JPH08111042A - データ検索装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 許容範囲外のノイズレベルを発生させること
なく、記憶されたデータを媒体から読み出すことのでき
るとともに、一方では高いデータ記憶効率を提供するこ
とのできる装置を提供することを目的としている。 【構成】本発明は、媒体（１８）に記憶されたデータを
検索するための装置において、前記記憶されたデータを
読み出し、入力信号を発生する読み取り装置（２０）
と、前記入力信号に接続された部分積分器（２０８）
と、当該部分積分器（２０８）に接続された閾値発生器
（２３６）と、前記部分積分器（２０８）と前記閾値発
生器（２３６）とに接続され、比較器（３０６）を有し
ているデータ発生器（２１０）と、前記比較器（３０
６）から前記閾値発生器（２３６）へのフィードバック
経路（３６２）と、を備えている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、種々の磁気記憶媒体か
ら高密度で記憶されたデータを検索するための装置及び
方法に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】より高いデータ密度で記憶可能なディス
クシステムに対しては常に需要があるが、高データ密度
を実現するためにはいくつかの制約がある。一般的に、
データ密度の妥当な上限は、信頼性に対する要件、レー
ザダイオードの光の波長、光モジュールの品質、ハード
ウェアのコスト及び処理速度によって部分的に決定され
る。最大データ密度も、いろいろなノイズ、干渉、歪を
除去するための機能によって影響を受ける。例えば、詰
め込まれるデータの密度が高ければ高いほど、符号間干
渉によりデータを正確に再現することが困難となる。さ
らに、多くの平均的な及び高性能の光ディスクデバイス
に関する技術は、旧モデルに対する互換性を保つための
制約によって限定されるので、これらの制約がない場合
と比較して、信号処理技術は早く進歩していない。

【０００３】記憶されたデータを再現しようとする場
合、光磁気ディスクドライブ及び他の種類のディスクド
ライブにおける現行の読出チャネルには、一般的に、予
期せぬ読出信号中の直流成分の累積によって多くの問題
が生じる。直流成分の累積の一つの原因は、多くのバイ
トまたはデータセグメントにわたって非対称データパタ
ーンを記録することによって生じる。対称的なデータパ
ターンは、問題とする領域において、直流成分の平均値
がゼロであるとみなされる。しかしながら、記録された
ビットのシーケンスは、多くのモジュレーションコード
において本質的にランダムであるので、１状態及び０状
態からなる特定のパターンを有している記録データから
なる局所的な領域において、望ましくない直流成分を有
している非対称読出信号が生じてしまう。時間とともに
データパターンが変化するので、直流成分の累積値も変
化し、これによって、直流の基底線が変動し、閾値検出
マージンが低下するとともに、ノイズ及び他の干渉に対
する影響が更に大きくなる。

【０００４】望ましくない直流成分の累積は、書き込み
レーザ又は記憶媒体への温度の影響によるピットサイズ
の変化によっても生じる。書き込みレーザが加熱するに
つれて、例えば、スポットサイズが増大し、より広い範
囲のピットに照射される。記録されたピットが読み出さ
れる際、ピットサイズが変動すると、直流成分を有する
非対称な入力信号を生成する。ピットサイズの変動は、
望ましくない直流成分を累積させるのみならず、データ
の相対的な位置が時間に対して推移してしまったり、タ
イミングマージンを減少させ、読出エラーの原因にもな
る。

【０００５】これらの望ましくない問題点を解消するた
めに、様々な試みがなされた。例えば、一般的に、種々
のテープドライブシステムは、０／３／８／１０コード
（或いは単に８／１０コードと称する）などの直流成分
除去コードを使用する。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、８／１
０コードは、８個のデータビットを出力するのに１０個
の記憶されたビットを必要とするので、効率がわずかに
８０パーセントであり、高データ密度で記録を行おうと
する際の欠点となる。

【０００７】したがって、望ましくない直流成分の累積
による影響がなく、許容範囲外のノイズレベルを発生さ
せることなく、記憶されたデータを媒体から読み出すこ
とのできる、又は大きなオーバーヘッドを必要とせずに
タイミングマージンをかなり小さくできる、又はアルゴ
リズムを非ランダム化することのできるとともに、一方
では高いデータ記憶効率を提供することのできる方法及
び装置を備えていることが有利である。

【０００８】本発明は、上記問題点を解決することを目
的としている。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
め、本発明は、媒体（１８）に記憶されたデータを検索
するための装置において、前記記憶されたデータを読み
出し、入力信号を発生する読み取り装置（２０）と、前
記入力信号に接続された部分積分器（２０８）と、当該
部分積分器（２０８）に接続された閾値発生器（２３
６）と、前記部分積分器（２０８）と前記閾値発生器
（２３６）とに接続され、比較器（３０６）を有してい
るデータ発生器（２１０）と、前記比較器（３０６）か
ら前記閾値発生器（２３６）へのフィードバック経路
（３６２）と、を備えている。

【００１０】本発明は、直流成分を有する信号のピーク
位置を検出するためのものであって、直流成分を検知す
る閾値を発生させ、前記信号を前記閾値と比較する。前
記信号のピーク位置は、媒体に記憶されたデータの位置
に対応している。

【００１１】

【実施例】以下図面を参照して、本発明を実施例につき
説明する。本発明は、多種多様なデータ記憶検索システ
ムに適用可能であるが、以下の本発明の好適例の説明
は、主に磁気光システムに関して行う。しかし、本発明
は、光磁気デバイスのみに限定されるものではない。

【００１２】光磁気デバイスのデータ記憶検索システム
の詳細は、１９９３年１月２５日に出願された関連出願
（シリアルナンバ０７／９６４，５１８）に記載されて
いる。光磁気デバイスのデータ記憶検索システムの詳細
については後述する。

【００１３】典型的な光磁気システムのブロック図を図
１に示す。当該システムは、読出モードと書き込みモー
ドとを有している。書き込みモードの間、データソース
１０は、エンコーダ１２にデータを送信する。エンコー
ダ１２は、当該データを２進コードビットに変換する。
当該２進コードビットは、レーザパルス発生器１４に供
給され、ここで、コードビットが、レーザ１６をオン・
オフさせるための付勢化パルスに変換される。一例で
は、例えば、コードビット「１」は、コードビットパタ
ーンとは無関係に、所定の期間、レーザにパルスが供給
されることを示しており、一方、コードビット「０」
は、前記所定の期間、レーザにパルスが供給されないこ
とを示している。使用されるレーザ及び光媒体の種類に
基づき、レーザパルスの相対的な発生タイミングを調整
することによって、又は均一なパルス期間を延ばすこと
によって、性能を高めることができる。供給されるパル
スに応答して、レーザ１６は、光媒体１８の局所的な領
域を加熱し、その後、当該光記録媒体の局所的な領域
に、光媒体１８の磁性材料の極性を固定するための磁束
を供給する。この局所的な領域は、一般的に「ピット」
と称され、符号化されたデータを磁気形式で消去される
まで記憶している。

【００１４】読出モードの間、レーザビーム又は他の光
源は、光媒体１８の表面で反射される。当該反射レーザ
ビームは、光媒体１８の磁性面の極性に基づき偏光す
る。当該反射されたレーザビームは光リーダ（読み取り
装置）２０に供給され、当該光リーダ２０は、入力信号
すなわち読出信号を波形処理装置２２に供給し、前記入
力信号を調節し、符号化されたデータを回復させる。波
形処理装置２２の出力信号は、デコーダ２４に供給され
る。デコーダ２４は、符号化されたデータをその原形に
戻し、この解読されたデータをデータ出力ポート２６に
供給し、所望の伝送又は他の処理が行われる。

【００１５】図２は、ＧＣＲ８／９コードフォーマット
を使用するデータの記憶及び検索処理を更に詳細に示す
図である。ＧＣＲ８／９コードの場合、セル２８は１つ
のチャネルビットとして定義される。各クロック期間４
２は、１つのチャネルビットに対応し、このため、セル
３０〜４１は、それぞれクロック波形４５の１つのクロ
ック期間４２に対応している。クロック速度の一例とし
て、記憶容量２５６メガバイトの２，４００回転／分で
回転する３．５インチ光ディスクの場合、一般的に、ク
ロック期間４２は、６３ナノ秒、すなわち１５．８７９
メガヘルツである。ＧＣＲ入力波形４７は、エンコーダ
１２（図１参照）からの符号化データ出力である。ＧＣ
Ｒ入力波形４７は、代表的なチャネルシーケンス「０１
０００１１１０１０１」に相当する。レーザパルス発生
器１４は、ＧＣＲデータ波形４７を使用し、パルスＧＣ
Ｒ波形６５を得る（図２において、パルスＧＣＲ波形６
５は、特定のデータパターンに対して高特性を呈するよ
うにタイミング及び持続時間を調節していない。）。一
般的に、ＧＣＲパルス６７〜７８は、ＧＣＲデータ波形
４７がハイレベルの時のクロック周期で発生する。パル
スＧＣＲ波形６５はレーザ１６に供給される。（例え
ば、非ゼロ復帰（ＮＲＺ）駆動信号を使用し、磁気記録
ヘッドを付勢することによって）レーザへのパルス供給
がオン・オフされると、光媒体の磁化は、その極性が反
転する。ＧＣＲパルス６８，６９，７０等から生じるレ
ーザパルスによって、光媒体１８上の記録されたピット
８０のパターンを作り出す。このようにして、記録され
たピット８２〜８８は、パルス６８，６９，７０，７
１，７３，７６及び７７にそれぞれ対応している。

【００１６】連続している記録されたピット８２〜８５
は互いに融合して、細長形状のピットを効果的に形成す
る。当該細長形状のピットの前方のエッジは、最初の記
録されたピット８２の前方のエッジに対応し、細長形状
のピットの後方のエッジは、最後の記録されたピット８
５の後方のエッジに対応している。

【００１７】レーザなどの光デバイスを使用して、記録
されたピットを読み出すことによって、再生信号９０が
発生する。再生信号９０は、記録されたピットが存在し
ない場合にはローレベルである。ピット８６の前方のエ
ッジにおいて、再生信号９０は上昇し、ピット８６の後
方エッジに到達するまでハイレベルを保持する。ピット
８６の後方エッジにおいて、再生信号９０は減少し、次
のピット８７までローレベルを保持する。

【００１８】上記の方法は、再生信号９０のパルスの幅
が１ビット間の距離を示しているので、パルス幅変調
（ＰＷＭ）と称される。このため、再生信号９０のパル
スの長さを規定する記録されたピット８０のエッジは、
適切なデータ情報を有している。再生信号９０が微分さ
れると、第１微分信号１１０の信号ピーク１１１〜１１
６は、記録されたピット８０のエッジに対応している。
（理想的な再生信号９０を図示しているため、図２に示
す第１微分信号１１０の信号ピークは、記録されたピッ
ト８０のエッジからわずかにオフセットしている。）第
１微分信号１１０からピットのエッジ情報を復元するた
めに、信号ピーク１１１〜１１６を検出しなければなら
ない。このような処理に関しては、更に詳細な説明を行
う。

【００１９】一方、全ての現行のＲＬＬ２／７コードシ
ステムは、パルス位置変調（ＰＰＭ）との関連で使用さ
れる。ＰＰＭシステムの場合、各ピットは「１」を示
し、ピットが存在しない間は「０」を示している。ピッ
ト間の距離は、１ビット間の距離を示している。各ピッ
トの中心は、データの位置に対応している。ピットの中
心を検出するために、再生信号は微分され、第１微分信
号がゼロとなる時点（ゼロ交差点）が検出される。この
ような点において、第１微分信号の信号ピークが適切な
パルス幅情報を有している上記ＰＷＭシステムとは相違
している。

【００２０】しかしながら、ＲＬＬ２／７コードシステ
ムなどのＲＬＬシステムを使用するＰＰＭの代わりに、
ＰＷＭを使用することは可能である。各チャネルビット
は、クロック波形のクロック周期に対応している。ＰＷ
Ｍを使用する先に説明したＧＣＲシステムを使用する場
合、「１」は、入力波形の変化を示している。このた
め、ＲＬＬ２／７入力波形は、「０」が発生するまで同
じ状態を保持し、「１」が発生した時点で「ハイからロ
ー」または「ローからハイ」へ変化する。

【００２１】他のコードと同様、ＲＬＬコード及びＧＣ
Ｒコードの場合、光リーダ２０から発生する入力信号は
しばしば対称的ではない。非対称的な信号が、回路間で
ＡＣ結合された場合、平均的な直流値はピーク・トゥー
・ピークの中間点から逸脱する。意図しない当該ピーク
間の中間点からの逸脱によって、データの見かけ上の位
置を推移させてしまい、データ位置を正確に決定する機
能に悪影響をきたし、タイミングマージンを減少させ、
または記録されたデータを復元不能にしてしまう。

【００２２】この現象は、図３Ａ及び図３Ｂを参照して
説明される。図３Ａは、対称的なデータパターンから得
られる理想的な入力信号Ｓ₁ を示している。通常、デー
タの１状態と０状態との間の推移は、入力信号のハイレ
ベルのピークとローレベルのピークとの中間点で検出さ
れる。図３Ａにおいて、入力信号Ｓ₁ のピーク間の中間
点Ｍ_P1より上方の領域Ａ₁ と下方の領域Ａ₂ とが等しい
こと、及び（理想的なシステムの場合）１状態と０状態
との間の推移が正確に入力信号Ｓ₁ とピーク間の中間点
Ｍ_P1との交点に対応していることが確認される。

【００２３】一方、図３Ｂは、非対称データパターンか
ら得られる入力信号Ｓ₂ を示している。ピーク間の中間
点Ｍ_P2よりも上方の領域Ａ’₁ が、ピーク間の中間点Ｍ
_P2よりも下方の領域Ａ’₂ よりも広いことが確認され
る。従って、入力信号Ｓ₂ は、ピーク間の中間点Ｍ_P2よ
りも上方に直流基底線ＤＣ_BASEを推移させる直流成分を
有している。入力信号Ｓ₂ のゼロ交差点を決定すること
によって、１状態と０状態との間の推移位置を決定しよ
うとする場合、直流レベルがピーク間の中間点Ｍ _P2と一
致していないので誤差が生じ得る。直流レベルは一定値
ではなく、入力信号の特性に応じて上昇及び下降する。
直流成分の累積が多ければ多い程、検出される推移位置
は、真の推移位置から外れる。この為、直流成分の累積
によって、タイミングマージンが縮小し、データを復元
することができなくなる。

【００２４】図４は、本発明の一例としての、直流成分
の累積の影響を軽減するための読出チャネル２００のブ
ロック図である。読出チャネル２００は、概ね、図１の
波形処理装置２２に対応している。読出チャネル２００
は、前段増幅段２０２と、微分段２０４と、等化段２０
６と、部分積分段２０８と、データ発生段２１０とを備
えている。読出チャネル２００の動作は、図５に示す更
に詳細なブロック図、図１７Ａ〜図１７Ｄに示す波形図
及びここで順次参照する種々の他の図面を参照して説明
する。

【００２５】光媒体のデータをスキャンする場合、前段
増幅段２０２は、入力信号を適切な値に増幅する。前段
増幅段２０２は、既知の前段増幅器２０３を備えてい
る。前段増幅器２０３は、光リーダ２０内などの任意の
場所に択一的に配置することができる。典型的な、増幅
された再生信号２２０を図１７Ａに示す。

【００２６】図５に示されるように、前段増幅段２０２
の出力信号は微分段２０４に供給される。微分段２０４
は、既知の方法で、コンデンサ２１３とともに構成され
るビデオ差動増幅器などの差動増幅器２１２を備えてい
る。図７に、微分段２０４の代表的な周波数応答図を示
す。微分段２０４は、増幅された再生信号２２０の高周
波数成分の相対的な大きさを効果的に増大させる。図１
７Ｂに、微分段２０４の典型的な出力波形を示す。

【００２７】図５に示すとおり、微分段２０４の後段
に、等化段２０６を設ける。等化段２０６は、付加的な
フィルタ処理を行い、チャネル伝達関数全体を修正し、
更に信頼できるデータ検出を可能にする。等化段２０６
は、差動入力信号を整形し、高周波成分及び低周波数成
分の大きさを等しくし、後の処理のための円滑な信号を
発生する。等化フィルタは、しばしば、信号とともに、
ノイズスペクトルも修正する。このため、差動入力信号
の形状の改善（例えば、歪の低減）には、通常、信号対
ノイズ比（Ｓ／Ｎ比）の低下を伴う。結果的に、等化段
２０６の設計は、ノイズを最小化させることと、許容範
囲のハードウェアコストで歪のない信号を提供すること
との妥協的なものである。一般的に、イコライザの設計
は、補償される符号間干渉の量、変調コード、使用され
るデータ復元技術、信号対ノイズ比及びノイズスペクト
ルの形状に基づいている。

【００２８】磁気光記録システムで記録されているデー
タを読み出す際の線形的符号間干渉のかなりの部分は、
アナログ読出チャネルの限定されたバンド幅、及び記憶
密度の増加に伴う入力信号の大きさのロールオフによる
ものである。従って、等化段２０６は、読出チャネルの
伝達関数を修正し、更に信頼性のあるデータ検出を提供
できる１以上の線形フィルタを備えている。一般的に、
等化段は、読出チャネルの一部として実現されるが、一
定の条件下、等化フィルタ処理の一部は、書き込みチャ
ネルと同様に実現される。

【００２９】分析を行うために、再生信号を、単位とな
る大きさ及び持続時間Ｔを有する一連の２極矩形パルス
とみなす。代案として、当該再生信号を、各磁束反転位
置における一連の２方向ステップ関数とみなすこともで
きる。但し、ステップの大きさとパルスの大きさとは一
致しているものとする。入力信号が等化段２０６に供給
されると、各クロックセル、すなわちビット毎のパルス
極性とともに、クロック情報が、等化段２０６の出力信
号から得られる。論理的には、クロック及び極性情報
は、理想的な波形復元イコライザを使用し、入力信号と
同様なビットの中心の値及びビットの境界の値を有する
出力信号を供給することによって得られる。出力信号の
ゼロ交差点は、ビットの境界の値に存在し、クロックを
正確に再発生させる。ゼロ交差の時刻及び方向が既知の
場合には、クロック及びデータの両方が、信号ゼロ交差
点から抽出される。

【００３０】一例では、等化段２０６は、波形復元イコ
ライザの分類の属するイコライザを備えている。一般的
に、波形復元イコライザは、入力波形すなわち再生波形
に類似の２進数シーケンスを有する信号を発生する。チ
ャネル内で信号高調波が減衰するので、結果として得ら
れる信号の矩形パルスのコーナーは丸まっている。結果
として得られる信号も、出力信号振幅にある程度の変動
が生じる。

【００３１】最小帯域幅の出力信号を出力するイコライ
ザは、最小カットオフ周波数に対して単位振幅のレスポ
ンスを呈し、高周波数に対して何らレスポンスを呈さな
い理想的なローパスフィルタである。このような理想的
なローパスフィルタは物理的に実現不可能であるが、残
留対称に関するナイキスト理論は、鋭利なカットオフ特
性の最小帯域幅フィルタを修正し、すべてのビット・セ
ルの中心のタイミングで、出力パルスをゼロ交差の状態
に保持することを提唱している。このことを実現するた
めに、等化されたチャネルの高周波数ロールオフは、対
称的であり、且つ最小帯域幅フィルタのカットオフ周波
数のところに振幅の中間点が位置することが好ましい。

【００３２】等化段２０６内のフィルタが呈するロール
オフ特性の一つは、二乗余弦ロールオフであり、二乗余
弦イコライザの名前の由来である。二乗余弦ロールオフ
伝達関数は、ほぼ実現可能であり、最小帯域幅フィルタ
において、改善されたレスポンスを有している。出力パ
ルスは、ｎＴのタイミングでゼロ値を有し、サイドロー
ブ減衰振動振幅が低減される。二乗余弦フィルタのゼロ
交差出力は、最小帯域幅フィルタのものよりも正確であ
り、二乗余弦フィルタの相対的に緩やかなロールオフ等
の緩やかなロールオフを用いて、線形位相特性を更に容
易に達成することができる。しかしながら、一般的に、
これらの利点は帯域幅が増加することを犠牲にして得ら
れるものである。最小帯域幅ｆｍに対する帯域幅拡張の
比率を、二乗余弦チャネルの「α」と称する。このよう
にして、ｄ＝０の変調コードの場合には、α＝０が最小
帯域幅であるが、これは、実現不能な矩形伝達関数を示
している。一方、α＝１は、最小帯域幅の２倍を使用す
るフィルタを示している。

【００３３】（アナログチャネル及びイコライザを備え
ているが、入力フィルタを備えていない）二乗余弦等化
チャネルのインパルス伝達関数は、次のように与えられ
る。 ０＜ｆ＜（１−α）＊ｆｍの場合 Ｈ（ｆ）＝１ （１−α）＊ｆｍ＜ｆ＜（１＋α）＊ｆｍの場合 Ｈ（ｆ）＝１／２｛１＋ｃｏｓ［（ｆ−（１−α）＊ｆ
ｍ）／（２＊α＊ｆｍ）］｝ ｆ＞（１＋α）＊ｆｍの場合 Ｈ（ｆ）＝０ ここで、Φ（ｆ）＝ｋ＊ｆは位相であり、ｋは定数であ
る。上記ファミリーを、α波形復元イコライザと称す
る。α＝１のチャネルは、ハーフ・ビットのインターバ
ル及びフル・ビットのインターバルにおいてゼロの特性
を備えている。このようなチャネルによって、信号がゼ
ロ交差するタイミングであるビットの中間又はビットの
境界の時に符号間干渉が生じていない信号が供給され、
正確なクロック及びデータ再生が可能となる。このよう
な全帯域幅イコライザの場合、周波数ゼロからロールオ
フが始まり、カットオフ周波数ｆｃにまで至っている。

【００３４】信号対ノイズ比（Ｓ／Ｎ比）が十分なら
ば、二乗余弦イコライザは、広範囲にわたって、線形符
号間干渉の量を修正することができる。一般的に、磁気
光メディア損失及び光短波長における低解像度を補償す
るためには、大量の高周波数ブーストが必要とされる。
物理的に実現可能なチャネルがｄ＝０の変調コードで動
作するものと仮定すると、最小帯域幅の少なくとも２倍
の帯域幅のイコライザが、線形符号間干渉を除去するの
には好適である。一般的に、このような幅の帯域では、
信号対ノイズ比が低下してしまう。イコライザ帯域幅
は、干渉歪とノイズとを妥協的に調整し、最適になるよ
うにする。例えば、α＜１伝達関数を使用して帯域幅を
狭め、クロックジッタとして歪が加わることを犠牲にし
てノイズを改善することが望ましい。

【００３５】他の波形復元イコライザは、余弦βレスポ
ンスイコライザとして知られている。全帯域βチャネル
のインパルス伝達関数は、以下に示すとおりである。

【数１】 αイコライザファミリーと同様に、いくつかのβイコラ
イザがある。全帯域幅βイコライザのカットオフ周波数
はｆｃであり、結果的に、ビット境界における比較的少
量の干渉によるクロックジッタを低減することができ
る。これらの種類の等化フィルタを最適化し、種々のノ
イズ条件下においてエラーの可能性を最小にするための
技術は、従来より知られている。

【００３６】一般的に、αイコライザを使用すると、帯
域幅は狭くなり、クロックジッタ、すなわち水平方向の
アイ・オープニング（eye opening ）を犠牲にして、ノ
イズを低減することができる。一般的にβイコライザを
使用すると、帯域幅を減少させることなく、高周波数ブ
ーストを低減することによって、信号対ノイズ比を改善
することができる。βイコライザを選択することによっ
て、垂直方向のアイ・オープニングすなわち実効振幅の
低下を減少させることができる。α＝１及びβ＝２イコ
ライザチャネルは、アイパターンの見地からみれば、同
一である。両タイプのチャネルは、比較的広く開放され
たアイパターンを有している。

【００３７】ｄ＞０のコードの好適なイコライザチャネ
ル帯域幅は、予想されるような最小記録パルス幅Ｔｒに
必ずしも依存していないが、ビット幅Ｔｍに依存してい
る。このことは、一般的に、データ復元回路が１ビット
幅と同程度の微小幅だけ離隔しているパルス間隔を識別
しなければならないからである。また時間の解像度は、
信号の帯域幅の関数である。ビット境界における符号間
干渉がないと仮定した場合、（０，ｋ）コード（ここ
で、ｋは、磁束反転のない隣接ビットの最大数を示して
いる。）は、各ビットの中心及びエッジにおける干渉を
除去するために、公称帯域幅ＢＷ_NOM ＝１／Ｔｍ＝ｆｃ
を必要とする。

【００３８】ｄ＞０のコードの場合、減少した帯域幅Ｂ
Ｗ＝１／（２＊Ｔｍ）＝ｆｃ／２においては、ビットエ
ッジの干渉は本質的に除去される。このような場合、そ
の後、全てのビット読出パルスは、磁束反転時に単位と
なる大きさを有し、当該読出パルスの後部（尾部）は磁
束の変化時にゼロとなる。帯域幅ＢＷを狭くすればする
程、ビットの中心を考慮することなく、干渉の生じない
地点で出力信号がゼロ交差するようになるが、一般的に
帯域幅の低下は、チャネルの損傷による検出の不明確性
を増大させることとなる。また、帯域幅ＢＷが狭くなる
と、信号のゼロ交差時の傾斜が小さくなり、ノイズ、デ
ィスク速度変化、アナログチャネルの相違点又は不適切
な等化に対する検出感度を増加させなければならない可
能性がある。例えば、（１，ｋ）２／３速度変調コード
のハーフ・帯域幅β＝２の等化チャネルの場合、信号の
ゼロ交差時において、信号には符号間干渉は生じない
が、ゼロ交差点間においてある程度の振幅の変化が生じ
る。この帯域幅は、非ゼロ復帰（ＮＲＺＩ）変調の場合
の帯域幅よりも小さくなるが、ＮＲＺＩ変調の場合より
も多くの情報が記録される（例えば、ＮＲＺＩに対し
て、帯域幅＝０．７５，ビット速度＝１．３３）。帯域
幅の減少は、変調コードの速度損失を補填する。

【００３９】α＝１波形復元イコライザ及びβ波形復元
イコライザは、出力信号のゼロ交差が、入力パルスのエ
ッジに相当する地点で発生するようにできる。その後、
データ検出は、等化された信号を厳格に限定することに
よって得られ、一般的にその出力信号は、元の再生信号
に類似している。しかしながら、この結果は、イコライ
ザのレスポンスが直流に対しても及んでいる場合にのみ
生じるものであって、光磁気チャネルの場合には一般的
に当てはまらない。磁気光チャネルの低周波数損失によ
って直流基底線が上下に変動し、最終的に、ゼロ交差検
出器における振幅オフセットの程度に応じて、出力ビッ
トが長くなったり、短くなったりする。この問題は、直
流成分除去変調コード、又は好ましくは上記直流成分復
元のいづれかを使用することによって軽減される。波形
復元イコライザにおいて所望の低周波レスポンスを実現
するために、低周波信号を顕著に増幅しなければならな
い。このことは、ある条件下においては信号対ノイズ比
をかなり劣化させることになる。低周波のノイズがかな
りの量存在する場合、直流成分がなく且つ低周波数成分
もほとんど有していない変調コードが使用されなけれ
ば、波形復元等化技術は、満足できるものとはならな
い。

【００４０】好適な例では、等化段２０６は、集積チッ
プに配置されたプログラム可能なフィルタ及びイコライ
ザ２０７を備えている。現在、このような集積チップ
は、種々の製造業者から入手可能である。前記フィルタ
及びイコライザ２０７は、種々の等しい波からなり、カ
ットオフ周波数の約２倍の周波数に至るまで、比較的一
定の郡遅延を有している。等化段２０４の代表的な周波
数レスポンス図を図８に示し、代表的な出力波形を図１
７Ｃに示す。等化段２０６によって信号処理が行われた
後、図１７Ｃの波形の信号ピークは、読出データの位置
に関する正確な情報を有している。信号ピークは、更に
微分を行うことによって検出される。しかし、更に微分
を行うことは、装置の信号対ノイズ比に関して好ましく
なく、望ましくないジッタの原因ともなる。ここに記載
されている本発明の好適例によれば、第２微分を行うこ
となく、部分積分及び新規データ発生回路を使用するこ
とによって、信号ピークの正確な検出手段を提供でき
る。

【００４１】信号は、等化段２０６による信号処理後、
部分積分段２０８に供給され、更に波形整形が行われ
る。図５に示されているように、部分積分段２０８は、
増幅段２２９と、バンドパスフィルタ段２３０と、積分
器及びローパスフィルタ段２３２と、減算器及びローパ
スフィルタ段２３４と、を備えている。増幅段２２９
は、等化段２０６の出力信号を受信し、信号をバンドパ
スフィルタ段２３０及び積分器及びローパスフィルタ段
２３２に供給する。積分器及びローパスフィルタ段２３
２は、選択された範囲の高周波成分を減衰させることが
好ましい。積分器及びローパスフィルタ段２３２の代表
的な周波数レスポンス２６０及びバンドパスフィルタ段
２３０の代表的な周波数レスポンス２６１を図９に示
す。

【００４２】バンドパスフィルタ段２３０からの出力信
号は、その後、積分器及びローパスフィルタ段２３２の
出力信号から減算され、ローパスフィルタ段２３４によ
ってフィルタ処理される。ローパスフィルタ２３４を備
えている部分積分段２０８の総合的な周波数レスポンス
のグラフを図１０に示す。部分積分段２０８の典型的な
出力波形を図１７Ｄに示す。

【００４３】部分積分段の一例としての詳細な回路図を
図６に示す。図６において、微分入力２３８，２３９
が、等化段２０６などから受信される。微分入力２３
８，２３９は、図に示すように構成された差動増幅器２
４０に供給される。差動増幅器２４０は、その入力信号
の差分和を出力する。差動増幅器２４０は、基本的に図
５に示す増幅段２２９に対応している。差動増幅器２４
０からの出力信号２４９は、一対の電流発生器２４１及
び２４２に接続される。第１電流発生器２４１は、図６
のように構成される抵抗Ｒ７７とＰＮＰトランジスタＱ
６１とを備えている。また、第２電流発生器２４２は、
図６のように構成される抵抗Ｒ７８と、ＰＮＰトランジ
スタＱ１１とを備えている。

【００４４】電流発生器２４１は、バンドパスフィルタ
２４３に接続される。バンドパスフィルタ２４３は、図
６に示されるように並列に構成されたインダクタＬ３、
コンデンサＣ７２及び抵抗Ｒ１０を備えている。バンド
パスフィルタ２４３は、基本的に図５のバンドパスフィ
ルタ段２３０に対応している。他方の電流発生器２４２
からの出力信号は、積分器２４４に接続されている。積
分器２４４は、図６に示されるように並列に構成された
コンデンサＣ８１及び抵抗Ｒ６６を備えている。

【００４５】積分器２４４からの出力信号は、抵抗Ｒ５
５を介してＮＰＮトランジスタＱ３１に接続される。ト
ランジスタＱ３１は、エミッタ・フォロワとして構成さ
れ、積分器２４４の出力信号に対して絶縁状態を提供す
るとともに、電圧源として機能する。トランジスタＱ３
１のエミッタは、ローパスフィルタ２４５に接続され
る。ローパスフィルタ２４５は、図６のように構成され
るインダクタＬ６、コンデンサＣ６６及び抵抗Ｒ４９を
備えている。積分器２４４、トランジスタＱ３１を有す
るエミッタ・フォロワ、及びローパスフィルタ２４５
は、基本的に図５に示される積分器及びローパスフィル
タ段２３２に対応している。積分器２４４の周波数レス
ポンスは、基本的に図９に示されている周波数レスポン
ス２６０に対応している。また、ローパスフィルタ２４
５の周波数レスポンスは、基本的に図９に示めされる周
波数レスポンス２６１に対応している。

【００４６】ローパスフィルタ２４５からの出力信号
と、バンドパスフィルタ２４３からの出力信号とが結合
され、図６に示めされているように構成された差動増幅
器２４６に結合される。差動増幅器２４６は、その入力
信号の差分和をとり、差動出力信号を他のローパスフィ
ルタ２４７に供給する。差動増幅器２４６及びローパス
フィルタ２４７は、基本的に図５に示す減算器及びロー
パスフィルタ段２３４に対応している。

【００４７】図６の回路の代表的な波形を図１３に示
す。図１３（ａ）は、例えばイコライザ２０６から差動
増幅器２４０に供給される代表的な入力波形２５６を示
している。図１３（ｂ）の波形２５７は、図６の回路が
入力波形２５６を受信するのに応答するバンドパスフィ
ルタ２４３からの出力信号に対応している。図１３
（ｃ）の波形２５８は、図５の回路が入力波形２５６を
受信するのに応答するローパスフィルタ２４５からの出
力信号に対応している。波形２５８は、積分器２４４の
作用を示している。ローパスフィルタ２４５の機能は、
基本的に、バンドパスフィルタ２４３の出力信号と積分
器２４４の出力信号とが、差動増幅器２４６への入力時
に時間的に一致するように、ディレイ（遅延）を提供す
ることである。従って、ローパスフィルタ２４５は、差
分加算を行う前に、差動増幅器２４６の各入力信号の脚
に沿って遅延を整合させる。

【００４８】図１３（ｄ）の波形２５９は、バンドパス
フィルタ２４３及びローパスフィルタ２４５からの信号
を結合してフィルタ処理した後の、第２ローパスフィル
タ２４７からの出力信号に対応している。一般的に、波
形２５９は、磁気媒体から読み出された元の再生信号よ
りもかなり改善された分解能を示している。

【００４９】図５及び図６を参照して説明した部分積分
機能は、差動増幅器（例えば、差動増幅器２４０及び２
４６）を使用して行われ、共通モード除去、すなわち入
力信号２３８，２３９の直流成分の除去を行うことに留
意すべきである。図５及び図６に示す例の特徴は、部分
積分段が比較的好ましい周波数特性を呈することであ
る。特に、積分された信号を、（例えば、減算器及びロ
ーパスフィルタブロック２１４または差動増幅器２４６
で）ハイパスフィルタの信号と組み合わせることによっ
て、微分・等化された再生信号から雑音が除去される
が、バンドパスフィルタによって生じるハイパス周波数
ブーストのために、レスポンスの時間は、比較的速いま
まである。

【００５０】微分段２０４、等化段２０６及び部分積分
段２０８の組み合わせによる主な機能は、好適な方法で
信号整形を行い、データ復元を容易にすることである。
図１７Ａと図１７Ｄとを比較することから明らかなよう
に、図１７Ｄに示す信号は、（当該信号の元である）図
１７Ａの再生信号２２０と類似しているが、その高域及
び低域周波数成分の振幅が等化されていない点及び鋭い
ノイズ状の特徴が除去されていない点で元の再生信号と
は異なるものである。微分段２０４、等化段２０６及び
部分積分段２０８の組み合わせによるトータル周波数レ
スポンスのグラフを図１１に示す。同一の構成要素の連
結における全郡遅延のグラフを図１２に示す。

【００５１】現行のテープ駆動装置は、データの復元を
容易にするために、再生信号の等化及び積分を利用して
いる。しかしながら、多くの場合、このようなシステム
は、一般的に直流成分除去コードを使用しているため、
直流成分の累積は問題とならない。前述したように、直
流成分除去コードの場合、比較的低密度であり、従って
非効率的であるという点において不利である。本発明に
よれば、直流成分除去コードを使用せずに直流成分の累
積を除去できる手段を設けることによって、更に効率的
なコード化システムを使用することができる。

【００５２】部分積分段２０８の出力信号（例えば、図
１７Ｄの波形）は、データ発生段２１０に供給される。
データ発生段２１０のブロック図を図１４に示す。デー
タ発生段２１０は、正のピーク検出器３００、負のピー
ク検出器３０２、分圧器３０４、比較器３０６及びデュ
アルエッジ（dual edge ）回路３０８を備えている。図
１４に示す回路の動作は、図１６を参照して説明する。
図１６において、記録されたビットシーケンス３２０が
読み出され、上記の方法で、部分積分段２０８からの予
め処理された信号３２２が発生するものと仮定する。予
め処理された信号３３２及び他の種々の信号波形は、図
示するためにある程度理想化されていることに留意され
たい。しかし、図１６等に示めされる波形が実際の波形
とは形状及び大きさにおいて異なることは当業者にとっ
て明らかである。

【００５３】予め処理された信号３２２は、正のピーク
検出器３００及び負のピーク検出器３０２に供給され
る。これらは、それぞれ予め処理された信号３２２の正
のピーク及び負のピークを測定し検出する。正のピーク
検出器３００の正のピーク出力信号３３０及び負のピー
ク検出器３０２の負のピーク出力信号３３２を図１６に
示す。正のピーク検出信号３３０及び負のピーク検出信
号３３２は、一対の抵抗３４１及び３４２からなる分圧
器３０４によって平均化される。分圧器３０４の出力信
号は、閾値信号３３４として使用され、処理された信号
３３２のピーク間の中間点をほぼ示している。分圧器３
０４の出力信号は、比較器３０６に供給され、当該比較
器３０６は、分割された電圧を予め処理された信号３３
２と比較する。比較器３０６は、予め処理された信号３
３２が閾値信号３３４と交差する際にステータスを変更
する。このことは、読出データの１から０へのまたは０
から１への変化を示している。比較器３０６の出力信号
を出力データ波形３６２として図１６に示す。以下で更
に詳細に説明するが、出力データ波形３６２は正のピー
ク検出器３００及び負のデータ検出器３０２に供給さ
れ、直流包絡線を検出する。比較器３０６の出力信号
は、デュアルエッジ回路３０８に供給され、当該デュア
ルエッジ回路３０８は、比較器３０６がステータスを変
更する毎に、所定の持続時間の単極性パルスを発生す
る。

【００５４】デュアルエッジ回路３０８の出力信号は、
クロック及びデータ情報を提供し、これらから、記録さ
れたデータの復元を簡単な方法で行う。例えば、上記Ｇ
ＣＲ８／９変調コードなどのパルス幅変調（ＰＷＭ）技
術の場合、デュアルエッジ回路３０８からの各データパ
ルス出力は、磁束の変化（すなわち、記録された１ビッ
ト）を示し、クロック間隔にデータパルスが存在しない
ことは、磁束の変化がないこと（すなわち、記録された
０ビット）を示している。記録されたビットシーケンス
は、その後、元のデータを決定するための既知の方法に
よって、（図１に示す）デコーダ２４によって復号化さ
れる。

【００５５】予め処理された信号３２２の直流成分によ
って生じる包絡線を適切に検知するために、好適な実施
例では、出力信号３６２からピーク検出器へデューティ
周期情報をフィードバックする。このため、比較器３０
６の出力信号は、正のピーク検出器３００及び負のピー
ク検出器３０２にフィードバックされる。この処理は、
図１５を参照して更に詳細に説明する。図１５は、デー
タ発生段２１０の更に詳細な回路図を示している。図１
５に示されているように、予め処理された信号３２２
は、トランジスタＱ２およびＱ５のベースに供給され
る。トランジスタＱ２は、正のピーク検出器３００に関
連し、トランジスタＱ５は、負のピーク検出器３０２に
関連している。正のピーク検出器３００及び負のピーク
検出器３０２は、同様に動作するので、デューティ周期
フィードバック動作は、正のピーク検出器３００につい
てのみ説明する。図１５及び以下の説明を精読すれば、
負のピーク検出器３０２の同様の動作は当業者にとって
明らかである。予め処理された信号３３２の振幅が、
（トランジスタＱ２のフォワードバイアス電圧がプラス
された）コンデンサＣ１の蓄積された電圧を越えると、
トランジスタＱ２はコンデンサＣ１を充電する。図１６
において、正のピーク出力信号３３０が信号３３２のピ
ークに対して迅速に供給されることは明らかである。フ
ィードバックを介して、出力信号３６２は、出力信号３
６２がハイの時にコンデンサＣ１を正に充電し、出力信
号３６２がローの時にコンデンサＣ１を放電させること
ができる。このため、出力信号３６２がハイの場合に
は、トランジスタＱ１及び抵抗Ｒ２によってコンデンサ
Ｃ１の正の電荷が保持される。抵抗Ｒ１及びＲ２を同一
の値に選択し、電荷が抵抗Ｒ２を介してコンデンサに加
えられる速度と、抵抗Ｒ１を介して放電される速度とを
同一にし、コンデンサＣ１の全電荷量を一定に保持する
ことが好ましい。他方、出力信号３６２がローの場合に
は、トランジスタＱ１はオフされ、コンデンサＣ１は、
抵抗Ｒ１を介して放電される。コンデンサＣ１及び抵抗
Ｒ１の値は、時定数を予想される直流成分の累積速度よ
りもわずかに高い値に設定し、コンデンサＣ１が直流値
の変化が生じた時にこれを検知できるようにする事が好
ましい。

【００５６】コンデンサＣ１の出力信号は、トランジス
タＱ３のベースに供給される。トランジスタＱ３のエミ
ッタの電圧レベルは、コンデンサＣ１の出力よりも高い
バイアス電圧レベルである。電流が抵抗Ｒ３を介してな
がれ、これによって、トランジスタＱ３のエミッタが、
（エミッタ・ベース間バイアス電圧だけオフセットし
た）コンデンサＣ１の電圧に追従する。このため、トラ
ンジスタＱ３のエミッタは、正のピーク出力信号３３０
を出力する。トランジスタＱ１及びＱ２はＮＰＮ型のト
ランジスタであり、Ｑ３はＰＮＰ型のトランジスタであ
ることに留意する。ＮＰＮ−ＰＮＰ構成は、トランジス
タＱ１，Ｑ２及びＱ３によって生じ得る熱効果の多くを
相殺するとともに、これらの動作と関連するバイアス電
圧を相殺する。

【００５７】負のピーク検出器３０２は、正のピーク検
出器３００と同様に動作するので、これ以上の詳細な説
明は省略する。トランジスタＱ６のエミッタは、負のピ
ーク出力信号３３２を出力する。

【００５８】前に説明したように、正のピーク出力信号
３３０及び負のピーク出力信号３３２は、図１５に示す
一対の抵抗Ｒ４からなる分圧器３０４によって平均化さ
れ、閾値信号３３４を形成する。従って、閾値信号３３
４は、予め処理された信号３２２のピーク間のほぼ中間
値を示し、デューティ周期フィードバック補償を介し
て、予め処理された信号３２２の直流包絡線を検知す
る。

【００５９】好適実施例では、デューティ周期フィード
バックは比較器３０６の出力端子からとっているが、他
のフィードバック経路を利用することもできる。例え
ば、デュアルエッジ回路３０８の出力端子にフリップ／
フロップまたは他のメモリ素子を配置すれば、同様のフ
ィードバック経路をデュアルエッジ回路３０８の出力端
子からとることができる。また、デューティ周期を測定
するとともに閾値信号を調整し、直流包絡線を検知する
ための他の手段を利用することもできる。

【００６０】図４及び図５に一般的に示したような好適
な技術は、部分積分の前に再生信号を微分する工程を備
え、その後に直流検知の工程を備えている。当該好適な
方法は、比較的解像度の低い再生信号を使用するシステ
ムにおいて特に有効であり、例えば、ＧＣＲフォーマッ
トで記憶された情報を読み出すのに有効に適用される。
好適な方法の一態様において、微分段の最初の工程は、
入力再生信号の低周波成分を減少させる。好適な方法の
他の態様では、部分積分段によって、再生信号の復元ま
たは部分的な復元がなされ、（例えば、バンドパスフィ
ルタ段からの）ハイパスブーストによる迅速なレスポン
スを提供することができる。当該好適な方法は、（微分
段の前に）初めに再生信号を積分し、直流成分が増加
し、直流成分を検知することが更に困難となる方法とは
対照的である。光磁気デバイスのデータ記憶検索システムの詳細 図１８において、ＲＬＬ２，７の場合、セルは、２つの
データビットからなり、２Ｆクロック波形１２０の２つ
のクロック周期１２１に相当する。２５６メガバイトの
ディスクの場合、ＲＬＬ２，７符号化フォーマットは、
３５．４ナノ秒、すなわち２８．２３ＭＨｚのクロック
周波数の２Ｆクロックパルスを必要とする。この値の計
算は簡単である。同一のディスク密度を保持するため
に、ＧＣＲ８／９及びＲＬＬ２，７符号化フォーマット
は、同一の記録時間に同一の情報量を含んでいなければ
ならない。ＲＬＬ２，７フォーマットの場合、データビ
ット毎に２つのコードビットが必要とされるので、ＲＬ
Ｌ２，７フォーマットでは、ＧＣＲデータフォーマット
の２倍のクロック周波数を必要とする。ＧＣＲデータフ
ォーマットは、８個のデータビット毎に９個のコードビ
ットを記録する。このため、ＧＣＲデータビットクロッ
クは、クロック周期４２（図２）の９／８倍である。こ
のため、ＧＣＲのクロック周期４２が６３ナノ秒の場
合、ＲＬＬ２，７パルス幅１２１は、同一のディスク密
度を保持するためには３５．４ナノ秒でなければならな
い。

【００６１】ＲＬＬ２，７データ波形１２２は、セル毎
に２つのコードビットを示している。例えば、ＲＬＬ
２，７データ１２４は、データパターン”００”を示
し、ＲＬＬ２，７データ１２５は、データパターン”１
０”を示している。このデータフォーマットの場合、”
１”は、データの変化を示している。このため、ＲＬＬ
２，７データ１２５は、データパターン内に”１”が発
生するとハイ状態になる。同様に、ＲＬＬ２，７データ
１２６は、データパターン内に”１”が発生するとロー
状態になる。”０”が発生している間は、ＲＬＬ２，７
データ１２２は、同一の状態を保持する。パルス化され
た２，７波形１３７は、ＲＬＬ２，７データ１２２に相
当するレーザ１６のパルスを示している。このため、Ｒ
ＬＬ２，７データ１２５及び１２６の場合、信号がハイ
状態の間、パルス化された２，７波形１４０及び１４１
はハイ状態である。熱によるピットの伸張のために、波
形１４１は、ＲＬＬ２，７データ１２６に対して時間的
に早くロー状態になる。”０”のデータパターンがより
長いために、パルスはオンのままでなければならない。
例えば、ＲＬＬ２，７データ１２８及び１２９に示すよ
うなデータパターン”１０００１”の場合、パルス化さ
れた２，７波形１４３及び１４４は、パルス化された
２，７波形１４０及び１４１よりも長くハイ状態を維持
している。連続する”０”からなるデータパターンの場
合、パルス化された２，７波形１３７は、別々のパルス
としてパルス化される。例えば、データパターン”１０
００００１”の場合、ＲＬＬ２，７データ１３２，１３
３及び１３４は、パルス化された２，７波形の１４７，
１４８及び１４９に示すように、２つの別々のパルスと
してパルス化される。

【００６２】ＧＣＲ２，７フォーマットの場合、記録さ
れたピット１６０は熱による伸張を呈している。例え
ば、記録されたピット１６２は、パルス化された２，７
波形１４０及び１４１からなるパルス幅よりも時間的に
長くなっている。同様の結果が、記録されたピット１６
３についても確認される。現行のレーザ及び光ディスク
に物理的な限定を設け、記録されたピット１６３が、２
Ｆクロック１２０の周波数において２つの連続したパル
スに記録されないようにする。このため、これらの中間
的なサイズのピットの場合、熱の蓄積による歪の作用
が、記録されたピット１６２または結合されたピット１
６４及び１６５のいづれかの場合よりも大きくなる。再
生信号１６８〜１７４に示すように、再生信号１６７
は、記録されたピット１６０の前方のエッジでハイ状態
になり、記録されたピット１６０の後方のエッジで減少
し、ピットが存在している間または存在しない間におい
て一定の状態を保持する。

【００６３】パルス化されたＧＣＲコードは、予測可能
な位置推移を修正することによって改善される。図１９
は、レーザパルス発生器１４の書き込み補償を示すタイ
ミング図である。実験的試験は、レーザ１６が２ビット
以上オフしている時より早く記録することによって性能
を高めることができることを示している。クロック波形
１７６は、性能を高めるのには最悪のデータパターンで
あるデータ１７７，２０３及び２２９をクロックするの
に使用されるコードビットクロックである。他のパター
ンも修正されるが、信号振幅の点で問題である。データ
１８０〜１８４は、データシーケンス”１０１００”に
対応している。補償されていないパルス波形１８８〜１
９２は、補償を行っていないが、このデータパターンに
対応している。非補償パルス波形１８９〜１９１は、ク
ロック周期の半分の時間で発生する。書き込み補償の後
のレーザパルス発生器１４の出力信号は、補償されたパ
ルス波形１９５に対応している。ここで、補償パルス波
形１９７及び１９８は、変化のないままである。また、
補償パルス波形１９９のオフ期間を短くすることによっ
て、補償パルス波形２００を時間的に先に推移させる。
補償パルス２０１の間、レーザ１６は、補償パルス１９
２よりも長い持続時間オフ状態を維持する。同様に、デ
ータパターン”１１００”に対応するデータ２０６〜２
０９の場合、非補償パルス波形２１１は、２つのビッ
ト、すなわち非補償パルス波形２１４及び２１６に先行
する非補償パルス波形２１３の間オフ状態を呈する。ま
た、書き込み補償回路は、補償パルス波形２２０を調整
し、補償パルス波形２２５が補償パルス波形２２３に時
間的により接近して発生し、補償パルス波形２２４が非
補償パルス波形２１５よりも短くなるようにしている。
最終的に、データパターン”００１００”に対応するデ
ータ２３１〜２３５は、非補償パルス波形２４０で発生
する非補償パルス波形２３７を有している。書き込み補
償は、補償パルス波形２４３を、時間的に早く補償パル
ス波形２４６に移動することである。

【００６４】図２０は、書き込み補償回路を示す略図で
あり、当該書き込み補償回路は、データパターンモニタ
２４８、書き込み補償パターン検出器２４９、及び遅延
回路２６９を備えている。データパターンモニタ２４８
は、シリアルシフトレジスタであり、エンコーダ１２か
らの符号化されたデータを逐次クロックする。最後にク
ロックされた５つのデータビットは、書き込み補償パタ
ーン検出器２４９に送られ、ここで、これらは分析さ
れ、パルスに対してレーザが通常よりも早いか否かを決
定する。

【００６５】データパターンモニタ２４８は、データシ
ーケンスＤフリップフロップ２５０〜２５６からなる。
符号化されたデータは、データシーケンスＤフリップフ
ロップ２５０のＤポートに入力される。当該データシー
ケンスＤフリップフロップ２５０のＱ出力端子ＷＤ１
は、データシーケンスＤフリップフロップ２５１のＤポ
ートの入力信号になる。このクロッキングは、データシ
ーケンスＤフリップフロップ２５２から２５６まで繰り
返され、データシーケンスＤフリップフロップ２５６の
Ｑ出力信号は、データパターンモニタ２４８への最初の
入力信号から７クロックだけ遅延したデータシーケンス
となっている。データシーケンスＤフリップフロップ２
５０から２５４の各出力信号ＷＤ１，ＷＤ２，ＷＤ３，
ＷＤ４及びＷＤ５は、データパターンモニタ２４８に入
力された最後から７個のデータビットの内の最後から５
個のデータビットを示している。これら５個のデータビ
ットは書き込み補償パターン検出器２４９に供給され、
ここで、これらは、所定のデータパターンと比較され、
そして、これらが一致する場合にはイネーブル書き込み
信号が遅延回路２６９に供給され、レーザパルスが通常
よりも早く発生することを示す。

【００６６】第１データパターンは、データシーケンス
Ｄフリップフロップ２５０，２５１，２５３及び２５４
からのＱデータＷＤ１，ＷＤ２，ＷＤ４及びＷＤ５を、
それぞれインバータ２６０，２６１，２６２及び２６３
によって反転することによって検出される。これらのイ
ンバータの出力信号は、検出ＡＮＤゲート２６４におい
て、データシーケンスＤフリップフロップ２５２からの
出力信号とともに論理積がとられる。このため、シーケ
ンス”００１００”が発生した時、検出ＡＮＤゲート２
６４の出力信号はハイ状態となり、データパターンが検
出されたことを示している。同様に、第２データパター
ンは、データシーケンスＤフリップフロップ２５０，２
５１及び２５３からのＱ出力信号ＷＤ１，ＷＤ２及びＷ
Ｄ４を、それぞれデータインバータ２８２，２８３及び
２８４によって反転するとともに、検出ＡＮＤゲート２
８６において、これらの反転された出力信号と、データ
シーケンスＤフリップフロップ２５２及び２５４からの
出力信号ＷＤ３及びＷＤ５との論理積をとることによっ
て検出される。このため、”０１０１００”からなるデ
ータパターンは、検出ＡＮＤゲート２８６から、検出を
示すハイ状態を出力させる。第３データシーケンスは、
データシーケンスＤフリップフロップ２５０及び２５１
からのＱ出力信号ＷＤ１及びＷＤ２を、それぞれデータ
インバータ２８７及び２８８によって反転するととも
に、検出ＡＮＤゲート２８９において、これらの反転さ
れた出力信号と、データシーケンスＤフリップフロップ
２５２及び２５３からの出力信号ＷＤ３及びＷＤ４との
論理積をとることによって検出される。このため、”１
１００”からなるデータパターンは、検出ＡＮＤゲート
２８９から、データの存在を示す検出状態を出力させ
る。検出ＡＮＤゲート２６４，２８６及び２８９は、検
出パターンＯＲゲート２６６において、論理和がとられ
る。ＯＲゲート２６６の出力信号は、３つのデータパタ
ーンのいづれかが検出された時にハイ状態となる。検出
されたパターン出力は、イネーブル書き込みＤフリップ
フロップ２６８でクロックされる。当該イネーブル書き
込みＤフリップフロップ２６８の出力信号、すなわちイ
ネーブル書き込み信号は、その後遅延回路２６９に供給
される。

【００６７】遅延回路２６９は、データシーケンスＤフ
リップフロップ２５３のクロックされたデータ出力ＷＤ
４を取り出し、同時に、これを遅延回路２７６及び非遅
延選択ＡＮＤゲート２７４に入力する。遅延回路２７６
で遅延された出力信号２７６は、遅延選択ＡＮＤゲート
２７２に入力される。書き込み補償パターン検出器２４
９からのイネーブル書き込み信号は、遅延選択ＡＮＤゲ
ート２７２又は非遅延選択ＡＮＤゲート２７４のいづれ
か一方をイネーブルする。イネーブル書き込み信号がロ
ーレベルであり、前記３つのデータパターンのいづれも
発生しなかったことを示している場合、イネーブル書き
込み信号は、イネーブル書き込みインバータ２７０によ
って反転される。このことによって、遅延回路２７６か
らの遅延されたデータはクロックされる。一方、イネー
ブル書き込み信号がハイ状態であり、前記３つのデータ
パターンのいづれかが発生したことを示している場合、
非遅延選択ＡＮＤゲート２７４は、データシーケンスＤ
フリップフロップ２５３からの遅延のないデータ伝送を
可能にする。遅延選択ＡＮＤゲート２７２からの出力信
号と、非遅延選択ＡＮＤゲート２７４から出力信号と
は、データＯＲゲート２７８において論理和がとられ、
これが遅延回路２６９からの出力信号となる。書き込み
補償回路またはタイミングに関する先の説明は、前記３
つのデータパターンの場合、書き込みパルスが１０ナノ
秒早く発生することを示しているが、実際の場合には、
前記３つのデータパターンを除く全てのデータが１０ナ
ノ秒遅延している。遅延回路２７６の遅延は、好適例の
周波数の場合８〜１２ナノ秒の間に設定される。

【００６８】より低い周波数のデータパターンを記録す
る場合、最終的な磁気光信号は、立ち下がり時間よりも
緩やかな立ち上がり時間を呈する。このことによって、
波形処理装置２２の最終的な出力信号は、正のピークに
おいて振幅が減少する。このことは、データパターンの
前方のエッジにおいて、より高い実効パワーを用いて記
録することによって補正される。好適な実施例の場合、
データパターン”０００１１１”は、データパターン
の”１”の間、時間的に長い書き込み信号を出力し、こ
れによって、レーザの通常オフの期間、レーザにパルス
を供給する。

【００６９】図２１において、クロック波形３０１は、
レーザパルス発生器１４によって、データパターン”０
００１１１”のデータ波形３０３をクロックする。デー
タ３０５〜３１０によって示されているように、レーザ
パルス発生器１４は、データ波形３０３が”１”の時、
パルス３１４，３１５及び３１６を有しているパルス波
形３１２を発生する。このデータパターンの”１”の
間、レーザパルス発生器１４は、パワー増強のための波
形（パワー増強波形）３１８のためにオンされ、パルス
３２０を出力する。出力レーザパルス波形３２２は、パ
ルス３１２とパワー増強波形３１８との論理和から生
じ、レーザパルス３２３，３２４及び３２５を生成す
る。通常の動作において、レーザパルス３２４は、クロ
ック周期の初めの半分においてオフ状態である。しかし
ながら、この特別なデータパターンの場合、レーザパル
ス３２３及び３２４の間にレーザをオン状態に保持し、
この間のパワーを５０パーセント増大させる。

【００７０】図２２において、振幅非対称補正回路２９
１は、（図２１のパワー増強波形３１８に相当する）書
き込みワイドパルス２９２を発生する。当該書き込みワ
イドパルス２９２は、レーザパルスＯＲゲート２８０に
おいて、遅延回路２６９からの（図２１のパルス波形３
１２に相当する）レーザパルス出力と論理和がとられ、
最終的にレーザパルス波形３２２が出力される。データ
パターンモニタ２４８は、図２０に示すものと同様に動
作する。データシーケンスＤフリップフロップ２５１〜
２５６のＱデータ出力であるＷＤ２、ＷＤ３、ＷＤ４、
ＷＤ５、ＷＤ６及びＷＤ７のそれぞれが、振幅非対称補
正回路２９１に入力され、ここで、データシーケンスＤ
フリップフロップ２５４，２５５及び２５６の各出力信
号ＷＤ５，ＷＤ６及びＷＤ７は、それぞれデータインバ
ータ２９３，２９４及び２９５において反転される。デ
ータインバータ２９３，２９４及び２９５の出力信号
と、データシーケンスＤフリップフロップ２５１，２５
２及び２５３の出力信号とは、検出ＡＮＤゲート２９６
において、論理積がとられる。検出ＡＮＤゲート２９６
の出力信号は、検出されたパターン形式”０００１１
１”を示しており、これは、次のクロック３０１で、書
き込みワイドＤフリップフロップ２９７から出力され
る。

【００７１】光リーダ２０の波形出力は、周波数及びデ
ータパターンの関数として減少する。振幅およびタイミ
ングは、波形処理装置２２によって信号を処理すること
によって増大する。孤立したパルスの立ち上がり時間と
立ち下がり時間との非対称は、等化された差動信号を微
分するとともに、加算することによって改善される。図
２３において、光磁気信号３２７は、差動増幅器３２９
によって差分和がとられる。当該微分信号は、イコライ
ザ３３１に入力され、ここで、好適例の場合、前記信号
は５ｄＢだけ等化され、振幅は周波数の関数として等化
される。等化された信号の微分は、微分プロセッサ３３
３によって行われ、加算器３３５において等化された信
号とともに加算される。加算器３３５の出力信号は読出
信号３３７である。

【００７２】図２４は、図２５に示す動的閾値回路のタ
イミング図である。読出信号３３７は、パルスが細くな
るために生じるオーバーシュートを含み得る。このオー
バーシュートは予想できるので、読出回路の閾値をオー
バーシュートの間増加させ、読出信号３３７の正のピー
ク３３９，３４０，３４１及び３４２及び負のピーク３
４３，３４４及び３４５の間の誤ったデータの読出を防
ぐことができる。閾値波形３４８は、正のピークの間、
ハイ状態にスイッチされる。閾値波形３４９，３５０及
び３５１は、それぞれ正のピーク３３９，３４０及び３
４１の間、ハイ状態である。閾値波形３５２，３５３及
び３５４は、それぞれ負のピーク３４３，３４４及び３
４５の間、ロー状態である。読出信号３３７の各ピーク
は、正のピークであろうと負のピークであろうと、ピー
ク波形３５６を出力する。これは、読出信号３３７のピ
ークの直後に発生するショートクロッキングパルスであ
る。読出信号３３７のピーク３３９，３４３，３４０，
３４４，３４１，３４５及び３４２は、それぞれピーク
波形３５８〜３６４を発生させる。

【００７３】図２５に示すように、閾値波形３４８は、
閾値遅延Ｄフリップフロップ３６６のＤポートに入力さ
れる。ピーク波形３５６は、このフリップフロップを介
して閾値波形３４８をクロックする。閾値遅延Ｄフリッ
プフロップ３６６のＱ出力は、遅延された閾値波形３６
８であり、これは、閾値排他的論理和ゲート３７０にお
いて、閾値波形３４８と排他的論理和がとられる。排他
的論理和信号３７２は、排他的論理和ゲート３７０の出
力信号である。排他的論理和信号３７２は、もとの閾値
波形３４８の２倍の周波数を有している。排他的論理和
信号３７２は、排他的論理和Ｄフリップフロップ３７４
のＤポートにも入力される。ここで、信号３７２は、読
出クロック３７５によってクロックされる。Ｆ１波形３
７６は、排他的論理和Ｄフリップフロップ３７４のＱ出
力である。排他的論理和信号３７２が、読出クロック波
形３７５の２クロック以上の時間、ロー状態である場合
を除き、読出クロック波形３７５は、排他的論理和信号
３７２がハイ状態の間に前方のエッジを有している。こ
のため、排他的論理和信号３７２が、２以上の読出クロ
ック３７５の間ロー状態であった後の最初の読出クロッ
クパルス３７５と、次の排他的論理和信号パルス３７２
との間を除いて、Ｆ１波形３７６はハイ状態である。

【００７４】Ｆ１波形３７６は、包絡線ＯＲゲート３７
８において、排他的論理和信号３７２と論理和がとられ
る。排他的論理和信号３７２が２以上のクロック期間ロ
ー状態であった後の最初の読出クロック３７５から、信
号３７２が再びハイ状態になるまでの間を除いて、包絡
線ＯＲゲート３７８の出力信号はハイ状態である。包絡
線ＯＲゲート３７８の出力信号は、読出クロック３７５
によってクロックされる包絡線Ｄフリップフロップ３７
９のＤ入力端子を介してクロックされる。包絡線Ｄフリ
ップフロップ３７９のＱ出力は、Ｆ２波形３８１であ
る。排他的論理和信号３７２がロー状態となった後の２
番目の読出クロック３７５の期間から、排他的論理和信
号３７２がハイ状態になるのをクロックする次の読出ク
ロック３７５に至るまでの間を除いて、Ｆ２波形３８１
はハイ状態である。Ｆ２波形３８１は、Ｆ２インバータ
３８１によって反転され、動的閾値ＮＯＲゲート３８５
において、排他的論理和信号３７２と否定論理和がとら
れ、動的閾値波形３８７が生成される。Ｆ２波形３８１
がロー状態である時を除く、排他的論理和信号３７２が
ロー状態である任意の時に、動的閾値波形３８７はハイ
状態である。このため、排他的論理和信号３７２が次の
読出クロック３７５の期間においてロー状態である場合
を除き、動的閾値波形３８７は、読出クロック３７５の
１／２よりも短時間のオン状態の時間を有している。こ
の例外のために、動的閾値波形３８７は、排他的論理和
信号３７２の端部から２番目の読出クロックパルス３７
５までハイ状態を保持する。

【００７５】動的閾値波形３８７を使用し、バイアスダ
イオード３８９に順方向バイアス又は逆バイアスをかけ
る。動的閾値がハイ状態の時、バイアスダイオード３８
９に逆バイアスがかかる。逆に、動的閾値波形３８７が
ロー状態の時にはバイアスダイオード３８９には順方向
バイアスがかけられる。

【００７６】動的閾値波形３８７がバイアスダイオード
３８９に順方向のバイアスをかけるとき、すなわちロー
状態の時、フィルタバイアス信号３９０の電位は、バイ
アスダイオード３８９の接合電圧だけ高くなる。この電
圧は、標準的な装置の場合、０．６ボルトである。コン
デンサ３９４の両端にかかる電圧が、フィルタバイアス
信号３９０とアースとの間の電位差であるので、５ボル
トの供給電圧が、抵抗３９３を介してフィルタのバイア
ス信号３９０にかかる。コンデンサ３９４は、この電位
まで充電される。この電位はトランジスタ３９５のベー
ス電圧にもなり、トランジスタ３９５をオン状態にし、
抵抗３９２の両端の電圧降下をほぼ５ボルトにすること
ができる。トランジスタ３９５のエミッタと、トランジ
スタ３９６のエミッタとが接続されているので、トラン
ジスタ３９６のエミッタ電圧はトランジスタ３９６のベ
ース電圧である２．５ボルトよりも小さい。したがっ
て、トランジスタ３９６は、コレクタ抵抗３９７の両端
にかかるコレクタ電圧がロー状態の増加閾値波形３９９
を生成できるように、オフ状態となる。増加閾値波形３
９９は、オーバーシュートの間、読出信号３３７の閾値
を増加させるための信号である。動的閾値波形３８７が
ハイ状態の時、バイアスダイオード３８９には逆バイア
スがかけられ、トランジスタ３９５のベースは接地され
なくなる。動的閾値波形３８７がハイ状態の時、コンデ
ンサ３９４は充電を開始し、トランジスタ３９５のベー
スに電位を生成する。当該電位は、供給電圧５ボルトに
対して指数関数的に増加する。フィルタバイアス信号３
９０の電位が上昇するにつれて、トランジスタ３９５の
エミッタ電位が増加し、同様にトランジスタ３９６のエ
ミッタ電圧を増加させる。このエミッタ電圧が、エミッ
タ−ベース間の接合の両端の接合電位だけ、ベース電圧
を越えると、トランジスタ３９６は、オン状態となる。
トランジスタ３９６がオン状態となることによって、増
加閾値波形３９９がハイ状態となる。

【００７７】通常の動作において、動的閾値波形３８７
は上記のようにパルス化される。通常の読出信号の場
合、読出クロック３７５のオン期間と同じ長さの期間、
動的閾値信号はオン状態である。コンデンサ３９４の両
端の電圧がバイアス電圧２．５ボルトを越えるのに要す
る充電時間は、このクロック周期の１／２よりも長時間
である。このため、通常の場合、増加閾値波形３９９は
ロー状態のままである。しかしながら、オーバーシュー
トの間、動的閾値波形３９９は、より長い時間オン状態
であり、このため、コンデンサ３９４が２．５ボルトを
越える電圧まで充電される。このため、増加閾値波形３
９９がハイ状態になる。

【００７８】図２６において、ディジタルデータのソー
ス及び利用者として機能するホストコンピュータ４１０
は、インターフェイスエレクトロニクス４１２によって
データバス４１４に結合される。ホストコンピュータ４
１０がデータを処理する場合及び時々外部メモリにアク
セスしたい場合、インターフェイスエレクトロニクス４
１２を介してデータバス４１４に接続される。データバ
ス４１４は、書き込みエンコーダ４１６の入力端子及び
書き込みエンコーダ４１８の入力端子に結合される。書
き込みエンコーダ４１６は、低密度フォーマット（すな
わちＡＮＳＩフォーマット）でデータバス４１４からの
データを符号化し、書き込みエンコーダ４１８は、高密
度フォーマットでデータバス４１４からのデータを符号
化する。書き込みエンコーダ４１６及び４１８からの出
力信号は、スイッチ４２２によって択一的に、磁気光読
出・書き込みヘッド４２０の書き込み入力に結合され
る。ヘッド４２０の読出出力は、スイッチ４２４を介し
て択一的に、読出デコーダ４２６の入力端子及び読出デ
コーダ４２８の入力端子に結合される。読出デコーダ４
２６は、書き込みエンコーダ４１６と同一のフォーマッ
ト、すなわちＡＮＳＩフォーマットでデータを復号化
し、読出デコーダ４２８は、書き込みエンコーダ４１８
と同一のフォーマットでデータを復号化する。上記符号
化及び復号化技術を用いて、書き込みエンコーダ４１８
及び読出デコーダ４２８を実現することが好ましい。デ
コーダ４２６及び４２８の出力信号は、データバス４１
４に接続される。

【００７９】モード選択信号に応答して、スイッチ制御
回路４３０は、スイッチ４２２及び４２４のステータス
を、第１モードまたは第２モードのいづれかに設定す
る。第１モードにおいて、書き込みエンコーダ４１８及
び読出デコーダ４２８が、データバス４１４と読出・書
き込みヘッド４２０との間に接続される。第２モードに
おいて、書き込みエンコーダ４１６及び読出デコーダ４
２６が、データバス４１４と読出・書き込みヘッド４２
０との間に接続される。読出・書き込みヘッド４２０
は、ディスクドライブエレクトロニクス４３４によって
制御される置換可能な光ディスクドライブ４３２に収納
される９０ミリメートル光ディスクから符号化されたデ
ータを読み出し、これに復号化されたデータを書き込
む。読み出し・書き込みヘッド４２０は、位置制御回路
４３６によって、ディスクドライブ４３２に収納される
ディスク面に沿って放射状に移動される。

【００８０】高密度フォーマットの９０ミリメートルデ
ィスクがディスクドライブ４３２に収納されると、モー
ド選択信号が装置を第１モードに設定する。その結果と
して、ディスクに記憶されるべきホストコンピュータ４
１０からのデータが、インターフェイスエレクトロニク
ス４１２によって編成され、書き込みエンコーダ４１８
によって符号化されると共に、ディスクから読み出され
たデータが読出デコーダ４２８によって復号化され、イ
ンターフェイスエレクトロニクス４１２によって編成さ
れ、ホストコンピュータ４１０に伝送され、処理され
る。

【００８１】低密度、すなわちＡＮＳＩフォーマットの
９０ミリメートルディスクがディスクドライブ４３２に
収納されると、モード選択信号が装置を第２モードに設
定する。その結果として、ディスクに記憶されるべきホ
ストコンピュータ４１０からのデータが、インターフェ
イスエレクトロニクス４１２によって編成され、書き込
みエンコーダ４１６によって符号化されると共に、ディ
スクから読み出されたデータが読出デコーダ４２６によ
って復号化され、インターフェイスエレクトロニクス４
１２によって編成され、ホストコンピュータ４１０に伝
送され、処理される。

【００８２】データを記憶するのに使用されるフォーマ
ットに関係なく、モード選択信号が、各全てのディスク
に一つのフォーマット（例えば、低密度のＡＮＳＩフォ
ーマット）で記憶され、装置が、対応するモード処理、
例えば第２モード処理を省略できることが好ましい。モ
ード選択信号は、ＡＮＳＩフォーマットの制御トラック
領域に記録することができる。ディスクがディスクドラ
イブ４３２にインストールされると、ディスクドライブ
エレクトロニクス４３４は、初めに位置制御回路３６を
制御し、モード選択信号の記憶されているディスク領域
を読み出す。読出デコーダ４２６は、モード選択信号を
生成し、当該モード選択信号はスイッチ制御回路４３０
に供給される。インストールされたディスクが低密度、
すなわちＡＮＳＩフォーマットの場合、モード選択信号
が読み出された際の装置は、依然として第２モードのま
まである。インストールされたディスクが高密度フォー
マットの場合、モード選択信号が読み出されると、装置
は第１モードに切り替わる。

【００８３】場合によっては、第１モードの場合と第２
モードの場合とでレーザを変更することが望ましい。例
えば、異なるレーザ周波数又は異なるレーザ集束レンズ
を、異なるモードに対して使用することもできる。この
ような場合、モード選択信号は読出・書き込みヘッド４
２０にも接続され、周波数の変換又は光レンズ集束シス
テムの変換を制御する。

【００８４】セクター毎のバイト数が同一となるように
（すなわちＡＮＳＩの場合には５１２バイト）、両方の
フォーマットで記憶されたデータを編成することが好ま
しい。このような場合、同一のインターフェイスエレク
トロニクス４１２を使用して、両方のフォーマットのデ
ィスクに記憶されたデータを編成するとともに、当該デ
ィスクからデータを検索することができる。

【００８５】本発明によれば、同一の読出・書き込みヘ
ッド４２０、位置制御回路４３６、光ディスクドライブ
４３２、ディスクドライブエレクトロニクス４３４、イ
ンターフェイスエレクトロニクス４１２及びデータバス
４１４を使用して、異なるフォーマットの光ディスクに
データを記憶するとともに、そこからデータを検索する
ことができる。その結果として、同一の装置を使用し
て、技術が進歩して開発される、より高密度のフォーマ
ットと、工業規格であるＡＮＳＩフォーマットとの下位
互換性を保つことができる。

【００８６】他の実施例 ここに記載されている種々の方法及び回路は、磁気光シ
ステムに限定されるものではなく、テープに記憶された
データを読み出す為のシステム及びその他のディスクシ
ステムもに同様に有効であり、更に一般的には、（デー
タ記憶システムであるとないとに拘らず）直流成分の累
積を軽減することが望ましい電気信号の処理を行う任意
のシステムに有効である。

【００８７】本発明による磁気光ディスク等の媒体に記
憶されたデータの検索方法は、記憶されたデータを読み
出し、再生信号を発生させ、再生信号を部分積分する工
程と、部分積分された信号の直流成分とともに変化する
閾値信号を発生させるための工程と、部分積分された信
号を閾値信号と比較することによって、記憶されたデー
タを示す出力信号を発生させる工程とを備えている。

【００８８】本発明の一態様によれば、前記部分積分の
工程の前に前記再生信号を微分する工程を備えている。
本発明の他の態様によれば、前記部分積分の工程は、前
記再生信号を積分する工程と、同時であるが独立に前記
再生信号をバンドパスフィルタ処理する工程と、前記部
分積分された信号と前記バンドパスフィルタ処理された
信号との差分をとる工程と、を備えている。

【００８９】本発明による更に他の態様によれば、前記
閾値信号を発生させる工程が、前記部分積分された信号
の正のピーク電圧を検出する工程と、前記部分積分され
た信号の負のピーク電圧を検出する工程と、正のピーク
電圧と負のピーク電圧とを平均化する工程と、を備えて
いる。出力信号がロー状態またはハイ状態にある時に検
出された正のピーク電圧を減少させるとともに、出力信
号がロー状態またはハイ状態の時に検出された負のピー
ク電圧を減少させることによって、出力信号の状態に応
じて閾値信号は調整される。

【００９０】好適例では、閾値信号は、部分積分された
信号のほぼ中間点に相当し、閾値信号の調整は、出力信
号のデューティ周期に比例する。本発明の他の態様によ
れば、信号を部分積分する工程は、フィードバック信号
を積分する工程と、当該積分する工程と同時であるが独
立に前記再生信号をバンドパスフィルタ処理する工程
と、前記積分された信号と前記バンドパスされた信号と
の差分をとる工程と、を備えている。一好適例において
は、再生信号からデータ情報を検索する方法は、前記再
生信号を微分する工程と、当該微分された信号を等化す
る工程と、当該等化された信号を部分的積分する工程
と、部分積分された信号の直流成分を検知する閾値信号
を発生させる工程と、前記部分積分された信号を前記閾
値信号に比較して出力信号を発生させる工程と、当該出
力信号に応じて閾値信号を調整する工程と、を備えてい
る。

【００９１】本発明は、光ディスクなどの媒体に記憶さ
れたデータを検索する為の装置を提供するものであり、
当該装置は、出力信号を発生する記憶されたデータの読
み取り装置と、前記出力信号に接続された部分積分器
と、当該部分積分器に接続された閾値発生器と、前記部
分積分器及び前記閾値発生器に接続されたデータ発生器
と、比較器を有するデータ発生器と、前記比較器から前
記閾値発生器へのフィードバック経路と、を備えてい
る。前記比較器は、前記閾値発生器の出力端子と、前記
部分積分器の出力端子とに接続されている。前記閾値発
生器は、前記出力信号の直流成分とともに変化し、その
ほぼ中間点に対応する閾値信号を発生する。

【００９２】好適例において、前記読み出し装置は、微
分器を備えている。本発明の一態様によれば、前記部分
積分器は、前記出力信号に接続された積分器と、前記出
力信号に接続されたバンドパスフィルタと、前記積分器
の出力端子及び前記バンドパスフィルタの出力端子に接
続された減算器と、を備えている。ローパスフィルタ
は、減算器の出力端子に接続される。

【００９３】好適例では、前記閾値発生器は、前記部分
積分器に接続された正のピーク電圧検出器と、前記部分
積分器接続された負のピーク電圧検出器と、前記正のピ
ーク電圧検出器の出力端子及び前記負のピーク電圧検出
器の出力端子に接続された分圧器と、を備えている。

【００９４】前記フィードバック経路は、前記正のピー
ク電圧検出器及び負のピーク電圧検出器に接続され、フ
ィードバック経路のステータスに基づき、検出された正
のピーク電圧または検出された負のピーク電圧の調整を
行う。前記検出された正のピーク電圧は、前記フィード
バック経路が２つのステータスのいづれか一方の場合
に、その振幅を減少させることにより調整され、また、
前記検出された負のピーク電圧は、前記フィードバック
経路が前記２つのステータスの他方の場合にその振幅を
減少させることによって調整される。一例では、直流成
分を有している信号の変化を検知する装置において、媒
体に記憶されたデータを読み出し、これによって信号を
発生させる為の手段と、前記信号に接続された波形の復
元のための手段と、当該波形復元手段に接続された閾値
発生器と、前記信号及び前記閾値発生器に接続されたデ
ータ発生器と、比較器を有しているデータ発生器と、前
記比較器から前記閾値発生器へのフィードバック経路
と、を備えている。

【００９５】本発明を特定の実施例につき説明したが、
本発明の範囲を逸脱しない範囲内で種々の変更が可能で
あることは当業者にとって明らかである。

【図面の簡単な説明】

【図１】光データ記憶及び検索システムを示すブロック
図である。

【図２】ＧＣＲフォーマットと関係する一連のサンプル
波形を示す図である。

【図３】図３Ａは、対称的な入力信号の波形図であり、
図３Ｂは、非対称な入力信号の波形図である。

【図４】読出チャネルのブロック図である。

【図５】読出チャネルの種々のステージ（段）を示す更
に詳細なブロック図である。

【図６】部分積分ステージを示す詳細な回路図である。

【図７】微分段２０４の代表的な周波数応答図である。

【図８】等化段２０４の代表的な周波数応答図である。

【図９】積分器及びローパスフィルタ段２３２の代表的
な周波数レスポンス２６０及びバンドパスフィルタ段２
３０の代表的な周波数レスポンス２６１を示す図であ
る。

【図１０】部分積分段２０８の総合的な周波数応答図で
ある。

【図１１】微分段２０４、等化段２０６及び部分積分段
２０８の組み合わせによる全体の周波数応答図である。

【図１２】読出チャネルのステージを結合させるための
グループディレイのプロットである。

【図１３】読出チャネルの種々のステージにおける信号
波形を示す波形図である。

【図１４】ピーク検出トラッキング回路のブロック図で
ある。

【図１５】図１４に示すピーク検出トラッキング回路の
略図である。

【図１６】入力信号の直流成分包絡線の閾値信号による
トラッキングを示す波形図である。

【図１７】図１７Ａ乃至図１７Ｄは、読出チャネルの種
々のポイントでの典型的な波形を示す図である。

【図１８】一連のレーザパルスを示す波形図である。

【図１９】書き込み補償回路によって調整される種々の
データパターンに対するレーザパルスを示す一連の波形
図である。

【図２０】書き込み補償回路を示す略図である。

【図２１】振幅非対称補正のためのレーザパルスを示す
一連の波形図である。

【図２２】振幅非対称補正回路を示す略図である。

【図２３】パルススリム化手段の構成要素の基本的関係
を示すブロック図である。

【図２４】動的閾値回路による閾値調整を示す一連の波
形を示す図である。

【図２５】動的閾値回路の略図である。

【図２６】下位互換性を備えている光データ記憶検索シ
ステムの略ブロック図である。

【符号の説明】

１０…データソース １２…エンコーダ １４…レーザパルス発生器 １６…レーザ １８…光媒体 ２０…光リーダ ２２…波形処理装置 ２４…デコーダ ２６…データ出力ポート ２００…読出チャネル ２０２…前段増幅段 ２０３…前段増幅器 ２０４…微分段 ２０６…等化段 ２０７…プログラム可能なフィルタ及びイコライザ ２０８…部分積分段 ２１０…データ発生段 ２１２…差動増幅器 ２２９…増幅段 ２３０…バンドパスフィルタ ２３２…積分器及びローパスフィルタ ２３４…減算器及びローパスフィルタ ２３６…ピーク検出器及びトラッキング ２４７…ローパスフィルタ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 媒体（１８）に記憶されたデータを検索
   するための装置において、 前記記憶されたデータを読み出し、入力信号を発生する
   読み取り装置（２０）と、 前記入力信号に接続された部分積分器（２０８）と、 当該部分積分器（２０８）に接続された閾値発生器（２
   ３６）と、 前記部分積分器（２０８）と前記閾値発生器（２３６）
   とに接続され、比較器（３０６）を有しているデータ発
   生器（２１０）と、 前記比較器（３０６）から前記閾値発生器（２３６）へ
   のフィードバック経路（３６２）と、を備えているデー
   タ検索装置。