KR0160831B1 - 다상 성분 하향 주파수 변환을 위한 방법 및 장치 - Google Patents

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안쏘니 제이. 살리, 주니어
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Abstract

본 발명은 다상 변조 신호를 하향 주파수 변환하기 위한 하향 주파수 변환기 방법 및 장치를 제공한다. 하향 주파수 변환기는 구형 수신기와 같은 다상 수신기에서 구현될 수 있다. 아날로그-디지탈 변환기(103)는 샘플링 레이트로 중간 주파수 신호를 디지탈 신호로 변환한다. 병렬로 접속된 힐버트 변환 필터(104) 및 딜레이 소자(105)는 디지탈 신호의 각각의 통과대역 구형 및 동위상 성분들을 제공한다. 디지탈 번역기(107)는 기저대 구형 신호 및 기저대 동위상 신호를 제공하기 위해 선정된 패턴에 따라 통과대역 구형 및 동위상 성분들을 변경한다. 디지탈 번역기(107)는 CDMA(code division multiple access) 신호를 복조하기 위한 의사 난수 시퀀스 복조기일 수 있다. 다양한 타입의 DC 추정이 자동 이득 제어에서도 또한 제공될 수 있다.

Description

[발명의 명칭]
다상 성분 하향 주파수 변환을 위한 방법 및 장치
[발명의 상세한 설명]
[본 발명의 배경]
[본 발명의 기술 분야]
본 발명은 디지털 하향 주파수 변환에 관한 것으로, 특히, 다상 성분 하향 주파수 변환을 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
[관련 분야의 설명]
무선 송신 시스템에서 송신기는 디지털 데이터로부터 디지털 심볼들을 발생시키고 수신기를 위한 이러한 심볼들을 송신한다. 채널은 무선 또는 유선일수 있다. 채널이 무선 주파수(RF) 무선 채널이라면, 수신기에서 수신되기 전에 신호에 시간 분산(time dispersion)이 도입될수 있다. 패딩(fading), 동일 채널 및 인접 채널 간섭 및 잡음이 또한 신호에 도입될 수 있다.
송신기는 디지털 심볼 S(n)과 같은 출력을 발생시킨다. 수신된 신호는 복조기(예를 들어, 채널 등화기)에 송신된 수신된 디지털 신호 y(n)을 생산하기 위해 필터되고 샘플된다. 구형(quadrature representation) 신호가 요구되는 다른 타입의 신호 변조(예를 들어, FM, QPSK, OQPSK, π/4-DQPSK, GMSK, DS-CDMA)의 경우에는, 수신기에서 구형(quadrature)하향 주파수 변환, 및 수신기 및 채널에 의해 야기된 신호 손상의 제거를 제공할 필요가 있다.
TDMA(Time Division Multiple Access) 무선 송신은 분리 타임슬롯(timeslot) 1내지 N의 시-공유(time-shared) 송신이다. TDMA무선 송신은 단일 주파수 캐리어 상에서 이루어질수 있다. 동기화 시퀀스 SO 및 송신될 정보를 구비한 데이터 시퀀스DO를 포함하는 상이한 신호 시퀀스 SS는 각 타임슬롯에서 송신될 수 있다. 상술된 심볼 S(n)이 예를 들어, QPSK-코드에 따라 코드화될 수 있더라도, 신호 시퀀스 SS는 이진 신호를 포함한다. I 및 Q로 표시된 축들로 된, 복합수 평면(complex number plane)에서, 심볼S(n)의 4개의 가능한 값들은 각 사분면에서 이진수들 00,01,10 또는 11로 하나씩 마크된다.
확산 스펙트럼 DS-CDMA(Direct Sequence-Code Division Multiple Access) 무선 송신 시스템은 각 사용자의 신호 시퀀스 SSi를 의사 노이즈(PN:pseudonoise) 시퀀스PNi*(*은 복합 공액을 나타냄)로 확산시킴으로써 동시에 동일한 채널 주파수로 모든 사용자들에게 송신한다. 각 사용자의 신호 시퀀스는 각 신호가 대응 동기 PN시퀀스, PNi를 사용하여 수신기에서 독특하게 수축(수축)될 수 있는 방식으로 확산되고, 동시에 신호의 품질이 손상되지 않도록 다른 사용자 신호들(간섭)을 감소시킨다. 게다가, PN시퀀스 대신에, 왈쉬(Walsh)시퀀스로 구성된 시그널링 세트가 예를 들어, 이중-모드 광대역 확산 스펙트럼 셀룰러 시스템용 TIA/EIA IS-95이동국-기지국 호환성 규격에서, 기술된 바와 같이, 사용자들의 신호들(확산 및 수축)을 식별하기 위해 사용될 수 있다.
수신기에서 직류(DC) 또는 캐리어 에러 텀(term)은 요구된 신호에 도입될 수 있다. 기저대 회로에서 DC텀은 동작 증폭기 오프셋, 복조기 오프셋 전압 및/ 또는 아날로그-디지털 변환기 특징들로 인해 도입될 수 있다. 이처럼, 코우히어런트 로컬 발진기(L.O.)가 요구된 신호를 기저대로 복조하는 데 필요하기 때문에, 기저대 DC에러 텀을 발생하는 로컬 발진기 누설이 자체 복조될 수 있다. 수신된 신호가 중간 주파수(IF)로 변환된 후 디지털화 되면, 유사한 현상은 특히 로컬 발진기의 주파수 또는 중간 주파수들이 비트 레이트와 동일하거나 관련되기 위해(신호의 심플링 및 프로세싱을 단순화시키기 위해) 선택될 때 에러들을 야기할 수 있다. 대부분의 시스테멩 있어서, (요구된 신호의 부분인 DC텀 뿐만 아니라) DC에러 텀은 요구된 신호의 내용에 상당한 영향을 기치지 않도록 충분히 낮은 컷-오프 (cut-off)주파수와의 교류(A.C.)결합에 의해 제거될 수 있다. 그러나, 수신기가 자동 이득 제어되면, A.C.결합은 효율적이지 않다고 증명되기 쉬운데, 그이유는 DC오프셋이 동적이고 A.C.결합 컷-오프 주파수 이상의 레이트이기 쉽기 때문이다. 이것은 TDMA시스템에서의 경우이다. CDMA(code divisoin multiplie access) 시스템에서 DC오프셋은 특별히 문제가 될 수 있는데, 그 이유는 기저대신호가 다른 DC텀의 추가로 인해 복조 성능을 매우 강하하는 신호를 성공적으로 복조하기 위해서 꼭 있어야만 하는 고유DC텀을 갖고 있기 때문이다.
자동 이득 제어(AGC)는 수신기의 요구된 동적 범위를 제한하기 위해 수신기에서 사용될 수 있다. 다른 것들 중에서, 자동 이득 제어는 요구된 아날로그-디지털 변환기의 수를 제한한다. 통상, TDMA시스템에서는, 레일리 패딩(고속 패딩)보다는 로그노말(lognormal) 패딩(새도우잉)으로 인해 신호 감쇠를 추적하는 것이 필요하다. CDMA시스템에서는, 자동 이득 제어(AGC)가 아날로그-디지털 변환기에 의해 알수 있는 바와 같이 합성 화이트 노이즈 리젬블링 복합 신호의 분산(variance of the resultant white noise resembling comosite signal)을 세트한다.
수신기는 통상 복합 평면에서 변조된 수신 신호들에 ㄸ라 구형 하향주파수 변환을 실행한다. 구형 하향 주파수 변환은 TDMA 및 CDMA수신기와 같은 아날로그 수신기 또는 디지털 수신기에서 실행될 수 있다. 종래에 중간 주파수(IF)로부터의 구형 하향 주파수 변환은 이중 중파수 신호 성분들을 제거하기 위해 저주파 통과 필터들을 수반하는 통과대역 아날록 신홀ㄹ 병렬로 2개의 아날로그 믹서에 입력함으로써, 예를 들어, 아날로그 수신기에서 실행된다. 아날로그-디지털 변환기는 합성 아날로그 동위상(inphase) 및 구형 기저대 신호들을 샘플하는데 사용된다.
다양한 타입의 디지털 구형 하향 주파수 변환기는 또는 구현될 수 있다. 이 아날로그 하향 주파수 변환기에 비한 디지탈 하향 주파수 변환기의 장점은 필요한 아나로그-디지탈 변환기의 수가 감소되었다는 점이다. 제1타입의 디지털 하향 주파수 변환기는 에를 들어, 2개의 디지털 믹서들 및 데시메이션(decimation) 필터들을 수반하는 고속 아날로그-디지털 변환기를 필요로 한다. 에를 들어, Harris Part No. HSP 50016에서 이러한 구현이 제공된다. 제2타입의 디지털 하향 주파수 변환기는 또한 하나의 아날록-디지털 변환기를 사용한다. 샘플링 주파수(fs) 및 최종 중간 주파수(fIF)는 신호의 샘플들이 필요한 동위상 및 구형 기저대 신호들을 획득하기 위해 2개의 디지털 저주파 통과 삽입 필터들로의 대응 사인 변경에 따라 교대로 제공될 필요가 있도록 선택된다. 이러한 디지털 하향 주파수 변환기는 예를 들어, Harris Part No. 43216에서 또는 1992년 7월에 L.E.Pellon이 쓴, A Double Nyquist Digital Product Detector for Quadrature Sampling, IEEE Transactions on Signal Processing의 1670-1681페이지에서 제공된다.
다른 타입의 디지털 하향 주파수 변환은 복합 하향 주파수 변환기 상태와 함께 디스크리트-타임 힐버트(Hibert) 필터를 사용한다. 이러한 타입의 힐버트 하향 주파수 변환기는 본 명세서에 참조용으로 인용된, 1982년 11월에 쓰여진 Quadrature sampling with high dynamic range, IEEE Transactions Aerospace Eletronic Systems, vol.AE8-18, no. 4, 736-739페이지에 기술되어 있다. 이러한 타입의 힐버트 하향 주파수 변환기는 아날로그-디지털 변환기가 아닌 하나의 레스(less) 아날로그-디지털 변환기를 사용한다. 하나의 레스 아날로그-디지털 변환기는 하나의 레스 수신기 브랜치가 동위상 및 구형 신호 사이의 보다 나은 이득 밸런스를 제공하게 한다. 동위상 및 구형신호 성분들 사이의 힐버트 하향 주파수 변환기의 위상 정확성 및 이득 밸런스는 또한 보다 정확하지만, 온도 변화는 또는 에이징(성분 드리프팅)에 민감하지는 않다.
상술된 제1디지털 하향 주파수 변환기는 아날로그 하향 주파수 변환기 보다 더 고속인 아날로그-디지털 변환기를 필요호 한다. 또한, 제1디지털 하향 주파수 변환기는 동위상 및 구형 기저대 신호들을 추출하기 위해 신호를 믹싱 다운하기 위한 실제 고속 곱셈을 필요로 한다. 제2디지털 하향 주파수 변환기는 고속 아날로그-디지털 변환기 또는 고속 곱셈을 필요로 하지 않는데, 그 이유은 승산기 없는 최종 하향 주파수 변환기 스테이지를 사용하기 때문에다. 그러나, 제2디지털 기법은 요구된 샘플링 레이트로 인해 값비싼 A/D변환기를 필요로 한다. 힐버트 하향 주파수 변환기는 하향 주파수 변환을 실행하기 위해 복합 믹싱 스테이지를 필요로 한다. 값비싼 하드웨어 또는 광대한 프로세서 타임이 복합 번호들을 곱하는데 사용되어야만 한다.
[본 발명의 요약]
본 발명은 다상 하향 주파수 변환을 위한 방법 및 장치를 제공함으로써 여타 문제점들을 해결한다. 아날로그-디지털 변환기는 중간 주파수 신호를 수신하기 위해 제공되고 샘플링 레이트로 디지털 신호를 제공한다. 힐버트 변환 네트워크는 아날로그-다지털 변환기로부터 제공된 디지털 신호에 따라 통과대역 구형성분을 제공한다. 딜레이(delay) 소자는 아날로그-디지털 변환기로부터 디지털 신호에 따라 통과대역 동위상 성분을 제공한다. 디지털 번역기는 하향 주파수 변환된 기저대 구형 및 동위상 신호들을 제공하기 위해 선정된 패턴에 따라 힐버트 변환 네트워크 및 딜레이 소자로부터 통과대역 구형 및 동위상 성분들을 변경한다. 상이한 실시예들에 따라, 디지털 번역기는 의사 난수 시퀀스 복조기에 의해 제공된다. 디지털 번역기는 또한 CDMA(code division multiple access)신호를 하향 주파수 변환하기 위한 초기 및 후기 번역기(early and late translator)에 의해 수반될 수 있다. 자동 이득 제어 회로는 하향 주파수 변환기 이득 제어를 위해 제공될 수 있다. 직류(DC) 추정기는 또한 기저대 구형 및 동위상 신호 상의 DC의 추정 조정을 실행하기 위해 제공될 수 있다.
본 발명의 여타 구조 및 특징은 첨부된 도면을 참조한 다음의 설명으로부터 명백해질 것이다.
[도면의 간단한 설명]
제1도는 본 발명에 따른 다상 성분 하향 주파수 변환을 위한 방법 및 장치의 제1실시에의 개략적인 블럭도를 도시한 것이다.
제2도는 본 발명에 따른 한 타입의 DC추정 및 자동 이득 제어를 구비한 데시메이터를 이용하는 다상 성분 하향 주파수 변환을 위한 방법 및 장치의 제2실시에의 개략적인 블럭도를 도시한 것이다.
제3도는 본 발명에 따른 다른 타입의 DC추정의 개략적인 블럭도를 도시한 것이다.
제4도는 본 발명에 따른 한 타입의 자동 이득 제어의 상세도의 개략적인 블럭도를 도시한 것이다.
제5도는 본 발명에 따른 CDMA(code division multiple access)의 하향 주파수변환에 사용된 추가적인 초기 및 후기 번역기의 개략적인 블럭도를 도시한 것이다.
제6도는 본 발명에 따른 CDMA(code division multiple access) 하향 주파수 변환기에서의 번역기의 한 예를 도시한 도면이다.
[양호한 실시예의 상세한 설명]
본 발명은 승산기 없는 하향 주파수 변환 스테이지를 갖고 있고 하나의 아날로그-디지털 변환기만을 필요로 하는 구형 하향 주파수 변환기를 제공한다. 아날로그 하향 주파수 변환기의 2개의 아날로그 수신기에 브랜치에 사용된 2개의 아날로그-디지털 변환기들이 아닌 하나의 레스 아날로그-디지털 변환기가 필요하다. 저주파수 샘플링 레이트는 또한 아날로그-디지털 변환기용으로 사용될 수 있다. 승산기는 또한 제1디지털 하향 주파수 변환기가 필요한 만큼 본 발명에서 필요하지는 않다. 샘플링 레이트 fBAUD는 이러한 장점들을 제공하기 이해 중간 주파수 fIF의 정수 배수로 세트된다. 동위상 및 구형 신호간의 보다 양호한 이득 밸런스, 및 저 진폭 리플(ripple)은 또한 본 발명에 의해 달성된다. 또한, 동위상 및 구형 신호 성분들 간의 위상 정확성 및 이득 밸런스는 온도 또는 에이징 민감성 없이 향상된다.
힐버트 필터를 더 사용하는 본 발명은 다른 공지의 디지털 기법들에 비해 추가적인 장점을 갖고 있다. 본 발명은 90°위상 정확성, 대역폭 및 필터 탭의 수사이의 트레이드-오프(trade-off)를 이용한다. 본 발명에서, 필터는 출력 포인트 페어 당 4개의 탭들(4×오버샘플링)만큼 적게 구현될 수 있거나, 홀수가 되도록 힐버트 필터를 선택함으로써 데시메이터를 통해 클럭 속도의 1/2(2×오버샘플링)로 실행될 수 있다. 게다가, 샘플링 레이트 및 최종 중간 주파수 fIF는 T-이격된 샘플들로 신호를 데시메이트하는 데시메이터에 필요한 계산량을 최소화하기 위해 선택 될 수 있는데, 여기서 1/T=fBAUD는 바우드(심볼)레이트이다. 즉, 전과 같이 fs=4fIF인데, 이것은 fIF=fBAUD라는 추가적인 제한을 갖고 있어서, 데시메이션이 단지 데시메이션 필터가 필요하지 않은 샘플 선택 프로세스이다.
제1도는 최종 중간 주파수(IF)스테이지(102)후에 하향 주파수 변환기를 포함하는 수신기(100)를 도시한 것이다. 하향 주파수 변환기는 수신기의 동적 범위를 조정하고 양자화 노이즈 요구 사항을 만족시키기에 충분한 해상도(비트들)를 갖고 있는 아날로그-디지털 변환기(103)를 포함한다. 아날로그-디지털 변환기(103)는 변환 네트워크(104), 선택기(106) 및 디지털 번역기(107)를 수반한다. 디지털 번역기(107)는 각 브랜치 당 한쌍의 사인 변경 디바이스들(125,120 및 130, 135)로 구성된다, 사인 변경 디바이스는 원형 시프트 레지스터의 마스킹 레지스터의 출력에 따른 사인 변경(125)을 대응하는 통과대역 성분에 적응시키기 위한 사인 정보 및 사인 변경 디바이스를 포함하는 원형 시프트 레지스터(120)를 포함한다. 디지털 번역기(107)의 결과는 구형 및 동위상 기저대 신호 성분들(114 및 115)이다. 구형 및 동위상 기저대 신호 성분들(114 및 115)은 DC추정기/거절 회로(108)에 적응된다. DC추정기(108)의 출력들은 DC자유 기저대 구형 및 동위상 신호 성분들이다.
수신기(100)는 임의 변조 (예들 들어, QPSK)를 갖고 있는 아날로그 신호일수 있는 신호(110)를 수신한다. 이 신호는 또한 유선으로 송신될 수 있거나, 무선으로 송신(예를 들어, RF신호)될 수 있다. 수신되면, 신호(110)는 초기 또는 중간주파수(IF)로부터 다른 요구된 최종 중간 주파수(IF)로 신호를 번역하고 필터하도록 동작하는 최종 IF스테이지(102)에 의해 처리된다. 신호는 또한 필요하지 않은 주파수 성분들을 제거하고 노이즈 및 간섭을 감소시키기 위해 필터된다. 최종 IF주파수(fIF)는 신호 바우드 레이트(fBAUD=1/T, 여기서 T는 심볼 간격임)의 배수로서 선택된다. 이 경우에 fiF는 요구된 아날로그-디지털 변환기 샘플링 레이트 및 요구된 하드웨어 클럭 속도를 더 감소시키기 위해 fBAUD와 동일하게 세트된다. IF스테이지(102)로부터의 아날로그 신호는 그 후 아날로그-디지털 변환기(103)에 의해 샘플되는 데, 여기서 샘플링 레이트(fs)는 4×최종 IF주파수로 선택된다. 즉, fs=4fIF인데, fIF=fBAUD이기 때문에, 신호는 4배로 오버샘플된다. 즉, 기저대 T-이격된 심볼 당 4개의 샘플들이다. 그 후 샘플된 실 신호(111)는 구형 통과대역 신호 성분(112)을 획득하기 위해 변환 네트워크(104)에 입력된다. 변환 네트워크(104)는 힐버트 변환 필터로서 구현될 수 있다. 또한, 변환 네트워크(104)는 저주파 통과 필터로서 구현될 수 있고, 딜레이 회로는 다른 저주파 통과 필터로서 구현될 수 있다. 2개의 저주파 통과 필터들은 Harris Part No. 43216 또는 본 명세서에 참조용으로 인용된, 1992년 7월에 쓰여진 L.E.Pellon, A Duoble Nyquist Digital Producr Detector for Quadrature Sampling, IEEE Transactions on Signal Processing의 1670-1681 페이지에 기술된 것들일 수 있다.
샘플된 실 신호(111)는 또한 딜레이 회로(105)에 송신되고, 여기서 딜레이는 변환 네트워크(104)의 그룹 딜레이와 동일하다. 딜레이 회로(105)의 딜레이는 예를 들어, 힐버트 변환 필터가 변환 네트워크(104)를 위해 홀수 순서(팰터 탭의 홀수)로 선택될 때, 변환 네트워크(104)에 의해 처리된 샘플들의 정수와 동일하다. 딜레이 회로(105)의 출력은 통과대역 동위상 신호 성분(113)이다. 그 후 선택기(106)는 디지털 번역기(107)의 구형 브랜치에 제공하기 위해 구형(112)을 선택한 후 동위상(113) 통과대역 신호 성분을 교대로 선택하고, 동시에 디지털 번역시(107)의 동위상 브랜치를 입력하기 위해 동위상(113)을 선택한 후 구형 통과대역 신호 성분 샘플들을 교대로 선택한다.
구형 브랜치 샘플들은 구형 번역 시퀀스를 포함하는 원형 버퍼(120)에서 마스킹 레지스터(제1도의 굵게 표시된 레지스터)의 현재 엔트리에 따른 사인 변경 디바이스(125)에 의해 변경된 사인들을 갖고 있다. 유사하게 동위상 브랜치 샘플들은 동위상 번역 시퀀스를 포함하는 원형 버퍼(130)에서 마스킹 레지스터의 현재 엔트리에 따른 사인 변경 디바이스(135)에 의해 변경된 사인들을 갖고 있다. 이 사인 변경 디바이스들은 마이크로프로세서 또는 디지털 신호 프로세서에서의 디지털 게이트 또는 간단한 동작을 사용하는 이진 비트들의 역을 단순히 필요로 한다. 사인 변경을 단순히 실행하기 위해선 복합 승산 알고리즘 또는 회로들이 불필요하기 때문에, 하드웨어 또는 프로세서 타임을 절약하게 된다.
이 시퀀스들은 최종 IF주파수 및 샘플링 주파수 관계 fs=4fIF로 인해 통과대역 신호 성분들을 기저대 신호 성분들로 번역하는데 필요한 복합 프로세스 exp(-jπk/2)로부터 유도된다. 복합 통과대역 신호가 주어지면, fIF에 중심이 된 d(kT)=I'(kT)+jQ'(kT)임을 주지하자. 이 신호를 기저대로 번역하기 위해서는 복합 프로세스 exp(-j2πkfIF/fs)를 곱할 필요가 있다. fIF/fs=1/4이기 때문에, 프로세스는 exp(-jπk/2)가 된다. 따라서, z(kT)는 (I(0),Q(0)),(-Q(1),I(1)),(-I(2),-Q(2)),(Q(3),-I(3)) for k=0.3으로 쓰여질 수 있는데, 여기서, z(kT)=d(kT)*exp(-jπk/2)이고 사인 및 I 및 Q오더링(ordering)의 패전은 4피리어드로 반복한다. 즉,
다른 샘플들 상의 사인 변경들만을 필요호 하는 프로세스 exp(-jπk/2)의 효율적인 구현은 원형 버퍼들(120 및 130)에 의해 제공될 수 있다. 원형 버퍼들(120 및 130)은 사인 변경 번역 시퀀스(1,-1,-1,1) 및 (1,1,-1,-1)을 각각 포함한다.
선택기(106)는 변환네트워크(104) 및 딜레이 회로(105)로부터 출력된 샘플들을 선택한다. 디지털 번역기(107)의 구형 브랜치의 출력은 구형 기저대 샘플된 신호 성분(114)이고, 디지털 번역기(107)의 동위상 브랜치의 출력은 동위상 기저대 샘플된 신호 성분(115)이다.
DC추정기(108)는 그 후 구형 기저대 샘플된 신호 성분을 제외한 DC(0주파수)신호 성분들을 효율적으로 추정하여, DC성분(116)의 구형 기저대 샘플된 신호를 생산하기 위해 추출한다. DC추정기 블럭(108)은 동시에 동위상 기저대 샘플된 신호 성분으로부터 DC(0주파수)신호 성분을 효율적으로 추정하여 DC성분(117)을 제외한 동위상 기저대 샘플된 신호를 생산하기 위해 그들을 추출한다. DC추정기(108)는 제3도를 참조하여 이하에 기술될 것이다.
본 발명의 하향 주파수 변환기는 내부 또는 외부 아날로그-디지털 변환기를 구비한 디지털 신호 프로세서 상에서 실행되는 펌웨어를 통해 쉽게 구현될 수 있거나, 단일 애플리케이션 특수 집적 회로(ASIC) 또는 프로그램 가능한 게이트 어레이(FPGA)회로로 쉽게 집적될 수 있다. 본 발명의 하향 주파수 변환기는 TDMA 또는 CDMA수신기 시스템에 적용될 수 있다. CDMA시스템에 있어서 번역기 회로(107)는 제5도의 번역기 회로로 대체될 수 있다.
제2도는 출력 샘플당 필요한 동작들의 수를 감소시키기 위해 데시메이터(201)를 포함하는 하향 주파수 변환기의 다른 실시예를 도시한 것이다. 데시메이터(201)는 변환 네트워크(104,105)로 진행하고 4fIF 샘플링 레이트를 2fIF로 감소시킨다. 자동 이득 제어(AGC) 및 DC추정은 본 발명의 다수의 실시에들에 유용한 다른 특징들의 예들로도 또한 도시된다.
수신기는 신호(110)를 수신한다. IF스테이지(102)는 신호 Baud레이트와 동일(fIF=fBAUD)한 신호를 최종 IF필터하고 번역한다. 그 후 신호는 자동 이득 제어(AGC) 알고리즘 또는 회로(244)에 의해 차레로 제어되는 디지털 감쇠기(242)에 의해 필요한 레벨을 달성하기 위해 조정된다. 그 후 디지털 감쇠기(242)로부터의 아날로그 신호는 아날로그-디지털 변환기(103)에 의해 샘플되는데, 샘플링 레이트(fs)는 신호가 4배로 오버샘플되기 전에 4×최종 IF주파수가 되도록 선택된다.
데시메이터(301)는 짝수 샘플들을 변환 네트워크(104)에 전송하고, 홀수 샘플들을 딜레이(105)에 전송한다. 이 경우에, 변환 네트워크(104)는 힐버트 변환 필터이다. 이것은 중심 탭을 갖고 있지 않은 홀수 순서 힐버트 필터가 사용되기 때문에 가능하다. 합성 통과대역 구형(112) 및 동위상(113) 샘플된 신호 성분들은 타임 정렬되고 2배로 오버샘플된다. 따라서, 기저대 T-이격된 심볼 당 2개의 샘플들이 된다.
통과대역 구형(112) 및 동위상(113) 샘플된 신호 성분들은 디지털 번역기(107)에 직접 입력된다. 구형 신호 성분들은 구형 번역 시퀀스를 포함하는 원형 버퍼(220)의 마스킹 레지스터의 현재 엔트리에 따른 사인 변경 디바이스(225)에 의해 다지털 번역기(107)에서 변경된 사인들을 갖고 있다. 유사하게 동위상 신호 성분들은 동위상 번역 시퀀스를 포함하는 원형 버퍼(230)에서 마스킹 레지스터의 현재 엔트리에 따른 사인 변경 디바이스(235)에 의해 변경된 사인들을 갖고 있다. 이 시퀀스들은 최종 IF주파수 및 샘플링 주파수 관계 fs=2fIF로 인해 통과대역 신호 성분들을 기저대 신호 성분들로 번역하는데 필요한 복합 프로세스 exp(-jπk)로부터 유도된다. 사인 변경들만을 요구하는 프로세스 exp(-jπk)의 효율적인 구현은 원형 버퍼들(220 및 230)에 의해 제공될 수 있다. 원형 버퍼들(220 및 230)은 번역 시퀀스들(-1,+1) 및 (-1,+1)을 각각 포함한다. 원형 버퍼들은 클럭된 J-K플립 플롭으로 대체될 수 있음을 주지하자. 디지털 번역기(107)의 구형 브랜치의 출력은 구형 기저대 심플된 신호 성분이고 디지털 번역기(107)의 동위상 브랜치의 출력은 동위상 기저대 샘플된 신호 성분(115)이다.
제2도의 실시예의 DC추정기 블럭(108)은 제1도의 실시예에서와 같이 디지털 번역기(107) 대신 데시메이터(201)로부터 입력을 취하는 DC 추정 필터들(205 및 206)을 포함한다. 데시메이터(201)로부터의 동위상 및 구형 통과대역 샘플들은 교류 사인을 갖고 있는 교류 개저대 동위상 및 구형 신호 성분 샘플들로서도 또한 뷰(view)될수 있다. 따라서, 데시메이커(201)는 다음 형식으로 DC추정 필터에 기저대 동위상 및 구형 샘플들을 제공한다.
DC추정 블럭(108)의 딜레이(125)는 통과대역 동위상 및 구형 신호 샘플들을 데시메이터(201)로부터 타임 정렬하기 위해 한 샘플 간격(Ts)씩 동위상 신호를 딜레이한다. 기저대 동위상 및 구형 신호 샘플들은 원형 버퍼(214)의 사인 변경 정보를 사인 변경 디바이스(212 및 213)를 통해 데시메이터 출력 샘플들에 적응시킴으로써 생성된다. DC추정 필터들(205 및 206)은 구형 기저대(214) 및 동위상 기저대(207) 샘플된 신호 성분들을 위한 DC(0주파수)신호 성분들을 효율적으로 추정하여, DC성분을 제외한 구형 기저대(116) 및 동위상 기저대(117) 샘플된 신호를 생산하기 위해 합산기(210 및 211)를 통해 추출한다. 딜레이 블럭(209 및 208)은 주로 DC추정 필터 그룹 딜레이를 보상하기 위해 제공된다. 딜레이 블럭(209 및 208)은 DC필터 그룹 딜레이에서 변환 네트워크(104)의 딜레이 및 딜레이 회로(105) 그룹 딜레이를 마이너스한 것과 동일한 딜레이를 갖고 있다. 이 구성은 제1도에 관한 하향 주파수 변환기를 통해 작은 전체 딜레이를 야기한다. 이러한 타입의 DC추정은 제1도에 도시된 DC추정 타입 대신에 또한 사용된다. 제1도의 DC추정 타입은 제2도에 도시된 것 대신에 사용될 수 있다.
자동 이득 제어(AGC) 회로(244)는 아날로그-디지털 변환기(103)에서 일정한 신호 레벨 또는 신호 분산을 유지하기 위해 디지털 감쇠기(242)에 적응되는데 필요한 신호를 추정하는 신호들(116 및 117)을 사용한다. TDMA시스템에서 사용되는 자동 이득 제어(AGC)회로(244)의 구성의 한 일례는 제4도에 도시되어 있다. CDMA시스템에 있어서, 자동 이득 제어(AGC) 회로(244)는 소정의 시간 간격에 걸쳐 동위상 및 구형 샘플들의 제곱의 합계의 제곱근을 합한 것을 디지털 적분기가 수반되는 필요한 기준 신호로부터 이것을 뺌으로써 전력을 계산하는 디바이스로 구성된다. 적분기의 출력은 AGC룩업 선형 테이블로의 입력으로서 사용될 수 있도, 그 출력은 후에 감쇠기에 적용될 것이다. 감쇠기가 아날로그 입력을 받아들이면, 디지털-아날로그 변환기 회로(D/A)가 또한 필요하게 된다. 자동 이득 제어(AGC) 회로(244)가 신호들(116 및 117)을 다시 입력으로서 취함으로써 제1도에 도시된 하향 주파수 변환기 실시예에서 또한 사용될 수 있다.
제3도는 제1도 또는 제2도의 DC추정기 회로(108)의 다른 구성을 도시한 것이다. 필터들(205,206) 및 딜레이 블럭들(2208,209)이 제공되는데, 최종 DC자유 기저대 구형 및 동위상 신호 성분들을 야기하는 각각의 합계 노드들(500,501)이 수반된다. 샘플된 구형 신호(12)는 DC추정 필터(205), 및 그 길이가 그룹 딜레이(205)와 동일한 딜레이 버퍼(209)에 입력된다. DC추정 필터 출력은 필터된 구형 신호(116)를 야기하는 합산기(500)에서 딜레이된 신호로부터 추출된다. 유사하게, 샘플된 동위상(113) 신호는 DC추정 필터(206), 및 그 길이가 그룹 딜레이(206)와 동일한 딜레이 버퍼(208) 둘 다에 입력된다. DC추정 필터 출력은 필터된 동위상 신호(117)를 야기하는 합산기(501)에서 딜레이된 신호로부터 추출된다.
제4도는 본 발명에 따른 자동 이득 제어(AGC) 회로(2440의 블럭도를 도시한 것이다. 도시된 로그노말 추적 또는 레일리 패딩 거절 자동 이득 제어(AGC) 회로(244)는 초기 신호 강도 추정 값을 제공하기 위해 신호 강도 지시자(SSI) 회로(610)로 구성된다. 2개의 쇼트 텀 신호 전력 수단 추정기들(615 및 620)뿐만 아니라 불연속 전송 검출기(625) 및 대응 필터 스위치들(630,635)이 제공된다. 대응 필터 계수 수정 알고리즘(645)을 갖고 있는 적응 필터 또는 롱 텀 수단 추정기(640)에는 선형 및/ 또는 감쇠기 매핑르 위해 룩업 데이블이 수반된다.
구형(116) 및 동위상(117) 신호 샘플들은 하향 주파수 변환기의 DC거절 스테이지(108)로부터 수신된다. 신호 강도 지시자 회로(610)는 구형(116) 및 동위상(117)신호 샘플들을 수신하고, 소정의 시간 간격에 걸쳐 구형 및 동위상 샘플들의 제곱의 합계의 제곱근을 합함으로써 신호 강도 지시자 샘플(612)을 산출한다(예를 들어, 4배로 오버샘플되면, 64샘플들은 16심볼 간격이 됨). 그 후 이 신호는 로그-룩업 테이블(610)을 사용하여 로그 베이스(10) 유니트로 변환된다. 제곱근을 취하는 것은 필요하지 않지만, 원한면, 합계에서 제거될 수 있거나, 부가적으로 로그-룩업 테이블의 부분이 될 수 있음을 주지하자. 쇼트 텀 평균 추정기(615)는 쇼트 텀 평균 신호를 계산하기위해 신호 강도 지시자 샘플(612)을 사용한다. 이 실시예에서, 쇼트 텀 평균 추정기(615)는 5탭 유한 임펄스 리스판스(FIR) 사각형 필터이다(이것은 5포인트 이동 평균과 동일하다). 이전 평균 로크 추정기(620)는 이전 평균 로크 신호를 생성하기 위해 신호 강도 지시자 신호(612)를 사용한다. 이 실시예에서, 이전 평균 로크 추정기(620)는 단일 극 무한 임펄스 리스판스( IIR) 필터이다. 필터 스위치들(630 및 635)은 쇼트 텀 평균 신호(637)를 제공하기 위해 FIR필터(615)로부터 쇼트 텀 평균 신호를 선택하거나 또는 IIR필터(620)로부터 이전 평균 로크 신호를 선택한다.
불연속 전송(DTX)선택 회로(625)는 현 신호 강도 지시자 샘플(612:RSSI) 및 쇼트 텀 평균 신호(637:SMEAN)를 탐색하고, 다음 관게에 도시된 바와 같이 불연속 전송이 발생했는지를 결정하기 위해 임계값(DTXTHR)과의 차이를 비교한다.
즉, 불연속 전송으로 인한 RF신호 레벨의 강하를 추적하는 것을 방지하기 위해, 자동 이득 제어 알고리즘은 네가티브 및 포지티브 페이드 보다 더 천천히 딥 네가티브 페이드(deep negative fade)를 추적한다. 이것은 저속 추적을 위해 1에 가까운 극을 갖고 있는 단일 극 IIR필터를 사용하여 수정되도록 쇼트 텀 평균을 수정하므로써 달성된다.
불연속 전송이 불연속 전송 선택 회로(625)에 의해 검출되면, 불연속 전송 선택 회로(625)는 이전 평균 로크 신호(단일 극 IIR필터로 인함)가 쇼트 텀 평균 신호(637:SMEAN)로 선택되도록 필터 스위치들(630 및 635)을 세트한다. 그렇지 않으면, 필터 스위치들(630 및 635)은 현 쇼트 텀 평균 신호가 쇼트 텀 평균 신호(637:SMEAN)로 선택되도록 FIR필터(615)에 세트된다. 불연속 전송 선택 회로(625)는 스위치들(630 및 635)의 제어를 실행하기 위해 카운터를 포함할 수 있다. 상술된 관계가 소정의 타임슬롯 동안 참일 때마다. 카운터(DTXCNTR: 초기에는 0으로 세트됨)가 불연속 전송을 갖고 있는 소정의 사용자의 타임슬롯의 총 수를 카운트하기 위해 증가된다. 카운터(DTXCNTR)는 상술된 관계가 참이 아닐 때마다(0이 될 때까지)감소된다. 카운터(DTXCNTR)는 근래에 불연속 전송이 발생했는지를 결정하는데 사용되고 수렴을 가속화하는데 사용된다. FIR필터가 쇼트 텀 평균 신호(637:SMEAN)를 수정하는데 사용되는 정상 동작으로의 복귀는 상술된 관계가 참이 아닐 때 또한 발생한다.
이 자동 이득 제어(AGC) 회로의 다른 특징은 RF 신호 레벨에서의 큰 포지티브변경에 대한 민감성이다. RF신호 레벨이 쇼트 텀 평균 신호(637:SMEAN)가 고정된 양 INITTHR(통상 6㏈로 세트됨)만큼 롱 텀 평균(LMEAN)을 초과하도록 점프하거나 불연소 전송이 완료되면, 다음 2개의 관게들로 표시된 바와 같이,
또는
전체 자동 이득 제어(AGC)알고리즘은 현 신호 강도 지시자 샘플(RSSI:612)로서 쇼트 텀 평균 신호(SMEAN)를 갖고 있는 필터 스위치(620)에 의해 다시 초기화된다. 이것은 추적 라지 RF신호 레벨의 추적이 패딩 또는 이동 개시로 인해 변하지 않을 때, 또는 자동 이득 제어 알고리즘을 초기화하기 위한 신호 강도 히스토리가 없을 때 수렴을 가속화하기 위해 행해진다. 쇼트 텀 평균 신호(SMEAN)는 주로 적용 필터(640) 및 필터 계수 수정 알고리즘(645)에 의해 롱 텀 평균 추정에 사용된다. 적응 필터(640) 및 필터 계수 수정 알고리즘(645)은 롱 텀 평균 신호(642:LMEAN)를 계산하고 룩업 테이블(650)은 피드백 이득 제어 신호(246)를 생성하는데 사용된다. 이 피드백 이들 제어 신호(246)는 필터된 패딩 성분을 갖고 있는 추정된 신호 강도를 표시한다.
레일리 성분을 추적하지 않는 몇몇 이유가 있다는 것을 주지하자. 한 이유는 패딩 주파수가 고주파수이어서 신호 강고를 추정하거나, 패딩을 보상하기에 충분히 빠른 피드백 루프를 갖고 있는 자동 이득 제어를 제공할만한 고 레이트로 신호를 샘플하는데 유용하지 않다는 점이다. 또한, 다수의 수신기들은 때때로 채널 등화기와 협력하여, 각 타임슬릇에서 거의 모든 TDMA시스템들에 의해 전송된 동기워드들을 통해 패딩을 정정한다.
본 발명의 적응 필터(640)는 필터 계수 수정 알고리즘(641)에 의해 수정된 계수들을 갖고 있는 한 극 IIR필터인데, 여기서 k는 타임 인덱스이고 alpha 및 beta는 다음과 같이 적응 필터(640)의 계수를 변화시키는 시간이다.
이 알고리즘은 쇼트 텀 평균 신호(637)로부터 롱 텀 평균 신호(642)를 추출함으로써 계산된 에러 신호를 사용한다. 이러한 신호 값들이 발산함(에러 신호의 크기가 증가함)에 따라 계수들은 필터 극이 상술된 방식으로 유니트원의 원점에 가까이 이동하도록 조정된다. 예를 들어, 한 방법은 에러신호의 크기 ｜el(k)｜가 소정의 발산 임계값 DIVTHR보다 큰지 작은지에 따라 고정된 스텝 사이즈(CSTEP:예를 들어, 0.005)에 의해 계수 alpha(el(k),k)를 변경시키는 것이다.
다른 대안적인 방법은 계수들을 포함하는 룩업 테이블로 포인터를 증가 및 감소시키는 것이다.
발산은 적응 필터(640)가 롱 텀 평균 신호(642:LMEAN)의 이전 값 보다 무겁게 입력을 가중시키게 하고, 롱 텀 평균의 다음 값을 계산한다. 즉, 롱 텀 평균의 변화는 보다 쉽게 추적될 수 있다. 이것을 탐색하는 다른 방법은 IIR필터가 평균 추정을 새로운 샘플 보다 훨씬(exponentially) 작게 하는 옛 샘플들을 가중시키는 순차 지수(exponential) 평균기이다. 이 샘플들의 가중되는 정도는 필터 계수(또는 극이 0또는 1에 얼마나 가까운 가)에 따라 좌우된다. 적응 필터(640)의 극이 0에 가까울수록 이전 롱 텀 평균 신호 값에 대한 현 쇼트 텀 평균 신호를 더 무겁게 가중시켜서, 로그노말 패딩으로 인한 신호 강도 평균의 보다 큰 분산이 추적될 수 있다. 적응 필터(640)의 극은 원점에 너무 가깝게 가게 해서는 안되는데, 가까이 가게 되면, 추정이 강하, 즉 추정이 롱 텀 평균 신호(LMEAN)의 패딩 성분을 추적하기 시작하도록 하지 않아야만 한다. 또한, 적응 필터(640)의 극이 유니티(unity)에 가까운 상태로 유지되면, 롱 텀 평균 신호(LMEAN)를 강하시키는데, 그 이유는 롱 텀 평균 신호 강도 추정의 로그노말 패딩 성분의 분산을 추적하지 못하기 때문이아. 쇼트 텀 평균 신호(SMEAN) 및 롱 텀 평균 신호(LMEAN)가 서로 선정된 거리내에 머무는 각 연속 샘플, 적응 필터(640)의 극이 선정된 방식으로 1에 가까이 갈수록, 지수적으로 가중된 평균화 윈도우의 견고한 확장을 야기한다. 시스템을 동적(적응 가능)으로 유지하기 위해, 극은 또한 0이상의 소정의 고정 값보다 작게 되도록 하지 않는다. 결국, 롱 텀 평균 추정 신호(642)는 수신기 비선형성(nonlinearity) 및/또는 감쇠기 매핑을 위해 보상된 피드백 이득 제어 신호(246)를 생성하기 위해 룩업 테이블(650)에 적응된다.
제5도는 CDMA(code division multiple access)신호들에 관련된 본 발명의 한 실시예에서 사용된 번역 회로(107)를 도시한 블럭도이다. 이 번역 회로는 제1도에 도시된 디지털 번역기(107) 대신 사용될 것이고, 제2도에 도시된 것 대신 사용될 수도 있지만, 데시메이션 스테이지가 제거된다. 이 번역기 회로는 출력이 각 번역기 블럭으로의 동기 피드백 신호 입력을 생성하는 삽입기 블럭(303)으로의 피드백 신호 입력을 포함하는 선택 및 적분 블럭(304)이 수반되는 초기 번역기 블럭(300), 후기 번역기 블럭(302) 및 온-타임(추정)번역기 블럭(301)을 제공한다. 통과대역 동위상(113) 및 구형(112) 신호들은 초기 번역기 블럭(300), 후기 번역기 블럭(302) 및 온-타임 번역기 블럭(301)에 입력된다. 이 블럭들에서, 신호들은 기저대로 번역되고 제6도를 참조하여 후술된 바와 같이 수축된다. 신호들은 다음 방식으로, 동위상 의사 난수(PN) 시퀀스(401) 및 구형 의사 난수 시퀀스(402)로부터의 사인 정보 및 선정된 동위상 시퀀스(400) 및 선정된 구형 시퀀스(403)로부터의 사인 정보를 결합함으로써 동시에 번역되고 수축된다.
선정된 시퀀스들(400 및 403)은 번역 또는 주파수 시프트 시퀀스들일 수 있다.
사인 변경 디바이스(404 및 405)는 합성 사인 변경을 통과대역 동위상(113) 및 구형(112)신호들에 각각 적용한다. 일반적으로, 수축 시퀀스는 상이한 수의 의사 난수 칩 샘플들로 각 번역기 블럭에서 시프트 된다. 초기번역기 블럭(300)에서, 의사 난수 시퀀스는 1칩 샘플만큼 딜레이 되고, 후기번역기 블럭(302)에서 의사 난수 시퀀스는 온-타임번역기 블럭(301)의 의사 난수 시퀀스에 대하여 1칩 샘플식 앞으로 시프트된다. 칩은 의사 난수 시퀀스를 갖고 있는 신호를 확산함으로써 야기된 샘플들이다. (1칩 샘플=1/M칩인데, 여기서 M은 칩당 샘플들의 수이고 M=4인데, 그 이유는 fs=4fIF 및 fIF=칩 레이트(fCHIP)이기 때문이다). 의사 난수 시퀀스로의 전체 엔트리 포인트는 삽입기(303)로부터 각 번역기 블럭으로의 동기 피드백 신호에 의해 처리된다. 삽입기(303)는 선택/적분 블럭(304)으로부터의 피드백 신호에 따라 또는 필요한 수축향에 따라 의사 난수 엔트리 포인터를 어드밴스(advance) 또는 리타드(retard)하는 지를 결정한다.
수축은 심볼 칩을 구성하기 위해 집적되어야만 하는 의사 난수 칩들의 수(예를 들어, K)로 정의될수 있다. 예를 들어, IS-95규격에 따른 셀룰러 무선 기지국 수신기에 있어서, 4개의 의사 난수 칩들은 1왈쉬(Walsh) 심볼 칩(K=4)을 구성할 것이다. 예를 들어, IS-95 규격에 다른 이동국 수신기에 있어서, 64왈쉬 칩들은 1심볼을 구성할 것이다. 디지털 신호 프로세서를 표시하는 엔트리 포인터들은(DSP) 구현에 관한 것임을 주지하자. 하드웨어 구현에 있어서, 여분의 클럭 펄스(어드밴스) 또는 클럭 펄스 억제(리타드)는 의사 난수 발생기를 수정하는데 사용될 수 있다.
선택/적분 블럭(304)은 각 번역기 블럭으로부터 합성 기저대 수축 구형 및 동위상 신호들을 취하여 N칩들에 대해 적분하는데, 여기서 N은 수축 심볼 칩을 생산 하기 위해 K의사 난수 칩들을 취해진 샘플들의 수이다. 각 번역기 블럭으로부터의 합성 심볼 칩들의 크기들은 게산되어 삽입기(303)에 전송되는데, 그들은 이동 무선의 위치 변경으로 인해 의사 난수 동기 포인트가 변경하는데 걸리는 시간 보다 적은 그룹 딜레이로 저주파 통과 필터된다.
삽입기(303)에서, 이러한 필터된 크기들은 1의사 난수 칩 샘플씩 어드밴스할 것인지 또는 리타드할 것인지를 결정하기 위해 비교된다. 통상 삽입기(303)는 동기 피드백 신호를 통해 K주기(샘플 간격)동안 소정의 의사 난수 칩을 포인트하고, 그 후 다음 의사 난수 칩으로의포인터를 어드밴스 한다. 또한, 초기 번역기의 필터된 크기가 가장 크면, 동기 피드백 신호는 3개의 모든 번역기들의 포인터들이 한 칩 샘플씩 리타드 되게 한다. 온-타임번역기의 필터된 크기가 가장 크면, 동기 피드백 신호는 엔트리 포인터들을 변경되지 않은 채로 나둔다. 후기번역기의 필터된 크기가 가장 크면, 동기 피드백 신호는 엔트리 포인터들이 한 칩 샘플씩 어드밴스 되게 한다.
CDMA번역 프로시져는 보다 많은 칩 샘플들이 커버될 수 있도록 초기 및 후기 번역기 블럭들의 수를 증가시킴으로써 향상될 수 있다. 보다 많은 칩 샘플들을 대응하는 필터된 크기들 사이의 삽입은 동기 피드백 신호(어드밴스/리타드 결정)의 정확성을 향상시킬 것이다. 온-타임 번역기 블럭으로부터의 기저대 집적(수축) 구형 및 동위상 신호가 제5도에 도시된 바와 같이 기저대 수축 구형(116) 및 동위상 신호(117)로서 선택/적분 블럭(304)에 의해 출력된다.
제6도는 본 발명의 다른 CDMA실시예들의 번역기 회로 또는 제1도, 제2도 또는 제5도의 번역기 회로를 상세히 도시한 블럭도이다. 통과대역 구형 및 동위상 입력들(112 및 113)은 사인 변경 디바이스들(405 및 404)로의 입력들로서 도시된다. 사인 변경 디바이스들은 번역을 위한 선정된 시퀀스를 포함하는 원형 버퍼들(403 및 400)로부터 현 사인 정보와 함께 공급된다. 그 후 원형 버퍼들(403 및 400)로부터의 사인 정보는 대응하는 의사 난수 시퀀스(402 또는 401)로부터 획득된 사인 정보에 의해 수정된다. 또한 적용될 적합한 의사 난수 시퀀스 사인 비트의 선택을 위한 어드밴스/리타드 신호의 애플리케이션이 도시되어 있다. 어드밴스/리타드 신호는 제5도의 에로, 삽입기(303)로부터 제공될 수 있다.
CDMA(code division multiple access) 신호의 의사 노이즈(PN) 수축의 다른 실시예가 다음과 같이 또한 구현될 수 있다. 제6도에 대한 상술된 설명은 분리된 실제 동작들이 동위상 및 구형 신호들을 의사 노이즈 수축하는데 사용될 수 있다고 가정한다. 이것은 가우스 채널 또는 신호의 임의 위상 시프트를 야기하지 않는 채널을 사용할 때만 적용될 수 있다. 보다 실재적인 채널(예를 들어, R.F. 채널)에 있어서, 복합 동작은 신호를 수축하는데 필요한다. 예를 들어, IS-95 규격은 의사 노이즈 시퀀스의 복합 공액에 의해 수축될 필요가 있어서, 복합 수학 연산이 수행될 필요가 있다. 복합 의사 난수 시퀀스는 복합 수, 즉, a+jb로 표시될 수 있는 동위상 및 구형 의사 난수 시퀀스에 의해 형성된다.
수신된 신호에 적용된(0내지 1 및 1내지 -1로의 논리적인 산술 매핑 후에) 의사 난수 시퀀스의 복합 확산은 한 세트의 4개의 복합 값들(1+j1,-1+j1,-1-j1,1-j1)중 한 값을 취한다. 송신 전에 정보 사인을 확산하는데 사용된 송신 의사 난수 시퀀스는 수신기에서 사용된 복합 의사 난수 시퀀스(예를 들어, 제6도의 시퀀스들(402 및 401))로부터 발생된다. 송신 의사 난수 시퀀스는 복합 의사 난수 시퀀스의 구형 성분(예를 들어, 402)을 단순히 부정함(즉, 논리적으로 인버트함)으로써 발생된다.
이 간단한 수학 연산이 가능한데 그 이유는 의사 난수 시퀀스가 복조 프로세스에 영향을 주지 않고 일정하지만 임의의 복합 위상 회전에 의해 회전될 수 있기 때문이다. 회전은 +π/4로 선택되어 의사 난수 시퀀스가 한 집합의 4개의 복합값들(1+j0,0+j1,-1+j0,0-j1)로부터 취할 수 있는 가능한 값들을 매핑할 수 있다. 코우히어런트 시스템에서만 회전이 추가적인 동작들을 야기하기 않고 결정 경계를 수정하는 만큼 간단할 수 있는 복조 프로세스에서 가산되어야만 할 것이다.
디지털 하향 주파수 변환 및 구형 의사 난수 수축을 둘 다 실행하는 수신기에서, 하향 주파수 변환기 및 수축기는 제6도에 상술된 디바이스와 다른 효율적인 복합 디바이스를 형성하기 위해 결합될 수 있다. 이 디바이스는 의사 난수 시퀀스 및 선정된 시퀀스들이 디코딩 블럭으로의 입력으로서 동작할 수 있다는 점에서 다르다. 디코딩 블럭은 룩업 테이블 또는 단순한 논리적인 함수 최소화에 의해 구현될 수 있다. 디코딩 블럭의 출력은 예를 들어, 제1도의 선택기(106)의 동작을 제어한다. 이러한 제어는 언제 동위상 및 구형 샘플들을 교환할 지를 결정한다. 게다가 디코딩 블럭의 출력은 예를 들어, 제1도의 사인 변경 디바이스들(125 및 135), 제3도의(225 및 235), 제6도의(405 및 404)의 동작을 제어한다. 이렇게 구현된 신호들은 다음 테이블로 요약된다.
일반적으로, 본 발명은 디지털 신호들의 하향 주파수 변환 및 구형 복조를 위한 방법 및 장치를 제공한다. 이것은 4/T㎐의 샘플링 레이트로 동작하는 단일 아날로그-디지털 변환기에 의해 달성된다(T는 변조 체계 심볼 간격). 아날로그-디지털 변환기는 1/T㎐로 집중된 실수 값 통과대역 변조된 파형을 샘플한다. 샘플된 데이터 스트림은 고유 신호의 상부 주파수 측파대를 포함하는 분석 통과대역 신호를 획득하기 위해 힐버트 변환기(위상 스플리터)를 통과한다. 힐버트 변환기의 구형 부분은 4개의 분리 논 제로 탭들을 갖고 있는 필터이고, 변환기의 동위상 또는 실수부는 단지 딜레이다. 힐버트 변환기에 수반되는 하향 주파수 변환 프로세스는 최종 IF주파수 및 샘플링 주파수 관계 fs=4fIF로 인해 복합 프로세스 exp(-jπk/2)에 의한 곱셈을 필요로 한다. 프로세스는 선택기, 및 기저대 동위상 및 구형 신호 성분 샘플들을 획득하기 위해 배수x하고 통과대역 동위상 및 구형 신호 성분 샘플들의 사인 변경을 다중 송신하고 실행하는 디지털 번역기 회로에 의한 곱셈 없이 효율적으로 실행된다. DC추정 및 제거가 AGC뿐만 아니라 이 프로세스와 동시에 또는 이 프로세스 후에 실행된다. 이 방법 및 장치에 있어서, 사실상 디지털 하향 주파수 변환기는 동위상 및 구형 성분들을 각각 디지털화하지 않고 획득될 수 있고, 상기 하향 주파수 변환기 회로는 계산적으로 효율적인 방식으로 몇몇 수신기(DC제거) 및 채널 손상(패딩 거절을 갖고 있는 AGC)을 제거 또는 보상할 수 있는 능력으로 실행된다. DC추정회로들은 또한 매우 작은 산술 연산들을 필요로 하도록 계산적으로 효율적이게 디자인된다.
본 발명이 상술된 설명 및 도면에서 기술되고 도시되었더라고, 일례로 든 설명들이 본 발명의 범위에 속하는 한에서 본 기술 분야에 숙련된 자들에 의해 다양하게 변경 및 수정될 수 있다는 것을 알 수 있다. 예를 들어, DC추정의 상이한 형식들은 다양한 TDMA 및 CDMA실시예들을 포함하는 본 발명의 소정의 실시예들에 적용될 수 있다. 게다가, 본 발명은 데시메이커의 유무에 상관없이 제공될 수 있다. CDMA시스템에서 상이한 타입의 의사 난수 수축이 또한 가능하다. 상이한 자동 이득 제어(AGC) 회로들은 TDMA 또는 CDMA시스템에도 또한 적용될 수 있다. 또한, 하향 주파수 변환기는 데시메이터의 유무에 상관없이 구현될 수 있다.

Claims (10)

  1. 중간 주파수 신호를 수신하고 디지털 신호를 샘플링 레이트로 제공하기 위해 동작적으로 결합된 아날로그-디지털 변환기; 디지털 신호의 통과대역 구형 성분을 제공하기 위해 상기 아날로그-디지털 변환기에 동작적으로 결합된 힐버트 변환 네트워크; 디지털 신호의 통과대역 동위상 성분을 제공하기 위해 상기 아날로그-디지털 변환기에 동작적으로 결합된 딜레이 소자; 및 기저대 구형 신호 및 기저대 동위상 신호를 제공하도록 적어도 하나의 선정된 패턴에 따라 통과대역 구형 및 통과대역 동위상 성분들을 변경시키기 위해 상기 힐버트 변환 네트워크 및 상기 딜레이 소자에 동작적으로 결합된 디지털 번역기를 포함하는 것을 특징으로 하는 하향 주파수 변환기.
  2. 제1항에 있어서, 통과대역 구형 성분 및 통과대역 동위상 성분의 선택된 성분들을 상기 디지털 번역기에 제공하도록 통과대역 구형 성분 및 통과대역 동위상 성분들을 교대로 선택하기 위해 상기 힐버트 변환 네트워크 및 상기 딜레이 소자에 동작적으로 결합된 선택기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 하향 주파수 변환기.
  3. 제2항에 있어서, 상기 디지털 번역기는 상기 선택기로부터 상기 선택된 통과대역 구형 성분들을 수신하기 위해 또한 상기 기저대 구형 신호를 제공하도록 제1선정된 패턴에 따라 상기 선택된 통과대역 구형 성분들을 변경하기 위해 동작적으로 결합된 구형 번역기; 및 상기 선택기로부터 상기 선택된 통과대역 동위상 성분들을 수신하기 위해 또한 상기 기저대 동위상 신호를 제공하도록 제2선정된 패턴에 따라 상기 통과대역 동위상 성분들을 변경하기 위해 동작적으로 결합된 동위상 번역기를 포함하는 것을 특징으로 하는 하향 주파수 변환기.
  4. 제1항에 있어서, 상기 아날로그-디지털 변환기로부터 디지털 신호를 수신하고 상기 변환 네트워크 및 상기 딜레이 소자에 디지털 신호를 교대로 제공하기 위해 동작적으로 결합된 데시메이터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 하향 주파수 변환기.
  5. 제4항에 있어서, 상기 디지털 번역기는 상기 기저대 구형 신호를 제공하도록 제1선정된 패턴에 따라 상기 통과대역 구형 성분들을 변경하기 위해 상기 힐버트 변환 네트워크에 동작적으로 결합된 구형 번역기; 및 상기 기저대 동위상 신호를 제공하도록 제2선정된 패턴에 따라 상기 통과대역 동위상 성분들을 변경하기 위해 상기 딜레이 소자에 동작적으로 결합된 동위상 번역기를 포함하는 것을 특징으로 하는 하향 주파수 변환기.
  6. 제1항에 있어서, 상기 디지털 번역기는 기저대 구형 신호 및 기저대 동위상 신호를 제공하도록 선정된 패턴 및 의사 난수 시퀀스에 따라 통과대역 구형 및 통과대역 동위상 성분들을 변경하기 위해 상기 변환 네트워크 및 상기 딜레이 소자에 동작적으로 결합된 의사 난수 시퀀스 복조기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 하향 주파수 변환기.
  7. 제1항에 있어서, 초기 기저대 구형 신호 및 초기 기저대 동위상 신호를 제공하도록 선정된 패턴에 따라 통과대역 구형 및 통과대역 동위상 성분들을 변경하기 위해 상기 힐버트 변환 네트워크 및 상기 딜레이 소자에 동작적으로 결합된 초기 번역기; 후기 기저대 구형 신호 및 후기 기저대 동위상 신호를 제공하도록 선정된 패턴에 따라 통과대역 구형 및 통과대역 동위상 성분들을 변경하기 위해 상기 힐버트 변환 네트워크 및 상기 딜레이 소자에 동작적으로 결합된 후기 번역기; 및 상기 초기 번역기에 동작적으로 결합된 선택기를 더 포함하는데, 상기 후기 번역기 및 상기 디지털 번역기는 선택된 신호들의 품질에 따라 상기 초기, 후기 및 디지털 번역기들 중 한 번역기로부터 기저대 구형 신호 및 기저대 동위상 신호를 선택하는 것을 특징으로 하는 하향 주파수 변환기.
  8. 제1항에 있어서, 상기 성분들은 이진수들로 구성되고, 상기 디지털 번역기는 선정된 패턴에 따라 이진수들의 사인을 변경하는 것을 특징으로 하는 하향 주파수 변환기.
  9. 제1항에 있어서, 기저대 구형 신호 및 기저대 동위상 신호로부터 실제로 DC를 제거하기 위해 동작적으로 결합된 DC추정기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 하향 주파수 변환기.
  10. 신호를 하향 주파수 변환하기 위한 방법에 있어서, (a)디지털 신호를 생성하기 위해 샘플링 레이트로 중간 주파수 신호를 샘플링하는 단계; (b)통과대역 구형 성분을 생성하기 위해 디지털 신호를 변환하는 단계; (c)통과대역 동위상 성분을 생성하기 위해 디지털 신호를 딜레이하는 단계; 및 (d)기저대 구형 신호 및 기저대 동위상 신호를 제공하도록 적어도 하나의 선정된 패턴에 따라 통과대역 구형 및 통과대역 동위상 성분들을 변경하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호의 하향 주파수 변환 방법.
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