KR100993529B1 - 전하 또는 입자 감지 - Google Patents

전하 또는 입자 감지 Download PDF

Info

Publication number
KR100993529B1
KR100993529B1 KR1020047011074A KR20047011074A KR100993529B1 KR 100993529 B1 KR100993529 B1 KR 100993529B1 KR 1020047011074 A KR1020047011074 A KR 1020047011074A KR 20047011074 A KR20047011074 A KR 20047011074A KR 100993529 B1 KR100993529 B1 KR 100993529B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
output
input
node
sensor
current
Prior art date
Application number
KR1020047011074A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20040096527A (ko
Inventor
자롱삐에르
Original Assignee
유러피언 오가니제이션 포 뉴클리어 리서치
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 유러피언 오가니제이션 포 뉴클리어 리서치 filed Critical 유러피언 오가니제이션 포 뉴클리어 리서치
Publication of KR20040096527A publication Critical patent/KR20040096527A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100993529B1 publication Critical patent/KR100993529B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01J—ELECTRIC DISCHARGE TUBES OR DISCHARGE LAMPS
    • H01J37/00—Discharge tubes with provision for introducing objects or material to be exposed to the discharge, e.g. for the purpose of examination or processing thereof
    • H01J37/02—Details
    • H01J37/244—Detectors; Associated components or circuits therefor
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/04—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only
    • H03F3/08—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light
    • H03F3/087—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light with IC amplifier blocks
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01J—ELECTRIC DISCHARGE TUBES OR DISCHARGE LAMPS
    • H01J37/00—Discharge tubes with provision for introducing objects or material to be exposed to the discharge, e.g. for the purpose of examination or processing thereof
    • H01J37/02—Details
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N25/00—Circuitry of solid-state image sensors [SSIS]; Control thereof
    • H04N25/70—SSIS architectures; Circuits associated therewith
    • H04N25/76—Addressed sensors, e.g. MOS or CMOS sensors
    • H04N25/767—Horizontal readout lines, multiplexers or registers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N25/00—Circuitry of solid-state image sensors [SSIS]; Control thereof
    • H04N25/70—SSIS architectures; Circuits associated therewith
    • H04N25/76—Addressed sensors, e.g. MOS or CMOS sensors
    • H04N25/77—Pixel circuitry, e.g. memories, A/D converters, pixel amplifiers, shared circuits or shared components
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/162—FETs are biased in the weak inversion region
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/357—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier comprising MOS which are biased in the weak inversion region

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Analytical Chemistry (AREA)
  • Solid State Image Pick-Up Elements (AREA)
  • Transforming Light Signals Into Electric Signals (AREA)
  • Measurement Of Radiation (AREA)
  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Light Receiving Elements (AREA)

Abstract

본 발명에 따른 하전 입자 및/또는 전자기 복사의 양자를 감지하는 감지장치는 센서 디바이스(12)와 증폭기 회로(14)를 갖는다. 센서 디바이스(12)는 센서신호를 증폭기(14)의 입력노드(Vin)에 제공하여 상기 증폭기 출력노드(Vout)에서의 레벨이 변하게 한다. 음의 피드백장치(T1)는 상기 증폭기 회로(14)의 루프이득을 증가시키기 위해 피드백 효과를 가변시키도록 상기 출력노드(Vout)의 레벨에서 변경에 응답한다. 전류미러(T2, T3)는 초기레벨에 대해 입력노드(Vin)를 리셋시킨다. 단일 입자 및 통합 센서 디바이스들이 개시되어 있다.
센서 디바이스, 증폭기 회로, 영상장치(imager), APS, 마크로픽셀

Description

전하 또는 입자 감지{Charge or Particle Sensing}
본 발명은 하나 이상의 하전입자 및/또는 하나 이상의 전자기 복사 양자의 도착을 검출하는 센서 디바이스, 검출 시스템, 마크로픽셀(macropixel) 및 방법에 관한 것이다.
종래의 픽셀 복사 센서들은 종종 전자회로가 픽셀 센서에 범프 접합된 하이브리드 접근방법(hybrid approach)에 기초한다.
많은 형태의 종래 반도체 영상장치들(imagers) 및 센서들이 있다. 한 부류는 2차원 단일입자검출 또는 단일광자검출을 위한 하이브리드 픽셀 센서 디바이스에 기초한다. 또 다른 부류는, 각 픽셀에 대해, 복사감지, 전하를 전압으로의 변환(charge-to-voltage conversion) 및 리셋(reset) 기능을 제공하는 반도체 영상장치들인 모놀리식 활성픽셀센서(monolithic APS)를 사용한다.
하이브리드 픽셀 센서 디바이스는 주로 IR 초점면, 단일입자검출용 실리콘 픽셀 어레이, X레이 검출 및 의료용 영상화에 사용된다. 하이브리드 픽셀센서는 2개의 분리된 기판상에 2개의 다른 공정으로 제조되므로 복사 검출기 특징들과 픽셀 판독 전자장치의 개별적인 최적화를 허용한다. 그러나, 이런 형태의 픽셀 센서는 범프 접합기술로 인해 최소의 이용가능한 픽셀치수에 한계를 갖는다. 지금까지 50 ㎛×50㎛가 달성되었으나, 값비싸고 제조하기가 복잡하다. 또한, 하이브리드 픽셀 센서는 동작 및 잡음성능을 제한하기에 충분히 큰 입력 커패시턴스(capacitance)(100fF 내지 200fF)를 갖는다.
모놀리식 APS 장치들은 주로 CCD 영상장치와 함께 가시광 영상화에 사용되나, 또한 단일입자검출에도 적용되었다. 알려진 모놀리식 APS 장치들은 p 도프 실리콘 기판에 n-확산/n-우물 형태의 픽셀센서, 포토게이트(photo-gate), 또는 집적회로 위에 증착된 비정질(amorphous) Si:H에 형성된 PIN 다이오드로서 부동 확산(float diffusion)을 이용한다. 이들 장치에서, 픽셀 신호전류는 수 밀리세컨드의 통합 시간주기동안 입력 커패시턴스를 사용하여 통합된다. 통합된 전류는 도 1(종래 기술)에서 도시된 바와 같이 소스 폴로워(source follower) MOSFET 트랜지스터 F1에 의하여 판독된다. 픽셀 선택 트랜지스터 F3는 상기 픽셀의 출력을 공통 로드 F4로 전환시킨다. 소스 폴로워 MOSFET 트랜지스터 F1의 게이트, 픽셀 센서 및 F2의 드레인(drain)의 정션을 포함하는 부동 노드(floating node)가 리셋(reset) MOSFET 트랜지스터 F2에 의하여 순차적으로 리셋된다. 이는 증폭기 스테이지(amplifier stage)의 고유 전자장치 잡음을 훨씬 넘어서는 kTC 또는 리셋 잡음을 생성하는 단점을 갖는다. 또한, 도 1에 도시된 장치는 통합 주기동안 입사하는 양자들(타격들(hits))을 식별할 수 없다.
단일 하전 입자검출을 위해, 종래 모놀리식 ASP는, 센서 소자로서, 표준 상용의 CMOS 기술들에 사용되는 실리콘 웨이퍼의, 수 마이크론 두께인, 8-12옴(ohm)의 에피텍셜층을 사용한다. 수집된 전하 신호는, 예를 들어, 1㎛ 두께의 실리콘층을 가로지르는 하전입자를 이온화하는 최소로 80e-의 차수이다. 종래 벌크 실리콘 센서의 주요 결점은 전하수집이 캐리어의 열확산에 의해 이루어진다는 것이다. 이는 내재적으로 캐리어 속도를 제한하고 따라서 전하수집이 느리다. 전하 수집은 인접한 픽셀들 위로 또한 퍼져있으나 완전하지는 않다.
에벌런치 이득(avalanche gain)을 갖는 모놀리식 APS를 사용하는 단일광자검출을 위해, 광자당 수집된 전하는 50e-일 수 있다. 이러한 매우 낮은 신호레벨에 대해, 종래 APS 구조는 단지 최소한으로 이용될 수 있는데, 이용될 수 있다 하더라도, 단일 가시광자를 검출하는데 필요로 하는 신호 대 잡음비로서, 단일 X레이 또는 단일 하전입자는 배경잡음을 최소로하기 위해 바람직하게는 적어도 10e-이다. 이는 5e- rms 이하의 잡음 폴로어(noise floor)를 필요로 하며, 이는 종래 APS 통합 구조에 의하여 달성될 수 없다. 이들 구조는 20㎶/e- 차수의 변환이득과 10e- rms 이상의 리셋 잡음레벨을 갖는다.
또한, 종래 장치의 모놀리식 APS 구조는 입자 이벤트들의 타이밍을 측정할 수 없고, 각각 들어오는 하전입자 또는 X레이 또는 가시광자를 디지털적으로 헤아릴 수 없다. 하이브리드 픽셀 복사 센서용의 종래 회로구조는 대개, 통상적으로, 적어도 50㎛×50㎛로 너무 크고, 너무 많은 전력, 예를 들어 30 에서 50㎼를 소비하며, 따라서 양자검출 능력을 갖는 고밀도 픽셀 센서들을 하나로 통합하는데 사용될 수 없다. 본 출원인은 하나로 통합된 회로에서 단일입자/광자검출 및 영상화(SPD)에 필요로 하는 매우 낮은 신호를 처리할 수 있는 회로를 알지 못했다.
본 발명은 하나 이상의 상술한 문제들을 실질적으로 극복하거나 개선하는 것 을 목적으로 한다.
특히, 본 발명의 실시예들은 상용의 딥 서브마이크론 CMOS 기술에서 활성 실리콘 픽셀들을 하나로 통합하는 문제를 부각시킨다. 실시예들은 소정의 통합시간 주기에 걸쳐 센서 신호전류를 통합하는 종래 APS 디자인들과는 반대로 단일입자검출, 단일하전입자 트랙의 공간적 국소화 및 단일광자검출을 달성하는 것이 목적이다.
본 발명의 제 1 태양에 따르면, 센서 디바이스와 증폭기 회로를 구비하고, 상기 센서 디바이스는 하나 이상의 하전입자 및/또는 하나 이상의 전자기 복사 양자를 수신할 때 센서신호를 제공하도록 구성되며, 상기 증폭기 회로는 입력노드와 출력노드를 가지고, 상기 센서 디바이스는 상기 신호를 상기 입력노드에 공급하기 위해 상기 입력노드에 연결되어서 출력노드에서의 레벨이 변하고, 또한 상기 센서 디바이스로부터 나온 상기 신호가 없을 때에도 상기 출력노드에 제 1 레벨을 유지하도록 상기 출력노드에 레벨의 일부를 피드백하기 위해 상기 입력노드와 상기 출력노드를 연결시키는 피드백 회로를 가지며, 상기 피드백 장치는 상기 레벨이 상기 증폭기 회로의 루프이득을 증가시키도록 변할 때 상기 피드백 회로의 효과를 가변하도록 상기 출력노드의 레벨에서의 변화에 응답하는 감지장치가 제공된다.
본 발명의 제 2 태양에 따르면, 센서 디바이스와 증폭기 회로를 구비하고, 상기 센서 디바이스는 하나 이상의 하전입자 및/또는 하나 이상의 전자기 복사 양자를 수신할 때 센서신호를 제공하도록 구성되며, 상기 증폭기 회로는 입력노드와 출력노드를 가지고, 상기 센서 디바이스는 상기 신호를 상기 입력노드에 공급하기 위해 상기 입력노드에 연결되어서 입력노드에서의 레벨이 상기 출력노드로부터의 출력 신호를 변화시키고 야기시키며, 또한 상기 감지장치는 상기 입력노드에 연결되고 상기 입력노드에서의 레벨을 시작레벨로 회복시키기 위해 전류를 상기 입력노드에 공급하도록 구성된 전류미러를 구비하는 감지장치가 제공된다.
본 발명의 또 다른 태양에 따르면, 입사하는 전자기 복사 양자 및/또는 하전입자의 도착을 검출하는 센서 디바이스와 상기 센서로부터 신호를 증폭하기 위해 상기 센서에 연결된 증폭기를 구비하고, 상기 센서와 상기 증폭기는 공통 기판상에서 제조되며, 상기 센서 디바이스에 단일 내지 다양한 입사 양자의 도착을 식별하기 위해 구성되는 감지장치가 제공된다.
센서와 증폭기는 공통기판상에 확산되거나 공통기판상에 증착될 수 있다. 감지장치는 픽셀 셀일 수 있다.
기판은 모놀리식 반도체 집적회로 기판을 구비할 수 있고 센서는 기판위에 놓인 p-n 정션 센서, p-n 포토다이오드(photodiode), 기판에 집적된 어벨런치 포토다이오드, 또는 하전입자 및/또는 X-레이 광자를 검출하는 복사센서를 구비한다.
일 실시예에서, 기판은 센서와 증폭기가 도입되는 실리콘 결정벌크를 포함한다.
감지장치는 기판위에 증착되는 N 도프된 층, 진성반도체층(Intrinsic layer), 및 P 도프된 층을 포함하는 복수의 비정질 Si:H 층을 갖는 비정질 Si:H PIN 다이오드를 구비할 수 있다. 대안적인 실시예에서, 감지장치는 기판위에 증착 된 비정질 셀레늄층을 더 포함할 수 있다. 비정질 셀레늄층의 사용은 멤모그램(mammogram) 절차와 같은 X-레이 적용에서 특히 이점적이다. 비정질 Si:H 층이 사용될 때 제공되는 변환효율보다 10KeV 이상의 X-레이 광자 에너지에 대한 더 높은 변환효율을 갖는다.
증폭기는 비선형 트랜스컨덕턴스 증폭기(nonlinear transconductance amplifier)로서 실행될 수 있다.
센서와 증폭기는 기판상에 확산되거나 기판상에 증착될 수 있다.
본 발명에 따른 또 다른 태양에서는, 상기 정의된 하나 이상의 감지장치를 구비한 검출 사건에 따른 신호를 생성하는 장치가 제공되고, 또한 하나 이상의 감지장치의 출력을 수신하고 상기 검출사건에 따른 출력 신호를 생성하는 판독회로를 더 포함한다.
상기 장치는 상기 정의된 감지장치의 검출면 어레이를 더 포함할 수 있다.
실시예에서, 판독회로는 기판상에 형성된 상보형 금속산화물 반도체(CMOS)이고, 기판은 제 1 전도도 타입일 수 있으며, CMOS 회로는 제 1 전도도 타입의 하나 이상의 금속산화물 전계효과 트랜지스터, 상기 기판에서의 제 2 전도도 타입의 우물 영역 및 상기 우물영역에 형성된 제 2 전도도 타입의 하나 이상의 금속산화물 전계효과 트랜지스터를 포함한다.
상기 판독회로는 제 1 섹션과 제 2 섹션을 포함할 수 있다. 제 1 섹션은 비선형 트랜스리지스턴스(transresistance) 증폭기를 구비할 수 있다.
실시예에서, 상기 비선형 트랜스리지스턴스 증폭기는 트랜스컨덕턴스 증폭 기, 피드백 전계효과 트랜지스터 및 입력 전류원을 포함한다.
제 2 섹션은 검출된 각각의 전자기 에너지의 양자 및/또는 하전 입자에 대한 이진수 신호를 생성하는 트랜지스터 판별기(discriminator)를 포함할 수 있다.
장치가, 단일입자검출(SPD)이면, 각각의 감지장치상에 부딪히는 각각의 양자를 검출하도록 배열될 수 있다.
장치는 전하들을 통합하기 위해 배열되고 연이어 표준 APS 동작에 대한 전하들을 판독할 수 있다.
센서는 p-n 센서 또는 p-i-n 센서일 수 있으며, 증폭기는 피드백 전계효과 트랜지스터의 드레인, 센서의 전극 및 입력 전류원의 드레인에 연결된 입력감지노드를 갖는다.
판독회로는 출력전류를 가질 수 있고, 기준전압, 기준전류 및 바이어스 전류를 포함하는 외부 기준신호를 수신하기 위해 배열될 수 있으며, 상기 외부 기준신호들과 상기 판독회로로부터의 출력전류는 하나 이상의 감지장치에 대해 공통이다.
피드백 전계효과 트랜지스터는 트랜스컨덕턴스 증폭기의 출력에 연결된 소스를 가질 수 있다.
실시예에서, 피드백 전계효과 트랜지스터는, 피드백 전계효과 트랜지스터가 약반전(weak inversion)에서 바이어스될 때, 피드백 전계효과 트랜지스터가 입력 전류원에 의하여 전류미러 회로로서 동작하여 흐르는 기준전류와 동일한 드레인 전류를 가지며, 상기 전계효과 트랜지스터는 입력 전류원을 형성하고, 상기 피드백 전계효과 트랜지스터는 센서를 DC 바이어스한다.
피드백 전계효과 트랜지스터는, 약 1-20pA 사이의 낮은 전류에서 바이어스될 때, 입력 신호가 p-n 또는 p-i-n 센서상에 충돌하는 입자 또는 광자에 의하여 입력감지노드에 발생되면, 전류가 감소되도록 배열될 수 있다.
트랜스컨덕턴스 증폭기는 상기 피드백 전계효과 트랜지스터가 피드백 네트워크로서 동작하고 0 이상의 드레인 전류를 가지면 폐쇄회로로 될 수 있다.
실시예에서, 트랜스컨덕턴스 증폭기는 피드백 네트워크로 동작하는 피드백 전계효과 트랜지스터를 갖는 트랜스리지스턴스 스테이저처럼 동작하도록 배열된다.
피드백 전계효과 트랜지스터는 상기 피드백 전계효과 트랜지스터가 임계값 이상의 입력 신호 전하에 대해 꺼질 때 상기 피드백 전계효과 트랜지스터가 약 0의 드레인 전류를 가지도록 배열될 수 있다.
양자는 입력전하를 센서에 제공할 수 있으며, 입력 임계값 전하는 약 10pA의 기준전류에서 약 10 내지 15e-이다.
비선형 트랜스리지스턴스 증폭기는 상기 피드백 전계효과 트랜지스터가 상기 임계값위의 입력 신호에 대해 꺼질 때 개방루프가 되도록 배열될 수 있다.
비선형 트랜스리지스턴스 증폭기는, 피드백 트랜지스터가 켜질 때, 임계값 아래에 있는 작은 입력 신호에 대해 낮은 이득을 가질 수 있고, 비선형 트랜스리지스턴스 증폭기는, 피드백 트랜지스터가 꺼질 때, 임계값 이상의 신호에 대해 큰 이득을 가질 수 있다.
실시예에서, 판별기 트랜지스터는 증폭기의 출력에 연결된 게이트와, 감지장치의 출력에 연결된 드레인을 가지고, 상기 감지장치의 출력포트는 전류인 상기 출력 신호에 연결된다.
판독회로는 기준전압을 수신하도록 배열될 수 있고, 상기 기준전압은 피드백 트랜지스터의 게이트-소스 전압을 통한 트랜스컨덕턴스 증폭기의 출력노드의 전압을 설정한다.
기준전압은 수 나노앰프의 드레인 전류에서 약반전의 트랜지스터 판별기를 바이어스하도록 배열될 수 있다.
양자는 입력감지노드 전압을 형성하는 센서를 가로지르는 전압을 발생시키는 하나 이상의 감지장치상에 충돌할 수 있고, 양자가 하나 이상의 감지장치상에 충돌될 때 상기 입력감지노드 전압은 감소되고 트랜스컨덕턴스 증폭기의 출력전압은 증가된다.
장치는, 트랜스컨덕턴스 증폭기의 출력노드의 전압증가가 발생하면, 판별기 트랜지스터의 드레인 전류는 트랜스컨덕턴스 증폭기의 출력전압의 전압 변화의 지수함수로 증가되도록 배열될 수 있다.
판별기 트랜지스터의 드레인 전류증가는 약 250㎷의 트랜스컨덕턴스 증폭기의 출력전압 증가에 대해 약 1㎁ 내지 약 1㎂ 사이의 값의 1000배(10의 3승, 3 current decades)일 수 있다.
판별기 트랜지스터의 전류 드레인 증가는 감지장치의 출력포트의 전압을 전환시킬 수 있고 이진수 신호를 생성할 수 있다.
약 250㎷의 출력전압 증가는 약 25e-의 입력전하에 의하여 발생될 수 있다.
판독회로는 상기 판독회로의 판별 임계값을 제공하기 위해 판별기 트랜지스 터의 대기전류(stanby current)를 결정하는 기준전압 값이 제공되면 기준전압을 수신하도록 배열될 수 있다.
판독회로는 통합 활성픽셀센서(APS) 영상장치를 구비할 수 있다.
통합 영상장치는 판별기 트랜지스터 대신에 소스 폴로워 스테이지(source follower stage)를 포함할 수 있다.
통합 영상장치는 통합시간 및 판독시간동안 스위치가 꺼진 입력 전류원을 가질 수 있다.
입력 전류원은 리셋시간동안 약 10pA로 주기적으로 바이어스될 수 있다.
장치는 입력 신호가 증폭기의 이득에서 큰 증가를 야기하도록 상기 증폭기 주위의 루프를 개방하기 위해 임계값 이상으로 증가되고, 이에 의해 하나 이상의 감지장치의 민감도를 높일 때 피드백 트랜지스터가 꺼지도록 배열될 수 있다.
증폭기는 입력에 들어오는 각 전자에 대한 출력에서 약 5㎷ 에서 10㎷의 전하-전압 변환이득을 얻기 위해 약 10-17F로 최소화된 피드백 커패시턴스를 가지도록 배열되는 입출력을 갖는 비선형 증폭기를 구비할 수 있다.
장치는 검출된 이미지에 대응하는 출력 신호를 생성하는 영상화 장치일 수 있다.
본 발명의 또 다른 태양에 따르면, 상기 정의된 감지장치의 어레이를 구비하는 마크로픽셀이 제공되고, 상기 감지장치의 출력이 더 큰 픽셀의 효과를 제공하도록 결합된다. 픽셀의 출력은 버스에 연결될 수 있다. 마크로픽셀은 상기 마크로픽 셀에서의 감지장치가 잘 작동되지 않으면, 상기 마크로픽셀은 계속 작동될 수 있으나 민감도가 감소되도록 구성될 수 있다.
본 발명의 또 다른 태양에 따르면, 영상을 검출하거나 형성하기 위해 연결된 상기 정의된 마크로픽셀 어레이가 제공된다.
본 발명의 또 다른 태양에 따르면, 영상장치가 웨이퍼의 표면에 확산되거나 증착되는 상기 정의된 마크로픽셀 어레이를 구비하는 장치가 제공된다.
하나 이상의 실시예에서, 본 발명은 반도체 영상장치 및 복사검출장치에, 특히 가시광, X레이, 및 전자 또는 양성자와 같은 하전입자등의 단일 광자 또는 입자를 검출할 수 있는 모놀리식 실리콘 활성픽셀센서 어레이에 적용될 수 있다. 일체형 접근방법은 표준 CMOS 공정으로 제조될 수 있다.
실시예에서, 본 발명은 산업의 표준금속 산화물 공정에서 일체형의, 상보형 금속산화물 반도체 집적회로로 형성된 영상장치에 구현된다. 픽셀 집적회로는 기판 위에 놓이는 집적회로 위에 증착되는 하단일 광자/입자 발생 전하를 수집하는 비정질 Si:H PIN 다이오드, n우물 정션 또는 아래의 에피텍시얼층 및 벌크 기판의 영역에 있는 다른 다이오드를 포함할 수 있다. 픽셀 집적회로는 또한 적어도 트랜스컨덕턴스 증폭기를 갖는 판독회로와 p 도프된 기판에서 N-MOSFET 피드백장치를 포함할 수 있다. N-MOSFET 피드백장치는 픽셀 센서전극을 갖는 트랜스컨덕턴스 증폭기의 입력에 연결에 의하여 형성된 감지노드와 트랜스컨덕턴스 증폭기의 출력노드 사이에 연결될 수 있다.
실시예에서, 트랜스컨덕턴스 증폭기는 2개의 P-MOSFET 트랜지스터와 2개의 N-MOSFET 트랜지스터에 의하여 형성된 4개 소자의 회로이다. 이 실시예에서, 2개의 P-MOSFET 트랜지스터는 N우물 전극, 또는 PIN 비정질 Si:H 다이오드일 수 있는 상기 센서소자에 연결된 입력 게이트를 갖는 고이득 입력 캐스코드(cascode) 증폭기 회로로 작동한다. 2개의 N-MOSFET 트랜지스터는 고임피던스 캐스코드 출력전류원으로 작동한다. 이 실시예는, 다이오드 연결된 P-MOSFET과 함께, 외부 전류원에 의하여 바이어스된 전류미러(current mirror)를 형성하는, 부가적인 입력 전류원 P-MOSFET에 의해 깊은 약반전에서 바이어스되는 N-MOSFET 피드백 장치를 포함한다.
피드백 MOSFET 트랜지스터는 충분히 낮은 전류, 예를 들어, 1pA 내지 20pA로 바이어스될 수 있어, 1e- 에서 20e-의 작은 입력전하가 입력에 도착할 때 스위치가 꺼질 수 있게한다. 4개의 MOSFET 트랜지스터 캐스코드 증폭기는 일단 피드백 MOSFET 트랜지스터가 입력 신호에 의하여 스위치가 꺼진 후에 개방루프에서 동작할 수 있다. 출력 N-MOSFET 판별기 트랜지스터는 출력노드에 연결된 게이트, 외부전류원에 연결된 드레인 및 접지레벨에 연결된 소스를 갖는 출력노드의 전압을 감지할 수 있다. 외부 전압 VREF은 캐스코드 트랜스컨덕턴스 증폭기의 출력노드의 전압을 제어할 수 있고 출력 N-MOSFET 판별기 트랜지스터의 동작 조건을 결정할 수 있다. 전압 VREF은 출력 MOSFET 트랜지스터가 (또한 약반전이라고 하는) 부임계값 영역에서 바이어스되고 입력전하신호가 발생할 때 스위치가 켜져, 이에 의해 공급전압 VDD로부터 접지레벨까지 판별기 트랜지스터의 출력노드를 이동시키는 식으로 선택될 수 있다. 입력 P-MOSFET 트랜지스터의 치수는 N우물 확산 커패시턴스, 또는 PIN 비정질 Si:H 다이오드 커패시턴스에 상당하는 최소 잡음용의 크기일 수 있다.
출력전류원의 N-MOSFET 트랜지스터는 최소 드레인 커패시턴스용의 치수로 제작될 수 있다. 증폭기의 입력노드와 출력노드 사이의 기생 커패시턴스(parasitic capacitance)는 증폭기 브랜치의 개방루프이득을 최대화하기 위해 최소화될 수 있다. 증폭기는 픽셀 셀의 전력소비를 250㎻ 이하로 유지하도록 저전류로 바이어스될 수 있다. 판독회로는 한 그룹의 픽셀을 함께 연결시키는 고속-OR 라인(fast-OR line)을 더 포함할 수 있다. 픽셀의 그룹은 집적회로의 외주변 판독에 의하여 판독되는 마크로픽셀(macropixel)을 형성한다. 각 마크로픽셀은 컬럼단 논리회로(the end-of-column logic circuit)의 판독으로 접속하는 구동회로를 가질 수 있다.
실시예에서, 마크로픽셀 내부에 신호를 합하는 아날로그 출력이 제공된다. 또 다른 실시예에서, 본 발명은 기준전류가 kTC 리셋 잡음없이 소프트 픽셀 리셋을 수행하도록 제어되는 매우 민감한 APS 장치용의 고이득 신호통합을 가지도록 배열된다.
본 발명의 실시예들은 첨부도면들을 참조로, 단지 예로써만, 기술되어 있다:
도 1은 종래 기술의 APS 회로의 구조를 도시한 회로도이다;
도 2a는 본 발명을 구현한 감지장치의 개략적인 회로도이다;
도 2b는 증폭기의 피드백 트랜지스터에 걸쳐서 극반전(polarity inversion)을 갖는 개방루프 조건을 예시하는 도 2a에 따른 개략적인 회로도이다;
도 3은 본 발명을 구현한 각각의 감지장치의 이진수 회로를 도시한 개략적인 회로도이다;
도 4는 복수의 감지장치의 출력을 판독하기 위한 회로의 개략적인 회로도이다;
도 5는 도 2a, 도 2b 및 도 3의 증폭기의 폐쇄루프에서 개방루프로의 전이를 도시하는 파형 그래프이다;
도 6은 12.5e-, 25e-, 50e- 및 100e-의 입력전하에 대한 도 2a, 도 2b 및 도 3에 도시된 입력감지노드, 출력 트랜스컨덕턴스 증폭기 노드 및 픽셀의 트랜지스터 판별기의 출력에 대한 파형 그래프이다;
도 7은 75e-의 입력전하 및 1pA, 2pA, 5pA, 10pA 및 20pA의 입력전류에 대한 도 2a 내지 도 3에 도시된 센서, 예를 들어, 픽셀의 출력 트랜스컨덕턴스 증폭기 노드의 파형 그래프이다;
도 8은 도 2a 내지 도 3에 사용된 바와 같이 약반전에서 작동하는 피드백 MOS 트랜지스터의 상수 게이트 전압에서 드레인 전류를 갖는 소스 전압의 변화도이다;
도 9a는, 도 2a 내지 도 3에 도시된, 픽셀 셀과 같은, 단일입자검출 감지장치의 입력감지 노드 커패시턴스의 함수로서 잡음계산 그래프이다;
도 9b는 도 2a 내지 도 3에 도시된 SPD 감지장치의 기준전류의 함수로서 잡음계산 그래프이다;
도 10은 본 발명을 구현한 전하적분장치용 구조회로의 개략도이다;
도 11은 도 10의 적분감지장치의 입력노드 및 출력노드의, 매 500㎱ 마다 전 자 하나인, 입력전류 그래프이다;
도 12는, 도 3의 이진수 감지장치회로, 예를 들어 픽셀 회로의 77K 에서 297K까지 동작온도의 함수로서 잡음(ENC) 그래프이다;
도 13은 3개의 전자 전하를 검출하기 위해 설정된 1.5fF 센서 커패시턴스에 대한 도 3의 이진수 감지장치 회로의 그래프이다;
도 14는 도 3에 도시된 타입의 16개 픽셀과 함께 그룹을 이루는 마크로픽셀 장치의 도면이다;
도 15는 도 2a 내지 도 4 및 도 10의 픽셀이 ASIC의 표면상에 증착된 비정질 Si:H PIN 센서와 함께 확산될 수 있는 센서 ASIC 조립물의 단면도이다;
도 16a는 도 3에 도시된 타입의 64 픽셀의 어레이의 블록 개략도이다;
도 16b는 8×8 매트릭스에 배열되고 아날로그 멀티플렉싱 APS 판독구성으로 판독될 수 있는 마크로픽셀을 형성하는 도 3에 도시된 타입의 64픽셀 어레이이다;
도 17은 도 4, 도 16a 및 도 16b에 도시된 타입의 어레이 조립물을 지지하는 완성 웨이퍼와 같은 큰 면적의 센서를 나타낸 것이다.
도 18은 본 발명에 사용하기 위한 CMOS 공정에 사용하는 실리콘 기판상에 집적되는 에벌런치 포토다이오드 구조를 도시한 것이다.
여러 도면에서, 동일한 참조부호는 동일한 부분을 의미한다.
도 2a는 집적회로에 형성된 많은 장치들 또는 셀들로 된, 픽셀 셀과 같은, 단일입자검출기(Single Particle Detector, SPD) 평면 어레이의 감지장치(10)의 간단한 개략적인 블록도를 도시한 것이다. 감지장치(10)는 센서(12), 반전 트랜스컨덕턴스 증폭기(inverting transconductance amplifier)(14), 2개의 트랜지스터 T2 및 T3로 형성된 전류미러, 피드백 MOSFET 트랜지스터 T1 및 출력 MOSFET 판별기 트랜지스터 T4를 갖는다. 센서(12)는 증폭기(14)의 입력에 연결된다. 피드백 MOSFET 트랜지스터 T1은 증폭기(14)의 입력과 출력 사이에 연결된 주요 전류경로를 가지며, 증폭기(14)의 출력은 출력 MOSFET 판별기 트랜지스터 T4로 전송되고, 음의 피드백을 제공할 수 있도록 구성된다. 판별기 트랜지스터 T4는 트랜스컨덕턴스 증폭기(14)의 출력노드로부터 직접 구동된다. 트랜지스터 T4는, 게이트 전압이 트랜지스터의 임계전압에 도달할 때까지 오프상태로 유지되는 스위치로서 작동하므로, 출력 Iout은 임계값이 초과될 때까지 0으로 유지되며, 따라서 이진수 출력을 제공한다. 증폭기(14)의 입력노드와 출력노드 사이의 총 커패시턴스 Cf는 피드백 트랜지스터 T1의 드레인-소스(drain-to-source) 커패시턴스에 추가되는 입력노드와 출력노드 사이의 기생 커패시턴스(parasitic capacitance)의 합이다.
많은 다른 센서 및 센서 타입들이 사용될 수 있다. 이들 중에는 선형 또는 에벌런치 영역에서 작동하는 N우물 확산, 기판상에 증착된 PIN 비정질 실리콘 센서, p-n 포토다이오드, 기판에 집적된 에벌런치 포토다이오드, 하전입자들 및/또는 X레이 광자들을 검출하는 복사센서 또는 (집적회로 장치상의 비정질-실리콘-박막인 경우)PIN 비정질 Si:H 다이오드를 포함하는 픽셀 센서를 들 수 있다. 센서는 기판상에 또는 위에 증착된 임의의 높은 원자번호의 X레이 검출재료, 구체적인 예로는, 예를 들어 핀 다이오드를 형성하는, 아이오딘화수은(mercuric iodide), 요오드화납(lead iodide) 및 비정질 셀레늄(amorphous selenium)을 포함할 수 있다. 또 다른 센서는, 도 18에 도시된 바와 같이, 실리콘 기판상에 집적된 에벌런치 포토다이오드이다.
입력 전류원 IREF(18)은 다이오드 접속의 MOSFET 트랜지스터 T3 및 트랜지스터 T2를 구비하는 전류미러에 의하여 전류미러 회로로서 작동된다.
도 2a에 도시된 실시예에서, 전류원 IREF(18)은 전류미러 T2, T3를 통해, 피드백 MOSFET 트랜지스터 T1으로 전류를 주입한다. IREF의 일반적인 값 범위는 약반전(weak inversion)에서 피드백 MOSFET 트랜지스터 T1을 깊게 바이어스하는 1pA 내지 20pA 사이이다. 피드백 MOSFET 트랜지스터 T1의 소스는 트랜스컨덕턴스 증폭기(14)의 출력 Vout 전위가 게이트 전압 VREF에 의하여 지배되게 한다. 출력노드의 정확한 전위값은
Figure 112004031488686-pct00001
이다. 기준전압 VREF의 값은 출력노드의 전위 Vout가 입력노드 VIN의 전위보다 더 낮게 유지되도록 선택된다. 이는 포화상태에서 동작시키는데 충분한 양의 드레인-소스 전압을 갖도록 피드백 MOSFET 트랜지스터 T1을 바이어스시킨다.
DC 입력 전압 VIN은 트랜스컨덕턴스 증폭기(14)의 입력회로의 동작 조건에 의하여 결정된다. 일반적으로 이는 MOSFET 증폭기이며, 이 때 DC 레벨은 일반적으로 공급전압 VDD 빼기 증폭기(14)의 입력 트랜지스터가 되는 MOSFET 트랜지스터의 게이트-소스 전압이다.
기판상에 그리고 센서(12)에 형성된 p-n 정션 부근의 에피텍셜 층상에 부딪히는 각각의 전자기 복사 양자는 한 패킷(packet)의 전자-홀 쌍들(일반적으로 1㎛ 두께의 실리콘 층에 대해서 80e-h 쌍들)을 생성한다. 그런 후 전자 전하 패킷 ΔQDET는 (열확산에 의하여, 또는 집적회로 장치상의 비정질-실리콘-박막의 경우에는 전기장에 의하여)표류되고, 센서(12)에 수집됨으로써, DC 전위 VIN상에 중첩된 트랜스컨덕턴스 증폭기(14)의 입력에 음의 계단전압(negative voltage step) -ΔVIN을 형성한다.
상기 계단전압(ΔVIN)의 크기는 ΔQDET/CIN이고, CIN은 입력감지노드에 연결된 모든 커패시턴스를 포함하는 총 입력 커패시턴스로서, 일반적으로 2fF - 5fF이다(PIN 비정질 Si:H 다이오드에 대해서는 대략 2fF에서 벌크 재료의 다이오드 센서에 대해서는 3-5fF이다). 입력 계단전압 ΔVIN은 트랜스컨덕턴스 증폭기(14)의 출력에 출력계단전류 ΔIOUT을 발생시킨다.
계단전류(current step)의 크기는 ΔIOUT = -gmΔVIN로 주어진다.
피드백 트랜지스터 T1에 의하여, 증폭기(14)는 초기에 트랜스리지스턴스(transresistance) 증폭기로서 작동하고, 따라서 기준 입력전류 IREF는 피드백 MOSFET 트랜지스터 T1에 의하여 형성된 피브백 브랜치에 흐른다. 정상상태(steady state)에서, 피드백 트랜지스터 T1은 출력노드로서 소스와 입력노드로서 드레인을 갖는 접지된 게이트 구성에서 작동된다.
입자 또는 광자에 의한 타격이 발생하면, 음의 계단전압 -ΔVIN이 트랜스컨덕스턴스 증폭기(14)의 입력에 형성되고, 그런 후 상기 증폭기는 출력계단전류 ΔIOUT = -gmΔVIN을 출력에 생성한다. 이러한 전류변경은 상승전압 ΔVout을 생성하며, ΔVIN 진폭에 따라 초기값 IREF으로부터의 더 낮은 값으로 피드백 전류를 감소시킨다. 이러한 ΔVIN 변화가 충분히 크면, 피드백 MOSFET 트랜지스터 T1의 드레인 전류는 0으로 감소되고 트랜스컨덕턴스 증폭기(14)는 개방루프 모드에서 기능하기 시작한다. 대신에 이러한 변화 ΔVIN가 0 보다 더 큰 피드백 드레인 전류를 유지할 정도로 충분히 작으면, 트랜스컨덕턴스 증폭기 루프는 폐쇄된 채로 있고, 트랜스리지스턴스 증폭기로서의 기능을 계속한다.
전류 IREF는 들어오는 양자 또는 양자들에 대해 고민감도를 유지하도록 대략 5-20aF의 극히 낮은 드레인-소스 커패시턴스 CDS를 제공하는 딥 약반전(deep weak inversion)에서 피드백 트랜지스터 T1를 유지하도록 선택된다.
딥 서브마이크론(deep submicron) CMOS FET가 상기 피드백 트랜지스터 T1으로 사용되는 경우에, 이러한 장치는 0.25㎛ 또는 더 작은 차수가 되며, 딥 약반전에서 바이어스되고, 드레인-소스로부터의 커패시턴스는 게이트-소스 전압이 0.4V보다 낮을 때 0이되는 경향이 있다. 이들 조건하에서, 이와 같은 피드백 트랜지스터 T1은 입력 신호 그 자체에 의해 제어되는 스위치로서 동작하며, 어떠한 추가적인 리셋 설비도 필요로 하지 않으며 따라서 상기 장치는 어떠한 리셋 잡음도 가지지 않는다.
도 2b는, 도 2a에 도시된 감지장치와 비교하면, T1의 소스 S와 드레인 D가 상호교환되는 개방루프 조건에서의 도 2a의 감지장치를 도시한 것이다.
도 2b에 도시된 조건에서, 폐쇄루프에서 개방루프로의 전이에 대한 임계값은 피드백 MOSFET 트랜지스터 T1의 매우 작은 드레인 전류에서 발생한다. 트랜스컨덕턴스 증폭기(14)의 출력노드의 출력전압 변화가 피드백 MOSFET 트랜지스터 T1의 드레인-소스 전압의 극성을 반전할 정도로 충분히 크면, 드레인은 도 2b에 도시된 바와 같이 소스와 바꾸어진다. 소스는 입력 감지노드에 연결된 노드가 된다. 기준전압 VREF 빼기 트랜스컨덕턴스 증폭기(14)의 입력 DC 전압에 의하여 정의된, 피드백 MOSFET 트랜지스터 T1의 게이트-소스 전압은 극성 반전 시간주기동안 일정하다.
T1의 OFF 드레인 전류는 아래와 같이 정의된다:
Figure 112004031488686-pct00002
기준전압 VREF은 충분히 낮으므로 피드백 MOSFET 트랜지스터 T1의 게이트-소스 전압은 트랜스컨덕턴스 증폭기(14)의 입력감지노드와 출력노드를 방전시키는 것을 피할 정도로 충분히 작게 이러한 OFF 드레인 전류를 유지한다.
일반적으로, 트랜스컨덕턴스 증폭기(14)의 개방루프 전이 및 피드백 MOSFET 트랜지스터 T1의 드레인-소스 극성 반전은 10e-이상의 감지된 입력 전하에 대해 발생한다. 이 동작모드에서 증폭기 스테이지(stage)는 아래와 같은 전압이득을 갖는다:
Figure 112004031488686-pct00003
일반적인 10-5s의 트랜스컨덕턴스 gm 값과 108 내지 109 옴(ohms)의 트랜스컨덕턴스 증폭기(14)의 출력저항 ROUT의 값에 대해, 일반적인 개방전압이득
Figure 112004031488686-pct00004
은 약 1000 내지 10000이다. 따라서, 공지된 APS 픽셀 셀들의 크기 차수보다 더 큰 크기의 3차수 값인 5 내지 10㎷/e-의 변환이득이 달성될 수 있다.
이러한 매우 큰 이득에 대해, 트랜스컨덕턴스 출력노드에서의 출력전압의 상승시간은, 출력시간상수 ROUTCOUT에 의해서가 아니라, 트랜스컨덕턴스 증폭기(14)의 출력전류에 의하여 부과된 슬루레이트(slew rate)에 의하여 결정된다. 출력전압의 상승시간은 하기 식에 의하여 결정된다:
Figure 112004031488686-pct00005
여기서, IBAIS는 바이어스 전류이다.
응답시간 ΔtR은 트랜지스터 판별기 T4에서 나타난 최소 검출가능한 전압 Δ VMIN에 의하여 결정되고 하기식으로 정의된다:
Figure 112004031488686-pct00006
전하가 입력된 후에, 피드백 루프는 입력전류 소스(18)가 입력감지노드를 약 QDET/IREF와 동일한 시간을 갖는 초기 DC 값으로 충전시킬 때까지 개방상태로 유지된다. 이는 완만한 충전이며, 단계적인 발생(step event)이 아니다. IREF와 ΔQDET의 대표적인 값들인 10pA와 100e-에 대해, 회복시간은 약 1.6 마이크로초(microsecond)이다. 더 짧은 출력노드의 시간상수는
Figure 112008001803723-pct00007
에 의하여 정의된다.
ROUT=108 및 COUT=1fF에 대해, 시간상수는 일반적으로 100㎱이다.
칩 주변에서 외부로부터 조절되는, 기준전류 IREF의 값은 개방루프 영역을 유발하는 임계값 레벨을 결정한다.
입력 전류원(IREF)(18)과 함께, 피드백 MOSFET 트랜지스터 T1은 임의의 부가적인 리셋장치를 필요로 함이 없이 입력감지노드의 전위에 대한 자동 DC 제어를 제공한다. 전류 IREF를 전류미러 회로로서 동작되어 흐르게 하는 전류미러 T3, T2의 결합된 다이오드 접속 MOSFET 트랜지스터 T3와 함께, 피드백 MOSFET 트랜지스터 T1은 또한 증폭기(14)의 비선형 동작의 제어를 제공하고 개방루프 동작의 임계값을 결정한다.
칩의 주변상에서 외부적으로 조절되는 기준전압 VREF의 값은 판별기 트랜지스터로서 작동하는 출력 MOSFET 트랜지스터 T4의 임계값 레벨을 결정한다. 입력 전하 ΔQDET의 발생동안, 출력 MOSFET 트랜지스터 T4의 게이트는 트랜스컨덕턴스 증폭기(14)의 출력에서 발생된 양의 신호전압 펄스 ΔVOUT을 감지하고, 양의 공급레일(supply rail)에서 접지레벨까지 출력노드를 급격히 낮추는 출력전류를 생성한다. 출력 MOSFET 트랜지스터 T4는 약반전에서 작동하고, 적절한 VREF의 값으로, 출력 트랜지스터 T4는 판별기처럼 작동한다. 판별작용이 하기식에 의하여 지배되면 전류 IDO는 지수함적으로 상승한다:
Figure 112004031488686-pct00008
예를 들어, 트랜지스터(30)의 DC 드레인 전류은 VREF에 의해 1nA로 설정되고, UT(250㎷)의 10배인 출력전압 스윙(output voltage swing) ΔVOUT은 드레인 전류를 3차수 크기인 1㎂까지 올리며, 상기 1㎂의 드레인 전류는 0.5㎂로 설정된 외부 전류원을 갖는 접지레벨 아래로 급전된 출력노드를 전환시키는데 충분하다.
출력 MOSFET 트랜지스터 T4는 5UT 내지 10UT 사이의 임계값을 갖는 빠른 신호 판별기능을 제공한다. 트랜지스터 T4는 또한, 회로가 상기 임계값을 넘는 입력전하 ΔQDET의 발생에 의하여 활성화될 때를 제외하고는, 전력을 소비함이 없이 출력 이진수 신호를 생성시키는데 있어 로컬 라인 드라이버(local line driver) 기능 을 제공한다.
도 3은 본 발명을 실시한 감지장치의 이진수 구현을 도시한 것이다. 감지장치는 센서(12), 2개의 트랜지스터 M1 및 M4를 갖는 트랜스컨덕턴스 증폭기, 전류원(18), 2개의 트랜지스터 M3 및 M6를 갖는 전류미러, 피드백 트랜지스터 M2, 및 출력 X를 제공하는 2개의 캐스코드(cascode) 트랜지스터 M8, M10 및 출력 Y를 제공하는 2개의 캐스코드 트랜지스터 M11, M12의 4개의 트랜지스터 M8, M10, M11, M12를 구비하는 출력 스테이지를 포함한다. 센서(12)는 트랜스컨덕턴스 증폭기 M1, M4의 입력에 연결된다. 전류원(18)은 트랜스컨덕턴스 증폭기 M1, M4의 입력노드와 센서(12)에 연결된다. 피드백 트랜지스터 M2는 트랜스컨덕턴스 증폭기 M1, M4의 입력 및 출력 사이에 연결된다. 트랜스컨덕턴스 증폭기 M1, M4의 출력은 출력 스테이지 M8, M10 및 M11, M12에 연결된다.
트랜스컨덕턴스 증폭기 M1, M4의 출력에 정전류 부하(constant current load)가 구동 다이오드 접속 트랜지스터 M9와 트랜지스터 M7의 직렬연결된 피구동 트랜지스터 M5로 이루어진 캐스코드 전류미러에 의해 제공된다. 공통게이트 트랜지스터 M7, M10 및 M12는 단일 게이트 전압 VCAS를 갖는다. X 출력전류는 공통게이트 트랜지스터 M10의 드레인으로부터 취해지고, Y 출력전류는 공통게이트 트랜지스터 M12의 드레인으로부터 취해진다.
도 3에 예시된 바와 같이, 감지장치의 출력 판별기 스테이지 M10, M8 및 M12, M11은 N-MOSFET 트랜지스터 M8, M10 및 M11, M12에 의하여 형성된 캐스코드 증폭기로 구성된다. 도 3의 회로의 완전한 동적동작은 상기 도 2a 및 도 2b에 대해 기술된 동작과 같으나, 센서(12)가 바이어스 전압 Vs 및 입력노드 VIN 사이에 연결되어 있다. 센서(12)가 ASICS상에 증착된 비정질 Si:H PIN 다이오드인 실시예에서는, Vs는 -10V 에서 -300V 범위에 있게 선택된다. 센서(12)가 기판상에 확산된 p-n 다이오드 정션인 실시예에서는, Vs는 접지레벨에 있을 수 있다.
도 3의 회로는 또한 회로 조밀하게 하기 위해 캐스코드 전류원 M5, M9를 단일 전류원으로 그리고 캐스코드 판별기 트랜지스터 M8, M10를 하나의 판별기 트랜지스터로 대치함으로써 변경될 수 있다.
또 다른 실시예에서, 아날로그 판독은 도 10에 예시된 바와 같이 판별기 트랜지스터를 출력 아날로그 버퍼(buffer)로 대치함으로써 얻어질 수 있다.
증폭기 브랜치 M1, M4, M5, M9는 1.4V로 설정된 전원 VDD에 대해 약 250㎻의 소비전력을 유지하며 약 200㎁의 드레인 전류 IBIAS로 바이어스된다.
피드백 트랜지스터는 크기를 최소 크기에 가까운 치수로 되고 포화영역에서 약반전으로 작동하는 N-MOSFET 트랜지스터 M2로 구성된다. 트랜지스터 M2는 입력노드에 드레인과 연결되고, 출력노드에 소스와 연결된다. P-MOSFET 트랜지스터 M3로 형성된 입력 전류원은 전류미러 M6에 의하여 1pA 내지 20pA로 선택된 드레인 전류에서 바이어스된다. M3는 증폭기 브랜치 M1, M4, M5, M9의 DC 피드백을 제공하는 피드백 트랜지스터 M2에 동일한 전류를 주입한다. M3는 트랜지스터 M1의 게이트인 입력감지노드 VIN의 전위를 캐스코드 전류원 M5, M9에 의하여 부과된 드레인 전류에 대하여 M1을 바이어스하는데 필요한 값으로 자동적으로 유지시키고, 센서의 바이어스 전위를 제공한다.
도 4는 도 3에 도시된 타입의 감지장치, 예를 들어 픽셀, 어레이(300) 또는 m행과 n열의 매트릭스로 연결된 마크로픽셀(290)(하나의 센서로서 작동하도록 연결된 픽셀 어레이)를 구비한 감지 어레이(sensing array)(400)를 도시한 것이다. 각 행의 X 출력은 감지 증폭 비교기(sense amplifier comparator)(410)의 입력에 연결되고, 행마다 하나의 감지 증폭 비교기가 연결되어 있다. 마찬가지로, 각 열에는, 픽셀일 수 있는 감지장치의 Y 출력이 감지 증폭 비교기(410)의 입력에 연결된다. X출력에 연결된 감지 증폭 비교기와 Y 출력에 연결된 감지 증폭 비교기는 전자기 복사 또는 하전 입자에 의해 감지장치, 예를 들어 픽셀상에 타격이 있음을 비동기식으로 검출한다. 감지 증폭 비교기(410)의 출력은 타격(hit)을 받은 감지장치(예를 들어, 픽셀)의 X 및 Y 어드레스/좌표를 제공하도록 열측정 이진수 엔코드(thermometric-to-binary encoder)(420)에서 이진수어(binary word)로 엔코드된다. 이 때, X 및 Y 어드레스/좌표는 2개의 디저털 바이트 형태의 이용가능한 오프칩(off-chip)이다.
도 5는 25e-의 입력전하에서 도 3(도 10)의 트랜스컨덕턴스 증폭기의 입력노드 및 출력노드의 파형에 대한 시뮬레이션을 도시한 것이다. 입력노드 파형은 트랜지스터 M2의 드레인 전류를 나타낸 것이고, 출력노드의 파형은 출력전압 Vout을 나타낸 것이다. 파형은, 0.25㎛ CMOS 기술에 대한 SPICETM으로 시뮬레이션된 바와 같 이, 5pA, 10pA, 20pA 및 50pA의 기준전류의 함수로서 폐쇄회로동작에서 개방회로동작으로의 변환을 나타낸 것이다. 전류 IBIAS 및 전압 VREF은 모든 시뮬레이션에 대해 일정하고 동일하다.
도 6은, 0.25㎛ CMOS 기술에 대한 SPICETM으로 시뮬레이션된 것으로, 도 3(도 10)의 Vout에 인가될 때에, 12e-, 15e-, 50e- 및 100e-의 입력 전하에 대한 판별기 트랜지스터의 출력과 출력 트랜스컨덕턴스 증폭기 노드의 파형 그래프이다.
도 7은, 0.25㎛ CMOS 기술에 대한 SPICETM으로 시뮬레이션된 것으로, 도 3(도 10)의 Vout에 인가될 때에, 50e-의 입력전하와 2pA, 5pA, 10pA, 20pA 및 50pA의 입력전류에 대한 출력 트랜스컨덕턴스 증폭기 노드의 출력전압 파형 그래프이다.
도 8은 도 2a, 도 3 및 도 10에 도시된 픽셀에서 약반전에서 작동하는 MOS 피드백 트랜지스터의 일정한 게이트 전압에서 드레인 전류에 따른 소스전압의 변화 에 대한 그래프이다.
도 9A는 입력감지노드에서 커패시턴스의 함수로서 도 2a, 도 3 및 도 10에 도시된 SPD 픽셀 셀의 계산된 잡음에 대한 그래프이다.
도 9B는 기준전류 IREF의 함수로서 도 2a 내지 도 4에 도시된 SPD 픽셀의 계산된 잡음에 대한 그래프이다.
도 10에 도시된 바와 같이, 또 다른 실시예에서, 각각의 감지장치의 통합구조회로가 표준 APS 영상모드에서의 동작에 대해 도시되어 있다. 이 실시예는 전하 들이 감지장치(예를 들어, 픽셀)에 연속적으로 집적되고 판독동작을 수행하는 아날로그 멀티플렉서를 갖는 컬럼에 의하여 순차적으로 판독되는 종래 APS 영상장치(imager)에 적용될 수 있다.
도 10의 감지장치(100)는 센서(12), 직렬접속의 2개 p형 트랜지스터 M1, M4를 포함하는 트랜스컨덕턴스 증폭기를 구비한다. 피드백 MOSFET 트랜지스터 M2와 함께 이들 트랜지스터와 입력 전류원(18)은 입력감지노드와 소스 폴로워(source follower)로서 작동하는 트랜지스터 M13 사이의 고이득 전압 증폭기로서 동작한다. 상기 감지장치(100)는 또한 2개의 트랜지스터 M3와 M6의 전류미러 및 2개의 트랜지스터 M13과 M14를 구비하는 출력 스테이지를 갖는다. 센서(12)는 증폭기 M1, M4의 입력에 연결된다. 전류원(18)은 증폭기(14)의 입력전류를 제공하도록 전류미러 M6, M3를 의하여 전류미러 회로로서 동작된다. 피드백 트랜지스터 M2는 증폭기 M1, M4의 입력과 출력 사이에 연결된다. 증폭기 M1, M4의 출력은 출력 스테이지 M13, M14에 연결된다. 증폭기 M1, M4의 출력에 정전류 부하가 트랜지스터 M5, M7 및 M9에 의해 제공된다. 전류는 또한 트랜지스터 M14에서 출력 스테이지로 급전된다. 감지장치(100)의 출력은 출력 스테이지에서 다른 트랜지스터 M13의 소스로부터의 전압으로서 취해진다. 이는 출력전류가 출력 스테이지에서 트랜지스터 판별기(M8)의 드레인으로부터 취해지는 도 3에 도시된 실시예와는 대조적이다.
피드백 MOSFET 트랜지스터 M2는 판독 시퀀스를 판독하고 입력감지노드에 센서 전하들의 집적하는 동안 매우 낮은 전류, 예를 들어, 거의 스위치 오프되어 있는 1fA로 유지된다. 입력감지노드는, 입력 전류원이 이 때 꺼지는 것처럼, 집적 및 판독 시간주기동안 부동한다.
센서가 센서전류를 공급하기 시작한 후에, 음의 피드백 MOSFET 트랜지스터 M2가 꺼지고, 증폭기 스테이지 M1, M4가 개방루프의 고이득 상태로 가게 한다. 집적 시간주기동안 피드백 MOSFET 트랜지스터 M2는 반전된 극성 토폴로지(topology)로 OFF된다. 그런 후 소프트 리셋 동작은 입력 DC전류를, 비반전 극성의 피드백 MOSFET 트랜지스터 M2를 바이어스하는, 10pA 차수의 입력 전류원(18)에 인가함으로써 수행되고, 비선형 트랜스리지스턴스(transresistance) 증폭기 M1, M4상의 루프를 폐쇄한다. 그런 후 센서의 부동확산은 kTC 리셋 잡음을 도입함이 없이 트랜스컨덕턴스 M1, M4의 폐쇄루프 DC 전위동안 리셋된다.
도 11은 도 10의 센서 회로의 입력노드와 출력노드에 대해, 0.5㎲당 각 펄스에 대한 하나의 전자인 입력전류의 그래프이다.
저온에서, 도 2a, 도 3 및 도 10에 도시된 타입의 감지장치의 동작은, 온도의 함수로서 잡음 계산을 도시한 도 12에 예시된 바와 같이, 회로성능을 향상시킨다. 저온동작은 또한 캐리어 속도와 소수 캐리어의 수명을 증가시킴으로써 실리콘 센서층에 있는 전자들의 전하 수집을 향상시킨다. 이러한 동작은 또한 비선형 증폭기의민감도를 증가시키고, 어벨런치 포토다이오드의 동작 조건을 향상시킨다.
도 13은 1.5fF 센서 커패시턴스를 가지며 3e-의 검출 능력으로 액체질소 온도에서 작동하는 0.25㎛ CMOS에 설계된 도 3의 예시의 이진수 픽셀회로의 시뮬레이션을 도시한 것이다.
도 14는 마크로픽셀 장치를 형성하는 도 3에 예시된 타입의 16 픽셀(10)의 어레이를 도시한 것이다. 복수의 픽셀(10) 셀들의 출력은, 고속t-OR 버스 라인과 같은, 공통 고속버스(common high-speed bus)(11)에 연결되어 마크로픽셀을 형성한다. 버스(11)는 또한 픽셀(10)의 출력 스테이지에 전류원(120)을 갖는다.
고속-OR 라인은, 도 4에 도시된 바와 같이, OR 신호를 외주변 로직 단부 컬럼(end-of-logic column)에 연결시키는 논리회로에 의하여 판독된다.
감지장치의 일 예는 기판(200)과 증착된 금속접속층들(215)이 있는 패시베이션층(210)을 포함하는 도 15에 도시된 타입의 ASIC 실리콘 칩에 확산되거나 다른 경우는 ASIC 실리콘 칩상에 또는 칩내에 형성된 픽셀 셀들로 구성된다. n 도프 비정질 수소화 실리콘(a-Si:H)층(218)이 상기 금속접촉층(215)위에 증착된다. 진성 a-Si:H(220)층이 상기 n 도프 비정질 수소화 실리콘(a-Si:H)층(218)에 증착되고 바람직하게는 전체 기판(200)을 덮는다. 얇은 p 도프 층(240)이 상기 진성 a-Si:H층(220)의 상단면에 확산될 수 있고, 상단 전자패턴(250)이, 예를 들어, 상기 p 도프 층(240)위로의 증착에 의하여 형성된다. 패턴은 많은 픽셀들 모두에 또는 적어도 하나에 공통적일 수 있다. a-Si:H 기판(200)의 두께는 10 내지 30㎛이다. ASIC 조립물은 대표적인 실리콘 웨이퍼의 두께를 갖는다.
또 다른 실시예에서, a-Si:H와는 다른 반도체 재료, 예를 들어 셀레늄과 같은 높은 원자번호의 재료들, 요오드화납, 카드뮴 텔루라이드(cadmium telluride), 요오드화수은(mercuric iodide)과 같은 재료들이 핀구조를 형성하는데 사용된다. 이들 재료들은 도 15에 도시된 구조에서 a-Si:H를 바로 대치할 수 있다. 검출층은 직접적인 변환에 의해 처리되고, 전자들은 ASIC의 전극(215) 어레이에 의하여 수집 되며, 동일한 ASIC에 의하여 증폭되고 처리된다. 높은 원자번호를 갖는 재료의 사용은 실리콘이 충분한 변환효율을 가지지 못하는 5KeV 이상의 고에너지 X레이에 이점적이다. 높은 원자번호를 갖는 재료의 한가지 증착조건은 기초를 이루는 ASIC에 손상을 피하도록 하기 위한 250℃ 이하의 증착온도이다. 이는 가능한 검출재료의 선택을 제한한다.
a-Si:H PIN 검출구조에 대해, 상단 전극은 가시광이 검출되는 ITO가 될 수 있다. 그러나, 다른 전극들도 X-레이 또는 입자들이 검출되는 곳에 사용될 수 있다.
도 2, 도 3 또는 도 10의 증폭기, 피드백 회로 및 전류미러와 같은 판독회로를 포함하는 기판상에 집적된 센서의 또 다른 예가 도 18에 도시되어 있다. 이 센서(500)는 기판(501)상에 있는 어벨런치 포토다이오드 구조이고, 양극 접촉층으로 작동하는 기판위의 p+층(502)으로 구성되며, 중성전하 공핍영역(503)이 상기 p+층 위에 놓인다. p층(505)은 공핍영역내의 우물(well)에 형성되고 n층(506)에 의하여 위쪽과 그 양측에 둘러싸여, p와 n층들이 pn정션을 형성한다. 산화층(508)이 들어오는 광자에 대한 윈도우를 제공하고, 바이어스는 당업자들에게 알려진 바와 같은 금속배선(Metallization), 폴리실리콘 라인(polysilicon line) 또는 그 밖의 것들일 수 있다. 예를 들면, 링을 포함하는 다른 APD 구조들이 사용될 수 있다.
감지장치가 픽셀센서인 본 발명의 또 다른 실시예에서, 도 3에 도시되 형태의 64픽셀 어레이가, 도 16a 및 도 16b에 도시된 바와 같이, 마크로픽셀을 형성하도록 배열될 수 있다. 마크로픽셀(290)은 64 픽셀(300) 어레이를 포함하며, 각 필 셀(300)은 전류원(300)을 공통버스(320)로 전환시키는 쌍안정 출력회로(bistable output circuit)(310)에 연결되어 있다. 이 때, 버스(bus)(320)의 출력은 큰 면적의 검출기를 제작하기 위해 다른 동일한 어레이의 출력을 갖는 멀티플렉서(300)를 사용하여 멀티플렉스될 수 있다. 버스(320)의 판독이 종료된 후, 쌍안정기(bistables)(310)들이 리셋된다.
도 17은 도 16a에 도시된 타입의 어레이(300)의 조립물을 지지하는, 큰 면적의 센서(350), 일반적으로는 완성된 웨이퍼를 도시한 것이다.
상술한 바와 같이, 도 16a, 도 16b 및 도 17에 예시된 실시예에서, 각 픽셀 출력(301)은 각 픽셀에 할당된 이격된 쌍안정기(310)에 연결된다. 각각의 쌍안정기(301)의 출력은 마크로픽셀(290)을 형성하기 위해 픽셀(300)을 연결시키는로컬버스(320)에 연결되는 전류원(315)을 제어한다. X레이 광자에 의해 이루어진 타격이 발생하면, 타격받은 픽셀에 연결된 쌍안정기(310)의 쌍안정상태가 1로 전환되고 결합된 전류원(315)을 작동시킨다. 그리고 나서, 타격이 마크로픽셀 영역에서 발생할 때마다, 또 다른 쌍안정기(310)는 전류레벨을 마크로픽셀 버스(320)에 더할 때 전환된다. 판독시간이 종료된 후에, 마크로픽셀 전류는 아날로그 멀티플렉싱에 의하여, APS 구조의 기준 아날로그 판독 구성에서와 같이 판독된다. 일단 판독이 완료된 후에, 전체적 리셋이 마크로픽셀 버스(320)의 전류레벨을 다시 0으로 전환시키는 모든 픽셀 셀들에 적용되고, 다음 판독주기가 다시 시작된다.
도 4에 도시된 구성과 같은 이진수 구성에서, 1백만/㎠의 픽셀 밀도에 대한 각각의 픽셀 판독은 심각한 문제를 야기할 수 있다. 또한, 대부분의 의료용 기기들 은, 본 발명을 구현한 픽셀들의 10㎛ 픽셀 크기가 아니라, 50㎛ 내지 100㎛의 픽셀치수를 필요로 한다. 본 출원인은 마크로픽셀(290)을 형성하기 위한 픽셀 어레이의 집합이 신규하고 진보적인 방안임을 인식하였다. 도 17에 예시된 마크로픽셀(400)은 특히 HEP와 의료 기기에 유용하고 웨이퍼(400)에 합체된 복수의 마크로픽셀(290) 어레이를 포함한다.
상술되고 도 16a, 16b 및 17에 예시된 바와 같이, 마크로픽셀 형성의 부가적인 이점은, 도 17에 도시된 바와 같이, 웨이퍼(410)에 합체될 수 있는 큰 면적의 검출기를 제작할 수 있다는 것이다. 웨이퍼(410)는 픽셀(29) 어레이에 의해 형성된 14㎝의 정사각형 검출기를 갖는 8인치 직경일 수 있다. 이 실시예에서, 상호연결 레벨이 비정질 Si:H 증착전에 처리된 웨이퍼의 상단에 추가될 수 있다.
이 실시예의 또 다른 이점은, 100% 수율이 아님으로 인해 있을 수 있는 처리 결함들이 있을 수 있는 한편, 결함들이 한 픽셀에 국소화되고, 이로 인해 마크로픽셀 자체가 아니라 상기 픽셀의 기능을 잃게한다. 이는 단지 장치 효율이 손실되나, 그 기능을 수행할 수 있는 장치의 능력에는 영향을 끼치지 않는다. 100㎛의 마크로픽셀에서 10㎛의 픽셀 100개의 집합에 대해, 100㎛의 마크로픽셀 면적에서 하나의 결함은 단지 1%만큼 효율을 떨어뜨리게 된다. 따라서, 픽셀에 결점이 있더라도, 마크로픽셀 장치는, 효율면에서 약간 감소하기는 하지만, 여전히 동작가능하다.
본 발명은 여러가지 실시예들에 대한 구체적인 기준에 의하여 상세하게 설명되었으나, 변형들 및 변경들이 본 발명의 기술사상과 범위로부터 벗어남이 없이 이루어질 수 있음이 이해된다. 특히, 공급전압은 가변될 수 있다. 또한, 반도체 산업에서의 이점은, 장래에, 스케일링 규칙들(scaling rules)이 더 작은 기생 커패시턴스로 인해 이득을 얻고 더 양호한 회로 민감도 및 더 낮은 소비전력을 얻도록 본 명세서에 설명된 본 발명에 적용되어야 하는 딥 서브마이크론 기술을 제공할 것이다. 딥 서브마이크론의 장래 CMOS 기술의 스케일링은 단일 전자신호 증폭 및 판별을 가능하게 한다.
또한, 실시예의 설명에서 상기 주어진 값들은 컴퓨터 시뮬레이션 동안 이상적인 회로동작과 주어진 딥 서브마이크론 CMOS 기술을 기초로 하고, 따라서 비교적 중요치 않은 변화들은 첨부도면 도 2 내지 도 4, 도 10 및 도 16a에 예시된 회로의 동작에 실질적으로 영향을 끼치지 않음을 인식할 것이다.
요약하면, 본 발명은 고체의 복사 센서분야, 활성픽셀 센서(APS)의 모놀리식 통합분야에 적용가능하고, 더 구체적으로는 영상화 및 단일광자검출(Sigle Photon Detection) 및 단일입자검출(Single Paticle Detection) (SPD) 분야에 적용가능하다. 활성픽셀 센서(APS) 신호처리회로는 상용의 딥 서브마이크론 CMOS 기술로 설계된 일체로 집적회로에 집적된 픽셀복사 센서에 의하여 전달된 다중전자 레벨신호를 포함하도록 표현된다. 판독회로는 각각의 픽셀 복사센서와 결합된 12 MOSFET 트랜지스터 250㎻ 회로셀을 갖는 빠른 신호증폭 및 빠른 신호판별을 수행하는 주문형 집적회로(Application Specific Circuit, ASIC)이다. 각 픽셀 센서는 실리콘 기판의 벌크에 제작된 p-n정션이거나 ASIC의 상단에 증착된 수소화 비정질 실리콘의 박막에 제작된 PIN 다이오드 중 어느 하나로 구성된다. 판독픽셀회로는 광자 또는 하전입자가 복사 패드 센서상에 충돌할 때마다 빠른 논리신호나 빠른 아날로그 신호를 제공한다. 이는 부가적인 주변처리장치 없이도 수행된다.
또한, 본 발명의 하나 이상의 실시예들은 단일입자검출(SPD)이 가능하고, 각각의 입사하는 양자를 개별적으로 검출함으로써 양자장치로서 효과적으로 작동한다. 본 발명의 실시예는 압축되고 극히 낮은 전력에서 동작하는 매우 민감한 장치들이다.
여러가지 회로들이 표준 APS에 대한 통합에 의하여 작동하나, 약 1000의 내부적인 픽셀 이득을 갖는다. 5㎛×5㎛ 에서 30㎛×30㎛ 범위의 일반적 크기의 결합된 픽셀 센서를 갖는 수개의 판독 픽셀회로들은 필요한 공간 해상도와 소정의 픽셀 형태에 맞도록 치수화된 마크로픽셀 회로을 형성하기 위해 하나의 아날로그 버스라인 또는 디지털 버스라인을 통해 함께 그룹화될 수 있다. 각각의 마크로픽셀 정보, 이진수 또는 아날로그는 어드레스가능한 컬럼로직 또는 비동기식 컬럼로직을 갖는 동기식의 판독으로, 또는 표준 CMOS APS 영상장치(imager)에서와 같이 아날로그 멀티플렉서로 개별적으로 검색될 수 있다.
본 발명의 여러가지 실시예들이 상술되었지만, 상기 개념을 포함하는 다른 실시예들이 사용될 수 있음이 당업자에게는 명백하게 된다. 따라서, 본 발명은 개시된 실시예에 제한되지 않으며, 하기의 특허청구범위에 의해서만 제한되어야 한다.
Ⅰ. 심볼 용어해설
·kTC 잡음은 또한 리셋 잡음라고 하며 APS 회로, CMOS 영상장치 및 CCD 장치에서 리셋 동작과 관련된 잡음이다. 도 1의 종래 기술에 대해, 판독주기가 S의 입력감지노드에서 완결될 때마다, M1의 게이트는 M2의 게이트에 인가되는 기준전압에 대한 트랜지스터 리셋 스위치 M2에 의하여 리셋된다. 이 동작은 입력감지노드, 즉 M1의 게이트에서의 잡음
Figure 112004031488686-pct00009
을 발생시킨다. 여기서 CIN은 입력 커패시턴스이다. Vn은 CIN이 감소될 때 증가된다. 이는 고밀도 APS 픽셀회로에 심각한 문제를 초래한다. 본 발명의 실시예는 리셋 잡음을 제거하는 것을 목표로 함으로써 이 문제를 해결하는데 중점을 둔다.
·ENC(일련의 잡음에 대한 병행하는 잡음 ENCs에 대한 ENCp): 등가잡음전하 (Equivalent Noise Charge)는 이러한 증폭채널의 내부적인 물리적 잡음에 의해 야기된 동일한 출력잡음을 얻도록 증폭 채널의 입력에 가해져야만 하는 주로 전자 r.m.s로 표현되는 r.m.s 전하이다. 입력 신호/ENC의 비는 신호 대 잡음비 즉, 채널 민감도의 기본적인 수를 제공한다.
·
Figure 112004031488686-pct00010
는 약 25.6㎷의 열전압이며, 여기서 K는 볼쯔만 상수 1.381×10-23 줄/켈빈(Joule/Kelvin)이고, T는 켈빈으로 절대온도(실온 T에서 300)이며, q는 전하량 1.602×10-19C이다.
·COX"는 MOS 트랜지스터의 게이트 옥사이드(gate oxide)의 단위 커패시턴스이다. 일반적으로, 본 발명의 실시예에서 사용된 1/4 마이크론 CMOS 기술에 대해서는 5fF/um2이다.
·C'OX는 MOS 트랜지스터의 단위면적당 게이트 옥사이드의 커패시턴스이다. 일반적으로, 본 발명의 실시예에서 사용된 1/4 마이크론 CMOS 기술에 대해서는 5fF/um2이다. 부호"'"는 정규화 단위를 의미한다.
·n은 표면전위
Figure 112004031488686-pct00011
를 갖는 MOS 트랜지스터의 기울기 인자로서
Figure 112004031488686-pct00012
이며,
Figure 112004031488686-pct00013
는 페르미 전위이고,
Figure 112004031488686-pct00014
이며, NSUB는 기판도핑농도이고,
Figure 112004031488686-pct00015
는 실리콘 유전율(permittivity) 1.04×10-11F/m이고, Vp는 MOS 트랜지스터의 피치오프(pitch off) 전압이다.
·μ는 캐리어 이동도이다.
·W는 설계에 의하여 정의된 MOS 트랜지스터의 게이트 폭이다.
·L은 설계에 의하여 정의된 MOS 트랜지스터의 게이트 길이이다.
·COUT는, 로드 브랜치(load branch)를 갖는 입력 브랜치의 상호연결에서, 본 발명의 실시예에서 출력노드의 출력 커패시턴스이다.
·CIN은 입력감지노드의 커패시턴스이다.
·VT는 MOS 트랜지스터의 임계전압이다.
·gm(또한 gmf 및 gmi)은 MOS 트랜지스터의 트랜스컨덕턴스이고, 약반전에서 게이트 트랜스컨덕턴스는
Figure 112004031488686-pct00016
이고, 소스 트랜스컨덕턴스는
Figure 112004031488686-pct00017
이다.
·Tm은 증폭채널의 펄스형성 피크시간이다.
Ⅱ. 용어 해설 및 도면에서 부품의 표시
T1 도 2b에서 피드백 트랜지스터
T2 도 2b에서 입력 전류원
T3 도 2b에서 T2를 제어하는 전류미러
T4 도 2b에서 판별기 트랜지스터
M1 도 3에서 입력 트랜지스터
M2 도 3에서 피드백 트랜지스터
M3 도 3에서 입력 전류원
M4 도 3에서 입력 브랜치의 캐스코드 트랜지스터
M5 도 3에서 로드 브랜치
M6 도 3에서 입력 전류원 M3를 제어하는 전류미러
M7 도 3에서 출력 로드 브랜치의 캐스코드 트랜지스터
M8 판별기 트랜지스터 브랜치 X
M9 로드 브랜치의 바이어스 전류미러 트랜지스터
M10 캐스코드 트랜지스터 브랜치 X
M11 판별기 트랜지스터 브랜치 Y
M12 캐스코드 트랜지스터 브랜치 Y
M13 도 10의 출력원 팔로우 트랜지스터
M14 도 10의 출력 전류원
·픽셀 센서셀(12)은 4개의 센서 타입에 대한 일반적인 명칭이다(a-Si:H PIN 다이오드, P-N 확산된 정션, APD P-N 확산된 정션, 및 비정질 셀레늄층)
·도 3의 이진수 구조를 말하는 입력감지노드는 입력 전류원 M3의 드레인, 입력 트랜지스터 M1의 게이트, 피드백 트랜지스터 M2의 드레인을 갖는 픽셀 센서셀의 N 전극의 공통 상호연결로 구성된다.
·입력 브랜치는 M1-M4 트랜지스터이다.
·로드 브랜치는 M5-M7 트랜지스터이다.
·판별기 트랜지스터 브랜치 X는 M8-M10 트랜지스터이다.
·판별기 트랜지스터 브랜치 Y는 M11-M12 트랜지스터이다.
·도 2a, 도 2b 및 도 3에서 VREF 기준전압은 출력 브랜치 X와 Y의 동작점을 정의한다.
·도 2a, 도 2b 및 도 3에서 IREF 기준전류이다.
·IBIAS는 미러 트랜지스터 M9를 경유하여 바이어스 입력 브랜치와 로드 브랜치의 바이어스 전류이다.
·QDET는 픽셀 센서셀에 타격된 입자에 의하여 발생된 입력전하이다.
·IDO는 바이어스 전류(미러전류)와 거의 동일한 입력 브랜치와 로드 브랜치에서의 기준전류이다.

Claims (30)

  1. 증폭기 회로를 포함하는 집적 회로와 센서 디바이스를 구비하고,
    상기 센서 디바이스는 상기 집적 회로와 직접 전기연결도록 배치된 비정질 Si:H PIN 다이오드를 포함하며,
    전자 또는 양자와 같은 하나 이상의 하전입자 및 X-레이 광자와 같은 하나 이상의 전자기 복사 양자 중 적어도 하나를 수신하는 경우 센서 신호를 제공하도록 구성되고 배치된 감지장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 증폭기 회로는 입력노드와 출력노드를 구비하고, 상기 센서 디바이스는 상기 입력노드에 센서 신호를 공급하는 것에 의하여 상기 출력노드의 레벨이 변하도록 상기 입력노드에 연결되고,
    상기 감지장치는 상기 센서 디바이스로부터 센서 신호가 없을 때 상기 출력노드에서 제1 레벨을 유지하도록 상기 출력노드의 레벨 중 일부를 피드백하기 위하여 상기 입력노드 및 출력노드를 연결하는 피드백 회로를 더 구비하며,
    상기 피드백 회로는 상기 증폭기 회로의 루프이득을 변화시키기 위하여 상기 출력노드의 레벨이 변할 때 상기 피드백 회로의 영향을 변화시키도록 상기 출력노드의 레벨의 변화에 응답하는 것을 특징으로 하는 감지장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 피드백 회로는 DC 경로 및 커패시티브 경로를 포함하며, 상기 커패시티브 경로의 커패시턴스는 상기 출력노드의 레벨이 임계 레벨에 근접할 때 0으로 감소하는 것을 특징으로 하는 감지장치.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 피드백 회로는 MOSFET을 포함하며, 상기 MOSFET은 상기 입력노드와 출력노드를 연결시키는 드레인-소스 경로 및 기준 전위에 연결된 게이트를 갖는 것을 특징으로 하는 감지장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 증폭기 회로는 상기 MOSFET의 드레인 전류가 0으로 떨어지도록 상기 센서 신호에 응답하여 변하는 상기 출력노드의 레벨을 갖는 것에 의하여 상기 증폭기 회로가 개방루프 조건에서 동작하도록 설계되는 것을 특징으로 하는 감지장치.
  6. 제 4 항에 있어서,
    상기 증폭기 회로의 입력노드에 전류를 공급하도록 구성된 입력 전류원을 가지며, 상기 MOSFET은 상기 입력노드로부터 상기 출력노드로 상기 전류를 전송하기 위한 경로를 제공하는 것에 의하여 상기 MOSFET이 깊은 약반전(deep weak inversion)에서 유지되도록 동작하는 것을 특징으로 하는 감지장치.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 입력 전류원은 전류미러인 것을 특징으로 하는 감지장치.
  8. 제 4 항에 있어서,
    상기 감지장치는 상기 하전입자 및 전자기 복사 양자의 검출을 가리키는 출력 신호를 제공하기 위하여 상기 출력노드에 연결된 게이트를 구비한 출력 트랜지스터를 포함하며,
    상기 기준 전위는 단일 입자 검출을 허용하기 위한 상기 출력 신호 제공에 필요한 센서 신호의 레벨을 결정하는 것을 특징으로 하는 감지장치.
  9. 제 6항에 있어서,
    상기 입력 전류원은, 개방루프 조건의 상기 증폭기 회로에 상기 센서 디바이스의 센서 신호가 증폭기 회로에 의해 집적될 수 있게 하기 위하여 0의 값으로 제어가능하게 구성되는 것을 특징으로 하는 감지장치.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 증폭기 회로는 입력노드와 출력노드를 구비하고,
    상기 센서 디바이스는 상기 입력노드에 상기 센서 신호를 공급하는 것에 의하여 상기 입력노드 레벨이 변하여 상기 출력노드로부터의 출력 신호가 변하게 하기 위하여 상기 입력노드에 연결되고,
    상기 감지장치는 상기 입력노드에 연결되고 상기 입력노드에서의 레벨이 초기 레벨로 회복시키기 위하여 상기 입력노드에 전류를 공급하도록 구성된 전류 미러를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 감지장치.
  11. 제 1 항에 있어서,
    반도체 기판 상에 집적되는 것을 특징으로 하는 감지장치.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 감지장치는 픽셀 셀인 것을 특징으로 하는 감지장치.
  13. 제 1 항에 있어서,
    상기 센서 디바이스의 출력을 수신하고 상기 센서 디바이스의 수신된 출력에 대응하는 출력 신호를 생성하는 상보형 금속산화물 반도체(CMOS)를 구비하는 판독회로를 더 포함하는 감지장치.
  14. 제 1 항에 있어서,
    양자가 상기 센서 디바이스에 입력전하를 제공하고, 상기 입력전하는 10pA의 기준전류에서 10e- 내지 15e-인 것을 특징으로 하는 감지장치.
  15. 제 8 항에 있어서,
    상기 기준 전위는 수 나노앰프(nanoamps)의 드레인 전류에서 상기 출력 트랜지스터를 약반전으로 바이어스하도록 설계되는 것을 특징으로 하는 감지장치.
  16. 제 8 항에 있어서,
    상기 출력 트랜지스터의 드레인 전류 증가는 250㎷의 증폭기의 출력전압 증가에 대해 1㎁ 내지 1㎂ 사이의 값의 1000배(10의 3승)인 것을 특징으로 하는 감지장치.
  17. 제 2 항에 있어서,
    250㎷의 출력전압 증가는 25e-의 입력전하에 의하여 발생되는 것을 특징으로 하는 감지장치.
  18. 제 1 항 내지 제 17 항 중 어느 한 항에 따른 감지장치들의 어레이를 포함하며, 상기 센서 디바이스로부터 출력을 수신하고 상기 센서 디바이스의 수신된 출력에 대응하는 출력 신호를 생성하기 위한 판독 회로를 포함하는 감지 시스템.
  19. 제 1 항 내지 제 17 항 중 어느 한 항에 따른 감지장치의 어레이를 포함하며, 상기 센서 디바이스들의 출력이 상기 감지장치의 어레이가 하나의 픽셀같이 동작하도록 조합되는 것을 특징으로 하는 마이크로픽셀.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 센서 디바이스들의 출력이 버스에 연결되는 것을 특징으로 하는 마이크로픽셀.
  21. 증폭기 회로를 포함하는 집적 회로와 센서 디바이스를 구비하는 감지회로를 사용하여, 전자 또는 양자와 같은 하나 이상의 하전입자 및 X-레이 광자와 같은 하나 이상의 전자기 복사 양자 중 적어도 하나의 도착을 검출하는 방법에 있어서,
    상기 센서 디바이스는 상기 집적 회로와 직접 전기연결도록 배치된 비정질 Si:H PIN 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 검출방법.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 비정질 Si:H PIN 다이오드를 상기 증폭기 회로의 입력노드에 연결시키는 단계;
    상기 증폭기 회로의 출력노드에서 출력전압의 일부분을 상기 입력노드로 피드백하는 단계;
    상기 출력노드에서의 전압이 증가하도록 상기 증폭기 회로의 상기 입력 노드에서의 전압을 증폭시키는 단계; 및
    상기 전압 증가에 응답하여, 상기 증폭기 회로의 루프이득을 증가시키기 위해 피드백되는 상기 출력전압의 일부를 감소시키는 단계를 포함하며,
    상기 센서 디바이스는 상기 하나 이상의 하전입자 및 하나 이상의 전자기 복사 양자를 수신한 경우 센서 신호를 제공하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 검출방법.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 출력노드에서 전압이 증가함에 따라 상기 출력노드와 상기 입력노드사이의 커패시턴스를 감소시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 검출방법.
  24. 제 22 항 또는 제 23 항에 있어서,
    상기 증폭기 회로가 개방루프 조건에서 동작하도록 상기 피드백을 0으로 감소키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 검출방법.
  25. 전자 또는 양자와 같은 하나 이상의 하전입자 및 X-레이 광자와 같은 하나 이상의 전자기 복사 양자 중 적어도 하나를 수신하기 위하여,
    상면에 금속접촉층이 배치된 패시베이션층을 갖는 기판 상에 형성되고, 상기 금속접촉층 위에 배치된 N-도핑된 수소화 비정질 실리콘층 및 전체 기판상에 배치되고 PIN 다이오드를 형성하기 위하여 P-도핑층을 갖는 진성 비정실 수소화 실리콘층을 포함하는 것을 특징으로 하는 센서 디바이스.
  26. 삭제
  27. 삭제
  28. 삭제
  29. 삭제
  30. 삭제
KR1020047011074A 2002-01-21 2003-01-20 전하 또는 입자 감지 KR100993529B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
GB0201260.7 2002-01-21
GBGB0201260.7A GB0201260D0 (en) 2002-01-21 2002-01-21 A sensing and imaging device
PCT/EP2003/000603 WO2003061277A2 (en) 2002-01-21 2003-01-20 Charge or particle sensing

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20040096527A KR20040096527A (ko) 2004-11-16
KR100993529B1 true KR100993529B1 (ko) 2010-11-11

Family

ID=9929417

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020047011074A KR100993529B1 (ko) 2002-01-21 2003-01-20 전하 또는 입자 감지

Country Status (11)

Country Link
US (1) US7183555B2 (ko)
EP (1) EP1468488A2 (ko)
JP (1) JP2005515450A (ko)
KR (1) KR100993529B1 (ko)
CN (1) CN1630979A (ko)
AU (1) AU2003235605A1 (ko)
CA (1) CA2473619A1 (ko)
GB (1) GB0201260D0 (ko)
NO (1) NO20042873L (ko)
RU (1) RU2339973C2 (ko)
WO (1) WO2003061277A2 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101809542B1 (ko) 2011-12-26 2017-12-18 삼성전자주식회사 스위칭 회로, 이를 포함하는 전하량 검출 증폭기 및 광자 계수 검출 장치

Families Citing this family (46)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4055683B2 (ja) * 2003-09-03 2008-03-05 ソニー株式会社 固体撮像素子
JP4701603B2 (ja) * 2003-11-13 2011-06-15 ソニー株式会社 表示装置およびその駆動方法
CA2494602A1 (en) 2005-01-08 2006-07-08 Karim S. Karim Digital imaging apparatus and system
EP1836481B1 (en) * 2005-01-06 2010-02-24 Philips Intellectual Property & Standards GmbH Pixel implemented current amplifier
US8648287B1 (en) * 2005-05-27 2014-02-11 Rambus Inc. Image sensor using single photon jots and processor to create pixels
US7489136B1 (en) * 2005-08-04 2009-02-10 Nu-Trek, Inc. Apparatus and method of detecting radiation
US7405988B2 (en) * 2005-09-26 2008-07-29 Silicon Storage Technology, Inc. Method and apparatus for systematic and random variation and mismatch compensation for multilevel flash memory operation
JP5202331B2 (ja) * 2006-01-05 2013-06-05 アウロラ、アルット 可視光検知半導体放射線検出器
CA2680043A1 (en) 2007-03-05 2008-09-12 Arokia Nathan Sensor pixels, arrays and array systems and methods therefor
KR100868651B1 (ko) * 2007-05-17 2008-11-12 주식회사 동부하이텍 이미지 센서 및 그 제조방법
US7969476B1 (en) * 2007-05-24 2011-06-28 Advasense Technologies Ltd. Method for accessing a pixel and a device having pixel access capabilities
US7960997B2 (en) * 2007-08-08 2011-06-14 Advanced Analogic Technologies, Inc. Cascode current sensor for discrete power semiconductor devices
US7626827B2 (en) * 2007-09-07 2009-12-01 Kla-Tencor Corporation High density in-package microelectronic amplifier
US8199236B2 (en) 2007-09-11 2012-06-12 Simon Fraser University/Industry Liason Office Device and pixel architecture for high resolution digital
US7755685B2 (en) * 2007-09-28 2010-07-13 Sarnoff Corporation Electron multiplication CMOS imager
WO2009043347A1 (en) * 2007-10-04 2009-04-09 Danmarks Tekniske Universitet A detector for detecting particle radiation of an energy in the range of 150 ev to 300 kev, and a materials mapping apparatus with such a detector.
EP2160012B1 (en) * 2008-09-01 2013-11-27 CSEM Centre Suisse d'Electronique et de Microtechnique SA - Recherche et Développement Single photon imaging device
US8324548B2 (en) * 2009-03-26 2012-12-04 Aptina Imaging Corporation Imaging devices and methods for charge transfer
US9330892B2 (en) 2009-12-31 2016-05-03 Spectro Analytical Instruments Gmbh Simultaneous inorganic mass spectrometer and method of inorganic mass spectrometry
DE102010056152A1 (de) * 2009-12-31 2011-07-07 Spectro Analytical Instruments GmbH, 47533 Simultanes anorganisches Massenspektrometer und Verfahren zur anorganischen Massenspektrometrie
KR101010916B1 (ko) * 2010-09-17 2011-01-25 주식회사 룩센테크놀러지 Ｄｃ 누설 전류를 보상하는 전하 감지 증폭 회로, 이를 이용한 엑스선 독출 집적 회로 및 엑스선 센서
EP2437484B1 (en) * 2010-10-01 2017-02-15 Sony Semiconductor Solutions Corporation Imaging device and camera system
WO2012095710A2 (en) * 2011-01-10 2012-07-19 Koninklijke Philips Electronics N.V. Detection device for detecting photons emitted by a radiation source
JP2014508567A (ja) * 2011-01-17 2014-04-10 コーニンクレッカ フィリップス エヌ ヴェ ２つ又はこれ以上の代替的に選択可能で別々のサブ陽極を含む陽極を持つ光子計数検出器ピクセル
CN102175908B (zh) * 2011-01-27 2014-02-26 无锡硅动力微电子股份有限公司 利用功率管布线寄生电阻实现电流检测的方法
JP5808592B2 (ja) * 2011-07-04 2015-11-10 浜松ホトニクス株式会社 基準電圧決定方法及び推奨動作電圧決定方法
RU2594606C2 (ru) * 2011-08-30 2016-08-20 Конинклейке Филипс Н.В. Детектор счета фотонов
US8736008B2 (en) 2012-01-04 2014-05-27 General Electric Company Photodiode array and methods of fabrication
KR101359352B1 (ko) * 2012-06-28 2014-02-21 한국과학기술원 시각신경 회로장치 및 이를 이용한 시각신경 모방 시스템
EP2882098B1 (en) * 2012-08-02 2018-12-05 Horiba, Ltd. Amplifier and radiation detector
EP2778715A1 (en) * 2013-03-14 2014-09-17 Agfa Healthcare A pixel unit for a radiographic image detecting apparatus
RU2517682C1 (ru) * 2013-04-08 2014-05-27 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса" (ФГБОУ ВПО "ЮРГУЭС") Быстродействующий датчик физических величин с потенциальным выходом
RU2534758C1 (ru) * 2013-04-09 2014-12-10 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса" (ФГБОУ ВО "ЮРГУЭС") Трансрезистивный усилитель с парафазным выходом для преобразования сигналов лавинных фотодиодов
EP2989487B1 (en) 2013-04-24 2019-04-03 Koninklijke Philips N.V. Detection of radiation quanta using an optical detector pixel array and pixel cell trigger state sensing circuits
US9500752B2 (en) * 2013-09-26 2016-11-22 Varian Medical Systems, Inc. Pixel architecture for imaging devices
US9360511B2 (en) 2013-10-21 2016-06-07 Qualcomm Mems Technologies, Inc. Closed loop dynamic capacitance measurement
WO2015069567A1 (en) 2013-11-05 2015-05-14 Arizona Board Of Regents For And On Behalf Of Arizona State University Adaptive detection sensor array and method of providing and using the same
US20160003672A1 (en) * 2014-07-25 2016-01-07 Varun Verma Multiplexer for single photon detector, process for making and use of same
KR20170097748A (ko) * 2014-12-19 2017-08-28 쥐-레이 스위츨란드 에스에이 모놀리식 cmos 통합된 픽셀 검출기와, 다양한 적용예를 포함하는 입자 검출 및 이미지화를 위한 시스템 및 방법
US10502622B2 (en) * 2016-06-30 2019-12-10 U.S.A. As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Detector control and data acquisition with custom application specific integrated circuit (ASIC)
WO2018076220A1 (en) * 2016-10-27 2018-05-03 Shenzhen Xpectvision Technology Co., Ltd. Dark noise compensation in a radiation detector
WO2019233991A1 (en) * 2018-06-08 2019-12-12 Asml Netherlands B.V. Semiconductor charged particle detector for microscopy
US11108981B2 (en) * 2018-09-03 2021-08-31 Fermi Research Alliance, Llc Compact, low power, high resolution ADC per pixel for large area pixel detectors
JP2020112495A (ja) * 2019-01-15 2020-07-27 ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 受光装置および測距装置
JP2020153712A (ja) * 2019-03-18 2020-09-24 ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 電流生成回路および測距システム
US11977404B2 (en) * 2022-02-28 2024-05-07 Texas Instruments Incorporated Fast startup power regulator circuitry

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4555623A (en) * 1983-12-05 1985-11-26 Irvine Sensors Corporation Pre-amplifier in focal plane detector array
US4866400B1 (en) * 1988-01-15 1999-08-31 Eg & G Instr Inc Automatic pole-zero adjustment circuit for an ionizing radiation spectroscopy system
US5057682A (en) 1989-12-26 1991-10-15 General Electric Company Quiescent signal compensated photodetector system for large dynamic range and high linearity
US5602511A (en) 1995-06-07 1997-02-11 Santa Barbara Research Center Capacitive transimpedance amplifier having dynamic compression
US5606277A (en) * 1995-06-23 1997-02-25 Linear Technology Corporation AC coupling loops for current-to-voltage transimpedance amplifiers and methods of using same
US6274869B1 (en) * 1996-06-28 2001-08-14 Lockheed-Martin Ir Imaging Systems, Inc. Digital offset corrector
JPH10256841A (ja) * 1997-03-14 1998-09-25 Sony Corp フォトダイオード増幅回路
DE19838693C2 (de) * 1998-08-26 2000-09-28 Maz Mikroelektronik Anwendungs Auskoppelschaltung für Signale von integrierten Photodioden
JP3475877B2 (ja) 1999-10-25 2003-12-10 日本電気株式会社 前置増幅回路
DE10106221A1 (de) * 2001-02-10 2002-08-14 Philips Corp Intellectual Pty Röntgendetektor mit großem Dynamikbereich
IL151634A0 (en) * 2002-09-05 2003-04-10 Real Time Radiography Ltd Direct detection of high energy single photons
EP1588551B1 (en) * 2003-01-16 2009-07-22 Philips Intellectual Property & Standards GmbH Array of sensor elements

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101809542B1 (ko) 2011-12-26 2017-12-18 삼성전자주식회사 스위칭 회로, 이를 포함하는 전하량 검출 증폭기 및 광자 계수 검출 장치

Also Published As

Publication number Publication date
CA2473619A1 (en) 2003-07-24
JP2005515450A (ja) 2005-05-26
RU2339973C2 (ru) 2008-11-27
RU2004125149A (ru) 2006-02-10
WO2003061277A2 (en) 2003-07-24
AU2003235605A8 (en) 2003-07-30
CN1630979A (zh) 2005-06-22
AU2003235605A1 (en) 2003-07-30
GB0201260D0 (en) 2002-03-06
US20050104003A1 (en) 2005-05-19
WO2003061277A3 (en) 2004-05-06
NO20042873L (no) 2004-09-08
EP1468488A2 (en) 2004-10-20
KR20040096527A (ko) 2004-11-16
US7183555B2 (en) 2007-02-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100993529B1 (ko) 전하 또는 입자 감지
US5324958A (en) Integrating imaging systgem having wide dynamic range with sample/hold circuits
US5276407A (en) Sense amplifier
CA1257922A (en) Photoelectric converter
Tanaka et al. A novel bipolar imaging device with self-noise-reduction capability
US8537259B2 (en) Photoelectric conversion circuit and solid state imaging device including same
JPH0444465B2 (ko)
JPS61120466A (ja) 半導体光検出素子
CN108666336B (zh) 一种utbb光电探测器阵列及其工作方法
JPS6149822B2 (ko)
CN110581190B (zh) 一种适应亚微米像素的utbb光电探测器、阵列和方法
Kyomasu A new MOS imager using photodiode as current source
JP2004221586A (ja) デュアルゲートｐｍｏｓ付きｃｍｏｓ画素
US6020581A (en) Solid state CMOS imager using silicon-on-insulator or bulk silicon
JPH0562869B2 (ko)
JPH09275201A (ja) 固体撮像素子
TWI227946B (en) Column readout circuit with increased signal range for CMOS image sensor
US20080099797A1 (en) Method and device for sensing radiation
JP2009168611A (ja) 赤外線固体撮像素子
JPS61228667A (ja) 固体撮像装置
Kook et al. A novel bipolar imaging device-BASIC (BAse stored imager in CMOS Process)
Kohn A charge-coupled infrared imaging array with Schottky-barrier detectors
US6437378B1 (en) Charge coupled devices including charge signal amplifiers therein
Ratti et al. Non-standard approach to charge signal processing in CMOS MAPS for charged particle trackers
JPH0523548B2 (ko)

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E90F Notification of reason for final refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
LAPS Lapse due to unpaid annual fee