KR100714910B1 - 축전장치 및 축전장치를 위한 제어 시스템 - Google Patents

축전장치 및 축전장치를 위한 제어 시스템 Download PDF

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Abstract

축전장치에 있어서, 축전지에 접속되는 제 1 스위치 수단과, 제 1 스위치 수단을 거쳐 축전지에 접속되는 제 1 전기에너지 축적수단과, 제 1 전기에너지 축적수단에 접속되는 제 2 스위치 수단과, 입력 단자가 제 2 스위치 수단을 거쳐 제 1 전기에너지 축적수단에 접속되는 전압검출 수단을 구비한다.

Description

축전장치 및 축전장치를 위한 제어 시스템 {BATTERY APPARATUS AND CONTROL SYSTEM THEREFOR}
도 1은 본 발명의 제 1 실시예를 나타낸 도,
도 2는 도 1에 나타낸 회로의 입출력전압과 스위치타이밍의 모식도,
도 3은 도 1에 나타낸 회로의 동작파형을 나타낸 도,
도 4는 본 발명의 제 2 실시예를 나타낸 회로도,
도 5는 본 발명의 제 3 실시예를 나타낸 회로도,
도 6은 본 발명의 제 4 실시예를 나타낸 회로도,
도 7은 본 발명의 제 5 실시예를 나타낸 회로도,
도 8은 본 발명의 제 6 실시예를 나타낸 회로도,
도 9는 본 발명에 따른 제 7 실시예를 나타낸 도,
도 10은 본 발명의 제 8 실시예를 나타낸 회로도.
도 11은 본 발명의 제 9 실시예를 나타낸 회로도,
도 12는 본 발명의 제 10 실시예를 나타낸 회로도,
도 13은 본 발명의 제 11 실시예를 나타낸 회로도,
도 14는 본 발명의 제 12 실시예를 나타낸 회로도,
도 15는 본 발명의 제 13 실시예를 나타낸 회로도,
도 16은 본 발명의 제 14 실시예를 나타낸 회로도,
본 발명은 2차 전지 등의 축전지를 갖는 축전수단을 구비하는 축전장치 및 그 제어장치에 관한 것이다.
최근 자동차 등의 클린에너지원으로서 2차 전지나 캐패시터 등의 다양한 종류의 전기에너지축적수단(이하, 단순히 축전지라고 함)이 널리 이용되어지고 있다.
그런데, 이 축전지는 한 개당의 전압이나 전력용량의 증대가 곤란한 경우가 있어, 복수개의 축전지를 직렬 또는 병렬로 접속하여 사용하는 경우가 많다.
복수개의 축전지를 직렬로 접속하는 경우, 각 축전지에 전력용량이나 초기전압, 온도 등의 불균일이 존재하면, 각 축전지에 균일하게 전압을 분담시키기가 곤란해진다.
특히 전해액으로서 유기용매가 사용되고 있는 리튬 2차 전지나 전기 2중층 캐패시터 등을 직렬접속하여 사용하였을 경우에는 축전지의 단자전압의 불균일이 과방전을 발생시켜 축전지의 성능열화나 수명의 저하를 초래한다.
리튬 2차 전지의 경우에는 2차 전지의 과충전이나 과방전을 검출하여 충전 또는 방전을 정지시키는 보호기능이 구비되어 있다. 이러한 보호기능을 구비하는 리튬 2차 전지 다수개를 직렬로 접속하면, 초기전압이 높은 2차 전지의 전압이 과충전의 보호레벨에 도달한 시점에서 충전이 정지되어 안전성은 확보되나, 초기전압 이 낮은 나머지 2차 전지는 충분히 충전되지 않은 채 도중에서 충전이 정지되어 버린다.
마찬가지로 방전시에는 초기전압이 낮은 2차 전지의 전압이 과방전레벨에 도달한 시점에서 방전이 정지되고, 초기전압이 높은 나머지 2차 전지는 축적한 전기량을 남긴 채 방전이 정지된다.
이와 같이 과충전, 과방전과 같은 보호기능을 구비하는 축전지를 직렬로 접속하면, 복수개의 축전지 전체에서 얻어질 전력용량의 일부밖에 이용할 수 없게 되어 전력이용률이 저하되어 버리게 된다. 이러한 문제를 피하기 위해서는 직렬로 접속된 각 축전지의 초기전압을 정확하게 검출하고, 소수의 축전지의 초기전압이 나머지 축전지와 다를 경우에는 모든 축전지의 전압을 균일화하는 대책이 필요하다.
또, 최근 전기자동차용으로 리튬 2차 전지, 니켈수소형 2차 전지(nickel-metal hydride secondary battery), 전기2중층 캐패시터 등이 축전지로서 사용되는 동향에 있으나, 어떤 종류의 축전지에서도 축전지에 축적된 전기량을 정확하게 계측하는 것이 요망되고 있다. 축적된 전기량의 계측(이후, 잔량계측이라고 한다)에 있어서는 축전지의 전압을 계측하여, 전압과 SOC(State Of Charge, 만(滿)충전을 1OO%로 하는 나머지용량의 % 표시)로부터 잔량을 추정한다. 이 추정에 있어서는 축전지의 온도 또는 수명에 의한 내부저항의 변화 등을 고려한 정밀도가 좋은 계산을 행한다. 이러한 잔량계측에 있어서는 수십mV의 정밀도로 축전지의 전압이 측정되어야 한다.
직렬로 접속된 축전지의 전압을 검출하는 방법의 일례가 일본국 특개평10- 191573호 공보에 기재되어 있다. 이 종래 기술에 의한 배터리충전장치에 있어서는 2차 전지군은 복수개(이 예에서는 3개)의 2차 전지를 직렬접속하여 구성되어 있다. 2차 전지의 각각에 방전회로가 병렬로 접속되어 있다. 2개 1세트로 3세트의 입력단으로부터 1세트를 선택하여 출력단자와 접속하는 전환회로가 설치되고, 3세트의 입력단은 각 2차 전지와 병렬로 접속되어 있다. 차동증폭기의 입력단이 전환회로의 출력단자에 접속되어 있고, 차동증폭기의 출력단자는 1007의 마이크로컨트롤러의 아날로그입력단에 접속되어 있다.
이 종래예에서는 마이크로컨트롤러가 신호를 내보내어 전환회로를 이용하여 2차 전지의 +단자와 -단자의 세트를 선택한다. 전환회로를 경유하여 차동증폭기에 전달된 2차 전지의 전압은 차동증폭기의 출력으로부터 마이크로컨트롤러에 전달된다. 마이크로컨트롤러는 계속해서 전환회로에 신호를 내보내어 다음의 2차 전지를 선택한다. 동일한 동작으로 차례로 전환회로에서 2차 전지의 전압을 선택하여 마이크로컨트롤러로 읽어들여 저장한다. 마이크로컨트롤러는 최고단자전압을 가지는 2차 전지에 대응하는 방전회로의 스위치를 온(ON)으로 하여 방전시켜, 그 2차 전지의 전압을 다른 2차 전지에 맞추도록 제어한다.
상기 종래 기술에서는 차동증폭기의 내부에 구비되는 복수의 레지스터의 저항이 불균일하다. 이 저항불균일이 ±1% 정도이더라도 높은 레벨의 2차 전지만큼 전압검출오차가 커져, 최악으로 수백 mV의 오차가 발생할 수 있다. 리튬 2차 전지를 예로 하면 사용가능한 전압범위는 2.7V 내지 4.2V의 범위이나, 이 범위에 있어서 전압과 SOC의 관계는 선형이 아니다. SOC가 70∼100%의 범위에 있어서 수백 mV의 전압오차가 있으면 잔량은 수십%의 오차가 계측된다. 그래서, 전압오차는 수십 mV 이하가 바람직하다. 니켈수소형 전지에 있어서도 동일하다. 저항불균일을 ±0.1% 이하로 보증한 차동증폭기도 시판되고 있으나, 매우 고가이다.
또, 2차 전지에는 내부임피던스가 있고, 리튬 2차 전지의 경우, 내부임피던스는 수kHz까지의 저주파에 있어서는 용량성, 그 이상의 주파수가 되면 유도성의 특성을 가진다. 이 때문에, 2차 전지에 흐르는 충전 또는 방전전류가 시간적으로 변화되거나(전류리플(current ripple)이라고 한다) 서지전류(surge current)와 같은 교란을 포함하면, 전지의 전압은 전류의 고주파성분의 영향으로 과도적인 진동성분을 포함하게 된다. 전지의 전압검출에 있어서는 이러한 과도적 진동성분을 제거한 값을 검출하는 것이 요구된다. 실제 사용시 직류의 전지전압을 정확하게 검출하기 위해서는 진동성분을 제거하기 위한 필터가 필요하다. 필터를 구비할 때에는 어느 정도의 감쇠특성의 필터가 적당한가 하는 선정에 주의할 필요가 있다. 축전지에 있어서의 전압검출의 목적은 잔량의 계측, 과충전·과방전의 보호, 그리고 전압 불균형 보상이나, 어느 것이나 다 충ㆍ방전전류에 대한 전압의 변화는 느리므로, 초단위로 전압을 계측할 수 있다(상기한 과도적 진동성분은 계측되지 않는다). 그래서, 감쇠특성이 초단위인 필터를 생각할 수 있으나, 이것으로는 필터의 부피가 커져 버린다.
또, 전압검출수단은 항상 2차 전지의 전압을 검출하기 때문에 검출회로는 가능한한 소비전력이 적은 것이 바람직하다. 차동증폭기의 소비전력수단은 제품에 따라 다양하지만, 아날로그회로이기 때문에 바이어스 전류가 필요하고 소비전력의 저감에도 한도가 있다.
축전지는 직류전력원이나, 일반적인 부하는 교류전력을 필요로 한다. 또, 일반적인 축전지의 단자간 전압은 충ㆍ방전량에 의존하여 변화한다. 이 때문에, 축전지를 이용하는 축전장치나 전기기기, 전동기 등에서는 충ㆍ방전을 제어하는 DC/AC컨버터나 AC/DC 전압을 변환하는 AC/DC컨버터, DC/AC인버터 등의 전력변환기를 필요로 한다. 일본국 특개평7-298516호 공보에 종래의 무정전전원장치(uninterruptible power supply apparatus)가 공개되어 있다.
이들 전력변환기는 일반적으로 그 변환과정에 있어서 반도체스위치의 초핑동작과 인덕터에 생기는 유기(誘起)전압을 응용하고 있다. 이 때문에, 이들 전력변환기의 입출력전류 및 전압에는 초핑동작과 함께 변동하는, 고주파의 리플성분을 많이 포함한다.
이와 같이 전압이나 전류에 리플성분이 포함되면 전압과 전류치를 바르게 검출하기가 곤란하다. 특히, 리튬 2차 전지와 같이 전압이나 전류를 엄밀하게 검출하고 제어할 필요가 있는 축전지에서는 큰 문제가 된다.
이 때문에, 초퍼형 전력변환기와 축전지를 접속하는 경우, 리플성분을 제거 또는 저감할 필요성이 생긴다.
한편, 상기한 바와 같이 초퍼형 전력변환기는 그 전력변환과정에 있어서 반도체스위치의 초핑동작과 인덕터에 발생하는 유기전압을 응용하고 있다. 이 때문에 리플성분은 스위칭주파수를 높게 하는 것이나 인덕턴스를 크게 하여 어느 정도저감할 수 있다.
그러나, 스위칭주파수를 높게 하는 것이나 인덕턴스값을 크게 하는 것은 현실적으로 상한이 있다. 특히, 대전류 또는 고전압이 될수록 이것을 만족하는 반도체스위치의 스위칭주파수는 낮아진다. 또, 실현할 수 있는 인덕턴스값은 작아진다. 그리고, 이들 반도체스위치나 인덕터는 비싸고, 또한 무겁고 크기가 크다.
상기의 문제점을 해결하게 위해, 본 발명에 의한 축전장치 및 그 제어장치에 있어서는, 축전지의 전압은 축전지에 의하여 충전된 전기에너지축적수단의 전압을 검출함으로서 검출된다.
이러한 본 발명에 의한 축전장치 및 그 제어장치의 구성은, 전기 축적 수단에 포함되는 축전지에 접속되는 제 1 스위치수단과, 제 1 스위치수단을 거쳐 축전지에 접속되는 제 1 전기에너지축적수단과, 제 1 전기에너지축적수단에 접속되는 제 2 스위치수단과, 전압검출수단의 입력단이 제 2 스위치수단을 거쳐 제 1 전기에너지축적수단에 접속되는 전압검출 수단으로 되어있다.
본 구성의 바람직한 동작형태는 제 1 스위치수단과 제 2 스위치수단을 상보적으로 온/오프하는 것이다. 제 1 스위치수단이 온이고 제 2 스위치수단이 오프일 경우에 축전지에 의하여 전압검출 수단이 충전되고, 제 1 스위치수단이 오프이고 제 2 스위치수단이 온일 경우에 전압검출수단에 의하여 전압이 검출된다. 전기에너지축적수단의 충전전압을 검출하므로, 회로중의 저항성분에 의한 검출전압치에 대한 영향이 작다. 따라서, 전압의 검출정밀도가 향상되고, 이에 따라 축전장치 및 그 제어장치의 신뢰성이 향상한다.
또한, 축전지 및 전기에너지축적수단으로서는 2차 전지, 캐패시터, 콘덴서 등 각종의 것이 있다. 또, 스위치수단으로서는 반도체 소자가 바람직하나, 회로의 개폐기능을 갖는 다른 회로소자나 회로부품이어도 좋다. 또, 전압검출수단은 전압검출뿐만 아니라 검출전압을 이용하여 축전지의 각부를 제어하는 기능을 겸비하고 있어도 된다.
본 발명에 관계되는 축전장치는, 하나 또는 복수의 축전지로 구성되는 축전지모듈과 초퍼형 전력변환기를 구비하고, 상기 축전지모듈과 직렬로 인덕터를 삽입하고, 상기 축전지모듈과 상기 인덕터의 직렬접속부의 양 끝단에 그들과 병렬로 캐패시터를 부가한다.
그리고, 하나 또는 복수의 축전지로 구성되는 축전지모듈 복수개가 직렬접속된 축전지모듈군과 초퍼형 전력변환기를 구비하는 본 발명에 따른 축전장치에 있어서는, 각각의 상기 축전지모듈과 직렬로 인덕터를 삽입하고, 상기 축전지모듈과 상기 인덕터의 직렬접속부의 양 끝단에 그들과 병렬로 캐패시터를 각각 부가한다.
또는 상기 초퍼형 전력변환기를 구성하는 초퍼용 인덕터는, 복수의 콘덕터가 직렬접속되고, 그 중 일부의 인덕터에는 직렬로 정류기가 접속되며, 상기 일부의 인덕터와 정류기가 직렬접속된 양 끝단에 상기 정류기와 반대 극성의 정류기를 병렬접속한다.
상기 축전지모듈에 흐르는 전류를 검출하는 전류검출회로를 상기 축전 장치에 부가하고, 상기 초퍼형 전력변환기를 구성하는 초퍼용 인덕터에는 복수의 콘덕터가 직렬접속되고, 그 중 일부의 인덕터에는 직렬로 스위치수단이 접속되며, 상기 일부의 인덕터와 스위치수단이 직렬접속된 양 끝단에 그들과 병렬로 스위치수단을 접속하고, 이들 스위치수단을 상기 전류검출회로의 검출치에 따라 전환한다.
또, 축전장치가 상기 축전지와 병렬로 접속되는 축전지제어회로를 갖는 경우에는, 상기 축전지와 캐패시터를 병렬로 접속하고, 상기 축전지제어회로를 인덕터를 거쳐 상기 축전지 및 상기 캐패시터와 병렬로 접속해도 좋다.
상기 구성의 축전장치는 고주파전력(리플성분)에 대하여 축전지모듈과 직렬로 삽입된 인덕터가 높은 임피던스로 되고, 축전지모듈과 병렬로 접속된 캐패시터가 낮은 임피던스로 된다. 이 때문에, 고주파전력, 즉 리플성분은 고임피던스화된 인덕터를 통과하지 않고, 저임피던스의 캐패시터쪽을 통과한다.
또, 직류전력에 대해서는 축전지모듈과 직렬로 삽입된 인덕터가 낮은 임피던스로 되고, 축전지모듈과 병렬로 접속된 캐패시터가 높은 임피던스로 된다. 이 때문에, 직류전력은 고임피던스의 캐패시터를 통과하지 않고 저임피던스의 인덕터를 통과한다.
이에 따라, 축전지 및 축전지제어회로에 악영향을 미치는 고주파전력은 축전지 및 축전지제어회로를 통과하지 않고, 반대로 축전지 및 축전지제어회로에 필요한 직류전력만이 축전지 및 축전지 제어회로를 통과할 수 있다.
또, 상기 초퍼형 전력변환기를 구성하는 초퍼용 인덕터에는 복수의 콘덕터가 직렬접속되고, 그 중 일부의 인덕터에는 직렬로 정류기가 접속되며, 상기 일부의 인덕터와 정류기가 직렬접속된 양 끝단에 상기 정류기와 반대 극성의 정류기가 병렬접속되었을 경우에는, 정류기에 의하여 그곳을 흐르는 전류는 그 방향에 따라 차단 또는 바이패스된다. 즉, 전류의 방향에 따라 초퍼용 인덕터의 값이 변화된다.
또는 상기 축전지모듈에 흐르는 전류를 검출하는 전류검출회로를 상기 축전장치에 부가하고, 상기 초퍼형 전력변환기를 구성하는 초퍼용 인덕터에는 복수의 콘덕터가 직렬접속되고, 그 중 일부의 인덕터에는 직렬로 스위치수단이 접속되며, 상기 일부의 인덕터와 스위치수단이 직렬접속된 양 끝단에 그들과 병렬로 스위치수단이 접속되었을 경우에는, 상기 전류검출회로의 검출치에 따라 상기 스위치수단이 전환된다. 즉, 축전지를 흐르는 전류치에 따라 초퍼용 인덕터의 값이 변화한다.
이에 따라, 전류가 흐르는 방향(충전 또는 방전) 또는 전류치에 따라 인덕턴스값을 증가시킴으로서 리플을 저감한다.
축전 장치가 축전지와 병렬로 접속되는 축전지제어회로를 가지며, 상기 축전지와 캐패시터를 병렬로 접속하고, 상기 축전지제어회로를 인덕터를 거쳐 상기 축전지 및 상기 캐패시터와 병렬로 접속하였을 경우에는, 고주파전력(리플성분)에 대하여 인덕터가 높은 임피던스로 되고, 축전지 모듈과 병렬로 접속된 캐패시터가 저임피던스로 된다. 이 때문에, 고주파전력, 즉 리플성분은 고임피던스화된 인덕터를 통과하지 않고, 저임피던스의 캐패시터쪽을 통과한다.
또, 직류전력에 대해서는 인덕터가 낮은 임피던스로 되고 축전지 모듈과 병렬로 접속된 캐패시터가 높은 임피던스로 된다. 이 때문에, 직류전력은 높은 임피던스의 캐패시터를 통과하지 않고, 낮은 임피던스의 인덕터를 통과한다.
이에 따라, 축전지 및 축전지제어회로에 악영향을 미치는 고주파전력은 축전지 및 축전지제어회로를 통과하지 않고, 반대로 축전지 및 축전지제어회로에 필요한 직류전력만이 축전지 및 축전지 제어회로를 통과할 수 있다.
이에 따라, 축전지모듈과 초퍼형 전력변환기를 구비하는 축전장치에 있어서 전압 및 전류의 리플을 저감할 수 있게 된다.
본 발명의 제 1 내지 제 8 실시예는 첨부되는 도면을 참조하며 아래에 더 상세히 묘사될 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 제 1 실시예를 보이는 회로도 이다. 도면에 관해 언급하면, 도면부호 101a 내지 101c는 단위 축전지를 나타내며, 도면부호 102는 세개의 단위 축전지와 직렬로 연결되어 있는 충전수단을 나타낸다. 도면부호 109는 직렬 연결된 축전지의 열(列)의 최고 전위점(이하 E+로 언급한다)을 나타낸다. 이와 유사하게, 참조번호(108)은 직렬 연결된 축전지의 열(列)의 최저 전위점(이하 E-로 언급한다)을 나타낸다. E+ 단자에 연결된 양극을 갖는 단위 축전지(101a)는 양극과 음극 각각에 각각 제공되는 스위칭 수단(103a)을 가지며, 단위 축전지(101a)는 스위칭 수단(103a)이 턴 온시에 캐패시터(111)와 병렬로 연결된다. 단위 축전지(101a)의 양극과 음극에 각각 제공되어진 스위칭 수단(103a)은 동시에 스위칭된다. 여기서 단위 축전지는, 단일 축전지의 경우뿐만 아니라 축전지들이 직렬, 병렬 혹은 직렬과 병렬이 혼재되어 연결된 경우를 포함한 전압검출을 위한 단위를 의미한다.
이와 유사하게, 단위 축전지(101a)의 음극에 연결된 단위 축전지(101b) 역시 양극과 음극 각각에 각각 제공되는 스위칭 수단(103b)을 가지며, 단위 축전지(101 b)는 스위칭 수단(103b)이 턴 온시에 캐패시터(111)와 병렬로 연결된다. 스위칭 수단(103a, 103b)은 모두 드라이버(107)로부터의 신호에 대응하는 캐패시터 (111)와 연결되어도 좋다. 그러므로, 이후 스위칭 수단을 선택 스위치라 한다. 상기 캐패시터는 부동(浮動) 상태에 있으며( 이것은 기준 전위가 고정적이지 않고, 부동 전위 상태에 있다는 것을 의미한다.), 결과적으로 스위칭 수단(103a 및 103b)중 어느 하나라도 턴 온 되어 있을 때, 캐패시터(111)는 단위 축전지(101a, 101b)의 음극 모두에 상대적인 전압까지 충전된다.
E- 단자에 연결된 음극을 갖는 단위 축전지(101c)는 양극과 음극을 캐패시터(111) 연결하는 스위칭 수단을 가지나, 이 스위칭 수단은 도 1의 배치도가 단순화 되었기 때문에 도시되어 있지 않다.
캐패시터(111)의 양극과 음극 단자는 드라이버의 제어신호에 의해 구동되는 스위칭 수단(103,105)중 스위칭 수단(103)에 의해서 단위 축전지로부터 단락되고, 스위칭 수단(105)에 의해 전압검출 수단(110)과 연결되어 진다. 거기서, 캐패시터(111)의 음극은 전압검출 수단의 기준 전위인 단자(108)에 연결되어 진다. 캐패시터(111)가 스위칭 수단(105)에 의해서 전압검출 수단(110)에 연결될 때, 전압은 종종 일시적으로 진동하게 된다. 그렇기 때문에, 도 1의 실시예에서와 같이 캐패시터(104)가 캐패시터에 의한 진동 성분을 제거하기 위해 전압검출 수단(110)과 스위칭 수단(105) 사이에 배치하게 된다. 거기서, 캐패시터(104)는 2차 전지와 같은 전기 저장 수단으로 대체될 수 있을 것이다. 진동 성분이 발생되지 않는 경우에는 캐패시터(104)의 배열은 불필요하게 된다. 전압검출 수단의 내전압을 초과하는 서지 전압이 전압검출 수단의 입력단으로 진입할 가능성이 있는 경우에는 전압고정 수단을 캐패시터(104)에 병렬로 배치하는 것이 바람직하다. 이러한 배치는 도 6에서 보여진다. 더 나아가, 전압검출 수단은 캐패시터(104)의 전압을 낮추기 전에 완전한 전압검출을 필요로 하기 때문에, 전압검출 수단은 작은 입력 바이어스 전류와 작은 입력 오프셋 전압을 갖는 JEFT 입력연산증폭기를 이용하는 전압 폴로어(follower)타입의 A/D변환기인 것이 바람직하다.
전압검출수단(110)과 유사하게 드라이버(107)는 단자(108)의 전위가 기준전위로 세팅된다. 드라이버(107)는 전압검출 수단(110)으로부터 받은 조정신호에 대하여 스위치를 온ㆍ오프하기 위해 선택 스위치(103a 또는 103b)와 스위칭 수단(105)중 하나를 작동시킨다. 즉, 선택 스위치(103)와 스위칭 수단(105)이 상보적으로 작동된다는 것이다. 더 나아가 전압검출 수단(110)은 드라이버(107)에 선택 스위치 (103a 또는 103b)중 어느 선택 스위치를 선택할 지를 명령한다. 도 1의 실시예의 자세한 작동은 도 2에 언급되어 아래에 설명되어질 것이다.
도 2는 도의 하단에서 스위칭 수단의 조정신호와 도 1에서 참조번호(106)에 의해 지시되는 영역으로 입력되는 전압과 출력되는 전압을 도식적으로 보이고 있다. 최초에 모드 1에서, 단위 축전지(101a)와 캐패시터(111)를 병렬로 연결하기 위해서 드라이버(107)의 조정신호에 의해 선택 스위치(103a)는 턴 온 되고, 스위칭 수단(105)은 턴 오프 된다. 거기서 캐패시터(111)의 전압은 모드 1에서의 시작시의 캐패시터(111)의 전압과 단위 축전지(101a)의 전압 사이의 차에 대응하는 시간에 비례해 지수적으로 증가한다.
다음으로, 모드 2에서, 개패시터(104)와 캐패시터(111)를 병렬로 연결하고, 캐패시터(111)내의 전하(charge)를 캐패시터(104)로 이동시키기 위해서 드라이버(107)의 조정신호에 의해 선택 스위치(103a)는 턴 오프 되고, 스위칭 수단(105)은 턴 온된다. 이때에, 캐패시터(104)의 전압은 모드 2에서의 시작시의 캐패시터(104)의 전압과 캐패시터(111)의 전압 사이의 차에 대응하는 시간에 비례해 지수적으로 증가한다. 그 후, 스위칭 수단(103a 및 105)의 상보적인 온ㆍ오프 스위치의 반복에 의해, 즉, 교번적으로 모드 1과 모드2의 반복에 의해, 캐패시터(104)의 단자 사이의 전압은 단위 축전지(101a)의 전압에 근접하게 된다. 모드 2의 시작과 끝의 커패시터(104)의 전위차를 △V라 놓으면, 모드 1과 모드 2의 반복적인 작동은 전위차△V가 수십mV의 기준치 이하로 전환될 때까지 계속된다. 캐패시터(104,111) 및 단위 축전지(101a)의 전압은 전압검출의 완료시점에서 거의 같아지기 때문에, 전류는 전압검출 회로에 축전지(101a)로의 전류경로를 거의 흐르지 못한다. 그렇게 되면, 전압검출은 전류패스 상의 저항 성분의 효과에 의한 영향 없이도 높은 정확성을 가지고 수행될 수 있다.
단위 축전지(101a)에 대한 캐패시터(104)의 전압이 상기 언급된 전환 판단 조건을 만족하면, 드라이버 수단(107)은 전압검출 수단(110)의 명령에 따라서 모드 1로써 스위칭 수단(103b)을 스위치온 한다. 즉, 전압검출을 구비한 단위 축전지는 단위 축전지(101a)에서 단위 축전지(101b)로 이동된다. 거기에, 캐패시터(111)에 저장된 전압은 모드 1에서의 초기 전압으로 이용되며, 손실되지 않는다. 유사하게, 캐패시터(104)의 전압은 단위 축전지(101b)의 전압검출로 이동시에 모드 2의 초기 전압이 된다. 만일 캐패시터(111)의 전압이 단위 축전지 (101b)의 전압보다 높다면, 캐패시터(111)는 단위 축전지(101b)로 방전된다. 그러므로, 상기 언급했던 △V의 절대치가 기준치보다 작아지는 변환판단 조건을 채택하는 것이 바람직하다.
전압검출 수단(110)은 예를 들면, 비교 수단을 이용하여 기준치와 △V의 검출치의 비교에 의해 변환판단조건이 만족되는지의 여부를 판단하기 위한 비교기와 같은 비교수단을 포함한다. 더나아가, 전압검출 수단(110)은 드라이버(107)에 명령신호를 출력하여 스위치(103a 및 103b) 및 턴 온/오프사이의 스위칭 및 스위치 (105)의 턴 온/오프 수행을 위한 구동신호를 출력한다. 이 실시예에서 전압검출 수단(110)이 전압변화 △V를 검출함에도 불구하고, 전압검출 수단(110)은 스위치 (105)가 닫혀있는 동안에 캐패시터(104)의 양 단자 사이의 전압치를 검출하고, 상기 수치와 기준치를 비교할 것이다.
캐패시터(104)의 캐패시턴스가 캐패시터(111)의 캐패시턴스와 비교시 무시할만큼 작은 단순한 경우를 가정하면, 에너지의 전송 및 소비는 아래에 묘사될 것이다. 이것은 전압검출 수단(110)의 입력저항이 충분히 크고, 캐패시터의 캐패시턴스가 충분히 작기 때문에 모드 2에서 에너지의 전송이 존재하지 않는다는 것을 가정한다. 축전지(101a)의 전압을 E, 캐패시터(111)의 초기전압을 V0, 최종 전압을 V, 및 캐패시터(111)의 캐패시턴스를 C라 놓으면, 모드 1에서 0.5C(V2-V02)의 에너지는 단위 축전지(101a)에서 캐패시터(111)로 전송되며, C(V-V0)의 전하와 EC(V-V0)의 에너지가 축전지(101a)에서 도 1에서의 참조번호(106)에 의해 지시되는 영역으로 제공된다. 이 둘의 연관성으로부터, 0.5C(2EV-2EV0-V2+V02)의 에너지가 스위치(103)의 온(ON)저항과 와이어링 혹은 그와 유사한 저항에 의해 소모된다. 소모된 에너지 양은 저항의 크기에 상관없이 변하지 않지만, 와이어링 혹은 그와 유사한 저항이 작은 때에는 큰 전류는 축전지(101a)로부터 즉시 추출될 것이다. 그러나, 실제 연속 사용시에는 캐패시터(111)은 축전지(101)의 전압에 매우 근사한 전압으로 항상 고정되어 있기 때문에 V-V0의 값은 매우 작다. 그러므로, 모든 스위치(103)가 장기간동안 오프상태를 유지한 후에 스위치(103)중에 어느 하나가 처음으로 턴온될 때만 큰 전류가 흐르게 된다. 그런 경우에 있어서, 축전지(101a)와 캐패시터(111) 사이의 전류패스 사이에 레지스터를 위치시킴으로서, 전류를 작은 값으로 제한할 수 있다. 더나아가, 레지스터를 위치시킴으로서, 후에 서술되는 필터 기능이 향상될 수 있을 것이다. 캐패시턴스 C와 스위치(103a)의 특성과 정격 용량에 의해 스위치 (103a)가 손상될 가능성이 없다면, 상기 서술되었던 레지스터는 필요치 않다. 축전지(101a)의 전압 변화 없이 에너지 손실을 작게 억제 하기 위해서, 캐패시터(111 및 104)의 캐패시턴스를 축전지(101a)에 대해 충분히 작은 값으로 세팅하는 것이 바람직하다. 전압검출 회로의 보호 캐패시터(104)의 캐패시턴스는 스위치 (105)를 손상시키는 그러한 에너지양을 축적하고 방출시키지 않은 만큼 충분히 작다. 그러나, 캐패시터(104)의 캐패시턴스가 증가된다면, 개패시터(111 과 104) 사이의 전류패스에 레지스터가 위치할 필요가 있다.
도 2는 고주파의 교란(노이즈)이 단위 축전지(101a)의 전압에 겹쳐지는 것을 보인다. 이러한 경우에, 모드 1에서 노이즈의 전압은 선택 스위치의 저항 성분 등과 캐패시터(111)로 나뉘며, 그 결과 캐패시터(111)의 단자 사이의 전압 상의 노이즈 영향력은 노이즈의 주파수가 높아 질수록 작아지게 된다. 반면에, 모드 2에서는, 선택 스위치(103)가 스위치 오프되었기 때문에, 캐패시터(111)의 단자 사이의 전압은 노이즈에 의한 영향을 받지 않는다. 모드 1과 2가 반복되는 동안에 노이즈는 감쇠되고, 전압검출은 전압변화 △V가 기준치보다 작아지는 때 완료된다. 전압변화 △V가 기준치 이상의 전압α에서 동요하는 경우, 즉 △V가 ±α가 되는 경우에, 전압검출 수단(110)은 이러한 상태를 검출하고 전압변화 △V를 평균내는 것이 바람직하다. 이렇게 하기 위해서는, 전압검출 수단(110)은 A/D 변환기 뿐만 아니라 같은 계산기능을 갖는 마이크로 프로세서인 것이 바람직하다.
도 3은 도 1의 실시예의 동작 파형의 예를 보이고 있다. 저대역통과 필터와 같은 본 실시예의 효과가 서술될 것이다. 도 2에서와 같이, 캐패시터(104)의 전압은 모드가 반복됨에 따라 연결된 단위 축전지의 전압까지 지수적으로 증가한다. 도 3에서의 파형은 저대역통과 필터의 스탭 응답을 디지탈적으로 샘플홀드한 경우의 파형과 동등하다. 그러므로, 스텝 응답과 필터 효과 사이의 상호 연관성으로부터, 본 실시예는 디지탈 저대역통과 필터와 유사한 효과를 가진다. 필터 효과가 보강되어질 것이 요구되는 경우, ①캐패시터(111)의 캐패시턴스를 캐패시터 (104)의 캐패시턴스에 비해 작도록 세팅하거나, ②저항 성분이 증가되거나, ③스위칭 타이밍이 지연되는 이러한 복수의 수단 혹은 이 중 한 가지를 선택함으로서, 반응 주파수를 낮출 수 있으며 저대역통과 필터로서의 성능은 노이즈의 피크 전압을 억제하기 위해 향상될 것이다. 반면에, 입력 전압의 노이즈가 작고, 필터 효과보다 반응 속도가 더 강하게 요구되는 경우에는 위의 ①,②, 및 ③의 수단에 반대되는 수단을 취해야 한다. 캐패시터(104)가 이용되지 않는 경우에는, 본 실시예에서의 필터 효과는 캐패시터(111)와 저항성분으로 구성된 RC필터 효과가 된다.
단위 축전지(101)를 리튬 2차 축전지로 하면, 그 평균 전압은 3.6V이고, E+단자(109)의 전위는 E-단자(105)를 기준으로 하여 10.8V로 된다. 또, 전압검출 회로를 전원전압 정격이 일반적인 5V인 A/D변환기와 MCU(마이크로컴퓨터)로 구성할 경우, 전압검출 회로의 소자 내전압으로 인하여 E+단자(109)의 전압을 직접 A/D변환기에 인가할 수 없다. 그러나, 도 1의 회로구성에 의하면 단위 축전지(1O1a)의 전압을 일단 플로팅상태에 있는 캐패시터(111)에 전송하고, 그 후, 스위치(105)에 의하여 E-단자(108)를 기준 전위로 하는 캐패시터(104)의 전압으로 변환되기 때문에, A/D변환기에 인가되는 전압이 A/D 변환기의 소자 내전압 이하의 전압이 된다. 즉, 본 발명의 축전장치는 축전지의 전압의 전위레벨 변환 기능을 가지며, 이 점에서 도 1의 도면부호 106으로 표시되는 구역을 전위레벨 변환수단이라고 부른다.
이상을 정리하면, 캐패시터(111)에, 또는 캐패시터(104)와 캐패시터(111)에 서 거의 같은 전압을 유지함으로써 단위 축전지(101) 내부나 각 스위치에 흐르는 전류가 0에 가까워지기 때문에, 단위 축전지(101)의 내부인덕턴스나 각 스위치의 온 저항, 저항성분 등의 영향을 받지 않고 전위레벨 변환을 하면서 정밀도 좋게 전압검출 회로에 단위 축전지(101)의 단자간 전압을 보낼 수 있다.
또, 본 실시예의 축전장치는 종래기술과 같은 차동증폭기를 사용하지 않기 때문에, 그 소비전류를 삭감할 수 있는 동시에 저비용화할 수 있다.
이와 같이 본 실시예의 축전장치에 의하면 회로수가 적어 값싸고 소형이고, 소비전력이 낮으면서도 검출정밀도, 노이즈 저항이 높아 신뢰성이 높은 축전제어장치를 실현할 수 있다.
도 4는 본 발명의 제 2 실시예를 나타낸 도면이다. 필터효과가 단일한 축전지 제어에 필요하면, 선택 스위치(103)와 스위치 수단(105)은 하나만 사용하면 되고, 스위치가 접속되어 있지 않은 캐패시터(111, 104)의 단자는 축전지(101)의 단자에 직접 접속할 수 있다. 또한, 이전의 실시예와 마찬가지로 캐패시터(111)가 부동전위 상태여도 좋다.
도 5는 본 발명의 제 3 실시예를 나타낸 도면이다. 4개의 단위 축전지(101)에 대하여 도 1과 동일한 선택스위치(103)를 설치한다. 선택스위치(103)는 멀티플렉서(MUX)로 이루어지고, 도 1에 있어서의 선택스위치(103a)와 같이 각 단위 축전지의 양극과 음극을 캐패시터(111)에 접속하는 기능을 갖는다. 또, 선택스위치 (103)는 도 1과 동일하게 드라이버(107)에 의하여 제어된다. 멀티플렉서는 4 또는 8채널 등이 시판되고 있고, 도 5의 실시예에 있어서는 8개의 단위 축전지를 직렬로 접속하여 상하 4개마다의 단위 축전지에 대하여 각각 캐패시터(111)와 스위치(105) 및 4채널의 멀티플렉서를 선택스위치(103)로서 접속하고 있다.
여기서, 멀티플렉서 내부의 스위치수단의 소자 내전압이 단위 축전지 8개분의 직렬 전압보다 작을 경우, 도 5에 나타낸 바와 같이 단위 축전지 4개마다 캐패시터(111)를 1개 사용하여, 각 멀티플렉서의 기준 전압을 각 멀티플렉서가 담당하는 단위 축전지의 최하 전압으로 한다. 이와 동시에, 전압검출 회로의 기준전압을 E-단자가 아니라 축전지열(102)의 중심 단자의 전압으로 설정함으로써 멀티플렉서에 인가되는 전압이 단위 축전지 4개분이지만 8개의 단위 축전지의 전압을 검출할 수 있다.
도 6은 본 발명의 제 4 실시예를 나타낸 도면이다. 도6을 참조하면, 도면부호(101)는 도 1의 실시예와 동일한 단위 축전지이며, 도 1과 마찬가지로 각 단위 축전지의 양극 및 음극을 접속시키는 선택 스위치(103)(멀티플렉서 MUX)가 제공된다. MOSFET(607)는 도 1에 있어서 참조번호(1O5)로 나타낸 스위치 수단을 구체적인 반도체 스위치소자로 치환한 것이며, MOSFET(607)의 기본적인 기능은 도 1과 동일하다. 캐패시터(104)도 도 1에서와 동일한 기능을 한다. 도 6에서, 캐패시터 (104)에 병렬로 접속한 제너다이오드(603)는 캐패시터(104)의 전압이 다음단의 A/D변환기(610)의 내전압보다 작게되도록 전압을 제한한다. A/D변환기(610) 및 마이크로컴퓨터 (MCU)(604)는 도 1에 있어서의 전압검출수단(110)에 해당한다. 도 1의 드라이버 (107)는 도 6에 있어서는 MCU(마이크로컴퓨터)(604)에 내장되어 있다. 여기서, 참조번호(612)는 클록발생 수단을, 참조번호(6O9)는 메모리 수단을 각각 나타내고 있으며, 원래는 MCU(604)에 내장되는 기능이나, 도 6의 실시예에서는 각각의 기능을 이해하기 쉽도록 MCU의 외부에 도시했다. 클럭발생수단(612)은 A/D변환기(610), MCU(604) 및 메모리수단(609)에 디지털처리의 기본타이밍이 되는 클럭신호를 공급한다.
단위 축전지의 전압은 캐패시터(111 및 104)를 경유하여 A/D변환기(610)에 전달되고, 여기서 아날로그전압치를 디지털로 변환한다. A/D변환기(610)로부터 디지탈화된 전압치가 MCU(604)에 입력되어, 상기한 바와 같이 캐패시터(104)의 모드2에 있어서의 전압 변화분 △V의 절대치가 기준치 이하에 수렴하는지 여부를 판단한다. MCU(604)는 또 선택 스위치(1O3)와 MOSFET(607)에 제어신호를 전달하고, 상기한 모드1과 모드2의 동작을 반복하여 행하는 동시에, △V가 기준치 이하에 수렴하였으면 선택 스위치(103)에 의해 다른 단위 축전지를 선택하여 모드1, 모드2의 동작을 반복한다. MCU(604)는 A/D변환기를 통과한 각 축전지의 전압을 차례로 읽어들이는 동시에, 통신I/F(인터페이스)를 통하여 각 축전지의 전압정보를 도시생략한 상위의 컨트롤러로 보낸다.
각 단위 축전지의 양극과 음극 사이에서 병렬로 접속된 전류 바이패스용 FET(608)과 저항수단(606)으로 구성된 직렬접속 회로를 구비한 바이패스 회로(601)가 단위 축전지에 병렬로 접속된다. 각 FET(608)은 MCU(604)로부터 출력되는 게이트신호에 따라 온/오프된다. 도 6에서는 편의상 MCU(604)로부터 각 FET(608)로의 게이트신호선을 1개의 선으로 나타내고 있으나, 실제로는 각 FET마다 독립된 게이트신호가 부여된다. MCU(604)는 검출한 각 단위 축전지의 전압에 따라 각 축전지에 병렬로 접속되어 있는 바이패스회로의 FET(608)에 대한 게이트신호의 온/오프의 튜티(duty)를 설정하여 방전전류를 조절한다.
또한, FET(608)의 온/오프 듀티를 설정하기 위하여, 검출전압을 사용하는 대신에 MCU에 있어서 검출전압으로부터 단위 축전지의 축적전기량을 연산하여 축적전기량의 연산치를 사용할 수도 있다. 일반적으로 단위 축전지(101)에는 가능한한 많은 에너지를 저장하려 하나, 만충전 전압에는 제한이 있으므로, 모든 단위 축전지를 고정밀도로 만충전 전압까지 충전하고 싶다는 요구가 있다. 그래서, 단위 축전지를 충전하면서 그 전압을 검출하여, 전압이 높은 단위 축전지(101)에 대해서는 병렬로 접속된 전류바이패스 회로(601)의 FET(608)를 온으로 하여 충전전류를 바이패스하여 충전 속도를 느리게 한다. 초기에 전압이 높은 단위 축전지(101)가 이 전류바이패스에 의하여 다른 단위 축전지와 전압이 동일해지면 다시 전류바이패스용 FET(608)를 오프로 한다.
종래 방식에서는 바이패스저항수단을 통해 전류를 흐르게 하여 여분의 에너지를 모두 버렸었다. 그러나, 본 실시예의 회로구성은 단위 축전지(101)의 전압을 평균화하는 작용을 갖고 있다. 즉, 캐패시터(111, 104)가 전압이 높은 단위 축전지로부터 전압이 낮은 단위 축전지의 검출로 전환되었을 경우, 캐패시터는 이전의 단위 축전지(101)의 높은 전압을 유지하고 있어, 캐패시터(111)로부터 전압이 낮은 단위 축전지에 전하를 전송한다. 또, 그 반대로 낮은 전압의 단위축전지로부터 높은 전압의 단위 축전지로 전환하였을 경우, 전압이 높은 단위 축전지로부터 캐패시터(111, 104)에 에너지를 옮기게 된다. 이 결과, 단위 축전지의 충전전압을 평균화할 수 있다.
에너지의 면에서 보면, 전하를 옮기는 과정에서 전압이 강하하기 때문에, 전압이 높은 단위 축전지(101)로부터 인출하는 에너지의 일부는, 단위 축전지(101)로부터 캐패시터(111)로 전하를 옮기는 과정과 캐패시터(111)로부터 단위 축전지(101)로 전하를 옮기는 과정에서 캐패시터(111)와 축전지(101) 사이의 저항성분에 의해 소비된다. 캐패시터(104)의 캐패시턴스가 캐패시터(111)에 비하여 충분히 작을 경우, 전압이 높은 축전지의 전압을 Vh, 전압이 낮은 축전지의 전압을 V1이라 하면, 단위 축전지 사이를 이동한 에너지와 저항성분으로 소비되는 에너지량의 비는 V1:Vh-V1이며, 단위 축전지 사이의 전압변동이 작을수록 높은 효율로 전압불균일을 보정할 수 있다. 본 방식을 사용하면 축전지(101)를 사용하고 있는 동안 항상 단위 축전지(101)의 전압을 감시하면서 전압불균일을 보정함으로써, 항상 축전지의 전압을 높은 효율로 평균화할 수 있다.
도 7은 본 발명의 제 5 실시예를 나타낸 도면이다. 도면에 있어서, 참조번호 701는 상용교류전원, 702는 태양광발전장치, 703은 부하, 704는 충ㆍ방전제어변환기, 705는 스위치이다.
복수의 단위 축전지(101)가 직렬접속되고, 각각의 단위 축전지는 바이패스 회로 (601)와 선택스위치(103)에 병렬접속되어 있다. 선택스위치(103)의 출력단자에는 캐패시터(111)가 접속되어 있다. 캐패시터(104)와 마이크로 컴퓨터 (604)의 A/D변환기 입력단은 서로 병렬로 접속되고, 캐패시터(111)와의 접속이 FET(607)에 의하여 제어되고 있다. 또, 축전지열의 양 끝단 사이에 충ㆍ방전제어 변환기 (704)가 접속되고, 축전지회로(706) 내의 MCU와 충ㆍ방전제어변환기(704)) 내의 MCU가 서로 접속되어 있다. 또한, 태양광발전장치(702), 부하(703), 충ㆍ방전제어변환기(704)는 각각 스위치(705)를 거쳐 공통의 상용교류전원(701)에 접속되어 있다. 동시에, 태양광 발전장치(702), 부하(703), 충ㆍ방전제어변환기(704), 스위치(705)는 쌍방향의 신호계로 연결되어 있다.
태양광 발전장치(702)는 태양 축전지에 의하여 태양광을 직류전력으로 변환하여, 인버터장치에 의하여 교류전력을 출력하는 장치이다. 또, 부하(703)는 에어컨, 냉장고, 전자레인지, 조명 등의 가전품이나 모터, 컴퓨터, 의료기기 등의 전기기기이다. 그리고, 충ㆍ방전제어변환기(704)는 교류전력을 직류전력으로 변환 또는 직류전력을 교류전력으로 변환하는 충ㆍ방전기이다. 또한, 충ㆍ방전제어변환기(704)는 상기한 태양광발전장치(702), 부하(703) 등의 기기를 제어하는 제어기로서 역할을 한다.
이들 기기는 장치 내에 스위치(705)를 갖는 경우도 있다. 또, 본 발명의 축전장치는 도시한 구성 이외의 충ㆍ방전제어 변환기(704)나 그 밖의 기기의 접속형태를 취하는 것도 가능하다.
도면에서의 본 구성에 의하면, 부하(703)가 필요로 하는 전력을 상용교류전원(701)과 태양광 발전장치(702)로 완전히 조달하지 못할 때, 충ㆍ방전제어 변환기(704)를 거쳐 단위 축전지(101)로부터 전력이 공급된다. 그리고, 상용 교류전원 (701)과 태양광 발전장치(702)로부터의 전력공급이 과잉으로 되어 있을 때에, 충ㆍ방전제어 변환기(704)를 거쳐 축전지(101)에 전력이 축전된다.
이들 동작 중에서 축전지 열(101)의 단자간 전압이 방전정지나 충전정지 레벨에 도달하면, 축전지 회로(706)는 그 신호를 충ㆍ방전제어 변환기(704)로 보내고 충ㆍ방전제어 변환기(704)는 충ㆍ방전 등을 정지한다. 이들 구성에서는 상용 교류전원 (701)의 계약전력이나 소비전력, 태양광 발전장치(702)의 발전 정격을 내릴 수 있게 되어 설비비나 운전비의 삭감이 도모된다. 또, 소비전력이 집중하고 있는 어느 시간대에 축전지(101)로부터 상용 교류전원(701)에 전력을 공급하고, 소비전력이 적은 시간대에 축전장치에 축전함으로써, 소비전력의 평준화를 도모할 수 있게 된다.
또한, 충ㆍ방전제어 변환기(704)는 부하(703)의 전력소비를 감시하여 부하(703)를 제어하기 때문에, 에너지 절약이나 전력의 유효 이용을 달성할 수 있다.
도 8은 본 발명의 제 6 실시예를 나타낸 도면이다. 본 발명은 도 7의 제 4 실시예의 태양광 발전장치(702)와 부하(703)를 대신하여 모터(801)와 모터(801)에 의하여 구동되는 바퀴(802)를 구비한 전기자동차의 구동장치에 전력을 공급하는 회로이다.
이 사용형태의 경우, 주행 중에는 외부에서 축전지(101)에 전력을 공급하는 수단이 없으므로, 주행거리를 길게 하기 위해서는 축전지로부터 가능한한 많은 전력을 인출하는 것이 요망된다.
또, 엑셀러레이터가 온 상태인 동안 축전지에는 수초간 방전전류가 흐르고, 브레이크가 온인 동안 모터로 발전된 충전전류가 수초간 흐른다. 또한 차의 운동 에너지에 해당하는 전력이 축전지에 항상 드나들고, 모터 회전수의 정수배인 주파수를 갖는 전류에 의해서 발생된 노이즈, 및 인버터를 작동시키는 클럭 주파수의 정수배에 해당하는 주파수를 갖는 노이즈가 축전지의 전압에 중첩된다. 또, 축전지의 특성상 충전시에는 전압이 올라가고, 방전시에는 전압이 내려가는 경향이 있다. 더욱이 전류에 대한 전압의 응답은 빠른 응답 성분과 느린 응답 성분을 포함하고 있어, 축전지의 전압을 충ㆍ방전하면서 전류가 흐르고 있지 않을 때의 전압을 검출하기 위해서는 많은 정보가 필요하게 되어, 마이크로컴퓨터에 의한 연산이 필수적이다.
종래방식의 축전지 제어장치를 사용하고, 축전지로서 리튬 2차 축전지를 사용하면, 충전시에는 문제없이 모든 축전지를 만충전까지 충전할 수 있으나, 방전시에 축전지 전압의 변동이 발생하고, 이중 가장 전압이 낮은 축전지가 방전불능 전압에 도달면 축전지 보호를 위하여 모든 축전지로부터 에너지를 인출할 수 없게 된다.
또, 노이즈 제거에 대한 대책으로서 종래의 축전지 제어 시스템에서는 고주파의 노이즈만을 LC 필터로 제거하고, 수회 내지 수십회의 전압검출결과를 마이크로컴퓨터로 평균화하여 저주파의 노이즈를 제거하고, 평균값이 실제 전압검출 결과로 채택된다.
반면, 본 방식을 이용하면 순차적으로 축전지 전압의 불균일을 높은 효율로 보정하면서 축전지 전압을 측정하고 있고, 모든 축전지가 일제히 방전불능 전압에 도달하기 때문에, 축전지에 저장된 가용에너지를 완전히 사용할 수 있어, 종래방식보다 주행거리가 길어진다.
또, 노이즈 제거에 대한 대책으로서 본 방식의 축전장치는 상기한 바와 같이 필터 효과를 가지고 있어 종래에 마이크로 컴퓨터로 제거하고 있던 저주파의 노이즈까지 제거할 수 있으므로, 마이크로컴퓨터의 연산부하를 경감시킬 수 있다.
도 9는 본 발명의 제 7 실시예를 나타낸 도면이다. 도면에서는 본 발명에 의한 축전지 제어장치를 반도체 집적회로로 실현하였을 때의 일부의 P-MOSFET (906)와 캐패시터(111)의 단면을 나타낸다.
단일 n형 기판 위에 P-MOSFET(906)와 캐패시터(111)가 형성되어 있다. P-M0SFET(906)는 소스전극(902)과 그 아래에 형성된 p형층, 게이트전극(903)과 그 아래에 형성된 절연체의 산화막(SiO2)(901), 드레인전극(904)과 그 아래에 형성된 p형층과, 양 p형층과 게이트산화막을 뜨게 하도록 만들어진 n형층에 의하여 구성되어 있다. 캐패시터(111)는 산화막(901)을 이용하는 절연체, 드레인전극(904)으로부터 신장한 알루미늄 배선과 전극 단자(905)에 접속된 n+층을 이용하는 전극으로 한 구성된다.
캐패시터(111)의 산화막(901)은 P-MOSFET의 게이트산화막(901)보다 얇게 적층되어 있다. Tox를 산화막 두께, ε를 유전율, S를 면적이라 하면, 캐패시터 (111)의 정전용량(C)은 C= εS/Tox이므로 C를 P-M0SFET의 기생용량보다 크게 할 수 있다.
이와 같이, 본 실시예에 의하면 축전지제어장치의 마이크로컴퓨터를 포함한 모든 부품을 1칩의 IC에 편성할 수 있으므로, 신뢰성이 높고 점유부피가 작은 축전지 제어장치를 값싸게 제공할 수 있다.
도 10은 본 발명에 의한 제 8 실시예를 나타내는 회로도이다. 도 1의 실시예와의 차이는, 전기에너지 축적수단, 즉 스위치 수단(105)과 전압검출 회로(110) 사이에 배치되고 전압검출 회로에 접속된 캐패시터(104)를 포함하지 않는 것이다. 본 차이점 및 스위치 수단(105)을 닫아 캐패시터(111)를 전압검출 수단(110)에 접속하였을 때의 전압진동성분 제거기능이 약간 저하하는 점 이외에는 축전 장치의 구성 및 동작은 도 1의 실시예와 동일하다. 즉, 본 실시예의 동작에 있어서는 도 2에서 나타낸 모드2의 시작시간과 종료시간에 있어서의 캐패시터(111)의 전위차(△V)가 미리 설정된 기준치 이하에 수렴하였을 때에, 전압검출수단(110)에 의하여 캐패시터(111)의 전압이 단위 축전지의 전압으로서 검출된다. 그러나, 본 실시예는 회로구성이 간단해져, 도 9의 실시예와 같이 축전지 제어장치를 반도체 집적회로에 구성하는 경우에는 반도체칩의 사이즈를 저감할 수 있다는 이점을 갖는다. 또한, 도 4에 나타낸 바와 같이, 단일의 단위 축전지가 1개인 경우에도 본 실시예와 동일하게 캐패시터(104)를 포함하지 않는 구성으로 할 수 있다.
본 발명에 의하면, 축전지의 전압검출 정밀도가 향상될 수 있어 축전 장치 및 그 제어장치의 신뢰성이 향상된다.
본 발명의 제 9 내지 14의 실시예는 도 11 내지 16을 참조하여 다음에 서술된다. 도면에 있어서 동일한 부분이 두 개 이상 있는 것에 관해서는 동일한 부호를 붙이고 설명을 생략하고 있다.
도 11은 본 발명의 제 9 실시예를 나타낸 도면이다. 도면에 있어서, 참조번호(201)는 축전지, (202)는 축전지제어회로, (203)은 축전지모듈, (204)는 인덕터, (205)는 캐패시터, (206)은 초퍼형 전력변환기이다.
복수의 축전지(201)가 직렬로 접속되고 동시에 축전지(201)와 축전지제어회로(202)가 각각 병렬로 접속되어, 축전지모듈(203)을 구성하고 있다.
축전지제어회로(202)는 각 축전지(201)의 전압을 검출하는 전압검출회로 및 이들 전압을 비교하는 비교회로, 축전지와 병렬로 접속되고 축전지에 흐르는 전류를 바이패스하는 바이패스회로 등으로 구성된다. 축전지의 제어회로(202)는 각 축전지(201)가 그 사용전압범위 내의 전압인지 여부를 판단하는 전압검출이나 각 축전지(201) 사이의 전압 불균형에 대한 조절을 행한다.
축전지모듈(203)과 직렬로 인덕터(204)가 삽입되고, 축전지모듈(203)과 인덕터(204)의 직렬접속부의 양 끝단에 그들과 병렬로 캐패시터(205)가 접속되며, 동시에 초퍼형 전력변환기(206)가 이들과 병렬로 접속되어 있다.
여기서 초퍼형 전력변환기(206)는 쌍방향의 승강압초퍼회로로 되어 있다. 이 때문에, 축전지모듈(203)을 충전할 때에는 강압(step-down)초퍼동작, 방전할 때에는 승압(step-up)초퍼동작을 행하여, 축전지모듈(203)의 충ㆍ방전전압 및 전류를 제어한다.
초퍼형전력변환기(206)는 단일 방향의 승압 초퍼회로 및 단일 방향의 강압초퍼 회로를 사용하여 충ㆍ방전에 대해 패스가 독립적으로 구성될 수 있다.
그리고, 초퍼형 전력변환기(206)의 이러한 충ㆍ방전동작에 있어서 발생하는 고주파전력(리플성분)에 대하여, 축전지모듈(203)에 직렬로 삽입된 인덕터(204)가 높은 임피던스로 되고, 축전지모듈(203)과 병렬로 접속된 캐패시터(205)가 낮은 임피던스로 된다. 이 때문에, 고주파전력, 즉 리플성분은 고임피던스화된 인덕터(204)를 통과하지 않고 저임피던스의 캐패시터(205)쪽을 통과한다.
현재 만약 리플성분의 주파수를 16kHz, 인덕터(204)의 인덕턴스를 10μH, 캐패시터(205)의 캐패시턴스를 100μF라 하면, 인덕터(204)의 임피던스는 1Ω, 캐패시터(205)의 임피던스는 0.1Ω으로 된다. 이로부터 명백한 바와 같이 인덕터(204)와 캐패시터(205)의 임피던스의 비는 10:1이며, 리플성분의 대부분의 전류가 캐패시터(205)를 통해 흐른다는 것을 알 수 있다.
또, 상기의 인덕터(204) 및 캐패시터(205)의 값은 매우 작다. 특히, 인덕터(204)는 상기의 값을 코일로 실현하기 위해서는 자성체의 코어에 도선을 1회만 감아도 얻을 수 있다. 또, 이 값은 컷코어(cut-core) 등의 조립 및 작동시에 일부분을 이용하여 쉽게 실현될 수 있다.
상술한 바와 같이, 인덕터(204) 및 캐패시터(205)의 값은 매우 작아도 되며, 따라서 축전 장치가 소형, 경량, 저비용으로의 실현이 가능하다.
또, 직류전력에 대해서는, 축전지모듈(203)과 직렬로 삽입된 인덕터(204)가 낮은 임피던스로 되고, 축전지모듈(203)과 병렬로 접속된 캐패시터(205)가 높은 임피던스로 된다. 이 때문에, 직류전력은 높은 임피던스의 캐패시터(205)를 통과하지 않고, 낮은 임피던스의 인덕터(2O4)를 통과한다.
이에 따라, 축전지(201) 및 축전지제어회로(202)에 악영향을 미치는 고주파전력은 축전지(201) 및 축전지제어회로(202)를 통과하지 않고, 반대로 축전지(201) 및 축전지제어회로(202)에 필요한 직류전력만이 통과할 수 있다.
이 때문에, 초퍼형 전력변환기(206) 충ㆍ방전동작에 있어서 발생하는 고주파전력(리플성분)에 의한 축전지(201)의 자기온도상승의 증가를 방지할 수 있다. 또, 자기온도상승에 의한 축전지(201)의 수명 저하나 폭발, 파열, 발화 등의 위험을 회피할 수 있어, 수명이나 성능, 안전성이 향상한다. 또한, 축전지(201)의 열손실을 저감하여 고효율화가 도모된다.
또, 전압이나 전류의 리플성분이 바이패스되기 때문에, 축전지(201)의 전압및 전류를 바르게 검출할 수 있게 되어, 축전지(201)의 신뢰성도 향상한다.
축전지모듈(203)을 통과하는 고주파전력이 저감되기 때문에, 반대로 초퍼형 전력변환기(206)의 고주파전력발생량이 많아지도록 설계할 수 있다. 즉, 저주파의 반도체스위치 및 저인덕턴스치의 인덕터를 사용할 수 있게 되어, 경량화, 소형화, 저비용화를 동시에 달성할 수 있다.
또, 실현하기가 곤란했던 대전류, 고전압에서의 실현도 가능해진다.
이상과 같이, 본 실시예에 의하면, 전압, 전류리플을 저감하여 이들의 검출정밀도나 신뢰성을 향상시키고, 축전지의 온도상승을 저감하여 축전지의 안전성이나 수명, 성능을 향상시켜, 경량, 소형, 저비용, 높은 신뢰성, 높은 안전성의 축전장치를 실현할 수 있다. 또, 이들을 대전류, 고전압에서도 실현할 수 있게 된다.
도 12는 본 발명의 제 10 실시예를 나타낸 도면이다. 축전지모듈(203)과 직렬로 인덕터(204)가 삽입되고, 축전지모듈(203)과 인덕터(204)의 직렬접속부의 양 끝단에 그들과 병렬로 캐패시터(205)가 접속되어 있다. 그리고, 축전지모듈(203)과 인덕터(204)의 직렬접속부 및 이들과 병렬접속된 캐패시터(205)가 단위를 형성한다. 이 단위들이 다시 직렬접속되어 축전지모듈군을 이루고 있다. 동시에 초퍼형 전력변환기(206)가 축전지모듈군의 양 끝단에 접속되어 있다.
이 때문에, 제 9 실시예와 유사하게, 초퍼형 전력변환기(206)의 충ㆍ방전동작에 있어서 발생하는 고주파전력(리플성분)에 대하여, 축전지모듈(203)과 직렬로 삽입된 인덕터(204)가 높은 임피던스로 되고, 축전지모듈(203)과 병렬로 접속된 캐패시터(205)가 낮은 임피던스로 된다. 따라서, 고주파전력, 즉 리플성분은 고임피던스화된 인덕터(204)를 통과하지 않고, 저임피던스의 캐패시터(205)쪽을 통과한다.
또, 직류전력에 대해서는, 축전지모듈(203)과 직렬로 삽입된 인덕터(204)가 낮은 임피던스로 되고, 축전지모듈(203)과 병렬로 접속된 캐패시터(205)가 높은 임피던스로 된다. 이 때문에, 직류전력은 높은 임피던스의 캐패시터(205)를 통과하지 않고, 낮은 임피던스의 인덕터(204)를 통과한다.
이에 따라, 축전지(201) 및 축전지제어회로(202)에 악영향을 미치는 고주파전력은 축전지(201) 및 축전지제어회로(202)를 통과하지 않고, 반대로 축전지(201) 및 축전지제어회로(202)에 필요한 직류전력만이 축전지(201) 및 축전지 제어회로(202)를 통과할 수 있다.
특히, 축전지(201) 다수개가 직렬로 접속되면, 이들의 양 끝단에 접속되는 캐패시터(205)의 내전압(耐電壓)을 높게 설정할 필요가 있어, 캐패시터(205)의 대형화나 비용상승을 초래한다. 그러나, 여기서는 각각의 축전지모듈(203)마다 개별 캐패시터(205)가 접속되어 있기 때문에, 캐패시터(205)의 내전압을 축전지 모듈(203)의 전압만큼 낮게 억제할 수 있게 된다.
이 때문에, 전압과 전류의 리플을 저감하여 이들의 검출정밀도나 신뢰성을 향상시키고, 축전지의 온도상승을 저감하여 축전지의 안전성이나 수명, 성능을 향상시켜, 경량, 소형, 저비용, 높은 신뢰성, 높은 안전성의 축전장치를 실현할 수 있다. 또, 대전류, 고전압 축전 장치를 실현할 수 있게 된다.
도 13은 본 발명의 제 11 실시예를 나타낸 도면이다. 도면에 있어서, 부호 301은 초퍼용 인덕터이다. 그리고, 초퍼용 인덕터(301)는 두 개의 인덕터(L1, L2)가 직렬접속되고, 그 중 하나의 인덕터(L1)와 직렬로 정류기(DL2)가 접속되며, 인덕터(L1)와 정류기(DL2)가 직렬접속된 양 끝단 사이에 정류기(DL2)와 반대 극성으로 정류기(DL1)가 병렬접속되어 있다.
그리고, 복수의 축전지(201)로 구성되는 축전지모듈(203)과 초퍼용 인덕터(301)를 포함하는 초퍼형 전력변환기(206)로 축전장치를 구성하고 있다.
본 실시예에서는, 각 인덕터(L1, L2)가 하나의 인덕터로 구성되어 있으나, 복수의 인덕터로 구성할 수도 있다. 또, 정류기로는 다이오드가 사용되고 있으나, 다이리스터(thyristor)나 스위치를 사용할 수도 있다.
이러한 실시예에 의하면, 방전시의 전류는 정류기(DL2)에 의하여 저지되어 인덕터(L1)를 통과하지 않고 정류기(DL1)를 통과한다. 따라서, 방전시의 초퍼용 인덕터(301)의 인덕턴스는 L2의 값으로 된다. 반대로, 충전시의 전류는 전류기(DL1)가 저지하기 때문에, 인덕터(L1), 정류기(DL2), 및 인덕터(L2)를 통과한다. 따라서, 충전시의 초퍼용 인덕터(301)의 인덕턴스는 "L1과 L2"의 합의 값으로 된다. 즉, 초퍼용 인덕터(301)의 인덕턴스는 충전시쪽이 방전시보다 큰 값으로 된다.
일반적으로 충전시와 방전시의 전류치를 비교하면 충전시의 전류치쪽이 방전시의 전류치보다 작게 설정된다. 그것은 무정전전원장치와 같이 정전이 발생하는 빈도나 정전시간이 짧아, 재충전시간을 충분히 취할 수 있는 것이 있으며, 충전효율이 높아졌기 때문이다.
또, 충전시와 방전시의 전류검출과 그 제어정밀도는 일반적으로 충전시쪽이 방전시보다 높은 정밀도가 필요하게 된다. 이것은 재충전종료를 전류치로 검출하는 경우나 충전량을 전류치의 적산으로 파악하는 경우, 과방전상태의 축전지(201)를 구제하기 위해 충전하는 경우 등에서, 미소전류의 검출과 제어를 행할 필요가 있기 때문이다.
따라서, 상기한 바와 같이 충전시의 초퍼용 인덕터(301)의 인덕턴스를 큰 값으로하여 리플을 저감함으로써, 전류검출 및 전류제어의 정밀도를 향상시킬 수 있게 된다. 또, 충전시의 전류치는 작기 때문에, 인덕터(L1)는 큰 인덕턴스치임에도 불구하고 경량, 소형, 저비용으로 축전지장치를 실현할 수 있다.
초퍼용 인덕터(301)의 인덕턴스치 및 전류정격을 충전시와 방전시에 최적화할 수 있게 되기 때문에, 초퍼용 인덕터(301)를 경량, 소형, 저비용으로 실현할 수 있게 된다.
도 14는 본 발명의 제 12 실시예를 나타낸 도면이다. 도면에 있어서, 부호 401은 전류검출회로이다. 본 실시예에서는 이 전류검출 회로(401)가 분로저항(R)과 비교기(COMP)로 구성되어 있으나, 다른 구성이더라도 실현할 수 있다.
또, 초퍼용 인덕터(301)는 두 개의 인덕터(L1, L2)가 직렬접속되고, 그 중 하나인 인덕터(L1)과 직렬로 P형 MOS트랜지스터(M2)가 스위치로서 접속되며, 인덕터(L1)와 P형 MOS트랜지스터(M2)가 직렬접속된 양 끝단 사이에 P형 M0S트랜지스터(M1)가 병렬접속되어 있다. 그리고, P형 MOS트랜지스터(M2)의 게이트 및 P형 MOS트랜지스터(M1)의 게이트는 비교기(C0MP)의 출력부에 접속되어 있다.
복수의 축전지(201)로 구성되는 축전지모듈(203)과 초퍼용 인덕터(301), 전류검출회로(401)를 포함하는 초퍼형 전력변환기(206)로 축전장치를 구성하고 있다.
본 실시예에서는, 인덕터(L1, L2)는 각각 하나의 인덕터로 구성되어 있으나, 복수의 인덕터로 구성할 수도 있다. 더 나아가, 본 실시예에서는 P형 M0S트랜지스터가 이용되고 있으나, 다이리스터나 릴레이 등의 그 밖의 소자를 이용할 수도 있다.
이러한 실시예에 의하면, 방전시의 전류는, P형 MOS 트랜지스터(M2)를 개방하는 것에 의하여 인덕터(L1)를 통과하지 않고 P형 MOS 트랜지스터(M1)를 통과한다. 따라서, 방전시의 초퍼용 인덕터(301)의 인덕턴스는 "L2"의 값으로 된다. 반대로, 충전시의 전류는 P형 MOS 트랜지스터(M1)가 개방되기 때문에 인덕터(L1), P형 MOS 트랜지스터(M2), 인덕터(L2)를 통과한다. 따라서, 충전시의 초퍼용 인덕터(301)의 인덕턴스는 "L1과 L2"의 합의 값으로 된다. 즉, 초퍼용 인덕터(301)의 인덕턴스는 충전시쪽이 방전시보다 큰 값으로 된다.
따라서, 제 11 실시예와 유사하게, 상기한 바와 같이 충전시의 초퍼용 인덕터(301)의 인덕턴스를 큰 값으로하여 리플을 저감함으로써, 충전시의 전류검출 및, 전류제어의 정밀도를 향상시킬 수 있게 된다. 또, 충전시의 전류치는 작기 때문에, 인덕터(L1)가 큰 인덕턴스치임에도 불구하고 축전 장치를 경량, 소형, 저비용으로 실현할 수 있다.
그리고, 초퍼용 인덕터(301)의 인덕턴스치 및 전류정격을 충전시와 방전시에 최적화할 수 있기 때문에, 초퍼용 인덕터(301)를 경량, 소형, 저비용으로 실현할 수 있게 된다.
또 여기서는 전류검출회로(401)가 양방향으로 전류를 검출하는 구성으로 되어 있고, 그 검출치에 따라 충전시와 방전시에 초퍼용 인덕터(301)의 인덕턴스치를 변화시키고 있다. 그러나, 전류검출회로를 연산증폭기 또는 마이크로컴퓨터 등에 의해 전류치도 식별할 수 있는 구성으로 함으로써, 스위치들을 임의로 동작시키는 것이 가능하다.
특히 위 구성에 의하면, 재충전 종료를 전류치로 검출하는 경우나 충전량을 전류치의 적산으로 파악하는 경우, 또는 과방전상태로부터 축전지(201)를 구제하도록 충전하는 경우 등에서, 초퍼용 인덕터(301)의 인덕턴스치를 크게 할 수 있어, 미소전류의 검출과 제어를 실현할 수 있게 된다.
도 15는 본 발명의 제 13 실시예를 나타낸 도면이다. 축전지모듈(203)에는복수개의 축전지(201)가 직렬접속되고, 축전지(201)가 캐패시터(205)에 각각 병렬접속되며, 캐패시터의 양 끝단은 인덕터(204)를 거쳐 축전지제어회로(2O2)와 접속되어 있다.
그리고, 복수의 축전지(201)를 포함하는 축전지모듈(203)과 초퍼형 전력변환기(206)로 축전장치를 구성하고 있다. 본 실시예에서는 초퍼형 전력변환기(206)는 쌍방향의 승강압초퍼회로로 되어 있으나, 한 방향의 승압초퍼회로 및 강압초퍼회로 를 사용하여 구성해도 좋다.
본 발명에 의하면, 고주파전력(리플성분)에 대하여, 인덕터(204)가 높은 임 피던스로 되고, 축전지(201)와 병렬로 접속된 캐패시터(205)가 낮은 임피던스로 된다. 이 때문에, 고주파전력, 즉 리플성분은 고임피던스화된 인덕터(204)를 통과하지 않고 저임피던스의 캐패시터(2O5)쪽을 통과한다.
또, 직류전력에 대해서는, 인덕터(204)가 낮은 임피던스로 되고, 캐패시터(205)가 높은 임피던스로 된다. 이 때문에, 직류전력은 높은 임피던스의 캐패시터(205)를 통과하지 않고 낮은 임피던스의 인덕터(204)를 통과한다.
이에 따라, 축전지(201) 및 축전지제어회로(202)에 악영향을 미치는 고주파전력은 축전지(201) 및 축전지제어회로(202)를 통과하지 않고, 반대로 축전지(201) 및 축전지제어회로(202)에 필요한 직류전력만이 축전지(201) 및 축전지제어회로(202)를 통과할 수 있다.
이 때문에 전압, 전류리플이 저감되어 전압 및 전류의 검출정밀도나 신뢰성을 향상시킬 수 있다. 또, 축전지의 온도상승이 저감하여, 축전지의 안전성이나 수명, 성능을 향상할 수 있다. 그리고, 경량, 소형, 저비용, 높은 안전성의 축전장치의 실현이 가능하게 된다.
도 16은 본 발명의 제 14 실시예를 나타낸 도면이다. 도면에 있어서, 도면부호 501은 상용교류전원, 502는 태양광발전장치, 503은 부하, 504는 제어변환기, 505는 스위치, 506은 AC/DC변환기이다.
제어변환기(504)는 AC/DC변환기(506)와 승강압초퍼회로로 이루어지는 초퍼형 전력변환기(206)를 포함하고 있다. 그리고, 축전지모듈(203)은 인덕터(204)를 거쳐 초퍼형 전력변환기(206)와 접속되어 있다. 또, 축전지모듈(203)과 인덕터(204)의 직렬접속부의 양 끝단에 캐패시터(205)가 접속되어 있다.
한편, 태양광발전장치(502), 부하(503), 제어변환기(504)는 각각 스위치 (505)를 거쳐 공통의 상용교류전원(501)에 접속되어 있다. 동시에, 태양광 발전장치 (502), 부하(503), 제어변환기(504), 스위치(505), 및 축전지제어회로(202)는 쌍방향의 신호계에 의해서 제어변환기(504) 내의 MCU와 연결되어 있다.
태양광발전장치(502)는 태양전지를 사용하여 태양빛을 직류전력으로 변환하고, 인버터장치를 사용하여 교류전력을 출력하는 장치이다.
또, 부하(503)는 에어컨, 냉장고, 전자레인지, 조명 등의 가전제품이나 모터, 컴퓨터, 의료기기 등의 전기기기이다.
그리고, 제어변환기(504)는 AC/DC변환기(506)를 사용하여 교류전력을 직류전력으로 변환 또는 직류전력을 교류전력으로 변환하는 전력변환기 및 초퍼형 전력변환기(206)를 사용하는 충ㆍ방전기로 이루어진다. 또, 제어 변환기(504)는 이들 충ㆍ방전의 제어나 상기한 태양광발전장치 (502), 부하(503) 등의 기기를 제어하는 제어유닛으로 구성된다.
여기서, 이들 기기는 장치 내에 스위치(505)를 갖는 경우도 있다. 또, 본 발명의 축전장치는 도시한 구성 이외의 제어변환기(504) 및 그 외의 기기의 접속형태를 취하는 것도 가능하다.
본 도면의 구성에 의하면, 부하(503)가 필요로 하는 전력을 상용교류전원 (501) 및 태양광발전장치(502)로 완전히 조달하지 못할 때, 제어변환기(504)를 거쳐 축전지(201)로부터 전력을 공급한다. 그리고, 상용교류전원(501), 및 태양광발전장치 (502)로부터의 전력공급이 과잉으로 되어 있을 때에, 제어변환기(504)를 거쳐 축전지(201)에 전력을 축전한다.
이러한 구성에서는 상용교류전원(501)의 계약전력 및 소비전력과, 태양광발전장치 (502)의 발전정격을 낮출 수 있게 되어, 설비비나 운전비의 삭감이 도모된다.
또, 전력이 집중적으로 소비되는 특정 시간대에 축전지(201)로부터 상용교류전원 (501)에 전력을 공급하고, 소비전력이 적은 특정시간대에 축전장치에 축전한다. 이렇게 하면 소비전력이 평준화된다.
또한, 제어변환기(504)는 부하(503)의 전력소비를 감시하여 부하 (6O3)를 제어하기 때문에, 에너지절약이나 전력의 효율적 이용을 달성할 수 있다.
물론, 이러한 동작에 있어서 고주파전력(리플)이 발생하나, 상기한 바와 같이 전압, 전류리플을 저감하여 이들의 검출정밀도 및 신뢰성을 향상시키고, 축전지의 온도상승을 저감하여 축전지의 안전성, 수명, 및 성능을 향상시켜, 경량, 소형, 저비용, 및 높은 안전성의 축전장치를 실현할 수 있다. 또, 대전류, 고전압의 축전기를 실현할 수 있게 된다.
이상 설명한 바와 같이, 본 발명에 따르면 전압 및 전류에서의 리플이 감소되는 축전 장치를 제공할 수 있다.
따라서, 본 발명은 리튬 2차 전지나 전기적 2층 캐패시터 등의 축전지 및 직렬 접속되는 다수의 축전지를 포함하는 축전 장치, 축전지 등을 평가하는 평가 장치, 축전지 등을 제조하는 설비 및 축전지 등을 사용하는 무정전 전력공급 시스템과 같은 전기 설비, 또는 전기 자전거나 전기 차량용 모터의 축전 장치 등에 유용하다.

Claims (16)

  1. 축전지를 가지는 축전수단과,
    상기 축전지에 접속되는 제 1 스위치수단과,
    상기 제 1 스위치수단을 거쳐 상기 축전지에 접속되는 제 1 전기에너지축적수단과,
    상기 제 1 전기에너지축적수단에 접속되는 제 2 스위치수단과,
    입력단자가 상기 제 2 스위치수단을 거쳐 상기 제 1 전기에너지축적수단에 접속되는 전압검출수단을 구비하고,
    상기 제 1 스위치수단과 상기 제 2 스위치수단이 교대로 온/오프되도록 함께 복수회의 스위치동작을 행하고, 복수회의 스위치동작을 행한 후에 상기 전압검출수단에 의하여 상기 축전지의 전압을 검출하는 것을 특징으로 하는 축전장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 전압검출수단은, 상기 제 1 스위치수단이 오프되고, 또한 상기 제 2 스위치수단이 온될 때에, 상기 입력단자에 입력되는 전압을 검출하는 것을 특징으로 하는 축전장치.
  3. 축전수단이 가지는 축전지에 접속되는 제 1 스위치수단과,
    상기 제 1 스위치수단을 거쳐 상기 축전지에 접속되는 제 1 전기에너지축적수단과,
    상기 제 1 전기에너지축적수단에 접속되는 제 2 스위치수단과,
    입력단자가 상기 제 2 스위치수단을 거쳐 상기 제 1 전기에너지축적수단에 접속되는 전압검출수단을 구비하고,
    상기 제 1 스위치수단과 상기 제 2 스위치수단이 교대로 온/오프되도록 모두 복수회의 스위치동작을 행하고, 복수회의 스위치동작을 행한 후에 상기 전압검출수단에 의하여 상기 축적기의 전압을 검출하는 것을 특징으로 하는 축전장치의 제어장치.
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