en) 2005-12-15 2017-11-07 Polte Corporation Angle of arrival (AOA) positioning method and system for positional finding and tracking objects using reduced attenuation RF technology
US7561048B2 (en) * 2005-12-15 2009-07-14 Invisitrack, Inc. Methods and system for reduced attenuation in tracking objects using RF technology
US8226003B2 (en) 2006-04-27 2012-07-24 Sirit Inc. Adjusting parameters associated with leakage signals
AU2007348326B2 (en) * 2006-05-31 2012-03-08 Trx Systems, Inc. Method and system for locating and monitoring first responders
TW200823762A (en) * 2006-11-17 2008-06-01 Ussen Company Ltd Device and method of improving usage efficiency of radio frequency identification (RFID) system
KR100833512B1 (ko) * 2006-12-08 2008-05-29 한국전자통신연구원 태그의 센싱 데이터 저장 장치 및 그 방법
US7826521B1 (en) * 2007-02-28 2010-11-02 Atheros Communications, Inc. Rate adaptation using error vector magnitude
US8064475B2 (en) * 2007-03-21 2011-11-22 At&T Intellectual Property I, L.P. Systems and methods of wireless communication
DE102007019543A1 (de) * 2007-04-25 2008-10-30 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Messgerät mit serieller digitaler Schnittstelle
US8248212B2 (en) 2007-05-24 2012-08-21 Sirit Inc. Pipelining processes in a RF reader
US9395190B1 (en) 2007-05-31 2016-07-19 Trx Systems, Inc. Crowd sourced mapping with robust structural features
US9733091B2 (en) 2007-05-31 2017-08-15 Trx Systems, Inc. Collaborative creation of indoor maps
US7912449B2 (en) * 2007-06-14 2011-03-22 Broadcom Corporation Method and system for 60 GHz location determination and coordination of WLAN/WPAN/GPS multimode devices
JP2009010483A (ja) * 2007-06-26 2009-01-15 Toshiba Tec Corp 無線タグリーダライタ装置及びその信号送受信方法
KR20080114346A (ko) * 2007-06-27 2008-12-31 삼성전자주식회사 화상형성장치에서의 메인터넌스 수행방법 및 장치
CA2695841C (en) * 2007-08-06 2016-11-08 Trx Systems, Inc. Locating, tracking, and/or monitoring personnel and/or assets both indoors and outdoors
US8151311B2 (en) 2007-11-30 2012-04-03 At&T Intellectual Property I, L.P. System and method of detecting potential video traffic interference
DE102008008072A1 (de) * 2008-01-29 2009-07-30 Balluff Gmbh Sensor
GB2457955B (en) * 2008-02-29 2012-08-15 Radiodetection Ltd System for and method of detecting a buried conductor
US8427316B2 (en) 2008-03-20 2013-04-23 3M Innovative Properties Company Detecting tampered with radio frequency identification tags
US8446256B2 (en) 2008-05-19 2013-05-21 Sirit Technologies Inc. Multiplexing radio frequency signals
US8830062B2 (en) * 2008-06-05 2014-09-09 Micron Technology, Inc. Systems and methods to use radar in RFID systems
US8461966B2 (en) 2008-06-05 2013-06-11 Micron Technology, Inc. Systems and methods to determine kinematical parameters using RFID tags
US8242888B2 (en) 2008-06-05 2012-08-14 Keystone Technology Solutions, Llc Systems and methods to determine motion parameters using RFID tags
US8988284B2 (en) 2008-08-14 2015-03-24 Barry Brucker System and method for tracking lost subjects
US9057606B2 (en) 2009-09-10 2015-06-16 Nextnav, Llc Wide area positioning system
US9035829B2 (en) 2008-09-10 2015-05-19 Nextnav, Llc Wide area positioning systems and methods
US8917209B2 (en) 2009-09-10 2014-12-23 Nextnav, Llc Coding in a wide area positioning system (WAPS)
CA2928283A1 (en) 2008-09-10 2010-03-18 Nextnav, Llc Wide area positioning system
US8169312B2 (en) 2009-01-09 2012-05-01 Sirit Inc. Determining speeds of radio frequency tags
WO2010096399A2 (en) * 2009-02-17 2010-08-26 Andrew Llc Method and system for integrated timing measurements
JP5398306B2 (ja) * 2009-03-04 2014-01-29 古野電気株式会社 レーダ装置
JP5410812B2 (ja) * 2009-03-31 2014-02-05 三星電子株式会社 無線通信装置、無線通信システム、及び直接波の受信タイミング検出方法
US20100289623A1 (en) * 2009-05-13 2010-11-18 Roesner Bruce B Interrogating radio frequency identification (rfid) tags
US8416079B2 (en) 2009-06-02 2013-04-09 3M Innovative Properties Company Switching radio frequency identification (RFID) tags
US9372266B2 (en) 2009-09-10 2016-06-21 Nextnav, Llc Cell organization and transmission schemes in a wide area positioning system (WAPS)
US9291712B2 (en) 2009-09-10 2016-03-22 Nextnav, Llc Cell organization and transmission schemes in a wide area positioning system (WAPS)
US8488730B2 (en) * 2009-10-01 2013-07-16 Electronics And Telecommunications Research Institute Communication apparatus using synchronized clock signal
US8786440B2 (en) * 2009-10-02 2014-07-22 Checkpoint Systems, Inc. Calibration of beamforming nodes in a configurable monitoring device system
JP2011101086A (ja) * 2009-11-04 2011-05-19 Denso Wave Inc 携帯端末
US20110169947A1 (en) * 2010-01-12 2011-07-14 Qualcomm Incorporated Image identification using trajectory-based location determination
US20110169607A1 (en) * 2010-01-13 2011-07-14 Naratte Inc. Long range passive real time location system
US8779901B2 (en) * 2010-04-13 2014-07-15 Sunrise Micro Devices, Inc. Asymmetric RTT ranging with multipath correction
GB201006907D0 (en) * 2010-04-26 2010-06-09 Cambridge Entpr Ltd RFID TAG interrogation systems
WO2011153291A2 (en) * 2010-06-01 2011-12-08 Tensorcom Inc. Systems and methods for indoor positioning
US8587467B1 (en) * 2010-09-28 2013-11-19 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Method and apparatus for determining locations of a moving radar
JP5712680B2 (ja) * 2011-03-04 2015-05-07 オムロン株式会社 交信処理装置および交信処理装置における距離計測方法
KR101836427B1 (ko) * 2011-04-29 2018-03-09 오소트론 주식회사 거리 측정 방법 및 장치와, 측위 방법
US9176217B2 (en) 2011-08-02 2015-11-03 Nextnav, Llc Cell organization and transmission schemes in a wide area positioning system (WAPS)
US11125850B2 (en) 2011-08-03 2021-09-21 Polte Corporation Systems and methods for determining a timing offset of emitter antennas in a wireless network
US11835639B2 (en) 2011-08-03 2023-12-05 Qualcomm Technologies, Inc. Partially synchronized multilateration or trilateration method and system for positional finding using RF
KR101995213B1 (ko) * 2011-08-03 2019-07-03 폴테 코포레이션 감소된 감쇠 ｒｆ 기술을 이용하여 오브젝트들을 거리 측정 및 추적할 때의 다중―경로 저감
US8937554B2 (en) 2011-09-28 2015-01-20 Silverplus, Inc. Low power location-tracking device with combined short-range and wide-area wireless and location capabilities
US9554286B2 (en) * 2011-12-02 2017-01-24 Lear Corporation Apparatus and method for detecting a location of a wireless device
CN102567699B (zh) * 2011-12-15 2015-02-18 大唐软件技术股份有限公司 物联网物体定位系统及方法
US8994506B2 (en) * 2012-03-08 2015-03-31 The University Of British Columbia Apparatus and method for processing RFID signals
US10062025B2 (en) 2012-03-09 2018-08-28 Neology, Inc. Switchable RFID tag
EP2856202B1 (en) 2012-06-05 2016-12-21 NextNav, LLC Systems and methods for location positioning of user device
US10440512B2 (en) 2012-08-03 2019-10-08 Polte Corporation Angle of arrival (AOA) positioning method and system for positional finding and tracking objects using reduced attenuation RF technology
US10863313B2 (en) 2014-08-01 2020-12-08 Polte Corporation Network architecture and methods for location services
US10845453B2 (en) 2012-08-03 2020-11-24 Polte Corporation Network architecture and methods for location services
US9286490B2 (en) 2013-09-10 2016-03-15 Nextnav, Llc Systems and methods for providing conditional access to transmitted information
US9390279B2 (en) 2012-09-11 2016-07-12 Nextnav, Llc Systems and methods for providing conditional access to transmitted information
DE102012018427A1 (de) 2012-09-18 2014-05-15 Volkswagen Aktiengesellschaft Verfahren und Vorrichtung zur Ortung eines Mobilteils
JP6526379B2 (ja) * 2012-12-04 2019-06-05 株式会社日立国際電気 無線通信システム
WO2014138195A1 (en) 2013-03-07 2014-09-12 Telcom Ventures, Llc Systems and methods for virtually synchronizing unsynchronized or loosely synchronized networks for position location determination
US11156464B2 (en) 2013-03-14 2021-10-26 Trx Systems, Inc. Crowd sourced mapping with robust structural features
US11268818B2 (en) 2013-03-14 2022-03-08 Trx Systems, Inc. Crowd sourced mapping with robust structural features
US9366748B2 (en) * 2013-06-12 2016-06-14 Qualcomm Incorporated Position location system architecture: peer to peer measurement mode
CN103792530B (zh) * 2014-01-23 2016-01-13 电子科技大学 一种有源定位系统中时延及时钟误差的计算方法
US20160047886A1 (en) * 2014-08-18 2016-02-18 Digi International Inc. System and method for locating a radio tag
US9880261B2 (en) * 2014-09-30 2018-01-30 Texas Instruments Incorporated Loopback techniques for synchronization of oscillator signal in radar
KR102166575B1 (ko) 2014-10-24 2020-10-19 폴테 코포레이션 Rf를 사용하여 위치 파악하기 위한 부분적으로 동기화된 다변측량 또는 삼변측량 방법 및 시스템
CN104464132A (zh) * 2014-12-29 2015-03-25 宁波保税区攀峒信息科技有限公司 一种带定位追踪功能的防丢系统
CN104635576A (zh) * 2015-01-07 2015-05-20 成都九洲迪飞科技有限责任公司 发射脉冲上下沿控制系统
FR3032578B1 (fr) * 2015-02-11 2018-03-23 Centre National D'etudes Spatiales Processeur de signaux numeriques
WO2016142837A1 (en) * 2015-03-07 2016-09-15 Verity Studios Distributed localization systems and methods and self-localizing apparatus
WO2017008011A1 (en) * 2015-07-08 2017-01-12 Sensanna Incorporated Low loss acoustic wave sensors and tags and high efficiency antennas and methods for remote activation thereof
WO2017062902A1 (en) 2015-10-08 2017-04-13 Polte Corporation Angle of arrival positioning system for tracking objects
US10206193B2 (en) 2016-08-31 2019-02-12 At&T Intellectual Property, L.P. Mobile device location based on detection of radiation sources
FR3064074B1 (fr) * 2017-03-15 2019-05-03 Sigfox Procede et systeme de geolocalisation d’un terminal d’un systeme de communication sans fil
US11428790B2 (en) 2017-06-05 2022-08-30 Texas Instruments Incorporated Narrowband TIA and signaling for optical distance measurement systems
US10320517B2 (en) 2017-06-05 2019-06-11 J3 Technology LLC Switched transmit antennas with no feedback for multipath reduction
CN107607909B (zh) * 2017-09-22 2023-05-23 华南理工大学 一种基于lf和uwb的室内定位方法及标签节点
US10470155B2 (en) 2017-11-30 2019-11-05 Abl Ip Holding Llc Commissioning of an indoor positioning system using a secondary positioning system
US11255945B2 (en) 2018-03-27 2022-02-22 Polte Corporation Multi-path mitigation in tracking objects using compressed RF data
JP7122647B2 (ja) * 2018-08-09 2022-08-22 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 距離測定装置、距離測定システムおよび距離測定方法
CN110536229B (zh) * 2018-09-28 2023-03-28 中兴通讯股份有限公司 一种参考信号配置及定位方法、装置、存储介质
FR3089735B1 (fr) * 2018-12-11 2022-06-24 Continental Automotive France Procédé d’estimation de la distance séparant un dispositif d’authentification d’un véhicule automobile
FR3089737B1 (fr) * 2018-12-11 2020-11-13 Continental Automotive France Procédé d’estimation de la distance séparant un véhicule et un dispositif d’authentification
US10742449B1 (en) 2019-06-12 2020-08-11 Apple Inc. Real time analog front end response estimation for sensing applications
JP7434130B2 (ja) 2020-09-24 2024-02-20 株式会社東芝 測距装置及び測距方法
US20220268910A1 (en) * 2021-02-23 2022-08-25 Qorvo Us, Inc. Ultra-wideband integrated circuit (uwb ic) and method of calibrating a uwb product that employs the uwb ic
US11856542B2 (en) * 2021-08-05 2023-12-26 National Yang Ming Chiao Tung University System, tag and method of performing location tracking with ultra wideband (UWB)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0467036A2 (en) * 1990-06-15 1992-01-22 Savi Technology, Inc. Method and apparatus for radio identification and tracking
US5774876A (en) * 1996-06-26 1998-06-30 Par Government Systems Corporation Managing assets with active electronic tags
US20040021599A1 (en) 2000-09-14 2004-02-05 Hall David J. System and method for detecting an intruder using impulse radio technology
US6788199B2 (en) * 2001-03-12 2004-09-07 Eureka Technology Partners, Llc Article locator system

Family Cites Families (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2425776A1 (fr) * 1978-05-09 1979-12-07 Sercel Rech Const Elect Transmission radio-electrique d'un repere temporel, notamment pour mesures de distances transhorizon
US4455556A (en) * 1980-05-19 1984-06-19 Nippon Electric Co., Ltd. Distance measuring equipment
JPH02247590A (ja) * 1989-03-20 1990-10-03 Fujitsu Ltd 位置測定システム
JPH03235077A (ja) * 1990-02-09 1991-10-21 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 位置検出方式
JP3393417B2 (ja) * 1993-12-22 2003-04-07 ソニー株式会社 測位システム
JP2867938B2 (ja) * 1995-01-27 1999-03-10 日本電気株式会社 移動体衛星通信装置
JPH0961515A (ja) * 1995-08-28 1997-03-07 Fujitsu Ltd 電波到来時間測定装置
JP3208305B2 (ja) * 1995-11-14 2001-09-10 シャープ株式会社 通信装置および通信方法
US5720354A (en) * 1996-01-11 1998-02-24 Vermeer Manufacturing Company Trenchless underground boring system with boring tool location
US6812824B1 (en) * 1996-10-17 2004-11-02 Rf Technologies, Inc. Method and apparatus combining a tracking system and a wireless communication system
JP2000241523A (ja) * 1999-02-24 2000-09-08 Victor Co Of Japan Ltd 移動体電波測位システム
US6300904B1 (en) * 1999-06-09 2001-10-09 Honeywell International Inc. Narrowband based navigation scheme
JP2000354268A (ja) * 1999-06-10 2000-12-19 Matsushita Electric Works Ltd ロケーション管理システム
US6211818B1 (en) * 1999-07-01 2001-04-03 Howard L. Zach, Sr. Automatic moving vehicle alert
JP2001197548A (ja) * 1999-11-02 2001-07-19 Matsushita Electric Ind Co Ltd 移動体通信システム
US6876326B2 (en) * 2001-04-23 2005-04-05 Itt Manufacturing Enterprises, Inc. Method and apparatus for high-accuracy position location using search mode ranging techniques
US6810293B1 (en) * 2001-07-26 2004-10-26 United International Engineering, Inc. Compact integrated self contained surveillance unit
JP2004242122A (ja) * 2003-02-07 2004-08-26 Hitachi Ltd 無線信号の伝搬時間差に基づく端末位置の測位方法及び測位システム
GB0404857D0 (en) * 2004-03-04 2004-04-07 Koninkl Philips Electronics Nv Improvements in or relating to time-of-flight ranging systems
US20060220851A1 (en) * 2004-08-12 2006-10-05 Wherenet Corp System and method for tracking containers in grounded marine terminal operations
US20060145853A1 (en) * 2004-12-22 2006-07-06 Time Domain Corporation System and method for detecting objects and communicating information
US7561048B2 (en) * 2005-12-15 2009-07-14 Invisitrack, Inc. Methods and system for reduced attenuation in tracking objects using RF technology
US8265191B2 (en) * 2006-04-19 2012-09-11 Zebra Enterprise Solutions Corp. Receiver for object locating and tracking systems and related methods

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0467036A2 (en) * 1990-06-15 1992-01-22 Savi Technology, Inc. Method and apparatus for radio identification and tracking
US5774876A (en) * 1996-06-26 1998-06-30 Par Government Systems Corporation Managing assets with active electronic tags
US20040021599A1 (en) 2000-09-14 2004-02-05 Hall David J. System and method for detecting an intruder using impulse radio technology
US6788199B2 (en) * 2001-03-12 2004-09-07 Eureka Technology Partners, Llc Article locator system

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101695904B1 (ko) 2016-03-16 2017-01-16 부산대학교산학협력단 비콘과 수신기를 이용한 건설장비 위치 추적 시스템 및 그 방법
US11385327B2 (en) * 2018-10-10 2022-07-12 Sri International CubeSat radar systems

Also Published As

Publication number Publication date
US20070139200A1 (en) 2007-06-21
KR20080086889A (ko) 2008-09-26
JP2018081109A (ja) 2018-05-24
EP1960977A4 (en) 2013-09-18
EP1960977A2 (en) 2008-08-27
JP2014013240A (ja) 2014-01-23
WO2007136419A2 (en) 2007-11-29
JP2009520193A (ja) 2009-05-21
WO2007136419A3 (en) 2008-10-09
JP2016105102A (ja) 2016-06-09
US7561048B2 (en) 2009-07-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101305386B1 (ko) Ｒｆ 기술을 이용한 객체 추적용 감소된 감쇄 방법 및시스템
US6483461B1 (en) Apparatus and method for locating objects in a three-dimensional space
EP2015103B1 (en) Method for determining line-of-sight (LOS) distance between remote communications devices
US6489893B1 (en) System and method for tracking and monitoring prisoners using impulse radio technology
US6492906B1 (en) System and method using impulse radio technology to track and monitor people under house arrest
KR101728921B1 (ko) 감소된 감쇠 ｒｆ 기법을 이용하는 물체 추적 시의 다중경로 완화 방법 및 시스템
US6501393B1 (en) System and method for using impulse radio technology to track and monitor vehicles
US6760387B2 (en) Impulse radio receiver and method for finding angular offset of an impulse radio transmitter
US11815616B2 (en) Announcing UWB / NBA-UWB-MMS ranging rounds via narrowband-based advertisements
US6529568B1 (en) Method and system for canceling interference in an impulse radio
US6914949B2 (en) Method and system for reducing potential interference in an impulse radio
KR100691397B1 (ko) 낮은 정확도의 클록을 사용하여 이동 통신 장치의 위치를결정하기 위한 방법 및 장치
US7969311B2 (en) Multi-path mitigation in rangefinding and tracking objects using reduced attenuation RF technology
US6963727B2 (en) Direct-path-signal detection apparatus and associated methods
US9766321B2 (en) Indoor positioning with radio frequency chirp signal propagation delay measurement
Segura et al. Experimental demonstration of self-localized ultra wideband indoor mobile robot navigation system
US20040203697A1 (en) Ultra wideband remote control system and method
AU2005224650A1 (en) Multi-resolution object location system and method
Siripi Investigation of an optimal utilization of Ultra-wide band measurements for position purposes
CN115706657A (zh) 经由基于窄带的通告来宣告uwb/nba-uwb-mms测距轮次
Jemai et al. An advanced IEEE 802.1 IB channel sounder based on PN correlation and high resolution algorithms

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160727

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170825

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180823

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20190903

Year of fee payment: 7