JP3498606B2 - 蓄電装置及びその制御装置 - Google Patents
蓄電装置及びその制御装置Info
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Description
電器を有する蓄電手段を備える蓄電装置及びその制御装
置に関する。
源として、各種の二次電池やキャパシタなどの電気エネ
ルギー蓄積手段(以下、単に蓄電器と記す)が広く利用
されるようになっている。
や電力容量の増大が困難な場合があり、複数個の蓄電器
を直列又は並列に接続して使用することが多い。
蓄電器に電力容量や初期電圧,温度などのばらつきが存
在していると、各蓄電器に均一に電圧を分担させること
が困難になる。
いるリチウム二次電池や、電気二重層キャパシタなどを
直列接続して用いた場合は、蓄電器の端子電圧のばらつ
きが過充電や過放電を引き起こし、蓄電器の性能劣化や
寿命の低下を招く。
充電や過放電を検出して充電或いは放電を停止させる保
護機能が備えられている。こうした保護機能を具備する
リチウム二次電池を多数個、直列に接続すると初期電圧
が高い二次電池の電圧が過充電の保護レベルに達した時
点で充電が停止し安全性は確保されるが、初期電圧が低
い残りの二次電池は十分に充電されないまま、途中で充
電が停止されてしまう。
の電圧が過放電レベルに達した時点で放電が停止され、
初期電圧が高い残りの二次電池は蓄積した電気量を残し
たまま放電が停止される。
機能を具備する蓄電器を直列に接続すると、複数個の蓄
電器全体で得られるであろう電力容量の一部しか利用で
きないことになり、電力利用率が低下してしまうことに
なる。こうした問題を避ける為には、直列に接続された
各蓄電器の初期電圧を正確に検出し、少数の蓄電器の初
期電圧が残りの蓄電器と異なる場合には、電圧を均一化
する対策が必要である。
次電池,ニッケル水素型二次電池,電気二重層キャパシ
タなどが蓄電器として用いられる動向にあるが、いずれ
の例においても蓄電器に蓄積された電気量を正確に計測
することが望まれている。蓄積された電気量の計測(以
後、残量計測と呼ぶ)においては蓄電器の電圧を計測
し、電圧とSOC(State Of Charge、満充電を100%
とする残容量の%表示)から残量を推定する。この推定
においては蓄電器の温度、或いは寿命による内部抵抗の
変化等を考慮した精度の良い計算を行う。このような残
量計測においては、まず蓄電器の電圧を精度良く検出す
ることが必要であり、数十mVの精度が要求される。
方法の一例が、特開平10−191573号公報に記載されてい
る。この従来技術によるバッテリー充電装置において
は、二次電池群は複数個(この例では3個)の二次電池
を直列接続して構成されている。二次電池のそれぞれに
放電回路が並列に接続されている。2個1組で3組の入
力端子から1組を選び出力端子と接続する切替回路が設
けられ、3組の入力端子は各二次電池と並列に接続され
ている。差動増幅器の入力端子が切替回路の出力端子に
接続されており、差動増幅器の出力端子は1007のマ
イクロコントローラのアナログ入力端子に接続されてい
る。
信号を出し、切替回路で二次電池の+端子と−端子の組
を選択する。切替回路を経由して差動増幅器に伝えられ
た二次電池の電圧は、差動増幅器の出力からマイクロコ
ントローラに伝達される。マイクロコントローラは続い
て切替回路に信号を出し、次の二次電池を選択する。同
様な動作で順次、切替回路で選択して二次電池の電圧を
マイクロコントローラで読み込んで保持する。マイクロ
コントローラは最高端子電圧を持つ二次電池に対応する
放電回路のスイッチをオンにして放電させ、その二次電
池の電圧を他の二次電池に揃えるよう制御する。
動増幅器の内部に具備される複数の抵抗にばらつきがあ
る。この抵抗ばらつきが±1%程度であっても、高いレ
ベルの二次電池程、電圧検出誤差が大きくなり、最悪で
数百mVの誤差が発生する。リチウム二次電池を例にす
ると、使用可能な電圧範囲は2.7Vから4.2Vの範囲
であるが、この範囲において電圧とSOCの関係は線形
ではない。SOCが70〜100%の範囲において数百
mVの電圧誤差があると、残量は数十%の誤差になって
計測される。そこで、電圧誤差は数十mV程度が望まし
い。ニッケル水素電池においても同様である。抵抗ばら
つきを±0.1% 以下に保証した差動増幅器も市販され
ているが、非常に高価である。
あり、リチウム二次電池の場合、内部インピーダンスは
数kHzまでの低周波においては容量性、それ以上の周
波数になると誘導性の特性を持つ。このため、二次電池
に流れる充電或いは放電電流が時間的に変化する(電流
リプルと呼ぶ)かサージ電流のような外乱を含むと、電
池の電圧は電流の高周波成分の影響で過渡的な振動成分
を含むことになる。電池の電圧検出においてはこうした
過渡的振動成分を除いた値を検出することが求められ
る。実際の用途において直流の電池電圧を正確に検出す
るには、振動成分を除去するためのフィルタが必要であ
る。フィルタを備える際には、どの程度の減衰特性のフ
ィルタが適当かという選定に注意する必要がある。蓄電
器における電圧検出の目的は残量の計測、過充電・過放
電の保護、そして直列電池の電圧アンバランス補償であ
るが、いずれも充放電電流に対する電圧の変化は遅く、
秒単位で電圧を計測しても十分である(前述の過渡的振
動成分は計測しない)。そこで、減衰特性が秒のオーダ
ーのフィルタが考えられるが、これではフィルタの体積
が大きくなってしまう。
圧を検出する為、検出回路はなるべく消費電力が少ない
ことが望ましい。差動増幅回路の消費電力仕様は様々で
あるが、アナログ回路である為バイアス電流は必要であ
り、消費電力の低減にも限度がある。
発明による蓄電装置及びその制御装置においては、蓄電
器の電圧を検出するために、蓄電器により充電された電
気エネルギー蓄積手段の電圧を検出する。
の制御装置の主要な構成は、蓄電器に接続される第1の
スイッチ手段と、第1のスイッチ手段を介して蓄電器に
接続される第1の電気エネルギー蓄積手段と、第1の電
気エネルギー蓄積手段に接続される第2のスイッチ手段
と、入力端子が第2のスイッチ手段を介して第1の電気
エネルギー蓄積手段に接続される電圧検出手段である。
ッチ手段と第2のスイッチ手段を相補的にオン・オフす
ることである。第1のスイッチ手段がオンかつ第2のス
イッチ手段がオフの場合に蓄電器により第1の電気エネ
ルギー蓄積手段が充電され、第1のスイッチ手段がオフ
かつ第2のスイッチ手段がオンの場合に電圧検出手段に
よって電圧が検出される。電気エネルギー蓄積手段の充
電電圧を検出するので、回路中の抵抗成分による検出電
圧値への影響が小さい。従って、電圧の検出精度が向上
し、これにより蓄電装置及びその制御装置の信頼性が向
上する。
としては、二次電池,キャパシタ,コンデンサなど各種
のものがある。また、スイッチ手段としては、半導体ス
イッチング素子が好ましいが、回路の開閉機能を有する
他の回路素子や回路部品でも良い。また、電圧検出手段
は、電圧検出のみならず、検出電圧を用いて蓄電装置の
各部を制御する機能を兼ね備えていてもよい。
を用いて詳細に説明する。
ある。図に於いて、101a〜101cは単位蓄電器であ
り、102は単位蓄電器を3個直列に接続した蓄電手段
を示す。109は直列接続された蓄電器列の最高電位で
あり、以後、E+ 端子と呼ぶ。同様に、108は蓄電器
列の最低電位であり、以後、E- 端子と呼ぶ。E+ 端子
に正極が接続された単位蓄電器101aはその正極と負
極に各々スイッチ手段103aを備えており、スイッチ
手段103aがオンすると単位蓄電器101aはキャパ
シタ111と並列に接続される。尚、単位蓄電器101
aの正極と負極にそれぞれ設けられたスイッチ手段10
3aはオン・オフの切り替わりタイミングが等しい。こ
こで単位蓄電器とは、電圧を検出する単位を意味し、一
個の蓄電器である場合のみならず、蓄電器が直列または
並列あるいは直並列に接続される場合も含む。
続された単位蓄電器101bも正極と負極に各々スイッ
チ手段103bを備えており、スイッチ手段103bが
オンすると単位蓄電器101bもキャパシタ111と並
列に接続される。ここで、スイッチ手段103aと10
3bはドライバ107からの制御信号に応じて、101aと
101bのいずれかをキャパシタ111に並列に接続す
る。そこで、両スイッチ手段を総称して、以後、選択ス
イッチと呼ぶことにする。キャパシタ111はフローテ
ィング状態(基準電位が固定されておらず、浮動電位で
あること)にあり、103aと103bのいずれかのス
イッチ手段がオンすると、キャパシタ111は単位蓄電
器101aと101bのいずれかの負極を基準とする電
圧に充電される。
01cにも、正極と負極をキャパシタ111と接続する
スイッチ手段を設けるが、図1では構成が煩雑になるた
め、図示を省略した。
子は、ドライバ107からの制御信号によって駆動する
スイッチ手段103,105の内、スイッチ手段103
により単位蓄電器から切り離され、スイッチ手段105
により電圧検出手段110に接続される。ここで、キャ
パシタ111の負極は電圧検出手段110が基準電位と
する端子108に接続される。スイッチ手段105でキ
ャパシタ111を電圧検出手段110に接続した際に
は、電圧が過渡的な振動を招く場合がある。そこで、図
1の実施例では電圧検出手段110とスイッチ手段10
5の間にキャパシタ104を設けており、このキャパシ
タで振動成分を取り除く。ここで104はキャパシタの
他、二次電池等の電気エネルギー蓄積手段でもよい。
尚、振動成分が発生しない場合においてはキャパシタ1
04を設ける必要はない。また、電圧検出手段の入力に
耐電圧を越えるサージ電圧が入る恐れがある場合には、
キャパシタ104と並列に電圧クランプ手段を備えるこ
とが望ましい。この構成は後の図6に示す。また、電圧
検出手段110は、キャパシタ104の電圧が降下する
前に電圧検出を終了する必要があるので、入力バイアス
電流と入力オフセット電圧が小さいJFET入力の演算
増幅器を用いた電圧フォロア型A/D変換器が望まし
い。
同じく端子108の電位を基準電位とする。ドライバ1
07は電圧検出手段110から入力される制御信号に応
じて選択スイッチ103a、或いは103bの一方とス
イッチ手段105を交互にオン・オフする。即ち、選択
スイッチ103とスイッチ手段105は相補的な動作を
行う。また、選択スイッチの103aと103bのいず
れを選択するかについても、電圧検出手段110からド
ライバ107に指令が与えられる。図1の実施例に関す
る詳細な動作は、次の図2を用いて説明する。
段に、図1の106の範囲の入出力電圧を図の上段に模
式的に示した。まず、モード1ではドライバ107から
の制御信号によって選択スイッチ103aがオン、スイ
ッチ手段105がオフになり、単位蓄電器101aとキ
ャパシタ111が並列に接続される。ここで、キャパシ
タ111の電圧はモード1の開始時刻における電圧と単
位蓄電器101aの電圧の差に応じて、指数関数的に増
加する。
御信号により全ての選択スイッチ103がオフ、スイッ
チ手段105がオンになり、キャパシタ111と104
が並列に接続され、キャパシタ111の電荷がキャパシ
タ104に移る。この場合も、キャパシタ104の電圧
はモード2の開始時刻における104の電圧とキャパシ
タ111の電圧の差に応じて、指数関数的に増加する。
以後、スイッチ手段103aと105の相補的なオン・
オフを繰り返すことにより、従ってモード1とモード2
を交互に繰り返すことにより、キャパシタ104の端子
間電圧は単位蓄電器101aの電圧に近づいていく。モ
ード2の開始時刻と終了時刻におけるキャパシタ104
の電位差をΔVとすると、モード1とモード2を繰り返
す動作はΔVが数十mVの基準値以下に収束するまで続
ける。電圧検出終了時点ではキャパシタ104,111
と単位蓄電器101aの電圧がほとんど一致しているの
で、電圧検出回路から蓄電器101aまでの電流経路に
ほとんど電流が流れないので、電流経路上の抵抗成分の
影響を受けずに高精度の電圧検出を行う事が出来る。
04の電圧が上記収束判定条件を満足すると、電圧検出
手段110からの指令によって、ドライバ手段107は
モード1としてスイッチ手段103bをオンする。即
ち、電圧検出すべき単位蓄電器を101aから101b
に移行させる。ここで、キャパシタ111に蓄積された
電圧はモード1における初期電圧として使用され、損失
にはならない。同様に、キャパシタ104の電圧も10
1bの検出に移行した際にはモード2の初期値となる。
仮にキャパシタ111の電圧が単位蓄電器101bの電
圧よりも高い場合には、キャパシタ111から101b
に放電する形になる。この為、前述したΔVはその絶対
値が基準値以下になることを収束判定条件と選ぶことが
望ましい。
パレータのような比較手段を備え、この比較手段によっ
て、△Vの検出値をその基準値と比較し、収束判定条件
が満足されたか否かを判定する。さらに、電圧検出手段
110は、収束判定条件の判定結果に基づいて、スイッ
チ103a及び103bの切り替えとオン・オフ、並び
にスイッチ105のオン・オフを行う駆動信号を出力す
るように、ドライバ107へ指令信号を与える。なお、
本実施例では、電圧検出手段110は電圧変化分△Vを
検出するが、スイッチ105が閉じている時のキャパシ
タ104の両端の電圧値を検出し、その基準値と比較し
てもよい。
最も簡単な例として、キャパシタ104が111に比べ
て無視できるくらい小さい場合を考える。モード2で
は、電圧検出手段110の入力抵抗が十分大きく、キャ
パシタ104が十分小さいので、エネルギーの移動はな
いものとする。モード1では、蓄電器101aの電圧を
E,キャパシタ111の初期電圧をV0,終電圧をV,
キャパシタ111の容量をCとすると、0.5C(V2−
V02)のエネルギーが単位蓄電器101aからキャパ
シタ111に移動し、蓄電器101aからC(V−V
0)の電荷とEC(V−V0)のエネルギーが図1の1
06の範囲に供給される。両者の関係から、スイッチ1
03のオン抵抗と配線等の抵抗により0.5C(2EV−
2EV0−V2+V02)のエネルギーが消費される。抵
抗の大小に係らずエネルギーの消費量は変わらないが、
配線等の抵抗が小さいと蓄電器101aから瞬間的に大
電流を取り出すことが起こりうる。しかし、実際の連続
的な使用ではキャパシタ111は蓄電器101と非常に近
い電圧を常に保持しているので、V−V0は非常に小さ
い値になるため、長時間スイッチ103をすべてオフに
した後に、初めてスイッチ103のどれかをオンする時
のみ大きな電流が流れる可能性がある。このような場合
には蓄電器101aとキャパシタ111の間の電流経路
に抵抗を設けると電流が制限される。また、この抵抗を
設ける事により、後述するフィルタ機能を向上させる事
が出来る。Cとスイッチ103aの特性、定格電流から
スイッチ103aが破壊する恐れがない場合には前記の
ような抵抗を設ける必要はない。また、蓄電器101a
の電圧を変化させず、エネルギーの損失を抑える為に
は、蓄電器101aに対してキャパシタ111と104
の容量を十分に小さくすることが望ましい。また、通常
電圧検出回路の保護用キャパシタ104の容量は十分小
さく、スイッチ105を破壊するようなエネルギーを蓄
積、放出することはないが、キャパシタ104の容量を
大きくする場合にはキャパシタ111と104の間の電
流経路に抵抗を設ける必要がある。
波の外乱(ノイズ)が重畳した場合を図示した。この場
合、モード1では、選択スイッチなどの抵抗成分とキャ
パシタ111によって分圧され、ノイズの周波数が高い
程キャパシタ111の端子間電圧へのノイズの影響は小
さい。また、モード2では、選択スイッチ103がオフ
している為、ノイズの影響は受けない。モード1,2を
繰り返す間にノイズが減衰し、ΔVが基準値以下に収束
すればそこで電圧検出を終了する。ΔVが仮に基準値以
上の電圧αで振動する場合、即ち±αとなる場合は電圧
検出手段110でこの状態を検出し、平均化することが
望ましい。このためには、電圧検出手段110はA/D
コンバータと共に演算機能を備えるマイクロプロセッサ
が望ましい。
し、本実施例における低域通過フィルタ的効果について
説明する。図2に示した通り、モードを重ねる毎にキャ
パシタ104の電圧は接続される単位蓄電器の電圧まで
指数関数的に増加する。この図3の波形は、ローパスフ
ィルタのステップ応答をディジタルでサンプルホールド
した場合と同等であるので、ステップ応答とフィルタ効
果の対応関係から、本実施例はディジタルローパスフィ
ルタと同様の効果を持つ。フィルタ効果を強化したい場
合、キャパシタ111を104に比べて容量を小さく
する、抵抗成分を大きくする、スイッチタイミング
を遅くする、などのいずれかあるいは複数の対策をとる
と、応答が低周波化し、ローパスフィルタとしての性能
が向上してノイズのピーク電圧を抑える事が出来る。反
対に、入力電圧のノイズが小さく、フィルタ効果よりも
応答速度を要求される時は上記,,と逆の対策を
とると良い。また、キャパシタ104を用いない場合、
本実施例のフィルタ効果は、キャパシタ111と抵抗成
分で構成されるRCフィルタの効果となる。
ると、その平均電圧は3.6V であり、E+ 端子109
の電位は、E- 端子105を基準として10.8V とな
る。また、電圧検出回路を電源電圧定格が一般的な5V
のA/D変換器とMCU(マイコン)で構成する場合、
電圧検出回路の素子耐圧の点から、E+ 端子109の電
圧を直接A/D変換器に印加することは出来ない。しか
しながら、図1の回路構成によれば単位蓄電器101a
の電圧を一旦、フローティング状態にあるキャパシタ1
11に転送し、その後、スイッチ105によりE- 端子
108を基準電位とするキャパシタ104の電圧に変換
する為、A/D変換器の素子耐圧以下の電圧になる。即
ち、本発明は蓄電器の電圧を電位レベル変換する機能を
持ち、この点から図1の106の範囲を以後、電位レベ
ル変換手段と呼ぶ。
あるいはキャパシタ104とキャパシタ111に単位蓄
電器101とほぼ等しい電圧を保持することにより、単
位蓄電器101内部や各スイッチに流れる電流が0に近
づく為、単位蓄電器101の内部インダクタンスや各ス
イッチのオン抵抗、抵抗成分などの影響を受けずに電位
レベル変換をしながら、精度良く電圧検出回路に単位蓄
電器101の端子間電圧を送る事が出来る。
幅器を用いない為、その消費電流を削減できると共に低
コスト化することができる。
なく安価で小型、低消費電力で、かつ検出精度、ノイズ
耐性が高く信頼性の高い蓄電制御装置を実現することが
できる。
る。フィルタ効果を単一の畜電器制御を行う際に得たい
時には、選択スイッチ103とスイッチ手段105は一
つだけ用いれば良く、キャパシタ111,104のスイ
ッチが接続されていない端子は蓄電器101の端子に直
接接続することができる。なお、前実施例と同様に、キ
ャパシタ111が浮動電位状態であっても良い。
ある。4個の単位蓄電器101に対して図1と同様な選
択スイッチ103を設ける。選択スイッチ103は、マ
ルチプレクサMUXからなり、図1における選択スイッ
チ103aのように各単位蓄電器の正極と負極をキャパ
シタ111に接続する働きを持つ。また、選択スイッチ
103は図1と同様にドライバ107により制御され
る。マルチプレクサは4又は8チャンネル等が市販され
ており、図5の実施例においては8個の単位蓄電器を直
列に接続して、上下4個毎の単位蓄電器に対して、それ
ぞれキャパシタ111とスイッチ105、並びに4チャ
ンネルのマルチプレクサを選択スイッチ103として接
続している。
段の素子耐圧が単位蓄電器8ヶ分の直列電圧より小さい
場合、図5に示すように単位蓄電器4ヶ毎にキャパシタ
111を1ヶ用い、各マルチプレクサの基準電圧をそれぞ
れの担当する単位蓄電器の最下電圧にする。これらと同
時に、電圧検出回路の基準電圧をE- 端子ではなく、蓄
電器列102の中心の端子とすることで、マルチプレク
サに印加される電圧が単位蓄電器4ヶ分でありながら8
ヶの単位蓄電器の電圧を検出することが出来る。
ある。図において、101は図1の実施例と同じ単位蓄
電器であり、図1と同様に各単位蓄電器の正極及び負極
をキャパシタ111に接続する選択スイッチ103(マ
ルチプレクサMUX)を備える。MOSFET607 は図1にお
いて105で示したスイッチ手段を具体的な半導体スイ
ッチ素子で置き換えたものであり、基本的な機能は図1
と同じである。キャパシタ104も図1と同様な働きを
する。ここで、キャパシタ104に並列に接続したツエ
ナーダイオード603は、キャパシタ104の電圧が次
段のA/Dコンバータ610の素子耐圧以下になるよう
に電圧を制限する。A/Dコンバータ610及びマイク
ロコンピュ−タ(MCU)604は図1における電圧検
出手段110に相当する。図1のドライバ107は図6
においてはMCU(マイクロコンピュータ)604に内
蔵されている。ここで、612はクロック発生手段を、
609はメモリ手段をそれぞれ表しており、本来はMCU6
04に内蔵される機能であるが、図6の実施例ではそれぞ
れの働きが理解しやすいようにMCUの外部に図示し
た。クロック発生手段612はA/Dコンバータ61
0,MCU604、及びメモリ手段609にディジタル処理の
基本タイミングとなるクロック信号を供給する。
び104を経由してA/Dコンバータ610に伝達さ
れ、ここでアナログ電圧値をディジタルに変換する。そ
してA/Dコンバータ610からディジタル化された電
圧値がMCU604に入力され、前述したようにキャパシタ1
04のモード2における電圧変化分ΔVの絶対値が基準
値以下に収束するかどうかを判断する。MCU604はまた、
選択スイッチ103とMOSFET607 に制御信号を伝え、前
述のモード1とモード2の動作を繰り返し行うと共に、
ΔVが基準値以下に収束したならば選択スイッチ103
で他の単位蓄電器を選択し、モード1,モード2の動作
を繰り返す。MCU604はA/Dコンバータを通して蓄電器
の電圧を逐次読み込むと共に、通信I/F(インターフ
ェース)を通して各蓄電器の電圧情報を図示していない
上位のコントローラへ送っている。
イパス用FET608と抵抗手段606をとの直列接続回路を
備えたバイパス回路601が並列に接続される。各FET6
08は、MCU604から出力されるゲート信号によって、オン
・オフされる。図6では、便宜上、MCU604から各FET608
へのゲート信号線を1本の線で表しているが、実際には
各FET毎に独立したゲート信号が与えられる。MCU604
は、検出した各単位蓄電器の電圧に応じて、各蓄電器毎
にそれに並列に接続されているバイパス回路のFET608に
対するゲート信号のオン・オフのdutyを設定し、充放電
電流を調整する。なお、FET608のオン・オフdutyを設定
するために、検出電圧を用いる代わりに、MCUにおい
て検出電圧から単位蓄電器の蓄積電気量を演算し、蓄積
電気量の演算値を用いてもよい。一般に、単位蓄電器1
01にはできるだけ多くのエネルギーを貯えたいが、満
充電電圧には制限があるので、すべての単位蓄電器を高
精度で満充電電圧まで充電したいという要求がある。そ
こで、蓄電器を充電しながらその電圧を検出し、電圧の
高い単位蓄電器101に対しては並列に接続された電流
バイパス回路601のFET608をオンにして充電電流をバ
イパスして充電速度を遅くする。初期に電圧の高い単位
蓄電器がこの電流バイパスによって他の単位蓄電器と電
圧が揃ったら再び電流バイパス用FET608をオフにする。
流し、余分なエネルギーを全て捨てている。しかしなが
ら、本実施例の回路構成は、単位蓄電器101の電圧を
平均化する作用を持っている。即ち、キャパシタ111
と104が電圧の高い単位蓄電器から電圧の低い単位蓄
電器の検出に切り替えられた場合、キャパシタは前の単
位蓄電器101の高い電圧を保持しており、キャパシタ
111から電圧の低い単位蓄電器に電荷を転送する。ま
た、その逆に低い電圧から高い電圧の単位蓄電器に切り
替えた場合、電圧の高い単位蓄電器からキャパシタ11
1と104にエネルギーを移す事になる。この結果、単
位蓄電器101の充電電圧を平均化することができる。
程で電圧が降下する為、電圧の高い単位蓄電器101か
ら取り出すエネルギーのうち、単位蓄電器101からキ
ャパシタに電荷を移す過程とキャパシタ111から単位
蓄電器101に電荷を移す過程においてエネルギーがキ
ャパシタ111と蓄電器101の間の抵抗成分で消費さ
れる。キャパシタ104が111に比べて十分小さい場
合、電圧の高い蓄電器の電圧をVh、電圧の低い蓄電器
の電圧をVlとすると、蓄電器間を移動したエネルギー
と抵抗成分で消費されるエネルギーの比はVl:Vh−
Vlであり、蓄電器間の電圧バラツキが小さいほど高効
率で電圧バラツキを補正することが出来る。蓄電器10
1を使用している間、常に蓄電器101の電圧を監視し
ながら電圧バラツキを補正することで、本方式を用いれ
ば常に蓄電器の電圧を高効率で平均化することが出来
る。
ある。図に於いて、701は商用交流電源、702は太
陽光発電装置、703は負荷装置、704は充放電制御
変換器、705は切替器である。
個々の電池はバイパス回路601と選択スイッチ103
の入力端子に並列接続されている。選択スイッチ103
の出力端子にはキャパシタ111が接続されている。キ
ャパシタ104とマイクロコンピュ−タ604のA/D
コンバータ入力端子は並列に接続され、キャパシタ11
1との接続がFET607によって制御されている。また、蓄
電器列の両端に充放電制御変換器704が接続され、蓄
電器回路706内のMCUと充放電制御変換器704内
のMCUが相互に接続されている。更に、太陽光発電装
置702,負荷装置703,充放電制御変換器704
は、それぞれ切替器705を介して共通の商用交流電源
701に接続されている。同時に、太陽光発電装置70
2,負荷装置703,充放電制御変換器704、切替器
705は双方向の信号系で結ばれている。
太陽光を直流電力に変換し、インバータ装置により交流
電力を出力する装置である。また、負荷装置703は、
エアコン,冷蔵庫,電子レンジ,照明などの家電品や、
モータ,コンピュータ,医療機器などの電気機器であ
る。そして、充放電制御変換器704は交流電力を直流
電力に変換、または、直流電力を交流電力に変換する充
放電器である。また、これら充放電の制御や上述の太陽
光発電装置702,負荷装置703などの機器を制御す
る制御器を兼ねる。
05を有することもある。また、本発明の蓄電装置は図
示した構成以外の充放電制御変換器704や、その他の
機器の接続形態をとることも可能である。
する電力を商用交流電源701や太陽光発電装置702
で賄い切れない時、充放電制御変換器704を介して単
位蓄電器101から電力を供給する。そして、商用交流
電源701や太陽光発電装置702からの電力供給が過
剰となっている時に、充放電制御変換器704を介して
蓄電器列101に蓄電する。
子間電圧が放電停止や充電停止レベルに達すると、蓄電
器回路706はその信号を充放電制御変換器704に送
り、充放電制御変換器704は充放電等を停止する。こ
れらの構成では、商用交流電源701の契約電力や消費
電力、太陽光発電装置702の発電定格を下げることが
可能となり、設備費やランニングコストの削減が図られ
る。また、消費電力がある時間帯に集中している時に、
蓄電器列101から商用交流電源701に電力を供給
し、消費電力が少ない時に、蓄電装置に蓄電すること
で、消費電力の集中を緩和し、消費電力の平準化を図る
ことが可能となる。
703の電力消費を監視し、負荷装置703を制御する
ため、省エネや電力の有効利用が達成できる。
ある。図7の第4の実施例の太陽光発電装置702と負
荷装置703に代わってモーター801と、モーター8
01によって駆動されるタイヤ802を備えた電気自動
車の駆動装置に電力を供給する回路である。
電器101に代わる電力供給手段がないので、走行距離
を長くする為には蓄電器から出来るだけ多くの電力を取
り出すことが望まれる。
間の放電電流が流れ、ブレーキがオンの間、モーターで
発電して充電電流が数秒間流れる。しかも車の運動エネ
ルギーに相当する電力が蓄電器に常に出入りし、その電
流はモーターの回転数や、インバーターが動作するクロ
ック周波数の整数倍に相当する周波数のノイズが蓄電器
の電圧に重畳する。また、蓄電器の特性上充電時は電圧
が上がり、放電時は電圧が下がる傾向にある。しかも電
流に対する電圧の応答は早い成分と遅い成分が入ってお
り、電流が流れていない時の蓄電器の電圧を、充放電し
ながら検出するには多くの情報が必要となり、マイコン
による演算が必須となる。
としてLi二次電池を用いると、蓄電器から取り出せる
エネルギーについては、充電時は問題なく全ての電池を
満充電まで充電できるが、放電時に電池電圧のバラツキ
が発生すると、最も電圧の低い電池が放電禁止電圧に達
した時点で電池保護の為、全ての電池からエネルギーを
取り出せなくなる。
のみを小型のLCフィルタで取除き、数回から数十回の
電圧検出結果をマイコンで平均化して低周波のノイズを
除去し、真の電圧検出結果としている。
を高効率で補正しながら電池電圧を測定しており、全て
の電池が一斉に放電禁止電圧に達する為、電池に貯えら
れたエネルギーを残さず使い切ることができ、従来方式
よりも走行距離が長くなる。また、ノイズ対策としては
本方式は前述したようにフィルタ効果を有しており、従
来マイコンで除去していた低周波のノイズまで除去でき
るので、マイコンの演算負荷を軽減する事が出来る。
る。図では本発明による蓄電器制御装置を半導体集積回
路で実現した時の一部のP−MOSFET906とキャパシタ11
1の断面が示されている。
シタ111が形成されている。P−MOSFET906 はソース
電極902とその下に形成されたp層、ゲート電極90
3とその下に形成された絶縁体の酸化膜(SiO2 )9
01,ドレイン電極904とその下に形成されたp層
と、両p層とゲート酸化膜を浮かべるように作られたn
層により構成されている。キャパシタ111は酸化膜9
01を絶縁体、ドレイン電極904から伸びたアルミ配
線と電極端子905に接続されたn+ 層を電極とした構
成である。
FET のゲート酸化膜901よりも薄く積層されている。
キャパシタ111の容量CはToxを酸化膜厚、εを誘
電率、Sを面積とすると、C=εS/Toxであるので
CをP−MOSFET の寄生容量よりも大きくできる。
装置のマイコンを含む全ての部品を1チップのICに組
み込む事ができるので、信頼性が高く、占有体積の小さ
い蓄電器制御装置を、安価に提供する事ができる。
る蓄電装置を示す。図1の実施例との違いは、図1にお
ける、スイッチ手段105と電圧検出回路110との間
において電圧検出回路に接続されている電気エネルギー
蓄積手段すなわちキャパシタ104を、含まないことで
ある。本相違点、及びスイッチ手段105を閉じてキャ
パシタ111を電圧検出手段110に接続した時の電圧
振動成分除去機能が若干低下する点以外は、蓄電装置の
構成及び動作は図1の実施例と同様である。すなわち、
本実施例の動作においては、図2で示したモード2の開
始時刻と終了時刻におけるキャパシタ111の電位差△
Vがあらかじめ設定された基準値以下に収束した時に、
電圧検出手段110により、キャパシタ111の電圧が
単位蓄電器の電圧として検出される。但し、本実施例
は、回路構成が簡単になり、図9の実施例のように蓄電
器制御装置を半導体集積回路で構成する場合には半導体
チップのサイズを低減できるという利点を有する。な
お、図4に示した単位蓄電器が1個の実施例において
も、本実施例と同様にキャパシタ104を含まない構成
とすることができる。
が向上したり、蓄電装置及びその制御装置の信頼性が向
上する。
ミングの模式図である。
ミングの例を示す図である。
スイッチ、104…キャパシタ、105…スイッチ手
段、106…電位レベル変換手段、107…ドライバ、
108…E- 端子、109…E+ 端子、111…キャパ
シタ、601…バイパス回路、602…蓄電器監視装
置、603…ツェナーダイオード、604…MCU(マ
イコン)、605…充電装置、606…抵抗手段、60
7,607a,607b…MOSFET、608…電流バイパ
ス用FET、701…商用交流電源、702…太陽光発
電装置、703…負荷装置、704…充放電制御変換
器、705…切替器、706…蓄電器回路、801…モ
ーター、802…タイヤ、901…酸化膜、902…ソ
ース電極、903…ゲート電極、904…ドレイン電
極、905…電極端子、1001…二次電池群、100
2〜1004…放電回路、1005…切替回路、100
6…差動増幅器、1007…マイクロコントローラ。
Claims (3)
- 【請求項1】蓄電器を有する蓄電手段と、 前記蓄電器に接続される第1のスイッチ手段と、 前記第1のスイッチ手段を介して前記蓄電器に接続され
る第1の電気エネルギー蓄積手段と、 前記第1の電気エネルギー蓄積手段に接続される第2の
スイッチ手段と、 入力端子が前記第2のスイッチ手段を介して前記第1の
電気エネルギー蓄積手段に接続される電圧検出手段と、
を備え、 前記第1のスイッチ手段と前記第2のスイッチ手段とが
排他的にオン・オフされるように共に複数回のスイッチ
動作を行い、複数回のスイッチ動作を行った後に前記電
圧検出手段によって前記蓄電器の電圧を検出することを
特徴とする蓄電装置。 - 【請求項2】請求項1において、前記電圧検出手段は、
前記第1のスイッチ手段がオフされかつ前記第2のスイ
ッチ手段がオンされるときに、前記入力端子に入力され
る電圧を検出することを特徴とする蓄電装置。 - 【請求項3】蓄電手段が有する蓄電器に接続される第1
のスイッチ手段と、 前記第1のスイッチ手段を介して前記蓄電器に接続され
る第1の電気エネルギー蓄積手段と、 前記第1の電気エネルギー蓄積手段に接続される第2の
スイッチ手段と、 入力端子が前記第2のスイッチ手段を介して前記第1の
電気エネルギー蓄積手段に接続される電圧検出手段と、
を備え、 前記第1のスイッチ手段と前記第2のスイッチ手段とが
排他的にオン・オフされるように共に複数回のスイッチ
動作を行い、複数回のスイッチ動作を行った後に前記電
圧検出手段によって前記蓄電器の電圧を検出することを
特徴とする蓄電装置の制御装置。
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