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MÉTODO Y APARATO DE RADIODIFUSIÓN DE AUDIO DIGITAL QUE USA
CÓDIGOS DE CONVOLUCIÓN MAPEADOS POR PATRÓN COMPLEMENTARIO ANTECEDENTE DE LA INVENCIÓN Esta invención se relaciona a métodos y aparatos para codificar información digital y más particularmente a tales métodos y aparatos para uso en sistemas de radiodifusión de audio digital. La audio radiodifusión digital (DAB por sus siglas en inglés) es un medio para proporcionar audio de calidad digital, superior a los formatos de radiodifusión analógicos existentes. Tanto las señales DAB de canal en banda (IBOC por sus siglás en inglés) AM y FM pueden ser transmitidas en un formato híbrido donde coexiste la señal modulada digitalmente con la señal analógica de radiodifusión actual, o en un formato todo digital sin la señal analógica. Los sistemas DAB IBOC no requieren nuevas distribuciones espectrales ya que la señal modulada digitalmente y la señal analógica son transmitidas simultáneamente dentro de la máscara espectral de una distribución de canal existente. DAB IBOC promueve la economía de espectro mientras que permite que los radiodifusores suministren audio de calidad digital a su base presente de escuchas. Una técnica de multiplexeo de división de frecuencia ortogonal (OFDM por sus siglas en inglés) ha sido descrita para DAB IBOC. Las señales OFDM incluyen portadores separados ortogonalmente modulados en una relación de símbolo común. El espaciamiento de frecuencia para impulsos de símbolo (por ejemplo, BPSK, QPSK, 8PSK o QAM) es proporcional a la relación de símbolo. Para transmisión IBOC híbrida de señales DAB compatibles de AM, se colocan grupos de subportadores OFDM dentro de aproximadamente 5 kHz a 15 kHz en cualquier lado de un portador AM análogo coexistente, y subportadores OFDM adicionales son colocados dentro de una banda de frecuencia + 5 kHz ocupada por el portador AM modulado analógico. Los sistemas DAB utilizan la corrección de error hacia adelante (FEC por sus siglás en inglés) y desintercalación para mejorar la conflabilidad de la información digital transmitida sobre canales corrompidos. La mayoría de los códigos convolucionales convencionales han sido diseñados para ejecutarse bien con señalización binaria en un canal Gaussiano de ruido blanco aditivo (AWGN por sus siglás en inglés) . Los códigos más simples tienen una relación de 1/n, donde cada bitio de información de entrada produce n bitios de salida. Los códigos perforados pueden ser construidos por remover los códigos de bitios a partir de su relación 1/N "código madre" para producir un código de relación superior. S. Kallel, "Complementary Punctured Convolutional (CPC) Codes and Their Applications", IEEE Trans. Comm. , Vol. 43, No. 6, pág. 2005-2009, Junio de 1995, 3
describe una técnica para producer códigos complementarios, la cual emplea un tipo de técnica de perforación para crear buenos códigos de componentes. B. Kroeger, D. Cammarata, "Robust Modem and Coding Techniques for FM Hybrid IBOC DAB", IEEE Trans . On Broadcasting, Vol . 43, No. 4, pág. 412-420, Dec. 1997 describe una técnica para crear códigos de componentes de traslape sin todos los requerimientos de Kallel en la propiedad complementaria. En la Solicitud de Patente de los Estados Unidos No. 09/438,822 (Solicitud Internacional IPO NO. 01/35555), Kroeger et al. han también mostrado que estos códigos pueden ser mapeados en símbolos QAM usando una técnica de Modulación de Código Trellis Pragmático (PTCM por sus siglás en inglés) descrita por Viterbi et al., en "A Pragmatic Approach to Trellis-Coded Modulation", A Viterbi et al. IEEE Communications Magazine, pág. 11-19, Vol. 27, No. 7, Julio de 1989, mientras que también conserva las propiedades similares a complementaridad. La distancia libre (dfree) de un código convolucional (perforado o no perforado) es un comportamiento de corrección de error métrico a calibre conveniente en un canal AWGN con señalización binaria (por ejemplo, BPSK o QPSK por sus siglas en inglés) . Los métricos secundarios tales como el número de trayectorias en la distancia libre, y el número de errores en aquellas trayectorias son usados para resolver las diferencias de comportamiento más finas. El Perfil de Distancia Óptimo es también útil, especialmente para códigos con gran longitud de constricción. Cuando se usa señalización no binaria, tal como QA en un canal AWGN, el métrico de distancia Euclideano mínimo a través de las trayectorias trellis es significativamente más apropiado. Desafortunadamente la modulación de código trellis (TCM) y PTCM son diseñados para canales AWGN y no se realizan bien en ruido impulsivo. Esto es porque los códigos PTCM (o TCM) no proporcionan protección de error en los bitios más significativos con las mayore distancias Euclideanas no codificadas en la constelación QAM. La distancia de Hamming es más importante para protección de error en un canal de ruido impulsivo. Hay una necesidad para una técnica de codificación que solucione estas limitaciones y sea adecuado para uso en sistemas DAB IBOC. Esta invención proporciona un método de transmisión de información digital que comprende las etapas de corrección de error hacia adelante de una pluralidad de bitios de información digital usando códigos convolucionales mapeados por patrón complementario, modular una pluralidad de señales portadoras con los bitios corregidos de error hacia adelante, y transmitir las señales portadoras. La correción de error hacia adelante puede ser realizada por definir una pluralidad de particiones de código, seleccionar un tamaño de perforación compatible con las particiones, encontrar códigos de partición no catastróficos y mapear componentes en fase y en cuadratura de los códigos no catastróficos a una constelación QAM. La modulación incluye preferentemente la etapa de corregir el cambio de amplitud independiente de componentes en fase y en cuadratura de la constelación QAM usando niveles de amplitud de código Gray. La correción de error hacia adelante puede también incluir las etapas de eliminar bitios predeterminados en la pluralidad de bitios para producir una pluralidad de bitios modificados, ubicar la pluralidad de bitios modificados entre una pluralidad de particiones, y mapear componentes en fase y en cuadratura de la pluralidad de bitios modificados para una constelación QAM. La invención también comprende transmisores que comprenden un medio para correción de error hacia adelante de una pluralidad de bitios de información digital usando códigos convolucionales mapeados por patrón complementario, un medio para modular una pluralidad de señales portadoras con los bitios corregidos de error hacia adelante, y un medio para transmitir las señales portadoras. Otro aspecto de la invención incluye un método para recibir una señal de información que comprende las etapas de 6
recibir una pluralidad de señales portadoras moduladas por una pluralidad de bitios codificados convolucionales mapeados por patrón complementario, desmodular las señales portadoras para recuperar los bitios codificados convolucionales mapeados por patrón complementario, y producir una señal de salida en base a los bitios codificados convolucionales mapeados por patrón complementario. Las etapas de desmodulación pueden incluir la etapa de pasar los bitios codificados convolucionales mapeados por patrón complementario a través de un limitador no lineal. La invención además comprende los receptores para recibir una señal de información que comprenden un medio para recibir una pluralidad de señales portadoras moduladas por una pluralidad de bitios codificados convolucionales mapeados por patrón complementario, un medio para desmodular las señales portadoras para recuperar los bitios codificados convolucionales mapeados por patrón complementario, y un medio para producir una señal de salida en base a los bitios codificados convolucionales mapeados por patrón complementario . La invención soluciona las limitaciones de la modulación codificada de trellis pragmática de la técnica anterior por explotar la contribución de cada bitio en el patrón de perforación hacia la distancia libre de código cuando estos bitios son valores no binarios asignados, con 7
relación a la distancia Euclideana de los bitios mapeados a la constelación de señalización. BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La Figura 1 es una representación esquemática de las asignaciones de subportador para un sistema de radiodifusión de audio digital en canal en banda AM híbrido; La Figura 2 es una representación esquemática de las asignaciones subportadoras para un sistema de radiodifusión de audio digital en canal en banda todo digital ; La Figura 3 es un diagrama de bloque simplificado de porciones relevantes de un transmisor DAB IBOC el cual puede incorporar el método de la presente invención; La Figura 4 es un diagrama de bloque el cual ilustra la funcionalidad de un intercalador de correción de error hacia adelante (FEC) para una capa de núcleo de un sistema IBOC AM de 30 kHz; La Figura 5 es un diagrama de bloque el cual ilustra la funcionalidad de un intercalador de correción de error hacia adelante (FEC) para una capa de incremento híbrido de un sistema IBOC AM de 30 kHz; La Figura 6 es un diagrama de bloque el cual ilustra la funcionalidad de una capa de incremento todo digital del sistema IBOC AM 30 kHz; La Figura 7 es un diagrama de bloque el cual 8
ilustra la funcionalidad de un intercalador de correción de error hacia adelante (FEC) para un canal de servicios digitales integrados (IDS) en un sistema IBOC AM; La Figura 8 es un diagrama de bloque simplificado de porciones relevantes de un receptor de DAB IBOC el cual puede recibir señales codificadas de acuerdo con el método de la presente invención; La Figura 9 es un diagrama de bloque el cual ilustra la funcionalidad de un desintercalador híbrido IBOC AM e implementación de decodificador FEC que permite la adquisición rápida del audio de núcleo; La Figura 10 es un diagrama de bloque el cual ilustra la funcionalidad de otro desintercalador híbrido IBOC AM e implementación de decodificador FEC que permite la adquisición rápida del audio de núcleo; La Figura 11 es una representación esquemática de un métrico suave robusto F(y) para un corrector de cambio de amplitud ocho (8-ASK) , componente en fase o cuadratura de una señal modulada de amplitud en cuadratura 64 (64-QAM); La Figura 12 es una representación esquemática de un métrico suave robusto F(y) para un corrector de cambio de amplitud cuatro (4-ASK) , componente en fase o cuadratura de una señal modulada en amplitud de cuadratura 16 (16-QAM) ; y La Figura 13 es una representación esquemática de un métrico suave robusto F(y) para un corrector de cambio de 9
fase binario (BPSK) , componente en fase o cuadratura de una señal de corrector de cambio de fase de cuadratura (QPSK) . Esta invención proporciona una técnica de Correción de error hacia adelante (FEC) que puede ser utilizada en sistemas DAB (radiodifusión de audio digital) IBOC (en canal en banda) compatible con AM. Esta técnica FEC es referida en la presente como Modulación Codificada Trellis mapeada por patrón complementario (CPTCM por siglas en inglés) . La codificación CPTCM es diseñada para acomodar los probables escenarios de interferencia encontrados en un canal DAB IBOC AM. Con referencia a los dibujos, la Figura 1 es una representación esquemática de las asignaciones de subportador para un sistema de radiodifusión de audio digital en canal en banda (IBOC) AM híbrido. La señal de DAB IBOC híbrida 10 incluye un portador principal 12 en la frecuencia fQ, que es analógico modulado por una señal de programa de acuerdo con las técnicas de radiodifusión de AM convencionales. La señal también incluye una pluralidad de subportadores separados uniformemente que son transmitidos en el mismo canal como la señal modulada analógica. El primer y segundo grupos de subportadores son colocados en bandas laterales superior e inferior 14 y 16, respectivamente, y son referidos como los subportadores de núcleo. Un tercer grupo de subportadores, con referencia a los subportadores mejorados, se ubica en una 10
banda central 18, que es también ocupada por el portador modulado análogo. Los subportadores en el primer y segundo grupos son modulados tanto en fase y en cuadratura con respecto al portador modulado analógico. Los subportadores en el tercer grupos están dispuestos en pares complementarios y modulados en cuadratura con el portador modulado analógico. Dos subportadores 20 y 22 del tercer grupo que están más cerca del centro del canal son referidos como subportadores de sincronización y son modulados usando modulación BPSK. Un sistema de radiodifusión de audio digital que utiliza portadores complementarios es descrito en la Patente de los Estados Unidos No. 5,859,876, que se incorpora en la presente para referencia. La Figura 2 es una representación esquemática de las asignaciones de subportador para un sistema de radiodifusión de audio digital en canal en banda (IBOC) todo digital. La señal DAB IBOC todo digital 30 incluye el primer y segundo grupos 32 y 34 de subportadores uniformemente separados, con referencia a los subportadores de núcleo, que se colocan en bandas laterales superiores e inferiores 36 y 38. El tercer y cuarto grupos 40 y 42 de subportadores, con referencia a los subortadores mejorados, son también colocados en bandas laterales superior e inferior 36 y 38. Dos subportadores de sincronización 44 y 46 del tercer grupo que están más cerca del centro del canal y se modulan usando 11
modulación BPSK. La señal DAB IBOC AM está modulada digitalmente usando COFDM (multiplexeo de división de frecuencia ortogonal codificada) . Cada uno de los subportadoes es modulado usando los símbolos 64-QAM. La información digital (por ejemplo audio) se intercala en particiones, y después se codifica por FEC usando modulación codificada trellis mapeada por patrón complementario (CPTCM) . El método CPTCM de correción de error hacia adelante (FEC) se basa en una combinación de una técnica de mapeo por patrón de código nueva, y aplicación de códigos perforados complementarios a sistemas DAB IBOC, que expanden las propiedades similares complementarias a dos dimensiones . Los requerimientos básicos para el código CPTCM en sisemas DAB IBOC, incluyen la capacidad para perforar el código original en varias particiones de traslape que incluyen banda lateral principal, de registro de protección inferior y superior. Cada una de las particiones de traslape deben sobrevivir como un buen código. Las bandas laterales inferior y superior deben ser optimizadas como un par de particiones de no traslape complementarias. Similarmente, las particiones de registro de protección y principal deben sobrevivir independientemente. Por supuesto, todas las particiones deben ser códigos no catastróficos. Un sistema de radiodifusión de audio digital que usa fraccionamiento es 12
descrito en la solicitud de Patente de los Estados Unidos mencionada previamente No. 09/438,822, y se incorpora en la presente para referencia. La Figura 3 es un diagrama de bloque simplificado de porciones relevantes de un transmisor DAB IBOC 50 el cual puede incorporar el método de la presente invención. El transmisor incluye un codificador de audio 52 que recibe una señal de audio muestreada en la linea 54. La señal codificada en la linea 54 es sometida a una correción de error hacia adelante como se ilustra por el codificador FEC 56. La señal corregida por error hacia adelante resultante en la linea 58 es entonces intercalada como se ilustra por el intercalador 60. El modulador 62 modula la señal intercalada. En el sistema híbrido, una fuente de audio muestreada 64 se suminisra y una señal AM al punto de suma 66 donde la señal AM en la línea 68 y la señal modulada digitalmente en la línea 70 se combinan para producir una señal compuesta en la línea 72 que es entonces modulada por el modulador 74 y radiodifunde a la antena 56. Será reconocido que aunque las funciones mostradas en la Figura 3 son mostradas en bloques separados, las funciones pueden ser realizadas usando uno o más procesadores, donde se realizan las funciones múltiples en un procesador. La Figura 4 es un diagrama de bloque funcional que ilustra un intercalador de corrección de error hacia adelante 13
(FEC) 80 por una capa de núcleo de un sistema IBOC AM 30 kHz.
Una señal digital es suministrada en la linea 82 y ensamblada en un núcleo de cuadro de modem el cual contiene, por ejemplo, 3000 bitios, como se ilustra por el bloque 84. El cuadro de modem es entonces dividido en una pluralidad de grupos de bitios como se ilustra por el bloque 86, en donde el cuadro de modem es mostrado para ser dividido en 6000 grupos de 5 bitios. Los grupos son entonces sometidos a codificación de error hacia adelante y perforación como se ilustra por el bloque 88. Los códigos de convolución perforados son derivados de una relación 1/N "código madre", por eliminación de algunos de los bitios de código. Los bitios de código perforados pueden ser identificados en un patrón de perforación, el cual se repite periódicamente. El periodo de perforación P es el número de bitios de información en el patrón de perforación. El número total de bitios en el patrón de perforación es P.N. La relación de código resultante del código perforado es: ^ . n P-N-x'
donde x es el número de bitios de código perforado. Los bitios particulares a ser perforados deben ser elegidos cuidadosamente para minimizar la pérdida en realización de correción de error del código perforado 14
resultante. Además, es importante evitar crear un código catastrófico por perforación. Por ejemplo la eliminación de un bitio particular puede resultar en una pérdida de distancia libre de 1, mientras que la eliminación de un bitio diferente puede resultar en una pérdida de 3, y la eliminación de aún un bitio diferente puede resultar en un código catastrófico. Claramente, todas las ubicacions de bitio de código en el patrón de perforación no conribuyen igualmente al comportamiento de correción de error del código perforado.. Esta propiedad puede ser explotada en el mapeo de bitios de código para señalización no binaria tales como ASK o QAM. En el ejemplo ilustrado en la Figura 4, cada uno de los grupos de 5 bitios resulta en una salida de 12 bitios. Los grupos de 12 bitios son entonces fraccionados en particiones de principal-superior, principal-inferior, registro de protección superior y registro de protección inferior, como se ilustra por los bloques 90, 92, 94 y 96, por ejemplo por ubicar tres bitios de cada grupos de 12 bitios para cada una de las particiones. Los bitios de registro de protección superior y registro de protección inferior son retrasados como se ilustra por los bloques 98 y 100 y los bitios son mapeados en un intercalador de núcleo como se muestra por el bloque 102. La Figura 5 es un diagrama de bloque funcional el 15
cual ilustra la correción de error hacia adelante (FEC) para un intercalador de incremento 104 para un sistema IBOC híbrido AM. Se suministra una señal digital en la línea 106 y se ensambla en un núcleo de cuadro de modem el cual contiene, por ejemplo, 24000 bitios, como se ilustra por el bloque 108. El cuadro de modem es entonces dividido en una pluralidad de grupos de bitios como se ilustra por el bloque 110, en donde el cuadro de modem es mostrado para ser dividido en grupos 4000 grupos de 6 bitios. Los grupos son entonces sometidos a codificación de error hacia adelante y perforación como se ilustra por el bloque 112. En el ejemplo, cada uno de los grupos de 6 bitios resulta en una salida de 12 bitios. Los grupos de 12 bitios son entonces particionados en particiones de incremento superior e incremento inferior como se ilustra por los bloques 114 y 116, por ejemplo, por ubicar seis bitios de cada grupo de 12 bitios para cada una de las particiones. Los bitios de incremento superior e incremento inferior son retrasados como se ilustra por los bloques 118 y 120, y los bitios se mapean en un intercalador de incremento como se muestra por el bloque 122. La Figura 6 es un diagrama de bloque funcional el cual ilustra un intercalador de correción de error hacia adelante (FEC) 124 para una capa de incremento de un sistema IBOC AM todo digital. Se suministra una señal digital en la línea 126 y se ensambla en un núcleo de cuadro de modem el 16
cual contiene, por ejemplo, 3000 bitios, como se ilustra por el bloque 128. El cuadro de modem es entonces dividido en una pluralidad de grupos de bitios como se ilustra por el bloque 130, en donde el cuadro de modem es mostrado para estar dividido en 6000 grupos de 5 bitios. Los grupos son entonces sometidos a codificación de error hacia adelante y perforación como se ilustra por el bloque 132. En el ejemplo de la Figura 6, cada uno de los grupos de 5 bitios resulta en una salida de 12 bitios. Los grupos de 12 bitios son entonces particionados en particiones de principal superior, principal inferior, registro de protección superior y registro de protección inferior, como se ilustra por los bloques 134, 136, 138 y 140, por ejemplo por ubicar tres bitios de cada grupo de 12 bitios para cada una de las particiones. Los bitios de registro de protección superior y registro de protección inferior son retrasados como se ilustra por los bloques 142 y 144 y los bitios son mapeados en un intercalador de núcleo como se muestra por el bloque 146. La Figura 7 es un diagrama de bloque funcional que ilustra la corrección de error hacia adelante (FEC) para un intercalador de servicio de datos integrados (IDS) 148 para un sistema IBOC híbrido AM. Se suministra una señal digital en la línea 150 y se ensamble en un núcleo de cuadro de modem el cual contiene, por ejemplo, 80 bitios, como se ilustra por el bloque 152. El cuadro de modem es entonces dividido en una 17
pluralidad de grupos de bitios como se ilustra por el bloque 154, en donde el cuadro de modem es mostrado para ser dividido en diez grupos de 8 bitios. Los grupos son entonces sometidos a codificación de error hacia adelante y perforación como se ilustra por el bloque 156. En el ejemplo, cada uno de los grupos de 8 bitios resulta en una salida de 24 bitios. Los grupos de 24 bitios son entonces fraccionados en particiones IDS superior e IDS inferior como se ilustra por los bloques 158 y 160, por ejemplo por distribuir seis bitios de cada grupo de 12 bitios para cada una de las particiones. Los bitios de IDS superior y IDS inferior son entonces mapeados en un intercalador de incremento como se muestra por el bloque 162. La Figura 8 es un diagrama de bloque simplificado de porciones relevantes de un receptor DAB IBOC 170 el cual puede recibir señales codificadas de acuerdo con el método de la presente invención. La señal de radiodifusión compuesta es recibida por la antena 172 y convertida a una señal de frecuencia intermedia (IF) en la linea 174 por circuito de extremo frontal 176. La señal IF es entonces procesada por un convertidor descendente digital 178 que incluye un convertidor analógico a digital 180 y un procesador que realiza el mezclado, decimación y filtración como se ilustra por el bloque 182 para producir una señal de banda base compleja en la linea 184. Un control de ganancia automática 18
186 alimenta la señal de banda base de nuevo al multiplicador 188 en el convertidor descendente digital. El desmodulador 190 desmodula la porción modulada analógica de la señal de banda base compleja y el desmodulador 192 desmodula la porción modulada digitalmente de la señal de banda base comple . Después de la desintercalación, la decodificación FEC, y decodificación de audio como se ilustra por los bloques 194 y 196, la señal estéreo DAB resultante en la linea 198 y la señal analógica en la linea 200 son mezcladas como se ilustra por el bloque 202 para producir una salida de audio en la linea 204. La Figura 9 es un diagrama de bloque funcional de un desintercalador híbrido IBOC A y un decodificador FEC. La señal de núcleo corregida por error hacia adelante e intercalado es introducida en la línea 206 y desmodulada en componentes en fase (I) y en cuadratura (Q) como se ilustra en el bloque 208. El bloque 210 muestra que las decisiones suaves para los componentes I y Q son determinados y las decisiones suaves I y Q son desintercaladas en bloques 212 y 214 respectivamente. Los componentes en cuadratura desintercalados para las particiones principales superiores y principales inferiores son retrasados como se ilustra por el bloque 216, y las señales de núcleo corregidas por error hacia adelante desintercaladas son decodificadas como se ilustra por el bloque 218 para producir los datos núcleo en 19
la línea 220. La señal de incremento corregido por error hacia adelante e intercalada es introducida en la línea 222 y se desmodula en componentes en fase (I) y cuadratura (Q) como se ilustra en el bloque 224. El bloque 226 muestra que las decisiones suaves para los componentes I y Q son determinadas, y las decisiones suaves I y Q son desintercaladas en el bloque 228. Las señales de incremento desíntercaladas son decodificadas por corrección de error hacia adelante como se ilustra por el bloque 230 para producir los datos de incremento en la línea 232. La señal IDS corregida por error hacia adelante e intercalada es introducida en la línea 234 y desmodulada en componentes en fase (I) y en cuadratura (Q) como se ilustra en el bloque 236. El bloque 238 muestra que las decisiones suaves para los componentes I y Q son determinadas, y las decisiones suaves I y Q son desintercaladas en el bloque 240. Las señales IDS corregidas por error hacia adelante desintercaladas son decodificadas como se ilustra por el bloque 242 para producir los datos de servicio de datos integrados en la línea 244. La Figura 10 es un diagrama de bloque funcional de un desintercalador híbrido IBOC AM alternativo y decodificador FEC. La señal de núcleo corregida de error hacia adelante e intercalada es introducida en la línea 246 y 20
desmodulada en los componentes en fase (I) y en cuadratura (Q) como se ilustra en el bloque 248. El bloque 250 muestra que decisiones suaves para los componentes I y Q son determinados, y las decisiones suaves I y Q son desintercaladas en bloques 252 y 254 respectivamente. Los componentes en cuadratura desintercalados para las particiones principales superior y principales inferiores son retrasadas como se ilustra por el bloque 256, y las señales de núcleo corregidas de error hacia adelante desintercaladas son decodificadas como se ilustra por el bloque 258 para producir los datos de núcleo en la linea 260. La señal de incremento corregida por error hacia adelante e intercalada es introducida en la linea 262 y desmodulada en componentes en fase (I) y en cuadratura (Q) como se ilustra en el bloque 264. El bloque 266 muestra que son determinadas decisiones suaves para los componentes I y Q y las decisiones suaves I y Q son desintercaladas en bloques 268 y 270 respectivamente. Los componentes en cuadratura desintercalados para las particiones principal superior y principal inferior son retrasadas como se ilustra por el bloque 272, y las señales de incremento desintercaladas son decodificadas por correción de error hacia adelante como se ilustra por el bloque 274 para producir los datos de incremento en la linea 276. La señal IDS corregida por error hacia adelante e 21
intercalada es introducida en la linea 278 y desmodulada en componentes en fase (I) y cuadratura (Q) como se ilustra en el bloque 280. El bloque 282 muestra que se determinan las decisiones suaves para los componentes I y Q, y las decisiones suaves I y Q son desintercaladas en el bloque 284. Las señales IDS corregidas por error hacia adelante desintercaladas son decodificadas como se ilustra por el bloque 286 para producir los datos IDS en la linea 288. Diseñar el código CPTCM es un proceso de multietapas. Primero las particiones son definidas, por ejemplo particiones Principal, de registro de protección Inferior y Superior. En el ejemplo de multiplexeo de división de frecuencia ortogonal codificado (COFDM) , las particiones son definidas como grupos de subportadores que son afectados juntos como un grupo por un escenario de interferencia. Específicamente, si se colocan subportadores codificados en tanto las bandas laterales inferior y superiores, una de estas bandas laterales puede ser corrompida por un interferente mientras que la otra banda lateral es esperada para sobrevir por si misma. En otras palabras, el código en cada banda lateral no debe ser catastrófico, y debe tener buenas propiedades de corrección de error por si mismo. Por lo tanto cada partición debe constituir una relación de codificación menor que o igual a 1. Similarmente un par de particiones puede ser diversa en tiempo, donde una partición 22
es primero transmitida (por ejemplo Principal) y la otra partición es transmitida varias veces más tarde (por ejemplo registro de protección) . En este caso la señal puede experimentar una interrupción por un segundo (por ejemplo, en cuanto un oyente pasa bajo un puente) y ya sea la partición de registro de protección o principal sobrevivirá porque no experimentan la interrupción sobre el mismo contenido de información debido a la diversidad de tiempo. Diferentes pares o grupos de particiones pueden traslaparse. Por ejemplo los pares de partición superior/inferior y principal/registro de protección pueden traslaparse entre si. Más particularmente, la partición inferior puede ser comprendida de la mitad de los bitios de partición principales más la mitad de los bitios de partición de registro de protección, mientras que la partición superior comprende los bitios restantes. Enseguida, se selecciona un tamaño de patrón de perforación (relación de código y periodo de perforación) para acomodar las particiones. Si un código está comprendido de dos particiones mutuamente exclusivas (por ejemplo principal, registro de protección) cada una de la relación de código R. Después el código compuesto es relación R/2. El código Madre a partir del cual se forman las fracciones son formadas por perforación debe tener una relación no mayor a R/2. Típicamente el código Madre es un código convolucional 23
de relación 1/n. Las particiones no necesitan incluir grupos de bitios de código que son mutualmente exclusivos. El periodo del patrón de perforación debe ser suficientemente grande para formar cada una de las fracciones. Los componentes de partición no catastróficos son encontrados, idealmente con distancia libre máxima, dfree. Esto puede implicar una búsqueda en computadora, con posiblemente buenos resultados múltiples y combinaciones a partir de los cuales se seleccionan. Para modulaciones de bitios de código no binarios, el mejor mapeo de bitios para las posibles particiones no catastróficas puede ser determinado. La modulación binaria tal como BPSK o QPSK no se beneficia del mapeo de bitios de código para el símbolo de modulación. QAN es una modulación no binaria donde, en este diseño de código, los componentes en fase (I) y en cuadratura (Q) del simbol QA son tratados individualmente como símbolos ASK. Cada símbolo ASK porta bitios de código b que forman un símbolo ASK m-ary de niveles de amplitud m=2b los cuales son codificados Gray. Esto implica colocar varios pesos suaves en los bitios, en lugar de decisión dura ( + ) . Un método para determinar una distancia libre "suave" relativa es descrita a continuación. Los mejores mapeos compatibles con el fraccionamiento que producirá la dfree "suave" máxima son entonces seleccionados. Desafortunadamente, los mapeos 24
ideales de bitios a símbolos dentro de cada partición no pueden ser consistentes con el mapeo de bitios en otras particiones. Por ejemplo, no todas las particiones pueden usar los bitios con la distancia Euclideana promedio mayor. Hay restricciones adicionales cuando se traslapan las particiones. Esta restricción resultará probablemente en un compromiso en el mapeo de bitios para cada una de las particiones. En algunos casos puede ser deseable que una partición tenga un mapeo superior que otro (por ejemplo registro de protección puede ser mejorado a expensas de comportamiento principal) . La técnica CPTCM es aplicada a un símbolo QAM por tratar los componentes I y Q como señales ASK codificadas independientemente. Específicamente el símbolo 64-QAM es creado por modular el componente I o Q con señales 8-ASK independientes. Los símbolos 8-ASK son generados de especialmente grupos de 3 bitios seleccionados los cuales son entonces usados para digirir los puntos de constelación mapeados Gray. El mapeo Gray maximiza el comportamiento por minimizar el número de límites de decisión en el mapeo ASK. Esto maximiza la distancia Euclideana promedio. Esto es claramente diferente de ya sea la partición de grupo sugerida por üngerboeck en "Channel Coding with ultilevel/Phase Signáis", IEEE Transactions on Information Theory, Vol. IT-28, 1 de Enero de 1982, página 56-57, o la codificación 25
multinivel y mapeo PTCM sugerido en el articulo mencionado previamente por Viterbi et al. El mapeo de trxpletes de bitio de código a los 8 niveles de los símbolos 8-ASK está presente en la Tabla 1. Tabla 1. Mapeo de bitios codificados CPTCM a 8 niveles de los símbolos 8-ASK
El símbolo 16-QAM es creado por modelar los componentes I o Q con las señales 4-ASK independientes. Los símbolos 4-ASK son generados a partir de grupos de 2-bítios especialmente seleccionados los cuales son entonces usados para manejar los puntos de constelación mapeados Gray. El mapeo de los pares de bitios de códigos a los 4 niveles de los símbolos 4-ASK están presentes en la Tabla 2. Tabla 2. Mapeo de bitios codificados CPTCM a 4 niveles de los símbolos 4-ASK 26
El mapeo de los bitios de código a niveles ASK es descrito enseguida. Se usa el mapeo de código Gray para asignar niveles ASK a tripletes de bitios o pares de bitios. El mapeo Gray es un método bien conocido para asignar bitios a niveles de dirección (niveles ASK en este ejemplo) donde el ordenamiento de los niveles requiere el número mínimo de cambios de bitios. Específica y exactamente un bitio cambia entre la dirección de niveles sucesivos. En contraste, un número binario de asignación de dirección no tiene tal restricción. En el ejemplo 8-ASK, la codificación Gray resulta en 7 cambios de bitios entre los 8 niveles, sin contar los puntos finales. Una ordenación de número binario de niveles implica 11 cambios de bitios, sin contar los puntos finales. La codificación Gray es conocida para ser benéfica ante detección de las señales ASK en ruido ya que los errores de estimación de bitios más probables son hechos cuando el nivel es cercano a la transición de bitios. Se observa además que ocurren más transiciones (m/2) en el bitio menos significativo (LSB) del símbolo m-ASK mapeado Gray, mientras 27
que solamente ocurre una transición en el bitio más significativo (MSB) . Por lo tanto el LSB es más tendiente a errores provocados por ruido que el MSB. De esta forma el MSB es más confiable que el LSB, y los otros bitios están entre extremos. Esta propiedad se explota en el método de esta invención . Además de explotar la propiedad de corrección de error no igualitaria de los bitios de código a través de la perforación, la invención también usa esta propiedad para mapear los bitios de código a los símbolos ASK (tripletes o pares de dirección de bitios). Los bitios de código más valiosos son colocados en las ubicaciones MSB más confiables, y los bitios menos valiosos en las ubicaciones LSB. Esto debe llevar a minimizar la pérdida en capacidad de corrección de error del código y modulación resultante. El beneficio principal de esta técnica sobre TCM o PTCM es que una buena distancia Hamming puede ser mantenida. TCM o PTCM son designados para maximizar la distancia Euclideana mientras que permite una distancia Hamming de solamente 1 en MSB. Por lo tanto MSB no tiene protección de error lo cual es inaceptable para ruido impulsivo y ofrece comportamiento deficiente en desvanecimiento. En contraste, la técnica CPTCM propuesta aquí se diseña para mantener la buena distancia Hamming del código binario subyacente, mientras que maximiza la distancia Euclideana bajo estas constricciones.
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Adicionalmente el código CPTCM es fácil de implementar ya que requiere solamente una sola etapa de decodificación y desintercalación, a diferencia de otras técnicas de decodificación/desintercalación de multietapa de TCM o PTCM. CPTCM requiere una evaluación del valor relativo de los varios bitios de código dentro del patrón de perforación. Por ejemplo asumir que hay 6 bitios de código en una partición que permanece después de perforación de los otros, y estos 6 bitios son para ser mapeados a los tripletes de bitios de los símbolos 8-ASK usados para crear los símbolos 64-QAM. Entonces los 6 bitios de código son colocados en 3 categorías de conflabilidad, donde los 2 bitios más valiosos son asociados con los 2 MSB, los 2 bitios menos valiosos son asociados con los 2 LSB, y los 2 bitios medios son asociados con los bitios de dirección ASK medios. No es necesario que los bitios sean agrupados dentro de los mismos símbolos ya que la intercalación de bitios puede ser deseable para difundir los errores de explosión dentro de un símbolo. Después se evalúa el valor de cada bitio de código en un patrón de perforación para subsecuente mapeo de los bitios de código a los símbolos de modulación. Ya sea una partición de código es identificado o el código entero es usado, dependiendo de si el mapeo es para ser optimizado sobre cada partición individualmente, o si es más importante optimizar el mapeo sobre el código entero. Estas dos 29
optimizaciones diferentes producirán generalmente diferentes resultados de mapeo. En un cado donde es preferido optimizar las particiones individuales, la evaluación del valor de los bitios de código puede ser hecha en varias formas. Por ejemplo, cada bitio puede ser eliminado a partir del código y la pérdida en capacidad de corrección de error puede ser evaluada. En el orden de importancia métricos convenientes incluyen pérdida catastrófica, pérdida de distancia libre, número incrementado de trayectorias en la distancia. Los bitios más valiosos resultan en menos pérdida. Estos bitios pueden entonces ser clasificados para mapear los bitios menos valiosos a los LSB, o bitios más vulnerables, en los símbolos de modulación. Alternativamente los bitios pueden ser removidos en grupos en lugar de uno a la vez. Otro procedimiento puede ser usar un algoritmo de Viterbi para estimar el mismo tipo de distancia libre suave con relación a la distancia Euclideana del código. Cuando las particiones de código se traslapan, generalmente debe ser hecho un compromiso para el mapeo de bitio. Esto es porque una partición puede preferir que un bitio particular sea mapeado a una dirección de símbolo de modulación MSB, mientras que el mismo bitio en una partición de traslape puede preferer un mapeo LSB. Ambas optimizaciones no pueden ser acomodadas en estos casos y un compromiso debe ser evaluado y establecido.
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Se describen varios diseños de código de ejemplo enseguida usando el método descrito anteriormente. Estos diseños incluyen diseños de intercalador propuestos para un sistema IBOC AM. El intercalador puede ser diseñado para CPTCM con un código de audio escalable (2-capa) . El intercalador puede estar comprendido de 2 partes: 50 subportadores de expansión de intercalador de núcleo (banda lateral 25 superior más 25 inferior) y 50 subportadores de extensión de Intercalador incrementado (50 pares subportadores complementarios para el sistema híbrido, y 25 en cada una de las "alas" inferior y superior para el sistema todo digital) . Dos pares de subportador adicionales (+-27 y +-53) en la región de incremento pueden ser usados para información IDS y son independientes de la codificación de incremento. En este ejemplo, subportadores 2 a 82 en cualquier lado del portador principal son utiizados en el sistema 30 kHz. La Figura 1 ilustra la ubicación de las particiones de intercalador para el sistema híbrido, mientras que la Figura 2 ilustra la ubicación de las particiones de intercalador para el sistema todo digital. Los códigos CPTCM pueden ser creados a través de perforación de relación 1/3 de códigos de convolución. Una relación 1/3 de código proporciona un número suficiente de bitios en el patrón de perforación para formar una relación 5/12 de código usado en el ejemplo descrito anteriormente.
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Aunque es posible usar casi cualquier código generador polinomial , un buen lugar para iniciar la búsqueda es usar los polinomiales estándar ya que son más probables para producir mejores códigos perforados. El código FEC requiere patrones de perforación apropiados y mapeo de bitio de código para proporcionar buenos resultóos en tanto el sistema híbrido y Sistema todo digital. Para el sistema híbrido, el patrón de perforación puede proporcionar bitios de código para los componentes complementarios de la banda lateral superior y banda lateral inferior. Cada banda lateral es requerida para proporcionar un buen código de calidad en el caso de la otra banda lateral que se corrompe. El código de núcleo debe también ser fraccionado para diversidad con componentes principal y de registro de protección. Cada componente complementario puede ser codificado usando una relación 5/6 de código lo cual produce una relación de código combinado de 5/12. El patrón de perforación FEC de núcleo puede también ser distribuido entre un canal de audio principal y un canal de audio de registro de protección. El canal de registro de protección es usado para sincronización rápida y proporcionar diversidad de tiempo para mitigar los efectos de bloqueos intermitentes. Los canales principal y de registro de protección cada uno puede ser codificado en una relación de 5/6 lo cual resulta en una relación de código combinado de 5/12. El par de partición superior/inferior 32
traslapa el par de partición principal/de registro de protección . Un buen código que incluye los dos pares de traslape de particiones es encontrado usando los polinomiales de generador de Patrón de perforación compuesto FEC de núcleo G=(G1=561, G2=753, G3=711). El patrón perforado principal, de registro de protección, superior e inferior para el código FEC de núcleo es definido en la Tabla 3. Algunos ejemplos de buenos códigos creados usando estas técnicas se describen enseguida. Tabla 3. Patrón de perforación
En la tabla 3, B~registro de protección, M=principal, L=banda lateral inferior, U=banda latera superior y A, B y C son las posiciones de bitios . La Tabla 4 proporciona un sumario de los parámetros de código de núcleo. Tabla 4. Sumario de parámetros FEC de código
Partición relación df a C superior 5/6 4 5 54 Registro de 5/6 5 19 168 33
La relación total del código FEC de incremento superior más inferior híbrido es la relación 2/3. El patrón de perforación y asignación de bitio de código es definido en la tabla 5. Tabla 5. Patrones de perforación
En la tabla 5, E=Extendido, L=banda lateral Inferior, U=banda lateral superior, I=en fase, Q=en cuadratura, y A y Exposiciones de bitio. El patrón de perforación de compuesto FEC de incremento híbrido es producido usando generadores G=(G1=561, G2=753, G3=711). La Tabla 6 proporciona un sumario de los parámetros de código de incremento híbrido. Tabla 6. Sumario de parámetros FEC de incremento híbrido
partición Relación df a C 34
La codificación FEC para el incremento todo digital puede ser idéntico al diseño de código de núcleo. Sin embargo hay una modificación requerida en el intercalador para formado de cuadro y retraso. Esta modificación es descrita posteriormente con respecto al intercalador de incremento todo digital. Los subportadores IDS pueden ser modulados usando símbolos 16-QAM ya que son los portadores de incremento. Los subportadores 27 y 53 (-27 y -53 son complementariios ) son subportadores IDS en el sistema Híbrido. Los subportadores 27 y -27 no son subportadores IDS complementarios en el sistema todo digital. La secuencia IDS es 32 símbolos grande (símbolos 0 a 31) y se asocian con una longitud de bloque de 32 símbolos OFDM en el intercalador particular usado en este ejemplo. Las ubicaciones de símbolos 10 y 26 son asignados como símbolos de entrenamiento. Los restantes 30 símbolos portan 120 bitios de información codificada relación 2/3. De aquí cada secuencia IDS porta 80 bitios de información, incluyendo CRC de 8 bitios. Un código relación 1/3 puede ser empleada con componentes complementarios de relación 2/3. Los componentes de código complementario superior e inferior de 35
los subportadores IDS todo digital corresponden a los pares de subportadores complementarios IDS internos y externos, respectivamente, del híbrido. La tabla 7 ilustra el patrón de perforación IDS todo digital. Tabla 17. Patrón de perforación
En la tabla 7, IDS=Servicio de datos integrados,
L=banda lateral inferior, U=banda lateral Superior, I=en fase, Q=cuadratura y A y B son posiciones de bitio. Se produce el patrón de perforación compuesto FEC IDS usando generadores G=(G1=561, G2=753, G3=711) . La Tabla 8 proporciona un sumario de los parámetros de código IDS.
Tabla 8. Sumario FEC de núcleo de parámetros.
Un bloque intercalador puede estar comprendido de 36
32 símbolos COFDM (baudios) . Puede estar 8 bloques en particiones de cuadro de modem (barrido intercalador ) para el principal y de incremento. La partición de registro de protección puede ser intercalado sobre solamente una extensión de bloque para permitir sincronización rápida. El intercalador de núcleo incluye una banda lateral superior y una banda lateral inferior (25 subportadores cada uno) . El intercalador de incremento también incluye una banda lateral superior y una banda lateral inferior (25 subportadores cada uno, excluyendo los subportadores IDS) para el sistema todo digital, o equivalentemente una partición de incremento exterior e interior para el sistema híbrido. Cada bloque desintercalador mantiene un total de 800 símbolos QAM (750 datos + 50 entrenamiento) . El código de audio escalable en este ejemplo está comprendido de dos capas (núcleo e incremento) . Se mapea la capa de núcleo en 50 subportdores QAM (25 subportadores en cada banda lateral) mientras que la capa de incremento es mapeada en 50 subportadores complementarios QAM (pares para híbrido) . Las capas de núcleo y de incremento son codificadas por separado. Además hay algunos subportadores asignados para portar los datos 16-QAM IDS. La intercalación dentro de cada bloque que expande 25 subportadores y 32 símbolos OFDM puede ser ejecutada usando las siguientes expresiones para los índices de línea y 37
columna :
El índice k indica a uno de los 750 símbolos QAM dentro del bloque (núcleo o incremento) . Cada uno de los símbolos 64-QAM del núcleo porta 6 bitios de códigos, los cuales son mapeados dentro de un bloque. Similarmente, cada uno de los símbolos 16-QAM del incremento o intercalador IDS porta 4 bitios de código los cuales son mapeados dentro de los bloques usando las mismas expresiones. Del total de 800 símbolos en un bloque, los 50 símbolos QAM restantes son usados para entrenarmlos símbolos. Los símbolos de entrenamiento pueden ser ubicados en las últimas 50 ubicaciones de símbolo QAM ( k=750...799 ) . Tabla 9. Indices de símbolo dentro del bloque símbolo de rastreo ="T
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Los 30000 bitios de información de núcleo que comprenden cada cuadro de modem son codificados y ensamblados en grupos de bitios a partir de patrones de perforación, como se define previamente y se ilustra funcionalmente en la Figura 4. Estos agrupamientos son mapeados en el intercalador de núcleo usando las expresiones presentadas en la Tabla 10. Los índices de intercalador de núcleo son definidos como: k=indice de símbolo de bloque, 0 a 749 símbolos en cada bloque de núcleo; b=número de bloque, 0 a 7 dentro de cada cuadro de modem; y p=mapeo de bitio PTCM dentro de cada 39
símbolo 64-QAM, (IA=0, IB=1, IC=2, QA=3, QB=4, QC=5) Tabla 10. Mapeo de intercalador de núcleo
Se agrega un retraso de diversidad de tres cuadros modem a la señal de registro de protección. Los 24000 bitios de información de incremento que comprenden cada cuadro de modem son codificados y ensamblados en grupos de bitios a partir de los patrones de perforación, como se define previamente y se ilustran en la Figura 6. Estos grupos son mapeados en el Intercalador de incremento usando las expresiones presentadas en la Tabla 11. Los índices de intercalador de incremento k, b, p y p son definidos como: k=índice de bloque, 0 a 750 símbolos en cada bloque de núcleo; b=número de bloque, 0 a 7 dentro de cada cuadro de modem; p=mapeo de bitios 16-QAM dentro de cada 40
símbolo 16-QAM, (IA=0, IB=1, QA=2, QB=3); y p=mapeo de bitio QPSK dentro de cada símbolo QPSK (1=0, Q=l) . Tabla 11. Mapeo de intercalador de incremento híbrido
Se agrega un retraso de diversidad de 2 cuadros de modem a la señal de registro de protección. Los 30000 bitios de información de incremento todo digital que comprenden cada cuadro de modem son codificados y ensamblados en grupos de bitios a partir de los patrones de perforación, como se define previamente y se ilustra en la Figura 7. Estos agrupamientos son mapeados en el intercalador de incremento todo digital usando las expresiones presentadas en la Tabla 12. El intercalador de incremento todo digital en este ejemplo es muy similar al intercalador de núcleo, excepto que la porción de registro de protección se intercala en límites 41
de cuadro (no bloques) idénticos a la porción principal. Esto necesita una modificación menor al intercalador de núcleo. El Bloque de registro de protección de núcleo extiende el componente I (en fase) QAM, mientras que el intercalador de cuadro principal expande el componente Q (cuadratura) QAM. Con el fin de acomodar el intercalado de incremento de cuadro, se hace el intercalador de registro de protección I (en fase) idéntico a las expresiones de intercalador principal Q. Después el cuadro de registro de protección de incremento debe ser transmitido un cuadro adelante del cuadro de registro de protección de núcleo mientras que los cuadros de núcleo principal y de incremento son transmitidos simultáneamente . Los índices de intercalador de incremento todo digital k, b y p son definidos como: k=indice de símbolo de bloque, 0 a 749 símbolos en cada bloque; b=número de bloque, 0 a 7 dentro de cada cuadro de modem; y p=mapeo de bitio de PTCM dentro de cada símbolo 64-QAM, (IA=0, IB=1, IC=2, QA=3, QB=4, QC=5) . Tabla 12. Mapeo de intercalador de incremento todo digital
Partición N, n= K índice en el bloque b B bloque# Mapeo P I y
0...N-1 Q, ASK 42
Un retraso de diversidad de 2 ó 3 cuadros de modem es agregado a la señal de registro de protección. Los 80 bitios de información IDS que comprenden cada bloque son codificados y ensamblados en grupos de bitios de los patrones de perforación, como se define previamente y se ilustra en la Figura 7. Estos grupos son mapeados en el intercalador de incremento usando las expresiones presentadas en la Tabla 13. Los índices de intercalador IDS k y p son definidos como: k=índice de bloque, 0 a 29 símbolos en cada bloque, que hacen un borde los dos símbolos de seguimiento (8 y 24) de 32 total; y p=16-QAM bitios que mapean dentro de cada símbolo 16-QAM, (IA=0, IB=1, QA=2, QB=3).
Tabla 13: mapeo de intercalador de IDS Partición N, n= K índice en la secuencia Mapeo P I y k,b,p 0...N-1 IDS Q, ASK IDSUk;P 120 Mod (n+floor (n/60) 30) Mod(n, 4)
IDSLk,p 120 Mod(n+floor(n/60)+ll,30) Mod(n,4) 43
La intercalación dentro de cada secuencia IDS que expande 32 símbolos OFDM puede ser realizada usando la siguiente expresión para el índice de línea (vector) :
El índice k indica a uno de los 32 símbolos 16-QAM dentro de la secuencia IDS. Cada uno de los símbolos 16-QAM porta 4 bitios de código. Del total de 32 símbolos, 30 portan información IDS mientras que los 2 símbolos restantes son usados para símbolos de entrenamiento (ubicaciones 8 y 24) . Un diagrama de bloque funcional del desintercalador y porciones decodificadores FEC de un receptor se muestra en la Figura 9. Los datos de constelación en la entrada está comprendida de los valores I y Q para cada uno de los símbolos QAM, los cuales han sido desmoulados y normalizados a la rejilla de constelación. Se asocia la información de estado de canal (CSI) con cada valores I y Q para permitir la detección de decisión suave subsecuente de los bitios. El propósito de los elementos de retraso en la figura es alinear en tiempo la información de audio de registro de protección con la información de audio principal y de incremento, ya que el principal e incremento han sido retrasados en el transmisor. Los bloques MU y ML de bitios son acumulados en un cuadro de modem entero antes a la desintercalación con los 44
bloques BU y BL de bitios. Los bloques 208, 210, 212, 218, 236, 238, 240, y 242 en la figura indican funciones que deben ser procesadas en los limites de bloque intercalador (opuesto a los limites de cuadro de modem) con el fin de minimiar el retraso en procesamiento de datos de registro de protección o IDS . Ya que se usan códigos binarios para CPTCM con modulación no binaria, es benéfico obtener algún tipo de métricos binarios suves a partir de símbolos M-ary ruidosos. Suponer que el símbolo de ruido recibido es: Yi=Si+n, i=l .... N Asumir K bitios de información por símbolo, el métrico binario para el k-ésimo bitio es dado por:
Donde s l,k está para el símbolo j-ésimo en la constelación que tiene un valor de bitios 1 en la posición k-ésima de bitios (y similarmente para Sj°'k, el símbolo j-ésimo en la constelación que tiene un valor de bitios 0 en el bitio k-ésimo) y
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Es la función de densidad de probabilidad del ruido, la que asume el ruido AWG. La fórmula anterior para el métrico de bitios suave aplica para cualquier constelación. La desventaja principal de este procedimiento es que requiere cálculos de exponenciales. Un métrico aproximado puede ser obtenido por aproximr la suma de exponenciales por el exponencial máximo, de tal forma que
Donde caen términos irrelevantes y constantes y s1,kmin denota el símbolo más cercano a yi que tiene 1 en la posición de k-enésimos bitios (y similarmente para s0'kmin) . De esta forma, por medio de esta aproximación (así llamada aproximación log-max) se evita el cálculo de exponenciales. Sin embargo, como una consecuencia de usar esta aproximación una fracción de dB puede ser perdida en comportamiento. Considerar ahora mejoras posibles de métrico suave para el escenario de ruido impulsivo. Dejamos asumir que la muestra de símbolo de ruido se pasa a través de una no linearidad de la forma (limitador suave o sujetador lineal) . Se desea construir un métrico suave que realiza 46
aproximadamente lo mismo en AWGN como métricos previamente considerados, aún que todavía tendrá menor degración en ruido impulsivo. Es decir, tiene que haber suficiente "rigidez" para maximizar el comportamiento en AWGN y para limitar muestras métricas cuando está presente ruido impulsivo, es decir, para prevenir el crecimiento métrico excesivo cuando están presentes grandes muestras de ruido. Hacia aquella meta considerar la constelación 8-ASK y no linearidades mostradas en la Figura 11. En la Figura 11, la línea 290 representa el métrico suave de salida para el bitio A, línea 292 representa el métrico suave de salida para el bitio B, y la línea 294 representa el métrico suave de salida para el bitio C. Las Figuras 12 y 13 ilustran no linearidades para 4-ASK y QPSK, respectivamente. En la Figura 12, la línea 296 representa el métrico suave de salida para el bitio A, y la línea 298 representa el métrico suave de salida para el bitio B. En la Figura 13, la línea 300 representa el métrico suave de salida para el bitio A. En base al valor de señal de ruido recibido se construyen métricos suaves por procesar las muestras recibidas a través de diferentes no linearidades mostradas en las Figuras 11 a 13. Los valores de bitios suaves construidos son además divididos por los valores correspondientes de poder de ruido promedio estimado por el símbolo. En resumen, el métrico suave puede ser representado por: 47
Donde y representa el símbolo de ruido recibido, F(.) es la no linearidad deseada de las Figuras 11 a 13, y s es la desviación estándar del ruido. Esta invención usa "códigos de convolución ñapeados de patrón complementario" (CPCC) . Estos códigos tienen la propiedad de que el código original puede ser segmentado en códigos de componente múltiples, cada uno de relación superior que el código original. Los códigos de componente son diseñados para comportarse bien bajo ciertas condiciones de interferencia o desvanecer en el canal. Adicionalmente, los bitios de código pueden ser mapeados eficientemente en señales eficientes de ancho de banda que portan más de un bitio por dimensión (QAM, por ejemplo) . Mientras que esta invención ha sido descrita en términos de sus modalidades preferidas, será aparente para aquellos expertos en la técnica que pueden hacerse varios cambios a las modalidades descritas sin alejarse del alcance de la invención como se define por las siguientes reivindicaciones .