KR0134111B1 - 다이버시티 수신기에서의 신호 가중 파라메터를 평가하는 방법 및 장치 - Google Patents

다이버시티 수신기에서의 신호 가중 파라메터를 평가하는 방법 및 장치

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KR0134111B1
KR0134111B1 KR1019930703502A KR930703502A KR0134111B1 KR 0134111 B1 KR0134111 B1 KR 0134111B1 KR 1019930703502 A KR1019930703502 A KR 1019930703502A KR 930703502 A KR930703502 A KR 930703502A KR 0134111 B1 KR0134111 B1 KR 0134111B1
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래스키 필립 디
차이슨 그레고리 엠
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안토니 제이. 살리 2세
모토로라 인코포레이티드
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Abstract

다이버시티 수신기의 신호가중 파라메터를 평가하는 방법 및 장치 다이버시티 수신기(300)는 다이버시티 가중 파라메터 평가를 개선했다. 상기 수신기는 인코드된 데이터를 가지는 신호(101)의 다른 버전을 수신하고, 상기 버전을 합성하고, 상기 합성에서 포함된 데이터를 디코드한다. 상기 디코드된 데이터 출력은 상기 신호(101)가 송신된 송신기에서의 출력과 같은 유사한 기술을 이용하여 재인코드된다. 상기 재인코드된 데이터는 각 버전의 기억된 재복사를 정정하기 위하여 이용되는 다이버시티 가중 파라메터를 계산하는데 이용된다. 상기 정정된 버전은 다이버시티 수신기(300)에서 신호(101)에 포함된 정보를 더욱 정확히 평가하기 위해서 합성되고 디코드된다.

Description

[발명의 명칭]
다이버시티 수신기에서의 신호 가중 파라메터를 평가하는 방법 및 장치
[도면의 간단한 설명]
제 1 도는 파라메터 추정을 실행하는 단일 브랜치 수신기에 대한 블럭도.
제 2 도는 복조후의 신호를 표시하기 위해 사용되는 I-Q 배치도.
제 3 도는 본 발명에 따른 개선된 파라메터 추정을 실행하는 다이버시티 수신기에 대한 도시도.
제 4 도는 제 3 도에 도시된 정정 회로의 양호한 실시예에 대한 도시도.
제 5 도는 제 3 도에 도시된 정정 회로의 다른 실시예에 대한 도시도.
제 6 도는 본 발명에 따른 통신 시스템에서 실시된 개선된 파라메터 추정의 한 실시예를 도시하는 도시도.
제 7 도는 본 발명에 따른 통신 시스템에서 실행된 개선된 파라메터 추정의 다른 실시예의 도시도.
제 8 도는 본 발명에 따른 개선된 다이버시티 가중 파라메터 추정을 위해 완전 공지의 또는 부분 공지의 데이터 및 미지의 데이터를 사용하는 계수 추정 회로의 다른 실시예의 도시도.
[발명의 상세한 설명]
[관련된 발명]
본 발명과 동일자로 제출되고, 관련 부분 내용을 포함하며, 본 발명의 양수인에게 양도된 시아송(chiasson)의 미국특허출원(# CE02253R) 수신기에서의 신호 가중 파라메터를 추정하는 방법 및 장치를 참조하기 바란다.
[발명의 분야]
본 발명은 일반적으로 수신기에서의 신호 파라메터 추정에 관한 것으로서, 특히 다이버시티 결합(diversity combining)에 사용하기 위한 수신기에서의 신호 파라메터 추정에 관한 것이다.
[발명의 배경]
다이버시티 결합은 두 개 이상의 개별적으로 페이딩된(faded) 수신기 브랜치를 결합한 결과로 생기는 성능 이득 때문에 디지털 통신에 폭넓게 사용된다. 가능한 최대의 이득을 얻기 위해, 상기 다이버시티 브렌치는 정확하게 가중되고(weighted) 결합되어야 한다. 이 목적을 달성하기 위해 채널에 관한 정확한 정보 또는 송신된 신호를 상기 다이버시티 수신기에서 사용할 수 있어야 한다. 그러나, 상기 채널에 대한 구조는 통상 공지되어 있지 않기 때문에, 가능한 최대한의 이득을 얻기 위해 요구되는 채널 파라메터는 상기 수신기에 의해 추정되어야 한다.
시간에 따라 변하는 채널 이득 및 노이즈 분산을 가지는 임의의 2진 통신을 위한 M-브랜치 다이버시티 수신기에 대해서, 상기 채널은 다음과 같이 모델링될 수 있다.
여기서, rm은 수신된 신호 벡터이고, pm은 채널 이득(대각) 행렬이고, xs는 송신된 신호 벡터이고, nm은 노이즈 벡터이고, m은 상기 다이버시티 브랜치를 표시한다. 가장 일반적인 선형 결합기는 다음과 같이 모델링될 수 있다.
여기서 αm은 브랜치 m은 다이버시티 가중 계수 또는 파라메터를 나타낸다.
에러 신호를 esm(k)=rm(k)-xs(k)로 정의함으로써, αm(k)에 대한 개별 성분이 다음과 같이 계산될 수 있다는 것을 알 수 있다.
및
상기 식에 의해 표시된 것처럼, 상기 추정에 대한 타당성은 σn㎡(k)가 단순히 수신된 신호 전력과 관련되어 있는 반면, σe㎡(k)는 상기 수신기에서 송신된 시퀸스 xs(k)를 사용할 수 없기 때문에 쉽게 얻을 수 없다. 현재 기술은, 상기 수신된 시퀀스내의 특정 기호 k에 대해서, 에러 신호가 상기 수신된 신호와 가장 인접한 배치점(CCP)(Closest Constellation Point) 사이의 차이라고 가정하여 상기 문제점에서 벗어나려고 한다.
만약 CCP가 송신된 신호에 해당한다면 상기 기술은 적당한 반면, 그렇지 않은 경우에 있어서(즉, 채널에 에러가 발생한 경우), σe㎡(k)의 추정은 매우 부정확해지고 따라서 αm(k)가 매우 부정확해 질 수 있다.
따라서, 다이버시티 수신기에서 사용가능한 정보를 최대로 사용함으로써 상당한 정확성 증가를 제공하는, 다이버시티 가중 계수 αm(k)를 추정하는 새로운 방법 및 장치가 필요하다.
[본 발명의 요약]
통신 시스템은 다이버시티 수신기를 가지는데, 상기 다이버시티 수신기는 적어도 신호의 제 1 및 제 2 버전(version)을 수신하기 위해서 적어도 제 1 및 제 2 브랜치를 가진다. 상기 다이버시티 수신기는, 제 1 및 제 2 브랜치 각각에서 적어도 제 1 및 제 2 버전에 관련된 적어도 제 1 다이버시티 가중 파라메터를 발생시키고, 제 1 및 제 2 브랜치 각각에서 발생된 대응하는 적어도 제 1 다이버시티 가중 파라메터에 의해 제 1 및 제 1 버전을 수정한다. 상기 다이버시티 수신기는 그 다음에 수신된 제 1 및 제 2 버전을 결합시켜 제 1 결합 신호를 산출하고, 제 1 결합신호를 정정하여 적어도 제 1 정정된 신호를 발생시키고, 제 1 및 제 2 브랜치 각각에서 대응하는 제 1 및 제 2 정정된 신호 각각을 사용하여 신호와 관련된 적어도 제 2 다이버시티 가중 파라메터를 발생시킨다.
양호한 실시예의 상세한 설명
제 1 도는 파라메터 추정을 실시하는 단일 브랜치 수신기의 블럭도이다. 제 1 도에 대한 논의는 단일 브랜치 수신기에서 파라메터 추정이 어떤 방법으로 실행되는지에 대한 배경을 제공하기 위한 것이다. 제 1 도의 A에 의해 표시된 링크는 초기 반복(initial iteration)에만 사용된다. 수신기(100)는 송신기(도시안됨)에 의해 수신된 신호(101)를 수신한다. 신호(101)는 안테나에 의해 수신되어 결정 회로(106)로 입력된다. 결정 회로(106)는 상기 수신된 신호를 벡터 형태로 표시하기 위해 신호(101)를 인코딩된 수신 벡터(102)로 변환한다. 결정 회로(106)는 모든 필요한 복조 하드웨어로 구성되며, 또한 하드-의사결정(hard-decision making) 또는 소프트-의사결정(soft-decision making)을 실행한다.
제 2 도는 복조후의 신호(101)를 표시하는데 사용될 수 있는 I-Q배치를 도시한다. 양호한 실시예에 있어서, 제 2 도에 도시된 배치는 1/4위상 쉬프트키잉(QPSK)(quaternary phase shift keying) 또는 1/4 진폭 변조(QAM)(quaternary amplitude moddulation)로 변조된 신호(101)에 대한 것이다. 그러나 다른 실시예는 BPSK, 8PSK, 16QAM 같은 다른 유형의 변조를 사용할 수 있다. 제 2 도에 도시된 것같이, 상기 I-Q 배치는 하드-의사결정이 사용되는 경우 결정 회로(106)에 의해 출력될 수 있는 4개의 가능한 하드-의사결정을 표시하는 4개의 배치점(200-203)으로 구성되어 있다. 또한 제 2 도에는 벡터(206)에 의해 벡터 형태로 도시된 송신 신호(101)가 도시되어 있다. 벡터(206)는 이상적인 송신 및 수신기(100)가 이상적인 상태에서 수신하는 송신을 표시한다. 그러나, 상기 해당 채널에서 발생한 에러 때문에, 수신기(100)에 의해 수신된 통상의 벡터 r은 벡터(208)이다. 벡터(208)는 수신기(100)가 수신한 내용과 수신기가 판단한 내용이 옳은지를 나타낸다. 명백히, 만약 벡터(206)가 상기 송신된 신호를 나타내고, 벡터(208)가 수신기(100)가 수신한 내용(즉, 송신되었다고 생각하는 것)을 나타낸다면, 상당한 에러가 전파매체 및 수신기(100)에 의해 발생된 것이다.
시간에 따라 변하는 채널 이득 및 노이즈 분산을 갖는 임의의 2진 통신 채널에 대한 M-브랜치 다이버시티 수신기는 다음과 같이 모델링될 수 있음을 상기하자.
rm=pmxs+nm, m∈1…M (1)
상기 식에서 rm은 수신된 신호 벡터이고, pm은 채널 이득(대각)행렬이고, xs는 송신된 신호 벡터이고, nm은 노이즈 벡터이고, m은 상기 다이버시티 브랜치를 표시한다. 가장 일반적인 선형 결합기는 다음과 같이 모델링될 수 있다.
(2)
상기 식에서 am은 브랜치 m에 다이버시티 가중 계수를 표시한다. 우선, 결합된 신호의 신호 대 잡음비를 최대로 하려는 최대-비율 결합기(max-ratio combiner)를 생각해본다. xs(k)에 의해 표시된 xs의 각 요소 또는 기호 k가 동일한 확률을 갖는 값 ±√c(c는 상수)를 취하는 독립적인 동일 분포된(i,i,d)2진 확률 변수이고, 노이즈 벡터 nm의 각 요소는 제로 평균 및 분산 σn㎡(k)를 가지는 독립 가우시안 확률 변수이라고 가정하면, 상수 수신기에 대한 최적의 가중 계수는 다음과 같이 표시될 수 있다.
(3)
다른 실시예에 있어서, 다이버시티 가중 파라메터 αm(k)를 형성하기 위하여, 채널 pm(k) 및 노이즈 분산 σn㎡(k)을 결합시키는 다른 방법이 사용될 수 있다. 마찬가지로 채널 이득 pm(k) 및 노이즈 분산 σn㎡(k) 이외의 다른 파라메터가 다이버시티 가중 파라메터 αm(k)의 계산에 사용될 수도 있다.
상기 최대-비율 결합기는 입력 브랜치의 가중 합산으로부터 형성된 신호를 출력하지만, 상기 선택 결합기는 최적의 브랜치만 출력한다. 이러한 경우에 있어서, 선택된 브랜치의 계수이외의 모든 계수는 제로이다. 상기 가정에 의하면 단일 브랜치 최대 가능성 디코더는 다음을 최대화하는 값을 찾는다.
(4)
선택 결합(selection combining)은 가장 큰 αm(k)r(k)를 가진 브랜치를 선택함으로써 수행될 수 있다는 것이 명백하다. 선택 결합의 상세한 논의에 대해서는 M. Schwartz, W. R. Bennett 및 S. Stein의 저서인 1966년판 뉴욕. McGraw-Hill의 통신 시스템 및 기술(Communicaiotn Systems and Techniques)이란 책자의 페이지 432-442를 참조한다. 이렇게 이들 두갱의 결합 기술에서 다이버시티 가중 계수는 동일한 방법으로 계산될 수 있다.
다시, 에러 신호를 esm(k)=rm(k)-xs(k)로 정의함으로써, αm(k)에 대한 개별 성분이 다음과 같이 계산될 수 있다.
(5)
(6)
채널 이득 및 노이즈 분산 파라메터가 크게 변하지 않도록 다수의 비트에 대해 기대값 계산이 행해진다. 양호한 실시예에 있어서, 상기 통신 시스템은, 채널 이득 및 노이즈 분산 파라메터가 크게 변하지 않도록 하는 비트수가 단일 주파수 호핑의 기간이 되는 저주파 호핑(SFH)(slow-frequency hopping) 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 통신 시스템이다. 통신 시스템의 주파수 호핑이 배경에 대해서는 George Calhoun 저서인 1988년 미국, 디지털 셀룰러 라디오(Digital Cellular Radio)의 344-351 페이지를 참조한다. 계속해서, 다른 실시예에서, 상기 통신 시스템은, 특히, 연속 데이터 통신 시스템 또는 시분할 다중 액세스(TDMA) 통신 시스템이 될 수 있다. 특히 TDMA 통신 시스템의 경우, 상기 채널이득 및 노이즈 분산 파라메터가 크게 변하지 않는 비트수가 짧은 타임 슬롯 시스템에서 한 타임 슬롯전체 기간일 수 있다. 상기 시스템의 한 예로는 그룹 특별 이동(GSM)(Group Special Mobile) 전-유럽디지털 셀룰러 시스템이 있다. 보다 긴 타임 슬롯을 가지는 다른 TDMA 시스템, 예컨대 미국 디지털 셀룰러(USDC)(United State Digital Cellular) 시스템의 경우, 요구된 기대값의 기간동안 파라메터 변화를 최소화하기 위해 윈도잉(windowing) 기술이 사용될 수 있다. 몇 개의 통상적인 윈도잉 기술로는 사각형 윈도잉(rectangular windowing) 및 지수 감쇠 윈도잉(exponential decay windowing)이 있다.
상기 에러 신호가 es(k)에 의해 주어지고, 이상적인 송신 신호 xs(k)는 제 2 도의 벡터(206)에 의해 주어지는 것을 상기하자. 만약 상기 채널이 심각하게 손상된 경우, 수신된 신호 r(k)는 벡터(208)가 될 수 있다. 통상적으로, 수신기는 데이터 시퀀스의 주어진 기호 k에 대해, 에러 신호가, 수신된 신호와, 가장 인접한 배치 점(CCP) 사이의 차이라고 가정한다. 따라서, 제 2 도를 참조하면, 수신된 신호 r(k)가 벡터(208)인 경우, 에러 신호에 대한 일반적인 수신기의 추정은 △2가 되는데, 그 이유는 그것이 배치점(203)에 가장 인접하기 때문이다. 그러나, 이상적인 송신 벡터(206)에 대응하는 것으로 사용되어야 하는 배치점은 배치점(201)이다. 이 경우, 수신기에서의 실제 에러는 △2이 아니라, △1이다. 수신기가 생각하는 에러와 실제 에러 사이의 이런 불일치가 본 발명이 개선하고자 하는 사항이다.
다시 제 1 도로 돌아가서, 결정 회로(106)로부터의 출력은 인코딩된 수신 벡터(102)로서, 상기 벡터(102)는 가중될 수 있고(예컨대 CCP 소프트-의사결정에 의해), 가중되지 않을 수도 있다(하드-의사결정). 인코딩된 수신 벡터(102)는 디코더(108)로 입력되고, 이 디코더는 양호한 실시예에서는 디인터리빙(de-interleaving) 및 비터비 디코딩(Viterbi decoding) 기능을 구비한다. 다른 실시예로, 많은 유형의 에러 정정 코드 및 그에 따른 디코더가 포함될 수도 있다. 제 2 도로 돌아가서, 실제로 송신된 것은 벡터(206)이고, 벡터(208)는, 송신되었다고 수신기(100)가 생각하는 것이라고 가정하면, 상기 수신기에서의 에러는 △2로 표현된다. 만약 상기 에러 신호가 상기 다이버시티 가중 파라메터 α(k)를 계산하는 데 후에 사용하기 위한 에러 신호의 분산을 계산하는데 사용되었다면, 수신기(100)에서의 신호(101)의 가중 매우 부정확하게 될 것이다. 제 1 도로 돌아가서, 디코더(108)의 출력은 디코딩된 수신 벡터(109)로서, 이것은 디코더(108)에서의 에러 정정 코딩에 의해, 인코딩된 수신 벡터(102)보다 더 적은 에러를 가진다. 초기 반복후에 제 1의 디코딩된 수신 벡터가 되는 벡터(109)는 본 발명에 따라 그 다음에 재인 코딩(re-encode)된다. 양호한 실시예에 있어서, 상기 재인코더(110)는 상기 송신기(도시안됨)가 사용한 것과 동일한 기술을 사용하여 상기 제 1 의 디코딩된 수신 벡터를 재인코딩한다.
재인코더(110)의 출력은 상기 첫번째 반복후에 제 1 의 수정된 수신 벡터가 되는 수정된 수신 벡터(111)이다. 수정된 수신 벡터(111)는 인코딩된 수신 벡터(102)보다 더 나은 신호(101)의 추정이 된다. 수정된 수신 벡터(111)는 계수 추정블럭(107)을 들어가며 여기서 다이버시티 가중 파라메터 α(k)가 수정된 수신 벡터(111)를 사용하여 계산된다. 이때에 수정된 수신 벡터(111)가 신호(101)에 관한 정보를 포함하기 때문에, 수신기(100)는 초기에 사용된 CCP 기술이 정확한지 여부를 결정할 수 있다. 제 2 도에 제공된 예에서, 수신기(100)는 사용된 CCP 기술이 부정확하다고 결정할 것이다. 수신기(100)는 이제 다이버시티 가중 파라메터 α(k)의 계산에 대한 배치점(201)을 사용하여 이를 정정하게 되며, 이렇게 함으로써 벡터(206)에 의해 표시된 송신 신호 xs(k)의 더욱 정확한 추정을 제공한다. 양호한 실시예에 있어서, 다이버시티 가중 파라메터 α(k)는 소프트-의사결정 가중 파라메터로서, 상기 파라메터는 신호(101)의 기억된 복사판(replica)을 한 번 더 가중하거나 수정하는데 사용될 것이다. 이런 점에서, 새로 계산된 다이버시티 가중 파라메터는 제 2 다이버시티 가중 파라메터를 나타낸다. 제 2 다이버시티 가중 파라메터의 계산은 수정된 수신 벡터(111)를 사용하여 계수 추정 블록(107)에서 실행되는데, 여기서 상기 수정된 수신 벡터(111)는 버퍼(105)로부터 복원된 신호(101)의 기억된 복사판을 수정하는 데 사용된다. 상기 수정된 기억된 복사판은 다음에 디코딩되고, 이때 제 2의 디코딩된 수신 벡터를 초래한다. 재인코더(110) 및 계수 추정 블럭(107)을 통한 첫번째 반복에 의해, 상기 제 2의 디코딩된 수신 벡터는 제 1 의 디코딩된 수신 벡터(109보다 더 적은 에러를 갖는데, 그 이유는 상기 첫번째 반복에 의해 수신기(100)가 신호(101)에 관한 정보, 특히 신호(101) 내에 포함된 데이터에 관한 정보를 알 수 있게 되기 때문이다. 이와 같이 반복함으로써, 수신기(100)는 신호(101)가 어떤 신호인가를 보다 더 잘 추정할 수 있고, 수신기(100)에서 신호(101)을 더욱 정확하게 복원할 수 있다.
상기 재인코더(110)를 통한 계수 추정 블럭(107)으로의 첫번째 반복은 틀림없이 수신기(100)가 신호(101)에 관하여 더 많이 알 수 있도록 도움을 줄 것이다. 그러나, 비록 그것이 적합할지라도, 수신기(100)는 단한번의 반복에만 한정되지 않는다. 실제로, 수신기(100)에서 반복이 이루어질 때마다. 상기 수신기(100)는 신호(101)에 관해 전달 매체 및 수신기(100)에 의하여 발생된 에러를 더욱 많이 정정한다. 그러나, 몇번의 반복에서 디코더(108)가 정정할 수 있는 에러의 양은 감소할 것이고, 결국 감소 반환점(a poian of diminishing return)에 도달하는데 그 이유는 수신기(100)가 신호(101)에 관하여 정정할 수 있는 에러가 더 이상 없는 시점에 도달하기 때문이다. 수신기에서 이루어지는 반복의 횟수는 수신기(100)의 성능요건에 좌우된다.
다른 실시예에서, 수신기(100)는 신호(101)에 대해 특히 신호(101)에 포함된 데이터에 대해 제한된 양의 정보만을 가질 수 있다. 예컨대, 신호(101)는 완전히 공지된 정보량을 가지는 시분할 다중 액세스(TDMA) 통신 시스템내의 버스트(burst) 신호일 수 있다. 상기 정보는 프리앰블(preamble), 미드앰블(midamble) 또는 포스트앰블(postamble) 등의 연속적인 시퀀스 일 수도 있지만 여기에 한정되는 것은 아니다. 이와 같은 방식에 있어서, 수신기(100)는 에러 신호를 결정함에 있어서, xs의 추정으로서 완전히 공지된 정보량을 사용할 것이고, 결과적으로, 다이버시티 가중 파라메터의 정확성을 개선시킬 것이다. 이것은 상기 비트의 범위에 걸쳐 정확한 다이버시티 가중 파라메터의 발생을 초래할 것이다. 상기 정보는 이전에 논의된 CCP 기술을 사용하여 미지의 데이터 비트로부터 유도된 다이버시티 가중 파라메터와 결합되어, 제 1 디코딩 반복해서 신호(101)를 스케일링하는데 사용될 다이버시티 가중 파라메터를 형성할 수 있다. 이후의 반복에서, 공지된 데이터 비트로부터의 다이버시티 가중 파라메터에는 이전에 논의된 재인코딩 기술을 사용하여 상기 미지 데이터 비트로부터 유도된 가중 파라메터와 결합될 수 있다.
또다른 실시예에 있어서, 신호(101)는 일부 공지된 정보량을 가지는 신호, 예컨대, 특히 디지털 음색코드(DVCC) 시퀀스가 될 수 있다. 이러한 방식에서, 상기 다이버시티 가중 파라메터는 상기 수신기가 대응하는 xs(k) 시퀀스를 완전히 알고 있지 못하고 단지 상기 심볼이 특정 서브세트에 속하는 것만을 알고 있기 때문에 정확하지 않을 수도 있다. 결과적으로, 상기 다이버시티 가중 파라메터는, 미지의 데이터 비트에 대해서는 상기 에러 신호 나아가서 상기 다이버시티 가중 파라메터가 진술된 방법으로 계산되고, 일부 공지된 비트에 대해서는 상기 에러 신호 나아가서 다이버시티 가중 파라메터가 허용가능한 값의 세트내의 배치점만을 사용하여 계산되는 수정된 기술을 통해 계산될 것이다. 다음에 이러한 2가지 가중 파라메터는 신호(101)를 스케일링하는데 사용될 다이버시티 가중 파라메터를 형성하기 위하여 결합될 것이다.
제 3 도는 본 발명에 따른 다이버시티 수신기(300)에서 다이버시티 가중 파라메터 추정의 실현을 도시한다.
도시된 것같이, 다이버시티 수신기(300)는 제 1 도에 도시된 것과 비슷한 소자로 구성된다. 예컨대, 버퍼(304,305)는 버터(105)와 유사하고, 결정 회로(307,308)는 결정 회로(106)와 유사하고, 안테나(301,302)는 안테나(103)와 유사하다. 마찬가지로, 상기 유사한 소자의 기능은 비슷하다. 예컨대 제 1 도의 신호(101)와 같은 신호(제 3 도에 도시안됨)는 어떤 환경을 통해 안테나(301,302)로 전파될 것이다. 이때에, 안테나(301,302)는 신호(101)의 일반 버전(common version)을 수신하지 않고, 신호(101)의 다른 버전들을 수신할 것이다. 상기 해당 버전은 결정 회로(307,309)에 각각 입력되고, 상기 회로(307,308) 각각은 적어도 제 1 및 제 2 버전에 관련된 적어도 제 1 다이버시티 가중 파라메터를 발생시킬 것이다. 다음에 결정 회로(307,308)는 다이버시티 수신기(300)의 각 브랜치 내에서 발생된 해당 제 1 다이버시티 가중 파라메터에 의해 제 1 및 제 2 신호 버전 각각을 수정할 것이다. 결정 회로(307,308)로부터의 출력은 다이버시티 결합기(315)로 입력되고, 여기서 상기 출력은 결합되어 제 1 결합 신호(316)를 생성할 것이다. 양호한 실시예에 있어서, 다이버시티 결합기(315)는 최대 비율 다비어시티 결합기이다. 다른 실시예에서, 다이버시티 결합기(315)는 선택 다이버시티 결합기가 될 수 있다. 계속해서 제 1 결합 신호(316)는, 적어도 제 1 정정 신호(313)의 출력과, 다른 신호처리 수단에 결합된 출력 라인을 갖는 정정 회로(317)에 입력된다. 제 1 정정 신호(313)는 신호(101)의 제 1 및 제 2 버전의 복사판에서 처럼, 계수 추정블럭(310,311)으로 입력한다. 양호한 실시예에 있어서, 신호(101)는 그것이 유출된 송신기에서 순방향에러 정정 인코딩에 의해 인코딩된다.
계수 추정 블럭(310,311)은 제 1 및 제 2 브랜치 각각에서 발생된 제 2 발생된 다이버시티 가중 파라메터에 의해 상기 인코딩된 신호의 제 1 및 제 2 버전을 수정한다. 계수 추정 블럭(310,311)으로부터의 출력은 인코딩된 신호의 재가중된 제 1 및 제 2 버전이며, 이들은 다이버시티 결합기(315)에서 결합되어 제 2 결합 신호를 생성한다. 이때, 상기 제 2 결합 신호는 제 1 결합 신호(316)와 유사한 신호를 나타내지만, 정정 회로(317) 및 계수 추정 블럭(310,311)으로 구성되는 루프를 통하여 신호가 반복되기 때문에 더욱 정확한 가중을 갖는다. 이때, 상기 제 2 결합 신호는 정정회로(317)에 의해 한 번 더 조작되어 궁극적으로 신호처리에 대한 출력을 발생시킨다. 신호처리가 사용될 때, 다이버시티 수신기(300)는 그 신호를 사용하여 수신기(100)에서 신호(101)를 복원한다. 제 4 도는 제 3 도에 도시된 정정회로(317)의 양호한 실시예를 도시한다. 도시된 것같이, 결합신호(316)는 양호한 실시예에서 비터비 디코더인 디코더(400)로 입력된다. 비터비 디코더(400)으로부터 출력은 디코딩된 신호(401)이다. 다음에 디코딩된 신호(401)는, 송신기에 행해진 것과 유사한 순방향 에러 정정(FEC) 코드에 의해 디코딩된 신호(401)를 재인코딩한다. 재인코더(402)는 출력에서 적어도 제 1의 정정된 신호(313)를 가진다. 양호한 실시예에서는, 정정된 신호(313)가 계수 추정 블럭(310,311)에 입력되는데, 다른 실시예에서는 이들 입력이 다를 수도 있다.
상기 논의된 기술은 FEC를 사용하는 시스템에서 다이버시티 결합의 수행을 개선할 수 있지만, 경우에 따라서는 이렇게 한정할 필요가 없다. 따라서, 제 5 도는 디코더(400)가 필요없는 정정회로(317)의 다른 실시예를 도시한다. 제 5 도에 도시된 것같이, 하드-의사결정 블럭(504)만 필요하다. 제 4 도의 양호한 실시예에 있어서 처럼, 다이버시티 수신기(300)는 상기 CCP 계수 추정기술을 사용하여 각 브랜치에 대한 가중 계수를 초기에 계산한다. 그러나, 다이버시티 결합기(315)에서의 결합후에, 결합 신호(316)는 단일 브랜치에 의해 발생되는 것보다 적은 에러를 갖기 때문에, 결합 신호(316)를 통해 이루어진 하드 의사결정은, 여러번의 반복에 사용될 때 훨씬 더 정확한 다이버시티 가중 계수 세트를 계산하는데 사용될 수 있는 정보를 발생시킬 것이다. 이러한 방법의 결과로 얻은 성능 이득은 코딩을 사용하는 시스템으로부터 얻을 수 있는 이득보다 상당히 더 작지만, 이 기술에서는 코딩 시스템의 기술을 행하는 것보다 오버헤드 및 복잡성이 상당히 감소한다. 결과적으로, 시스템 요건에 따라, 제 5 도에 도시된 비디코딩 실현은 변화 가능한 설계상의 선택사항이 될 수 있다.
지금까지, 다이버시티 가중 계수의 추정을 개선시키는 기술이 그 폭넓은 용도에 따라 일반적인 수준에서 제공되었다. 그러나, 상기 일반적인 수신기는 다양한 실제 시스템으로 실현될 수 있다. 이전에 언급한 것처럼, 상기 양호한 실시예는 SFH CDMA 통신 시스템이다. 제 6 도 및 제 7 도는 본 발명에 따른 SFH CDMA 통신 시스템에서의 개선된 파라메터 추정의 실시예를 도시한다.
제 6 도를 참조하면, SFH 다이버시티 수신기(600)는 송신된 신호(도시안됨)의 다른 버전들을 수신하는 안테나(601,602)를 구비한다. 위상 동조 블럭(604)은 안테나(602)를 갖는 브랜치(브랜치 2,B2)를 안테나(601)를 갖는 브랜치(브랜치 1, B1)와 동조시킨다. 상기 위상 동조된 수신 버전은, 각 브랜치 B1, B2에 대한 제 1 다이버시티 가중 파라메터가 계산되는 추정 블럭(606,608)에 입력되어, 수신된 버전을 수정하는데 사용된다. 계수 추정 블럭(606,608)으로부터의 출력은, 2개의 수정된 버전이 결합되는 다이버시티 결합기(601)에 입력된다. 다이버시티 결합기(610)로부터의 출력은, 실질상 다이버시티 결합기(610)의 출력을 복조하는 차동 1/4 위상 쉬프트 키잉(DQPSK) 디코더(612)로 입력된다. DQPSK 디코더(612)로부터의 출력은, 양호한 실시예에서 버티비 디코더와 재인코더의 결합체인 블럭(614)으로 입력된다. 여기서의 재인코딩은 상기 신호와 유출된 송신기(도시안됨)에서 행해진 것과 유사한 기술이다. 블럭(614)은 DQPSK 디코더(612)로부터 출력을 디코딩하고, 적어도 제 1의 정정된 신호(616)을 출력한다. 양호한 실시예에 있어서, 각 브랜치(B1,B2)로 진행하는 버전(616)은 동일한 신호이다. 이때, 각 브랜치의 신호(616)는 제 2 다이버시티 가중 파라메터를 발생시키는데 사용되고, 상기 제 2 다이버시티 가중 파라메터는 각 브랜치(B1,B2)의 수신 신호를 정정하는데 사용된다. 블럭(606,608,610,612 및 614)을 통한 반복은 수신된 버전에 존재했던 에러를 정정하는 것이 불가능할 때까지 되풀이 될 수 있다.
제 7 도에 도시된 SFH 다이버시티 수신기(700)는 제 6 도의 다이버시티 수신기(600)의 동작과 비슷하다. 안테나(701 및 702)는 송신된 신호(도시안됨)의 다른 버전들을 수신한다. 상기 수신된 버전들을 제 6 도의 DQPSK 디코더(612)와 유사한 DQPSK 디코더(704,706)로 입력된다. DQPSK 디코더(704,706)는 실질상 상기 신호의 각각의 수신된 버전에 대한 복조를 수행한다. DQPSK 디코더(704 및 706)로부터의 출력은, 각 브랜치 B1, B2에 대한 제 1 다이버시티 가중 파라메터가 계산되는 계수 추정 블럭(708 및 710)으로 입력되어, 수신된 버전들을 수정하는데 사용된다. 계수 추정 블록(708 및 710)으로부터의 출력은 2개의 수정된 버전이 결합되는 다이버시티 결합기(712)로 입력된다. 결합된 출력은, 양호한 실시예에서 마찬가지로 비터비 디코더와 재인코더의 결합체가 되는 블럭(714)으로 입력된다. 여기서의 재인코딩은 상기 신호가 유출된 송신기에서 행해진 것과 유사한 기술이다. 수신기(600)에서처럼, 블럭(708,710,712 및 714)을 통한 반복은 수신된 버전에 존재했던 임의의 에러를 더 이상 정정할 수 없을 때까지 되풀이 될 수 있다.
이전에 기술된 것처럼, 단일 브랜치 수신기(100)는 신호(101), 특히 신호(101)에 포함된 데이터에 관하여 제한된 정보량을 가질 수 있다. 제 8 도는, 다이버시티 수신기(300)에서 미지의 데이터와 함께 완전히 공지되거나 일부 공지된 데이터를 사용하는 계수 추정 회로(310 및 311)의 다른 실시예를 도시한다. 다이버시티 수신기(300)의 동작은 제 3 도에 기술된 것과 유사하지만, 다음과 같은 다른 점이 있다. 신호(101)에 대한 다른 버전의 기억된 복사판은 계수 추정 블럭(310,311)에 입력되는데, 상기 블럭(310,311)에서 상기 기억된 복사판은 블럭(800 및 802)에 입력된다. 블럭(800)은 공지된 데이터에 의한 계수 추정이 발생하는 블럭이고, 블럭(802)은 미지의 데이터에 의한 추정이 발생하는 블럭이다. 제 8 도에 도시된 것같이, 블럭(800)의 데이터는 공지되어 있으며 상기 데이터의 정확한 추정을 얻는 것은 문제가 되지 않기 때문에 블럭(802)은 정정 회로(317)로부터의 입력을 요구하지 않는다. 그러나 수신기(300)는 미지의 데이터에 대하여 아는 것이 없으므로, 블럭(802)은 미지의 데이터의 보다 양호한 추정을 얻기 위해서 사용되는 정정 회로(317)로부터의 정정된 신호(313)을 입력으로 갖는다. 블럭(800 및 802)으로부터의 출력은 블럭(804)에서 결합되고, 이전에 기술된 것같이 블럭(804)의 출력은 다이버시티 결합이 발생되는 다이버시티 결합기(315)로 이송된다.
당업자라면, 본 발명에 따라, 전술된 목적 및 잇점을 충분히 만족시키는 수신기에서의 신호 가중 파라메터를 추정하는 방법 및 장치가 제공된다는 것을 명백히 이해할 것이다.
본 발명은 특정 실시예와 연결하여 기술되었지만, 당업자라면, 상기 설명에 비추어, 많은 교재, 정정 및 변경이 가능할 것이다. 따라서, 첨부된 청구범위는, 그러한 모든 교재, 정정 및 변경을 수용하도록 의도된 것이다.

Claims (10)

  1. 한 신호의 적어도 제 1 및 제 2 버전을 수신하는 적어도 제 1 및 제 2 브랜치를 갖는 통신 시스템에서, 다이버시티 수신기에서 다이버시티 가중 파라메터를 추정하는 방법에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 브랜치 각각에서 상기 적어도 제 1 및 제 2 버전과 관련된 적어도 제 1 다이버시티 가중 파라메터를 발생시키는 단계와; 상기 제 1 및 제 2 브랜치 각각에서 발생된 해당하는 적어도 제 1 다이버시티 가중 파라메터에 의해 상기 제 1 및 제 2 버전을 각각 수정하는 단계와; 제 1 결합 신호를 발생시키도록 상기 수정된 제 1 및 제 2 버전을 결합시키는 단계와; 적어도 제 1 정정된 신호를 발생시키도록 상기 제 1 결합 신호를 정정하는 단계 및; 제 1 및 제 2 브랜치 각각에서 상기 적어도 제 1의 정정된 신호를 사용하여 신호와 관련된 적어도 제 2 다이버시티 가중 파라메터를 발생시키는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 수신기에서의 다이버시티 가중 파라메터 추정방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 신호는 인코딩된 신호로 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 다이버시티 수신기에서의 다이버시티 가중 파라메터 추정방법.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 정정하는 단계는 제 1 디코딩된 신호를 발생시키도록 상기 제 1 결합 신호를 디코딩하는 단계 및; 상기 적어도 제 1 정정된 신호를 발생시키도록 상기 제 1 디코딩된 신호를 재인코딩하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 수신기에서의 다이버시티 가중 파라메터 추정방법.
  4. 제 3 항에 있어서 상기 인코딩된 신호의 재가중된 제 1 및 제 2 버전을 발생시키도록 상기 제 1 및 제 2 브랜치 각각에서 발생된 적어도 제 2 다이버시티 가중 파라메터에 의해 상기 인코딩된 신호의 제 1 및 제 2 버전을 수정하는 단계와; 제 2 결합 신호를 발생시키도록 상기 인코딩된 신호의 재가중된 제 1 및 제 2 버전을 결합시키는 단계 및; 제 2 디코딩된 신호를 발생시키도록 상기 제 2 결합 신호를 디코딩하는 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 수신기의 다이버시티 가중 파라메터 추정방법.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 인코딩된 신호의 제 1 및 제 2 버전을 수정하는 단계는 상기 인코딩된 신호의 제 1 및 제 2 버전의 기억된 복사판을 수정하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 수신기에서의 다이버시티 가중 파라메터 추정방법.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 정정하는 단계는 상기 적어도 제 1 정정된 신호를 발생시키도록 상기 제 1 결합 신호에 대해 하드-의사 결정을 수행하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 수신기에서의 다이버시티 가중 파라메터 추정방법.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 신호의 재가중인 제 1 및 제 2 버전을 발생시키도록 제 1 및 제 2 브랜치 각각에서 발생된 상기 적어도 제 2 다이버시티 가중 파라메터에 의해 상기 신호의 제 1 및 제 2 버전을 수정하는 단계 및 ; 제 2 결합 신호를 발생시키도록 상기 신호의 상기 재가중된 제 1 및 제 2 버전을 결합시키는 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 수신기에서의 다이버시티 가중 파라메터 추정방법.
  8. 송신기와 다이버시티 수신기를 구비하되, 상기 송신기가 상기 다이버시티 수신기에 의해 수신된 인코딩된 신호를 송신하는 통신 시스템에서, 복수의 다이버시티 가중 파라메터를 추정하는 방법에 있어서, 다이버시티 수신기의 제 1 및 제 2 브랜치에서 상기 인코딩된 신호의 제 1 및 제 2 버전을 각각 수신하는 단계와; 상기 제 1 및 제 2 브랜치 각각에서 상기 인코딩된 신호의 상기 각각의 제 1 및 제 2 버전과 관련된 제 1 다이버시티 가중 파라메터를 발생시키는 단계와; 해당하는 제 1 다이버시티 가중 파라메터에 의해 상기 인코딩된 신호의 제 1 및 제 2 버전 각각을 수정하는 단계와; 제 1 결합 신호를 발생시키도록 상기 인코딩된 신호의 상기 수정된 제 1 및 제 2 버전을 결합시키는 단계와; 제 1 디코딩된 신호를 발생시키도록 상기 제 1 결합 신호를 디코딩하는 단계와; 상기 제 1 디코딩된 신호를 재인코딩하는 단계 및; 상기 제 1 및 제 2 브랜치 각각에서 상기 재인코딩된 신호를 사용하여 상기 인코딩된 신호와 관련된 적어도 제 2 다이버시티 가중 파라메터를 발생시키는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 복수의 다이버시티 가중 파라메터 추정방법.
  9. 통신 시스템에서 사용되고, 한 신호의 적어도 제 1 및 제 2 버전을 수신하는 적어도 제 1 및 제 2 브랜치를 가지며, 상기 신호의 가중 파라메터를 추정하는 다이버시티 수신기에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 브랜치 각각에서 상기 적어도 제 1 및 제 2 버전과 관련된 적어도 제 1 다이버시티 가중 파라메터를 발생시키는 수단과; 상기 제 1 및 제 2 브랜치 각각에서 발생된 해당하는 적어도 제 1 다이버시티 가중 파라메터에 의해 상기 제 1 및 제 2 버전 각각을 수정하는 수단과; 제 1 결합 신호를 발생시키도록 상기 수정된 제 1 및 제 2 버전을 결합시키는 수단과; 적어도 제 1 정정된 신호를 발생시키도록 상기 제 1 결합 신호를 정정하는 수단과; 상기 제 1 및 제 1 브랜치 각각에서 상기 적어도 제 1 정정된 신호를 사용하여 상기 관련된 적어도 제 2 다이버시티 가중 파라메터를 발생시키는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 수신기.
  10. 시분할 다중 액세스(TDMA) 통신 시스템에 사용되고, 제 1 및 제 TDMA 타임 슬롯내에서 한 신호를 적어도 제 1 및 제 2 버전을 수신하는 적어도 제 1 및 제 2 브랜치를 가지며, 상기 신흥의 가중 파라메터를 추정하는 다이버시티 수신기에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 브랜치 각각에서 상기 적어도 제 1 및 제 2 버전과 관련된 적어도 제 1 다이버시티 가중 파라메터를 발생시키는 수단과; 상기 제 1 및 제 2 브랜치 각각에서 발생된 해당하는 적어도 제 1 다이버시티 가중 파라메터에 의해 상기 제 1 및 제 2 버전을 수정하는 수단과; 제 1 결합 신호를 발생시키도록 상기 수정된 제 1 및 제 2 버전을 결합시키는 수단과; 적어도 제 1 정정된 신호를 발생시키도록 상기 제 1 결합 신호를 정정하는 수단 및; 상기 제 1 및 제 2 브랜치 각각에서 상기 적어도 제 1 정정된 신호를 사용하여 상기 신호와 관련된 적어도 제 2 다이버시티 가중 파라메터를 발생시키는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 수신기.
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Families Citing this family (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2541503B2 (ja) * 1994-04-28 1996-10-09 日本電気株式会社 干渉波除去装置
US5519735A (en) * 1994-04-28 1996-05-21 Lockheed Missiles & Space Co., Inc. Reconstructing a primary signal from many secondary signals
JP2616440B2 (ja) * 1994-05-31 1997-06-04 日本電気株式会社 軟判定回路
US5697084A (en) * 1994-09-16 1997-12-09 Bose Corporation Reducing multipath fading using adaptive filtering
US5790596A (en) * 1996-03-15 1998-08-04 Motorola, Inc. Radiotelephone communication unit displaying chronological information
US5949796A (en) 1996-06-19 1999-09-07 Kumar; Derek D. In-band on-channel digital broadcasting method and system
CA2180924C (en) * 1996-07-10 2003-04-08 Adnan Abu-Dayya Diversity path co-channel interference reduction
US6005894A (en) * 1997-04-04 1999-12-21 Kumar; Derek D. AM-compatible digital broadcasting method and system
US6014413A (en) * 1997-05-02 2000-01-11 At&T Corp Time-shifted weighting for signal processing
JP3302634B2 (ja) * 1997-12-16 2002-07-15 松下電器産業株式会社 データ通信装置及び方法
EP0982726A4 (en) * 1998-01-19 2003-06-04 Sony Corp CUTTING SYSTEM, CUTTING CONTROL DEVICE AND CUTTING METHOD
DE19849318A1 (de) * 1998-10-26 2000-04-27 Rohde & Schwarz Verfahren zum Verarbeiten von durch ein Mehrantennensystem gleichzeitig empfangenen OFDM-Signalen
DE19850279B4 (de) * 1998-10-30 2005-12-22 Robert Bosch Gmbh Verfahren für die Übertragung von Signalen zwischen einer ersten Funkstation und einer zweiten Funkstation und Funkstation
DE19959409A1 (de) * 1999-12-09 2001-06-21 Infineon Technologies Ag Turbo-Code-Decoder und Turbo-Code-Decodierverfahren mit iterativer Kanalparameterschätzung
JP2002043990A (ja) * 2000-07-21 2002-02-08 Mitsubishi Electric Corp 無線通信用受信装置
US20020136331A1 (en) * 2001-01-24 2002-09-26 Leif Wilhelmsson Method and apparatus for performing channel estimation with a limiting receiver
US7236545B2 (en) * 2001-06-08 2007-06-26 Broadcom Corporation Chip blanking and processing in SCDMA to mitigate impulse and burst noise and/or distortion
US7570576B2 (en) * 2001-06-08 2009-08-04 Broadcom Corporation Detection and mitigation of temporary (bursts) impairments in channels using SCDMA
US7236548B2 (en) * 2001-12-13 2007-06-26 Koninklijke Philips Electronics N.V. Bit level diversity combining for COFDM system
JP3691449B2 (ja) * 2002-03-25 2005-09-07 三洋電機株式会社 ダイバーシティ回路およびこの回路を備えるダイバーシティ受信装置
US7428278B2 (en) * 2002-05-09 2008-09-23 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for parallel midamble cancellation
EP1376896A1 (en) * 2002-06-20 2004-01-02 Evolium S.A.S. Iterative channel estimation for receiving wireless transmissions using multiple antennas
JP3833686B2 (ja) * 2003-03-20 2006-10-18 富士通株式会社 誤り制御装置
EP2408136A3 (en) * 2003-03-20 2012-09-05 Fujitsu Limited Error control apparatus
US8977934B2 (en) * 2013-02-04 2015-03-10 National Tsing Hua University Method of early termination of channel decoding by re-encoding

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3633107A (en) * 1970-06-04 1972-01-04 Bell Telephone Labor Inc Adaptive signal processor for diversity radio receivers
US3879664A (en) * 1973-05-07 1975-04-22 Signatron High speed digital communication receiver
CA1065020A (en) * 1974-06-27 1979-10-23 William L. Hatton High reliability diversity communications system
US4112370A (en) * 1976-08-06 1978-09-05 Signatron, Inc. Digital communications receiver for dual input signal
US4210871A (en) * 1978-09-01 1980-07-01 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Optimum diversity combining circuit for a plurality of channels
US4186347A (en) * 1978-10-31 1980-01-29 Nasa Radio frequency arraying method for receivers
JPS5927133B2 (ja) * 1979-02-21 1984-07-03 日本電気株式会社 適応型受信機
US4281411A (en) * 1979-06-25 1981-07-28 Signatron, Inc. High speed digital communication receiver
US4328585A (en) * 1980-04-02 1982-05-04 Signatron, Inc. Fast adapting fading channel equalizer
US4761796A (en) * 1985-01-24 1988-08-02 Itt Defense Communications High frequency spread spectrum communication system terminal
CA1236607A (en) * 1985-09-23 1988-05-10 Northern Telecom Limited Microphone arrangement
JPS62143527A (ja) * 1985-12-18 1987-06-26 Nec Corp 同相合成方式
US5031193A (en) * 1989-11-13 1991-07-09 Motorola, Inc. Method and apparatus for diversity reception of time-dispersed signals
DE4018044A1 (de) * 1990-06-06 1991-12-12 Philips Patentverwaltung Empfaenger mit mindestens zwei empfangszweigen

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