KR101023311B1 - 디지털 정보 송신 방법, 송신기, 정보 신호 수신 방법 및정보 신호를 수신하는 수신기 - Google Patents

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Abstract

디지털 정보를 송신하는 방법은, 상보적 패턴-맵핑된 컨볼루셔널 코드를 이용하여 다수의 비트의 디지털 정보(54)를 순방향 에러 정정 코딩하는 단계(56)와, 다수의 반송파 신호를 순방향 에러 정정 코딩된 비트로 변조하는 단계(62)와, 변조된 반송파 신호를 송신하는 단계(76)를 사용한다. 변조는 진폭 레벨에 대응하는 그레이 코드를 이용하여 QAM 콘스텔레이션의 동위상 및 직교위상 성분을 독립적으로 진폭 편이 변조하는 단계를 포함할 수 있다. 이러한 신호를 위한 수신기도 설명된다.

Description

디지털 정보 송신 방법, 송신기, 정보 신호 수신 방법 및 정보 신호를 수신하는 수신기{DIGITAL AUDIO BROADCASTING METHOD AND APPARATUS USING COMPLEMENTARY PATTERN-MAPPED CONVOLUTIONAL CODES}
본 발명은 디지털 정보를 코딩하기 위한 방법 및 장치에 관한 것으로, 더욱 구체적으로는, 디지털 오디오 방송 시스템에서 사용하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting: DAB)은 현존하는 방송 포맷보다 우수한 디지털 품질의 오디오를 제공하는 매체이다. AM 및 FM 인-밴드 온-채널(In-Band On-Channel: IBOC) DAB 신호 모두는, 디지털 변조된 신호가 현재 방송 아날로그 신호와 공존하는 하이브리드 포맷으로 송신되거나, 또는 아날로그 신호가 없는 완전 디지털(all-digital) 포맷으로 송신될 수 있다. IBOC DAB는 새로운 스펙트럼 할당을 요구하지 않는데, 이는, 디지털 변호 신호 및 아날로그 신호가 현존 채널 할당의 스펙트럼 마스크 내에서 동시에 송신되기 때문이다. IBOC DAB는, 방송자가 디지털 품질의 오디오를 그들의 현재 청취자 베이스에 공급하면서 스 펙트럼 절약한다.
IBOC DAB에 대한 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplex: OFDM) 기법이 설명되고 있다. OFDM 신호는 일반적인 심볼 속도로 변조된 직각으로 이격된 반송파를 포함한다. 심볼 펄스(예를 들어, BPSK, QPSK, 8PSK 또는 QAM)에 대한 주파수 간격은 심볼 속도에 비례한다. AM 호환 DAB 신호의 하이브리드 IBOC 송신에 대해, OFDM 부반송파 세트는 공존하는 아날로그 AM 반송파 양측에 약 5㎑ 내지 15㎑ 내에 배치되고, 추가의 OFDM 부반송파들은 아날로그 변조 AM 반송파가 점유한 ±5㎑ 주파수 대역 내에 배치된다.
DAB 시스템은 순방향 오류 보정(Forward Error Correction: FEC) 및 인터리빙(interleaving)을 이용하여 손상 채널을 통해 전송된 디지털 정보의 신뢰성을 개선한다. 대부분의 통상적인 컨볼루셔널 코드(convolutional codes)는, 부가적인 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise: AWGN) 채널에서 2진 신호로 잘 작용하도록 설계되었다. 가장 간단한 코드는, 각 입력 정보 비트가 n개의 출력 비트를 발생시키는 1/n의 속도를 갖는다. 펑츄어 코드는 코드 비트를 속도 1/N의 "마더 코드"로부터 제거함으로써 구성되어 더 높은 속도의 코드를 생성할 수 있다. S. Kallel은 "Complementary Punctured Convolutional (CPC) Codes and Their Applications", IEEE Trans. Comm., Vol. 43, No. 6, pp. 2005-2009, June 1995에서 상보적 코드를 생성하는 기법에 대해 설명했는데, 이 기법은 한 종류의 펑츄어링 기법을 채용하여 양호한 성분 코드를 생성한다.
B. Kroeger, D. Cammarata는 "Robust Modem and Coding Techniques for FM Hybrid IBOC DAB", IEEE Trans. on Broadcasting, Vol. 43, No. 4, pp. 412-420, Dec. 1997에서 상보적 특성에 대한 모든 Kallel 요건 없이 중첩된 성분 코드를 생성하는 기법에 대해 설명했다. 미국 특허 출원 번호 제 09/438,822 호(WIPO 국제 공개 번호 제 WO 01/35555 호)에서, Kroeger 등은, 또한, A. Viterbi 등이 "A Pragmatic Approach to Trellis-Coded Modulation", IEEE Communications Magazine, pp. 11-19, Vol. 27, No. 7, July 1989에서 설명한 PTCM(Pragmatic Trellis Code Modulation) 기법을 사용하여, 이들 코드가 상보형 특성을 유지하면서 QAM 심볼에 맵핑될 수 있음을 나타냈다.
(펑츄어(punctured) 또는 비-펑츄어(non-punctured)) 컨볼루셔널 코드의 자유 거리(dfree)는 2진 신호(예를 들어, BPSK 또는 QPSK)를 갖는 AWGN 채널에서 에러 정정 성능을 측정하는 편리한 메트릭이다. 자유 거리에서의 경로의 수와 같은 2차 메트릭과, 그러한 경로에서 에러의 수는 더 양호한 성능 차이를 결정하는 데 사용된다. 최적 거리 프로파일은, 또한, 특히 큰 제약 길이(large constraint length)를 갖는 코드에 유용하다. AWGN 채널에서의 QAM과 같이 비-2진 신호가 사용되는 경우에는, 트렐리스 경로를 통한 최소 유클리드 거리 메트릭이 매우 더 적합하다. 공교롭게도, 트렐리스 코드 변조(Trellis Code Modulation: TCM) 및 PTCM은 AWGN 채널을 위해 설계되었고, 임펄스형 잡음에서 잘 작동하지 않는다. 이것은 PTCM(또는 TCM) 코드가 QAM 콘스텔레이션(constellation)에서 더 큰 코딩되지 않은 유클리드 거리를 갖는 최상위 비트에서 에러 방지를 제공하지 않기 때문이다. 해밍(Hamming) 거리는 임펄스형 잡음 채널에서의 에러 방지에 더욱 중요하다.
이들 제한을 극복하고, IBOC DAB 시스템에서 사용하기에 적합한 코딩 기법이 필요하다.
본 발명은, 상보적 패턴-매핑된 컨볼루셔널 코드를 사용하여 디지털 정보의 다수의 비트를 순방향 에러 정정하는 단계와, 다수의 반송파 신호를 순방향 에러 정정된 비트로 변조하는 단계와, 반송파 신호를 송신하는 단계를 포함한 디지털 정보 송신 방법을 제공한다.
순방향 에러 정정은 다수의 코드 구획(partitions)을 정의하고, 그 구획에 적합한 펑츄어 크기를 선택하고, 비변동적(noncatastrophic) 구획 코드를 찾고, 비변동적 코드의 동위상 및 직교위상 성분을 QAM 콘스텔레이션에 맵핑시킴으로써 이루어질 수 있다. 변조는 그레이 코드 진폭 레벨을 이용하여 QAM 콘스텔레이션의 동위상 및 직교위상을 독립적으로 진폭 편이 변조(amplitude shift keying)하는 단계를 포함하는 것이 바람직하다.
순방향 에러 정정은, 또한, 다수의 비트에서 사전 결정된 비트를 삭제하여, 수정된 다수의 비트를 생성하는 단계와, 수정된 다수의 비트를 다수의 구획에 할당하는 단계와, 수정된 다수의 비트의 동위상 및 직교위상 성분을 QAM 콘스텔레이션에 맵핑시키는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명은, 또한, 상보적 패턴-맵핑된 컨볼루셔널 코드를 이용하여 디지털 정보의 다수의 비트를 순방향 에러 정정하는 수단과, 다수의 반송파 신호를 순방향 에러 정정된 비트로 변조하는 수단과, 반송파 신호를 송신하는 수단을 포함한다.
본 발명의 다른 측면은, 다수의 상보적 패턴-맵핑된 컨볼루셔널 코딩된 비트에 의해 변조된 다수의 반송파 신호를 수신하는 단계와, 반송파 신호를 복조하여 상보적 패턴-맵핑된 컨볼루셔널 코딩된 비트를 복구하는 단계와, 상보적 패턴-맵핑된 컨볼루셔널 코딩된 비트에 근거하여 출력 신호를 생성하는 단계를 포함하는 정보 신호 수신 방법을 포함한다. 복조 단계는 상보적 패턴-맵핑된 컨볼루셔널 코딩된 비트가 비선형적 제한기를 관통하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명은 또한 다수의 상보적 패턴-맵핑된 컨볼루셔널 코딩된 비트에 의해 변조된 다수의 반송파 신호를 수신하는 수단과, 반송파 신호를 복조하여 상보적 패턴-맵핑된 컨볼루셔널 코딩된 비트를 복구하는 수단과, 상보적 패턴-맵핑된 컨볼루셔널 코딩된 비트에 근거하여 출력 신호를 생성하는 수단을 포함하는, 정보 신호를 수신하는 수신기를 포함한다.
본 발명은, 신호 콘스텔레이션에 맵핑된 비트의 유클리드 거리와 관련된 비-2진 값으로 이들 비트가 할당되는 경우에, 코드 자유 거리를 위한 펑츄어 패턴에서의 각 비트의 제공을 이용함으로써 종래의 실용적 트렐리스 코딩된 변조의 제한을 극복한다.
도 1은 하이브리드 AM 인-밴드 온-채널 디지털 오디오 방송 시스템에 대한 부반송파 할당을 개략적으로 나타낸 도면,
도 2는 완전 디지털 인-밴드 온-채널 디지털 오디오 방송 시스템에 대한 부반송파 할당을 개략적으로 나타낸 도면,
도 3은 본 발명의 방법을 구현할 수 있는 IBOC DAB 송신기의 관련 부분의 단순화된 블록도,
도 4는 30㎑ AM IBOC 시스템의 코어 층에 대한 순방향 에러 정정(FEC) 인터리버의 기능성을 나타낸 블록도,
도 5는 30㎑ AM IBOC 시스템의 하이브리드 확장 층에 대한 순방향 에러 정정(FEC) 인터리버의 기능성을 나타낸 블록도,
도 6은 30㎑ AM IBOC 시스템의 완전 디지털 확장 층의 기능성을 나타낸 블록도,
도 7은 AM IBOC 시스템에서의 통합 디지털 서비스(IDS) 채널에 대한 순방향 에러 정정(FEC) 인터리버의 기능성을 나타낸 블록도,
도 8은 본 발명의 방법에 따라 코딩된 신호를 수신할 수 있는 IBOC DAB 수신기의 관련 부분의 단순화된 블록도,
도 9는 코어 오디오의 신속한 취득을 가능하게 하는 AM IBOC 하이브리드 디인터리버 및 FEC 디코더 구현의 기능성을 나타낸 블록도,
도 10은 코어 오디오의 신속한 취득을 가능하게 하는 다른 AM IBOC 하이브리드 디인터리버 및 FEC 디코더 구현의 기능성을 나타낸 블록도,
도 11은 8-진폭 편이 변조(8-ASK), 64-직교 진폭 변조(64-QAM) 신호의 동위상 또는 직교위상 성분에 대한 강건한 소프트 메트릭 F(y)의 개략도,
도 12는 4-진폭 편이 변조(4-ASK), 16-직교 진폭 변조(16-QAM) 신호의 동위상 또는 직교위상 성분에 대한 강건한 소프트 메트릭 F(y)의 개략도,
도 13은 2진 위상 편이 변조(BPSK), 직교 위상 편이 변조(QPSK) 신호의 동위상 또는 직교위상 성분에 대한 강건한 소프트 메트릭 F(y)의 개략도이다.
본 발명은 AM 겸용 IBOC(In-Band On-Channel) DAB(Digtial Audio Broadcast) 시스템에서 활용될 수 있는 순방향 에러 정정(FEC) 기법을 제공한다. 이 FEC 기법은 본 명세서에서 상보적 패턴-맵핑된 트렐리스 코딩된 변조(Complementary Pattern-mapped Trellis-Coded Modulation: CPTCM)라 지칭된다. CPTCM 코딩은 AM IBOC DAB 채널에서 만나는 적당한 간섭 시나리오를 수용하도록 설계된다.
도면을 참조하면, 도 1은 하이브리드 AM 인-밴드 온-채널(IBOC) 디지털 오디오 방송 시스템을 위한 부반송파 할당의 개략도이다. 하이브리드 IBOC DAB 신호(10)는 통상적인 AM 방송 기법에 따라 프로그램 신호에 의해 아날로그 변조된 주파수 f0에서 주 반송파(12)를 포함한다. 신호는 또한 아날로그 변조 신호와 동일한 채널에서 송신되는, 균일하게 이격된 다수의 부반송파를 포함한다. 제 1 및 제 2 부반송파 그룹은, 각각, 상측 및 하측 대역(14, 16)에 배치되고, 코어(core) 부반송파라고 지칭된다. 제 3 부반송파 그룹은 확장(enhancement) 반송파라고 지칭되며, 아날로그 변조 반송파가 점유하고 있는 중간 대역(18)에 위치한다. 제 1 및 제 2 그룹의 부반송파는 아날로그 변조 반송파와 관련하여 동위상 및 직교위상 모두로 변조된다. 제 3 그룹의 부반송파는 상보 쌍으로 배열되고, 아날로그 변조 반송파로 직교 변조된다. 채널 중심에 가장 가까이 있는 제 3 그룹의 2개의 부반송파(20, 22)는 타이밍 부반송파라고 지칭되며, BPSK 변조를 이용하여 변조된다. 상보적 반송파를 이용하는 디지털 오디오 방송 시스템은 미국 특허 번호 제 5,859,876 호에 개시되어 있으며, 본 명세서에서 참조로서 인용된다.
도 2는 완전 디지털 인-밴드 온-채널(IBOC) 디지털 오디오 방송 시스템에 대한 부반송파 할당의 개략도이다. 완전 디지털 IBOC DAB 신호(30)는, 코어 부반송파라고 지칭되며 상측 및 하측 대역(36, 38)에 배치된 균일하게 이격된 부반송파들의 제 1 및 제 2 그룹(32, 34)을 포함한다. 확장 부반송파라고 지칭되는 제 3 및 제 4 부반송파 그룹(40, 42)도 또한 상측 및 하측 대역(36, 38)에 위치한다. 제 3 그룹의 2개의 타이밍 부반송파(44, 46)는 채널의 중앙에 가장 가까이에 있고 BPSK 변조를 사용하여 변조된다.
AM IBOC DAB 신호는 COFDM(Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing)을 이용하여 디지털 변조된다. 각각의 부반송파는 64-QAM 심볼을 이용하여 변조된다. 디지털 정보(예를 들어, 오디오)는 부분적으로 인터리빙되어, 상보적 패턴-맵핑된 트렐리스 코딩된 변조(Complementary Pattern-mapped Trellis Coded Modulation: CPTCM)를 이용하여 FEC 코딩된다. 순방향 에러 정정(FEC)의 CPTCM 방법은 새로운 코드 패턴-맵핑 기법과 상보적 펑츄어 코드의 IBOC DAB 시스템으로의 적용과의 결합에 기반하여, 상보형 특성을 2차원으로 확장한다.
IBOC DAB 시스템에서 CPTCM 코드에 대한 기본 요건은, 메인(Main), 백업(Backup), 하측 대역(Lower Sideband) 및 상측 대역(Upper Sideband)을 포함한 여러 중첩 구획에서 원래의 코드를 펑츄어링할 수 있는 능력을 포함한다. 4개의 중첩 구획 각각은 양호한 코드로서 잔존해야 한다. 하측 및 상측 대역은 상보적 비중첩 구획 쌍으로서 최적화되어야 한다. 유사하게, 백업 및 메인 구획은 독립적으로 잔존해야 한다. 물론, 모든 구획은 비변동적 코드이어야 한다. 분할화(partitioning)를 이용하는 디지털 오디오 방송 시스템은 사전에 언급한 미국 특허 출원 번호 제 09/438,822 호에 기술되며, 본 명세서에서 참조로 인용된다.
도 3은 본 발명의 방법을 구현할 수 있는 IBOC DAB 송신기(50)의 관련 부분의 단순화된 블록도이다. 송신기는 라인(54) 상의 샘플링된 오디오 신호를 수신하는 오디오 인코더(52)를 포함한다. 라인(54) 상의 인코딩된 신호는 FEC 인코더(56)에 의해 나타낸 바와 같이 순방향 에러 정정된다. 라인(58) 상의 결과적인 순방향 에러 정정된 신호는 그 후에 인터리버(60)에 의해 도시된 바와 같이 인터리빙된다. 변조기(62)는 인터리빙된 신호를 변조한다. 하이브리드 시스템에서, 샘플링된 오디오 소스(64)는, 라인(68) 상의 AM 신호와 라인(70) 상의 디지털 변조 신호가 결합되어, 라인(72) 상에 합성 신호를 생성하고, 이후에 변조기(74)에 의해 변조되어 안테나(76)를 통해 방송되는 합산 지점(66)으로 AM 신호를 제공한다. 도 3에 나타낸 기능이 별도의 블록에 나타나 있으나, 그 기능은 하나 이상의 프로세서를 사용하여 수행될 수 있으며, 다수의 기능이 하나 이상의 프로세서에서 수행될 수 있다는 것이 인지될 것이다.
도 4는 30㎑ AM IBOC 시스템의 코어 층에 대한 순방향 에러 정정(FEC) 인터리버(80)를 나타낸 기능 블록도이다. 디지털 신호는 라인(82) 상으로 공급되어, 블록(84)에 나타낸 바와 같이, 예를 들어, 3000비트를 포함하는 모뎀 프레임 코어에 어셈블링된다. 그 후, 모뎀 프레임은 블록(86)에 의해 도시된 바와 같이 다수의 비트 그룹으로 분할되는데, 여기서, 모뎀 프레임은 6000개의 5비트 그룹으로 분할되는 것으로 도시된다. 이 후, 그룹은 블록(88)에 의해 도시된 바와 같이 순방향 에러 인코딩 및 펑츄어다.
펑츄어 컨볼루셔널 코드는, 일부 코드 비트의 제거에 의해, 속도 1/N "마더 코드"로부터 도출된다. 펑츄어 코드 비트는 주기적으로 반복되는 펑츄어 패턴에서 식별될 수 있다. 펑츄어 주기 P는 펑츄어 패턴에서의 정보 비트의 수이다. 펑츄어 패턴에서의 총 비트 수는 P·N이다. 펑츄어 코드의 결과적인 코드 속도는
Figure 112004050702046-pct00001
이며, 여기서, x는 펑츄어 코드 비트 수이다.
펑츄어링될 특정 비트는 결과적인 펑츄어 코드의 에러 정정 성능에서의 손실을 최소화할 수 있도록 주의 깊게 선택되어야 한다. 또한, 펑츄어링에 의한 변동적 코드 생성을 회피하는 것이 중요하다. 예를 들어, 한 특정 비트의 제거는 1의 자유 거리 손실을 가져올 수도 있는 반면, 다른 비트의 제거는 3의 손실을 가져오고, 또 다른 비트의 제거는 변동적 코드를 가져올 수도 있다. 명백히, 펑츄어 패턴에서의 모든 코드 비트 위치는 펑츄어 코드의 에러 정정 성능과 동일하게 제공되지 않는다. 이 특성은 ASK 또는 QAM과 같은 비-2진 신호로의 코드 비트 맵핑에 이용될 수 있다.
도 4에 도시한 예에서, 5비트 그룹 각각은 12비트 출력을 가져온다. 그 후, 12비트 그룹은, 예를 들어, 각 12 비트 그룹의 3비트를 각각의 구획에 할당함으로써, 블록(90, 92, 94, 96)에 의해 도시된 바와 같이, 메인-상측, 메인-하측, 백업-상측 및 백업-하측 구획으로 분할된다. 백업-상측 및 백업-하측 비트는 블록(98, 100)에 의해 도시된 바와 같이 지연되고, 비트는 블록(102)에 의해 도시된 바와 같이 코어 인터리버로 맵핑된다.
도 5는 AM 하이브리드 IBOC 시스템에 대해 확장 인터리버(104)에 대한 순방향 에러 정정(FEC)을 나타낸 기능 블록도이다. 디지털 신호는 라인(106) 상에 공급되어, 블록(108)에 의해 도시된 바와 같이, 예를 들어, 24000개의 비트를 포함하는 모뎀 프레임 코어로 어셈블링된다. 그 후, 모뎀 프레임은 블록(110)에 의해 도시된 바와 같이 다수의 비트 그룹으로 분할되며, 모뎀 프레임은 4000개의 6비트 그룹으로 분할된 것으로 도시된다. 그 후, 그룹은 블록(112)에 의해 도시된 바와 같이 순방향 에러 인코딩 및 펑츄어다. 예에서, 6비트 그룹 각각은 12비트 출력을 가져온다. 그 후, 12비트 그룹은, 예를 들어, 각 12비트 그룹의 6비트를 각각의 구획에 할당함으로서, 블록(114, 116)에 의해 도시된 바와 같이, 확장-상측 및 확장-하측 구획으로 분할된다. 확장-상측 및 확장-하측 비트는 블록(118, 120)에 의해 도시된 바와 같이 지연되고, 비트들은 블록(122)에 의해 도시된 바와 같이 확장 인터리버에 맵핑된다.
도 6은 완전 디지털 AM IBOC 시스템의 확장 층에 대한 순방향 에러 정정(FEC) 인터리버(124)를 나타낸 기능 블록도이다. 디지털 신호는 라인(126) 상에 공급되고, 블록(128)에 의해 도시된 바와 같이, 예를 들어, 3000 비트를 포함하는 모뎀 프레임 코어로 어셈블링된다. 그 후, 모뎀 프레임은 블록(130)에 의해 도시된 바와 같이 다수의 비트 그룹으로 분할되며, 모뎀 프레임은 6000개의 5비트 그룹으로 분할된 것으로 도시된다. 그 후, 그룹은 블록(132)에 도시된 바와 같이 순방향 에러 인코딩 및 펑츄어다. 도 6의 예에서, 5비트 그룹 각각은 12비트 출력을 가져온다. 그 후, 12비트 그룹은, 예를 들어, 각 12 비트 그룹의 3비트를 각각의 구획에 할당함으로써, 블록(134, 136, 138, 140)에 의해 도시된 바와 같이 메인-상측, 메인-하측, 백업-상측 및 백업-하측으로 분할된다. 백업-상측 및 백업-하측 비트는 블록(142, 144)에 의해 도시된 바와 같이 지연되고, 비트들은 블록(146)에 의해 도시된 바와 같이 코어 인터리버에 맵핑된다.
도 7은 AM 하이브리드 IBOC 시스템에 대해 통합 데이터 서비스(Integrated Data Service: IDS) 인터리버(148)에 대한 순방향 에러 정정(FEC)을 나타낸 기능 블록도이다. 디지털 신호는 라인(150) 상에 공급되고, 블록(152)에 의해, 예를 들어, 80비트를 포함하는 모뎀 프레임 코어로 어셈블링된다. 그 후, 모뎀 프레임은 블록(154)에 의해 도시된 바와 같이 다수의 그룹으로 분할되며, 여기서 모뎀 프레임은 10개의 8비트 그룹으로 분할된 것으로 도시된다. 그 후, 그룹은 순방향 에러 인코딩 및 펑츄어다. 예에서, 8비트 그룹 각각은 24비트 출력을 가져온다. 그 후, 24비트 그룹은, 예를 들어, 각 12비트 그룹의 6비트를 각각의 구획에 할당함으로서, 블록(158, 160)에 의해 도시된 바와 같이, IDS-상측 및 IDS-하측 구획으로 분할된다. 그 후, IDS-상측 및 IDS-하측 비트는 블록(162)에 의해 도시된 바와 같이 확장 인터리버에 맵핑된다.
도 8은 본 발명의 발명에 따라 코딩된 신호를 수신할 수 있는 IBOC DAB 수신기(17)의 관련 부분의 단순화된 블록도이다. 합성 방송 신호는 안테나(172)에 의해 수신되고, 전단 회로(176)에 의해 라인(174) 상의 중간 주파수(IF) 신호로 변환된다. 그 후, IF 신호는 디지털 다운 컨버터(178)에 의해 처리되어, 라인(184) 상으로 복소 기저대역 신호를 생성하는데, 디지털 다운 컨버터(178)는 아날로그-디지털 컨버터(180) 및, 블록(182)에 의해 도시된 바와 같이 혼합, 부분제거(decimation) 및 필터링을 수행하는 프로세서를 포함한다. 자동 이득 제어(186)는 기저대역 신호를 디지털 다운 컨버터 내의 승산기(mulitiplier)(188)로 되돌려 보낸다. 복조기(190)는 복소 기저대역 신호의 아날로그 변조 부분을 복조하고, 복조기(192)는 복소 기저대역 신호의 디지털 변조 부분을 복조한다. 블록(194, 196)에 의해 도시된 바와 같이 디인터리빙, FEC 디코딩 및 오디오 디코딩 이후에, 라인(198) 상의 결과적인 DAB 스테레오 신호와 라인(200) 상의 아날로그 신호는 블록(202)에 의해 도시된 바와 같이 혼합되어 오디오 출력을 라인(204) 상에 생성한다.
도 9는 AM IBOC 하이브리드 디인터리버 및 FEC 디코더의 기능 블록도이다. 인터리빙된 순방향 에러 정정된 코어 신호는 라인(206) 상에 입력되어, 블록(208)에 도시된 바와 같이, 동위상(I) 및 직교위상(Q) 성분으로 복조된다. 블록(210)은 I 및 Q 성분에 대한 소프트 결정이 결정된다는 것을 나타내고, I 및 Q 소프트 결정은 각각 블록(212, 214)에서 디인터리빙된다. 메인 상측 및 메인 하측 구획에 대한 디인터리빙된 직교위상 성분은 블록(216)에 의해 도시된 바와 같이 지연되고, 디인터리빙된 순방향 에러 정정된 코어 신호는 블록(218)에 의해 도시된 바와 같이 디코딩되어 코어 데이터를 라인(220) 상에 생성한다.
인터리빙된 순방향 에러 정정된 확장 신호는 라인(222) 상에 입력되어, 블록(224)에서 도시된 바와 같이 동위상(I) 및 직교위상(Q) 성분으로 복조된다. 블록(226)은 I 및 Q 성분에 대한 소프트 결정이 결정된다는 것을 나타내고, I 및 Q 소프트 결정은 블록(228)에서 디인터리빙된다. 디인터리빙된 확장 신호는 블록(230)에 의해 도시된 바와 같이 순방향 에러 정정 디코딩되어, 확장 데이터를 라인(232) 상에 생성한다.
인터리빙된 순방향 에러 정정된 IDS 신호는 라인(234) 상에 입력되어, 블록(236)에 도시된 바와 같이 동위상(I) 및 직교위상(Q) 성분으로 복조된다. 블록(238)은 I 및 Q 성분에 대한 소프트 결정이 결정된다는 것을 나타내고, I 및 Q 소프트 결정은 블록(240)에서 디인터리빙된다. 디인터리빙된 순방향 에러 정정된 IDS 신호는 블록(242)에 의해 도시된 바와 같이 디코딩되어 통합 데이터 서비스 데이터를 라인(244) 상에 생성한다.
도 10은 AM IBOC 하이브리드 디인터리버 및 FEC 디코더의 기능 블록도이다. 인터리빙된 순방향 에러 정정된 코어 신호는 라인(246) 상에 입력되어, 블록(248)에 도시된 바와 같이, 동위상(I) 및 직교위상(Q) 성분으로 복조된다. 블록(250)은 I 및 Q 성분에 대한 소프트 결정이 결정된다는 것을 나타내고, I 및 Q 소프트 결정은 각각 블록(252, 254)에서 디인터리빙된다. 메인 상측 및 메인 하측 구획에 대한 디인터리빙된 직교위상 성분은 블록(256)에 의해 도시된 바와 같이 지연되고, 디인터리빙된 순방향 에러 정정된 코어 신호는 블록(258)에 의해 도시된 바와 같이 디코딩되어 코어 데이터를 라인(260) 상에 생성한다.
인터리빙된 순방향 에러 정정된 확장 신호는 라인(262) 상에 입력되어, 블록(264)에 도시한 바와 같이 동위상(I) 및 직교위상(Q) 성분으로 복조된다. 블록(266)은 I 및 Q 성분에 대한 소프트 결정이 결정된다는 것을 나타내고, I 및 Q 소프트 결정은 각각 블록(268, 270)에서 디인터리빙된다. 메인 상측 및 메인 하측 구획에 대한 디인터리빙된 직교위상 성분은 블록(272)에 의해 도시된 바와 같이 지연되고, 디인터리빙된 확장 신호는 블록(274)에 의해 도시된 바와 같이 순방향 에러 정정 디코딩되어 확장 데이터를 라인(276) 상에 생성한다.
인터리빙된 순방향 에러 정정된 IDS 신호는 라인(278) 상에 입력되어, 블록(280)에 도시된 바와 같이 동위상(I) 및 직교위상(Q) 성분으로 복조된다. 블록(282)은 I 및 Q 성분에 대한 소프트 결정이 결정된다는 것을 나타내고, I 및 Q 소프트 결정은 블록(284)에서 디인터리빙된다. 디인터리빙된 순방향 에러 정정된 IDS 신호는 블록(286)에 의해 도시된 바와 같이 디코딩되어, IDS 데이터를 라인(288) 상에 생성한다.
CPTCM 코드 설계는 다중 단계 프로세스이다. 먼저, 구획은, 예를 들어, 메인, 백업, 하측 및 상측 구획으로 정의된다. 코딩된 직교 주파수 분할 다중화(COFDM)의 예에서, 구획은 간섭 시나리오에 의해 그룹으로서 함께 영향을 받는 부반송파 그룹으로 정의된다. 구체적으로, 코딩된 부반송파가 하측 및 상측 대역 모두에 위치되면, 이들 측 대역 중의 하나는 간섭자에 의해 손상될 수 있는 반면, 다른 측 대역은 그 자신에 대해 잔존할 것으로 예상된다. 다시 말해, 각 측 대역에서의 코드는 변동적이어서는 안 되며, 그 자체에 양호한 에러 정정 특성을 갖고 있어야 한다. 따라서, 각 구획은 1 이하의 코드 속도를 구성해야 한다. 유사하게, 구획 쌍은 타임 다이버시티(time diverse)일 수 있는 것으로, 한 구획(예를 들어, 메인)이 먼저 송신되고, 수 초 후에 다른 구획(예를 들어, 백업)이 송신된다. 이 경우, 신호가 잠깐동안 동력 정지(outage)될 수 있고(예를 들어, 수신기가 브리지(bridge) 하에 있을 때), 백업 또는 메인 구획 중의 어느 하나가 잔존하게 되는데, 이는 타임 다이버시티(time diversity)로 인해 동일한 콘텐츠 정보에 대해 동력 정지가 되지 않기 때문이다. 상이한 구획 쌍 또는 세트가 중첩될 수 있다. 예를 들어, 상측/하측 및 메인/백업 구획 쌍이 서로 중첩될 수 있다. 더욱 구체적으로, 하측 구획은 메인 구획 비트의 절반과 백업 구획 비트의 절반을 더한 것으로 구성될 수 있는 반면, 상측 구획은 나머지 비트를 포함한다.
다음에, 펑츄어 패턴 크기(코드 속도 및 펑츄어 주기)는 구획을 수용하도록 선택된다. 코드가 각각의 코드 속도 R인 2개의 상호 배타적 구획(예를 들어, 메인, 백업)으로 이루어진다면, 합성 코드의 속도는 R/2이다. 펑츄어링함으로써 구획을 형성하는 마더 코드는 R/2보다 크지 않은 속도를 가져야 한다. 일반적으로, 마더 코드는 속도 1/n의 컨볼루셔널 코드이다. 구획은 상호 배타적인 코드 비트 세트를 포함할 필요가 없다. 펑츄어 패턴의 주기는 각각의 구획을 형성할 수 있을 정도로 충분히 커야 한다.
그 후, 비변동적 구획 성분은, 이상적으로는, 최대 자유 거리 dfree를 갖는 것으로 발견된다. 이것은 컴퓨터 서치를 포함하여 가능한 한 다수의 양호한 결과와 이로부터 선택할 수 있는 조합을 갖는다.
비-2진 코드 비트 변조에 대해, 가능한 비변동적 구획에 대한 최적의 비트 맵핑이 결정될 것이다. BPSK 또는 QPSK와 같은 2진 변조는 변조 심볼에 대한 코드 비트의 맵핑으로부터 이익을 얻지 못한다. QAM이 비-2진 변조이며, 이 코드 설계에서, QAM 심볼의 동위상(I) 및 직교 위상(Q) 성분은 개별적으로 ASK 심볼과 같이 처리된다. 각 ASK 심볼은 그레이-코딩된 m=2b개의 진폭 레벨의 m에 관한 ASK 심볼을 형성하는 b개의 코드 비트를 운송한다. 이것은, 하드 결정(±1) 대신에, 다양한 소프트 가중치를 비트 상에 배치하는 것을 포함한다. 상대적인 "소프트" 자유 거리를 결정하는 방법이 이하에서 설명된다.
그 후, 최대 "소프트" dfree를 산출하는 구획화에 적합한 최상의 맵핑이 선택된다. 공교롭게도, 각 구획 내 심볼에 대한 비트의 이상적인 맵핑은 다른 구획에서의 비트 맵핑과 일치하지 않을 수도 있다. 예를 들어, 모든 구획이 최대 평균 유클리드 거리를 갖는 비트를 사용할 수 있는 것은 아니다. 구획들이 중첩될 때, 추가적인 규제가 존재한다. 이들 아마도 각각의 구획에 대한 비트 맵핑에 타협을 가져오기 쉽다. 몇몇 경우, 한 구획이 다른 것에 비해 더 양호한 맵핑을 갖는 것(예를 들어, 백업이 메인 성능을 대신 이용하여 개선될 수 있음)이 바람직할 수도 있다.
CPTCM 기법은, I 및 Q 성분을 독립적으로 코딩된 ASK 신호로서 처리함으로써, QAM 심볼에 적용된다. 특히, 64-QAM 심볼은 독립적인 8-ASK 신호를 갖는 I 및 Q 성분을 변조함으로써 생성된다. 9-ASK 심볼은 특별히 선택된 3비트 그룹으로부터 생성되어, 그레이 맵핑된 콘스텔레이션 포인트를 어드레스하는 데 사용된다. 그레이 맵핑은 ASK 맵핑에서 결정 경계의 수를 최소화함으로써 성능을 최대화한다. 이것은 평균 유클리드 거리를 최대화한다. 이것은, "Channel Coding with Multilevel/Phase Signals", IEEE Transactions on Information Theory, Vol. IT-28, No. 1, January 1982, pp. 55-67에서 Ungerboeck가 제안한 세트 구획화, 또는 앞에서 상술한 논문에서 비터비(Viterbi) 등이 설명한 다중 레벨 코딩 및 PTCM 맵핑과는 분명히 다르다. 8-ASK 심볼의 8레벨에 대한 코드 비트 트리플렛(triplets)의 맵핑은 표 1에 나타낸다.
Figure 112004050702046-pct00002
16-QAM 심볼은 I 또는 Q 성분을 독립적인 4-ASK 신호를 갖는 변조함으로써 생성된다. 4-ASK 심볼은 특별히 선택된 2비트 그룹으로부터 생성되어, 그레이-맵핑된 콘스텔레이션 포인트를 어드레스하는 데 사용된다. 4-ASK 심볼의 4 레벨에 대한 코드 비트 쌍의 맵핑은 표 2에 나타낸다.
Figure 112004050702046-pct00003
ASK 레벨에 대한 코드 비트의 맵핑은 다음에 설명된다. 그레이-코드 맵핑은 ASK 레벨을 비트 트리플렛 또는 비트 쌍에 할당하는 데 사용된다. 그레이 맵핑은 비트를 어드레스 레벨(이 예에서는 ASK 레벨)에 할당하는 공지 방법으로서, 레벨의 순서화는 최소 개수의 비트 변화를 요구한다. 특히, 연속 레벨들의 어드레스 사이에서는 정확하게 하나의 비트가 변화한다. 반대로, 어드레스의 2진수 할당은 그러한 규제가 없다. 8-ASK 예에서, 그레이 코딩은 8 레벨 사이에 7비트 변화를 가져오고, 엔드 포인트를 세지 않는다. 레벨의 2진수 순서화는 11비트 변화를 포함하고 엔드 포인트를 세지 않는다.
그레이 코딩은, 레벨이 비트 변이(transition) 근처에 있을 때 가장 적합한 비트 추정 에러가 이루어지므로, 잡음에서의 ASK 신호의 검출 시에 이익인 것으로 알려져 있다. 또한, 더 많은 변이(m/2)가 그레이 맵핑된 m-ASK 심볼의 최하위 비트(LSB)에서 발생하는 반면, 오직 하나의 변이가 최상위 비트(MSB)에서 발생한다는 것이 관찰된다. 따라서, LSB는 MSB보다 잡음에 의해 에러를 일으키기 쉽다. 따라서, LSB보다는 MSB가 더욱 신뢰할 수 있고, 이들 극단의 비트들 사이에는 다른 비트들이 존재한다. 이 특성은 본 발명의 방법에서 이용된다.
펑츄어링을 통한 코드 비트의 불균형 에러 정정 특성을 이용하는 것 외에도, 본 발명은 이 특성을 이용하여 코드 비트를 ASK 심볼(비트 어드레스 트리플렛 또는 쌍)에 맵핑한다. 가장 중요한 코드 비트는 가장 신뢰할 수 있는 MSB 위치에 배치되고, 가장 중요하지 않은 코드 비트는 LSB 위치에 있다. 이것은 결과적인 코드 및 변조의 에러 정정 능력에서의 손실을 최소화하고자 하기 위한 것이다. TCM 또는 PTCM에 대한 이 기법의 주요 이득은 양호한 해밍(Hamming) 거리가 유지될 수 있다는 것이다. TCM 또는 PTCM은 유클리드 거리를 최대화하는 반면, MSB 상에 해밍 거리가 오직 1이게 하도록 설계된다. 따라서, MSB는 에러 보호(protection)를 갖고 있지 않아, 임펄스형 잡음에 대해 수용 불가능하고 페이딩(fading) 시에 불량한 성능을 제공한다. 반대로, 여기에 제안된 CPTCM 기법은 기초를 이루는 2진 코드의 양호한 해밍 거리를 유지하는 한편, 이들 제약 하에서 유클리드 거리를 최대화하도록 설계된다. 또한, CPTCM 코드는, TCM 또는 PTCM의 다른 다중 단계 디코딩/디인터리빙과 달리, 단일 디코딩 및 디인터리빙 단계만을 요구하기 때문에, 구현이 용이하다.
CPTCM은 펑츄어 패턴 내의 다양한 코드 비트의 상대 값의 평가를 요구한다. 예를 들어, 다른 것을 펑츄어링한 후 남아 있는 구획에 6개의 코드 비트가 있고, 이들 6비트가 64-QAM 심볼을 생성하는 데 사용된 8-ASK 심볼의 비트 트리플렛에 매핑될 것임을 가정한다. 그러면, 6개의 코드 비트는 3개의 신뢰성 카테고리로 배치되어, 가장 중요한 2개의 비트는 2개의 MSB와 관련지어지고, 가장 중요하지 않은 2개의 비트는 2개의 LSB와 관련지어지며, 비트들이 중간 ASK 어드레스 비트와 관련지어진다. 비트 인터리빙이 심볼 내의 버스트 에러를 분산시키는 것이 바람직할 것이므로, 2개의 중간 비트는 동일한 심볼 내에서 그룹화될 필요가 없다.
다음에, 펑츄어 패턴 내의 각 코드 비트의 값은 변조 심볼에 대한 코드 비트의 후속 맵핑을 위해 평가된다. 맵핑이 각 구획에 대해 개별적으로 최적화될 것인지, 또는 전체 코드에 대해 맵핑을 최적화시키는 것이 더 중요한지에 따라, 코드 구획이 식별되거나 전체 코드가 사용된다. 이들 두 가지 상이한 최적화는, 일반적으로, 상이한 맵핑 결과를 가져올 것이다. 개별적인 구획을 최적화시키는 것이 바람직한 경우에, 코드 비트 값의 평가는 여러 가지 방법으로 행해질 수 있다.
예를 들어, 각 비트가 코드로부터 제거될 수 있고, 에러 정정 능력의 손실이 평가될 수 있다. 중요도 순으로, 편리한 메트릭이 변동적 손실, 자유 거리 손실, 거리에서 증가된 경로의 수를 포함한다. 가장 중요하지 않은 비트는 최소한의 손실을 가져온다. 그 후, 이들 비트는, 변조 심볼에서, 가장 중요하지 않은 비트가, LSB 또는 가장 공격당하기 쉬운 비트에 맵핑되도록 분류된다. 대안으로, 비트들은 한 번에 하나씩 제거되는 대신에 그룹별로 제거될 수 있다. 다른 접근법은 비터비 알고리즘을 사용하여 코드의 유클리드 거리와 관련된 몇 몇 종류의 소프트 자유 거리를 측정하는 것이다.
코드 구획이 중첩될 때, 일반적으로, 비트 맵핑을 위한 협상이 이루어져야 한다. 이것은, 한 구획이 MSB 변조 심볼 어드레스에 맵핑될 특정 비트를 택하는 반면, 중첩된 구획의 동일한 비트는 LSB 맵핑을 택하기 때문이다. 두 최적화는 이들 경우에 수용될 수 없고 협상이 측정 및 설정되어야 한다.
여러 가지 예시적인 코드 설계가 상술한 방법(들)을 이용하여 다음에 설명된다. 이들 설계는 AM IBOC 시스템을 위한 인터리버 설계를 포함한다. 인터리버는 크기 조절가능 (2-층) 오디오 코덱(codec)을 갖는 CPTCM을 위해 설계될 수 있다. 인터리버는 2부분, 즉, 50개의 부반송파(25개의 상측 대역과 25개의 하측 대역)를 스팬하는 코어 인터리버와, 50개의 부반송파(하이브리드 시스템에 대한 50개의 상보적 부반송파 쌍과, 완전 디지털 시스템에 대한 상측 및 하측 각각에서의 25개씩의 "윙(wings)")를 스팬하는 확장 인터리버로 구성된다. 확장 영역에서의 2개의 추가 부반송파 쌍(+-27 & +-53)은 IDS 정보에 사용될 수 있고 확장 코딩에 독립적이다. 이 예에서, 주 반송파 양측의 부반송파(2 내지 82)는 30㎑ 시스템에서 이용된다. 도 1은 하이브리드 시스템에 대한 인터리버 구획의 위치를 나타내고, 도 2는 완전 디지털 시스템에 대한 인터리버 구획의 위치를 나타낸다.
CPTCM 코드는 속도 1/3 컨볼루셔널 코드의 펑츄어링을 통해 생성될 수 있다. 속도 1/3 코드는 펑츄어 패턴에서 충분히 많은 비트를 제공하여 상술한 예에서 사용된 속도 5/12 코드를 형성한다. 임의의 코드 발생기 다항식 대부분을 사용할 수 있지만, 서치를 시작하기 좋은 입장은, 표준 다항식이 더 양호한 펑츄어 코드를 생성하기 쉬우므로, 표준 다항식을 사용하는 것이다. FEC 코드는 적절한 펑츄어 패턴 및 코드 비트 맵핑을 요구하여, 하이브리드 시스템 및 완전 디지털 시스템 양쪽에서 양호한 결과를 제공한다. 하이브리드 시스템에 대해, 펑츄어 패턴은 상측 대역 및 하측 대역 상보적 성분에 대한 코드 비트를 제공한다. 각 측 대역은 다른 측 대역이 손상된 경우에 양질의 코드를 제공하도록 요구된다. 또한, 코어 코드는 다이버시티를 위해 메인 및 백업 성분으로 분할되어야 한다. 각 상보적 성분은 5/12의 조합 코드 속도를 생성하는 속도 5/6 코드를 사용하여 코딩될 수 있다. 코어 FEC 펑츄어 패턴은 또한 메인 오디오 채널과 백업 오디오 채널 사이에 분포된다. 백업 채널은 급속 동조(tuning)에 사용되며, 타임 다이버시티를 제공하여 일시적인 방해(intermittent blockages)의 영향을 완화시킨다. 메인 및 백업 채널 각각은 5/12의 조합 코드 속도를 가져오는 5/6의 속도로 코딩될 수 있다. 상측/하측 구획 쌍은 메인/백업 구획 쌍과 중첩된다.
2개의 중첩 구획 쌍을 포함하는 양호한 코드는 코어 FEC 합성 펑츄어 패턴 발생기 다항식 G=[G1=561, G2=753, G3=711]을 이용하여 발견되었다. 코어 FEC 코드에 대한 조합된 메인, 백업, 상측 및 하측 펑츄어 패턴은 표 3에서 정의된다. 이들 기법을 사용하여 형성된 일부 양호한 코드의 일부 예가 다음에 설명된다.
Figure 112010041538703-pct00036
표 3에서, B=백업, M=메인, L=하측 대역, U=상측 대역이고, A, B 및 C는 비트 위치이다. 표 4는 코어 코드 파라미터를 요약한 것이다.
Figure 112004050702046-pct00005
하이브리드 상측과 하측 확장 FEC 코드의 전체 속도는 속도 2/3이다. 펑츄어 패턴 및 코드 비트 할당은 표 5에 정의된다.
Figure 112010041538703-pct00037
표 5에서, E=확장됨, L=하측 대역, U=상측 대역, I=동위상, Q=직교위상이고, A 및 B=비트 위치이다. 하이브리드 확장 FEC 합성 펑츄어 패턴은 발생기 G=[G1=561, G2=753, G3=711]을 사용하여 생성되었다. 표 6은 하이브리드 확장 코드 파라미터를 요약한 것이다.
Figure 112004050702046-pct00007
완전 디지털 확장에 대한 FEC 코딩은 코어 코드 설계와 동일할 수 있다. 그 러나, 프레임화 및 지연을 위해 인터리버에서 필요로 하는 수정이 있다. 이 수정은 완전 디지털 확장 인터리버와 관련하여 이하에서 설명된다.
IDS 부반송파는 확장 부반송파 그대로 16-QAM 심볼을 사용하여 변조될 수 있다. 부반송파(27, 53)(-27 및 -53은 상보적임)는 하이브리드 시스템에서 IDS 부반송파이다. 부반송파(27, -27)는 완전 디지털 시스템에서 비상보적 IDS 부반송파이다. IDS 시퀀스는 심볼 32개(심볼 0 내지 심볼 31)의 길이이며, 이 예에서 사용된 특정 인터리버에서 32개의 OFDM 심볼의 블록 길이와 연관된다. 심볼 위치(10, 26)는 트레이닝 심볼로서 할당된다. 나머지 30개의 심볼은 속도 2/3 코딩된 정보의 120개의 비트를 운반한다. 이에 따라, 각 IDS 시퀀스는 8비트 CRC를 포함하는 80개의 정보 비트를 운반한다. 속도 1/3 코드는 속도 2/3 상보적 성분으로 채용될 수 있다. 완전 디지털 IDS 부반송파의 상측 및 하측 상보적 코드 성분은 각각 하이브리드의 하이브리드 내부 및 외부 IDS 상보적 부반송파 쌍에 대응한다. 표 7은 완전 디지털 IDS 펑츄어 패턴을 나타낸다.
Figure 112010041538703-pct00038
표 7에서, IDS=통합 데이터 서비스, L=하측 대역, U=상측 대역, I=동위상, Q=직교위상, A 및 B는 비트 위치이다. IDS FEC 합성 펑츄어 패턴은 발생기 G=[G1=561, G2=753, G3=711]을 사용하여 생성되었다. 표 8은 IDS 코드 파라미터를 요약한 것이다.
Figure 112004050702046-pct00009
인터리버 블록은 32개의 COFDM 심볼(보드(bauds))로 이루어질 수 있다. 메인 및 확장 구획에 대해서는 모뎀 프레임(인터리버 스팬)에 8개의 블록이 있을 것이다. 백업 구획은 오직 하나의 블록 스팬만을 통해 인터리빙되어 신속한 동조를 허가한다. 코어 인터리버는 상측 대역 및 하측 대역(각각 25개의 부반송파)을 포함한다. 확장 인터리버는 또한 완전 디지털 시스템에 대해서 상측 대역 및 하측 대역(각각 25개의 부반송파를 포함하고, IDS 부반송파를 제외함)을 포함하거나, 하이브리드 시스템에 대해 내부 및 외부 확장 구획을 균일하게 포함한다. 각 인터리버 블록은 총 800개의 QAM 심볼(750개의 데이터 +50개의 트레이닝)을 보유한다.
이 예에서 축소 가능한 오디오 코덱은 2개의 층(코어 및 확장)으로 이루어진다. 코어 층이 50개의 QAM 부반송파(각 측 대역에 25개의 부반송파)로 맵핑되는 반면, 확장 층은 50개의 QAM 상보적 부반송파(하이브리드에 대한 쌍)로 맵핑된다. 코어 및 확장 층은 별도로 코딩된다. 또한, 16-QAM IDS 데이터에 할당된 몇몇 반송파가 존재한다.
25개의 부반송파 및 32개의 OFDM 심볼을 스팬하는 각 블록 내에서의 인터리빙은 로우(row) 및 컬럼(column) 인덱스에 대한 다음의 수학식을 사용하여 수행될 수 있다.
Figure 112004050702046-pct00010
인덱스 k는 (코어 또는 확장)블록 내에서 750개의 QAM 심볼 중의 하나를 가리킨다. 코어의 64-QAM 심볼 각각은, 블록 내에서 맵핑되는 6개의 코드 비트를 운반한다. 유사하게, 확장 또는 IDS 인터리버의 16-QAM 심볼 각각은 동일한 수학식을 이용하여 블록 내에서 맵핑되는 4개의 코드 비트를 운반한다. 블록에서 800개 심볼 중에서, 나머지 50개의 QAM 심볼이 트레이닝 심볼로 사용된다. 트레이닝 심볼은 마지막 50개의 QAM 심볼 위치(k=750...799)에 위치할 수 있다.
Figure 112004050702046-pct00011
각 모뎀 프레임을 포함하는 30000개의 코어 정보 비트는, 도 4에서 이미 정의하고 기능적으로 설명한 바와 같이, 펑츄어 패턴으로부터 비트 그룹으로 코딩 및 어셈블링된다. 이들 그룹화는 표 10에 나타낸 표현식을 사용하여 코어 인터리버로 맵핑된다.
코어 인터리버 인덱스는, k=각 코어 블록에서의 심볼에 대한 0 내지 749의 블록 심볼 인덱스, b=각 모뎀 프레임 내의 0 내지 7의 블록 번호, p=각 64-QAM 심볼 내에서의 PTCM 비트 맵핑(IA=0, IB=1, IC=2, QA=3, QB=4, QC=5)으로서 정의된다.
Figure 112004050702046-pct00012
3개의 모뎀 프레임의 다이버시티 지연은 백업 신호에 더해진다.
각 모뎀 프레임을 포함하는 24000개의 확장 정보 비트는, 도 6에서 이미 정의하고 기능적으로 설명한 바와 같이, 펑츄어 패턴으로부터 비트 그룹으로 코딩 및 어셈블링된다. 이들 그룹화는 표 11에 나타낸 표현을 사용하여 확장 인터리버에 맵핑된다.
확장 인터리버 인덱스 k, b, p 및 p는, k=각 코어 블록에서의 심볼에 대한 0 내지 750의 블록 인덱스, b=각 모뎀 프레임 내의 0 내지 7의 블록 번호, p=각 16-QAM 심볼 내에서의 16-QAM 비트 맵핑(IA=0, IB=1, QA=2, QB=3), 및 p=각 QPSK 심볼 내에서의 QPSK 비트 맵핑(I=0, Q=1)으로서 정의된다.
Figure 112004050702046-pct00013
2개의 모뎀 프레임의 다이버시티 지연은 백업 신호에 더해진다.
각 모뎀 프레임을 포함하는 30000개의 완전 디지털 확장 정보 비트는, 도 7에서 이미 정의하고 기능적으로 설명한 바와 같이, 펑츄어 패턴으로부터 비트 그룹으로 코딩 및 어셈블링된다. 이들 그룹화는 표 12에 나타낸 표현식을 사용하여 완전 디지털 확장 인터리버로 맵핑된다.
이 예에서, 완전 디지털 확장 인터리버는, 백업 부분이 메인 부분과 동일한 프레임(블록이 아님) 경계 상에서 인터리빙한다는 점을 제외하면, 코어 인터리버와 매우 유사하다. 이것은 코어 인터리버에 대한 경미한 수정을 필요로 한다. 코어 백업 블록 인터리빙은 I(동위상) QAM 성분을 스팬하는 반면, 메인 프레임 인터리빙은 Q(직교위상) QAM 성분을 스팬한다. 프레임 확장 인터리빙을 수용하기 위해서 는, 백업 I(동위상) 인터리버가 메인 Q 인터리버 표현과 동일하게 만들어진다. 그러면, 확장 백업 프레임은 코어 백업 프레임에 앞서 한 프레임씩 송신되는 반면, 메인 코어 및 확장 프레임은 동시에 송신된다.
완전 디지털 확장 인터리버 인덱스 k, b 및 p는, k=각 블록에서의 심볼에 대한 0 내지 749의 블록 심볼 인덱스, b=각 모뎀 프레임 내의 0 내지 7의 블록 번호, p=각 64-QAM 심볼 내에서의 PTCM 비트 맵핑(IA=0, IB=1, IC=2, QA=3, QB=4, QC=5)으로서 정의된다.
Figure 112004050702046-pct00014
2 또는 3개의 모뎀 프레임의 다이버시티 지연은 백업 신호에 더해진다.
각 블록을 포함하는 80개의 IDS 정보 비트는, 도 7에서 이미 정의하고 기능적으로 설명한 바와 같이, 펑츄어 패턴으로부터 비트 그룹으로 코딩 및 어셈블링된다. 이들 그룹화는 표 13에 나타낸 표현식을 사용하여 확장 인터리버로 맵핑된다.
IDS 인터리버 인덱스 k 및 p는, k=각 블록에서, 총 32개 중에서 2개의 트레이닝 심볼(8, 24)을 스킵하는, 심볼에 대한 0 내지 29의 블록 인덱스, p=각 16-QAM 심볼 내에서의 16-QAM 비트 맵핑(IA=0, IB=1, QA=2, QB=3)으로서 정의된다.
Figure 112004050702046-pct00015
32개의 OFDM 심볼을 스팬하는 각 IDS 시퀀스 내에서의 인터리빙은 로우 (벡터) 인덱스에 대한 다음 수학식을 이용하여 수행될 수 있다.
Figure 112004050702046-pct00016
인덱스 k는 IDS 시퀀스 내의 32개의 16-QAM 심볼 중의 하나를 가리킨다. 각각의 16-QAM 심볼은 4개의 코드 비트를 운반한다. 총 32개의 심볼 중에서, 30개의 심볼이 IDS 정보를 운반하는 반면, 나머지 2개의 심볼이 트레이닝 심볼(위치(8, 24))로 사용된다.
수신기의 디인터리버 및 FEC 디코더 부분의 기능 블록도가 도 9에 도시된다. 입력에서의 콘스텔레이션 데이터는, 콘스텔레이션 그리드로 복조 및 표준화되는 각각의 QAM 심볼에 대한 I 및 Q 값으로 구성된다. 채널 상태 정보(Channel State Information: CSI)는 각 I 및 Q 값과 연관되어 비트의 후속 소프트-결정 검출을 가능하게 한다. 도면에서 지연 소자의 목적은 백업 오디오 정보를 메인 및 확장 오디오 정보로 시간-조절(time-align)하는 것으로, 이는, 메인 및 확장이 송신기에서 지연되기 때문이다. 비트의 MU 및 ML 블록은 비트의 BU 및 BL 블록으로 디인터리빙하기 전에 전체 모뎀 프레임에 축적된다. 도면에서 블록(208, 210, 212, 218, 236, 238, 240, 242)은, 백업 또는 IDS 데이터 처리에 있어서 지연을 최소화화기 위해, 인터리버 블록 경계(모뎀 프레임 경계와 반대)에서 처리되어야 하는 기능을 나타낸다.
몇몇 종류의 소프트 2진 거리를 잡음이 있는 M에 관한 심볼로부터 얻는 것은, 2진 코드가 비-2진 변조와 함께 CPTCM에 사용되므로, 이득이다. 수신된 잡음 심볼이 다음과 같다고 가정한다.
Figure 112004050702046-pct00017
심볼 당 k개의 정보 비트를 가정하면, k번째 비트에 대한 2진 메트릭은 다음과 같다.
Figure 112004050702046-pct00018
여기서, sj 1,k는 k번째 비트 위치에서 비트 값 1을 갖는 콘스텔레이션에서 j번째 심볼을 나타내며(유사하게, sj 0,k에 대해서는, k번째 비트에서 비트 값 0을 갖는 콘스텔레이션의 j번째 심볼을 나타냄), AWG 잡음을 가정하면, 다음 수학식은 잡음의 확률 밀도 함수이다.
Figure 112004050702046-pct00019
소프트 비트 메트릭에 대한 상기 수학식은 임의의 콘스텔레이션에 적용된다. 이 접근법의 주요 단점은 그것이 지수 계산을 필요로 한다는 것이다. 근사화 메트 릭은 지수의 합을 최대 지수로 근사화함으로써 얻어지게 되어, 다음과 같이 된다.
Figure 112004050702046-pct00020
여기서, 관계가 없는 항 및 상수는 제거되고, s1,k min은 k번째 비트 위치에서 1을 갖는 yi에 가장 가까운 심볼을 나타낸다(s0,k min에 대해서도 유사하다). 따라서, 이 근사화(소위 로그-최대 근사화)에 의해, 지수의 계산이 회피된다. 그러나, 이 근사화의 사용 결과로서, 성능 면에서 소량의 dB가 손실될 수 있다.
이제, 임펄스형 잡음 시나리오에 대한 소프트 메트릭의 가능한 개선을 고려한다. 잡음이 있는 심볼 샘플이 (소프트 제한기 또는 선형 클리퍼를 통해) 비선형적 형태로 지난다고 가정하자. AWGN에서, 임펄스형 잡음이 더 적은 열화를 갖는, 이전에 고려한 메트릭과 거의 동일하게 작용하는 소프트 메트릭을 구성하는 것이 바람직하다. 즉, 임펄스형 잡음이 존재하는 경우에 AWGN에서 성능을 최대화하고 메트릭 샘플을 제한할 수 있을 정도, 즉, 큰 잡음 샘플이 존재하는 경우에 과도한 메트릭 성장을 저지할 정도의 충분한 "소프트함(softness)"을 가져야 한다. 이를 위해, 도 11에 도시한 8-ASK 콘스텔레이션 및 비선형성을 고려한다. 도 11에서, 라인(290)은 비트 A에 대한 출력 소프트 메트릭을 나타내고, 라인(292)은 비트 B에 대한 출력 소프트 메트릭을 나타내며, 라인(294)은 비트 C에 대한 출력 소프트 메 트릭을 나타낸다. 도 12 및 도 13은 각각 4-ASK 및 QPSK에 대한 비선형성을 나타낸다. 도 12에서, 라인(296)은 비트 A에 대한 출력 소프트 메트릭을 나타내고, 라인(298)은 비트 B에 대한 출력 소프트 메트릭을 나타낸다. 도 13에서, 라인(300)은 비트 A에 대한 출력 소프트 메트릭을 나타낸다.
수신된 잡음성 신호의 값에 따라, 도 11 내지 도 13에 도시한 상이한 비선형성을 통해, 수신된 샘플을 처리함으로써 소프트 메트릭을 구성한다. 구성된 소프트 비트 값은 심볼에 대해 측정된 평균 잡음 전력의 해당 값에 의해 더욱 분할된다. 요약하면, 소프트 메트릭은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112004050702046-pct00021
여기서, y는 수신된 잡음성 심볼을 나타내고, F(.)는 도 11 내지 도 13으로부터의 소망하는 비선형성이며, α는 잡음의 표준 편차이다.
본 발명은 "상보적 패턴-맵핑된 컨볼루셔널 코드(Complementary Pattern-Mapped convolutional codes(CPCC)"를 사용한다. 이들 코드는, 원래의 코드가 자신보다 더 높은 속도의 다수의 성분 코드로 세그먼트될 수 있다는 특성을 갖는다. 성분 코드는 채널에서 페이딩(fading) 또는 특정 간섭 조건 하에서 잘 작동하도록 설계된다. 또한, 코드 비트는 디멘젼 당 하나 보다 많은 비트를 운반하는 대역폭 효율적인 신호(예를 들어, QAM)에 충분히 맵핑될 수 있다.
본 발명이 바람직한 실시예와 관련하여 설명되고 있으나, 다음의 청구범위에 의해 정의된 바와 같이 본 발명의 범주를 벗어남 없이, 설명된 실시예는 다양하게 변화될 수 있다.

Claims (18)

  1. 디지털 정보를 송신하는 방법으로서,
    상보적 패턴-맵핑된 트렐리스 코딩된 변조(complementary pattern-mapped trellis-coded modulation) 코드를 이용하여 디지털 정보의 다수의 비트를 순방향 에러 정정 인코딩(forward error correction encoding)하는 단계 -상기 다수의 비트를 순방향 에러 정정 인코딩하는 단계는, 상기 다수의 비트를 다수의 제 1 비트 그룹으로 분할하는 단계와, 상기 다수의 제 1 비트 그룹에서 사전 결정된 비트를 제거하여 다수의 제 2 비트 그룹을 생성하는 단계와, 다수의 코드 구획으로 상기 제 2 비트 그룹의 비트를 배치하는 단계와, 상기 제 2 비트 그룹의 동위상(in-phase) 및 직교위상(quadrature) 성분을 직교 진폭 변조(QAM:Quadrature Amplitude Modulation) 콘스텔레이션(constellation)에 맵핑하는 단계를 포함함- 와,
    다수의 반송파 신호를 상기 순방향 에러 정정 인코딩된 비트로 변조하는 단계와,
    상기 반송파 신호를 송신하는 단계를 포함하는
    디지털 정보 송신 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 비트를 순방향 에러 정정 인코딩하는 단계는,
    다수의 코드 구획을 정의하는 단계와,
    상기 다수의 코드 구획의 각각마다 비변동(noncatastrophic) 코드를 찾는 단계와,
    상기 비변동 코드를 직교 진폭 변조(QAM) 콘스텔레이션에 맵핑하는 단계를 포함하는
    디지털 정보 송신 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 다수의 반송파 신호를 상기 순방향 에러 정정 인코딩된 비트로 변조하는 단계는,
    상기 QAM 콘스텔레이션의 동위상 및 직교위상 성분을 독립적으로 진폭 편이 변조하는(amplitude shift keying) 단계를 포함하는
    디지털 정보 송신 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 QAM 콘스텔레이션의 동위상 및 직교위상 성분을 진폭 편이 변조하는 단계는, 다수의 진폭 레벨에 대응하는 그레이 코드 맵핑된 콘스텔레이션 포인트(Gray code mapped constellation points)를 사용하는
    디지털 정보 송신 방법.
  5. 삭제
  6. 제 2 항에 있어서,
    상기 비변동 코드는 펑츄어 코드(punctured codes)를 포함하는
    디지털 정보 송신 방법.
  7. 삭제
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 비트를 순방향 에러 정정 인코딩하는 단계는,
    다수의 진폭 레벨에 대응하는 그레이 코드 맵핑된 콘스텔레이션 포인트를 이용하여 상기 QAM 콘스텔레이션의 동위상 및 직교위상 성분을 독립적으로 진폭 편이 변조하는 단계와,
    상기 콘스텔레이션 포인트에 맵핑될 코드 비트의 값을 평가하는 단계와,
    상기 콘스텔레이션 포인트에서의 최상위 비트에 보다 중요한 비트를 할당하는 단계를 더 포함하는
    디지털 정보 송신 방법.
  9. 제 2 항에 있어서,
    상기 코드 구획은 상측 메인 구획, 하측 메인 구획, 상측 백업(backup) 구획 및 하측 백업 구획을 포함하되,
    상기 상측 메인 구획 내의 비트와 상기 하측 메인 구획 내의 비트는 동일하지 않고, 상기 상측 백업 구획 내의 비트와 상기 하측 백업 구획 내의 비트는 동일하지 않으며, 상기 상측 백업 구획 내의 비트는 상기 상측 메인 구획과 상기 하측 메인 구획 모두의 제 1 부분 내의 비트와 동일하고, 상기 하측 백업 구획 내의 비트는 상기 상측 메인 구획과 상기 하측 메인 구획 모두의 제 2 부분 내의 비트와 동일한
    디지털 정보 송신 방법.
  10. 상보적 패턴-맵핑된 트렐리스 코딩된 변조 코드를 이용하여 디지털 정보의 다수의 비트를 순방향 에러 정정 인코딩하는 수단 -상기 다수의 비트를 순방향 에러 정정 인코딩하는 수단은, 상기 다수의 비트를 다수의 제 1 비트 그룹으로 분할하고, 상기 다수의 제 1 비트 그룹에서 사전 결정된 비트를 제거하여 다수의 제 2 비트 그룹을 생성하며, 다수의 코드 구획으로 상기 제 2 비트 그룹의 비트를 배치하고, 상기 제 2 비트 그룹의 동위상 및 직교위상 성분을 직교 진폭 변조(QAM) 콘스텔레이션에 맵핑함- 과,
    다수의 반송파 신호를 상기 순방향 에러 정정 인코딩된 비트로 변조하는 수단과,
    상기 반송파 신호를 송신하는 수단을 포함하는
    송신기.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 상보적 패턴-맵핑된 트렐리스 코딩된 변조 코드는,
    직교 진폭 변조(QAM) 콘스텔레이션에 맵핑된 다수의 비변동 코드를 포함하는
    송신기.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 다수의 반송파 신호를 상기 순방향 에러 정정 인코딩된 비트로 변조하는 수단은,
    QAM 콘스텔레이션의 동위상 및 직교위상 성분을 독립적으로 진폭 편이 변조하는 수단을 포함하는
    송신기.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 QAM 콘스텔레이션의 동위상 및 직교위상 성분을 독립적으로 진폭 편이 변조하는 수단은, 다수의 진폭 레벨에 대응하는 그레이 코드 맵핑된 콘스텔레이션 포인트를 사용하는
    송신기.
  14. 제 10 항에 있어서,
    상기 비트를 순방향 에러 정정 인코딩하는 수단은,
    상기 다수의 비트에서 사전 결정된 비트를 제거하여 수정된 다수의 비트를 생성하는 수단과,
    다수의 코드 구획 사이에 상기 수정된 다수의 비트를 할당하는 수단과,
    상기 수정된 다수의 비트의 동위상 및 직교위상 성분을 직교 진폭 변조(QAM) 콘스텔레이션에 맵핑하는 수단을 포함하는
    송신기.
  15. 정보 신호를 수신하는 방법으로서,
    다수의 상보적 패턴-맵핑된 트렐리스 코딩된 변조 코딩 비트에 의해 변조된 다수의 반송파 신호를 수신하는 단계와,
    상기 상보적 패턴-맵핑된 트렐리스 코딩된 변조 코딩 비트를 복구하도록 상기 반송파 신호를 복조하는 단계 -상기 상보적 패턴-맵핑된 트렐리스 코딩된 변조 코딩 비트는 다수의 비트를 다수의 제 1 비트 그룹으로 분할하고, 상기 다수의 제 1 비트 그룹에서 사전 결정된 비트를 제거하여 다수의 제 2 비트 그룹을 생성하며, 다수의 코드 구획으로 상기 제 2 비트 그룹의 비트를 배치하고, 상기 제 2 비트 그룹의 동위상 및 직교위상 성분을 직교 진폭 변조(QAM) 콘스텔레이션에 맵핑함으로써 순방향 에러 정정 인코딩됨- 와,
    상기 상보적 패턴-맵핑된 트렐리스 코딩된 변조 코딩 비트에 기초하여 출력 신호를 생성하는 단계를 포함하는
    정보 신호 수신 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 반송파 신호를 복조하는 단계는,
    상기 상보적 패턴-맵핑된 트렐리스 코딩된 변조 코딩 비트를 비선형적 제한기(nonlinear limiter)에 통과시키는 단계를 더 포함하는
    정보 신호 수신 방법.
  17. 정보 신호를 수신하는 수신기로서,
    다수의 상보적 패턴-맵핑된 트렐리스 코딩된 변조 코딩 비트에 의해 변조된 다수의 반송파 신호를 수신하는 수단과,
    상기 상보적 패턴-맵핑된 트렐리스 코딩된 변조 코딩 비트를 복구하도록 상기 반송파 신호를 복조하는 수단 -상기 상보적 패턴-맵핑된 트렐리스 코딩된 변조 코딩 비트는 다수의 비트를 다수의 제 1 비트 그룹으로 분할하고, 상기 다수의 제 1 비트 그룹에서 사전 결정된 비트를 제거하여 다수의 제 2 비트 그룹을 생성하며, 다수의 코드 구획으로 상기 제 2 비트 그룹의 비트를 배치하고, 상기 제 2 비트 그룹의 동위상 및 직교위상 성분을 직교 진폭 변조(QAM) 콘스텔레이션에 맵핑함으로써 순방향 에러 정정 인코딩됨- 과,
    상기 상보적 패턴-맵핑된 트렐리스 코딩된 변조 코딩 비트에 기초하여 출력 신호를 생성하는 수단을 포함하는
    정보 신호를 수신하는 수신기.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 반송파 신호를 복조하는 수단은,
    비선형적 제한기에 상기 상보적 패턴-맵핑된 트렐리스 코딩된 변조 코딩 비트를 통과시키는 수단을 더 포함하는
    정보 신호를 수신하는 수신기.
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