KR101014404B1

KR101014404B1 - 오디오신호의 처리방법 및 처리장치

Info

Publication number: KR101014404B1
Application number: KR1020057008318A
Authority: KR
Inventors: 고헤이 아사다; 데츠노리 이타바시
Original assignee: 소니 주식회사
Priority date: 2002-11-15
Filing date: 2003-10-10
Publication date: 2011-02-15
Also published as: EP1562403A1; WO2004047490A1; EP1562403A4; KR20050074578A; US7822496B2; EP1562403B1; US20060050897A1

Abstract

본 발명은, 오디오신호를 처리하는 방법 및 장치이며, 오디오신호가 각각 공급되는 복수의 디지털필터(DF0~DFn)와, 스피커 어레이(10)를 갖춘다. 디지털필터(DF0~DFn)의 출력은, 스피커 어레이의 스피커(SP0~SPn)의 각각에 공급되어 음장을 형성한다. 디지털필터(DF0~DFn)에 각각 소정의 지연시간이 설정되게 됨으로써, 음장에, 주위보다도 음압이 큰 포인트 및 주위보다도 음압이 작은 포인트가 형성된다. 디지털필터(DF0~DFn)의 주파수응답에 저대역필터 특성을 부여한다. 또한, 유사 펄스열을 사용하여 지연시간의 설정분해능(設定分解能)을 높인다.

Description

오디오신호의 처리방법 및 처리장치{Audio signal processing method and processing device}

본 발명은, 홈시어터 등에 적용하기 적합한 오디오신호의 처리방법 및 처리장치에 관한 것이다.

본 출원은, 일본에서 2002년 11월 15일에 출원된 일본특허 출원번호 2002-332565, 2002년 11월 18일에 출원된 일본특허 출원번호 2002-333313을 기초로 하여 우선권을 주장하는 것이며, 이 출원은 참조함으로써, 본 출원에 원용된다.

홈시어터나 AV(Audio and Visual)시스템 등에 적용하기 적합한 스피커시스템으로서, 특개평9-233591호 공보, 특개평5-30381호 공보에 기재되는 바와 같은 스피커 어레이가 있다. 도 1은, 그 스피커 어레이(10)의 일례를 나타내는 것이며, 이 스피커 어레이(10)는, 다수의 스피커(스피커 유닛)(SP0~SPn)가 배열되어 구성된다. 이 경우, 일례로서, n=255, 스피커의 구경(口徑)은 수㎝이며, 따라서, 실제로는, 스피커(SP0~SPn)는 평면상에 2차원형으로 배열되는 것이 되지만, 이하의 설명에 있어서는, 간단하게 하기 위해서, 수평방향의 직선상에 배열되어 있는 것으로 한다.

그리고, 오디오신호가, 소스(SC)로부터 지연회로(DL0~DLn)에 공급되어 소정의 시간(τ0~ τn)만큼 지연되며, 그 지연된 오디오신호가 파워앰프(PA0~PAn)를 통해 스피커(SP0~SPn)에 각각 공급된다. 또한, 지연회로(DL0~DLn)의 지연시간(τ0~ τn)에 대해서는, 후술한다.

그러면, 어느 장소에 있어서도, 스피커(SP0~SPn)로부터 출력되는 음파가 합성되고, 그 합성결과의 음압이 얻어지게 된다. 그래서, 도 1에 나타내는 바와 같이, 스피커(SP0~SPn)에 의해 형성되는 음장에 있어서, 소정의 포인트(Ptg, Pnc)를,

Ptg : 되도록 음을 들려주고 싶은 장소, 주위보다도 음압을 올리고 싶은 장소, 음압증강점.

Pnc : 되도록 음을 들려주고 싶지 않은 장소, 주위보다도 음압을 내리고 싶은 장소, 음압저감점.

라고 하면, 임의의 장소를 음압증강점(Ptg)으로 하는 방법은, 도 2 혹은 도 3에 나타내는 방법으로 크게 구별할 수 있다.

즉, 도 2에 나타내는 방법의 경우에는,

L0~Ln : 각 스피커(SP0~SPn)로부터 음압증강점(Ptg)까지의 거리

s : 음속

라고 하면, 지연회로(DL0~DLn)의 지연시간(τ0~ τn)을,

τ0=(Ln-L0)/s

τ1=(Ln-L1)/s

τ2=(Ln-L2)/s

‥‥

τn=(Ln-Ln)/s=0

으로 설정한다.

그러면, 소스(SC)로부터 출력되는 오디오신호가 스피커(SP0~SPn)에 의해 음파로 변환되어 출력될 때, 그러한 음파는 상기의 식에서 나타나는 시간(τ0~ τn)만큼 지연되어 출력되게 된다. 따라서, 그러한 음파가 음압증강점(Ptg)에 도달할 때, 전부 동시에 도달하게 되며, 음압증강점(Ptg)의 음압은 주위보다도 커진다.

즉, 도 2에 나타내는 시스템의 경우는, 스피커(SP0~SPn)로부터 음압증강점(Ptg)까지의 행로 차이에 의해 각 음파에 시간차를 발생시키지만, 이 시간차를 지연회로(DL0~DLn)에 의해 보상하여 음압증강점(Ptg)에 음의 초점을 맞추는 것이다. 또한, 이하, 이 타입의 시스템을 「초점형」이라고 부르며, 음압증강점(Ptg)을 「초점」라고도 부르는 것으로 한다.

또한, 도 3에 나타내는 방법의 경우에는, 스피커(SP0~SPn)로부터 출력되는 진행파(음파)의 위상파면이 동일하게 되도록, 지연회로(DL0~DLn)의 지연시간(τ0~ τn)을 설정함으로써, 음파에 지향성을 부여하는 동시에, 그 지향방향을 음압증강점(Ptg)의 방향으로 하는 것이다. 이 시스템은, 초점형의 시스템에 있어서, 거리(L0~Ln)를 무한대로 했을 경우도 생각할 수 있다. 또한, 이하, 이 타입의 시스템을「지향성형」이라고 부르며, 음파의 위상파면이 일치하는 음파의 방향을 「지향방향」이라고 부르는 것으로 한다.

이상과 같이, 스피커 어레이 시스템(10)에 의하면, 그 지연시간(τ0~ τn)을 적절하게 설정함으로써, 음장 내의 임의의 장소에 초점(Ptg)을 맞추거나, 지향방향을 맞추거나 할 수 있다. 또한, 어느 쪽의 시스템에 있어서도, 장소(Ptg) 이외의 장소에 있어서는, 스피커(SP0~SPn)의 출력은, 위상이 어긋난 상태로 합성되므로, 결과적으로 평균화되며, 음압은 감소한다. 또한, 스피커 어레이(10)로부터 출력된 음을 일단 벽면에 반사시키고 나서 장소(Ptg)에 초점을 맞추거나, 지향방향을 장소(Ptg)의 방향으로 할 수 있다.

그렇지만, 상술한 바와 같은 스피커 어레이(10)는, 지연시간(τ0~ τn)에 의해 초점 혹은 지향성을 얻어 음압증강점(Ptg)을 실현하는 것이 주된 목적이며, 이때, 스피커(SP0~SPn)에 공급되는 오디오신호의 진폭은 음압에 변화를 줄뿐이다.

이 때문에, 음압저감점(Pnc)에 있어서의 음압을 저감하는 방법으로서, 스피커 어레이(10)의 지향성을 이용하는 것을 생각할 수 있다. 예를 들면, 음압증강점(Ptg)의 방향에 주극(메인로브)을 형성하는 동시에, 부극(사이드로브)을 충분히 저감시키는 것이나, 음압저감점(Pnc)의 방향이 널(null) 감도가 되는 지향특성으로 하는 것 등을 생각할 수 있다.

그렇게 하기 위해서는, 스피커(SP0~SPn)의 개수(n)를 지극히 많게 하여 스피커 어레이 전체의 크기를 음파의 파장에 비하여 충분히 크게 할 필요가 있다. 그러나, 이 방법은 실용상, 실현이 극히 곤란하다. 또는 초점이나 지향성을 맞춘 음압증감점(Ptg)에까지, 그 음압의 변화의 영향이 끼치는 경우가 있다.

또한, 홈시어터나 AV시스템 등에 있어서는, 멀티채널스테레오를 고려할 필요도 있다. 즉, DVD플레이어 등의 보급에 따라서, 멀티채널스테레오의 소스가 늘 어가고 있지만, 이 때문에, 사용자는 그 채널수의 스피커를 설치할 필요가 있다. 그러나 그러기 위해서는, 상당한 공간을 필요로 하게 된다.

또한, 소스(SC)로부터 출력되는 오디오신호를, 지연회로(DL0~DLn)에 있어서 열화시키지 않고 지연시키기 위해서는, 지연회로(DL0~DLn)를 디지털회로에 의해 구성할 필요가 있고, 구체적으로는, 디지털필터에 의해 구성할 수 있다. 실제의 AV기기에 있어서는, 소스(SC)는 DVD플레이어 등의 디지털기기인 것이 많고, 오디오신호는 디지털신호로 되어 있으므로, 지연회로(DL0~DLn)는, 더더욱 디지털회로에 의해 구성하게 된다.

그렇지만, 지연회로(DL0~DLn)를 디지털회로에 의해 구성하면, 스피커(SP0~SPn)에 공급되는 오디오신호의 시간분해능(時間分解能)은, 그 디지털오디오신호 및 지연회로(DL0~DLn)에 있어서의 샘플링 간격(샘플링 주기)에 의해 제한되며, 그 샘플링 간격 이하로 하는 것은 할 수 없다. 이와 관련하여, 샘플링 주파수가 48㎑일 때, 샘플링 주기는 약 20.8㎲이며, 이 1주기 사이에 음파는 약 7㎜ 진행한다. 또한, 이 1주기분의 지연은 주파수가 10㎑의 오디오신호에서는 70˚의 위상 지연에 상당한다.

이 때문에, 스피커(SP0~SPn)로부터 출력되는 각 음파의 위상을 초점(Ptg)에서 충분히 맞출 수 없게 되고, 초점(Ptg)의 크기, 즉, 청취자로부터 본 음상이 커지거나, 희미해지거나 하는 경우가 있다.

또한, 초점(Ptg) 이외의 장소에서의 음파 위상의 불균일이 적어지거나, 초점(Ptg) 이외의 장소에서 충분한 음압의 감소를 기대할 수 없게 되어 버린다. 따 라서, 이 점에서도, 음상이 커지거나, 희미해지거나 하게 되고, 본래의 효과를 발휘할 수 없게 되어 버린다.

본 발명의 목적은, 상술한 바와 같은 종래의 기술이 가지는 문제점을 해소할 수 있는 새로운 오디오신호의 처리방법 및 처리장치를 제공하는 것에 있다.

본 발명에 관한 오디오신호의 처리방법은, 예를 들면, 오디오신호를 복수의 디지털필터(DL0~DLn)에 각각 공급하고, 복수의 디지털필터의 각 출력을, 스피커 어레이를 구성하는 복수의 스피커의 각각에 공급하여 음장을 형성하고, 복수의 디지털필터(DL0~DLn)에 각각 소정의 지연시간을 설정함으로써, 음장에, 주위보다도 음압이 큰 제 1포인트 및 주위보다도 음압이 작은 제 2포인트를 형성하는 동시에, 복수의 디지털필터의 진폭특성을 조정함으로써, 제 2포인트에 있어서의 오디오신호의 주파수응답에 저대역필터 특성을 부여하도록 하는 것이다.

본 발명에 관한 오디오신호의 처리방법에 의하면, 디지털필터의 지연시간의 설정에 의해 주위보다도 음압이 큰 포인트가 설정되며, 디지털필터의 진폭특성에 의해 주위보다도 음압이 작은 포인트가 설정된다.

본 발명에 관한 다른 오디오신호의 처리방법은, 예를 들면, 디지털신호를 소정의 지연시간만큼 지연시키는 신호처리방법에 있어서, 소정의 지연시간을, 디지털신호의 샘플링 주기를 단위로 하여 정수부와 소수부로 나누고, 소정의 지연시간 중 적어도 소수부로 표현되는 지연시간을 포함하는 임펄스응답을 샘플링 주기보다 작은 주기로 오버샘플링하며, 이 오버샘플링에 의해 얻어진 샘플열(列)에 대해서 다운 샘플링 처리를 실시하여 샘플링 주기의 펄스 파형 데이터를 얻고, 이 펄스 파형 데이터를 디지털필터의 필터계수로 설정하며, 디지털신호를, 샘플링 주기로 동작하는 디지털필터에 공급하도록 한 것이다.

이 오디오신호의 처리방법에 의하면, 디지털필터에 의해 필요로 하는 지연시간의 단수(端數)가 실현되며, 디지털신호에 적절한 지연시간을 부여할 수 있다.

본 발명의 또 다른 목적, 본 발명에 의해서 얻어지는 구체적인 이점은, 이하에 있어서 도면을 참조하여 설명되는 실시의 형태의 설명으로부터 한층 명확하게 될 것이다.

도 1은, 홈시어터나 AV시스템에 이용되는 스피커시스템을 구성하는 스피커 어레이를 나타내는 블록도이다.

도 2는, 스피커 어레이를 구성하는 스피커에 의해 형성되는 음장이 형성되는 상태를 나타내는 블록도이다.

도 3은, 스피커 어레이를 구성하는 스피커에 의해 형성되는 음장이 형성되는 상태의 다른 예를 나타내는 블록도이다.

도 4는, 음압증강점(Ptg) 및 음압저감점(Pnc)을 음장이 필요로 하는 장소에 설정하는 상태를 설명하는 도면이다.

도 5는, 음향적으로 닫힌 공간인 방에 배치한 스피커 어레이로부터 방사되는 음의 반사하는 상태를 나타내는 평면도이다.

도 6은, 음향적으로 닫힌 공간 내에서 음이 반사됨으로써 형성되는 청취자의 허상의 위치를 나타내는 평면도이다.

도 7a ~ 도 7c는, 디지털필터에 있어서의 펄스의 진폭 값을 변경함으로써, 주파수응답을 변경하는 상태를 나타내는 도면이다.

도 8은, 미리 공간합성 임펄스응답(Inc) 중「CN폭 내의 샘플에 영향을 끼친 계수」를 특정하여 둠으로써, 진폭(A0~An)을 특정하여 역산(逆算)하는 상태를 설명하는 도면이다.

도 9는, 음압저감점(Pnc)으로서 복수의 포인트(Pnc1~Pncm)를 설정하고, 이것을 만족하도록 진폭(A0~An)을 구하는 상태를 설명하는 도면이다.

도 10은, 본 발명이 적용된 오디오신호처리시스템의 제 1실시예를 나타내는 블록도이다.

도 11은, 오디오신호처리시스템에 의한, 오디오신호의 처리순서를 나타내는 플로차트이다.

도 12는, 본 발명이 적용된 오디오신호처리시스템의 제 2실시예를 나타내는 블록도이다.

도 13은, 본 발명이 적용된 오디오신호처리시스템의 제 3실시예를 나타내는 블록도이다.

도 14는, 본 발명이 적용된 오디오신호처리시스템의 제 4실시예를 나타내는 블록도이다.

도 15는, 1개의 스피커 어레이에 의해 4채널의 서라운드스테레오음장을 형성한 상태를 나타내는 평면도이다.

도 16은, 1개의 스피커 어레이에 의해 4채널의 서라운드스테레오음장을 형성 한 오디오신호처리시스템을 나타내는 블록도이다.

도 17a ~ 도 17d는, 스피커 어레이에 의한 재생의 전(前) 처리로서, 의사(擬似) 펄스열을 생성하는 상태를 설명하는 도면이다.

도 18a ~ 도 18b는, 본 발명에 이용되는 의사 펄스열의 파형, 이득특성 및 위상특성을 나타내는 도면이다.

도 19a ~ 도 19b는, 본 발명에 이용되는 의사 펄스열의 파형, 이득특성 및 위상특성을 나타내는 도면이다.

도 20a ~ 도 20b는, 본 발명에 이용되는 의사 펄스열의 파형, 이득특성 및 위상특성을 나타내는 도면이다.

도 21a ~ 도 21b는, 본 발명에 이용되는 의사 펄스열의 파형, 이득특성 및 위상특성을 나타내는 도면이다.

도 22는, 본 발명이 적용된 오디오신호처리시스템의 제 6실시예를 나타내는 블록도이다.

도 23은, 본 발명이 적용된 오디오신호처리시스템의 제 7실시예를 나타내는 블록도이다.

도 24는, 본 발명이 적용된 오디오신호처리시스템의 제 8실시예를 나타내는 블록도이다.

우선, 본 발명의 개요를 설명한다. 본 발명에 있어서는, 스피커 어레이의 각 스피커의 출력이 공간에서 합성되어 각각의 포인트에서의 응답이 되므로, 이것을 의사적으로 디지털필터(DL0~DLn)로서 해석한다. 그리고, 「되도록 음압을 들려주고 싶지 않은 장소(Pnc)」에 있어서의 응답신호를 예측하고, 각 스피커에 부여되는 지연을 변경하지 않고 진폭을 변경하며, 디지털필터를 작성하는 요령으로 주파수특성을 제어한다.

이 주파수특성의 제어에 의해, 되도록 음압을 들려주고 싶지 않은 장소(Pnc)에 있어서의 음압을 저하시키는 동시에, 그 저하시킬 수 있는 대역(帶域)을 확대한다. 또한, 이때, 되도록 자연스럽게 음압을 감소시킨다.

또한, 본 발명에 있어서는, 지연을 나타내는 임펄스응답을, 시스템의 샘플링 주파수보다도 높은 주파수로 오버샘플링하여 시스템의 샘플링 간격보다도 높은 분해능으로 표현하고, 이 임펄스의 데이터를 시스템의 샘플링 주파수로 다운 샘플링하여 복수의 펄스로 이루어지는 펄스열을 얻고, 이 펄스열을 데이터베이스에 축적하여 둔다. 그리고, 디지털오디오신호에 지연시간(τ0~ τn)을 부여할 때, 그 데이터베이스에 축적하여 둔 데이터를 디지털필터에 설정하는 것이다. 이 처리에 의해, 시스템의 샘플링 주파수에 의해 규정되는 단위지연시간보다도 정밀도가 높은 시간분해능으로 지연시간을 설정할 수 있으므로, 음압증감점(Ptg)이나 음압저감점(Pnc)에 있어서의 응답을 보다 정확하게 제어할 수 있게 된다.

다음에, 스피커 어레이(10)를 해석한다.

여기에서는, 설명을 간단하게 하기 위해, 복수(n)개의 스피커(SP0~SPn)가 수평방향으로 일렬로 배열되어 스피커 어레이(10)가 구성되며, 그 스피커 어레이(10)가 도 2에 나타내는 초점형 시스템으로 구성되어 있는 것으로 한다.

여기서, 이 초점형 시스템의 지연회로(DL0~DLn)의 각각을 FIR 디지털필터(DL0~DLn)에 의해 실현하는 것을 고려한다. 또한, 도 4에 나타내는 바와 같이, 그 FIR 디지털필터(DL0~DLn)의 필터계수가, 각각 CF0~CFn으로 나타내지는 것으로 한다.

그리고, FIR 디지털필터(DL0~DLn)에 임펄스를 입력하고, 포인트(Ptg, Pnc)에서, 스피커 어레이(10)의 출력음을 측정하는 것을 고려한다. 또한, 이 측정은, 디지털필터(DL0~DLn)를 포함하는 재생시스템이 가지는 샘플링 주파수 또는 그 이상의 샘플링 주파수로 실시하는 것으로 한다.

그러면, 포인트(Ptg, Pnc)에 있어서 측정되는 응답신호는, 전부 스피커(SP0~SPn)로부터 출력되는 음이 공간 전파하여 음향적으로 가산된 합신호가 된다. 그리고, 이때, 설명을 용이하게 하기 위해, 스피커(SP0~SPn)로부터 출력되는 신호는, 디지털필터(DL0~DLn)에 의해 지연이 부여된 임펄스신호인 것으로 한다. 또한, 이하에 있어서는, 이 공간전파를 거쳐 가산된 응답신호를「공간합성 임펄스응답」이라고 부르는 것으로 한다.

그리고 포인트(Ptg)는, 여기에 초점을 만드는 목적으로 디지털필터(DL0~DLn)의 지연성분을 설정하고 있으므로, 포인트(Ptg)에서 측정되는 공간합성 임펄스응답(Itg)은, 도 1에 나타내는 바와 같이, 1개의 큰 임펄스가 된다. 또한, 공간합성 임펄스응답(Itg)의 주파수응답(진폭부)(Ftg)은, 시간 파형이 임펄스형이므로, 도 4에도 나타내는 바와 같이, 전 주파수 대역에서 평탄하게 된다. 따라서, 포인트(Ptg)는, 음압증감점(Ptg)이 된다.

또한, 실제로는, 각 스피커(SP0~SPn)의 주파수특성, 공간전파시의 주파수특성변화, 행로 도중의 벽의 반사특성, 샘플링 주파수에 의해 규정되는 시간 축의 어긋남 등에 의해, 공간합성 임펄스응답(Itg)은 정확한 임펄스로는 되지 않으나, 여기서는 간단히 하기 위해, 이상적인 모델로 기술하고 있다. 샘플링 주파수에 의해 규정되는 시간 축의 어긋남에 관해서는 후술한다.

한편, 포인트(Pnc)에서 측정되는 공간합성 임펄스응답(Inc)은, 각각 시간 축 정보를 가지는 임펄스의 합성으로 생각되며, 도 4에 나타내는 바와 같이, 어느 정도의 폭을 가지고 임펄스가 분산하고 있는 신호인 것을 알 수 있다. 또한, 도 4에 있어서는, 포인트(Pnc)에서의 임펄스응답(Inc)이 같은 간격으로 배열되는 펄스열로 되어 있지만, 일반적으로는 그 펄스열의 간격은 랜덤한 것으로 된다. 이때, 포인트(Pnc)의 위치에 관계되는 정보를, 필터계수(CF0~CFn)에 포함시키고 있지 않은 동시에, 원래의 필터계수(CF0~CFn)는 전부 정방향의 임펄스에 의거하고 있으므로, 공간합성 임펄스응답(Inc)의 주파수응답(Fnc)도 전부 정방향의 임펄스의 합성이 된다.

이 결과, FIR 디지털필터의 설계 원리로부터도 명확한 바와 같이, 주파수응답(Fnc)은, 도 4에도 나타내는 바와 같이, 저역(低域)에서는 평탄하고, 높은 주파수일수록 감쇄하는 경향의 특성, 즉, 저역필터에 가까운 특정을 가지게 된다. 이때, 음압증감점(Ptg)에 있어서의 공간합성 임펄스응답(Itg)은, 1개의 큰 임펄스로 되어 있지만, 포인트(Pnc)에 있어서의 공간합성 임펄스응답(Inc)은, 임펄스가 분산하고 있으므로, 포인트(Pnc)에 있어서의 주파수응답(Fnc)의 레벨은, 포인트(Ptg)에 있어서의 주파수응답(Ftg)의 레벨보다도 작아진다. 따라서, 포인트(Pnc)는 음압저감점(Pnc)이 된다. 이때, 공간합성 임펄스응답(Inc)을, 1개의 공간적인 FIR 디지털필터로 생각하면, 이 FIR 디지털필터(Inc)는, 원래 필터계수(CF0~CFn)에 있어서의 시간요인을 포함한 임펄스의 진폭 값의 합계에 의해 구성되어 있으므로, 필터계수(CF0~CFn)의 내용(진폭, 위상 등)을 변경하면, 주파수응답(Fnc)이 변화한다. 즉, 필터계수(CF0~CFn)를 변경함으로써, 음압저감점(Pnc)에 있어서의 음압의 주파수응답(Fnc)을 변화시킬 수 있다.

이상의 것으로부터, 지연회로(DL0~DLn)를 FIR 디지털필터에 의해 구성하는 동시에, 그러한 필터계수(CF0~CFn)를 선정하면, 음압증감점(Ptg) 및 음압저감점(Pnc)을 음장이 필요로 하는 장소에 설정할 수 있다.

다음에, 닫힌 공간에서의 스피커 어레이를 설명한다.

상술한 도 1 ~ 도 3에 나타내는 스피커 어레이의 경우에는, 음장이 개방공간이지만, 일반적으로는, 도 5에 나타내는 바와 같이, 음장은 벽(WL) 등에 의해 음향적으로 닫힌 공간 내지 방(RM)이 된다. 이 방(RM)에 있어서는, 스피커 어레이(10)의 초점위치(Ptg) 혹은 지향방향을 선택함으로써, 스피커 어레이(10)로부터 출력된 음(Atg)이, 청취자(LSNR)의 주위의 벽면(WL)에서 반사하고 나서 청취자(LSNR)에 초점을 맞추도록 할 수 있다.

이 경우에는, 스피커 어레이(10)가 청취자(LSNR)의 전방에 있음에도 불구하고, 후방에서 음이 들리게 된다. 단, 이 경우에는, 후방에서의 음(Atg)은 목적으로 하는 음이므로, 되도록 크게 들리도록 설정하고, 전방에서의 음(Anc)은, 도시하고 있지 않은「누설 음」이므로, 되도록 작아지도록 설정할 필요가 있다.

이를 위해서는, 도 6에 나타내는 바와 같이, 음(Atg)의 반사횟수로부터 방 전체의 허상을 고려한다. 그러면, 이 허상은, 도 2 또는 도 3에 나타내는 개방공간과 등가로 생각할 수 있으므로, 청취자(LSNR)의 허상의 위치에, 음압증강점(Ptg)에 대응하는 허상의 위치(Ptg')를 설정하고, 여기에 스피커 어레이(10)의 초점 혹은 지향방향을 설정한다. 또한, 실제의 청취자(LSNR) 위치에, 음압저감점(Pnc)을 설정한다.

이상의 구성으로 함으로써, 스피커를 청취자(LSNR)의 후방이나 옆쪽에 배치하지 않아도, 멀티채널스테레오에 있어서의 후방이나 옆쪽에 가상의 스피커를 배치할 수 있고, 서라운드의 스테레오 재생이 가능하게 된다.

또한, 이와 같이 초점형에 의해 가상 스피커를 실현하는 경우, 초점(Ptg)의 위치는, 목적, 용도 혹은 소스의 내용 등에 의해, 청취자(LSNR)의 위치가 아니라, 벽면(WL)에 설정하거나, 그 이외의 곳에 설정할 수 있다. 또한, 「어디에서 들리는가」라고 하는 정위감은, 엄밀하게는 음압차이 만으로는 평가할 수 없지만, 여기에서는 음압을 올리는 것이 중요하다고 생각한다.

다음에, 포인트(Pnc)에 있어서의 음압의 저감방법을 설명한다.

도 5 및 도 6에 나타내는 방(닫힌 공간)(RM)에 있어서, 청취자(LSNR)의 위치가 결정되면, 음압증강점(Ptg)의 위치가 결정되고, 그 결과, 필터계수(CF0~CFn)에 의해 설정되는 지연시간이 결정된다. 또한, 청취자(LSNR)의 위치가 결정되면, 음압저감점(Pnc)의 위치도 결정되고, 도 7a에도 나타내는 바와 같이, 그 음압저감점(Pnc)에 있어서의 공간합성 임펄스응답(Inc)의 펄스의 상승위치가 결정된다(도 7a는, 도 4의 공간합성 임펄스응답(Inc)과 동일). 또한, 디지털필터(DL0~DLn)에 있어서의 펄스의 진폭 값(A0~An)을 변경함으로써, 제어가능한 샘플 폭(펄스의 수)이, 도 7a에 있어서의 샘플 폭(CN)이 된다.

따라서, 진폭(A0~An)을 변경함으로써, 도 7a에 나타내는(샘플 폭(CN)에 있어서의) 펄스를, 예를 들면, 도 7b와 같은 레벨 분포의 펄스(공간합성 임펄스응답)(Inc')로 변경할 수 있고, 도 7c에 나타내는 바와 같이, 그 주파수응답을 주파수응답(Fnc)에서 주파수응답(Fnc')으로 바꿀 수 있다.

즉, 도 7c에서 사선을 그은 부분의 대역분만큼 음압저감점(Pnc)에 있어서의 음압이 저하하게 된다. 따라서, 도 5의 경우에는, 목적으로 하는 후방음(Atg)에 대해서, 전방으로부터의 누설 음(Anc)이 적어지고, 후방에서의 음이 잘 들리게 된다.

이때 중요한 것은, 진폭(A0~An)을 변경하여 공간합성 임펄스응답(Inc')과 같은 펄스열로 하여도, 음압증강점(Ptg)의 공간합성 임펄스응답(Itg) 및 주파수응답(Ftg)은, 진폭 값만큼 밖에 변화하지 않는 것이며, 균일한 주파수특성을 유지할 수 있는 것이다. 그래서, 본 발명은, 진폭(A0~An)을 변경하여 음압저감점(Pnc)에서 주파수응답(Fnc')을 얻는다.

다음에, 공간합성 임펄스응답(Inc')을 구하는 방법을 설명한다.

여기서는, 공간합성 임펄스응답(Inc)으로부터 필요한 공간합성 임펄스응답(Inc')을 구하는 방법에 대해서 설명한다.

일반적으로, FIR 디지털필터에 의해 저대역필터를 구성하는 경우, Hamming, Hanning, Kaiser, Blackman 등의 윈도우함수를 이용한 설계법이 알려져 있고, 이러한 방법으로 설계한 필터의 주파수응답은 비교적 급준(急峻)한 컷오프 특성을 얻을 수 있는 것이 알려져 있다. 이 경우, 진폭에 의해 제어할 수 있는 펄스폭은 CN샘플로 정해져 있으므로, 이 범위에서, 윈도우 함수를 이용하여 설계를 한다. 그리고, 윈도우 함수의 형상 및 CN샘플의 수가 결정되면, 주파수응답(Fnc')의 컷오프 주파수가 결정되게 된다.

윈도우 함수 및 CN샘플로부터, 진폭(A0~An)의 구체적인 값을 구하는 방법이지만, 예를 들면 도 8에 나타내는 바와 같이, 미리 공간합성 임펄스응답(Inc) 중「CN폭 내의 샘플에 영향을 끼친 계수」를 특정하여 둠으로써, 진폭(A0~An)을 특정하여 역산할 수 있다. 이 경우, 공간합성 임펄스응답(Inc) 내의 1개의 펄스에 대해서 복수의 계수가 영향을 끼치는 경우도 있고, 또한, 대응하는 계수의 수(=스피커(SP0~SPn)의 수)가 적다면, 도 8에 예시하는 바와 같이, 해당하는 계수가 없는 경우도 있다.

또한, 윈도우 함수의 창의 폭은 CN샘플의 분포 폭에 거의 동일하게 하는 것이 바람직하다. 또한, 공간합성 임펄스응답(Inc) 내의 1개의 펄스에 대해서, 복수의 계수가 영향을 끼치는 경우에는, 이것을 분배하면 좋다. 이 분배방법은, 여기에서는 규정하지 않지만, 공간합성 임펄스응답(Itg)에 대해서 영향이 적고, 공간합성 임펄스응답(Inc')에 대해서 영향이 큰 진폭을 우선적으로 조정 대상으로 하는 것이 바람직하다.

또한, 도 9에 나타내는 바와 같이, 음압저감점(Pnc)으로서 복수의 포인트(Pnc1~Pncm)를 설정하고, 이것을 만족하는 진폭을 연립방정식에 의해 구하는 것도 가능하다. 이 연립방정식이 만족되지 않는 경우, 혹은, 도 8과 같이 공간합성 임펄스응답(Inc)의 특정 펄스에 대해서 영향을 끼치는 진폭(A0~An)이 해당하지 않는 경우에는, 목표로 하는 윈도우 함수의 커브에 가까워지도록, 최소이승법(最小二乘法) 등에 의해 진폭(A0~An)을 구할 수 있다.

또한, 예를 들면, 필터계수(CF0~CFn)는, 포인트(Pnc1)에 대응시키고, 필터계수(CF3~CF5)는, 포인트(Pnc2)에 대응시키고, 필터계수(CF6~CF8)는, 포인트(Pnc3)에 대응시키고,ㆍㆍㆍ 등으로 하거나, 필터계수(CF0~CFn)와, 포인트(Pnc1~Pncm)의 관계를 내포(nest)하거나 하는 것도 가능하다.

또한, 샘플링 주파수, 스피커 유닛 수 및 공간배치를 고려함으로써, 공간합성 임펄스 응답(Inc)의 각 펄스에 대해서, 영향을 끼치는 계수가 확률적으로 되도록 존재하도록 설계하는 것이 가능하다. 또한, 측정시의 이산화(離散化)일 때와 동일하게, 공간합성 임펄스응답(Inc)은 스피커(SP0~SPn)로부터 방사된 음이 연속계열인 공간을 통해 있으므로, 엄밀하게는 펄스마다 영향을 끼친 계수는 1개로 특정되는 것은 아니나, 여기서는 편의상, 계산시의 기준이 되기 쉽도록, 그와 같이 취급하고 있다. 이렇게 하여도, 실용상 문제가 없는 것이 실험으로 확인되어 있다.

다음에, 본 발명에 관한 구체적인 실시예를 도면을 참조하여 설명한다.

본 발명의 제 1실시예는, 본 발명을 오디오신호의 처리시스템에 적용한 것이며, 도 10은, 그 처리시스템의 일례를 나타내고 있다. 도 10에 있어서는, 1채널만큼의 오디오신호라인을 나타낸다. 즉, 소스(SC)로부터 디지털오디오신호가 독출되며, 이 오디오신호가 가변고대역필터(11)를 통해 FIR 디지털필터(DF0~DFn)에 공급되며, 그 필터 출력이 파워앰프(PA0~PAn)를 통해서 스피커(SP0~SPn)에 공급된다.

이 경우, 제어가능한 공간합성 임펄스 응답(Inc)의 샘플 폭(CN)으로부터 주파수응답(Fnc')의 컷오프 주파수를 추측할 수 있으므로, 가변고대역필터(11)의 컷오프주파수가, 그 주파수응답(Fnc')의 컷오프주파수에 연동하여 제어된다. 이 제어에 의해, 주파수응답(Ftg)이 주파수응답(Fnc')에 대해서 우위인 대역만, 오디오신호를 통과시킬 수 있다. 예를 들면, 도 11의 경우, 주파수응답(Fnc')의 저역부분이, 주파수응답(Ftg)의 저역부분과 변화가 없는 레벨일 때, 소스의 유효대역을 제어하고, 그 저역부분을 사용하지 않음으로써, 뒤로부터 들릴 때에 효과가 있는 대역만을 출력할 수 있다.

또한, 디지털필터(DF0~DFn)는, 상술의 지연회로(DL0~DLn)를 구성하는 것이다. 또한, 파워앰프(PA0~PAn)에 있어서, 이것에 공급된 디지털오디오신호는, D/A(Digital to Analog) 변환되고 나서 파워 증폭되거나, 또는 D급 증폭되어, 스피커(SP0~SPn)에 공급된다.

이 경우, 제어회로(12)에 있어서, 예를 들면, 도 11에 나타내는 루틴(100)이 실행되며, 고대역필터(11) 및 디지털필터(DF0~DFn)의 특성이 상술에 따라서 설정된다. 즉, 제어회로(12)에 포인트(Ptg, Pnc)를 입력하면, 제어회로(12)의 처리가 루틴(100)의 스텝(101)부터 스타트하고, 다음에 스텝(102)에 있어서, 디지털필터(DF0~DFn)에 있어서의 지연시간(τ0~ τn)이 계산되며, 이어서 스텝(103)에 있어서, 음압저감점(Pnc)에 있어서의 공간합성 임펄스응답(Inc)이 시뮬레이트 되고, 제어 가능한 샘플수(CN)가 예측된다.

그리고, 스텝(104)에 있어서, 윈도우 함수를 베이스로 하여 작성 가능한 저대역필터의 컷오프 주파수가 산출되며, 다음에 스텝(105)에 있어서, 공간합성 임펄스응답(Inc)의 펄스열의 각 샘플에 대응하는 진폭(A0~An) 중, 어느 진폭이 유효한지를 리스트 업 하여 진폭(A0~An)을 구한다. 그리고, 스텝(106)에 있어서, 이상의 결과에 따라서, 가변고대역필터(11)의 컷오프 주파수 및 디지털필터(DF0~DFn)의 지연시간(τ0~ τn)이 설정되며, 그 후, 스텝(107)에 의해 루틴(100)을 종료한다.

이상에 의해 음압증감점(Ptg) 및 음압저감점(Pnc)을 얻을 수 있다.

다음에, 본 발명의 제 2실시예를 설명한다.

도 12에 나타내는 시스템에 있어서는, 복수의 포인트(Ptg, Pnc)에 대해서, 가변고대역필터(11)의 컷오프 주파수 및 디지털필터(DF0~DFn)의 지연시간(τ0~ τn)의 데이터가 산출되며, 이 데이터가, 제어회로(12)의 기억장치(13)에 데이터베이스로서 축적되어 있는 경우이다. 이 재생시스템의 사용시에, 포인트(Ptg, Pnc)의 데이터를 기억장치(12)에 입력하면, 기억장치(13)로부터 대응하는 데이터가 독출되며, 가변고대역필터(11)의 컷오프 주파수 및 디지털필터(DF0~DFn)의 지연시간(τ0~ τn)이 설정된다.

다음에, 본 발명의 제 3실시예를 설명한다.

도 13에 나타내는 시스템에 있어서는, 소스(SC)로부터의 디지털오디오신호가, 가변고대역필터(11) 및 디지털필터(DF0~DFn)에 의해, 예를 들면 상술한 제 1실시예에 있어서 설명한 바와 같이 처리되며, 그 처리결과의 신호가 디지털 가산회로(14) 및 파워앰프(PA0~PAn)를 통하여 스피커(SP0~SPn)에 공급된다.

또한, 소스(SC)로부터 출력되는 디지털오디오신호와, 가변고대역필터(11)의 필터출력이, 디지털 감산회로(15)에 공급되어 중저역 성분(도 7c에 있어서의 평탄부분의 성분)의 디지털오디오신호가 독출된다. 그리고, 이 중저역 성분의 디지털오디오신호가, 처리회로(16)를 통해서 디지털 가산회로(14)에 공급된다.

따라서, 음압저역점(Pnc)에 있어서의 누설 음을 처리회로(16)의 처리에 대응하여 제어할 수 있다.

다음에, 본 발명의 제 4의 실시예를 설명한다.

도 14는, FIR(Finite Impulse Response) 디지털필터(DF0~DFn)의 처리내용을 등가적(等價的)으로 나타낸 것으로, 소스(SC)로부터 디지털오디오신호가, 고정의 디지털고대역필터(17)를 통해 본래의 FIR 디지털필터(DF0~DFn)에 공급되며, 그 필터 출력이, 디지털 가산회로(14)에 공급된다. 또한, 소스(SC)로부터 디지털오디오신호가, 디지털 저대역필터(18)를 통해 처리회로(16)에 공급된다.

따라서, 처리회로(16)의 처리를 디지털필터에 의해 실현 가능할 때에는, 그 처리를 디지털필터(DF0~DFn)에 의해 실행할 수 있다.

다음에, 본 발명의 제 5실시예를 설명한다.

도 15 및 도 16은, 1개의 스피커 어레이(10)에 의해, 청취자(LSNR)의 왼쪽 전방, 오른쪽 전방, 좌후방, 우후방에, 가상의 스피커(SPLF, SPRF, SPLB, SPRB)를 실현하여 4채널의 서라운드 스테레오 음장을 형성하는 경우이다.

이를 위해, 도 15에 나타내는 바와 같이, 방(RM)에 있어서, 청취자(LSNR)의 정면전방에 스피커 어레이(10)가 배치된다. 또한, 도 16에 나타내는 바와 같이, 왼쪽 전방 채널에 대해서는, 소스(SC)에서 왼쪽 전방의 디지털오디오신호(DLF)가 독출되며, 이 신호(DLF)가, 가변고대역필터(12LF)를 통해 FIR 디지털필터(DL0~DLn)에 공급되며, 그 필터 출력이, 디지털 가산회로(AD0~ADn) 및 파워앰프(PA0~PAn)를 통해 스피커(SP0~SPn)에 공급된다.

또한, 우전방 채널에 대해서는, 소스(SC)에서 우전방의 디지털오디오신호(DRF)가 독출되며, 이 신호(DRF)가, 가변고대역필터(12)를 통해 FIR 디지털필터(DFRF0~DFRFn)에 공급되며, 그 필터 출력이, 디지털 가산회로(AD0~ADn) 및 파워앰프(PA0~PAn)를 통해 스피커(SP0~SPn)에 공급된다.

또한, 좌후방 채널 및 우후방 채널에 대해서도, 좌전방 채널 및 우전방 채널과 동일하게 구성되는 것으로, 참조 부호에 있어서의 부호(LF, RF)를 신호(LB, RB)로 바꿔서 설명은 생략한다.

그리고, 각 채널에 대해서, 도 10 및 도 14에 의해 설명한 바와 같이, 각각의 값이 설정되며, 좌전방 채널 및 우전방 채널에 대해서는, 예를 들면, 상술한 도 1에 의해 설명한 시스템에 의해 가상 스피커(SPLF, SPRF)가 실현되며, 좌후방 채널 및 우후방 채널에 대해서는, 예를 들면, 도 5에 의해 설명한 시스템에 의해 가상 스피커(SPLB, SPRB)가 실현된다. 따라서, 이러한 가상 스피커(SPLF~SPRB)에 의해, 4채널 서라운드 스테레오 음장이 형성된다.

상술의 시스템에 의하면, 1개의 스피커 어레이(10)에 의해 서라운드의 멀티채널스테레오를 실현할 수 있고, 스피커를 설치하기 위해 많은 공간을 필요로 하지 않는다. 또한, 채널 수를 늘리는 경우도, 디지털필터를 추가하는 것만으로 좋고, 스피커를 증설할 필요가 없다.

상술의 설명에서는, 공간합성 임펄스응답(Inc')의 설계지침으로서 윈도우 함수를 사용하고, 비교적 급준한 저대역필터 특성을 형성했지만, 윈도우 함수 이외의 함수에 의해 계수의 진폭을 조정하여 희망하는 특성을 얻어도 좋다.

또한, 상술의 설명에서는, 필터계수의 진폭을 전부 정방향의 펄수열로 함으로써, 공간합성 임펄스응답도 전부 양의 값 진폭의 펄스열로 했지만, 음압증감점(Ptg)에 초점을 돌리기 위한 지연특성을 유지하면서, 각 필터계수 중의 펄스 진폭을 정방향 또는 부방향으로 설정함으로써, 음압저감점(Pnc)의 특성을 규정해도 좋다.

또한, 상술의 설명에서는, 지연을 추가하는 요소로서 임펄스를 기초로 하고 있지만, 이것은 설명을 용이하게 하기 위해서이며, 이 기본 지연 요소를 특정한 주파수응답을 가지는 복수의 샘플의 탭으로 하여, 동일한 작용을 얻을 수 있다. 예를 들면, 의사적인 오버샘플링의 효과가 얻어지는 의사 펄스 계열을 기본으로 할 수 있다. 이 경우에는, 진폭 방향의 음의 성분도 계수 중에 가지는 것이 되지만, 목적으로 하는 효과 및 실행 수단으로서는, 동일한 것이라고 할 수 있다. 또한, 이 의사 펄스열에 대하여는, 다음 단락에서 상세히 설명한다.

또한, 상술의 설명에서는, 디지털오디오신호에 대한 지연을 디지털필터의 계수로 표현했지만, 지연부와 디지털필터부로 나누어서 시스템을 구성하는 경우도, 동일하다고 할 수 있다. 또한, 진폭(A0~An)의 조합을 1세트 혹은 복수세트 준비해 두고, 이것을 대상으로 하는 음압증감점(Ptg) 및 음압저감점(Pnc)의 적어도 한쪽에 설정할 수 있다. 또한, 스피커 어레이(10)가, 예를 들면, 도 6에 나타내는 가상의 후방 스피커를 실현하는 경우와 같이, 용도가 고정되어 있어 일반적인 반사위치나 청취위치 등을 상정할 수 있는 경우, 필터계수는 미리 상정되는 음압증감점(Ptg) 및 음압저감점(Pnc)에 대응하는 고정적인 필터계수(CF0~CFn)로 할 수 있다.

또한, 상술의 설명에서는, 공간합성 임펄스응답(Inc')에 대응하는 필터계수의 진폭(A0~An)을 결정할 때, 음파의 전반(傳搬)시의 공기에 의한 감쇄의 영향이나, 반사물에 의한 위상 변화 등의 파라미터를 포함하여, 시뮬레이션 계산할 수 있다. 또한, 어떠한 측정 수단에 의해, 각각의 파라미터를 측정하여, 보다 적절한 진폭(A0~An)을 결정하고, 보다 정확한 시뮬레이션을 행하는 것도 가능하다.

또한, 상술의 설명에서는, 스피커 어레이(10)는, 스피커(SP0~SPn)가 수평직선상에 배열되어 있는 경우이지만, 평면상에 배열되어 있어도 좋고, 혹은 안쪽 길이를 가지고 배열되어 있어도 좋다. 또한, 반드시 정연하게 배열되어 있을 필요는 없다. 또한, 상술의 설명에서는, 초점형 시스템을 중심으로 하여 설명했지만, 지향성형 시스템의 경우도, 동일한 프로세스를 실행할 수 있다.

다음에, 의사 펄스열을 이용한 지연처리에 대하여 설명한다.

상술한 실시예의 설명에서는, 간단하게 하기 위해, 시스템의 샘플링 주파수로 규정되는 단위지연시간에 근거한 지연시간을 각각의 디지털필터에 설정하여 설명했으나, 설정되는 지연시간은 보다 정밀도 높게 설정되는 것이 보다 바람직하다.

이 지연시간을 시스템의 단위지연시간보다도 실질적으로 높은 시간분해능으로 실현하는 펄스열(임펄스응답)을 이하, 「의사 펄스열」이라고 칭한다.

우선, 데이터베이스의 작성을 설명한다.

이하의 설명에서, 기호를 이하와 같이 정의한다.

Fs : 시스템의 샘플링 주파수

Nov : 시간분해능을 샘플링 주기 1/Fs의 몇 분의 1로 할지를 나타내는 값. 샘플링 주파수(Fs)에 대한 오버샘플링의 배수이기도 하다.

Nps : 오버샘플링 주기 1/(Fs×Nov)의 시간 축 상에 있어서의 펄스의 형상 을, 샘플링 주파수가 주파수(Fs)의 복수의 펄스에 의해 근사 표현할 때의 펄스 수. 유사 펄스열의 펄스 수이기도 하며, 소망의 지연을 실현하는 디지털필터의 차수이기도 하다.

일례로서,

Fs=48㎑, Nov=8, Nps=16

이다.

우선, 데이터베이스의 작성에 있어서는, 스피커 어레이(10)에 의한 재생의 전(前) 처리로서, 상술한 바와 같이 의사 펄스열을 생성하고, 데이터베이스에 등록한다.

즉,

(1) 필요로 하는 시간분해능에 근거하여, 오버샘플링의 배수 Nov와, 의사 펄스열의 펄스 수(Nps)를 상정한다. 여기서는, 도 17a 및 도 17b에 나타내는 바와 같이, 제 M번째의 펄스로부터 다음 제(M + 1)번째의 펄스까지의 기간의 시간분해능을, Nov배로 올리는 경우이다. 또한, 샘플링 주기 1/Fs의 시간 축 상에서, Nps개의 펄스에 의한 시간 폭을 설정한다.

(2) 오버샘플링의 배수가 값(Nov)이므로, 도 17b에도 나타내는 바와 같이, 제 M번째의 펄스에서 제 (M + 1)번째의 펄스까지의 기간에, Nov개의 오버샘플링 펄스가 나타나게 된다.

그리고,
m=0, 1, 2, ···, Nov-1

라고 하면, 샘플링 주기 1/Fs의 시간 축 상에 있어서, 그 오버샘플링 펄스의 위치는, (M + m/Nov)가 된다. 혹은, 오버샘플링 주기 1/(Fs×Nov)의 시간 축 상에서는, 그 오버샘플링 펄스의 위치는, (M + Nov×m)이 된다.

(3) 도 17c에 나타내는 바와 같이, (2)항의 오버샘플링 펄스를, 샘플링 주파수 Fs×Nov에서 샘플링 Fs주파수로 다운 샘플링하여 의사 펄스열을 구한다.

이 경우, 예를 들면, (2)항의 각 계열을 FET를 이용하여 주파수 축 변환하고, 샘플링 주파수 Fs까지의 유효값만 남겨 시간 축으로 역(逆) FFT 하는 등의 방법을 생각할 수 있다. 또한, 다운 샘플링의 방법은, 앤티에어리어싱필터의 설계를 포함하여 많이 있으므로, 여기에서는 언급하지 않는다.

(4) 이후, (3)항에 의해 구한 의사 펄스열(펄스 수(Nps)의 계열)은, 샘플링 주기 1/Fs의 시간 축 상에서, 의사적으로, 시간위치(M+m/Nov)에 생긴 펄스로서 취급한다. 이 경우, 샘플링 주기 1/Fs의 시간 축 상에서는, 값 M은 정수이며, 값 m/Nov는 소수이다.

(5) 도 17d에 나타내는 바와 같이, 값 M을 오프셋 정보로 간주하는 동시에, 값 m/Nov를 인덱스 정보로 간주하고, 이러한 정보와, (4)항에서 구한 의사 펄스열의 파형의 데이터의 대응 테이블을 데이터베이스(20)에 등록한다.

도 18 ~ 도 21은, (1) ~ (4)항에 의해 형성한 의사 펄스열의 파형, 이득특성 및 위상특성을 나타낸다. 또한, 도 18 ~ 도 21은, 상술한 바와 같이, Nov=8, Nps=16의 경우이며, m=0~7에 대해서 나타내고 있다.

예를 들면, 도 18a에 나타내는 m=0의 경우는, 그 시간 축 파형은 제 8샘플째가 값1.0이며, 다른 샘플값은 0.0이므로, 8샘플 주기(8/Fs)만큼 단순하게 지연시키는 전달 특성을 나타낸다. 이하, 값 m이 증가함에 따라서, 시간 축 파형에 있어서의 피크 위치가 차례대로 제 9샘플째로 이동해 가는 모습이 나타나고 있다. 이때, 각각의 주파수 이득특성은 거의 평탄하지만, 주파수 위상 특성은, 값 m의 증가에 따라서 위상 지연이 커지고 있는 것을 알 수 있다. 즉, 1/(Fs×Nov)의 시간분해능으로의 지연처리를, 샘플링 주파수 Fs의 필터 처리로 실현하고 있다.

이상이 재생에 필요한 전(前) 처리이며, 이후, 데이터베이스(20)의 정보를 사용하여 다음에 기술하는 재생처리를 실행한다.

스피커 어레이(10)에 의한 재생시에는, 상술한 데이터베이스의 작성 공정에 의해 작성한 데이터베이스(20)를 이하와 같이 사용하여 재생을 실시한다.

즉,

(11) 지연회로(DL0~DLn)와 직렬로, 디지털필터를 설치한다. 이 디지털필터는, 지연용으로서 사용되는 것이지만, 그 필터계수는 후술하는 바와 같이 설정한다.

(12) 우선, 초점(Ptg)의 위치(혹은 지향방향)에 대응하는 지연시간(τ0~ τn)을 구하고, 이것에 샘플링 주파수(Fs)를 곱하여, 지연시간(τ0~ τn)을 샘플링 주파수(Fs)의 주파수축 상의 「지연샘플 수」로 환산한다. 이때, 지연시간(τ0~ τn)은, 지연회로(DL0~DLn)의 분해능으로는 표현할 수 없는 단수(端數)를 가지는 값이어도 좋다. 즉, 지연시간(τ0~ τn) 및 지연샘플 수는, 지연회로(DL0~DLn)의 분해능의 정수배가 아니어도 좋다.

(13) 다음에, 상술의 (12)항에서 구한 지연샘플 수를, 정수부와 소수부(단수부)로 나누고, 그 정수부를 지연회로(DL0~DLn)의 지연시간으로 설정한다.

(14) 다음우로, (12)항에서 구한 지연샘플 수의 소수부가, 데이터베이스(20)에 축적되어 있는 인덱스 정보 m/Nov의 어느 것에 가까운지를 판정한다. 즉, 소수부가, 0/Nov, 1/Nov, 2/Nov,···, (Nov-1)/Nov의 어느 것에 가까운지를 판정한다. 또한, 소수부가 Nov/Nov = 1.0에 가깝다고 판정된 경우는, 정수부를 1만큼 올리고, 소수부는 0/Nov에 가깝다고 판정하는 것으로 한다.

(15) 상술의 (14)항의 판정결과에 따라서, 데이터베이스(20)로부터 대응하는 의사 펄스열의 파형 데이터를 독출하고, (11)항의 FIR 디지털필터에 그 필터계수로서 설정한다.

이상에 의해, 오디오신호에 대한 지연회로(DL0~DLn) 및 디지털필터의 총합의 지연시간은, (12)항에서 구한 지연시간(τ0~ τn)이 된다. 따라서, 초점형의 시스템이라면, 스피커(SP0~SPn)로부터 출력된 음은, 초점(Ptg)의 위치에 초점을 맞춤으로써, 음상이 명료하게 정위한다. 또한, 지향성형의 시스템이라면, 지향방향이 장소(Ptg)에 맞는 것이 되어, 역시, 음상이 명료하게 정위한다.

또한, 스피커(SP0~SPn)로부터의 음은, 초점(Ptg)에 있어서 위상이 보다 정확하게 일치하게 되므로, 이때, 초점(Ptg) 이외의 장소에서는, 위상이 더욱 불균일하게 됨으로써, 그 결과, 초점(Ptg) 이외의 장소에 있어서의 음압을 보다 감소시킬 수 있다. 따라서, 이 점으로 보아도 음장의 정위가 명료하게 된다.

또한 엄밀하게는, 전 대역에서 시간분해능이 상승한 것이 아니고, 다운 샘플링의 방법에 의해서는, 고역에 대한 시간분해능을 취하기 어려워지는 것도 있으나, 초점(Ptg)(혹은 지향방향)과, 초점(Ptg) 이외의 장소(혹은 비지향방향)의 음압 차이를 고려한 경우, 실제로, 거의 주파수대역에서 충분히 지향성을 강하게 하는 효과가 있다.

다음에, 본 발명의 제 6실시예를 설명한다.

도 22는, 본 발명이 적용된 재생장치의 일례를 나타낸다. 즉, 소스(SC)에서 디지털오디오신호가 독출되고, 이 오디오신호가, 디지털 지연회로(DL0~DLn) 및 FIR 디지털필터(DL0~DLn)에 순서대로 공급되며, 그 필터 출력이 파워 앰프(PA0~PAn)에 공급된다.

이 경우, 지연회로(DL0~DLn)의 지연시간은, 상술한 (13)항에 나타내는 정수부가 된다. 또한, FIR 디지털필터(DF0~DFn)는, 그 필터계수를 상술한 (15)항에 따라서 설정함으로써, (13항에 나타내는 소수부의 시간의 지연을 행하게 된다. 또한, 파워 앰프(PA0~PAn)에 있어서, 이것에 공급된 디지털오디오신호는, D/A 변환되고 나서 파워 증폭되거나 또는 D급 증폭되어, 스피커(SP0~SPn)에 공급된다.

또한, 데이터베이스(20)가 준비된다. 이 데이터베이스(20)는, 상술한 데이터베이스의 작성 공정의 (1) ~ (5)항에 따라서, 오프셋 정보 M 및 인덱스 정보(m/Nov)와, 상술한 (4)항에서 구한 의사 펄스열의 파형 데이터의 대응 테이블을 가진다. 이 데이터베이스(20)가 상술의 (13)항의 소수부에 따라서 검색되고, 그 검색결과가 FIR 디지털필터(DF0~DFn)에 설정된다. 또한, (13)항의 정수부가 지연회로(DL0~DLn)의 지연시간에 설정된다.

이와 같은 구성에 의하면, 장소(Ptg)에 초점을 맞추기(혹은 장소(Ptg)를 지향방향으로 하기) 위해 필요한 지연시간(τ0~ τn)이, 지연회로(DL0~DLn)의 분해능을 초과하고 있어도, FIR 디지털필터(DF0~DFn)의 지연시간이, 그 분해능을 넘은 소수부분을 실현한다.

따라서, 초점형의 시스템이라면, 스피커(SP0~SPn)로부터 출력된 음은, 초점(Ptg)의 위치에 초점을 맞추게 되며, 음상이 명료하게 정위한다. 또한, 지향성형의 시스템이라면, 지향방향이 장소(Ptg)에 맞는 것이 되어, 역시, 음상이 명료하게 정위한다.

다음에, 본 발명의 제 7실시예를 설명한다.

본 발명이 적용된 도 23에 나타내는 재생장치에 있어서는, FIR 디지털필터(DF0~DFn)가, 지연회로(DL0~DLn)를 겸하는 경우이다. 즉, 이 경우에는, 인덱스 정보(m/Nov)에 따라서 데이터베이스(20)가 검색되며, 그 검색결과에 의해, FIR 디지털필터(DF0~DFn)에, 오프셋 정보(M)가 설정되어 지연회로(DL0~DLn)의 지연시간이 부가되는 동시에, 인덱스 정보(m/Nov) 의 파형 데이터가 설정된다.

따라서, 이 재생장치에 있어서도, 초점(Ptg) 혹은 지향방향이 적절하게 설정되므로, 명료한 음상의 정위를 얻을 수 있다.

다음에, 본 발명의 제 8실시예를 설명한다.

본 발명이 적용된 도 24에 나타내는 재생장치는, 상술한 도 23에 나타내는 재생장치에 있어서, 디지털필터(DF0~DFn)에 의해, 이퀄라이징, 진폭(음량), 잔향 등의 음향 효과도 실현하는 경우이다. 이를 위해, 컨벌루션(convolution) 회로(CV0~CVn)에 있어서, 목적의 음향 효과가 되는 외부데이터가, 데이터베이스(20)에서 독출된 데이터에 컨벌루션 되고, 그 출력이 FIR 디지털필터(DF0~DFn)에 설정된다.

본 발명에 의한 지연처리는, 상술한 스피커 어레이(10)로의 적용에 한정되지 않는 것은 물론이다. 예를 들면, 멀티웨이 스피커시스템에서 사용되는 채널 디바이더에 적용하면, 저역용 스피커(SP0~SPn)와 고역용 스피커(SP0~SPn)의 가상 음원의 위치를 미세하게 조정하는, 이른바 타임 얼라이먼트를 실시할 수 있다. 또한, SACD나 DVD-Audio 등에 의해 고품위의 오디오 재생을 실시하는 장치에 있어서는, 슈퍼트위터(supertweeter)의 전후방향에 있어서의 배치위치를 밀리미터 단위로 조정할 수 있는 것이 기대되지만, 그러한 경우에도 대응할 수 있다.

또한 상술한 실시예에 있어서는, 데이터베이스(20)에 있어서의 데이터는, 미리 계산하여 둔 것을 ROM 등의 메모리에 준비해 두어도 좋고, 혹은 필요에 따라 리얼 타임으로 계산해도 좋다.

또한, 데이터베이스(20)에 있어서의 계산할 때의 계산 속도나 계산에 필요한 리소스, 혹은 메모리의 데이터량을 적게 하기 위해, 초점(Ptg)이나 지향방향의 장소에 따라, 데이터베이스(20)의 데이터를 사용한다/사용하지 않는다를 나누어 사용할 수 있다. 예를 들면, 초점(Ptg)을 청취자의 옆 방향에 위치시키는 경우에는, 정면 방향에 위치시키는 경우에 비해, 정밀도가 낮아도 문제가 없으므로, 데이터베이스(20)의 데이터를 사용하지 않도록, 또는, 의사 펄스열의 펄스 수(Nps)를 줄이도록, 자동적으로 제어함으로써, 전체적인 데이터량이나 계산량을 억제할 수 있다.

또한, 초점(Ptg)의 위치나 지향방향, 혹은 각각의 경우의 하드웨어의 계산량이나 계산능력에 따라서, 값(Nov, Nps)의 수를 자동적으로 변경할 수 있다. 또한, 예를 들면, 초점(Ptg)의 위치나 지향방향 등을 리얼타임으로 동적으로 변경하여 효과를 증강하는 경우, 그 처리를 연속적으로 실시할 수도 있다. 그리고, 그 경우도, 값(Nov, Nps)을 동적으로 변경할 수 있다.

이상, 본 발명을 몇 개의 구체적인 실시예에 의거하여 설명했지만, 본 발명은 이러한 예에 한정되는 것은 아니고, 발명의 주지를 일탈하지 않는 범위에서 적당하게 변경 가능한 것은 말할 것도 없다.

본 발명은, 스피커 어레이에 의해 음향재생을 실시하는 경우, 목적으로 하는 장소의 음압을 증강하는 동시에, 특정한 장소의 음압을 저감하는 것에 더하여, 음압을 저감시키고 싶은 위치나 방향에 대한 임펄스응답에 공간적인 윈도우 함수를 거쳐서 합성하도록 하고 있으므로, 음파의 도래방향감(정위감)이 지각(知覺)되기 쉬운 중고음역의 응답을 특히 저감할 수 있다. 이때, 필요한 스피커 어레이의 규모를 크게 할 필요가 없어, 실용성이 높다.

또한, 멀티채널스테레오를 구성하는 경우에도, 1개의 스피커 어레이에 의해서 서라운드의 멀티채널스테레오를 실현할 수 있고, 스피커(SP0~SPn)를 설치하기 위해 많은 공간을 필요로 하지 않는다.

또한, 각각의 지연시간의 설정에 의사 펄스열을 채용함으로써, 단위 지연시간보다도 작은 분해능의 지연시간도 설정할 수 있으므로, 초점의 위치나 지향방향이 명확하게 되므로, 음상이 명료하게 정위한다. 또, 초점 이외나 지향방향 이외의 장소에서는, 음압이 감소하므로, 이 점에서도 음상의 정위가 명료하게 된다.

Claims

오디오신호를 복수의 디지털필터에 각각 공급하고,

상기 복수의 디지털필터의 출력을, 스피커 어레이를 구성하는 복수의 스피커의 각각에 공급하여 음장을 형성하고,

상기 오디오신호가 각각의 디지털필터 및 각각의 스피커를 통해 상기 음장 내의 제 1포인트에 도달하는 각각의 전반지연시간이 일치하도록, 상기 디지털필터에 각각 지연시간을 설정하고,

상기 음장 내의 제 2포인트에 있어서의 상기 오디오신호의 합성응답에 저대역필터 특성을 부여하도록 상기 복수의 디지털필터의 진폭특성을 조정하는 오디오신호의 처리방법.
제 1항에 있어서,

상기 스피커 어레이로부터 출력시키는 음파를 벽면에서 반사시키고 나서 상기 제 1포인트 혹은 상기 제 2포인트의 한쪽의 포인트에 도달시키도록 구성된 것을 특징으로 하는 오디오신호의 처리방법.
제 1항에 있어서,

상기 음장에 상기 제 1포인트 및 상기 제 2포인트를 형성할 때, 상기 복수의 디지털필터의 필터계수를 연산에 의해 구하여 상기 복수의 디지털필터의 각각에 설 정하도록 구성된 것을 특징으로 하는 오디오신호의 처리방법.
제 1항에 있어서,

상기 음장에 상기 제 1포인트 및 상기 제 2포인트를 형성할 때, 상기 복수의 디지털필터의 필터계수를 데이터베이스로부터 독출하여 상기 복수의 디지털필터의 각각에 설정하도록 구성된 것을 특징으로 하는 오디오신호의 처리방법.
제 1항에 있어서,

상기 복수의 디지털필터 중 1개의 디지털필터에 설정되는 지연시간은, 상기 오디오신호의 샘플링 주기를 단위로 하여 정수부와 소수부로 나뉘며,

상기 지연시간 중 상기 소수부로 표현되는 지연시간을 포함하는 임펄스응답을 상기 샘플링 주기보다 작은 주기로 오버샘플링하고, 이 오버샘플링에 의해 얻어진 샘플열에 대하여 다운 샘플링 처리를 실시하여 상기 샘플링 주기의 펄스 파형 데이터를 얻고,

상기 디지털필터에서 지연처리를 실시하는 부분에, 상기 펄스 파형 데이터에 근거하여 계수 데이터를 설정하도록 구성된 것을 특징으로 하는 오디오신호의 처리방법.
제 5항에 있어서,

상기 지연시간 중, 상기 샘플링 주기의 정수배의 지연처리를 상기 샘플링 주기로 동작하는 디지털 지연회로에서 실시하고, 상기 소수부로 표현되는 지연시간을 포함하는 나머지 지연처리를 상기 디지털필터에서 실시하도록 구성된 것을 특징으로 하는 오디오신호의 처리방법.
제 5항에 있어서,

오버샘플링 처리의 오버샘플링 주기는, 디지털신호의 샘플링 주기의 1/N(N ≥2의 정수)에 있어서, 상기 소수부로 표현되는 지연시간이 상기 오버샘플링 주기의 정수(m) 배에 가까울 때, 상기 소수부로서 m/N을 적용하도록 구성된 것을 특징으로 하는 오디오신호의 처리방법.
제 7항에 있어서,

상기 샘플링 주기의 m/N(m = 1 ~ N-1)인 지연시간만큼 지연시키는 상기 펄스 파형 데이터를 미리 데이터베이스에 저장하여 두고,

상기 저장된 펄스 파형 데이터 중에서, 상기 소수부에 가까운 펄스 파형 데이터를 독출하여 상기 디지털필터의 필터계수로 설정하도록 구성된 것을 특징으로 하는 오디오신호의 처리방법.
제 5항에 있어서,

상기 펄스 파형 데이터에, 음향 효과를 부여하는 전달특성을 컨벌루션(convolution) 하여 상기 디지털필터의 필터계수로 설정하도록 구성된 것을 특징으로 하는 오디오신호의 처리방법.
오디오신호가 각각 공급되는 복수의 디지털필터를 갖추고,

상기 복수의 디지털필터의 출력을, 스피커 어레이를 구성하는 복수의 스피커의 각각에 공급하여 음장을 형성하고,

상기 오디오신호가 각각의 디지털필터 및 각각의 스피커를 통해 상기 음장 내의 제 1포인트에 도달하는 각각의 전반지연시간이 일치하도록, 상기 복수의 디지털필터에 각각 지연시간을 설정하고,

상기 음장 내의 제 2포인트에 상기 오디오신호의 합성응답에 저대역필터 특성을 부여하도록 상기 복수의 디지털필터의 진폭특성을 조정하도록 구성된 것을 특징으로 하는 오디오신호의 처리장치.
제 10항에 있어서,

상기 스피커 어레이로부터 출력시키는 음파를 벽면에서 반사시키고 나서 상기 제 1포인트 혹은 상기 제 2포인트의 한쪽의 포인트에 도달시키도록 구성된 것을 특징으로 하는 오디오신호의 처리장치.
제 10항에 있어서,

상기 음장에 상기 제 1포인트 및 상기 제 2포인트를 형성할 때, 상기 복수의 디지털필터의 필터계수를 연산에 의해 구하여 상기 복수의 디지털필터의 각각에 설정하도록 구성된 것을 특징으로 하는 오디오신호의 처리장치.
제 10항에 있어서,

상기 음장에 상기 제 1포인트 및 제 2포인트를 형성할 때, 상기 복수의 디지털필터의 필터계수를 데이터베이스로부터 독출하여 상기 복수의 디지털필터의 각각에 설정하도록 구성된 것을 특징으로 하는 오디오신호의 처리장치.
제 10항에 있어서,

상기 복수의 디지털필터 중 1개의 디지털필터에 설정되는 지연시간은, 상기 오디오신호의 샘플링 주기를 단위로 하여 정수부와 소수부로 나뉘며,

상기 지연시간 중 상기 소수부로 표현되는 지연시간을 포함하는 임펄스응답을 상기 샘플링 주기보다 작은 주기로 오버샘플링하고, 이 오버샘플링에 의해 얻어진 샘플열에 대하여 다운 샘플링 처리를 실시하여 상기 샘플링 주기의 펄스 파형 데이터를 연산하는 연산회로를 더 갖추고,

상기 연산회로에 의해 얻어진 상기 펄스 파형 데이터를 상기 디지털필터의 필터계수로서 설정하도록 구성된 것을 특징으로 하는 오디오신호의 처리장치.
제 14항에 있어서,

오버샘플링 처리의 오버샘플링 주기는, 디지털신호의 샘플링 주기의 1/N(N ≥2의 정수)에 있어서, 상기 소수부로 표현되는 지연시간이 상기 오버샘플링 주기의 정수(m) 배에 가까울 때, 상기 소수부로서 m/N을 적용하도록 구성된 것을 특징으로 하는 오디오신호의 처리장치.
제 14항에 있어서,

상기 펄스 파형 데이터에, 음향 효과를 부여하는 전달특성을 컨벌루션(convolution) 하여, 상기 디지털필터의 필터계수로 설정하도록 구성된 것을 특징으로 하는 오디오신호의 처리장치.
제 10항에 있어서,

상기 복수의 디지털필터 중 1개의 디지털필터에 설정되는 지연시간은, 상기 오디오신호의 샘플링 주기를 단위로 하여 정수부와 소수부로 나뉘며,

상기 지연시간 중 상기 소수부로 표현되는 지연시간을 포함하는 임펄스응답을 상기 샘플링 주기보다 작은 주기로 오버샘플링하고, 이 오버샘플링에 의해 얻어진 샘플열에 대하여 다운 샘플링 처리를 실시하여 얻어지는 상기 샘플링 주기의 펄스 파형 데이터를 저장하는 기억수단을 더 갖추고,

상기 기억수단에 저장되는 펄스 파형 데이터가 독출되어 상기 디지털필터의 필터계수로서 설정되도록 구성된 것을 특징으로 하는 오디오신호의 처리장치.
제 17항에 있어서,

오버샘플링 처리의 오버샘플링 주기는, 디지털신호의 샘플링 주기의 1/N(N ≥2의 정수)에 있어서, 상기 소수부로 표현되는 지연시간이 상기 오버샘플링 주기의 정수(m) 배에 가까울 때, 상기 소수부로서 m/N을 적용하도록 구성된 것을 특징으로 하는 오디오신호의 처리장치.
제 17항에 있어서,

복수의 상기 소수부에 대응하는 상기 펄스 파형 데이터를 미리 상기 기억수단에 저장하여 두고,

상기 저장된 펄스 파형 데이터 중에서, 상기 소수부에 가까운 펄스 파형 데이터를 독출하여 상기 디지털필터의 필터계수로 설정하도록 구성된 것을 특징으로 하는 오디오신호의 처리장치.
제 17항에 있어서,

상기 펄스 파형 데이터에, 음향 효과를 부여하는 전달특성을 컨벌루션 하여 상기 디지털필터의 필터계수로 설정하도록 구성된 것을 특징으로 하는 오디오신호의 처리장치.