JPH08506470A - マルチフェーズ成分のダウンコンバージョンのための方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明はマルチフェーズ変調信号をダウンコンバートするダウンコンバータ方法および装置を提供する。該ダウンコンバータは直角位相受信機のようなマルチフェーズ受信機において実施できる。アナログ−デジタル変換器（１０３）が中間周波信号をあるサンプリングレートでデジタル信号に変換する。ヒルバート変換フィルタ（１０４）および遅延要素（１０５）が並列に接続され前記デジタル信号のそれぞれパスバンド直角位相成分および同相成分を提供する。デジタルトランスレータ（１０７）が所定のパターンに基づきパスバンド直角位相成分および同相成分を変えることによりベースバンド直角位相信号およびベースバンド同相信号を提供する。デジタルトランスレータ（１０７）は符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）信号を復調するための擬似ランダムシーケンス復調器とすることができる。種々のタイプのＤＣエスティメーションもまた自動利得制御に加えて設けることができる。

Description

【発明の詳細な説明】 マルチフェーズ成分のダウンコンバージョンのための 方法および装置 発明の背景 １．発明の技術分野 本発明はデジタルダウンコンバージョンに関し、かつ、より特定的には、マル チフェーズ成分のダウンコンバージョンのための方法および装置に関する。 ２．関連技術の説明 無線送信システムにおいては、送信機はデジタルデータからデジタルシンボル を発生しかつそのようなシンボルを受信機の利益のために送信する。チャネルは 無線または有線とすることができる。もしチャネルが無線周波（ＲＦ）無線チャ ネルであれば、受信機で受信する前に信号に時間的散乱（ｔｉｍｅ ｄｉｓｐｅ ｒｓｉｏｎ）が導入され得る。フェーディング、同一チャネルおよび隣接チャネ ル妨害およびノイズもまた信号に導入され得る。 送信機はデジタルシンボルＳ（ｎ）のような出力を発生する。受信された信号 はろ波されかつサンプルされて受信デジタル信号ｙ（ｎ）を生成し、これは復調 器（例えば、 チャネルイコライザ）に送られる。信号の直交（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）表現が 望まれる任意のタイプの信号変調（例えば、ＦＭ，ＱＰＳＫ，ＯＱＰＳＫ，π／ ４−ＤＱＰＳＫ，ＧＭＳＫ，ＤＳ−ＣＤＭＡ）に対して、受信機において直交ダ ウンコンバージョンを提供しかつ受信機およびチャネルによって引起こされる信 号の損傷の除去を行うことが必要である。 ＴＤＭＡ（時分割多元接続）無線送信は別個のタイムスロット１〜Ｎによる時 分割（ｔｉｍｅ−ｓｈａｒｅｄ）送信である。ＴＤＭＡ無線送信は単一の周波数 キャリアによって行うことができる。同期シーケンスＳＯおよび送信されるべき 情報を有するデータシーケンスＤＯを含む、異なる信号シーケンスＳＳがおのお ののタイムスロットで送信できる。前に述べたシンボルＳ（ｎ）は、例えば、Ｑ ＰＳＫ符号によって符号化できるが、前記信号シーケンスＳＳは２進信号を含ん でいる。ＩおよびＱで表される軸を有する、複素数平面において、前記シンボル Ｓ（ｎ）の４つの可能な値がおのおのの象限に２進数００，０１，１０または１ １をもってマーク付けられる。 スペクトル拡散ＤＳ−ＣＤＭＡ（ダイレクトシーケンス−符号分割多元接続： Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ−Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐ ｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）無線送信システムはおのおののユーザの信号シーケンスＳ Ｓｉを擬似ノイズ（ＰＮ）シーケンスＰＮｉ＊ （＊は複素共役を示す）によって拡散することによりすべてのユーザに対し同時 にかつ同じチャネル周波数によって送信する。各ユーザの信号シーケンスは、お のおのの信号が対応する同期ＰＮシーケンス、ＰＮｉ、を使用することにより受 信機において独自的に逆拡散（ｄｅｓｐｒｅａｄ）することができ、一方同時に 他のユーザの信号（妨害）を低減しそれによって信号品質が損傷されないように 拡散される。ＰＮシーケンスに加えて、あるいはＰＮシーケンスに代えて、ウォ ルシュシーケンス（Ｗａｌｓｈ ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ）からなる信号セットを使 用してさらにユーザの信号の間を弁別（拡散および逆拡散）することができ、こ れについては、例えば、デュアルモード広帯域スペクトル拡散セルラシステム（ Ｄｕａｌ−Ｍｏｄｅ Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｃ ｅｌｌｕｌａｒ Ｓｙｓｔｅｍ）のためのＴＩＡ／ＥＩＡ ＩＳ−９５移動ステ ーション−ベースステーション互換性標準に記述されている。 受信機においては、直流（ＤＣ）またはキャリヤエラー項が所望の信号に導入 され得る数多くの仕方がある。ベースバンド回路においては、ＤＣ項は演算増幅 器のオフセット、復調器のオフセット電圧、および／またはアナログ−デジタル 変換器の特性により導入される。同様にコヒーレントなローカル発振器（Ｌ．Ｏ ．）が所望の信号をベースバンドに復調するのに必要とされるから、何らかのロ ーカ ル発振器のリーケージの自己復調があり、これが次にベースバンドのＤＣエラー 項を生成する。もし受信された信号が中間周波数（ＩＦ）に変換されかつ次にデ ジタル化されれば、ローカル発振器の周波数または中間周波数がビットレートに 対しコヒーレントなまたは関連するよう選択されたときに特に（しばしば、信号 のサンプリングおよび処理を簡単化するために行われる）同じ現象がエラーを導 入し得る。大部分のシステムに対して、ＤＣエラー項（ならびに所望の信号の一 部であるＤＣ項）は所望の信号の内容に大きな影響を与えないように十分に低い カットオフ周波数を備えた交流（Ａ．Ｃ．）結合によって除去できる。しかしな がら、もし受信機が自動利得制御されれば、前記Ａ．Ｃ．結合はほとんど効果的 でないことが分かり、それはＤＣオフセットは動的でありかつほとんど前記Ａ． Ｃ．結合のカットオフ周波数より高いレートであるからである。これはＴＤＭＡ システムの場合である。符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システムでは、前記ＤＣ オフセットは特に厄介なものとなり得るが、それはベースバンド信号は信号を首 尾よく復調するために存在しなければならない固有のＤＣ項を有し、他のＤＣ項 の付加は大幅に復調性能を劣化させるからである。 自動利得制御（ＡＧＣ）は受信機において受信機の必要とされるダイナミック レンジを制限するために使用することができる。とりわけ、自動利得制御は必要 とされるアナ ログ−デジタル変換器のビットの数を制限する。通常、ＴＤＭＡシステムにおい ては、レーリー（Ｒａｙｌｅｉｇｈ）フェーディング（高速フェーディング）よ りもむしろ対数正規（ｌｏｇｎｏｒｍａｌ）フェーディング（シャドウイング） による信号減衰を追跡することが望まれる。ＣＤＭＡシステムにおいては、自動 利得制御（ＡＧＣ）はアナログ−デジタル変換器によって見られるような複合信 号に類似した、結果として生ずるホワイトノイズの変動を整える。 受信機は典型的には複素平面において変調された受信信号に対し直交ダウンコ ンバージョンを行う。直交ダウンコンバージョンはＴＤＭＡおよびＣＤＭＡ受信 機のようなデジタル受信機またはアナログ受信機において行うことができる。中 間周波（ＩＦ）からの直交ダウンコンバージョンは伝統的には、例えば、アナロ グ受信機において、パスバンドアナログ信号を、２倍周波数信号成分を除去する ためにローパスフィルタが引続く並列的な２つのアナログミキサに入力すること によって行われる。アナログ−デジタル変換器は結果として生ずるアナログの同 相および直交または直角位相ベースバンド信号をサンプルするために使用される 。 種々のタイプのデジタル直交ダウンコンバータもまた実施できる。アナログの ダウンコンバータに対するこれらのデジタルダウンコンバータの１つの利点は必 要とされるアナログ−デジタル変換器の数が低減されることである。例 えば、第１のタイプのデジタルダウンコンバータは１つの高速アナログ−デジタ ル変換器とこれに続く２つのデジタルミキサおよびデシメーションフィルタを必 要とする。そのような構成は、例えば、ハリスの部品番号第ＨＳＰ５００１６（ Ｈａｒｒｉｓ Ｐａｒｔ ＮＯ．ＨＳＰ５００１６）において与えられている。 第２のタイプのデジタルダウンコンバータもまた１つのアナログ−デジタル変換 器を使用する。サンプリング周波数（ｆｓ）および最終中間周波数（ｆＩＦ）は 所望の同相および直角位相ベースバンド信号を得るために信号のサンプルが交互 に対応する符号変化とともに２っのデジタルローパス補間フィルタに供給される ように選択される。そのようなデジタルダウンコンバータは、例えば、Ｈａｒｒ ｉｓ Ｐａｒｔ Ｎｏ．４３２１６またはＬ．Ｅ．Ｐｅｌｌｏｎによる“Ａ Ｄ ｏｕｂｌe Ｎｙｑｕｉｓｔ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｏｄｕｃｔ Ｄｅｔｅｃｔ ｏｒ ｆｏｒ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｓａｍｐｌｉｎｇ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａ ｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、１９９２年 ７月、ｐｐ．１６７０−１６８１に与えられている。 他のタイプのデジタルダウンコンバージョンは複素ダウンコンバータ状態とと もに離散時間ヒルバートフィルタを使用する。そのようなタイプのヒルバートダ ウンコンバータは“Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｓａｍｐｌｉｎｇ ｗｉｔh ｈｉ ｇｈ ｄｙｎａｍｉｃ ｒａｎｇｅ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ Ａｅｒｏｓｐａｃｅ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｓ ｙｓｔｅｍｓ，ｖｏｌ．ＡＥ８−１８，ｎｏ．４，ｐｐ．７３６−７３９、１９ ８２年１１月、に記載されており、この文献は参照のため本明細書に導入される 。そのようなタイプのヒルバートダウンコンバータもまたアナログダウンコンバ ータより少ない１つのアナログ−デジタル変換器を使用する。１つ少ないアナロ グ−デジタル変換器は１つ少ない受信機分岐を可能にし同相および直角位相信号 の間でのより良好なゲインバランスを提供する。同相および直角位相信号成分の 間のヒルバートダウンコンバータの位相の精度およびゲインバランスもまたより 正確でありかつ温度変化またはエージング（部品のドリフト）に敏感ではない。 上に述べた第１のデジタルダウンコンバータはアナログダウンコンバータより もずっと高速度のアナログ−デジタル変換器を必要とする。また、前記第１のデ ジタルダウンコンバータは同相および直角位相ベースバンド信号を抽出するため に信号をミキシングダウンするのに真に高速度の乗算を必要とする。前記第２の デジタルダウンコンバータは高速度のアナログ−デジタル変換器または高速度の 乗算を必要とせず、その理由はそれが乗算なしの最終ダウンコンバージョン段を 使用するからである。しかしながら、前記第２のデジタル手法は必要とされるサ ンプリングレートのため高価なＡ／Ｄ変換器を必要とする。前記ヒルバート ダウンコンバータはダウンコンバージョンを行うのに複素ミキシング段を必要と する。複素数を乗算するために高価なハードウエアまたは高価なプロセッサ時間 を使用しなければならない。 発明の概要 本発明はこれらおよび他の問題をマルチフェーズ成分ダウンコンバージョンの ための方法および装置を提供することによって解決する。中間周波信号を受けか つあるサンプリングレートでデジタル信号を提供するためにアナログ−デジタル 変換器が提供される。ヒルバート変換ネットワークが前記アナログ−デジタル変 換器から与えられたデジタル信号に基づきパスバンド直角位相成分を提供する。 遅延要素がアナログ−デジタル変換器からのデジタル信号に基づきパスバンド同 相成分を提供する。デジタル変換器（デジタル ｔｒａｎｓｌａｔｏｒ）が前記 ヒルバート変換ネットワークおよび遅延要素からのパスバンド直角位相および同 相成分を所定のパターンに基づき変更し（ａｌｔｅｒｓ）ダウンコンバートされ たベースバンド直角位相および同相信号を提供する。異なる実施例によれば、前 記デジタルトランスレータは擬似ランダムシーケンス復調器によって提供される 。前記デジタルトランスレータはまた符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）信号をダウ ンコンバートするための早期（ｅａｒｌｙ）および後期（ｌａｔｅ）トランスレ ータを伴うことができる。ダウンコンバータのゲイン制御のために自動利得制御 回路が提供できる。直流（ＤＣ）エスティメータも設けられて前記ベースバンド 直角位相および同相信号に対してＤＣエスティメーシヨン調整を行うことができ る。 本発明のこれらおよび他の構造および特徴は添付の図面とともに以下の詳細な 説明を参照することによりさらに明らかになるであろう。 図面の詳細な説明 図１は、本発明に係わるマルチフェーズ成分ダウンコンバージョンのための第 １の実施例の方法および装置を示す概略的ブロック図である。 図２は、本発明に係わる１つのタイプのＤＣエスティメーションおよび自動利 得制御を備えたデシメータを使用するマルチフェーズ成分ダウンコンバージョン のための方法および装置の第２の実施例を示す概略的ブロック図である。 図３は、本発明に係わる他のタイプのＤＣエスティメーションの概略的ブロッ ク図を示す。 図４は、本発明に係わる１つのタイプの自動利得制御の詳細を示す概略的ブロ ック図である。 図５は、本発明に係わる符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）信号のダウンコンバー ジョンのために使用される付加的な早期および後期トランスレータの概略的ブロ ック図を示す。 図６は、本発明に係わる符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）ダウンコンバータにお けるトランスレータの１つの例を示す説明図である。 好ましい実施例の詳細な説明 本発明は乗算器のないダウンコンバージョン段を有しかつ１つのアナログ−デ ジタル変換器のみを必要とする直交ダウンコンバータを提供する。アナログダウ ンコンバータの２つのアナログ受信機の分岐に対して使用された２つのアナログ −デジタル変換器よりも１つ少ないアナログ−デジタル変換器が必要とされる。 該アナログ−デジタル変換器に対してはより低い周波数のサンプリングレートも 使用できる。本発明においては前記第１のデジタルダウンコンバータにおいて必 要とされた乗算器もまた不必要である。サンプリングレートｆＢＡＵＤは中間周 波数ｆＩＦの整数倍にセットされてこれらの利益を提供する。本発明により同相 および直角位相信号の間のより良好なゲインバランスおよび低い振幅リップルも また達成される。さらに、温度またはエージングに対する敏感さなしに同相およ び直角位相信号成分の間の位相精度およびゲインバランスが改善される。 本発明はさらにヒルバートフィルタを使用して他の知られたデジタル手法に対 し付加的な利点を有するものとすることができる。本発明は９０°の位相精度、 帯域幅および フィルタタップの数の間でのトレードオフを活用する。本発明においては、前記 フィルタは出力ポイント対ごとに４タップ（４ｘ オーバサンプリング）によっ て実施することができ、あるいはヒルバートフィルタのオーダを奇数となるよう 選択することによりデシメータを備えてクロック速度の半分（２ｘ オーバサン プリング）で動作できる。さらに、サンプリングレートおよび最終中間周波数ｆ ＩＦはデシメータが信号をＴ間隔の（Ｔ−ｓｐａｃｅｄ）サンプルにデシメート するのに必要とされる計算量を最小にするよう選択でき、ここで１／Ｔ＝ｆＢＡ ＵＤはボー（シンボル）レートである。すなわち、前のようにｆｓ＝４ｆＩＦで あるが、ｆＩＦ＝ｆＢＡＵＤの付加的な制約を与え、それによってデシメーショ ンがデシメーションフィルタを必要とすることなく単にサンプル選択プロセスと なる。 図１は、最終の中間周波数（ＩＦ）段１０２の後にダウンコンバータを含む受 信機１００を示す。該ダウンコンバータは受信機のダイナミックレンジを取扱い 量子化ノイズの要求に合致するのに十分な分解能（ビット）を有するアナログ− デジタル変換器１０３を含む。該アナログ−デジタル変換器１０３には変換ネッ トワーク１０４、セレクタ１０６およびデジタルトランスレータ１０７が続く。 デジタルトランスレータ１０７は一対の符号変換装置１２５，１２０および１３ ０，１３５をおのおのの分岐に対し１つずつ備えて構成される。符号変換装置は 符号情報を含む巡 回シフトレジスタ１２０および該巡回シフトレジスタのマスキングレジスタの出 力に基づき符号変換１２５を対応するパスバンド成分に適用する符号変換装置を 含んでいる。デジタルトランスレータ１０７の出力は直角位相および同相ベース バンド信号成分１１４および１１５である。該直角位相および同相ベースバンド 信号成分１１４および１１５はＤＣエスティメータ／排除回路（ＤＣ ｅｓｔｉ ｍａｔｏｒ／ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ ｃｉｒｃｕｉt）１０８に供給される。ＤＣ エスティメータ１０８の出力はＤＣのないベースバンド直角位相および同相信号 成分である。 受信機１００は信号１１０を受け、該信号１１０は任意の変調（例えば、ＱＰ ＳＫ）を受けたアナログ信号とすることができる。この信号はまた有線により送 信することもでき、あるいは送信は無線とすることもできる（例えば、ＲＦ信号 ）。いったん受信されると、信号１１０は最終ＩＦ段１０２によって処理され、 該最終ＩＦ段１０２は初期または中間周波数（ＩＦ）からの信号を他の所望の最 終中間周波数（ＩＦ）へと変換しかつろ波するよう動作する。前記信号はまた不 所望の周波数成分を除去しかつノイズおよび妨害を低減するためにろ波される。 前記最終ＩＦ周波数（ｆＩＦ）は信号のボーレートの倍数（ｆＢＡＵＤ＝１／Ｔ 、ここでＴはシンボル期間）として選択される。この場合、前記ｆＩＦは必要と されるアナログ−デジタル変換器のサンプリングレートおよび必要とざれるハー ドウエア のクロック速度のさらなる低減のためにｆＢＡＵＤに等しくセットされる。ＩＦ 段１０２から出力されるアナログ信号は次にアナログ−デジタル変換器１０３に よってサンプルされ、該アナログ−デジタル変換器１０３ではサンブリングレー ト（ｆｓ）は前記最終のＩＦ周波数の４倍となるよう選択される。すなわち、ｆ ｓ＝４ｆＩＦであり、これはｆＩＦ＝ｆＢＡＵＤであるから、信号は４ｘオーバ サンプルされる。すなわち、ベースバンドのＴ間隔のシンボルごとに４つのサン プルがある。サンプルされた実信号（ｒｅａｌ ｓｉｇｎａｌ）１１１は次に直 角位相パスバンド信号成分１１２を得るため変換ネットワーク１０４に入力され る。変換ネットワーク１０４はヒルバート変換フィルタとして実施できる。ある いは、変換ネットワーク１０４はローパスフィルタおよび他のローパスフィルタ としての遅延回路として実施できる。２つのローパスフィルタはＨａｒｒｉｓ Ｐａｒｔ Ｎｏ．４３２１６にあるもの、またはＬ．Ｅ．Ｐｅｌｌｏｎによる、 “Ａ Ｄｏｕｂｌｅ Ｎｙｑｕｉｓｔ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｏｄｕｃｔ Ｄｅ ｔｅｃｔｏｒ ｆｏｒ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｓａｍｐｌｉｎｇ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、１ ９９２年７月、ｐｐ．１６７０−１６８１のものとすることができ、これらは参 照のためここに導入される。 前記サンプルされた実信号１１１はまた遅延回路１０５ に送られ、該遅延回路１０５の遅延は変換ネットワーク１０４のグループ遅延（ ｇｒｏｕｐ ｄｅｌａｙ）と等しくなっている。遅延回路１０５の遅延は、例え ば、ヒルバート変換フィルタが変換ネットワーク１０４に対して奇数次（奇数の フィルタタップ）に選択されたとき、変換ネットワーク１０４によって処理され るサンプルの総数（ｉｎｔｅｇｒａｌ ｎｕｍｂｅｒ）に等しい。遅延回路１０ ５の出力はパスバンドの同相信号成分１１３である。セレクタ１０６は次に交互 に直角位相１１２および次に同相１１３のパスバンド信号成分サンプルを選択し デジタルトランスレータ１０７の直角位相分岐へと供給しかつ同時に交互に同相 １１３および次に直角位相パスバンド信号成分サンプルを選択しデジタルトラン スレータ１０７の同相分岐へと入力する。 直角位相分岐サンプルはそれらの符号が直角位相変換シーケンスを含む巡回バ ッファ１２０におけるマスキングレジスタ（図１における太線内のレジスタ）に おける現在のエントリに基づき符号変換装置１２５によって符号変換される。同 様に、同相分岐サンプルはそれらの符号を同相変換シーケンスを含む巡回バッフ ァ１３０におけるマスキングレジスタの現在のエントリに基づき符号変換装置１ ３５によって符号変換される。これらの符号変換装置は単にデジタルゲートまた はマイクロプロセッサまたはデジタル信号プロセッサにおける簡単な操作を使用 して２進ビットの 反転を必要とするのみである。単に符号変換を行うために複素乗算アルゴリズム または回路は不必要であり、従ってハードウエアまたはプロセッサの時間を節約 する。 これらのシーケンスは最終ＩＦ周波数およびサンプリング周波数の関係ｆｓ＝ ４ｆＩＦによりパスバンド信号成分をベースバンド信号成分に変換するのに必要 な複素プロセスｅｘｐ（−ｊπｋ／２）から得られる。ある複素パスバンド信号 ｄ（ｋＴ）＝Ｉ′（ｋＴ）＋ｊＱ′（ｋＴ）がｆＩＦを中心として与えられたも のとする。この信号をベースバンドに変換するにはそれを複素プロセスｅｘｐ（ −ｊ２πｋｆＩＦ／ｆｓ）によって乗算することが必要である。ｆＩＦ／ｆｓ＝ １／４であるから、前記プロセスはｅｘｐ（−ｊπｋ／２）となる。従って、ｚ （ｋＴ）＝ｄ（ｋＴ）＊ｅｘｐ（−ｊπｋ／２）の場合ｚ（ｋＴ）はｋ＝０，３ に対し（Ｉ（０），Ｑ（０）），（−Ｑ（１），Ｉ（１）），（−Ｉ（２），− Ｑ（２）），（Ｑ（３），−Ｉ（３））と書くことができ、符号およびＩおよび Ｑの順序付けのこのパターンは４のこの周期で反復される。すなわち、 (I(0),Q(O)),(-Q(1),I(1)),(-I(2),-Q(2)),(Q(3),-I(3))(I(4),Q(4)),(-Q(5),I( 5)),(-I(6),-Q(6)),(Q(7),-I(7))(I(8),Q(8)),(-Q(9),I(9)),(-I(10),-Q(10)),( Q(11),-I(11)) 交互のサンプルに対し１つの符号変換のみを必要とするプロセスｅｘｐ（−ｊ πｋ／２）の効率的な構成が巡回バッファ１２０および１３０によって提供でき る。巡回バッファ１２０および１３０はそれぞれ符号変換トランスレーションシ ーケンス（１，−１，−１，１）および（１，１，−１，−１）を含む。 セレクタ１０６は交互に変換ネットワーク１０４から出力されるサンプルおよ び遅延回路１０５から出力されるサンプルを選択する。デジタルトランスレータ １０７の直角位相分岐は直角位相ベースバンドサンプル信号成分１１４であり、 かつデジタルトランスレータ１０７の同相分岐の出力は同相ベースバンドサンプ ル信号成分１１５である。 前記ＤＣエスティメータ１０８は次に前記直角位相ベースバンドサンプル信号 成分からＤＣ（ゼロ周波数）信号成分を有効に評価（ｅｓｔｉｍａｔｅｓ）し、 かつそれらを減算してＤＣ成分のない直角位相ベースバンドサンプル信号１１６ を生成する。ＤＣエスティメータブロック１０８は同時に同相ベースバンドサン プル信号成分からＤＣ（ゼロ周波数）信号成分を有効に評価しかつそれらを減算 してＤＣ成分１１７のない同相ベースバンドサンプル信号を生成する。ＤＣエス ティメータ１０８は図３を参照して後に説明する。 本発明のダウンコンバータは内部または外部アナログ−デジタル変換器を備え たデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ） によって動作するファームウェアによって容易に実施でき、あるいは単一のアプ リケーション特定集積回路（ＡＳＩＣ）またはプログラマブルゲートアレイ（Ｆ ＰＧＡ）回路に容易に集積することができる。本発明のダウンコンバータはＴＤ ＭＡまたはＣＤＭＡ受信システムに適用可能である。ＣＤＭＡシステムに対して は、トランスレータ回路１０７は図５のトランスレータ回路によって置き換える ことができる。 図２は、出力サンプル毎に必要な操作の数を低減するためデシメータ２０１を 含むダウンコンバータの他の実施例を示す。デシメータ２０１は変換ネットワー ク（ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｎｅｔｗｏｒｋ）１０４，１０５に先行し 、かつ４ｆＩＦサンプリングレートを２ｆＩＦに低減する。自動利得制御（ＡＧ Ｃ）およびＤＣエスティメーションはまた本発明の種々の実施例において得られ る他の特徴的機能の例として示されている。 受信機は信号１１０を受信する。ＩＦ段１０２は信号をろ波しかつ前記信号の ボーレート（ｆＩＦ＝ｆＢＡＵＤ）に等しい最終ＩＦに変換する。前記信号は次 にデジタル減衰器２４２によって所望のレベルを達成するためゲイン調整され、 該デジタル減衰器２４２は自動利得制御（ＡＧＣ）アルゴリズムまたは回路２４ ４によって制御される。デジタル減衰器２４２から出力されるアナログ信号は次 にアナログ−デジタル変換器１０３によってサンプルされ、この 場合サンプリングレート（ｆｓ）は前と同様に最終ＩＦ周波数の４倍となるよう 選択され、それによって前記信号が４倍（４ｘ）オーバサンプルされる。 デシメータ２０１は偶数サンプルを変換ネットワーク１０４にかつ奇数サンプ ルを遅延回路１０５に送る。この場合、変換ネットワーク１０４はヒルバート変 換フィルタである。これは、奇数次のヒルバートフィルタが使用されこれは中央 タップを持たないからである。得られるパスバンド直角位相１１２および同相１ １３サンプル信号成分は時間整列されかつ２ｘオーバサンプルされている。した がって、ベースバンドのＴ間隔のシンボル毎に２つのサンプルがあることになる 。 パスバンド直角位相１１２および同相１１３サンプル信号成分は直接デジタル トランスレータ１０７に入力される。直角位相信号成分は直角位相変換シーケン スを含む巡回バッファ２２０におけるマスキングレジスタの現在のエントリに基 づき符号変換装置２２５によってデジタルトランスレータ１０７においてそれら の符号が変更される。同様に、同相信号成分は同相変換シーケンスを含む巡回バ ッファ２３０におけるマスキングレジスタの現在のエントリに基づき符号変換装 置２３５によってそれらの符号が変換されている。これらのシーケンスは最終の ＩＦ周波数およびサンプリング周波数関係ｆｓ＝２ｆＩＦにより前記パスバンド 信号成分をベースバンド信号成分に変換するのに必要とさ れる複素プロセスｅｘｐ（−ｊπｋ）から得られる。１つの符号変換のみを必要 とする該プロセスｅｘｐ（−ｊπｋ）の効率的な実施は巡回バッファ２２０およ び２３０によって提供することができる。該巡回バッファ２２０および２３０は それぞれ変換シーケンス（−１，＋１）および（−１，＋１）を含む。該巡回バ ッファはクロックドＪ−Ｋフリップフロップによって置き換えできることに注目 すべきである。デジタルトランスレータ１０７の直角位相分岐の出力は直角位相 ベースバンドサンプル信号成分であり、かつデジタルトランスレータ１０７の同 相分岐の出力は同相ベースバンドサンプル信号成分１１５である。 図２の実施例のＤＣエスティメータブロック１０８はＤＣエスティメーション フィルタ２０５および２０６を含み、これらはそれらのの入力を図１の実施例に おけるデジタルトランスレータ１０７の代わりにデシメータ２０１から取ってい る。デシメータ２０１からの同相および直角位相パスバンドサンプルはまた交互 に符号が変わる交互のベースバンド同相および直角位相信号成分サンプルと見る ことができる。したがって、デシメータ２０１はベースバンド同相および直角位 相サンプルを次の形式でＤＣエスティメーションフィルタに供給する。 …，I(8T)，-I(6T)，I(4T) ，−I(2T) ，I(0)→ …，-Q(7T)，Q(5T)，-Q(3T)，Q(T)，O 前記ＤＣエスティメーションブロック１０８の遅延２１５は同相信号を１サン プル期間（Ｔｓ）だけ遅延させてデシメータ２０１からのパスバンド同相および 直角位相信号サンプルを時間整列する。前記ベースバンド同相および直角位相信 号サンプルは符号変換装置２１２および２１３を介してデシメータの出力サンプ ルに巡回バッファ２１４における符号変換情報を供給することによって作製され る。ＤＣエスティメーションフィルタ２０５および２０６は直角位相ベースバン ド２１４および同相ベースバンド２０７のサンプル信号成分に対し有効にＤＣ（ ゼロ周波数）信号成分を評価し、かつそれらを加算器２１０および２１１によっ て減算してＤＣ成分のない直角位相ベースバンド１１６および同相ベースバンド １１７サンプル信号を生成する。遅延ブロック２０９および２０８は主にＤＣエ スティメーションフィルタのグループ遅延を補償するために設けられる。遅延ブ ロック２０９および２０８はＤＣフィルタのグループ遅延から変換ネットワーク １０４の遅延および遅延回路１０５のグループ遅延を減算したものに等しい遅延 を有する。この構成によって図１に関してダウンコンバータを通してのより小さ な総合遅延が得られる。このタイプのＤＣエスティメーションはまた図１に示さ れたＤＣエスティメーション形式の代わりに使用することもできる。図１のＤＣ エスティメーション形式は図２に示されたものの代わりに使用することができる 。 前記自動利得制御（ＡＧＣ）回路２４４はアナログ−デジタル変換器１０３に おける一定の信号レベルまたは信号変動を維持するためにデジタル減衰器２４２ に供給する必要がある信号を評価するために信号１１６および１１７を使用する 。ＴＤＭＡシステムにおいて使用するための１つの例示的な構成の自動利得制御 （ＡＧＣ）回路２４４が図４に示されている。ＣＤＭＡシステムに対しては、自 動利得制御ＡＧＣ回路２４４は与えられた時間インターバルにわたり同相および 直角位相サンプルの２乗の和の平方根を加算しかつこれをデジタル積分器が続く 所望の基準信号から減算することにより電力を計算するための装置から構成され る。積分器の出力はＡＧＣルックアップ線形化テーブルへの入力として使用する ことができ、該テーブルの出力は次に減衰器に供給される。もし該減衰器がアナ ログ入力を受け入れれば、デジタル−アナログ変換回路（Ｄ／Ａ）も必要になる 。自動利得制御（ＡＧＣ）回路２４４はまた同様に信号１１６および１１７を入 力として用いることにより図１に示されたダウンコンバータの実施例においても 使用できることに注目すべきである。 図３は、図１または図２のＤＣエスティメータ回路１０８の別の構成を示す。 フィルタ２０５，２０６および遅延ブロック２０８，２０９が設けられ、これら に続きそれらのそれぞれの加算ノード５００，５０１があり、結果として最終的 にＤＣのないベースバンド直角位相および同相信 号成分が得られる。サンプルされた直角位相信号１１２はＤＣエスティメーショ ンフィルタ２０５および遅延バッファ２０９の双方に入力され、該遅延バッファ ２０９の長さはフィルタ２０５のグループ遅延に等しい。ＤＣエスティメーショ ンフィルタの出力は加算器５００において遅延された信号から減算され、その結 果ろ波された直角位相信号１１６が得られる。同様に、サンプルされた同相１１ ３信号がＤＣエスティメーションフィルタ２０６および遅延バッファ２０８の双 方に入力され、該遅延バッファ２０８の長さはフィルタ２０６のグループ遅延に 等しい。ＤＣエスティメーションフィルタの出力は加算器５０１において遅延さ れた信号から減算され、その結果ろ波された同相信号１１７が得られる。他の代 わりのタイプのＤＣエスティメーションフィルタもまた本発明の実施例において 使用できる。 図４は、本発明に係わる自動利得制御（ＡＧＣ）回路２４４のブロック図を示 す。図示された対数正規トラッキング（ｌｏｇｎｏｒｍａｌ ｔｒａｃｋｉｎｇ ）またはレーリーフェーディング排除自動利得制御（ＡＧＣ）回路２４４は初期 信号強度推定または評価値を与えるために信号強度指示器（ＳＳＩ）回路６１０ を含む。不連続送信検出器６２５および対応するフィルタスイッチ６３０，６３ ５が設けられ、さらに２つの短時間信号電力平均エスティメータ６１５および６ ２０が設けられている。対応するフィル タ係数更新アルゴリズム６４５を備えた適応フィルタまたは長時間平均エスティ メータ６４０には線形化および／または減衰器マッピングの目的のためのルック アップテーブルが続いている。この自動利得制御（ＡＧＣ）回路２４４はまた図 １の受信機と共に使用できる。 直角位相１１６および同相１１７信号サンプルはダウンコンバータのＤＣ排除 段１０８から受信される。信号強度指示回路６１０は該直角位相１１６および同 相１１７信号サンプルを受け入れかつある与えられた時間インターバル（例えば 、もし４ｘオーバサンプルされる場合は６４サンプルが１６シンボル期間となる ）にわたり直角位相および同相サンプルの平方の和の平方根を加算することによ り信号強度指示サンプル６１２を生成する。この信号は次に対数ルックアップテ ーブル６１０を使用して対数ベース１０単位に変換される。平方根を取ることは 必要ではなくかつ、もし望むならば、加算の外側に移すこともでき、あるいはさ らに前記対数ルックアップテーブルの一部を構成することもできることに注意を 要する。前記短時間平均エスティメータ６１５は短時間平均信号を計算するため に信号強度指示器サンプル６１２を使用する。この実施例では、短時間平均エス ティメータ６１５は５タップ有限インパルス応答（ＦＩＲ）直交フィルタ（これ は５ポイント移動平均と等価である）である。前の平均ロックエスティメータ６ ２０は前の平均ロック信号（ｐｒｅｖｉｏｕｓ ａｖｅｒａ ｇｅ ｌｏｃｋ ｓｉｇｎａｌ）を生成するために前記信号強度指示器信号６１ ２を使用する。この実施例では、前の平均ロックエスティメータ６２０は単一ポ ールの無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタである。フィルタスイッチ６３０ および６３５は前記ＦＩＲフィルタ６１５から現在の短時間平均信号を選択する かあるいはＩＩＲフィルタ６２０から前の平均ロック信号を選択して短時間平均 信号６３７を提供する。 不連続送信（ＤＴＸ）選択回路６２５は現在の信号強度指示器サンプル６１２ （ＲＳＳＩ）および短時間平均信号６３７（ＳＭＥＡＮ）を調べかつその差をし きい値（ＤＴＸＴＨＲ）と比較して不連続送信が以下の関係で示されるように生 じているかを判定する。 ＳＭＥＡＮ＞ＲＳＳＩ＋ＤＴＸＴＨＲ すなわち、不連続送信によるＲＦ信号の低下（ｄｒｏｐｓ）を追跡するのを避 けるため、自動利得制御アルゴリズムは深い負のフェードを他の負および正のフ ェードよりもゆっくりと追跡する。これは短時間平均を変更することによって達 成され、したがってそれは低速のトラッキングのために１に非常に近いポールを 有する単一ポールのＩＩＲフィルタを使用して更新される。 もし不連続送信が前記不連続送信選択回路６２５によっ て検出されれば、前記不連続送信選択回路６２５はフィルタスイッチ６３０およ び６３５をセットし、それによって（単一ポールのＩＩＲフィルタによる）前の 平均ロック信号が短時間平均信号６３７（ＳＭＥＡＮ）として選択される。そう でなければ、フィルタスイッチ６３０および６３５はＦＩＲフィルタ６１５にセ ットされ、それによって現在の短時間平均信号が短時間平均信号６３７（ＳＭＥ ＡＮ）として選択される。前記不連続送信選択回路６２５はスイッチ６３０およ び６３５の制御を行なうためにカウンタを含むことができる。与えられたタイム スロットに対し上の関係が真になるたびごとに、該カウンタ（ＤＴＸＣＮＴＲ） （始めはゼロにセットされる）が増分されて不連続送信を有する与えられたユー ザのタイムスロットの総数をカウントする。前記カウンタ（ＤＴＸＣＮＴＲ）は 上の関係が真でないとき毎に（ゼロまで）減分される。前記カウンタ（ＤＴＸＣ ＮＴＲ）は不連続送信が近い過去において発生しているかを判定するために使用 されかつ収束を早めるために使用される。ＦＩＲフィルタが短時間平均信号６３ ７（ＳＭＥＡＮ）を更新するために使用される通常の動作への戻りもまた上の関 係が真でない場合に生じる。 この自動利得制御（ＡＧＣ）回路の他の特徴はＲＦ信号レベルの大きな正の変 化に対するその感度である。もしＲＦ信号レベルがジャンプし、それによって短 時間平均信号６３７（ＳＭＥＡＮ）が固定量ＩＮＩＴＴＨＲ（典型的に は６ｄＢにセットされる）だけ長時間平均（ＬＭＥＡＮ）を超えれば、あるいは もし不連続送信が以下の２つの関係で示されるようにちょうど終了すれば、 ＳＭＥＡＮ＞ＬＭＥＡＮ＋ＩＮＩＴＴＨＲ または ＲＳＳＩ＞ＬＭＥＡＮ および ＤＴＸＣＮＴＲ＞４ 自動利得制御アルゴリズム全体が現在の信号強度指示器サンプル（ＲＳＳＩ）６ １２としての短時間平均信号（ＳＭＥＡＮ）とともに前記フィルタスイッチ６２ ０により再初期化される。これは自動利得制御アルゴリズムを初期化するために 信号強度履歴がない場合にフェーディングによらないあるいは移動に起因する大 きなＲＦ信号レベル変化を追跡する場合に収束を早めるために行なわれる。短時 間平均信号（ＳＭＥＡＮ）は主として適応フィルタ６４０およびフィルタ係数更 新アルゴリズム６４５によって長時間平均エスティメーションのために使用され る。適応フィルタ６４０およびフィルタ係数更新アルゴリズム６４５は長時間平 均信号６４２（ＬＭＥＡＮ）を計算し、かつルックアップテーブル６５０がフィ ードバックゲイン制御信号２４６を生成するために使用される。このフィードバ ックゲイン制御信号２４６はフェーディング成分がろ波除去された推定信号強度 を表わす。 その代わりとしてレーリー成分を追跡しないいくつかの理由があることに注意 を要する。１つの理由はフェーディング周波数が非常に高くしたがって信号をそ のような高い速度でサンプルして信号強度を推定しあるいは該フェーディングを 補償するのに充分高速度のフィードバックループを自動利得制御に与えることが 実際的でないことである。また、数多くの受信機はフェーディングを、しばしば チャネルイコライザと共に、各タイムスロットにおいてほとんど全てのＴＤＭＡ システムによって送信される同期ワードによって修正する。 本発明の適応フィルタ６４０は単一ポールＩＩＲフィルタであり、その係数は ｋを時間インデクスとしかつａｌｐｈａおよびｂｅｔａは適応フィルタ６４０の 時変係数としたとき次のようなフィルタ係数更新アルゴリズムによって更新され る。 LMEAN(k)=alpha(el(k),k)*LMEAN(k-1)+beta(k)*SMEAN(k) beta(k)=(1-alpha(el(k),k)) このアルゴリズムは短時間平均信号６３７から長時間平均信号６４２を減算す ることにより計算されたエラー信号を使用する。これらの信号値は発散するから （エラー信号の振幅が増大する）、前記係数はフィルタのポールが単位円の原点 へと規定された方法でより近く移動するように調 整される。例えば、１つの方法は前記係数ａｌｐｈａ（ｅｌ（ｋ），ｋ）をエラ ー信号の｜ｅｌ（ｋ）｜が何らかの発散しきい値ＤＩＶＴＨＲより大きいかまた は小さいかに応じて固定されたステップサイズＣＳＴＥＰ（例えば、０．００５ ）だけ変えることである。 if ｜el(k) ｜＞DIVTHR alpha(el(k),k) =MIN(alpha(el(k),k-1)+CSTEP,Max Allowed alpha) else alpha(el(k),k) =MAX(alpha(el(k),k-1)-CSTEP,Min Allowed alpha) 他の代替方法は係数を含むルックアップテーブルへのポインタを増分および減 分することである。 発散は適応フィルタ６４０が長時間平均の次の値を計算する上で長時間平均信 号６４２（ＬＭＥＡＮ）の前の値よりもより強く入力６３７を重み付けるように する。すなわち、長時間平均の変化はより迅速に追跡され得る。これを調べる他 の方法はＩＩＲフィルタは平均推定値を構成する古いサンプルを新しいサンプル よりも指数関数的に少なく重み付ける順次的指数平均器（ｓｅｑｕｅｎｔｉａｌ ｅｘｐｏｎｅｎｔｉａｌ ａｖｅｒａｇｅ）であることである。これらのサン プルが重み付けされる程度はフィルタ係 数（またはポールがゼロまたは１にどれだけ近いか）に依存する。適応フィルタ ６４０のポールがゼロに近ければ近いほど、前の長時間平均信号値に対して現在 の短時間平均信号をより強く重み付けし、したがって対数正規フェーディングに よる信号強度平均においてより大きな変動が追跡できる。適応フィルタ６４０の ポールは原点にあまりにも近く移動することを許容されてはならず、さもなけれ ば推定値は悪化し、すなわち、推定または評価値は長時間平均信号（ＬＭＥＡＮ ）のフェーディング成分を追跡し始めるであろう。また、もし適応フィルタ６４ ０のポールがユニティにあまりも近く留まっていれば、それはまた長時間平均信 号（ＬＭＥＡＮ）を悪化させるが、それは長時間平均信号強度の推定値の対数正 規フェーディング成分における変動を追跡しないからである。短時間平均信号（ ＳＭＥＡＮ）および長時間平均信号（ＬＭＥＡＮ）が互いに規定された距離内に 留まっている各隣接サンプルに対しては、適応フィルタ６４０のポールはある規 定された方法で１により近く移動し、その結果指数関数的に重み付けされた平均 ウィンドウの定常的な拡張を生じる。システムをダイナミックに（適応可能に） 保つためには、ポールはまたゼロより上の何らかの固定値より小さくなることを 許容されない。最後に、長時間平均推定信号６４２はルックアップテーブル６５ ０に供給されて受信機の非線形性および／または減衰器のマッピングの目的のた めに補償されたフィードバッ ク利得制御信号２４６を生成する。 図５は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）信号に向けられた本発明の一実施例に おいて使用される変換回路１０７を示すブロック図である。この変換回路は図１ に示されたデジタルトランスレータ１０７の代わりに使用されるか、あるいは図 ２において使用することもできるが、デシメーション段を除いて使用する。この トランスレータ回路は早期（ｅａｒｌｙ）トランスレータブロック３００、後期 （ｌａｔｅ）トランスレータブロック３０２、およびオン時間（推定）トランス レータブロック３０１とそれに続く選択およびインテグレータブロック３０４を 備え、該選択およびインテグレータブロック３０４の出力は各トランスレータブ ロックに同期フィードバック信号入力を発生する補間器ブロック３０３へのフィ ードバック信号入力を含んでいる。パスバンド同相１１３および直角位相１１２ 信号は前記早期トランスレータブロック３００、後期トランスレータブロック３ ０２、およびオン時間トランスレータブロック３０１に入力される。これらのブ ロックにおいて、前記信号はベースバンドに変換されかつ図６を参照して後に説 明するように逆拡散（ｄｅｓｐｒｅａｄ）される。前記信号は同相擬似ランダム （ＰＮ）シーケンス４０１および直角位相擬似ランダムシーケンス４０２からの および所定の同相シーケンス４００および所定の直角位相シーケンス４０３から の符号情報を組合わせることによって同時に次の ようにして変換および逆拡散される。 前記所定のシーケンス４００および４０３はトランスレーションまたは周波数 シフトシーケンスとすることができる。 前記符号変換装置４０４および４０５は得られた符号変換をそれぞれパスバン ド同相１１３および直角位相１１２信号に供給する。一般に、逆拡散シーケンス は各々のトランスレータブロックにおいて異なる数の擬似ランダムチップサンプ ルがシフトされる。前記「早期（ｅａｒｌｙ）」トランスレータブロック３００ においては、擬似ランダムシーケンスは１チップサンプルだけ遅延され、かつ前 記「後期（ｌａｔｅ）」トランスレータブロック３０２においては擬似ランダム シーケンスは「オン時間（ｏｎ−ｔｉｍｅ）」 トランスレータブロック３０１ の擬似ランダムシーケンスに関して１チップサンプルだけ前にシフトされる。１ つのチップは擬似ランダムシーケンスによって信号を拡 散することから生じるサンプルである。（１チップサンプル＝１／Ｍチップ、こ の場合Ｍはチップ毎のサンプル数であり、かつｆｓ＝４ｆＩＦおよびｆＩＦ＝チ ップレート（ｆＣＨＩＰ）であるからＭ＝４である）。擬似ランダムシーケンス への全体のエントリポイントは補間器３０３から各々のトランスレータブロック への前記同期フィードバック信号によって管理される。補間器３０３は選択／積 分ブロック３０４からのフィードバック信号に基づきかつ必要な逆拡散の量に基 づき擬似ランダムエントリポインタを進ませるかあるいは遅らせるかを決定する 。 逆拡散は１つのシンボルチップを作製するために統合されなければならない擬 似ランダムチップの数（例えばＫ）として定義することができる。例えば、ＩＳ −９５仕様によるセルラ無線機のベースステーション受信機に対しては、４つの 擬似ランダムチップが１つのウォルシュシンボルチップを形成する（Ｋ＝４）。 例えば、ＩＳ−９５仕様による移動受信機については、６４のウォルシュチップ が１つのシンボルを形成する。デジタル信号プロセッサについて述べたエントリ ポインタは（ＤＳＰ）の構成に対するものであることに注意を要する。ハードウ ェア構成に対しては、余分のクロックパルス（アドバンス）またはクロックパル ス禁止（リタード）が使用されて擬似ランダム発生器を更新することができる。 前記選択／インテグレーションブロック３０４は各々の トランスレータブロックから出力のベースバンド逆拡散直角位相および同相信号 を受け取りかつそれらをＮチップにわたり組合せて逆拡散されたシンボルチップ を生成し、この場合ＮはＫの擬似ランダムチップに対して取られたサンプルの数 である。各々のトランスレータブロックからの結果として得られるシンボルチッ プの振幅が計算されかつ補間器３０３に送られ、そこでこれらは移動する移動無 線機の位置変化による擬似ランダム同期ポイントが変わるのに必要な時間より小 さなグループ遅延をもってローパスろ波される。 補間器３０３において、これらのろ波された振幅は比較されて１つの擬似ラン ダムチップサンプルだけ進めるかまたは遅らせるかを決定する。通常、補間器３ ０３は同期フィードバック信号によってＫサイクル（サンプル期間）に対し与え られた擬似ランダムチップを指示し、かつ次にポインタを次の擬似ランダムチッ プに進める。さらに、もし前記早期トランスレータのろ波された振幅が最大であ れば、同期フィードバック信号は３つ全てのトランスレータのポインタを１チッ プサンプルだけ後退させる。もし「オン時間」トランスレータのろ波された振幅 が最大であれば、前記同期フィードバック信号はエントリポインタを不変とする 。もし「後期」トランスレータのろ波された振幅が最大であれば、前記フィード バック信号はエントリポインタを１チップサンプルだけ進める。 このＣＤＭＡ変換手順は早期および後期トランスレータブロックの数を増大す ることにより改善することができ、したがってより多くのチップサンプルがカバ ーできる。より多くのチップサンプルに対応するろ波された振幅の間の補間によ って同期フィードバック信号の精度を改善する（前進／後退決定）。オン時間ト ランスレータブロックからのベースバンド統合（逆拡散）直角位相および同相信 号は前記選択／インテグレーションブロック３０４によって図５に示されるよう にベースバンド逆拡散直角位相信号１１６および同相信号１１７として出力され る。 図６は、本発明の他のＣＤＭＡ実施例または図１、図２または図５のトランス レータ回路のためのトランスレータ回路の詳細を示すブロック図である。パスバ ンド直角位相および同相入力１１２および１１３は符号変更装置４０５および４ ０４への入力として示されている。符号変更装置は変換のための所定のシーケン スを含む現在の符号情報を巡回バッファ４０３および４００から供給される。巡 回バッファ４０３および４００からの符号情報は次に対応する擬似ランダムシー ケンス４０２または４０１から得られる符号情報によって変更される。図面には また適切な擬似ランダムシーケンスの符号ビットの選択を適用するために前進／ 後退信号の供給が示されている。この前進／後退信号は、図５の例では、補間器 ３０３から供給できる。 符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）信号の擬似ノイズ（ＰＮ） 逆拡散のための別の実施例はまたは次のように構成することができる。図６にお ける前の説明は同相および直角位相信号を擬似ノイズ逆拡散するために別個の実 （ｒｅａｌ）操作が使用されるものと仮定した。これはガウスチャネル（Ｇａｕ ｓｓｉａｎ ｃｈａｎｎｅｌ）または信号のランダムな位相シフトを生じないチ ャネルを使用する場合にのみ最も見込みがありそうなものである。より現実的な チャネル（例えば、ＲＦチャネル）については信号を逆拡散するのに複素操作が 必要である。例えば、ＩＳ−９５仕様は信号が疑似ノイズシーケンスの複素共役 によって逆拡散されることを要求し、したがって複雑な数学的操作が行なわれる 。複素擬似ランダムシーケンスは、１つの複素数、すなわち、ａ＋ｊｂで表わさ れる、同相および直角位相擬似ランダムシーケンスによって形成される。 受信信号に適用される擬似ランダムシーケンスの複素拡散（０から１および１ から−１への論理−算術マッピングの後の）は１組の４つの複素数値（１＋ｊ１ ，−１＋ｊ１，−１−ｊ１，１−ｊ１）の内の１つをとる。送信の前に情報信号 を拡散するために使用される送信擬似ランダムシーケンスは受信機において使用 される複素擬似ランダムシーケンス（例えば、図６のシーケンス４０２および４ ０１）から発生される。前記送信擬似ランダムシーケンスは単に前記複素擬似ラ ンダムシーケンスの直角位相成分（例えば、４０２）を否定する（すなわち、論 理的に反転する）こと により発生される。 この単純な数学的操作が可能なのは、前記擬似ランダムシーケンスは復調プロ セスに影響を与えることなく一定の、しかしながら任意の、複素位相回転によっ て回転できるからである。この回転は＋π／４ラジアンに選択することができ、 それによって擬似ランダムシーケンスが１組の４つの複素数値（１＋ｊ０，０＋ ｊ１，−１＋ｊ０，０−ｊ１）からとることができる可能な値をマッピングする 。コヒーレントなシステムにおいてのみ前記回転は復調プロセスにおいて考慮さ れなけばならなず、これは判断境界を変更するほど簡単でありその結果付加的な 操作は生じない。 デジタルダウンコンバージョンおよび直角位相擬似ランダム逆拡散の双方を行 っている受信機においては、ダウンコンバータおよび逆拡散器は図６において上 に述べたものと異なる効率的な複合装置を形成するよう組合わせることができる 。そのような装置は今や擬似ランダムシーケンスおよび所定のシーケンスが１つ のデコードブロックへの入力として作用し得る点で異なっている。該デコードブ ロックはルックアップテーブルまたは単純な論理的機能の最小化によって実施で きる。前記デコードブロックの出力は、例えば、図１のセレクタ１０６の動作を 制御する。そのような制御はいつ同相および直角位相サンプルを交換するかを決 定することになる。前記デコードブロックの出力はさらに符号変換装置、例えば 、図１の１２５および１３５、 図３の２２５および２３５、または図６の４０５および４０４の動作を制御する 。そのような構成における信号は以下の表によって要約される。 一般に、本発明はデジタル信号のダウンコンバージョンおよび直角位相復調の ための方法および装置を提供する。これは４／Ｔ Ｈｚ（Ｔは変調機構のシンボ ル期間）のサンプリングレートで動作する単一のアナログ−デジタル変換器によ って達成される。該アナログ−デジタル変換器は１／Ｔ Ｈｚを中心とする実数 値のパスバンド変調波形をサンプルする。サンプルされたデータストリームはヒ ルバート変換器（フェーズスプリッタ）を通りもとの信号の上部周波数側帯波を 含む分析的（ａｎａｌｙｔｉｃ）パスバンド信号を得る。ヒルバート変換器の直 角位相部分は４つぐらいの別個の非ゼロタップを備えたフィルタであり、一方該 変換器の同相または実数部は単に遅延である。ヒルバート変換器に続くダウンコ ンバージョン処理は複素プロセスｅｘｐ（−ｊπｋ／２）による乗算を必要とす るが、それは最終のＩＦ周波数およびサンプリング周波数の関係はｆｓ＝４ｆＩ Ｆであるためである。該プロセスはセレクタによる乗算およびパスバンド同相お よび直角位相信号成分サンプルの多重化を行いかつ符号変換を行うデジタルトラ ンスレータ回路なしに効率的に行われベースバンド同相および直角位相信号成分 サンプルを得る。ＤＣエスティメーションおよび除去は同時にあるいはこのプロ セスならびにＡＧＣの後に行われる。そのような方法および装置により、同相お よび直角位相成分を別個にデジタル化することなしに実質的にデジタルダウンコ ンバータを得ることができ、 該ダウンコンバータ回路は計算機的に効率のよい方法でかつ何らかの受信機のた めの除去または補償（ＤＣ除去）およびチャネル損傷の除去または補償（フェー ディング排除を備えたＡＧＣ）の能力を備えて動作する。前記ＤＣエスティメー ション回路はまた計算機的に効率よくなるよう設計され、それによってそれらが 非常に少しの演算操作を必要とするのみとなる。 本発明が以上の記述および図面において説明されかつ図示されたが、この説明 は実例によるのみでありかつ当業者により本発明の真の精神および範囲から離れ ることなく変更をなすことができることが理解される。例えば、異なる形式のＤ Ｃエスティメーションを種々のＴＤＭＡおよびＣＤＭＡ実施例を含む本発明の任 意の実施例に適用することができる。さらに、本発明はデシメータを備えてある いはデシメータなしに実施することができる。ＣＤＭＡシステムにおける異なる タイプの擬似ノイズ逆拡散も可能である。異なる自動利得制御（ＡＧＣ）回路も またＴＤＭＡまたはＣＤＭＡシステムに適用できる。さらに、前記ダウンコンバ ーターはデシメータを備えてあるいはデシメータなしに実施することができる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ラパラ・ブライアン アメリカ合衆国イリノイ州 60056、マウ ント・プロスペクト、サウス・オーエン・ ストリート 611

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．ダウンコンバータであって、 中間周波信号を受信しかつあるサンプリングレートでデジタル信号を提供する よう動作可能に結合されたアナログ−デジタル変換器、 前記アナログ−デジタル変換器に動作可能に結合されて前記デジタル信号のパ スバンド直角位相成分を提供するヒルバート変換ネットワーク、 前記アナログーデジタル変換器に動作可能に結合されて前記デジタル信号のパ スバンド同相成分を提供する遅延要素、そして 前記ヒルバート変換ネットワークおよび前記遅延要素に動作可能に結合され少 なくとも１つの所定のパターンに基づき前記パスバンド直角位相およびパスバン ド同相成分を変更しベースバンド直角位相信号およびベースバンド同相信号を提 供するデジタルトランスレータ、 を具備するダウンコンバータ。 ２．さらに、前記ヒルバート変換ネットワークおよび前記遅延要素に動作可能 に結合され前記パスバンド直角位相成分および前記パスバンド同相成分を交替的 に選択して前記パスバンド直角位相成分およびパスバンド同相成分の内の選択さ れた成分を前記デジタルトランスレータに提供するセレクタを具備する、請求項 １に記載のダウンコンバー タ。 ３．前記デジタルトランスレータは、 前記セレクタから前記選択されたパスバンド直角位相成分を受信しかつ第１の 所定のパターンに基づき前記選択されたパスバンド直角位相成分を変更して前記 ベースバンド直角位相信号を提供する直角位相トランスレータ、そして 前記セレクタからの前記選択されたパスバンド同相成分を受信しかつ第２の所 定のパターンに基づき前記パスバンド同相成分を変更してベースバンド同相信号 を提供する同相トランスレータ、 を具備する、請求項２に記載のダウンコンバータ。 ４．さらに、前記アナログーデジタル変換器からデジタル信号を受信しかつ該 デジタル信号を前記変換ネットワークおよび前記遅延要素に交替的に提供するデ シメータを具備する、請求項１に記載のダウンコンバータ。 ５．前記デジタルトランスレータは、 前記ヒルバート変換ネットワークに動作可能に結合され第１の所定のパターン に基づき前記パスバンド直角位相成分を変更して前記ベースバンド直角位相信号 を提供する直角位相トランスレータ、そして 前記遅延要素に動作可能に結合され第２の所定のパターンに基づき前記パスバ ンド同相成分を変更して前記ベースバンド同相信号を提供する同相トランスレー タ、 を具備する、請求項４に記載のダウンコンバータ。 ６．前記デジタルトランスレータはさらに前記変換ネットワークおよび前記遅 延要素に動作可能に結合され前記所定のパターンおよび擬似ランダムシーケンス の双方に基づき前記パスバンド直角位相成分およびパスバンド同相成分を変えて ベースバンド直角位相信号およびベースバンド同相信号を提供する擬似ランダム シーケンス復調器を具備する、請求項１に記載のダウンコンバータ。 ７．さらに、 前記ヒルバート変換ネットワークおよび前記遅延要素に動作可能に結合されて 所定のパターンに基づき前記パスバンド直角位相成分およびパスバンド同相成分 を変えて早期ベースバンド直角位相信号および早期ベースバンド同相信号を提供 する早期トランスレータ、 前記ヒルバート変換ネットワークおよび前記遅延要素に動作可能に結合されて 所定のパターンに基づき前記パスバンド直角位相成分およびパスバンド同相成分 を変えて後期ベースバンド直角位相信号および後期ベースバンド同相信号を提供 する後期トランスレータ、そして 前記早期トランスレータ、前記後期トランスレータおよび前記デジタルトラン スレータに動作可能に結合され前記選択された信号の品質に基づき前記早期、後 期およびデジタルトランスレータの内の１つからベースバンド直角位相信号およ びベースバンド同相信号を選択するセレクタ、 を具備する、請求項１に記載のダウンコンバータ。 ８．前記成分は２進数からなりかつ前記デジタルトランスレータは前記所定の パターンに従って該２進数の符号を変更する、請求項１に記載のダウンコンバー タ。 ９．さらに、前記ベースバンド直角位相信号および前記ベースバンド同相信号 から実質的にＤＣを除去するよう動作可能に結合されたＤＣエスティメータを具 備する、請求項１に記載のダウンコンバータ。 １０．信号をダウンコンバートする方法であって、 （ａ）中間周波信号をあるサンプリングレートでサンプリングしてデジタル信 号を生成する段階、 （ｂ）前記デジタル信号を変換してパスバンド直角位相成分を生成する段階、 （ｃ）前記デジタル信号を遅延させてパスバンド同相成分を生成する段階、そ して （ｄ）少なくとも１つの所定のパターンに基づき前記パスバンド直角位相成分 およびパスバンド同相成分を変えてベースバンド直角位相信号およびベースバン ド同相信号を提供する段階、 を具備する信号をダウンコンバートする方法。