JP4183683B2 - タイミングジッタの小さいアーリーレイト同期装置 - Google Patents
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Description
ここで、uk={−1,+1}は伝送されるチップ系列であり、h(t)は等価レイズド・コサイン(RC)フィルターのインパルス応答であり次式で示される。
この信号y(t)の片側のバンド幅は
に等しく、ここでαはRRC整形フィルターのロールオフである。
となり、ここでKは1より大きい整数である。
を推定し、次にその時間に対応したy(t)の値を計算又は概算しなければならない。それから、この値
は、次の信号処理のために同期化ユニットの出力に与えられる。
もちろん、さらに複雑な補間方法(例えば放物線、3次式)を用いたり、又は補間器の分解能を上げる(すなわちKを大きくする)ことにより、最適なサンプリング時間に対応した受信信号の推定をさらに正確にすることもできる。
なり得る。
アーリーサンプル:最適なサンプリング時間に先行するサンプルである。アーリーサンプルは、同位相及び直角位相の成分についてそれぞれeI(k)及びeQ(k)で示される。
ミドルサンプル:タイミング誤差の不存在下において、最適サンプルに対応するサンプルか又は受信インパルスh(t)のピークに同等に対応するサンプルである。ミドルサンプルは、同位相及び直角位相の成分についてそれぞれmI(k)及びmQ(k)で示される。
レイトサンプル:最適なサンプリング時間に対して遅延したサンプルである。レイトサンプルは、同位相及び直角位相の成分についてそれぞれlI(k)及びlQ(k)で示される。所与のチップのレイトサンプルはまた、次のチップのアーリーサンプルである。
全なタイミング同期を達成したならば、アーリーサンプルとレイトサンプルのエネルギーが同一であることが分かる。
完全なタイミング同期⇒εm=mI 2(k)+mQ 2(k)=最大
完全なタイミング同期⇒εe=eI 2(k)+eQ 2(k)=εl=lI 2(k)+lQ 2(k)
ここで、εe、εm、εlはそれぞれアーリーサンプル、ミドルサンプル及びレイトサンプルのエネルギーである。
ξ(k div SF)=E(k div SF)−L(k div SF)
合について図8及び9に示すように、3つのデジタル補間器を用いることにある。
多くを必要とする基地局受信器の場合には特に、チップ面積の点で悪い影響を与える。基地局の各レーキフィンガーは6つの補間器を必要とする。すなわち、両方の信号成分(I及びQ)に対してアーリー、ミドル及びレイトの6つである。また、各々がNf=8フィンガーを有する64の異なるレーキ受信器を備えたUMTS基地局を例として考えると、これらの数から、複雑さの低減された補間器を使用することは顕著に有利であることが明らかである。
F.M.Gardner,「Interpolation in digital modems - Part I:Fundamentals」,IEEE Trans.Communications,vol.41,pp.502-508、1993年3月又はL.Erup,F.M.Gardner,「Interpolation in digital modems - Part II:Implementation and Performance」 John G.Proakis,「Digital Communications」,第3版,McGraw−Hill,ニューヨーク,1995年 R.De Gaudenzi,M.Luise,「A Digital Chip Timing Recovery Loop for Band-Limited Direct-Sequence Spread-Spectrum Signals」,IEEE Trans.On Communications,vol.41,No.11,1993年11月
出願人は、誤差信号ξから直接導出されるミドル補間器の制御信号を適切にフィルタリングすることにより、該補間器のタイミングジッタを顕著に低減できることを見出した。このため、本デバイスの補間ユニットは、ミドル補間器の制御信号を平滑にする非線形フィルターを備え、この効果が誤差信号の大きさ(絶対値)の実際の低減により発生するときにのみ、制御信号の更新操作を可能とする。逆の場合、時間nでの誤差信号の絶対値が時間n-1での誤差信号の絶対値以上であるときは、制御信号の変更は望ましくないジッタに起因しているので、制御信号の前の値に保つのがより好都合であるとみなされる。
- 入力スペクトル拡散信号のうち複数の連続したサンプルE-1,E,M,L,L+1を記憶するための遅延線56;
- 連続したサンプル間の補間により最適なサンプリング時間に先行する補間アーリーサンプル(e)を求めるための第1のデジタル制御補間器26;
- 連続したサンプル間の補間により最適なサンプリング時間に対応する補間ミドルサンプル(m)を求めるための第2のデジタル制御補間器24;
- 連続したサンプル間の補間により最適なサンプリング時間より遅延した補間レイトサンプル(l)を求めるための第3のデジタル制御補間器28;
- 前記補間アーリーサンプル(e)に逆拡散及び積分及びダンプ操作を行う第1の相関器32、及び前記補間レイトサンプル(l)に前記と同じ操作を行う第2の相関器30であって;これら2つの相関器の出力は、逆拡散されたシンボルのエネルギーを得かつ伝搬チャンネルにより導入されたデータ系列の変調及び位相回転を除去するために二乗され;最後に、誤差信号ξが、これら2つの相関器出力の差をとることにより計算される、前記第1及び第2の相関器;
- 一定数のシンボルについて誤差信号ξを平均するためのローパスフィルター22;
- 誤差信号ξの符号を抽出するための回路23;
- 内部レジスタ中に誤差信号ξの符号を累積し、制御信号SE,SM,SLを生成し、第1デジタル制御補間器26、第2デジタル制御補間器24及び第3デジタル制御補間器28の補間位相を制御するための制御信号発生器66;
- 前記第2のデジタル制御補間器24の制御信号SMを平滑化するデジタル非線形フィルター68、
を備える。
,yM,yL,SEL)である。
また、制御信号発生器66は、アーリーサンプル、ミドルサンプル及びレイトサンプルの3つの補間器それぞれに対する制御信号SE、SM及びSLを出力として与える。これらの制御信号は、同位相及び直角位相成分の補間器の両方に対して同じである。
SM(−1)=0
SM(n)=SM(n−1)+sign(ξ)
[SM(n)>4]ならば、SM(n)=4
[SM(n)<−4]ならば、SM(n)=−4
ここで関数
は、引数を最も近い下位整数に近似する。
フィルター68は、ミドル補間器24の制御信号SMを平滑にする非線形フィルターである。タイミングジッタは、時間nでの誤差信号ξ(n)の絶対値が時間n-1での誤差信号ξ(n-1)の絶対値より小さいときにのみ、制御信号SOUT、を更新すること、すなわちミドル補間器の位置を更新することにより除去される。このことは、この効果が誤差信号の大きさ(絶対値)の実際の低減により発生するときにのみ、ミドルサンプル(レーキフィンガーに供給)上に作用する補間器の位置を変えるのが好都合であるという事実に基づく。逆の場合、時間nでの誤差信号ξ(n)の絶対値が時間n-1での誤差信号ξ(n-1)の絶対値以上であるときは、制御信号SOUT(n)の変更は、望ましくないジッタに起因しているので、制御信号の前の値SOUT(n-1)を保つのがより好都合であるとみなす。
ブロック74により、レジスタ72に記憶された前の誤差<ξ(n−1)>の絶対値と比較される。<ξ(n)>のモジュールが<ξ(n−1)>のモジュールより小さいならば、ミドル補間器の位置が、デジタルフィルター68の出力SOUT(n)をSM(n)の値に設定することにより更新され、そうでなければ、前の出力値SOUT(n−1)が保持される。
TB=TC・SFDPCCH
により与えられる。
- 入力スペクトル拡散信号における複数の連続したサンプルE−1,E,M,L,L+1を遅延線56に記憶するステップ;
- 第1のデジタル制御補間器26を用い、入力スペクトル拡散信号のうちの連続したサンプル間の補間により、最適なサンプリング時間に先行する補間アーリーサンプル(e)を求めるステップ;
- 第2のデジタル制御補間器24を用い、入力スペクトル拡散信号のうちの連続したサンプル間の補間により、最適なサンプリング時間に対応する補間ミドルサンプル(m)を求めるステップ;
- 第3のデジタル制御補間器28を用い、入力スペクトル拡散信号のうちの連続したサンプル間の補間により、最適なサンプリング時間より遅延した補間レイトサンプル(l)を求めるステップ;
- 前記補間アーリーサンプル(e)と前記補間レイトサンプル(l)から計算されるシンボルのエネルギー差として誤差信号ξを計算するステップ;
- 誤差信号ξから、第2のデジタル制御補間器24の補間位相を制御するための制御信号SOUTを生成するステップ
を含む。
- ブロック66により誤差信号ξの符号を抽出するステップ;
- 誤差信号ξの符号を累積して中間の制御信号SMを生成するステップ;
- ブロック70により時間nでの誤差信号ξの絶対値|ξ|を計算するステップ;
- 時間nでの誤差信号ξの絶対値|ξ(n)|を前の時間n-1での誤差信号ξの絶対値|ξ(n−1)|と比較するステップ;
- 時間nでの誤差信号の絶対値|ξ(n)|が時間n-1での同じ誤差信号の絶対値|ξ(n−1)|より小さいならば、制御信号SOUTを中間の制御信号SMの値に更新し、そうでなければ、制御信号SOUTの値を変えずに維持するステップ、
を含む。
- 誤差信号ξの絶対値|ξ(n−1)|を第1のレジスタ72に記憶し、少なくとも誤差信号ξの新しい絶対値|ξ(n)|が計算されるまではこの絶対値|ξ(n−1)|をレジスタ72に維持するステップ;
- 誤差信号ξの新しい絶対値|ξ(n)|をレジスタ72に記憶された絶対値|ξ(n−1)|と比較し、前に記憶された絶対値|ξ(n−1)|に上書きして新しい絶対値|ξ(n)|をレジスタ72に記憶するステップ、
を含む。
- 前の出力信号の値SOUT(n-1)を第2のレジスタ78に記憶し、その値を、少なくとも中間制御信号SMの新しい値が計算されるまではレジスタ78に維持するステップ;
- 時間tでの誤差信号の絶対値|ξ|が時間t-1での同じ誤差信号の絶対値|ξ(n−1)|より小さいならば、中間制御信号SMの新しい値によりレジスタ78に記憶された前の出力信号の値SOUT(n-1)を上書きし、そうでなければ、レジスタ78に記憶された値を変えずに維持するステップ、
を含む。
22 ローパスフィルター
23 符号抽出回路
24 第2デジタル制御補間器
26 第1デジタル制御補間器
28 第3デジタル制御補間器
30 第2相関器
32 第1相関器
36 レーキフィンガー
56 遅延線
66 制御信号発生器
68 デジタルフィルター
Claims (8)
- 入力スペクトル拡散信号とローカルで生成された符号との間の精密な整列を維持する符号トラッキング操作を含んだデジタル電気通信受信器の精密同期化方法であって、
- 前記入力スペクトル拡散信号における複数の連続したサンプル(E−1,E,M,L,L+1)を遅延線(56)に記憶するステップ;
- 第1のデジタル制御補間器(26)を用い、前記入力スペクトル拡散信号のうちの連続したサンプル間の補間により、最適なサンプリング時間に先行する補間アーリーサンプル(e)を求めるステップ;
- 第2のデジタル制御補間器(24)を用い、前記入力スペクトル拡散信号のうちの連続したサンプル間の補間により、前記最適なサンプリング時間に対応する補間ミドルサンプル(m)を求めるステップ;
- 第3のデジタル制御補間器(28)を用い、前記入力スペクトル拡散信号のうちの連続したサンプル間の補間により、前記最適なサンプリング時間より遅延した補間レイトサンプル(l)を求めるステップ;
- 前記補間アーリーサンプル(e)及び前記補間レイトサンプル(l)から計算されるシンボルのエネルギー差として誤差信号(ξ)を計算するステップ;
- 前記誤差信号(ξ)から、前記第2のデジタル制御補間器(24)の補間位相を制御するための制御信号(SOUT)を生成するステップ;
を含み、前記制御信号(SOUT)を生成するステップが、
- 前記誤差信号(ξ)の符号を抽出するステップ;
- 前記誤差信号(ξ)の前記符号を累積して中間の制御信号(SM)を生成するステップ;
- 時間nでの前記誤差信号(ξ)の絶対値|ξ|を計算するステップ;
- 前記時間nでの前記誤差信号(ξ)の前記絶対値(|ξ(n)|)を前の時間n-1での前記誤差信号(ξ)の絶対値(|ξ(n−1)|)と比較するステップ;
- 時間nでの前記誤差信号の絶対値(|ξ(n)|)が時間n-1での同じ誤差信号の絶対値(|ξ(n−1)|)より小さいならば、前記制御信号(SOUT)を前記中間の制御信号(SM)の値に更新し、そうでなければ、前記制御信号(SOUT)の値を変えずに維持するステップ、
を含むことを特徴とする方法。 - 前記誤差信号(ξ)の前記符号を累積する前記ステップにおいて、累積された値が正の飽和値+4と負の飽和値−4を有することが規定される、請求項1に記載の方法。
- 前記誤差信号(ξ)の前記絶対値(|ξ(n)|)を比較する前記ステップが、
- 前記誤差信号(ξ)の絶対値(|ξ(n−1)|)を第1のレジスタ(72)に記憶し、前記絶対値(|ξ(n−1)|)を、少なくとも前記誤差信号(ξ)の新しい絶対値(|ξ(n)|)が計算されるまでは前記レジスタ(72)に維持するステップ;
- 前記誤差信号(ξ)の前記新しい絶対値(|ξ(n)|)を前記第1のレジスタ(72)に記憶された絶対値(|ξ(n−1)|)と比較し、前に記憶された絶対値(|ξ(n−1)|)に上書きして前記新しい絶対値(|ξ(n)|)を前記第1のレジスタ(72)に記憶するステップ、
を含む請求項1に記載の方法。 - 前記制御信号(SOUT)を更新する前記ステップが、
- 前の制御信号の値(SOUT(n-1))を第2のレジスタ(78)に記憶し、この値を、少なくとも前記中間の制御信号(SM)の新しい値が計算されるまでは前記第2のレジスタ(78)に維持するステップ;
- 時間tでの前記誤差信号の絶対値(|ξ(n)|)が時間t-1での同じ誤差信号の絶対
値(|ξ(n−1)|)より小さいならば、前記中間の制御信号(SM)の新しい値により前記第2のレジスタ(78)に記憶された前記制御信号(SOUT(n))の値に上書きし、そうでなければ、前記第2のレジスタ(78)に記憶された値を変えずに維持するステップ、
を含む請求項1に記載の方法。 - 入力スペクトル拡散信号とローカルで生成された符号との間の精密な整列を維持するためのデバイスを備えたデジタル通信受信器であって、該デバイスは、
- 前記入力スペクトル拡散信号のうち複数の連続したサンプル(E-1,E,M,L,L+1)を記憶するための遅延線(56);
- 前記遅延線(56)に記憶された連続したサンプル間の補間により、最適なサンプリング時間に先行する補間アーリーサンプル(e)を求めるための第1のデジタル制御補間器(26);
- 前記遅延線(56)に記憶された連続したサンプル間の補間により、前記最適なサンプリング時間に対応する補間ミドルサンプル(m)を求めるための第2のデジタル制御補間器(24);
- 前記遅延線(56)に記憶された連続したサンプル間の補間により、前記最適なサンプリング時間より遅延した補間レイトサンプル(l)を求めるための第3のデジタル制御補間器(28);
- 前記補間アーリーサンプル(e)と前記補間レイトサンプル(l)から計算されるシンボルのエネルギー差として誤差信号(ξ)を計算するための少なくとも1つの相関器(30、32、22);
- 前記第2のデジタル制御補間器24の補間位相を制御するための制御信号(SOUT)を生成する回路;
を備え、制御信号(SOUT)を生成する前記回路が、
- 前記誤差信号(ξ)の符号を抽出する回路(23);
- 前記誤差信号(ξ)の前記符号をレジスタに累積して中間の制御信号(SM)を生成する回路(66);
- 時間nでの前記誤差信号(ξ)の絶対値(|ξ(n)|)を計算する回路(70);
- 前期時間nでの前記誤差信号(ξ)の前記絶対値(|ξ(n)|)を前の時間n-1での前記誤差信号(ξ)の絶対値(|ξ(n−1)|)と比較する少なくとも1つの比較器(72、74);
- 時間nでの前記誤差信号の絶対値(|ξ(n)|)が時間n-1での同じ誤差信号の絶対値(|ξ(n−1)|)よりも小さいならば、前記制御信号(SOUT)を前記中間の制御信号(SM)の値に更新し、そうでなければ、前記制御信号(SOUT)の値を変えずに維持する制御可能スイッチ(76、78)、
を備えることを特徴とするデジタル通信受信器。 - 前記誤差信号(ξ)の符号が累積される前記レジスタが、正の飽和値+4と負の飽和値−4を有する、請求項5に記載のデジタル通信受信器。
- 前記誤差信号(ξ)の前記絶対値(|ξ(n)|)を比較する前記少なくとも1つの比較器(72、74)が、
- 時間n-1での前記誤差信号(ξ)の絶対値(|ξ(n−1)|)を記憶し、その絶対値(|ξ(n−1)|)を、少なくとも前記誤差信号(ξ)の新しい絶対値(|ξ(n)|)が計算されるまでは前記レジスタ(72)に維持する第1のレジスタ(72);
- 前記誤差信号(ξ)の前記新しい絶対値(|ξ(n)|)を前記第1のレジスタ(72)に記憶された絶対値(|ξ(n−1)|)と比較し、前記新しい絶対値(|ξ(n)|)が前記前に記憶された絶対値(|ξ(n−1)|)よりも小さいか否かを示す信号(COUT)を発生する比較器(74)、
を備える、請求項5に記載のデジタル通信受信器。 - 前記制御信号(SOUT)を更新するための前記制御可能スイッチ(76、78)が、
- 前の制御信号の値(SOUT(n-1))を記憶し、その値を、少なくとも前記中間の制御信号(SM)の新しい値が計算されるまでは前記レジスタ(78)に維持する第2のレジスタ(78);
- 前記比較器(74)により発生された信号(COUT)により制御されるスイッチ(76)であって、前記新しい絶対値(|ξ(n)|)が前記前に記憶された絶対値(|ξ(n−1)|)よりも小さいならば、前記第2のレジスタ(78)に前記制御信号の新しい値(SOUT(n))を記憶し、その条件が確認されないならば、同レジスタ(78)に記憶された値を変えずにおく前記スイッチ(76)、
を備える、請求項7に記載のデジタル通信受信器。
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