DE3628138C2

DE3628138C2 - Schaltregler

Info

Publication number: DE3628138C2
Application number: DE3628138A
Authority: DE
Inventors: Siegfried Ing Grad Lechler
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 1986-08-19
Filing date: 1986-08-19
Publication date: 1997-03-27
Anticipated expiration: 2006-08-20
Also published as: DE3628138A1

Description

Die Erfindung geht aus von einem Schaltregler gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1. Ein solcher Schaltregler ist bekannt aus der DE 27 02 277 A1.

Das Regelverhalten von Schaltreglern wird durch eine charakteristische Integrationsinduktivität (wirksame Induktivität der Speicherdrossel des Schaltreglers für einen vergleichbaren linearen Regler) bestimmt. Bei manchen Reglertypen ist diese Induktivität sehr hoch.

Folgende Tabelle zeigt die Größe der Integrationsinduktivität L₀ einer vergleichbaren linearen Ersatzschaltung für einen Schaltregler in Abhängigkeit der Induktivität L der Speicherdrossel, der Eingangsspannung U_E und der Ausgangsspannung U_A:

Reglertyp
Integrationsinduktivität
Buckregler (Abwärtsregler)
L₀ = L
Buck-Boostregler (Sperrwandler)	L₀ = L·(U_A/U_E + 1)²
Boostregler	L₀ = L·(U_A/U_E + 1)²
Venable-Regler (US 3,925,715)	L₀ = L

Wenn insbesondere hohe Spannungen erzeugt werden sollen, sind manche Reglertypen durch ihre hohe Integrationsinduktivität sehr langsam.

Aus IEEE Power Electronics Specialist Conference, Palo Alto, California, June 14-16, 1977, "A New Optimum Topology Switching DC-TO-DC-Converter", Cuk, Middlebrook, ist es bekannt, unterschiedliche Schaltreglertypen (Buck, Boost, . . .) zu kaskadieren bzw. neue Schaltreglertypen mit verminderter Ausgangsbrummspannung zu schaffen, deren Teilinduktivitäten über zusätzliche Halbleiterschalter zu-/abschaltbar sind. Anregungen hinsichtlich der Verkleinerung der wirksamen Integrationsinduktivität enthält obige Veröffentlichung nicht.

Aus der DE 27 02 277 A1 und der DE 28 50 629 A1 sind Schaltregler bekannt, bei denen die Speicherinduktivität über mindestens zwei Schalteinrichtungen in Abhängigkeit der angeschlossenen Last veränderbar ist. Ziel der dort angegebenen Schaltregler ist es, einen hohen Wirkungsgrad zu erreichen. Durch entsprechende Steuerung der an die Speicherinduktivität angeschlossenen Schalter wird die Speicherinduktivität entweder voll oder teilweise wirksam geschaltet. Zur Aufbereitung der Steuerpulse sind entweder zwei Detektoren für unterschiedliche Ausgangsgrößen oder zwei Bezugssignalgeneratoren notwendig.

Aus der US-PS 3,925,715 ist ein Schaltregler bekannt, mit einem Transformator, der mehrere Teilwicklungen aufweist, und einer angezapften Eingangsdrossel. Mittels herkömmlicher und zusätzlicher Halbleiterschalter läßt sich der Transformator mit der Eingangsgleichspannungsquelle über jeweils einen Teil der Eingangsdrossel verbinden. Dieser "Venable Converter" liefert eine Ausgangsspannung, die höher als die Eingangsspannung ist, und einen kontinuierlichen Ausgangsstrom hat. Steigt aber die Leistung in den kW-Bereich, wird es schwierig die erzeugte Verlustleistung abzuführen. Anre gungen hinsichtlich Verkleinerung der wirksamen Integra tionsinduktivität und damit Erziehung geringerer Regelzeit konstante enthält diese Entgegenhaltung ebenfalls nicht. Au ßerdem sind bei diesem Schaltregler immer mindestens fünf Halbleiterschalter nötig.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ausgehend vom Oberbegriff des Patentanspruches 1 einen Schaltregler anzugeben, dessen Ersatzinduktivität gering ist. Diese Auf gabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentan spruches 1 gelöst. In den Unteransprüchen sind vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung aufgezeigt.

Mit der Erfindung lassen sich folgende Vorteile erzielen:

- Die Stellkennlinie (Verhältnis von Ausgangs- zu Eingangs gleichspannung kann linearisiert werden, z. B. beim anson sten nichtlinearen Sperrwandler.
- Die Regelzeitkonstante ist geringer als bei einem herkömm lichen Schaltregler, bedingt durch die kleinere Ersatzin duktivität.
- Beim Betrieb mit sehr hohen Leistungen ( 500 W) weist der erfindungsgemäße Schaltregler in Gegentaktausgestaltung gegenüber dem "Venable-Converter" eine geringere Belastung der Einzel-Bauteile auf, was einer günstigeren Wärmeabfuhr zugute kommt.
- Durch die Regelung über die Lade-/Entladegeschwindigkeit kann das Tastverhältnis frei gewählt werden. Dadurch er gibt sich ein weiterer Freiheitsgrad zur Optimierung des Schaltreglers hinsichtlich Wirkungsgrad.
- Die Grenzfrequenz des Schaltreglers nach der Erfindung ist höher als bei herkömmlichen Schaltreglertypen.
- Die Eingangsspannung des Schaltreglers wirkt bei Pulsbrei tenregelung sehr stark auf die Ausgangsspannung, so daß zur Erzielung einer großen Genauigkeit der Ausgangsspan nung eine relativ hohe Verstärkung im Regelkreis notwendig ist. Da dies oft mit Stabilitätsproblemen verbunden ist, kann oft die gewünschte Genauigkeit nicht erreicht werden. Wird nun die Eingangsspannung in die Regelung miteinbezo gen, kann mit wenig Bauteileaufwand die erforderliche Ver stärkung im Regelkreis verkleinert werden.
- Durch Verteilung der Lade-/Entladeströme auf mehrere Bau teile wird die Einzelbelastung der Bauteile geringer.
- Der Schaltregler gemäß der Erfindung erfordert wenig An steuerleistung für die schaltenden Bauelemente.
- Kapazitive und induktive Bauelemente (Speicherdrossel, Glättungskondensatoren) können kleiner gewählt werden, bzw. sind prinzipbedingt kleiner. Damit entstehen beim Aufbau des Schaltreglers geringere Kosten, da induktive und kapazitive Bauelemente hoher Induktivität, bzw. hoher Kapazität gegenüber Halbleiterbauelementen (bipolare Tran sistoren, FET, Thyristoren) wesentlich teurer sind.

Anhand der Zeichnungen werden nun einige Ausführungsbei spiele der Erfindung erläutert.

Es zeigen

Fig. 1 ein Prinzipschaltbild eines Sperrwandlers nach der Erfindung,

Fig. 2 die Ansteuerimpulse für den Sperrwandler nach Fig. 1,

Fig. 3 ein Strom-Zeit-Diagramm für die Speicherdrossel des Schaltreglers,

Fig. 4 die Stellkennlinie eines Sperrwandlers nach der Er findung sowie die Stellkennlinie eines herkömmlichen Sperr wandlers,

Fig. 5 die Ersatzinduktivität des Sperrwandlers nach der Erfindung sowie die Ersatzinduktivität eines herkömmlichen Sperrwandlers,

Fig. 6 die Steuerschaltung des Sperrwandlers nach der Er findung,

Fig. 7 Steuerpulse für die Halbleiterschalter sowie deren Aufbereitung,

Fig. 9 das Prinzip eines Buckreglers nach der Erfindung,

Fig. 8 das herkömmliche und das Steuerschema der Erfindung,

Fig. 10 ein Buck-Boost-Regler nach der Erfindung,

Fig. 11 ein Strom-Zeit-Diagramm für den Buck-Boost-Regler nach Fig. 10,

Fig. 12 den Stromanstieg in der Ersatzinduktivität des Schaltreglers gemäß Fig. 10 für den offenen Regelkreis,

Fig. 13 einen abgewandelten Buck-Boost-Regler,

Fig. 14 einen weiteren Buck-Boost-Regler,

Fig. 15 ein Boost-Regler nach der Erfindung,

Fig. 16 einen Boost-Regler mit Energierückspeisung,

Fig. 17 einen Buck-Regler mit Energierückspeisung,

Fig. 18 eine Steuerschaltung zur Pulsaufbereitung,

Fig. 19 Puls-Zeit-Diagramme für die Signale der Steuerschal tung gemäß Fig. 18,

Fig. 20 eine modifizierte Steuerschaltung,

Fig. 21 eine Steuerschaltung mit Prozessor,

Fig. 22 eine herkömmliche Buckregler-Schaltung,

Fig. 23 den Wirkungsgrad eines herkömmlichen Buckreglers,

Fig. 24 das Schaltbild eines optimierten Buckreglers,

Fig. 25 das Schaltspiel der Schalter beim optimierten Buck regler,

Fig. 26 den Strom durch die Speicherdrossel für die opti mierten Buckregler,

Fig. 27 die Stellkennlinie des optimierten Buckreglers,

Fig. 28 eine Gegentaktschaltung,

Fig. 29 die Steuerpulse für die Gegentaktschaltung gemäß Fig. 28,

Fig. 30 die Steuerschaltung zur Erzeugung dieser Steuerpul se, sowie zugehörige Pulsdiagramme (Fig. 30a),

Fig. 31 die Ersatzinduktivität des Schaltreglers gemäß Fig. 28 im Vergleich zum "Venable Converter",

Fig. 32 eine Boostregler-Gegentaktschaltung,

Fig. 33 die Boostregler-Gegentaktschaltung gemäß Fig. 32 mit nachgeschaltetem Gegentaktwandler,

Fig. 34 die Stellkennlinie des Schaltreglers gemäß Fig. 33,

Fig. 35 die Steuerschaltung für den Schaltregler gemäß Fig. 33, sowie zugehörige Pulsdiagramme (Fig. 35a),

Fig. 36 einen Buckregler mit umschaltbarer Lade- und Entla dephase,

Fig. 37 das Schaltschema der Schalter beim Buckregler gemäß Fig. 36,

Fig. 38 der Strom durch die Speicherdrossel beim Buckregler gemäß Fig. 36,

Fig. 39 die Stellkennlinie des Buckreglers gemäß Fig. 36.

Fig. 1 zeigt einen Schaltregler gemäß der Erfindung nach dem Sperrwandler-Prinzip. Der bei einem herkömmlichen Sperr wandler vorgesehene Halbleiterschalter S1 verbindet die Ein gangsgleichspannungsquelle Q_E mit der Spannung U_E über die Schutzdiode D1 - Schutz vor Inversbetrieb des Halbleiter schalters S1 - mit einem Anschlußende der Speicherdrossel S. Die Speicherdrossel S weist eine Primärwicklung und eine Se kundärwicklung auf zur galvanischen Trennung von Eingangs- und Ausgangskreis des Schaltreglers. Somit liegt die Primär wicklung der Speicherdrossel S parallel zur Eingangsgleich spannungsquelle Q_E. Die Sekundärwicklung der Speicherdrossel S ist über den sekundärseitigen Gleichrichter D2 mit dem Schaltreglerausgang - Klemmen 1, 2 - verbunden, an denen die Ausgangsgleichspannung U_A des Schaltreglers über dem Glät tungskondensator C_A abgreifbar ist. Der Sperrwandler weist erfindungsgemäß einen zusätzlichen Halbleiterschalter S2 auf, der zwischen die Eingangsgleichspannungsquelle Q_E und eine Anzapfung der Primärwicklung der Speicherdrossel S ge schaltet ist. Die Einschaltzeiten der beiden Halbleiter schalter S1 und S2 bestimmen die Ladezeit der Speicherdros sel S und damit die Ladegeschwindigkeit. Erfindungsgemäß wird bei diesem Ausführungsbeispiel zur Regelung die Ladege schwindigkeit der Speicherdrossel S in Abhängigkeit der Aus gangsspannung U_A des Schaltreglers umgeschaltet. Der Zeit punkt der Umschaltung, d. h. Ablösung des Halbleiterschalters S2 durch den Halbleiterschalter S1 wird durch eine Steuer schaltung (Fig. 6) festgelegt. Die Ansteuerimpulse für die Schalter S1 und S2 bezogen auf eine Schaltperiode T zeigt Fig. 2. Für den ersten Teil der Ladephase - 0 bis t1 - ist der Schalter S2 geschlossen. Es fließt der Ladestrom I1 (Fig. 3).

Würde nicht zum Zeitpunkt t1 der Schalter S2 abgeschaltet werden und dafür der Schalter S1 eingeschaltet werden, würde der Ladestrom mit gleicher Steigung bis zum Zeitpunkt T/n (Fig. 3 gestrichelt) weiterfließen. Da aber zum Zeitpunkt t1 der Schalter S2 durch den Schalter S1 abgelöst wird (Fig. 2), ändert sich die Steigung des Ladestromes - Strom I2 durch Schalter S1 - und damit die Ladegeschwindigkeit der Speicherdrossel S. Zum Zeitpunkt T/n (n < 1) beginnt die Entladephase der Speicherdrossel S. Während der Zeit T-T/n fließt der Strom I3 auf die zwischen den Klemmen 1-2 gelege ne Last R_L. Die Stellkennlinie des Sperrwandlers läßt sich aus der Knotenregel:

I1 + I2 = I3

herleiten. Es gilt (Fig. 1):

wobei y = N²/Ny² und x = N²/Nx² ist und Nx die Windungszahl der Induktivität L/x (gesamte Primärwicklung), N die Win dungszahl der Induktivität L zwischen dem Schalter S2 und der nichtpotentialführenden Klemme der Eingangsspannungs quelle Q_E und Ny die Windungszahl der Induktivität L/y (Se kundärwicklung) angibt.

Bisher wurde davon ausgegangen, daß die Entladezeit und da mit die Entladegeschwindigkeit konstant gehalten wird, bei spielsweise T/2, und die Regelung nur über die Veränderung der Ladegeschwindigkeit erfolgt. Erfindungsgemäß wird nun in einer Alternativlösung die Entladezeit frei wählbar gemacht. T/n wird so gewählt, daß der Wandler seinen optimalen Wir kungsgrad erhält. Die Stellkennlinie ergibt sich dann gemäß Fig. 1 zu:

Gegenüber einem herkömmlichen Sperrwandler weist der Sperr wandler nach der Erfindung folgende Vorteile auf:

a) eine in Abhängigkeit des Tastverhältnisses t1/T lineare Stellkennlinie U_A/U_E (Fig. 4, durchgezogene Linie) ge genüber der nichtlinearen Stellkennlinie des herkömmlichen Sperrwandlers (Fig. 4, strichpunktier te Linie),
b) eine geringere Regelzeitkonstante:
Die auf ein lineares Ersatzschaltbild berechnete Indukti vität L₀ ist kleiner als beim herkömmlichen Sperrwandler. L₀ bestimmt die Grenzfrequenz des Schaltreglers mit Für den herkömmlichen Sperrwandler gilt:L₀/L = (U_A/U_E + 1)².Für den Sperrwandler gemäß der Erfindung gilt:L₀/L = n²/y (n-1)²

Fig. 5 zeigt die Ersatzinduktivitäten L₀/L in Abhängigkeit der Stellkennlinie U_A/U_E im Vergleich (herkömmlicher Sperr wandler strichpunktierte, Sperrwandler nach der Erfindung durchgezogene Linie). Für den Sperrwandler nach der Erfin dung wurde für die Darstellung n=2 angenommen.

Die Steuerschaltung für den Sperrwandler nach der Erfin dung zeigt Fig. 6. Ein Taktsignal C1 mit der Periodendauer T steuert einen Sägezahngenerator SZ in seiner Wiederholfre quenz. Vom Schaltreglerausgang wird ein Signal U_ST gewonnen, welches abhängig ist vom Momentanwert der Ausgangsspannung U_A des Schaltreglers. Das Ausgangssignal des Sägezahngenera tors SZ und das Signal U_ST werden einem Komparator K zuge führt. Sobald die Ausgangsspannung des Sägezahngenerators SZ das Signal U_ST übersteigt, führt der Ausgang des Kompa rators K H-Potential Signal A (Fig. 7). Vom Taktsignal C1 wird über ein Monoflop MF ein Signal der Dauer T(1-n) abge leitet. Das Ausgangssignal des Komparators K wird einer In verterstufe IS zugeführt, so daß ein zum Signal A inverses Signal B entsteht. Signal A und das Ausgangssignal des Mono flops MF wird einem ersten NOR-Glied N1 zugeführt, dessen Ausgang das Steuersignal für den Schalter S1 liefert. Signal B sowie das Ausgangssignal des Monoflops MF beaufschlagt ein zweites NOR-Glied N2, an dessen Ausgang das Steuersignal für den Schalter S2 erscheint. Die Verkleinerung bzw. Vergröße rung der Steuersignale in Abhängigkeit der Höhe des Signals U_ST ist in Fig. 7 durch Pfeile markiert. Während der strom losen Zeit T-T/n von Schalter S1 und S2 fließt über die Dio de D2 im Ausgangskreis der Laststrom. Wie aus Fig. 6 und Fig. 7 ersichtlich ist, ist die Länge des Steuerpulses für den Schalter S1 durch eine arithmetische Beziehung, T/n-t1 mit der Länge des Steuerpulses für den Schalter S2 verknüpft.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt Fig. 9. Dieser Schaltregler arbeitet nach dem Buckregler (Abstel ler)-Prinzip. Sämtliche zuvor definierten Größen werden nachfolgend in gleicher Bedeutung verwendet. Der herkömmli cherweise bei einem Buckregler vorgesehene Schalter S1 liegt über die Schutzdiode D1 zwischen der Eingangsgleichspan nungsquelle Q_E und einem ersten Anschlußende der Speicher drossel S, die im Gegensatz zum zuvor beschriebenen Sperr wandler nur eine Wicklung aufweist. Der zusätzliche Halblei terschalter S2 liegt zwischen einer Anzapfung der Speicher drossel S und der Eingangsgleichspannungsquelle Q_E. Zwischen dieser Anzapfung und dem Anschluß der Schutzdiode D1 weist die Speicherdrossel S eine weitere Anzapfung auf, an die der Buckregler-Gleichrichter D3 katodenseitig angeschlossen ist. Anodenseitig ist dieser Gleichrichter D3 an gemeinsames Be zugspotential geschaltet. Das zweite Anschlußende der Spei cherdrossel S ist mit der Ausgangsklemme 1 des Schaltreglers verbunden. Die beiden Steuersignale A für den Schalter S1 und B für den Schalter S2 sind wie folgt gewählt:
Das Steuersignal A besteht aus Steuerpulsen der Länge t1 (vgl. Fig. 8) und das Steuersignal B aus Steuerpulsen der Länge T-t1-t1·k. Dabei ist k der Multiplikator. Während der Zeit t1·k ist der Gleichrichter D3 leitend. Die Stellkennli nie dieses Buckreglers ergibt sich zu:

Der Multiplikator k und die Anzapfungen stehen in einem be stimmten Verhältnis. Es gilt:

Mit k = 1/x ergibt sich die Stellkennlinie zu:

und die Ersatzinduktivität zu:

Die Erfindung ermöglicht es Schaltreglerstellglieder mit verschiedenen Regeleigenschaften zu realisieren. Herkömmli che Schaltreglerstellglieder werden durch Steuerpulse varia bler Breite und der verbleibenden Differenz zur gesamten Pe riode geschaltet. Die Verwendung mindestens eines zweiten Schalters mit zusätzlichen Steuerpulsen variabler Breite, die von den Steuerpulsen des herkömmlichen Schaltregler-Schal ters vorzugsweise linear abhängig gewählt sind, ermög licht den Aufbau einer Vielzahl neuer Schaltregler mit bes seren Regeleigenschaften, insbesondere höherer Grenzfre quenz.

In Fig. 8 ist das herkömmliche Steuerschema dem Steuersche ma gemäß der Erfindung gegenübergestellt. Der zusätzliche Schalter wird mit dem Steuerpuls t1·k angesteuert. Der ver bleibende Rest ist dann t-t1-t1·k. Ein Schaltregler für die ses Steuerschema besitzt also mindestens zwei Schalter, die wahlweise mit den Steuerpulsen a, b oder c angesteuert wer den.

Demzufolge kann die Steuerung der Schalter S1 und S2 bei spielsweise beim Buckregler gemäß Fig. 9 vertauscht werden. Es gilt dann:
Das Steuersignal A besteht aus Steuerpulsen der Länge t1 und das Steuersignal B aus Steuerpulsen der Länge t1·k. Für die restliche Zeit einer Schaltperiode t-t1-t1·k ist die Diode D3 leitend. Die dazugehörige Stellkennlinie lautet dann:

mit y = und die Ersatzinduktivität:

Als weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung wird ein Buck-Boost-Regler (Fig. 10) vorgestellt, der ohne das er findungsgemäße Steuerschema und ohne zusätzliche Schalter an sich bekannt ist (IEEE Power Electronics Conference, Palo Alto, California, 1977, "A New Optimum Topology Switching DC-TO-DC-Converter", Cuk, Middlebrook; US-PS 39 25 715). Bei diesem Ausführungsbeispiel liegt der herkömmliche Schal ter S1 zwischen der Eingangsgleichspannungsquelle Q_E und ei ner Anzapfung der Primärwicklung der Speicherdrossel S. Der zusätzliche Schalter S2 liegt zwischen der Eingangsspan nungsquelle Q_E und einem Anschlußende der Sekundärwicklung der Speicherdrossel S. Das andere Anschlußende der Sekundär wicklung ist auf Bezugspotential gelegt. Der Buck-Boost-Gleich richter D3 befindet sich zwischen gemeinsamem Bezugs potential und einem Anschlußende der Primärwicklung von S. Das andere Anschlußende der Primärwicklung führt zur Aus gangsklemme 1 des Schaltreglers.

Die Wirkungsweise dieses Buck-Boost-Reglers ist folgenderma ßen:
Der Schalter S2 legt die Sekundärwicklung der Speicherdros sel S mit der Induktivität L/x an die Eingangsspannungsquel le Q_E. Durch den geschlossenen Schalter S1 wird die in L/x aufgenommene Energie an den Ausgang abgegeben (Buckmode). Wenn die Schalter S1 und S2 beide geöffnet sind, wird die Speicherdrossel S über den Gleichrichter D3 an den Ausgang entladen (Buckmode). Im geregelten Fall, wenn die Pulsbreite der Steuerpulse von der Ausgangsspannung U_A abhängig ist, sind die Ströme durch die Speicherdrossel in Balance (Fig. 11). Dabei ist vorausgesetzt, daß die Speicherdrossel S nie ganz entladen wird (I₀ in Fig. 11).

Aufgrund der Knotenregel I₁ = I₂ + I₃ und folgenden Bezie hungen:

ergibt sich die Stellkennlinie zu:

wobei gilt: y-xk-x=0.

Die Ausgangsspannung U_A kann also größer oder kleiner als die Eingangsspannung U_E werden. Da die Pulsbreite von t1 nach T=t1+t1·k begrenzt ist, wird mit

die minimale Ausgangsspannung:

Für den üblichen Buck-Boost-Regler gilt wie bereits in der Beschreibungseinleitung dargelegt:

Diese Induktivität bestimmt die untere Frequenzgrenze des Reglers. Infolge der Quadrierung kann diese sehr tief lie gen. Die Tiefpaßinduktivität L₀ berechnet sich aus dem An stieg des mittleren Gleichstromes während der Entladephase t1+t1·k zu:

Nach einem Zeitsprung Δt beim offenen Regelkreis steigt der Strom I_L gemäß Fig. 12 an. Es ergibt sich eine neue Strom balance:

Δt·U_E·x(1+k) = -(U_A·y-U_E·y)·Δt-U_A·k·Δt+ΔI,

somit:

ΔI = U_A(y+k)Δt.

Der Sprung Δt ergibt einen Spannungssprung im geschlossenen Kreis von

Für Kleinsignalverhalten wird:

dU_A = ΔU_A.

Damit ergibt sich für die Ersatzinduktivität:

oder mit der minimalen Ausgangsspannung:

Daraus ist ersichtlich, daß die Grenzfrequenz des Buck-Boost-Reglers gemäß Fig. 10 höher ist als die eines her kömmlichen Buck-Boost (Sperrwandler)-Reglers. Beispielsweise wird mit:

Beim herkömmlichen Regler wäre (Buck-Boost)

L_o = 4·L

Die Grenzfrequenz ist demnach um

höher als beim herkömmlichen Sperrwandler.

Einen etwas abgewandelten Buck-Boost-Regler nach der Erfin dung zeigt Fig. 13. In Abweichung zu Fig. 10 liegt der Schalter S1 am ersten Anschlußende der Primärwicklung der Speicherdrossel S und der Gleichrichter D3 ist zwischen eine Anzapfung der Primärwicklung und gemeinsames Bezugspotential geschaltet. Der Schalter S2 ist bis auf die Schutzdiode D4 wie in Fig. 10 angeschlossen. Der Schalter S1 wird mit Steuerpulsen der Breite t1 eingeschaltet und der Schalter S2 mit Steuerpulsen der Pulsbreite T-t1-t1·k. Die Stellkennli nie und die Ersatzinduktivität entspricht jener des Schalt reglers gemäß Fig. 10.

Eine Vertauschung der Steuerpulse für den Regler gemäß Fig. 12 (Schalter S1: Steuerpulse der Breite T-t1-t1·k; Schalter S2: Steuerpulse der Breite t1) führt zu einem Regler mit der Stellkennlinie:

mit x = k+1 und einer Ersatzinduktivität:

Einen weiteren Schaltregler nach dem Buck-Boost-Prinzip zeigt Fig. 14. Die Speicherdrossel S weist im Gegensatz zum Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 nur eine Wicklung auf. Die Serienschaltung aus Gleichrichter D1 und Schalter S1 liegt zwischen einer ersten Anzapfung der Speicherdrossel S und der Eingangsgleichspannungsquelle Q_E. Der Schalter S2 liegt zwischen der Eingangsgleichspannungsquelle Q_E und einer zweiten Anzapfung der Speicherdrossel S. Die Anschlußenden der Speicherdrossel S sind mit den Ausgangsklemmen 1 und 2 des Schaltreglers verbunden. Diese Schaltung unterscheidet sich zu der Schaltung von Fig. 1 durch die Wahl der Steue rung. Die Steuerpulse für die Schalter S1 und S2 sind derart gewählt:

S1 → T-t1-t1·k
S2 → t1

Daraus ergibt sich die Stellkennlinie:

und die Ersatzinduktivität:

Die Stellkennlinie dieses Schaltreglers ist ebenfalls linear und die Ersatzinduktivität sehr gering.

Einen erfindungsgemäßen Schaltregler nach dem Boostregler-Prin zip zeigt Fig. 15.

Zwischen der Eingangsgleichspannungsquelle Q_E und der Aus gangsklemme 1 des Reglers liegt die nur eine Wicklung auf weisende Speicherdrossel S sowie der Halbleiterschalter S3. Der Schalter S1 liegt hier zwischen einer ersten Anzapfung der Speicherdrossel S und gemeinsamem Bezugspotential, der Schalter S2 über die Schutzdiode D3 zwischen einer zweiten Anzapfung der Speicherdrossel S und ebenfalls Bezugspoten tial. Der Schalter S1 wird mit Steuerpulsen der Länge t1 ge steuert, der Schalter S2 mit solchen der Länge t1·k und der Schalter S3 mit Steuerpulsen der Länge T-t1-t1·k. Die Stell kennlinie dieses Reglertyps ergibt sich zu:

und die Ersatzinduktivität zu:

Für x=y kann der Schalter S3 durch eine Diode ersetzt wer den. Gegenüber dem herkömmlichen Boostregler ist die Ersatz induktivität sehr gering.

Die bisher vorgestellten Reglertypen (Buck, Boost, Buck-Boost) sind in einer Ausgestaltung der Erfindung mit Ener gierückspeisewicklungen versehen, die jeweils mit der Spei cherdrossel S magnetisch gekoppelt sind. Fig. 16 zeigt ei nen Boostregler nach der Erfindung mit Energierückspeisung. Der Schalter S1 befindet sich in Serie zur Primärwicklung der Speicherdrossel S zwischen dem potentialführenden Ein gang und Ausgang des Schaltreglers. Der zusätzliche Schalter S2 liegt in Serie zur Sekundärwicklung der Speicherdrossel S. Letztere Serienschaltung ist zwischen potentialführenden Eingang und Bezugspotential gelegen. Die Sekundärwicklung der Speicherdrossel S weist eine Anzapfung auf, die über ei ne Diode D4 derart mit dem potentialführenden Eingang des Schaltreglers verbunden ist, daß bei nichtleitend gesteuer ten Schaltern S1 und S2 (Zeitintervall t1·k) eine Rückspei sung der Energie der Speicherdrossel S zum Reglereingang er folgt.

Die Steuerpulse für die Schalter sind wie folgt gewählt:

S1 → T-t1-t1·k
S2 → t2

Die Stellkennlinie lautet:

und die Ersatzinduktivität:

Bei Erzeugung sehr hoher Ausgangsspannungen weist dieser Boostregler mit Energierückspeisung im Vergleich zum her kömmlichen Boostregler eine sehr geringe Ersatzinduktivität auf. Für ein Spannungsübersetzungsverhältnis U_A/U_E = 50 : 200 folgt: L₀ = L·0,0625. Beim herkömmlichen Boostregler erhält man hingegen:

L₀ = L·1,56.

Fig. 17 zeigt einen Buckregler mit Energierückspeisung. Die Eingangsspannungsquelle Q_E ist über die Serienschaltung be stehend aus Primärwicklung der Speicherdrossel S, Diode D5, Schalter S1 mit der Ausgangsklemme 1 verbunden. Der Schalter S2 liegt zwischen einer Anzapfung der Primärwicklung der Speicherdrossel S und ebenfalls Ausgangsklemme 1 des Schalt reglers. Die Rückspeisewicklung RS auf der Speicherdrossel S ist über die Diode D6 mit dem potentialführenden Eingang verbunden. Die Steuerpulse sind wie folgt gewählt:

S1 → t1
S2 → T-t1-t1·k

Die Stellkennlinie

U_A/U_E = 1-(t1/T)·k

mit y-x-kx=0 wird:

Die Schaltung hat den Vorteil, daß die Schalter direkt an der Versorgungsspannung liegen, was für manche Anwendungs fälle von Vorteil ist (Transformator/Last).

Für die Ersatzinduktivität gilt:

Für die Schaltungen gemäß den Fig. 8, 10, 13, 14, 15, 16 und 17 lassen sich die Steuerpulse mittels der Steuerschal tung nach Fig. 18 erzeugen. Das Prinzip dieser Steuerschal tung beruht auf der Gewinnung der Steuerpulse aus einer Dreiecksspannung mit verschiedenen Anstiegszeiten. Eine sol che Dreiecksspannung wird mittels des Integrators OP1, des sen Zeitkonstante R·C von zwei Schaltern SI1 und SI2 zyk lisch umgeschaltet wird. Die zyklische Umschaltung der Schalter SI1 und SI2 erfolgt durch einen mittels eines Mono flops MF1 nachbearbeiteten Takt C1′. Das am nichtinvertie renden Ausgang des Monoflops MF1 anstehende Signal MQ steu ert den Schalter SI1 und das am invertierenden Ausgang auf tretende Signal steuert den Schalter SI2. Das Ausgangs signal AI des Integrators OP1 wird mittels Komparator K1 mit der von der Ausgangsspannung U_A des Reglers abgeleiteten Spannung U_STA verglichen. Das Komparator-Ausgangssignal wird mit dem MQ-Signal über ein NAND-Glied NA1 verknüpft, so daß nach Verstärkung Steuerpulse der Länge t1·k entsteht. Die Verknüpfung des Komparator-Ausgangssignals mit dem -Signal über das NAND-Glied NA2 liefert nach Verstärkung Steuerpulse der Länge t1. Das NOR-Glied NO1 verknüpft die verstärkten Ausgangssignale der beiden NAND-Glieder NA1 und NA2 zu den Steuerpulsen der Länge T-t1-t1·k (Fig. 19).

Die Steuerschaltung gemäß Fig. 18 weist zwei Referenzspan nungsquellen Qr1 und Qr2 auf, die jeweils über einen der Schalter SI1 bzw. SI2 und einen der Widerstände R1, R2 auf den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP1 ge legt werden.

Eine modifizierte Steuerschaltung ist in Fig. 20 darge stellt. Im Gegensatz zur Steuerschaltung nach Fig. 18 ist eine der Referenzspannungsquellen - Qr1 - ersetzt durch ei nen Spannungsteiler R3, R4, der erfindungsgemäß durch die Eingangsgleichspannungsquelle Q_E des Schaltreglers gespeist wird. Die Vorteile dieser Modifizierung werden nachfolgend erläutert:
Aus den zuvor erläuterten Stellkennlinien U_A/U_E ist ersicht lich, daß die Höhe der Eingangsspannung U_E stark auf die Hö he der Ausgangsspannung U_A durchgreift, so daß zur Erzielung einer hohen Konstanz der Ausgangsspannung U_A eine relativ hohe Verstärkung im Regelkreis notwendig ist. Da dies mit Stabilitätsproblemen verbunden ist, wird der Einfluß der Eingangsspannung U_E durch die Modifikation gemäß Fig. 20 minimiert.

Die statische Gleichung des Buck-Boost-Reglers gemäß Fig. 14 lautet:

k stellt den Steigungsfaktor des zweiten Steuerpulses dar und wird durch die Neigung der Komparatorsteuerspannung be stimmt. Diese Neigung und somit der Faktor k wird nun erfin dungsgemäß linear von der Eingangsgleichspannung U_E abhängig gemacht:

k = m·U_E

Damit folgt:

Der Einfluß der Eingangsspannung ist eliminiert.

Zur Steuerung der Schalter S1 und S2 ist beim Ausführungs beispiel gemäß Fig. 21 ein Prozessor Pr vorgesehen, der an hand der Ausgangsspannung U_A und der Eingangsspannung U_E, direkten Eingriff in das Regelverhalten des Stellgliedes er laubt, indem er die Beziehung zwischen den Steuerpulsen her stellt. Dem Prozessor wird die Ausgangsspannung U_A, die von der Ausgangsspannung über einen Schwellwertkomparator SK ab geleitete Steuerspannung U_ST sowie die Eingangsspannung U_E zugeführt. Anhand dieser drei Kenngrößen wird ein Regelsig nal RE für den Pulsdauermodulator PDM erzeugt.

Das Regelsignal RE wird im Pulsdauermodulator PDM mit der zuvor beschriebenen Dreiecksspannung verglichen. Das Aus gangssignal des Pulsdauermodulators PDM führt zur Verknüp fungslogik VL zur Aufbereitung der Steuerpulse für die Schalter S1 und S2. Die Verknüpfungslogik VL erhält an einem weiteren Eingang ein Schaltsignal, welches aus der Dreiecks spannung und der Steuerspannung U_ST durch Vergleich mittels eines weiteren Komparators VK gewonnen wird. Durch diese An ordnung ist Länge der Steuerpulse für den Schalter S2 nicht nur von der Länge der Steuerpulse des Schalters S1 abhängig, sondern auch unmittelbar von der Höhe der Eingangs- und Aus gangsspannung des Schaltreglers.

In Spannungsversorgungsgeräten tritt häufig das Problem auf eine relativ genaue Gleichspannung in eine wesentlich niedri gere aber noch genauere Spannung umzusetzen. Es soll z. B. eine Gleichspannung von 50 V ± 3% in eine Gleichspannung von 30 V ± 0,2% transformiert werden. Üblicherweise verwendet man in diesem Falle eine Buckregler-Schaltung (Fig. 22). In obigem Beispiel wird die Einschaltzeit des Schalters bei

te/T = U_A/U_E = 0,6

liegen.

Dadurch wird, wie aus Fig. 23 ersichtlich ist, der Wirkungs grad η der Transformationsanordnung relativ schlecht, da mit niedriger Einschaltdauer mehr Energie über die Speicherdros sel S geladen werden muß. Wenn die Transformation bei einem höheren Tastverhältnis erfolgen würde, könnte der Wirkungs grad η besser sein, da grundsätzlich weniger Ummagnetisie rungsverluste in der Speicherdrossel S auftreten. Es wird deshalb erfindungsgemäß das Tastverhältnis eines solchen Buckreglers erst auf einen bezüglich des Wirkungsgrades η günstigen Wert festgelegt. Die Ladezeit t_e der Speicherdros sel S wird auf einen festen Bruchteil der Gesamtperioden dauer festgelegt:

t_e = T/n; z. B. t_e/T 0,8.

Damit könnte man natürlich nicht regeln. Schaltet man aber während der Entladephase der Speicherdrossel S deren Entlade geschwindigkeit um, wird eine Regelung der Ausgangsspannung U_A wieder möglich. Fig. 24 zeigt das Schaltbild eines so optimierten Buckreglers. Die Eingangsspannungsquelle Q_E ist über den Schalter S1 mit einer Anzapfung der Speicherdrossel S verbunden. Das eine Wicklungsende der Speicherdrossel S ist über den Schalter S2 mit Bezugspotential verbindbar, ebenso wie eine dem anderen Wicklungsende der Speicherdros sel S benachbarte zweite Anzapfung über den Schalter S3. Das andere Wicklungsende der Speicherdrossel S ist mit der Aus gangsklemme 1 des Schaltreglers verbunden. Der Schalter S1 wird mit konstanter Pulsbreite T/n gesteuert, der Schalter S3 mit variabler - von der Ausgangsspannung U_A abhängiger - Pulsbreite t1 und der Schalter S2 mit dem verbleibenden Rest der Periodendauer:

T-T/n-t1.

In Fig. 25 ist das Schaltspiel der Schalter S1, S2 und S3 dargestellt und in Fig. 26 der Strom I_L durch die Speicher drossel S. Die Stellkennlinie für diesen optimierten Buckreg ler lautet:

Der Ort der Anzapfungen ergibt sich wieder aus den Teilinduk tivitäten L, L/x und L/y.

Mit den angenommenen Spannungswerten wird gewählt:

n = 1,25; x = 1,2; y = 0,2;
U_E = 50 V; U_A = 30 V.

In Fig. 27 ist diese Stellkennlinie dargestellt. Der kleine Stellbereich reicht für den gewünschten Zweck aus. Das Einfügen der beiden Schalter S2 und S3 verschlechtert den Wirkungsgrad geringfügig. Jedoch sind die an diesen Schal tern auftretenden Verluste infolge der kurzen Einschaltdauer gering.

Sämtliche bisher vorgestellten Schaltregler lassen sich zu Gegentaktschaltungen ergänzen, indem immer zwei gleichartige Schaltreglertypen ausgangsseitig gegenphasig zusammengeschal tet werden.

Fig. 28 zeigt eine solche Gegentaktschaltung für den Sperr wandler nach Fig. 1. Außer den Schaltern S1 und S2, die wie in Fig. 1 die Eingangsgleichspannungsquelle Q_E mit der Pri märwicklung der Speicherdrossel S verbinden, sind zwei weitere Schalter S4 und S5 vorgesehen, die die Primärwick lung der Speicherdrossel S′ mit der Eingangsspannungsquelle Q_E verbinden. Die von den Schaltern S1 und S4 abgewandten Wicklungsenden der Primärwicklungen der Speicherdrosseln S und S′ sind miteinander verbunden und auf Bezugspotential gelegt. Die Sekundärwicklungen der Speicherdrosseln S und S′ sind gegenphasig zueinander auf den Schaltreglerausgang ge schaltet, indem die benachbarten Wicklungsenden der Sekund ärwicklungen der Speicherdrosseln S und S′ miteinander ver bunden sind und an die eine Ausgangsklemme 4 angeschlossen sind, und die voneinander abgewandten Wicklungsenden von S und S′ über jeweils einen Gleichrichter D4, D5 zusammenge schaltet sind (Ausgangsklemme 3). Die Polung der Dioden D4, D5 ist dabei vom Wicklungssinn der Speicherdrosseln S und S′ abhängig, der in Fig. 28 durch Punkte markiert ist.

Die Steuerpulse für die Schalter S1, S2, S4 und S5 sind in Fig. 29 dargestellt:

S1 → T/2-t1
S2 → t1
S3 → t1
S4 → T/2-t1

ebenso die Ströme I1, I2, I3, I4 durch die Speicherdrosseln S und S′ und die Ausgangsspannung U_A.

Die Steuerschaltung zur Erzeugung dieser Steuerpulse zeigt Fig. 30. Das Taktsignal C1 steuert einen Sägezahngenerator SZ und liefert Einschaltsignale für die Schalter SII1 und SII2, sowie über einen Inverter IV1 Einschaltsignale für die Schalter SII3 und SII4. Aus dem Ausgangssignal U_A des Schalt reglers wird mittels eines RC-gegengekoppelten Verstärkers die Steuerspannung U_ST gewonnen. Das Ausgangssignal SZA des Sägezahngenerators SZ wird im Komparator K mit der Steuer spannung U_ST verglichen. Sobald das Ausgangssignal SZA des Sägezahngenerators SZ die Steuerspannung U_ST übersteigt (Fig. 30a, Zeile N), wird der Steuerpuls der Länge t1 gebil det, der über die Schalter SII2 und SII3 entsprechend ihrer jeweiligen Steuerung zu den Schaltern S1 und S4 durchge schaltet wird. Das Ausgangssignal des Komparators K steht über den Inverter IV2 invertiert (Fig. 30a, Z. M) zur Verfü gung - Steuerpulse der Länge T-t1 - und wird über die Schal ter SII1 und SII4 zu den Schaltern S2 und S5 durchgeschalt et. Natürlich kann die Steuerung der Schalter S1, S2 bzw. S4, S5 wie zuvor geschildert auch vertauscht werden.

Da sich für die Ausgangsspannung U_A beim Schaltregler gemäß Fig. 28 das Tastverhältnis praktisch nicht ändert, ist die Brummspannung am Ausgang minimal. Der Glättungskondensator C_A kann daher auf ein Minimum reduziert werden.

Der Schaltregler gemäß Fig. 28 hat die Vorteile des "Vena ble Converters":

- kontinuierlicher Stromfluß am Ausgang,
- galvanische Trennung zwischen Ausgang und Eingang.

Beim Betrieb mit sehr hohen Leistungen (P_a 500 W) weist der Schaltregler gemäß Fig. 28 jedoch noch weitere Vorteile auf: Da sich die Leistungen in den Bauelementen halbieren, werden die Einzelbauelemente geringer belastet; die Wärme läßt sich leichter abführen. Dieser Schaltregler ist also besonders geeignet zum Betrieb bei sehr hohen Leistungen.

Die lineare Ersatzinduktivität L/L₀ = 2/y ist bei Erzeugung hoher Spannungen wesentlich kleiner als beim "Venable Conver ter" (Fig. 31 durchgezogene Linie). Wenn der Parameter y so dimensioniert ist, daß die maximal einstellbare Spannung be grenzt wird, ergibt sich eine lineare Ersatzinduktivität.

In Fig. 32 ist ein zur Gegentaktschaltung ergänzter Boost regler dargestellt. Das eine Wicklungsende der Speicherdros sel S wie auch dasjenige der Speicherdrossel S′ ist an den Pluspol der Eingangsgleichspannungsquelle Q_E angeschlossen. Der Minuspol (Bezugspotential) der Eingangsgleichspannungs quelle Q_E ist über die Schalter S1 und S2 mit Anzapfungen der Speicherdrossel S und über die weiteren Schalter S4 und S5 mit Anzapfungen der Speicherdrossel S′ verbindbar. Die beiden von der Eingangsspannung Q_E abgewandten anderen Wick lungsenden der Speicherdrosseln S und S′ sind jeweils mit Gleichrichtern D4 und D5 beschaltet, deren Katoden gemeinsam zur Ausgangsklemme 1 führen. Die Stellkennlinie dieses Schaltreglers ergibt sich zu:

Zur Erzeugung von Hochspannungen, insbesondere zur Versor gung von Wanderfeldröhrenverstärkern, erweitert man die Schaltung gemäß Fig. 32 mit einem herkömmlichen Gegentakt wandler, so daß sich die Schaltung nach Fig. 33 ergibt. In Abweichung vom Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 32 sind nun die Gleichrichter D4, D5 nicht zusammengeschaltet, sondern weisen jeweils einen Schalter S6 bzw. S7 in Serie auf. Die Schalter S6 und S7 bilden zusammen mit dem Übertrager Ü den herkömmlichen Gegentakt-Wandler. Die Ausgangsspannung U_A kann noch einer aus Gleichrichtern und Kondensatoren beste henden Verfielfacherstufe zugeführt werden. Wählt man für die Anzapfungen x=y, so ergibt sich die Stellkennlinie des Schaltreglers gemäß Fig. 33 zu:

mit x=0,5 folgt:

U_A/U_E = 2t1/T+2

Fig. 34 zeigt die Stellkennlinien für die Fälle x=0,25 (ge strichelt) und x=0,5 (durchgezogen).

Zur Steuerung der Schalter S1 bis S7 kann im Prinzip die Steuerschaltung gemäß Fig. 29 verwendet werden. Als Ergän zung muß für den Schalter S6 lediglich der Taktimpuls C1 und für den Schalter S7 der invertierte Taktimpuls bereit ge stellt werden (Fig. 35).

Bisher wurden nur Schaltregler behandelt bei denen entweder nur die Ladegeschwindigkeit oder die Entladegeschwindigkeit zur Regelung umgeschaltet wurde. Prinzipiell ist es möglich zum Zwecke der Regelung sowohl die Lade- als auch die Entla degeschwindigkeit der wirksamen Speicherdrossel umzuschal ten.

Fig. 36 zeigt einen solchen Schaltregler, der am Ausfüh rungsbeispiel eines Buckreglers näher erläutert wird. Dieser Buckregler gemäß der Erfindung weist vier Schalter S8, S9, S10 und S11 auf, die an bestimmte Anzapfungen der Speicher drossel S angeschlossen sind. Der Schalter S10 liegt zwi schen dem einen Wicklungsende der Speicherdrossel S und ge meinsamem Bezugspotential. Der Schalter S8 verbindet die dem letztgenannten Wicklungsende nächstgelegene Anzapfung der Speicherdrossel S mit dem Pluspol der Eingangsgleichspan nungsquelle Q_E. Die nächstfolgende Anzapfung ist über den Schalter S11 mit Bezugspotential verbindbar. Die darauffol gende Anzapfung ist über den Schalter S9 mit dem Pluspoten tial der Eingangsgleichspannungsquelle Q_E verbunden. Das an dere Wicklungsende der Speicherdrossel S ist schließlich an die Ausgangsklemme 1 des Schaltreglers angeschlossen. Das Verhältnis der Anzapfungen untereinander ist durch die Para meter x, y und z festgelegt. Dabei muß die Bedingung:

0 = ky-zk-x+1

gelten.

k ist wiederum die bereits erklärte Proportionalitätskonstan te. Mit den Parametern x, y und z ergeben sich wie zuvor die Induktivitäten der Teilwicklungen zu:

L, L/x, L/y, L/z (Fig. 36).

Das Schaltschema der Schalter S8, S9, S10 und S11 zeigt Fig. 37 (Einschaltzustand schraffiert). Der zugehörige Strom I_L durch die Speicherdrossel S ist in Fig. 38 dargestellt. Wie Fig. 37 zeigt, wird die Periodendauer T in zwei Teile geteilt, den Lade- und Entladeteil. Die Ladephase beansprucht die Zeit T/n, die Entladephase die Zeit T-T/n. Der Teilungs faktor n wird so gewählt, daß man den optimalen Wirkungsgrad η erhält. Dieser Arbeitspunkt bleibt über der Regelung der Ausgangsspannung U_A fest. Der Wirkungsgrad bleibt etwa kon stant. Die Stellkennlinie errechnet sich aus der Bedingung:

Die Ladephase wird auf die beiden Schalter S8 und S9 ver teilt. Schalter S8 ist für die Zeit t1 und Schalter S9 für die Zeit T/n-t1 geschlossen (Fig. 37). Damit ergibt sich eine Umschaltung der Ladegeschwindigkeit. Die Entladung er folgt während der Zeit t1·k (Schalter S10) und der Zeit T(1-1/n)-t1·k (Schalter S11). Damit ergibt sich eine Umschal tung der Entladegeschwindigkeit.

Mit der Wahl:

n=1,25; x=0,2; z=2

gilt für vorgenannte Bedingung:

k(2-y) = 0,8.

Die maximale Einschaltdauer ist erreicht bei:

Mit y=0,2 wird k=0,444 und = 0,45.

Damit ergibt sich ein wesentlich größerer Stellbereich als beim Buckregler mit nur drei Schaltern - gemäß Fig. 24 - wo nur die Entladegeschwindigkeit umgeschaltet wird. Beim normalen Buckregler wäre η etwa 10 bis 20% geringer im Falle U_A/U_E =0,5.

Fig. 39 zeigt die Stellkennlinie des Buckreglers nach Fig. 36 mit den gewählten Werten

Der Arbeitspunkt A des Buckreglers ist in Fig. 39 eingetra gen.

Claims

1. Schaltregler, dessen Speicherdrossel (S) während der Ladephase Energie von der Eingangsgleichspannungsquelle aufnimmt und während der Entladephase an den Ausgang abgibt, wobei zur Regelung die Lade- und/oder Entladegeschwindigkeit der wirksamen Speicherdrossel (S) umgeschaltet wird unter Verwendung mindestens eines zusätzlichen derart an die Speicherdrossel (S) angeschlossenen Halbleiterschalters (S2), daß die wirksame Induktivität der Speicherdrossel (S) veränderbar ist und wobei die Steuerpulse für den/die zusätzlichen Halbleiterschalter (S2) von den Steuerpulsen des Halbleiterschalters/der Halbleiterschalter (S1) des herkömmlichen Schaltreglers abgeleitet sind, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Länge der Steuerpulse für die Halbleiterschalter einerseits und dem Verhältnis der durch die Anschlußpunkte der Halbleiterschalter (S1, S2, S3) entstehenden Teilinduktivitäten der Speicherdrossel (S) andererseits ein proportionaler Zusammenhang gewählt wird.

2. Schaltregler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Umschaltung der wirksamen Speicherdrossel (S) in Abhängigkeit der Höhe der Ausgangsspannung (U_A) des Schaltreglers vorgenommen wird.

3. Schaltregler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Umschaltung der wirksamen Speicherdrossel (S) in Abhängigkeit der Höhe der Eingangsspannung (U_E) des Schaltreglers vorgenommen wird.

4. Schaltregler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ableitung der Steuerpulse für den zusätzlichen/die zusätzlichen Halbleiterschalter (S2) gemäß einer arithmetischen Beziehung, z. B. Multiplikation, aus den Steuerpulsen für den Halbleiterschalter/die Halbleiterschalter des herkömmlichen Schaltreglers erfolgt.

5. Schaltregler nach Anspruch 1 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur Ableitung der Steuerpulse für den Halbleiterschalter (S1) des herkömmlichen Schaltreglers und den/die zusätzlichen Halbleiterschalter (S2) ein Prozessor (Pr) vorgesehen ist, der anhand der Ausgangs- und Eingangsspannung des Schaltreglers die Beziehung zwischen den Steuerpulsen herstellt.

6. Schaltregler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß für ein bestimmtes Verhältnis der Teilinduktivitäten der Speicherdrossel (S) untereinander mindestens ein Halbleiterschalter (S3) als Diode ausgebildet ist.

7. Schaltregler nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltregler als Sperrwandler ausgebildet ist mit mindestens einem zusätzlichen Halbleiterschalter (S2) zwischen der Eingangsgleichspannungsquelle (Q_E) und einer primärseitigen Anzapfung der Speicherdrossel (S), daß der zusätzliche Halbleiterschalter (S2) während des ersten Teils der Ladephase der Speicherdrossel (S) eingeschaltet wird und daß der bei einem herkömmlichen Sperrwandler vorgesehene Halbleiterschalter (S1) während des zweiten Teils der Ladephase der Speicherdrossel (S) eingeschaltet wird.

8. Schaltregler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß zwei weitere Halbleiterschalter (S4, S5) vorgesehen sind, die zur Erreichung eines kontinuierlichen Schaltreglerausgangsstromes paarweise abwechselnd zum herkömmlichen und zusätzlichen Halbleiterschalter (S1, S2) eingeschaltet werden, daß die beiden zusätzlichen Halbleiterschalter (S2, S5) mit ihrer Speicherdrossel (S′) zu einem weiteren Sperrwandler zusammengeschaltet sind, und daß die beiden Sperrwandler derart zusammengeschaltet sind, daß sie gegenphasig auf einen gemeinsamen Ausgang arbeiten.

9. Schaltregler nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltregler als Boostregler ausgebildet ist mit mindestens einem zusätzlichen Halbleiterschalter (S2) zwischen der Eingangsspannungsquelle (Q_E) und der Speicherdrossel (S), daß der zusätzliche Halbleiterschalter (S2) während des ersten Teils der Ladephase der Speicherdrossel (S) eingeschaltet wird, und daß der bei einem herkömmlichen Boostregler vorgesehene Halbleiterschalter (S1) während des zweiten Teils der Ladephase der Speicherdrossel (S) eingeschaltet wird.

10. Schaltregler nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß zwei weitere Halbleiterschalter (S4, S5) vorgesehen sind, die zur Erreichung eines kontinuierlichen Schaltreglerausgangsstromes paarweise abwechselnd zum herkömmlichen und zusätzlichen Halbleiterschalter (S1, S2) eingeschaltet werden, daß die beiden zusätzlichen Halbleiterschalter (S2, S5) mit ihrer Speicherdrossel (S′) zu einem weiteren Boostregler zusammengeschaltet sind, und daß die beiden Boostregler derart zusammengeschaltet sind, daß sie gegenphasig auf einen gemeinsamen Ausgang arbeiten.

11. Schaltregler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß den beiden zusammengeschalteten Boostreglern ein Gegentaktwandler nachgeschaltet ist.

12. Schaltregler nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltregler als Buckregler ausgebildet ist mit mindestens einem zusätzlichen Halbleiterschalter (S2) zwischen der Eingangsspannungsquelle (Q_E) und der Speicherdrossel (S), daß der zusätzliche Halbleiterschalter (S2) während des ersten Teils der Entladephase der Speicherdrossel (S) eingeschaltet wird, und daß der bei einem herkömmlichen Buckregler vorgesehene Halbleiterschalter (S1) während des zweiten Teils der Entladephase der Speicherdrossel (S) eingeschaltet wird.

13. Schaltregler nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltregler als Buck-Boost-Regler ausgebildet ist mit mindestens einem zusätzlichen Halbleiterschalter (S2) zwischen der Eingangsgleichspannungsquelle (Q_E) und der Sekundärwicklung der Speicherdrossel (S), daß der zusätzliche Halbleiterschalter (S2) während des ersten Teils der Entladephase der Speicherdrossel (S) eingeschaltet wird, daß der bei einem herkömmlichen Buck-Boost-Regler vorgesehene zwischen Eingangsspannungsquelle (Q_E) und Primärwicklung der Speicherdrossel (S) gelegene Halbleiterschalter (S1) während der Ladephase des Reglers eingeschaltet wird, und daß während des zweiten Teils der Entladephase der Speicherdrossel (S) die Primärwicklung der Speicherdrossel (S) über eine Diode (D3) derart mit dem Ausgang des Reglers verbunden ist, daß bei geöffneten Halbleiterschaltern (S1, S2) eine Energieabgabe an den Ausgang erfolgt.

14. Schaltregler nach einem der Ansprüche 7, 9, 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerpulse für den Halbleiterschalter (S1) beim herkömmlichen Regler mit den Steuerpulsen des zusätzlichen Halbleiterschalters (S2) vertauscht sind.

15. Schaltregler nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Tastverhältnis des Buckreglers auf einen bezüglich der Ummagnetisierungsverluste in der Speicherdrossel (S) günstigen Wert eingestellt wird, daß die Ladephase der Speicherdrossel (S) konstant gehalten wird, und daß nur die Entladegeschwindigkeit der wirksamen Speicherdrossel zur Regelung umgeschaltet wird.

16. Schaltregler nach einem der Ansprüche 9, 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Speicherdrossel (S) eine mit dem Eingang des Schaltreglers verbundene Energierückspeisewicklung aufweist.

17. Schaltregler nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß mittels zweier Halbleiterschalter (S8, S9) die Ladegeschwindigkeit umgeschaltet wird und mittels zweier weiterer Halbleiterschalter (S10, S11) die Entladegeschwindigkeit umgeschaltet wird.