KR100310597B1 - 저장 장치로부터 데이타를 검색하기 위한 방법 및 장치 - Google Patents

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데니스 피셸
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Abstract

각 종 자기 매체로부터 고밀도로 저장된 데이타를 검색하기 위한 장치 및 방법이 기술된다. 매체(18)를 스캐닝하여 입력 신호를 제공한다. 입력 신호는 미분, 등화 및 부분 적분을 거쳐 제어된다. 정 및 부 신호 피크 검출기들은 제어된 신호에 접속되고, 측정된 정 및 부 신호 피크들의 평균 또는 중점에 대응하는 임계 신호(334)가 발생된다. 제어된 신호와 임계 신호(334)를 비교함으로써 출력 신호가 발생된다. 입력 신호의 DC 성분은 출력 신호를 궤환시키고, 출력 신호의 듀티 사이클에 기초하여 임계 신호(334)를 조정함으로써 계산된다.

Description

저장 장치로부터 데이타를 검색하기 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR RETRIEVING DATA FROM A STORAGE DEVICE}
본 발명은 저장 장치(storage device)로부터 데이타를 검색하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
보다 고 밀도로 데이타를 저장시킬 수 있는 디스크 시스템에 대한 계속적인 요구가 있어 왔지만, 높은 데이타 저장 밀도를 달성하기 위한 능력(ability)은 몇가지 제한을 받아 왔다. 일반적으로, 데이타 밀도에 대한 적절한 상한(upper limit)은 신뢰성 요건, 레이저 다이오드의 광 파장, 광 모듈의 품질, 하드웨어 비용 및 동작 속도에 의해 부분적으로 결정된다. 최대 데이타 밀도는 또한 다양한 형태의 노이즈, 간섭 및 왜곡을 제거시키는(reject) 능력에 의해 영향을 받는다. 예를 들어, 데이타를 고 밀도로 실장(pack)할수록, 데이타의 정확한 복원(recovery)을 방해하는 심볼간 간섭(intersymbol interference)은 보다 많아진다. 게다가, 중간 및 고 성능의 다수의 광 디스크 드라이브에 대한 기술은 구형 모델(older model)에 대한 하위 호환성 제약(downward compatibility constraint)에 의해 제한을 받아 왔기 때문에, 신호 처리 기술은 그들이 발달할 수 있는 것만큼 급속하게 발전되지 못했다.
저장된 데이타를 복원하려고 할 때, 광 자기(magneto-optical) 디스크 드라이브 및 다른 종류의 디스크 드라이브의 기존 판독(read) 채널들은 판독 신호 중에 의도되지 않은 DC 성분이 누적(buildup)됨으로 인해 공통적으로 많은 문제를 겪게 된다. DC 성분이 누적되는 한 가지 원인은 다수의 바이트(byte) 또는 데이타 세그먼트(segment)에 대한 비대칭 데이타 패턴(unsymmetrical data pattern)의 기록(recording)으로부터 비롯된다. 대칭 데이타 패턴이란 해당 영역 상에 제로(zero)의 평균 DC 성분을 갖는 패턴으로 고려할 수 있다. 그러나, 기록된 비트들의 시퀀스(sequences)가 기본적으로 여러 변조 코드에서 랜덤(random)하게 될 수 있으므로, 1과 0의 특정 패턴들을 갖는 기록된 데이타의 국부적인 영역(localized region)에서는 원하지 않는 DC 성분을 갖는 비대칭 판독 신호가 생성될 것이다. 데이타 패턴들은 시간이 지남에 따라 변하므로, DC 성분 누적 레벨 또한 변하게 되어, DC 기준선(baseline)이 변동하게 되고(wander), 임계치 검출 마진이 감소되고 노이즈 및 다른 간섭에 대한 감응성(susceptibility)이 커지게 된다.
원하지 않는 성분의 DC 누적은 또한 기록 레이저(writing laser) 또는 저장 매체에서의 열적 현상(thermal effects)으로 인한 피트 사이즈(pit size)의 변화(variance)에 의해서도 생긴다. 기록 레이저가 가열되면, 예를 들어, 스폿 사이즈(spot size)가 증가되어 피트가 넓어지게 된다. 기록된 피트들을 판독할 때, 피트 사이즈의 변화에 의해 DC 성분을 갖는 비대칭 입력 신호가 생성될 것이다. 피트 사이즈의 변화는 원하지 않는 DC 성분 누적을 생기게 할 뿐만 아니라 데이타의 상대 위치(relative locations)가 시간적으로 시프트되게 나타나게 하여 타이밍 마진을 감소시키고 판독 에러 가능성을 유발시킨다.
상술된 문제들을 극복하기 위한 다양한 시도들이 행해져 왔다. 예를 들어, 각 종 테이프 드라이브 시스템들은 통상적으로 0/3/8/10 코드, 다르게는 단순히 8/10 코드라 칭하는 것과 같은 DC-프리(free) 코드를 사용한다. 그러나, 8/10 코드는 8 비트의 데이타를 산출하기 위해 10개의 저장된 비트를 필요로 하기 때문에, 효율이 겨우 80%로서, 고 밀도로 데이타를 기록하려할 때 단점이 된다.
그러므로, 바람직하지 않은 DC 성분 누적의 영향을 받지 않고, 허용할 수 없는 레벨의 노이즈를 생성하거나 타이밍 마진을 상당히 감소시키지 않으며, 많은 양의 오버헤드(overhead) 또는 디랜덤마이징 알고리즘(derandomizing algorithms)의 요건 없이도 높은 데이타 저장 효율을 제공할 수 있는, 매체로부터 저장된 데이타를 판독하기 위한 방법 및 장치를 구비하는 것이 바람직하다.
본 발명은 상기 기술된 문제점들을 해결한다.
도 1는 광 데이타 저장 및 검색 시스템을 도시하는 블럭도.
도 2는 GCR 포맷과 연관된 일련의 샘플 파형을 도시하는 도면.
도 3a 및 도 3b는 각각 대칭 및 비대칭 입력 신호의 파형도.
도 4는 판독 채널의 블럭도.
도 5는 판독 패널의 각 종 단(stage)들의 보다 더 상세한 블럭도 회로도.
도 5b는 부분 적분단의 상세한 회로도.
도 6a 내지 도 6e는 판독 채널의 각 종 단들의 주파수 응답도.
도 6f는 판독 채널에서 각 종 단들의 조합에 대한 그룹 지연을 플로트한 도면.
도 6g는 판독 채널에서 각 종 단들에서의 신호 파형을 도시하는 파형도.
도 7은 피크 검출 및 트래킹 회로의 블럭도.
도 8은 도 7의 피크 검출 및 트래킹 회로의 개략도.
도 9는 입력 신호의 DC 엔벨로프의 임계 신호에 의한 트래킹을 도시하는 파형도.
도 10의 ⓐ 내지 ⓓ는 판독 채널의 각 지점들에서의 파형의 일례를 도시하는도면.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
18 : 광 매체
20 : 판독기
202 : 전치증폭기
204 : 차동 증폭기
206 : 프로그래머블 필터 및 등화기
208 : 부분 적분기
210 : 데이타 발생기
236 : 임계치 발생기
248 : 저역통과 필터
306 : 비교기
362 : 궤환 경로
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명을 설명하기로 한다.
본 발명은 DC 성분을 갖는 신호에서의 피크 위치(locations of peaks)를 검출하기 위해 DC 성분을 추적(track)하는 임계치를 발생하는 단계와, 이 신호를 임계치와 비교하는 단계를 포함하는 방법을 제공한다. 신호의 피크 위치는 매체 상에 저장된 데이타의 위치에 대응한다.
본 발명은 많은 종류의 데이타 저장 및 검색 시스템에 응용할 수 있지만, 후술하는 바람직한 실시예의 설명은 주로 광 자기 시스템에 집중될 것이다. 그러나, 이러한 것이, 본 발명의 범주를 단지 광 자기 장치에만 국한시키려는 것은 아니다.
광 자기 장치에 데이타를 저장시키고 이로부터 데이타를 검색하기 위한 시스템에 대해서는 1993년 1월 25 출원된 관련 출원 제07/964,518에 상세히 기술되어 있는데, 본 명세서에서는 이 출원을 인용하기로 한다.
일례의 광 자기 시스템의 블럭도를 도 1에 도시하고 있다. 이 시스템은 판독 모드(read mode) 및 기록 모드(write mode)를 가질 수 있다. 기록 모드 동안, 데이타원(10)은 데이타를 인코더(12)로 전달한다. 인코더(12)는 이 데이타를 2진 코드 비트(binary code bits)로 변환시킨다. 이들 2진 코드 비트는 레이저 펄스발생기(14)로 전달되고, 여기서 이들 코드 비트들은 레이저(16)를 턴 온 및 턴 오프시키기 위한 활성화 펄스(energizing pulses)로 변환될 수 있다. 일 실시예에서는, 예를 들어, '1'의 코드 비트는 레이저가 코드 비트 패턴에 관계없이 일정한 기간 동안 펄스 공급에 의해 턴 온되는 것을 나타내는 반면, '0'의 코드 비트는 레이저에 그 간격 동안 펄스가 공급되지 않는 것을 나타낸다. 특정의 레이저 및 사용되는 광 매체의 종류에 따라, 레이저 펄스의 상대적인 발생을 조정하거나 다른(otherwise) 일정한 펄스 기간을 연장시킴으로써 성능(performance)을 향상시킬 수 있다. 레이저(16)가 펄스 공급에 응답하여 광 매체(18)의 국부화된 영역을 가열시킴으로써 광 매체(18) 상에 자기 물질의 극성을 고정시키는 자속(magnetic flux)에 광 매체(18)의 국소 영역이 노출된다. 일반적으로 '피트(pits)'로 불리는 국소 영역은 자기 형태로 인코드된 데이타를 소거될 때까지 저장하고 있다.
판독 모드 동안, 광 매체(18)의 표면으로부터 레이저 빔 또는 다른 광원이 반사된다(reflect off). 반사된 레이저 빔은 광 매체(18)의 자기 표면의 극성에 따라 편광된다. 반사된 레이저 빔은 광 판독기(20)에 공급되며, 이 광 판독기(20)는 입력 신호 또는 판독 신호를 파형 처리기(22)에 전달함으로써 입력 신호가 조절(conditioning)되고 인코드된 데이타가 복원된다. 파형 처리기(22)의 출력은 디코더(24)에 공급될 수 있다. 디코더(24)는 인코드된 데이타를 그 원래의 형태로 변환시켜 디코드된 데이타를 희망에 따라 전송 또는 다른 처리를 위해 데이타 출력 포트(26)에 전달한다.
도 2는 GCR 8/9 코드 포맷을 이용하는 데이타 저장 및 검색의 프로세스를 더상세히 도시한 것이다. GCR 8/9 코드 포맷에서는, 셀(28)을 하나의 채널 비트로서 정의한다. 각각의 클럭 주기(42)은 채널 비트에 대응하므로; 셀(30 내지 41) 각각은 클럭 파형(45)의 한 클럭 주기(42)에 대응한다. 클럭 속도의 한 예로서, 256 M바이트의 저장 용량을 갖고 분당 2,400 회전(revolutions)으로 회전하는 3½' 광 디스크의 경우, 클럭 주기(42)는 전형적으로 63 ns 또는 15.879 Mhz의 클럭 주파수일 것이다. GCR 입력 파형(47)은 인코더(12)(도 1 참조)로부터 출력된 인코드된 데이타이다. GCR 입력 파형(47)은 대표적인(representative) 채널 시퀀스 '010001110101'에 대응한다. 레이저 펄스 발생기(14)는 GCR 데이타 파형(47)을 사용하여 펄스 GCR 파형(65)(도 2에서는 특정 데이타 패턴에 대한 성능 향상을 반영하기 위해 시간 또는 기간이 조정되지 않음)을 파생시킨다. 일반적으로, GCR 데이타 파형(47)이 하이(high)일 때 GCR 펄스(67 내지 78)가 클럭 주기로 발생한다. 펄스 GCR 파형(65)은 레이저(16)에 공급된다. [예를 들어, 자기 기록 헤드를 활성화시키기 위해 넌-리턴-투-제로(non-return-to-zero; NRZ) 구동 신호를 활용함으로써] 광 매체의 자화(magnetization)에 의해 레이저가 펄스 공급에 의해 턴 온 및 펄스 공급 중단으로 턴 오프될 때 극성이 반전된다. 광 매체(18)상에는 GCR 펄스(68, 69, 70 등)로부터 생성되는 레이저 펄스에 의해 기록 피트(80)의 패턴이 생성된다. 따라서, 기록 피트(82 내지 88)는 펄스(68, 69, 70, 71, 73, 76 및 77) 각각에 대응한다.
연속적인 기록 피트(82 내지 85)는 서로 합체(merge)되어 연장된 피트(elongated pit)를 효과적으로 생성할 수 있다. 연장된 피트는 제1 기록피트(82)의 리딩 엣지(leading edge)에 대응하는 리딩 엣지 및 최종 기록 피트(85)의 트레일링 엣지(trailing edge)에 대응하는 트레일링 엣지를 갖는다.
레이저와 같은 광 장치(optical device)로 기록 피트를 판독함으로써 재생 신호(playback signal; 90)가 생성된다. 재생 신호(90)는 임의 기록 피트의 부재시에는 로우(low) 레벨이다. 재생 신호(90)는 피트(86)의 리딩 엣지에서 상승하기 시작하여 피트(86)의 트레일링 엣지에 도달할 때까지 하이 상태로 남아 있으며, 피트(86)의 트레일링 엣지에 도달한 시점에서 재생 신호(90)는 감쇠(decay)하기 시작하여 다음 피트(87)까지 로우 상태로 남아 있을 것이다.
상술한 프로세스는 재생 신호(90)의 펄스 폭이 1-비트들 사이의 거리를 표시하므로, 펄스폭 변조(PWM)라 칭할 수 있다. 따라서, 재생 신호(90)에서의 펄스의 길이를 한정하는 기록 피트(80)의 엣지들은 관련있는 적절한 데이타 정보를 포함한다. 재생 신호가 미분되는 경우, 1차 미분 신호(110)의 신호 피크(111 내지 116)은 기록 피트(80)의 엣지에 대응할 것이다. [도 2의 1차 미분 재생 신호(110)의 신호 피크는 이상적인 재생 신호(90)이 도시되었므로 기록 피트(80)의 엣지로부터 약간 오프셋되어 도시되었다.] 1차 미분 신호(110)으로부터 피트 엣지 정보 신호를 복원하기 위해서는, 신호 피크(111 내지 116)을 검출할 필요가 있다. 이러한 프로세스에 대해 본원에서는 더 상세히 기술하고자 한다.
이에 대해, 전부는 아니지만 기존의 RLL 2/7 코드 시스템들은 펄스 위치 변조(PPM)와 관련하여 사용된다. PPM 시스템에서, 각각의 피트는 '1'을 나타내고, 피트의 부재는 '0'을 나타낸다. 피트들 사이의 거리는 1-비트들 사이의 거리를 나타낸다. 각 피트의 중심은 데이타의 위치에 해당한다. 피트 중심을 구하기 위해, 재생 신호를 미분하여 1차 미분 신호의 제로-크로싱(zero-crossing)을 검출한다. 이러한 기술은 1차 미분 신호의 신호 피크가 관련있는 적절한 펄스 폭 정보를 포함하는 상술된 PWM와 대비될 수 있다.
그러나, RLL 2/7 코드 시스템과 같은 RLL 시스템에 있어서 PPM 대신 PWM을 사용할 수 있다. 각각의 채널 비트는 클럭 파형의 클럭 주기에 대응할 수 있다. PWM을 사용하는 상술된 GCR 시스템에서와 같이, '1'은 입력 파형의 천이로 표현될 수 있다. 따라서, RLL 2/7 입력 파형은 '0'이 발생할 때는 동일한 상태로 남아 있을 수 있지만, '1'이 발생할 때는 하이에서 로우로 또는 로우에서 하이로 변경된다.
RLL 및 GCR 코드와, 다른 코드들에서, 데이타 패턴을 판독할 때, 광 판독기(20)으로부터 발생된 입력 신호는 종종 대칭이 아니다. 비대칭 신호가 회로들 사이에서 AC-결합될 때, 평균 DC값은 피크 대 피크 중점으로부터 멀어져 시프트된다. 중점으로부터 멀어지는 의도되지 않은 시프팅으로 인해 데이타의 위치가 뚜렷하게 시프트되어 데이타의 정확한 위치를 결정하기 위한 능력이 영향을 받게 되고, 타이밍 마진이 감소되거나 기록된 데이타가 복원될 수 없게 될 수 있다.
이런 현상은 도 3a 및 도 3b를 참조하여 설명될 것이다. 도 3a에서는 대칭 데이타 패턴으로부터 파생된 이상적인 입력 신호 S1을 도시한다. 통상, 데이타 중의 1과 0 간에서의 천이는 입력 신호의 하이와 로우 피크 사이의 중점에서 검출된다. 도 3a로부터 입력 신호 S1의 피크 대 피크 중점 Mp1위 아래의 영역 A1및 A2는 동일하고, 1과 0 간에서의 천이가 입력 신호 S1의 크로싱 및 피크 대 피크 중점 Mp1에 (이상적인 시스템에서)정확하게 대응한다는 것을 관찰할 수 있다.
이에 대해, 도 3b는 비대칭 데이타 패턴으로부터 파생된 입력 신호 S2를 도시한다. 피크 대 피크 중점 Mp2위의 영역 A1'이 그래프 아래의 영역 A2'보다 크다는 것을 관찰할 수 있다. 그러므로, 입력 신호 S2은 DC 기준선 DCBASE을 피크 대 피크 중점 Mp2위로 시프트시키는 DC 성분을 갖고 있다. 입력 신호 S2의 제로-크로싱을 결정함으로써 1과 0 사이의 천이 위치를 알고자 할 때, DC 성분 레벨이 피크 대 피크 중점 Mp2와 동일하지 않으므로 에러가 생길 수 있다. DC 성분 레벨은 일정하게 머물러 있지 않고, 입력 신호의 특성에 따라 상승 및 하강한다. DC 성분 누적이 클수록, 검출된 천이가 정확한 천이 위치로부터 빗나가는 경우가 많아 질 것이다. 따라서, DC 성분 누적으로 인해 타이밍 마진이 줄어들거나, 데이타가 복원될 수 없을 수 있다.
도 4는 DC 성분 누적의 영향을 완화시키기 위한 본 발명의 한 실시예에 따른 판독 채널(200)의 블럭도이다. 판독 채널(200)은 도 1의 파형 처리기(22)에 대체로 대응한다. 판독 채널(200)은 전치증폭단(202), 미분단(204), 등화단(206), 부분 적분단(208), 및 데이타 발생단(210)을 포함한다. 판독 채널(200)의 동작은 도 5에 도시된 더 상세한 블록도를 참조하여 설명될 것이고, 도 10의 ⓐ 내지 ⓓ에 도시된 파형도, 및 여러 다른 도면들이 때때로 참조될 것이다.
광 매체를 데이타에 대해 스캔할 때, 전치증폭단(202)는 입력 신호를 적절한 레벨로 증폭시킨다. 전치증폭단(202)는 본 기술 분야에 공지된 것과 같이 전치증폭기(203)을 포함할 수 있다. 전치증폭기(203)은 광 판독기(20)내에서는 어느 곳에든 위치될 수 있다. 증폭된 재생 신호(220)의 일례가 도 10의 ⓐ에 도시되어 있다.
도 5에 도시된 바와 같이, 전치증폭단(202)의 출력은 미분단(204)에 공급된다. 미분단(204)는 본 기술 분야에 공지된 방식으로 캐패시터(213)과 함께 구성되는 비디오 차동 증폭기 등의 차동 증폭기(212)를 포함한다. 미분단(204)의 대표적인 주파수 응답선도가 도 6a에 도시된다. 미분단(204)는 증폭된 재생 신호(220)의 고주파수 성분의 상대 크기를 효율적으로 증가시킨다. 미분단(204)의 출력 파형의 일례가 도 10의 ⓑ에 도시된다.
도 5에 도시된 바와 같이, 미분단(204)에는 등화단(206)이 후속된다. 등화단(206)은 전체 채널 전달 함수를 변경하고, 더 신뢰성 있는 데이타 검출을 제공하도록 부가적인 필터링을 제공한다. 등화단(206)은 미분된 입력 신호를 고주파수 및 저주파수 성분의 진폭이 동일하게 되고, 후속 처리를 위한 보다 평활한(smoother) 신호가 발생되도록 성형한다. 등화 필터들은 종종 신호뿐만 아니라 노이즈 스펙트럼을 변경시킨다. 따라서, 미분된 입력 신호의 형상의 개선(즉, 왜곡의 감소)은 일반적으로 신호-노이즈비의 저하를 수반하게 된다. 결과적으로, 등화단(206)의 설계는 허용가능한 하드웨어 비용으로 노이즈를 최소화하기 위한 시도와, 왜곡이 없는 신호의 제공을 절충한다. 일반적으로, 등화기는 보상될 심볼간 간섭량, 변조 코드, 이용될 데이타 복원 기술, 신호-노이즈비, 및 스펙트럼 형상에 좌우된다.
광 자기 기록 시스템 내에 저장된 데이타의 판독시 선형 심볼간 간섭의 상당 부분은 아날로그 판독 채널의 제한된 대역폭, 및 저장 밀도가 증가된 입력 신호 진폭의 롤-오프(roll-off)에 의해 생길 수 있다. 따라서, 등화단(206)은 보다 신뢰성 있는 데이타 검출을 제공하기 위해서는 판독 채널 전달 함수를 변형시키는 하나 이상의 선형 필터를 포함할 수 있다. 통상, 등화단은 판독 채널의 일부로서 구현되지만, 특정 조건하에서는 등화 필터링부는 기록 채널의 일부로서 구현될 수 있다.
분석을 목적으로, 재생 신호를 단위 진폭 및 주기 T를 갖는 일련의 2극성의 직사각형 펄스로서 고려할 수 있다. 이와는 다르게, 재생 신호는 스텝 진폭이 펄스 진폭과 일치하는 각각의 자속(flux) 반전 위치에서 일련의 양방향 스텝 함수(step function)로서 고려될 수 있다. 입력 신호가 등화단(206)에 인가되면, 각각의 클럭 셀 또는 바이니트(binit)에 대한 펄스 극성 뿐만 아니라 클럭킹 정보도 등화단(206)의 출력 신호로부터 도출될 수 있다. 이론적으로, 클럭킹 및 극성 정보는 입력 신호와 동일한 미드(mid)-바이니트, 및 바이니트 경계값을 갖는 출력 신호를 생성하는 이상적인 파형 복원 등화기를 이용하여 도출될 수 있다. 바이니트 경계에서 출력 신호의 제로 크로싱이 발생하여 클럭의 재생이 정확하게 이루어진다. 제로 크로싱 시점 및 방향을 알고 있으면 신호 제로-크로싱으로부터 클럭및 데이타 모두를 추출할 수 있다.
한 실시예에서, 등화단(206)은 파형 복원 등화기류에서 선택된 등화기를 포함한다. 일반적으로 파형 복원 등화기는 입력 또는 재생 파형과 닮은 2진 시퀀스를 포함하는 신호를 발생시킨다. 최종 신호의 다른 직사각형 펄스의 모서리들은 채널에서 신호 고조파(harmonics)가 감쇄하기 때문에, 둥글어진다(round). 또한, 최종 신호에서 얼마간의 출력 신호 진폭 변화가 나타날 수 있다.
최소 대역폭 출력 신호를 생성하는 등화기는 최소 차단(cutoff) 주파수에 대해서는 1(unity)의 응답을 갖고 더 높은 주파수에 대해서는 응답을 갖지 않는 이상적인 저역통과 필터이다. 이러한 이상적인 저역통과 필터는 물리적으로 실현가능하지 않지만, 잔류(vestigial) 대칭에 대한 나이퀴스트 이론(Nyquist theorem)에서는 첨예한 차단 최소 대역폭 필터를 변형시켜 모든 미드-바이니트 셀 시점에서 여전히 출력 펄스 제로 크로싱을 보유할 수 있음을 시사하고 있다. 이 결과를 달성하기 위해, 등화된 채널의 고주파수 롤-오프는 대칭인 것이 바람직하고, 최소 대역폭 필터 차단 주파수에서 1/2 진폭 지점에 위치한다.
등화단(206)내의 필터에 의해 나타날 수 있는 롤-오프 특성의 한 형태는 자승(raised) 코사인 롤-오프로서 알려진 자승 코사인 등화기가 얻어진다. 자승 코사인 롤-오프 전달 함수는 거의 실현가능하고, 최소 대역폭 필터에 대해 개선된 응답을 갖는다. 출력 펄스는 시점 nT에서 제로값을 갖지만, 사이드로브 감쇄 발진 진폭(sidelobe damped oscillation amplitude)은 감소된다. 자승 코사인 필터의 출력 제로 크로싱은 최소 대역폭 필터의 것보다 일관성을 가지며, 자승 코사인 필터의 비교적 단계적인 롤-오프와 같은 단계적인 롤-오프에 의해 선형 위상 특성들이 쉽사리 달성된다. 그러나, 이들 장점은 전형적으로 증가된 대역폭을 희생시켜 얻어진다. 대역폭 연장 대 최소 대역폭의 비 fm은 종종 자승 코사인 채널의 'α'로서 명명된다. 따라서, d=0의 변조 코드의 경우에서, α = 0은 최소 대역폭이지만 실현불가능한 직사각형 전달 함수를 나타내고, 여기서 α = 1은 최소 대역폭의 2배를 이용하는 필터를 나타낸다.
(아날로그 채널과 등화기를 포함하지만, 입력 필터는 포함하지 않는) 자승 코사인 등화 채널의 임펄스 전달 함수는 다음과 같이 주어질 수 있다:
H(f) = 1, 0 < f < (1-α)*fm인 경우
H(f) = 1/2{1+cos[f-(1-α)*fm)/(2*α*fm)]},
(1-α)*fm < f < (1+α)*fm인 경우,
H(f) = 0, f > (1+α)*fm인 경우
여기서 Φ(f) = k*f는 위상이고, k는 상수이다. 상기 패밀리들은 α 파형 복원 등화기로 명명될 수 있다. α=1 채널은 전(full) 바이니트 간격뿐만 아니라 1/2 바이니트 간격으로 널(null)을 갖는 특성을 갖는다. 이러한 채널에 의해 신호는 신호 제로 크로싱 및 샘플 시점인 미드-바이니트 또는 바이니트 경계 시점에서 심볼간 간섭을 갖지 않으므로 클럭 및 데이타를 정확하게 복원할 수 있다.
이러한 풀 대역폭 등화기의 경우, 롤-오프는 제로 주파수에서 시작하여 차단 주파수 fc까지 확장된다.
자승 코사인 등화기들은 적절한 신호 대 노이즈비가 주어지면, 상당량의 선형 심볼간 간섭을 보정할 수 있다. 일반적으로 MO-매체 손실 및 광 단파장 저 분해능을 보상하는 데 대량의 고주파수 부스트가 필요로 된다. 물리적으로 실현가능한 채널이 d = 0의 변조 코드에 대해 동작하는 것으로 가정하면, 최소 대역폭의 적어도 2배와 동일한 등화기 대역폭이 선형 심볼간 간섭의 제거에 바람직하하다. 이러한 폭의 대역폭은 일반적으로 신호 대 노이즈비의 감소를 가져온다. 등화기 대역폭은 간섭 왜곡과 노이즈 간의 가장 적합한 절충을 달성하도록 선택된다. 어떤 경우에는, 부가된 왜곡의 희생으로 클럭 지터(clock jitter)의 형태로 노이즈를 개선시키기 위해 α < 1 전달 함수를 사용함으로써 대역폭을 좁히는 것이 바람직할 수 있다.
다른 파형 복원 등화기는 코사인 β 응답 등화기로서 알려져 있다. 전(full) 대역폭 β 채널의 임펄스 전달 함수는 다음과 같다:
H(f)-cosβ(π*f/(2*fc)), 0 < f < fc인 경우
H(f) = 0, f > fc인 경우
α 등화기류와 동일한 β 등화기가 다수 있다. 전 대역폭 β 등화기는 차단 주파수 fc를 가져, 결과적으로 바이니트 경계에서의 비교적 적은 간섭량으로 인한 클럭 지터를 감소시킨다. 이들 종류의 등화 필터를 여러 종류의 노이즈 조건에서 에러의 최소 확률을 달성하도록 최적화시키기 위한 기술이 본 기술 분야에 공지되어 있다.
α 등화기의 이용은 일반적으로 대역폭을 협대역폭으로 함으로써, 클럭 지터또는 수평 아이 오프닝(horizontal eye opening)의 희생으로 노이즈가 감소된다. β 등화기의 이용은 일반적으로 대역폭의 감소없이 고주파 부스트를 감소시킴으로써 신호 대 노이즈비를 개선시킨다. β 등화기를 선택하면 수직 아이 오프닝 또는 실효 진폭 감소를 감소시킬 수 있다. α = 1 및 β = 2 등화기 채널들은 아이 패턴의 견지에서는 동일하고, 이들 두 형태의 채널은 비교적 넓은 오픈 아이 패턴을 갖는다.
d > 0인 코드에 대한 양호한 등화기 채널 대역폭은 반드시 예기할 수 있는 최소 기록된 펄스폭 Tr에 의존되는 것이 아니라, 오히려 바이니트 폭 Tm에 의존한다. 이것은 데이타 복원 회로들이 일반적으로 하나의 바이니트 폭만큼 작은 차이를 나타내는 펄스들간을 구별하는 데 필요하고, 시간 분해능은 신호 대역폭의 함수이기 때문이다. (0, k) 코드들(여기서, k는 자속 반전이 없는 인접한 바이니트의 최대수를 나타낸다)은 바이니트 경계들에서 심볼간 간섭이 부재인 경우 각각의 바이니트의 중심 및 엣지에서의 간섭을 제거하도록 공칭 대역폭 BWNOM= 1/Tm = fc를 필요로 한다.
d > 0인 코드들의 경우, 간섭은 BW = 1/(2*Tm) = fc/2의 감소된 대역폭을 갖는 바이니트 엣지에서 본질적으로 게거될 수 있다. 이러한 경우에, 모든 바이니트 판독 펄스들은 자속 반전시 단위 진폭을 갖고, 판독-펄스는 자속 천이에서 크로스 제로를 테일(tail)한다. 협대역폭(BW)은 바이니트 중심을 고려하지 않고, 간섭이 없는 지점에서 신호 제로 크로싱을 출력하지만, 대역폭 감소는 전형적으로 채널 손상의 존재시 검출 모호성의 증가로 얻어진다. 협대역폭(BW)는 신호 제로 크로싱 기울기의 감소를 가져와 노이즈, 디스크 속도 변화, 아날로그 채널 차 또는 부적절한 등화에 대한 검출 감도를 잠재적으로 증가시킬 수 있다. 예를 들어,
(1, k)2/3 비의 변조 코드를 갖는 1/2 대역폭 β = 2 등화 채널은 신호가 신호 제로 크로싱에서 심볼간 간섭을 갖지 않지만, 제로 크로싱들 간에서 진폭이 약간 변화된다. 넌제로 리턴(NRZI) 변조보다 더 많은 정보를 기록하지만, 대역폭은 NRZI 변조의 대역폭보다 작다(예를 들어, NRZI에 대해 대역폭 = 0.75 및 비트율 = 1.33). 감소된 대역폭은 변조 코드 레이트 손실을 보상한다.
α = 1 및 β 파형 복원 등화기들에 의해 출력 제로 크로싱은 입력 펄스 엣지와 동일한 지점에서 발생할 수 있다. 따라서, 데이타 검출은 등화된 신호를 엄격하게-제한함으로써(hard-limiting) 얻을 수 있어 일반적으로 원래의 재생 신호와 닯은 출력 신호가 얻어진다. 그러나, 이 결과는 단지 전형적으로 광자기 채널의 경우가 아닌, 등화기 응답이 DC로 연장하는 경우에만 일어난다. MO 채널내의 저주파수 손실은 DC 기준선을 상하로 드리프트시킴으로써 출력 바이니트는 제로-크로싱 검출기에서의 진폭 오프셋의 정도에 따라 길어지거나 짧게 된다. 이러한 문제는 DC-프리 변조 코드 또는 바람직하게는 본원에서 기술된 DC 복원을 사용하여 경감시킬 수 있다. 파형 복원 등화기에 대한 원하는 저주파 응답을 달성하기 위해서는, 저주파수 신호를 상당히 증폭시켜야만 하는데, 이는 어떤 조건하에서는 신호 대 노이즈비를 심각하게 감소시킬 수 있다. 상당한 양의 저주파 노이즈가 존재하면, 파형 복원 등화 기술은 DC가 없고 저주파 성분이 거의 없는 변조 코드 또는 DC 복원회로들을 사용하지 않는 한 매우 만족스럽지 못하게 될 것이다.
양호한 실시예에서, 등화단(206)은 집적 칩 상에 배치된 프로그래머블 필터 및 등화기(207)을 포함할 수 있다. 이러한 집적 칩은 현재는 여러 제조업체로부터 구입가능하다. 필터 및 등화기(207)은 등가-리플(equi ripple) 다양성으로 구성될 수 있고, 차단 주파수의 약 2배와 동일한 주파수까지 비교적 일정한 그룹 지연을 갖는다. 등화단(206)의 대표적인 주파수 응답도가 도 6b에 도시되었고, 출력 파형의 일례가 도 10의 ⓒ에 도시되었다.
신호가 등화단(206)에서 처리된 후, 도 10의 ⓒ의 파형의 신호 피크는 판독 데이타의 위치에 관한 정확한 정보를 포함한다. 신호 피크들은 다른 미분을 취함으로써 검출될 수 있지만, 이렇게 하는 것은 시스템의 신호 대 노이즈비에 이롭지 못할 수 있어, 원하지 않는 지터가 발생될 수도 있을 것이다. 본원에서 기술된 본 발명의 양호한 실시예는 부분 적분 및 새로운 데이타 발생 회로를 이용함으로써 2차 미분을 하지 않고도 신호 피크를 검출하기 위한 정확한 수단을 제공한다.
신호가 등화단(206)에서 처리된 후, 이 신호는 부분 적분기단(208)에 공급되어 다른 형상의 파형으로 처리된다. 도 5에서 되시된 바와 같이, 부분 적분기단(208)은 증폭기단(229), 대역통과 필터단(230), 적분기 및 저역통과 필터단(232), 및 감산기 및 저역 통과 필터단(234)를 포함할 수 있다. 중폭기단(229)는 등화단(206)의 출력을 수신하여 대역통과 필터단(230), 및 적분기 및 저역통과 필터단(232)에 신호를 제공한다. 적분기 및 저역통과 필터단
(232)는 바람직하게는 고주파수 성분의 선택된 범위를 감쇄시킨다. 적분기및 저역통과 필터단(232)의 대표적인 주파수 응답(260), 및 대역통과 필터단(230)의 대표적인 주파수 응답(261)이 도 6c에 도시되어 있다.
그 후, 적분기 및 저역통과 필터단(232)의 출력에서 대역통과 필터단(230)의 출력을 감산하여, 저역통과 필터단(234)에서 필터시킨다. 저역통과 필터(234)를 포함하여 부분 적분기단(208)의 전체 주파수 응답의 그래프가 도 6d에 도시되어 있다. 부분 적분기단(208)의 출력 파형의 일례가 도 10의 ⓓ에 도시된다.
부분 적분기단의 특정 실시예의 상세한 회로도가 도 5b에 도시된다. 도 5b에서, 예를 들어 등화단(206)으로부터 차분 입력(238, 239)이 수신된다. 차분 입력(238, 239)는 도시된 바와 같이 구성되어 그 입력들을 차동적으로 합산하는 차동 증폭기(240)에 제공된다. 차동 증폭기(240)은 본질적으로 도 5에 도시된 증폭기단(229)에 대응한다.
차동 증폭기(240)으로부터의 출력(249)는 한 쌍의 전류 발생기(241 및 242)에 접속된다. 제1 전류 발생기(241)은 도 5b에 도시된 바와 같이 구성된 저항 R77 및 PNP 트랜지스터 Q61을 포함한다. 제2 전류 발생기(242)는 또한 도 5b에 도시된 바와 같이 구성된 저항 R78 및 PNP 트랜지스터 Q11을 포함한다.
전류 발생기(241)로부터의 출력은 대역통과 필터(243)에 접속된다. 대역통과 필터(243)은 도 5b에 도시된 것과 같이 병렬로 구성된 인덕터 L3, 캐패시터 C72 및 저항 R10을 포함한다. 대역통과 필터(243)은 기본적으로 도 5의 대역통과 필터단(230)에 대응한다. 다른 전류 발생기(242)로부터의 출력은 적분기(244)에 접속된다. 적분기(244)는 도 5b에 도시된 것처럼 병렬로 구성된 캐패시터 C81 및 저항R66을 포함한다.
적분기(244)로부터의 출력은 저항 R55를 통해 NPN 트랜지스터 Q31에 접속된다. 트랜지스터 Q31은 적분기(244)의 출력에 대해 아이솔레이션(isolation)을 제공하고, 전압원으로서 작용하는 에미터-폴로워로서 구성된다. 트랜지스터 Q31의 에미터는 저역통과 필터(245)에 접속된다. 저역통과 필터(245)는 도 5b에 도시된 바와 같이 구성된 인덕터 L6, 캐패시터 C66 및 저항 R49를 포함한다. 적분기(244), 트랜지스터 Q31을 포함하는 에미터-폴로워, 및 저역통과 필터(245)는 기본적으로 도 5에 도시된 적분기 및 저역통과 필터단(232)에 대응한다. 적분기(244)의 주파수 응답은 기본적으로 도 6c에 도시된 주파수 응답(260)에 대응하고, 저역통과 필터(245)의 주파수 응답은 기본적으로 도 6c에 도시된 주파수 응답(261)에 대응한다.
저역통과 필터(245)로부터의 출력 및 대역통과 필터(243)으로부터의 출력은 도 5b에 도시된 바와 같이 구성된 차동 증폭기(246)에 결합된다. 차동 증폭기(246)은 그 입력을 차동적으로 합산하여 다른 저역통과 필터(247)에 차분 출력을 제공한다. 차동 증폭기(246) 및 저역통과 필터(247)은 기본적으로 도 5에 도시된 감산기 및 저역통과 필터단(234)에 대응한다.
도 5b의 회로에 대한 파형의 일례를 도 6g에 도시한다. 도 6g는 먼저 예를 들어, 등화기(206)로부터 차동 중폭기(240)에 제공될 수 있는 입력 파형(256)의 일례를 도시한다. 도 6g의 다음 파형(257)은 입력 파형(256)을 수신하는 도 5b의 회로에 응답하여 대역 통과 필터(243)으로부터 나온 출력에 대응한다. 도 6g의 다음파형(258)은 입력 파형(256)을 수신하는 도 5b의 회로에 응답하여 저역통과 필터(245)로부터 나온 출력에 대응한다. 파형(258)은 적분기(244)의 동작의 효과를 도시한다. 저역통과 필터(245)의 기능은 기본적으로 대역통과 필터(243)과 적분기(244)의 출력이 차동 증폭기(246)의 입력에서 제때 정렬하도록 지연을 제공하기 위한 것이다. 이에 의해, 저역통과 필터(245)는 차분 합산 전에 차동 증폭기(246)의 각각의 입력 레그(leg)에 따라 지연을 매칭한다.
도 6g의 최종 파형은 대역통과 필터(243) 및 저역통과 필터(245)로부터 출력된 신호가 결합되어 필터된 후, 제2 저역통과 필터(247)로부터 나온 출력에 대응한다. 파형(259)는 전형적으로 자기 매체로부터 판독된 원래의 재생 신호에 비해 상당히 개선된 분해능을 나타낸다.
도 5 및 도 5b와 관련하여 기술된 부분 적분 기능은 차동 증폭기[예를 들어, 차동 증폭기(240 및 246)]를 이용하여 수행되고, 이에 의해 동상 성분 제거(common-mode rejection), 또는 등가적으로 입력 신호(238, 239)의 DC 성분의 제거를 제공한다. 도 5 및 도 5b에 도시된 실시예의 다른 특징은 부분 적분단에 의해 나타난 비교적 양호한 주파수 응답 특성이다. 특히, [예를 들어, 감산기 및 저역통과 필터 블럭(241) 또는 차동 증폭기(246)에서] 적분된 신호와 고역통과 필터된 신호를 결합함으로써, 미분되고 등화된 재생 신호로부터 노이즈가 제거되는 한편, 부분적으로 대역통과 필터에 의해 제공된 고역 통과 주파수 부스트로 인해 비교적 빠른 응답 시간이 유지된다.
미분단(204), 등화단(206), 및 부분 적분단(208)의 결합의 주 기능은 재생신호(220)을 데이타 복원을 용이하도록 적절하게 형상하기 위한 것이다. 도 10의 ⓐ와 ⓓ를 비교함으로써 알 수 있듯이, 도 10의 ⓓ에 도시된 최종 신호(도 10의 ⓐ로부터 파생됨)는 도 10의 ⓐ의 재생 신호(220)과 유사하지만, 고주파수 및 저주파수 성분의 진폭들이 등화되고, 샤프한(sharp) 노이즈와 같은 특성이 제거된다는 점이 다르다. 미분단(204), 등화단(206), 및 부분 적분단(208)의 결합에 대한 전체 주파수 응답 그래프가 도 6e에 도시된다. 동일한 소자열에 대한 전체 그룹 지연 응답 그래프가 도 6g에 도시된다.
테이프 구동 시스템은 현재로서는 데이타 복원을 용이하게 하기 위해 재생 신호의 등화 및 적분을 이용한다는 것에 주목할 수 있다. 그러나, 상당 부분의 이러한 시스템은 그들이 전형적으로 DC-프리 코드를 활용하기 때문에 DC 누적의 문제를 갖지 않는다. 이전에 언급했듯이, DC-프리 코드들은 밀도 비가 비교적 낮아서 비효율적이라는 단점을 갖는다. 본 발명의 다양한 실시예는 DC-프리 코드를 반드시 사용할 필요 없이 DC 누적의 영향을 제거하기 위한 수단을 제공함으로써 더 효율적인 코딩 시스템을 사용한다.
부분 적분기단(208)의 출력(예를 들어 도 10의 ⓓ의 파형)은 데이타 발생단(210)에 제공된다. 데이타 발생단(210)의 블럭도가 도 7에 도시된다. 데이타 발생단(210)은 정(+) 피크 검출기(300), 부(-) 피크 검출기(302), 분압기(304), 비교기(306), 및 듀얼 엣지 회로(308)을 포함한다. 도 7에 도시된 회로의 동작은 도 9를 참조하여 설명될 것이다. 도 9에서, 기록된 비트 시퀀스(320)이 판독되어, 부분 적분기단(208)로부터 사전처리된 신호(322)가 상술된 방식으로 발생되는 것으로 가정한다. 본 명세서에 기술된 사전처리된 신호(322) 및 각 종 다른 파형들은 설명을 위해 다소 이상화 시킨 것으로, 본 분야에 숙련된 자들은 실제 파형들의 형상 및 사이즈는 도 9 및 다른 도면에 도시된 것과는 다를 수 있음을 명백히 알 수 있을 것이다.
사전처리된 신호(322)는 사전처리된 신호(322)의 정 및 부 피크를 각각 측정 및 추적하는 정 피크 검출기(300) 및 부 피크 검출기(302)에 공급된다. 정 피크 검출기(300)의 정 피크 출력 신호(330) 및 부 피크 검출기(302)의 부 피크 출력 신호(332)가 도 9에 도시되어 있다. 정 피크 출력 신호(330) 및 부 피크 출력 신호(332)는 한 쌍의 저항(340 및 341)로 구성되는 분압기(304)에 의해 평균화된다. 분압기(304)의 출력은 임계 신호(334)로서 이용되고, 사전처리된 신호(322)의 거의 피크 대 피크 중점을 나타낸다. 분압기(304)의 출력은 사전처리된 신호(322)와 분압을 비교하는 비교기(306)에 제공된다. 비교기(306)은 사전처리된 신호(322)가 임계 신호(334)와 교차할 때 상태를 변경하여 1에서 0으로 또는 0에서 1로의 판독 데이타의 천이를 나타낸다. 비교기(306)의 출력은 도 9에서 출력 데이타 파형(362)로서 도시된다. 더 상세히 후술한 바와 같이, 출력 데이타 파형(362)는 정 피크 검출기(300) 및 부 피크 검출기(302)로 궤환되어 DC 엔벨로프의 트래킹을 허용한다. 비교기(306)의 출력은 또한 비교기(306)가 상태를 변경할 때마다 일정한 지속 기간의 단극 펄스를 발생하는 듀얼 엣지 회로(350)에 제공된다.
듀얼 엣지 회로(350)의 출력은 기록된 데이타의 복원이 간단한 방식으로 이루어질 수 있는 클럭킹 및 데이타 정보를 제공한다. 예를 들어, 상술된 GCR 8/9변조와 같은 펄스폭 변조(PWM) 기술에서, 듀얼 엣지 회로(350)으로부터 출력된 각각의 데이타 펄스는 자속 천이(즉, 기록된 1-비트)를 나타내고, 클럭 간격에서 데이타 펄스의 결여는 자속 천이(즉, 기록된 0-비트)의 결여를 나타낼 것이다. 그 후, 기록된 데이타의 시퀀스는 원래 데이타를 결정하는 공지된 종래 기술의 방법에 의해 디코더(24)(도 1 참조)에 의해 디코드될 수 있다.
사전처리된 신호(322)의 DC부에 의한 엔벨로프를 적절하게 추적하기 위해, 양호한 실시예는 출력 신호(362)로부터의 듀티 사이클 정보를 피크 검출기로 궤환시킨다. 따라서, 비교기(306)의 출력은 정 피크 검출기(300) 및 부 피크 검출기(302)로 궤환된다. 이러한 프로세스에 대해서 데이타 발생기단(210)의 더 상세한 회로도를 도시하는 도 8을 참조하여 설명될 것이다. 제8에 도시된 바와 같이, 사전처리된 신호(322)는 트랜지스터(Q2 및 Q5)의 베이스에 제공된다. 트랜지스터(Q2)는 정 피크 검출기(300)에 관련되고, 트랜지스터(Q5)는 부 피크 검출기(302)에 관련된다. 정 피크 검출기(300) 및 부 피크 검출기(302)는 유사한 방식으로 동작하므로, 듀티 사이클 궤환 동작은 정 피크 검출기(300)에 대해서만 설명하지만, 본 기술 분야에 숙련된 자들은 도 8 및 아래의 설명에 의해 부 피크 검출기(302)의 유사한 동작을 이해할 수 있을 것이다.
사전처리된 신호(322)의 진폭이 캐패시터(C1)의 저장된 전압(트랜지스터 Q2의 순방향 바이어스 전압을 포함함)을 초과할 때 트랜지스터 Q2는 캐패시터 C1을 충전한다. 도 9에서, 정 피크 출력 신호(330)이 신호 피크(332)까지 신속히 충전됨을 알 수 있다. 궤환을 거친 출력 신호(362)는 출력 신호(362)가 하이인 경우,캐패시터 C1상의 정(+)전하를 보존시키고, 출력 신호(362)가 로우 상태이면 캐패시터 C1을 방전시킨다. 따라서, 출력 신호(362)가 하이이면, 캐패시터 C1 상의 정전하는 저항 R2를 통해 트랜지스터 Q1에 의해 보존된다. 바람직하게는, 저항 R1 및 R2를 전하가 동일한 값이 되도록 선택하여 전하가 저항 R1을 통해 방전되는 것과 동일한 비율로 저항 R2를 통해 캐패시터에 부가됨으로써 캐패시터 C1 상에 순 전하(net charge)를 일정하게 보존한다. 한편, 출력 신호(362)가 로우라면, 트랜지스터 Q1은 턴 오프되고, 캐패시터 C1은 저항 R1을 통해 방전되도록 허용된다. 캐패시터 C1 및 저항 R1의 값을 시정수가 예기되는 DC 누적의 속도보다 약간 빠르게 되도록 선택하여 캐패시터 C1은 DC 레벨의 변화가 발생될 때마다 이를 추적할 수 있도록 하는 것이 바람직하다.
캐패시터 C1의 출력은 트랜지스터 Q3의 베이스에 제공된다. 트랜지스터 Q3의 에미터의 전압 레벨은 캐패시터 C1의 출력 이상의 바이어스 전압 레벨이다. 전류는 트랜지스터 Q3의 에미터를 캐패시터 C1의 전압(에미터 베이스 바이어스 전압에 의한 오프셋)에 추종하게 하는 저항 R3을 통해 도출된다(drawn). 따라서, 트랜지스터 Q3의 에미터는 정 피크 출력 신호(330)을 생성한다. 트랜지스터 Q1 및 Q2는 NPN형 트랜지스터이고, 트랜지스터 Q3은 PNP형 트랜지스터임에 유의해야 한다. 이와 같이, NPN-PNP 구성은 트랜지스터 Q1, Q2 및 Q3이 겪을 수 있는 좋지 않은 열적 현상을 상당히 상쇄시키고, 또한 그들의 동작과 관련된 바이어스 전압들을 상쇄시킨다.
부 피크 검출기(302)는 정 피크 검출기(300)과 유사한 방식으로 동작하므로,더 상세히 설명하지 않는다. 트랜지스터 Q6의 에미터는 부 피크 출력 신호(332)를 생성한다.
상술된 바와 같이, 정 피크 출력 신호(330) 및 부 피크 출력 신호(332)는 도 8에서 도시된 것과 같이 한 쌍의 저항 R4로 구성된 분압기(304)에 의해 평균되어 임계 신호(334)를 형성한다. 그러므로, 임계 신호(334)는 사전처리된 신호(322)의 피크 대 피크 값의 거의 중점을 형성하여 듀티 사이클 궤환 보상을 거쳐 사전처리된 신호(322)의 DC 엔벨로프를 추적한다.
비록 듀티 사이클 궤환이 비교기(306)의 출력으로부터 시작하는 것으로 바람직한 실시예에 도시되었지만, 다른 궤환 경로도 이용될 수 있음을 관찰할 수 있다. 예를 들어, 플립/플롭 또는 다른 메모리 소자가 듀얼 엣지 회로(308)의 출력에 위치할 경우, 듀얼 엣지 회로(308)의 출력으로부터 동일한 궤환 경로를 취할 수 있다. 또한, DC 엔벨로프를 추적하기 위해 듀티 사이클을 측정하고 임계 신호를 조정하는 다른 수단을 이용할 수 있다.
도 4 및 도 5에서 총괄적으로 기술된 바와 같은 바람직한 방법은 부분 적분 이전에 재생 신호를 미분하는 단계와, 후속하는 DC 트래킹 단계를 포함한다. 이 방법은 비교적 분해능이 불량한 재생 신호를 갖는 시스템에 특히 적합하고, 예를 들어 GCR 포맷으로 저장된 정보를 판독하는 데 유리하게 적용될 수 있다. 본 발명 방법의 바람직한 한 특징에서는, 미분 초기 단계에서 인입 재생 신호에서 저주파수 성분을 감소시킨다. 바람직한 방법의 다른 특징에서는, 부분 적분단에서 고역 통과 부스트(예를 들어, 대역통과 필터단으로부터)로 인해 신속한 응답을 제공하면서재생 신호를 복원 또는 부분적으로 복원시킨다. 바람직한 방법은 DC 성분 사이즈의 증가를 유도하여 이에 대응하여 DC 성분을 추적하는 시점을 더욱 곤란하게 만들 수 있는 재생 신호의 적분이 초기에 수행(즉, 미분 이전에)되는 방법과는 대조될 수 있다.
<다른 실시예>
본 명세서에 기술된 각 종 회로들 및 방법들은 광자기 시스템에 제한되지 않고 테이프 및 다른 형태의 디스크에 저장된 데이타를 판독하기 위한 시스템에도 이용될 수 있고, 보다 일반적인 의미로는, DC 누적의 효과를 완화시키는 것이 바람직한 전기 신호를 처리하기 위한 소정의 시스템(데이타 저장 시스템이거나 아님)에도 유용할 수 있다는 것을 인식할 수 있을 것이다.
본 발명에 따르면, 광자기 디스크와 같은 매체 상에 저장된 데이타를 검색하기 위한 방법은 저장된 데이타를 판독하여 재생 신호를 발생하는 단계, 재생 신호를 부분 적분하는 단계, 부분 적분된 신호의 DC 성분에 따라 변하는 임계 신호를 발생하는 단계, 및 임계 신호와 부분적으로 적분된 신호를 비교함으로써 저장된 데이타를 나타내는 출력 신호를 발생하는 단계를 포함한다.
본 발명의 특징에 따르면, 재생 신호는 부분 적분 단계 이전에 미분된다.
본 발명의 다른 특징에 따르면, 부분 적분 단계는 재생 신호를 적분하고, 이와 동시에 그러나 독립적으로 재생 신호를 대역통과 필터링하고, 적분된 신호와 대역통과 필터된 신호 간의 차이를 취하는 단계를 포함한다. 이어서, 차신호는 저역통과 필터링 처리된다.
본 발명의 다른 특징에 따르면, 임계 신호를 발생하는 단계는 부분 적분된 신호의 정 피크 전압을 검출하고, 부분 적분된 신호의 부 피크 전압을 검출하고, 정 피크 전압 및 부 피크 전압을 평균하는 단계를 포함한다. 출력 신호가 로우 상태 또는 하이 상태 중 어느 한 상태일 때는 검출된 정 피크 전압을 감소시키고, 출력 신호가 다른 로우 상태 또는 하이 상태 중 다른 한 상태일 때는 검출된 부 피크 전압을 감소시킴으로써 출력 신호의 상태에 응답하여 임계 신호가 조정된다.
바람직한 실시예에서, 임계 신호는 부분 적분된 신호의 거의 중점에 대응하고, 임계 신호의 조정은 출력 신호의 듀티 사이클에 비례한다.
본 발명의 다른 특징에 따르면, 신호를 부분 적분하는 단계는 재생 신호를 적분하고, 적분과 동시에 그러나 독립적으로 재생 신호를 대역통과 필터링시키고, 적분된 신호와 대역통과 필터된 신호 간의 차이를 취하는 단계를 포함한다.
한 바람직한 실시예에서, 재생 신호로부터 데이타 정보를 검색하기 위한 방법은 재생 신호를 미분하는 단계, 미분된 신호를 등화시키는 단계, 등화된 신호를 부분 적분하는 단계, 부분 적분된 신호의 DC 성분을 추적하는 임계 신호를 발생하는 단계, 부분 적분된 신호를 임계 신호와 비교함으로써 출력 신호를 발생하는 단계, 및 이 출력 신호에 응답하여 임계치 신호를 조정하는 단계를 포함한다.
본 발명은 광 디스크와 같은 매체 상에 저장된 데이타를 검색하기 위한 장치를 제공하며, 이 장치는 출력 신호를 발생시키는 저장된 데이타용 판독기, 이 신호에 접속된 부분 적분기, 부분 적분기에 접속된 임계치 발생기, 부분 적분기 및 임계치 발생기에 접속되며 비교기를 포함하는 데이타 발생기, 및 비교기로부터 임계치 발생기까지의 궤환 경로를 포함한다. 이 비교기는 임계치 발생기로부터의 출력 및 부분 적분기의 출력에 접속된다. 임계치 발생기는 신호의 DC 성분에 따라 변하는 임계 신호를 발생하고, 거의 그 중점에 대응한다.
바람직한 실시예에서, 판독기는 미분기를 포함한다.
본 발명의 한 특징에 따르면, 부분 적분기는 신호에 접속된 적분기, 신호에 접속된 대역통과 필터, 및 적분기의 출력과 대역통과 필터의 출력에 접속된 감산기를 포함하는 섹션(section)이다. 저역통과 필터는 감산기의 출력에 접속된다.
바람직한 실시예에서, 임계치 발생기는 부분 적분기에 접속된 정 피크 전압 검출기, 부분 적분기에 접속된 부 피크 전압 검출기, 및 정 피크 전압 검출기의 출력과 부 피크 전압 검출기의 출력에 접속된 분압기를 포함한다.
궤환 경로는 정 피크 전압 검출기 및 부 피크 전압 검출기에 접속되어 궤환 경로의 상태에 종속하여 검출된 정 피크 전압 또는 검출된 부 피크 전압을 조정한다. 검출된 정 피크 전압은 궤환 경로가 2상태 중 하나이면 그 크기를 감소시킴으로써 조정되고, 검출된 부 피크 전압은 궤환 경로가 2개의 상태 중 다른 하나이면 그 크기를 감소시킴으로써 조정된다.
한 실시예에서, DC 성분을 갖는 신호에서 천이의 위치를 정하기 위한 장치가 제공되는데, 이 장치는 매체 상에 저장된 데이타를 판독하여, 신호를 발생하기 위한 수단, 이 신호에 접속되어 파형 복원을 하기 위한 수단, 파형 복원 수단에 접속된 임계치 발생기, 신호 및 임계치 발생기에 접속되며 비교기를 포함하는 데이타 발생기, 및 비교기로부터 임계치 발생기까지의 궤환 경로를 포함한다.
비록 본 발명이 특정 실시예를 참조하여 도시 및 기술하였지만, 본 기술 분야의 숙련된 자들은 기술된 실시예의 다양한 변형들을 본 발명의 범위 및 취지를 벗어나지 않는 한 행할 수 있음에 주목해야 한다.

Claims (14)

  1. 매체 상에 저장되어 있는 데이타를 검색하기 위한 장치에 있어서,
    상기 저장된 데이타를 판독하여 상기 저장된 데이타에 대응하는 신호를 발생시키기 위한 수단과,
    상기 신호에 대해 부분 적분 처리를 행하기 이전에 상기 신호를 처리하기 위한 미분단과,
    상기 신호를 수신하기 위한 부분 적분기와,
    상기 부분 적분기에 연결된 임계치 발생기와,
    상기 부분 적분기와 상기 임계치 발생기에 연결되고 비교기를 포함하는 데이타 발생기와,
    상기 비교기에서 상기 임계치 발생기까지의 궤환 경로
    를 포함하는 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 저장된 데이타를 판독하기 위한 상기 수단은 미분기를 포함하는 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 매체는 광 자기 디스크를 포함하는 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 임계치 발생기는 상기 신호의 DC 성분에 따라 변화하는 임계 신호를 발생시키는 장치.
  5. 제4항에 있어서, 상기 임계 신호는 상기 신호의 거의 중점에 대응하는 장치.
  6. 제1항에 있어서, 상기 비교기는 상기 임계치 발생기로부터의 출력과 상기 부분 적분기로부터의 출력에 접속되는 장치.
  7. 제1항에 있어서, 상기 부분 적분기는
    상기 신호를 수신하여 처리하기 위한 적분기와,
    상기 신호를 수신하여 처리하기 위한 대역 통과 필터와,
    상기 적분기의 출력과 상기 대역 통과 필터의 출력에 연결된 감산기를 포함하는 장치.
  8. 제7항에 있어서, 상기 감산기의 출력에 연결된 저역 통과 필터를 더 포함하는 장치.
  9. 제1항에 있어서, 상기 임계치 발생기는
    상기 부분 적분기에 연결된 정(+) 피크 전압 검출기와,
    상기 부분 적분기에 연결된 부(-) 피크 전압 검출기와,
    상기 정 피크 전압 검출기의 출력과 상기 부 피크 검출기의 출력에 연결된분압기를 포함하는 장치.
  10. 제9항에 있어서, 상기 궤환 경로는 상기 정 피크 전압 검출기와 상기 부 피크 전압 검출기에 연결되고, 상기 궤환 경로는 검출된 정 피크 전압 및 검출된 부 피크 전압에 대한 조정을 택일적으로 상기 궤환 경로의 상태 함수로서 행하도록 하게 하는 장치.
  11. 제10항에 있어서, 상기 검출된 정 피크 전압은 상기 궤환 경로가 두 상태 중 어느 한 상태일 때 그 크기를 감소시키고, 상기 검출된 부 피크 전압은 상기 궤환 경로가 상기 두 상태 중 나머지 다른 한 상태일 때 그 크기를 감소시킴으로써 조정되는 장치.
  12. 재생 신호로부터 데이타 정보를 검색하기 위한 방법에 있어서,
    상기 재생 신호를 미분하여 미분된 신호를 발생시키는 단계와,
    상기 미분된 신호를 등화시켜 등화된 신호를 발생시키는 단계와,
    상기 미분 단계 후 상기 등화된 신호를 부분적으로 적분하는 단계와,
    상기 부분적으로 적분된 신호의 DC 성분을 추적하는 임계 신호를 발생시키는 단계와,
    상기 부분적으로 적분된 신호와 상기 임계 신호를 비교하여 출력 신호를 발생시키는 단계와,
    상기 임계 신호를 상기 출력 신호에 응답하여 조정하는 단계
    를 포함하는 방법.
  13. 제12항의 방법에 따라 재생 신호를 처리하기 위한 정보 저장 장치.
  14. 매체 상에 저장되어 있는 데이타를 검색하기 위한 장치에 있어서,
    상기 저장된 데이타를 판독하여 입력 신호를 발생시키기 위한 판독기와,
    상기 입력 신호에 연결된 부분 적분기와,
    상기 부분 적분기에 연결된 임계치 발생기와,
    상기 부분 적분기와 상기 임계치 발생기에 연결되고 비교기를 포함하는 데이타 발생기와,
    상기 비교기에서 상기 임계치 발생기까지의 궤환 경로
    를 포함하는 장치.
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